JP3968228B2 - レギュレータ回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、出力端子を所定の直流電圧に調整、維持するレギュレータ回路に関するものであり、特に、出力端子に接続されるバッテリーの充電用や、負荷への所定直流電圧印加用のレギュレータ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
各種電子機器に搭載されているＭＰＵ、ＬＳＩ、ＩＣ、その他の半導体デバイスや、ＨＤＤ、ＦＤＤ等の駆動モータ等は、ＤＣ５Ｖ、３．３Ｖ等の直流電圧を電源として動作している。そのため、これらの電子機器には、ＡＣアダプターを介してＡＣ１００Ｖ等から変換された直流電圧を、所望の直流電圧に変換するためのＤＣ／ＤＣコンバータが必要である。更に、システムの複雑化に伴い多種類の電源系統が必要とされる場合もあり、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を別のＤＣ／ＤＣコンバータにより再変換する場合もある。これらのＤＣ／ＤＣコンバータは、変換電圧差、必要とされる電源容量や精度等を考慮して、一般的に、スイッチングレギュレータ、あるいはシリーズレギュレータで構成されている。
【０００３】
また、近年、ノートパソコンや携帯電話等の携帯機器においては、直流電源としてＡＣアダプターに代えて再充電可能なバッテリーが搭載される場合がある。これらのシステムにおいて、再充電動作はＡＣアダプター等に接続されて行なわれ、バッテリーへの充電電流の制御や、満充電時のバッテリー電圧の制御等を行なうために充電制御装置が備えられている。
【０００４】
図１３に、従来技術の充電制御装置１００を示す。ＡＣアダプター１０２から出力される直流電圧は、ＰＭＯＳドライバＴｒ１をスイッチング制御することにより、コイルＬ１及びコンデンサＣ１により平滑された上で、充電電流検出抵抗ＲＳ１を介してバッテリー１０１に充電される。ダイオードＤ１は、充電電流ＩＣＨＧの回生用フライバックダイオードである。
【０００５】
ＰＭＯＳドライバＴｒ１のスイッチング制御は、充電制御回路１１１により行なわれる。充電電流検出抵抗ＲＳ１の端子間電圧は増幅器１１２で増幅され、誤差増幅器１１６は、参照電圧Ｖ１との電圧差を誤差増幅することにより定電流充電用制御電圧を出力する。また、充電電流検出抵抗ＲＳ１のバッテリー側端子である充電制御装置出力端子ＶＯの出力電圧ＶＯは抵抗素子Ｒ１１０及びＲ１２０により分圧され、誤差増幅器１１８が、基準電圧端子Ｖ２における基準電圧Ｖ２との電位差を誤差増幅することにより定電圧充電用制御電圧を出力する。両制御電圧は比較器１２０に入力され、発振器（ＯＳＣ）１２２からの発振信号との比較を行なうことによりスイッチングデューティが決定される。誤差増幅器１１６による定電流充電用制御電圧によりスイッチングデューティが決定される場合には定電流充電制御が行なわれ、バッテリー１０１への充電電流ＩＣＨＧは所定の充電電流ＩＣＨＧＭとなる。誤差増幅器１１８による定電圧充電用制御電圧によりスイッチングデューティが決定される場合には定電圧充電制御が行なわれ、出力電圧ＶＯは所定の満充電電圧ＶＢＡＴ０に維持されて充電が行なわれる。
【０００６】
図１３の充電制御回路１１１の充電制御方法では、充電開始から充電制御装置出力端子ＶＯの出力電圧ＶＯが満充電電圧ＶＢＡＴ０に達するまでは、バッテリー１０１への充電電流ＩＣＨＧは誤差増幅器１１６により制御されて、所定の充電電流ＩＣＨＧＭで急速な充電が行なわれる。バッテリー１０１への充電が進み、充電制御装置出力端子ＶＯの出力電圧ＶＯが満充電電圧ＶＢＡＴ０に達すると、誤差増幅器１１６が出力する定電流充電用制御電圧と誤差増幅器１１８が出力する定電圧充電用制御電圧とが逆転し、充電制御が定電流制御から定電圧制御に切り替わる。充電制御装置出力端子ＶＯの出力電圧ＶＯを満充電電圧ＶＢＡＴ０に維持した状態で充電動作を継続することにより、充電電流ＩＣＨＧが所定の充電電流ＩＣＨＧＭから減少しながら最終的に充電電流ＩＣＨＧがなくなった時点で、バッテリー１０１への充電を完了する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
