JP3992999B2 - 充電電流検出回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は充電電流検出回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯機器が急激に普及しており、これら携帯機器の長時間動作の要求に対応して高精度な充電電流検出回路への要望が高まっている。長時間動作させるためには被充電電池の最大蓄積電力（満充電）まで充電した段階で充電をストップさせる必要がある。充電電流検出回路は充電電流量で満充電を判定し、充電をストップさせる機能を担っているが、この判定精度が悪いと被充電電池の最大蓄積電荷以上の電力を充電してしまう可能性があるため、安全を見越して満充電前に充電をストップする設定にする必要が生じ、結果として携帯機器の動作時間が短くなってしまう。充電電流判定精度が充電電流検出回路の最重要スペックである。満充電の判定は、充電電流が所定電流以下になったことを検出することにより行う。
【０００３】
図５は従来の充電電流検出回路の構成を示すブロック図である。図５において、１は外部電源端子、２は電池端子、３は出力端子、４は被充電電池、５は充電電流検出用抵抗、６は増幅器、１５は充電を完了するときの充電電流値に対応した値であるリファレンスデータ、１６はＡ／Ｄコンバータ、１７は加算器、１８はＣＰＵである。
【０００４】
以下、従来の充電電流検出回路について図５を参照しながら動作を説明する。
【０００５】
外部電源端子１から充電電流ＩCHGが、充電電流検出用抵抗５を通過して被充電電池４に供給される。そこで、充電電流検出用抵抗５の抵抗値Ｒと充電電流ＩCHGの積により充電電流検出電圧ΔＶin（＝ＩCHG×Ｒ)を検出することができる。つまり、外部電源端子１と電池端子２との間の電位差として、充電電流検出電圧ΔＶin（＝ＩCHG×Ｒ)が得られる。
【０００６】
しかし、充電電流検出電圧ΔＶinは、数ｍＶと非常に小さい値であり、そのまままでは充電電流判定を行うことが困難であるため、増幅器６により充電電流検出電圧ΔＶinをα（増幅度）倍に増幅する必要がある。
【０００７】
この増幅器６の出力電圧ΔＶｏは、
ΔＶo＝α×ΔＶin
で表されるが、この電圧ΔＶｏをＣＰＵ１８で制御されているＡ／Ｄコンバータ１６に入力してデジタル値に変換し、Ａ／Ｄコンバータ１６の出力デジタル値を、リファレンスデータ１５と加算器１７で比較し、その結果を出力端子３に出力する。
【０００８】
ここで、加算器１７の構成および動作について具体的に説明する。例えば、Ａ／Ｄコンバータ１６が８ｂｉｔで、０Ａｈ（ｈは１６進数を意味する）までＡ／Ｄ出力が小さくなったら充電を止めると仮定すると、リファレンスデータには、−０Ａｈを入れておき、その加算データが正の値の間は充電を続行し、負の値になったら充電を停止させるという動作を行う。
【０００９】
図５では、加算器１７は、加算後のデータの極性（±）を示す１ｂｉｔのデータを出力する端子を出力端子３として備えている。
【００１０】
上記が理想的な充電電流検出回路の動作であるが、実際には増幅器６の入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetが充電電流検出電圧ΔＶinに加算された状態で増幅器６にて増幅される。そのため、増幅器６の出力電圧ΔＶoは
ΔＶo＝α×（ΔＶin＋ΔＶoffset）
となる。
【００１１】
入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetは、充電電流検出電圧ΔＶinとほぼ同等の絶対値があり、このままでは検出精度が悪くなる。入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetは、増幅器６の内部の入力差動トランジスタの相対誤差が原因であり、１つの製品あたりの絶対値は固定であるが、各製品毎にばらつきが生じる。
【００１２】
そこで、製品出荷時に各製品毎に入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetを測定し、入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetの測定結果を考慮して正確な充電動作の停止ポイントをデジタルデータでリファレンスデータ１５として内部に書き込むことで対策している。この動作を実現するため、リファレンスデータ１５、Ａ／Ｄコンバータ１６、加算器１７、ＣＰＵ１８が必要となっている。
【００１３】
以上の構成で、入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetの影響をなくし正確な充電電流検出を実現している。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の回路構成では、増幅器６の入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetには温度に起因した変動があるため、増幅器６の出力電圧ΔＶoに温度変動が発生してしまう。そのため、製品出荷時に上記調整を行っても、実際の充電中には、周囲温度変化の影響で充電電流検出精度が悪化するという欠点がある。
【００１５】
また、製品出荷時に各製品毎に入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetを測定し、正確な充電動作の停止ポイントをデジタルデータであるリファレンスデータ１５として内部に書き込むことが必要なため、製品出荷時に調整のための工数が必要なことと、精度向上のためにリファレンスデータ１５、Ａ／Ｄコンバータ１６、加算器１７、ＣＰＵ１８が必要となって回路規模が増加し、コストがかさむという欠点とを有していた。
【００１６】
本発明は上記従来の課題を解決するものであり、温度変動がなく高精度で、製品出荷時の調整工程が不要で、コストの安い充電電流検出回路を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために、本発明の第１の充電電流検出回路は、アナログ値を用いた充電電流検出回路であって、被充電電池と直列に接続された充電電流検出用抵抗と、一方および他方の入力端子間に加えられる電圧を増幅する増幅器と、第１の位相で増幅器の一方および他方の入力端子間に零電圧を入力し、第２の位相で増幅器の一方および他方の入力端子間に充電電流検出用抵抗の両端に現れる充電電流検出電圧を入力する第１のスイッチと、増幅器の出力端子に現れる電圧を記憶する電圧記憶素子と、増幅器の出力端子に一端が接続され電圧記憶素子に他端が接続されて第１および第２の位相の何れか一方で閉じて増幅器の出力端子に現れる電圧を電圧記憶素子に書き込ませる第２のスイッチと、増幅器の出力端子に一端が接続されて第１および第２の位相の何れか他方で閉じる第３のスイッチと、第３のスイッチの他端に現れる電圧に充電動作の停止ポイントを規定するリファレンス電圧を加算した電圧と電圧記憶素子の記憶電圧とを比較する比較器と、比較器の出力を保持するラッチ回路とを備えている。
【００１８】
この構成によれば、充電電流検出電圧が入力される状態における増幅器の出力端子の電圧にリファレンス電圧を加算した電圧と、零電圧が入力される状態における増幅器の出力端子の電圧とを比較器で比較することになる。その結果、充電電流検出電圧が入力される状態における増幅器の出力端子の電圧に現れる増幅器の入力オフセット電圧による誤差分が、零電圧が入力される状態における増幅器の出力端子の電圧に現れる増幅器の入力直流オフセット電圧による誤差分でキャンセルされることになる。したがって、充電電流検出の際に増幅器の入力直流オフセット電圧の影響を排除することができる。したがって、充電電流検出結果に増幅器の入力直流オフセット電圧による温度変動が生じることがなくなり、高精度に充電電流検出を行うことが可能となる。
【００１９】
また、従来例のような製品出荷時の調整工程が不要であり、しかも精度向上のためにＡ／Ｄ変換器、ＣＰＵ、リファレンスデータ、加算器などの部品は不要でコストの安い充電電流検出回路を得ることができる。
上記構成においては、電圧記憶素子が容量素子であることが好ましい。
本発明の第２の充電電流検出回路は、被充電電池と直列に接続された充電電流検出用抵抗と、一方および他方の入力端子間に加えられる電圧を増幅する増幅器と、第１の位相で増幅器の一方および他方の入力端子間に零電圧を入力し、第２の位相で増幅器の一方および他方の入力端子間に充電電流検出用抵抗の両端に現れる充電電流検出電圧を入力する第１のスイッチと、増幅器の出力端子に一端を接続し他端を固定電位とした容量素子と、増幅器の出力端子に一端が接続されて容量素子の一端に他端が接続され第１および第２の位相の何れか一方で閉じて増幅器の出力端子に現れる電圧を容量素子に与える第２のスイッチと、増幅器の出力端子に一端が接続されて第１および第２の位相の何れか他方で閉じる第３のスイッチと、第３のスイッチの他端に現れる電圧に充電動作の停止ポイントを規定するリファレンス電圧を加算した電圧と容量素子の一端の電圧とを比較する比較器と、比較器の出力を保持するラッチ回路とを備えている。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図１を用いて説明する。
【００２１】
図１は本発明の実施の形態における充電電流検出回路の構成を示すブロック図である。図１において、１は外部電源端子、２は電池端子、３は出力端子、４は被充電電池、５は充電電流検出用抵抗、６は増幅器、７は比較器、８は容量素子などの電圧記憶素子、９は第１の位相で電池端子２側に切り替わり、第２の位相で外部電源端子１側に切り替わる切替スイッチ、１０は第１の位相で閉じるスイッチ、１１は第２の位相で閉じるスイッチ、１２はラッチ回路、１３はクロック発生回路、１４は充電を完了するときの充電電流値に対応した電圧（負値）であるリファレンス電圧である。