充電制御装置１００とバッテリー１０１との接続は、コネクタやスイッチ等を介して接続されるため、コネクタ等の接続部分に接触抵抗等の抵抗成分が存在する。この接触抵抗等に接続配線自身の配線抵抗が加わり、接続経路には寄生抵抗ＲＬＳ１が挿入される。バッテリー１０１への充電電流ＩＣＨＧは、寄生抵抗ＲＬＳ１を介してバッテリー１０１に流れ込むため、定電流制御状態における充電電流ＩＣＨＧＭに対しては電圧降下ΔＶＬＳが生ずる。充電制御装置出力端子ＶＯの出力電圧ＶＯに比してバッテリー端子電圧ＶＢＡＴが、降下電圧ΔＶＬＳ分だけ低くなってしまう。充電制御装置１００は、充電制御装置出力端子ＶＯの出力電圧ＶＯについて定電圧制御するので、定電流充電制御が進んでバッテリー端子電圧ＶＢＡＴが上昇するに応じて充電制御装置出力端子ＶＯの出力電圧ＶＯも上昇し、充電制御装置出力端子ＶＯが満充電電圧ＶＢＡＴ０に達した時点で、充電制御は定電流制御から定電圧制御に切り替わってしまう。
【０００８】
しかしながらこの時点では、バッテリー端子電圧ＶＢＡＴは、バッテリー１０１の満充電電圧ＶＢＡＴ０には達しておらず、満充電電圧ＶＢＡＴ０から降下電圧ΔＶＬＳ分低い電圧レベルに充電されているに留まっている。即ち、本来なら定充電制御により高速な充電制御が行なえるところ、寄生抵抗ＲＬＳ１による電圧降下ΔＶＬＳにより定充電制御時間が短くなってしまい、バッテリー１０１の満充電までの充電時間が長くなってしまい問題である。
【０００９】
この様子を図１４に示す。定電流充電制御時に寄生抵抗ＲＬＳ１に充電電流ＩＣＨＧＭが流れることにより、バッテリー端子電圧ＶＢＡＴに比して、充電制御装置出力端子ＶＯの出力電圧ＶＯが降下電圧ΔＶＬＳ分高い電圧となる。このため、バッテリー端子電圧ＶＢＡＴが満充電時の所定電圧ＶＢＡＴ０に至る前に、充電制御が定電圧充電制御に切り替わってしまい、定電流充電制御時間が本来の時間に比して短くなってしまう。以降の制御は定電圧充電制御により行なわれ、バッテリー端子電圧ＶＢＡＴを更に降下電圧ΔＶＬＳ分だけ充電するが、定電圧充電制御は、既に満充電電圧ＶＢＡＴ０に達した充電制御装置出力端子ＶＯを電圧ＶＢＡＴ０に維持することにより行なわれるため、必然的にＰＭＯＳドライバＴｒ１のスイッチングデューティは低下せざるを得ない。従って、従来技術における充電電流ＩＣＨＧは、理想的な充電電流ＩＣＨＧ＿Ｉに対して早い充電時間で低下してしまい、その結果、バッテリー電圧ＶＢＡＴは、理想的なバッテリー電圧ＶＢＡＴ＿Ｉに対して、満充電電圧ＶＢＡＴ０までの充電時間が長くなってしまう。本来の定電竜充電制御を行なった場合の満充電時間ｔ０に比して、長い満充電時間ｔｘが必要となってしまう。
【００１０】
また、上記に説明した寄生抵抗ＲＬＳ１による電圧降下ΔＶＬＳの影響は、定電圧制御時の満充電電圧を、バッテリー１０１の仕様に適合した満充電電圧ＶＢＡＴ０に対して、電圧降下ΔＶＬＳ分の電圧を加算して設定することにより避けることは可能ではある。しかしながら、この場合には、満充電時のバッテリー端子電圧ＶＢＡＴが、仕様に適合する電圧に比して高くなってしまい、バッテリー１０１への電圧ストレスが多大となり、バッテリー性能に悪影響を与える虞があり問題である。
【００１１】
また、定電流制御を、過負荷時の電流制限制御用として使用してやれば、上記の充電制御回路１１１は負荷に対して定電圧を供給するレギュレータ回路として使用することができる。この場合にも、出力端子ＶＯと負荷との間に寄生抵抗ＲＬＳ１が介在することとなるので、過負荷状態に至る大きな負荷電流領域において、負荷に印加される電圧が、所定電圧から降下電圧ΔＶＬＳ分だけ降下してしまい、全ての負荷電流領域において負荷に対して精度良く所定電圧を印加できなくなるおそれがあり問題である。
【００１２】
本発明は前記従来技術の問題点を解消するためになされたものであり、充電電流や負荷電流に応じて、レギュレートすべき所定電圧の設定を補正することにより、全ての充電電流や負荷電流領域において精度良く出力電圧を調整、維持することができるレギュレータ回路を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、請求項１に係るレギュレータ回路は、基本基準電圧を設定する基本基準電圧部と、出力電流の増大に応じて上昇する補正基準電圧を出力する出力電流検出部と、出力電圧に応じた電圧が入力される反転入力端子、基本基準電圧が入力される第１非反転入力端子、および補正基準電圧が入力される第２非反転入力端子を有し、出力電圧に応じた電圧と、基本基準電圧および補正基準電圧のうち高い電圧との誤差電圧を増幅する誤差増幅器とを備えることを特徴とする。