【００２２】
以下、充電電流検出回路について動作を説明する。外部電源端子１から充電電流ＩCHGが、充電電流検出用抵抗５を通過して被充電電池４に供給される。充電電流検出用抵抗５の抵抗値Ｒと充電電流ＩCHGの積により充電電流検出電圧ΔＶin（＝ＩCHG×Ｒ）を検出することができる。つまり、外部電源端子１と電池端子２との間の電位差として、充電電流検出電圧ΔＶin（＝ＩCHG×Ｒ)が得られる。
【００２３】
まず、第１の位相において、切替スイッチ９により増幅器６の両入力端子をショートすると、零電圧が入力される、つまり、増幅器６の両入力端子にともに電池端子４の電圧が入力されることになるため、増幅器６の出力電圧ΔＶo1は
ΔＶo1＝α×ΔＶoffset
となる。この値を第１の位相で閉じるスイッチ１０を介して電圧記憶素子８に入力する。
【００２４】
つぎに、第２の位相において、切替スイッチ９により増幅器６の両入力端子間に、充電電流検出電圧ΔＶin（＝ＩCHG×Ｒ）を与える。このとき、増幅器６の出力電圧ΔＶo2は
ΔＶo2＝α×(Ｖin＋ΔＶoffset)
となる。このとき、スイッチ１０は開いているので、スイッチ１０の両端の電圧差ΔＶoaveは
ΔＶoave＝ΔＶo2−ΔＶo1＝α×Ｖin
となり、増幅器６の入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetの影響は相殺されてなくなる。
【００２５】
そして、この電圧差ΔＶoaveとリファレンス電圧１４とを第２の位相で閉じるスイッチ１１を介して加算し、比較器７の一方の入力端子間に入力する。比較器７の他方の入力端子には、電圧記憶素子８に現れる電圧が入力される。これにより、比較器７は増幅器６の入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetの影響を受けることなく、高精度な比較動作を実現できる。そして、比較器７の出力をラッチ回路１２が第２の位相が終わるタイミングでラッチして出力端子３より出力する。
【００２６】
ここで、比較器７における比較動作について、図２の等価回路図を参照しながら具体的に説明する。図２においては、増幅器６、リファレンス電圧１４および電圧記憶素子８を電圧源で表している。ここで、電圧記憶素子８の電圧をΔＶｏ１とし、増幅器６の電圧をΔＶｏ２とし、リファレンス電圧１４を−α・Ｖｉｎ０とする。ただし、
ΔＶｏ１＝α・ΔＶoffset
ΔＶｏ２＝α・（Ｖｉｎ＋ΔＶoffset）
である。
【００２７】
充電電流がまだ大きいとき、つまりＶｉｎ＞Ｖｉｎ０のときは、比較器７の上側入力端子の電圧（ΔＶｏ２−α・Ｖｉｎ０）は、比較器７の下側入力端子の電圧ΔＶｏ１より大きい。
【００２８】
充電が進んで、Ｖｉｎ＝Ｖｉｎ０となったときに、比較器７の上側入力端子の電圧（ΔＶｏ２−α・Ｖｉｎ０）は、比較器７の下側入力端子の電圧ΔＶｏ１と同じになり、比較器７の出力が反転する。
【００２９】
ここで、第１の位相および第２の位相を設定する信号はクロック発生回路１３により生成されて、切替スイッチ９と、スイッチ１０，１１とラッチ回路１２とに与えられる。第１の位相と第２の位相とは交互に繰り返される。Ｓ１は第１の位相でアクティブとなる信号であり、Ｓ２は第２の位相でアクティブとなる信号である。
【００３０】
図３に図１の充電電流検出回路の各部のタイミング図を示す。図３には、クロック発生回路１３から出力される信号Ｓ１，Ｓ２と、切替スイッチ９およびスイッチ１０，１１の状態と、ラッチ回路１２のラッチタイミングとが示されている。図３では、信号Ｓ１がローで信号Ｓ２がハイのときに、切替スイッチ９が外部電源端子１側に切り替わり、スイッチ１０がオフで、スイッチ１１がオンとなっている。信号Ｓ１がハイで信号Ｓ２がローのときに、切替スイッチ９が電池端子２側に切り替わり、スイッチ１０がオンで、スイッチ１１がオフとなっている。ラッチ回路１２のラッチタイミングは、信号Ｓ２がハイからローに切り替わるタイミングである。なお、図３のタイミング図では、信号Ｓ１と信号Ｓ２とがちょうど逆相になって、両信号Ｓ１，Ｓ２のハイ区間の間に休止期間はなかったが、休止期間があってもよい。
【００３１】
また、図１の各部の電流・電圧の充電の進行に伴う時間的変化を図４に示す。図４には、信号Ｓ１と、充電電流ＩCHGと、増幅器６の出力と、比較器７の上側入力、下側入力および出力と、ラッチ回路１２のラッチタイミングと、出力端子３の状態とが示されている。
【００３２】
図４では、充電電流は時間の経過とともに徐々に減少している。増幅器６の出力は、信号Ｓ１がローのときには充電電流に対応した電圧となり、信号Ｓ１がハイのときにはオフセット電圧になる。比較器７の上側入力は信号Ｓ１がローのときに増幅器６の出力が入力され、信号Ｓ１がハイのときは不定となる。比較器７の下側入力は、つねに電圧記憶素子８の保持電圧（オフセット電圧）となる。比較器７の出力は、信号Ｓ１がローのときは、上側入力と下側入力の比較結果に応じた値となり、信号Ｓ１がハイのときは不定となる。ラッチ回路１２のラッチタイミングはこの例では、信号Ｓ１がローからハイに変化するタイミング（信号Ｓ２がハイからローに変化するタイミング）である。出力端子３の値は、ラッチタイミングに同期して変化する。
【００３３】
この構成を採用することにより、増幅器６の入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetの影響を相殺してしまうので、入力オフセット電圧ΔＶoffsetの温度依存性も相殺できる。
【００３４】
また、入力オフセット電圧ΔＶoffsetの影響がないため、製品出荷時の調整・書き込み工程が不要となり、併せて、回路規模を大きくする要因となるリファレンスデータ１５、Ａ／Ｄコンバータ１６、加算器１７、ＣＰＵ１８が不要となり、コスト低下が図れることとなる。
【００３５】
なお、増幅器６の両入力端子をショートするときに、増幅器７の入力端子に与える電圧は外部電源電圧１でも電池電圧２でも、またその他のリファレンス等の電圧でもよい。つまり、任意の電圧を与えることができる。
【００３６】
また、第１の位相と第２の位相、および、充電電流検出電圧ΔＶinを増幅器６に与える位相と増幅器６の入力端子をショートする位相は、どちらの組み合わせでも同様の効果が得られる。つまり、上記の実施の形態では、スイッチ１０は第１の位相で閉じ、スイッチ１１は第２の位相で閉じる構成としたが、逆にスイッチ１０が第２の位相で閉じ、スイッチ１１が第１の位相で閉じる構成としてもよい。
【００３７】
【発明の効果】
以上のように、本発明の充電電流検出回路によれば、充電電流検出電圧が入力される状態における増幅器の出力端子の電圧にリファレンス電圧を加算した電圧と、零電圧が入力される状態における増幅器の出力端子の電圧とを比較器で比較することになる。その結果、充電電流検出電圧が入力される状態における増幅器の出力端子の電圧に現れる増幅器の入力オフセット電圧による誤差分が、零電圧が入力される状態における増幅器の出力端子の電圧に現れる増幅器の入力直流オフセット電圧による誤差分でキャンセルされることになる。したがって、充電電流検出の際に増幅器の入力直流オフセット電圧の影響を排除することができる。したがって、充電電流検出結果に増幅器の入力直流オフセット電圧による温度変動が生じることがなくなり、高精度に充電電流検出を行うことが可能となる。
【００３８】
また、従来例のような製品出荷時の調整工程が不要であり、しかも精度向上のためにＡ／Ｄ変換器、ＣＰＵ、リファレンスデータ、加算器などの部品は不要でコストの安い充電電流検出回路を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態における充電電流検出回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態の充電電流検出回路の動作を説明するための等価回路図である。
【図３】本発明の実施の形態の充電電流検出回路の動作を示すタイミング図である。
【図４】本発明の実施の形態の充電電流検出回路の動作を示すタイミング図である。
【図５】従来の充電電流検出回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 外部電源端子
２ 電池端子
３ 出力端子
４ 被充電電池
５ 充電電流検出用抵抗
６ 増幅器
７ 比較器
８ 電圧記憶素子
９ 切替スイッチ（第１のスイッチ）
１０ スイッチ（第２のスイッチ）
１１ スイッチ（第３のスイッチ）
１２ ラッチ回路
１３ クロック発生回路
１４ リファレンス電圧
１５ リファレンスデータ
１６ Ａ／Ｄコンバータ
１７ 加算器
１８ ＣＰＵ
【発明の属する技術分野】
本発明は充電電流検出回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯機器が急激に普及しており、これら携帯機器の長時間動作の要求に対応して高精度な充電電流検出回路への要望が高まっている。長時間動作させるためには被充電電池の最大蓄積電力（満充電）まで充電した段階で充電をストップさせる必要がある。充電電流検出回路は充電電流量で満充電を判定し、充電をストップさせる機能を担っているが、この判定精度が悪いと被充電電池の最大蓄積電荷以上の電力を充電してしまう可能性があるため、安全を見越して満充電前に充電をストップする設定にする必要が生じ、結果として携帯機器の動作時間が短くなってしまう。充電電流判定精度が充電電流検出回路の最重要スペックである。満充電の判定は、充電電流が所定電流以下になったことを検出することにより行う。
【０００３】
図５は従来の充電電流検出回路の構成を示すブロック図である。図５において、１は外部電源端子、２は電池端子、３は出力端子、４は被充電電池、５は充電電流検出用抵抗、６は増幅器、１５は充電を完了するときの充電電流値に対応した値であるリファレンスデータ、１６はＡ／Ｄコンバータ、１７は加算器、１８はＣＰＵである。
【０００４】
以下、従来の充電電流検出回路について図５を参照しながら動作を説明する。
【０００５】
外部電源端子１から充電電流ＩCHGが、充電電流検出用抵抗５を通過して被充電電池４に供給される。そこで、充電電流検出用抵抗５の抵抗値Ｒと充電電流ＩCHGの積により充電電流検出電圧ΔＶin（＝ＩCHG×Ｒ)を検出することができる。つまり、外部電源端子１と電池端子２との間の電位差として、充電電流検出電圧ΔＶin（＝ＩCHG×Ｒ)が得られる。
【０００６】
しかし、充電電流検出電圧ΔＶinは、数ｍＶと非常に小さい値であり、そのまままでは充電電流判定を行うことが困難であるため、増幅器６により充電電流検出電圧ΔＶinをα（増幅度）倍に増幅する必要がある。
【０００７】
この増幅器６の出力電圧ΔＶｏは、
ΔＶo＝α×ΔＶin
で表されるが、この電圧ΔＶｏをＣＰＵ１８で制御されているＡ／Ｄコンバータ１６に入力してデジタル値に変換し、Ａ／Ｄコンバータ１６の出力デジタル値を、リファレンスデータ１５と加算器１７で比較し、その結果を出力端子３に出力する。
【０００８】
ここで、加算器１７の構成および動作について具体的に説明する。例えば、Ａ／Ｄコンバータ１６が８ｂｉｔで、０Ａｈ（ｈは１６進数を意味する）までＡ／Ｄ出力が小さくなったら充電を止めると仮定すると、リファレンスデータには、−０Ａｈを入れておき、その加算データが正の値の間は充電を続行し、負の値になったら充電を停止させるという動作を行う。
【０００９】
図５では、加算器１７は、加算後のデータの極性（±）を示す１ｂｉｔのデータを出力する端子を出力端子３として備えている。
【００１０】
上記が理想的な充電電流検出回路の動作であるが、実際には増幅器６の入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetが充電電流検出電圧ΔＶinに加算された状態で増幅器６にて増幅される。そのため、増幅器６の出力電圧ΔＶoは
ΔＶo＝α×（ΔＶin＋ΔＶoffset）
となる。
【００１１】
入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetは、充電電流検出電圧ΔＶinとほぼ同等の絶対値があり、このままでは検出精度が悪くなる。入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetは、増幅器６の内部の入力差動トランジスタの相対誤差が原因であり、１つの製品あたりの絶対値は固定であるが、各製品毎にばらつきが生じる。
【００１２】
そこで、製品出荷時に各製品毎に入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetを測定し、入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetの測定結果を考慮して正確な充電動作の停止ポイントをデジタルデータでリファレンスデータ１５として内部に書き込むことで対策している。この動作を実現するため、リファレンスデータ１５、Ａ／Ｄコンバータ１６、加算器１７、ＣＰＵ１８が必要となっている。
【００１３】
以上の構成で、入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetの影響をなくし正確な充電電流検出を実現している。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の回路構成では、増幅器６の入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetには温度に起因した変動があるため、増幅器６の出力電圧ΔＶoに温度変動が発生してしまう。そのため、製品出荷時に上記調整を行っても、実際の充電中には、周囲温度変化の影響で充電電流検出精度が悪化するという欠点がある。
【００１５】
また、製品出荷時に各製品毎に入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetを測定し、正確な充電動作の停止ポイントをデジタルデータであるリファレンスデータ１５として内部に書き込むことが必要なため、製品出荷時に調整のための工数が必要なことと、精度向上のためにリファレンスデータ１５、Ａ／Ｄコンバータ１６、加算器１７、ＣＰＵ１８が必要となって回路規模が増加し、コストがかさむという欠点とを有していた。
【００１６】
本発明は上記従来の課題を解決するものであり、温度変動がなく高精度で、製品出荷時の調整工程が不要で、コストの安い充電電流検出回路を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために、本発明の第１の充電電流検出回路は、アナログ値を用いた充電電流検出回路であって、被充電電池と直列に接続された充電電流検出用抵抗と、一方および他方の入力端子間に加えられる電圧を増幅する増幅器と、第１の位相で増幅器の一方および他方の入力端子間に零電圧を入力し、第２の位相で増幅器の一方および他方の入力端子間に充電電流検出用抵抗の両端に現れる充電電流検出電圧を入力する第１のスイッチと、増幅器の出力端子に現れる電圧を記憶する電圧記憶素子と、増幅器の出力端子に一端が接続され電圧記憶素子に他端が接続されて第１および第２の位相の何れか一方で閉じて増幅器の出力端子に現れる電圧を電圧記憶素子に書き込ませる第２のスイッチと、増幅器の出力端子に一端が接続されて第１および第２の位相の何れか他方で閉じる第３のスイッチと、第３のスイッチの他端に現れる電圧に充電動作の停止ポイントを規定するリファレンス電圧を加算した電圧と電圧記憶素子の記憶電圧とを比較する比較器と、比較器の出力を保持するラッチ回路とを備えている。
【００１８】
この構成によれば、充電電流検出電圧が入力される状態における増幅器の出力端子の電圧にリファレンス電圧を加算した電圧と、零電圧が入力される状態における増幅器の出力端子の電圧とを比較器で比較することになる。その結果、充電電流検出電圧が入力される状態における増幅器の出力端子の電圧に現れる増幅器の入力オフセット電圧による誤差分が、零電圧が入力される状態における増幅器の出力端子の電圧に現れる増幅器の入力直流オフセット電圧による誤差分でキャンセルされることになる。したがって、充電電流検出の際に増幅器の入力直流オフセット電圧の影響を排除することができる。したがって、充電電流検出結果に増幅器の入力直流オフセット電圧による温度変動が生じることがなくなり、高精度に充電電流検出を行うことが可能となる。
【００１９】
また、従来例のような製品出荷時の調整工程が不要であり、しかも精度向上のためにＡ／Ｄ変換器、ＣＰＵ、リファレンスデータ、加算器などの部品は不要でコストの安い充電電流検出回路を得ることができる。
上記構成においては、電圧記憶素子が容量素子であることが好ましい。
本発明の第２の充電電流検出回路は、被充電電池と直列に接続された充電電流検出用抵抗と、一方および他方の入力端子間に加えられる電圧を増幅する増幅器と、第１の位相で増幅器の一方および他方の入力端子間に零電圧を入力し、第２の位相で増幅器の一方および他方の入力端子間に充電電流検出用抵抗の両端に現れる充電電流検出電圧を入力する第１のスイッチと、増幅器の出力端子に一端を接続し他端を固定電位とした容量素子と、増幅器の出力端子に一端が接続されて容量素子の一端に他端が接続され第１および第２の位相の何れか一方で閉じて増幅器の出力端子に現れる電圧を容量素子に与える第２のスイッチと、増幅器の出力端子に一端が接続されて第１および第２の位相の何れか他方で閉じる第３のスイッチと、第３のスイッチの他端に現れる電圧に充電動作の停止ポイントを規定するリファレンス電圧を加算した電圧と容量素子の一端の電圧とを比較する比較器と、比較器の出力を保持するラッチ回路とを備えている。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図１を用いて説明する。
【００２１】
図１は本発明の実施の形態における充電電流検出回路の構成を示すブロック図である。図１において、１は外部電源端子、２は電池端子、３は出力端子、４は被充電電池、５は充電電流検出用抵抗、６は増幅器、７は比較器、８は容量素子などの電圧記憶素子、９は第１の位相で電池端子２側に切り替わり、第２の位相で外部電源端子１側に切り替わる切替スイッチ、１０は第１の位相で閉じるスイッチ、１１は第２の位相で閉じるスイッチ、１２はラッチ回路、１３はクロック発生回路、１４は充電を完了するときの充電電流値に対応した電圧（負値）であるリファレンス電圧である。
【００２２】
以下、充電電流検出回路について動作を説明する。外部電源端子１から充電電流ＩCHGが、充電電流検出用抵抗５を通過して被充電電池４に供給される。充電電流検出用抵抗５の抵抗値Ｒと充電電流ＩCHGの積により充電電流検出電圧ΔＶin（＝ＩCHG×Ｒ）を検出することができる。つまり、外部電源端子１と電池端子２との間の電位差として、充電電流検出電圧ΔＶin（＝ＩCHG×Ｒ)が得られる。
【００２３】
まず、第１の位相において、切替スイッチ９により増幅器６の両入力端子をショートすると、零電圧が入力される、つまり、増幅器６の両入力端子にともに電池端子４の電圧が入力されることになるため、増幅器６の出力電圧ΔＶo1は
ΔＶo1＝α×ΔＶoffset
となる。この値を第１の位相で閉じるスイッチ１０を介して電圧記憶素子８に入力する。
【００２４】
つぎに、第２の位相において、切替スイッチ９により増幅器６の両入力端子間に、充電電流検出電圧ΔＶin（＝ＩCHG×Ｒ）を与える。このとき、増幅器６の出力電圧ΔＶo2は
ΔＶo2＝α×(Ｖin＋ΔＶoffset)
となる。このとき、スイッチ１０は開いているので、スイッチ１０の両端の電圧差ΔＶoaveは
ΔＶoave＝ΔＶo2−ΔＶo1＝α×Ｖin
となり、増幅器６の入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetの影響は相殺されてなくなる。
【００２５】
そして、この電圧差ΔＶoaveとリファレンス電圧１４とを第２の位相で閉じるスイッチ１１を介して加算し、比較器７の一方の入力端子間に入力する。比較器７の他方の入力端子には、電圧記憶素子８に現れる電圧が入力される。これにより、比較器７は増幅器６の入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetの影響を受けることなく、高精度な比較動作を実現できる。そして、比較器７の出力をラッチ回路１２が第２の位相が終わるタイミングでラッチして出力端子３より出力する。
【００２６】
ここで、比較器７における比較動作について、図２の等価回路図を参照しながら具体的に説明する。図２においては、増幅器６、リファレンス電圧１４および電圧記憶素子８を電圧源で表している。ここで、電圧記憶素子８の電圧をΔＶｏ１とし、増幅器６の電圧をΔＶｏ２とし、リファレンス電圧１４を−α・Ｖｉｎ０とする。ただし、
ΔＶｏ１＝α・ΔＶoffset
ΔＶｏ２＝α・（Ｖｉｎ＋ΔＶoffset）
である。
【００２７】
充電電流がまだ大きいとき、つまりＶｉｎ＞Ｖｉｎ０のときは、比較器７の上側入力端子の電圧（ΔＶｏ２−α・Ｖｉｎ０）は、比較器７の下側入力端子の電圧ΔＶｏ１より大きい。
【００２８】
充電が進んで、Ｖｉｎ＝Ｖｉｎ０となったときに、比較器７の上側入力端子の電圧（ΔＶｏ２−α・Ｖｉｎ０）は、比較器７の下側入力端子の電圧ΔＶｏ１と同じになり、比較器７の出力が反転する。
【００２９】
ここで、第１の位相および第２の位相を設定する信号はクロック発生回路１３により生成されて、切替スイッチ９と、スイッチ１０，１１とラッチ回路１２とに与えられる。第１の位相と第２の位相とは交互に繰り返される。Ｓ１は第１の位相でアクティブとなる信号であり、Ｓ２は第２の位相でアクティブとなる信号である。
【００３０】
図３に図１の充電電流検出回路の各部のタイミング図を示す。図３には、クロック発生回路１３から出力される信号Ｓ１，Ｓ２と、切替スイッチ９およびスイッチ１０，１１の状態と、ラッチ回路１２のラッチタイミングとが示されている。図３では、信号Ｓ１がローで信号Ｓ２がハイのときに、切替スイッチ９が外部電源端子１側に切り替わり、スイッチ１０がオフで、スイッチ１１がオンとなっている。信号Ｓ１がハイで信号Ｓ２がローのときに、切替スイッチ９が電池端子２側に切り替わり、スイッチ１０がオンで、スイッチ１１がオフとなっている。ラッチ回路１２のラッチタイミングは、信号Ｓ２がハイからローに切り替わるタイミングである。なお、図３のタイミング図では、信号Ｓ１と信号Ｓ２とがちょうど逆相になって、両信号Ｓ１，Ｓ２のハイ区間の間に休止期間はなかったが、休止期間があってもよい。
【００３１】
また、図１の各部の電流・電圧の充電の進行に伴う時間的変化を図４に示す。図４には、信号Ｓ１と、充電電流ＩCHGと、増幅器６の出力と、比較器７の上側入力、下側入力および出力と、ラッチ回路１２のラッチタイミングと、出力端子３の状態とが示されている。
【００３２】
図４では、充電電流は時間の経過とともに徐々に減少している。増幅器６の出力は、信号Ｓ１がローのときには充電電流に対応した電圧となり、信号Ｓ１がハイのときにはオフセット電圧になる。比較器７の上側入力は信号Ｓ１がローのときに増幅器６の出力が入力され、信号Ｓ１がハイのときは不定となる。比較器７の下側入力は、つねに電圧記憶素子８の保持電圧（オフセット電圧）となる。比較器７の出力は、信号Ｓ１がローのときは、上側入力と下側入力の比較結果に応じた値となり、信号Ｓ１がハイのときは不定となる。ラッチ回路１２のラッチタイミングはこの例では、信号Ｓ１がローからハイに変化するタイミング（信号Ｓ２がハイからローに変化するタイミング）である。出力端子３の値は、ラッチタイミングに同期して変化する。
【００３３】
この構成を採用することにより、増幅器６の入力直流オフセット電圧ΔＶoffsetの影響を相殺してしまうので、入力オフセット電圧ΔＶoffsetの温度依存性も相殺できる。
【００３４】
また、入力オフセット電圧ΔＶoffsetの影響がないため、製品出荷時の調整・書き込み工程が不要となり、併せて、回路規模を大きくする要因となるリファレンスデータ１５、Ａ／Ｄコンバータ１６、加算器１７、ＣＰＵ１８が不要となり、コスト低下が図れることとなる。
【００３５】
なお、増幅器６の両入力端子をショートするときに、増幅器７の入力端子に与える電圧は外部電源電圧１でも電池電圧２でも、またその他のリファレンス等の電圧でもよい。つまり、任意の電圧を与えることができる。
【００３６】
また、第１の位相と第２の位相、および、充電電流検出電圧ΔＶinを増幅器６に与える位相と増幅器６の入力端子をショートする位相は、どちらの組み合わせでも同様の効果が得られる。つまり、上記の実施の形態では、スイッチ１０は第１の位相で閉じ、スイッチ１１は第２の位相で閉じる構成としたが、逆にスイッチ１０が第２の位相で閉じ、スイッチ１１が第１の位相で閉じる構成としてもよい。
【００３７】
【発明の効果】
以上のように、本発明の充電電流検出回路によれば、充電電流検出電圧が入力される状態における増幅器の出力端子の電圧にリファレンス電圧を加算した電圧と、零電圧が入力される状態における増幅器の出力端子の電圧とを比較器で比較することになる。その結果、充電電流検出電圧が入力される状態における増幅器の出力端子の電圧に現れる増幅器の入力オフセット電圧による誤差分が、零電圧が入力される状態における増幅器の出力端子の電圧に現れる増幅器の入力直流オフセット電圧による誤差分でキャンセルされることになる。したがって、充電電流検出の際に増幅器の入力直流オフセット電圧の影響を排除することができる。したがって、充電電流検出結果に増幅器の入力直流オフセット電圧による温度変動が生じることがなくなり、高精度に充電電流検出を行うことが可能となる。
【００３８】
また、従来例のような製品出荷時の調整工程が不要であり、しかも精度向上のためにＡ／Ｄ変換器、ＣＰＵ、リファレンスデータ、加算器などの部品は不要でコストの安い充電電流検出回路を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態における充電電流検出回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態の充電電流検出回路の動作を説明するための等価回路図である。
【図３】本発明の実施の形態の充電電流検出回路の動作を示すタイミング図である。
【図４】本発明の実施の形態の充電電流検出回路の動作を示すタイミング図である。
【図５】従来の充電電流検出回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 外部電源端子
２ 電池端子
３ 出力端子
４ 被充電電池
５ 充電電流検出用抵抗
６ 増幅器
７ 比較器
８ 電圧記憶素子
９ 切替スイッチ（第１のスイッチ）
１０ スイッチ（第２のスイッチ）
１１ スイッチ（第３のスイッチ）
１２ ラッチ回路
１３ クロック発生回路
１４ リファレンス電圧
１５ リファレンスデータ
１６ Ａ／Ｄコンバータ
１７ 加算器
１８ ＣＰＵ
Claims (3)
- アナログ値を用いた充電電流検出回路であって、
被充電電池と直列に接続された充電電流検出用抵抗と、
一方および他方の入力端子間に加えられる電圧を増幅する増幅器と、
第１の位相で前記増幅器の一方および他方の入力端子間に零電圧を入力し、第２の位相で前記増幅器の一方および他方の入力端子間に前記充電電流検出用抵抗の両端に現れる充電電流検出電圧を入力する第１のスイッチと、
前記増幅器の出力端子に現れる電圧を記憶する電圧記憶素子と、
前記増幅器の出力端子に一端が接続され前記電圧記憶素子に他端が接続されて前記第１および第２の位相の何れか一方で閉じて前記増幅器の出力端子に現れる電圧を前記電圧記憶素子に書き込ませる第２のスイッチと、
前記増幅器の出力端子に一端が接続されて前記第１および第２の位相の何れか他方で閉じる第３のスイッチと、
前記第３のスイッチの他端に現れる電圧に充電動作の停止ポイントを規定するリファレンス電圧を加算した電圧と前記電圧記憶素子の記憶電圧とを比較する比較器と、
前記比較器の出力を保持するラッチ回路とを備えた充電電流検出回路。 - 前記電圧記憶素子が容量素子であることを特徴とする請求項１記載の充電電流検出回路。
- 被充電電池と直列に接続された充電電流検出用抵抗と、
一方および他方の入力端子間に加えられる電圧を増幅する増幅器と、
第１の位相で前記増幅器の一方および他方の入力端子間に零電圧を入力し、第２の位相で前記増幅器の一方および他方の入力端子間に前記充電電流検出用抵抗の両端に現れる充電電流検出電圧を入力する第１のスイッチと、
前記増幅器の出力端子に一端を接続し他端を固定電位とした容量素子と、
前記増幅器の出力端子に一端が接続されて前記容量素子の前記一端に他端が接続され前記第１および第２の位相の何れか一方で閉じて前記増幅器の出力端子に現れる電圧を前記容量素子に与える第２のスイッチと、
前記増幅器の出力端子に一端が接続されて前記第１および第２の位相の何れか他方で閉じる第３のスイッチと、
前記第３のスイッチの他端に現れる電圧に充電動作の停止ポイントを規定するリファレンス電圧を加算した電圧と前記容量素子の前記一端の電圧とを比較する比較器と、
前記比較器の出力を保持するラッチ回路とを備えた充電電流検出回路。
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