【００１４】
請求項１のレギュレータ回路では、誤差増幅器において、出力電圧に応じた電圧と、基本基準電圧および補正基準電圧のうち高い電圧との誤差電圧を増幅することに基づいて、基本基準電圧または補正基準電圧のうち高い電圧に応じて出力電圧が制御される。
【００１５】
これにより、電流経路上に存在する寄生負荷成分を通って出力電流が流れることによって、本来同電位であるべき電流経路上の出力電圧に電圧値のずれが生ずる場合にも、基本基準電圧または補正基準電圧のうち高い電圧に応じて制御されるので、電流経路上の所定位置における出力電圧を適宜に調整することができる。電流経路上、出力電圧が制御される位置と、制御された出力電圧を取り出したい位置とが離間している場合にも、基本基準電圧に応じた出力電圧を取り出すことができる。
【００１６】
また、本発明に係るレギュレータ回路では、補正基準電圧は、出力電流検出部により出力電流の増大に応じて上昇する基準電圧として出力される。これにより、出力電圧を出力電流に応じて制御することができる。
【００１７】
また、請求項２に係るレギュレータ回路は、請求項１に記載のレギュレータ回路において、出力電流検出部は、出力電流に応じた補正基準電圧を出力する電流電圧変換器を備えることを特徴とする。
【００１８】
請求項２のレギュレータ回路では、出力電流検出部に備えられた電流電圧変換器により、出力電流に応じた補正基準電圧が出力される。
【００１９】
これにより、出力電流に応じて補正基準電圧を設定することができる。
【００２０】
また、請求項３に係るレギュレータ回路は、請求項１に記載のレギュレータ回路において、基本基準電圧部は、定電圧源、あるいは定電圧源及び第１分圧部を備え、基本基準電圧は、定電圧源から出力される所定電圧、あるいは第１分圧部による所定電圧の分圧電圧であることを特徴とする。
【００２１】
請求項３のレギュレータ回路では、基本基準電圧部に備えられた定電圧源により出力される所定電圧、あるいは更に備えられた第１分圧部により、定電圧源から出力される所定電圧を分圧して基本基準電圧を生成する。
【００２２】
これにより、基本基準電圧を、定電圧源や、更に備えられた第１分圧部で分圧することにより、簡易且つ確実に設定することができる。
【００２３】
また、請求項４に係るレギュレータ回路は、出力電圧に応じた電圧と基準電圧との比較に基づいて、トランジスタのスイッチングデューティを決定することにより出力電圧を制御する出力電圧制御部と、出力電圧を受けて充電が行なわれるバッテリーへの充電経路に設けられた抵抗素子に流れる出力電流を検出する出力電流検出部と、出力電流が流れない場合に、基本基準電圧を出力する基本基準電圧部と、出力電流の増減に対して、正あるいは負の相関を有して補正基準電圧を増減させて出力する基準電圧補正部とを備え、出力電圧制御部は、基本基準電圧が入力される第１基準電圧端子と、出力電流に応じて変化する補正基準電圧が入力される第２基準電圧端子とを備え、基本基準電圧と補正基準電圧との大小関係に応じて選択される何れか一方を基準電圧として、出力電圧を制御することを特徴とする。
【００２４】
請求項４に係るレギュレータ回路では、出力電流検出部により、出力電圧を受けて充電が行なわれるバッテリーへの充電経路に設けられた抵抗素子に流れる出力電流を検出し、検出された出力電流の増減に対して、基準電圧補正部が、補正基準電圧を正あるいは負の相関を有して増減させる。出力電圧制御部では、基本基準電圧部により出力される、出力 電流が流れない際の基本基準電圧と、出力電流に応じて変化する補正基準電圧とは、各々、出力電圧制御部の第１及び大２基準電圧端子に入力されている。出力電圧に応じた電圧と両基準電圧との大小関係に応じて、トランジスタのスイッチングデューティを決定することにより出力電圧を制御する。
【００２５】
これにより、バッテリーへの充電に際し、バッテリーへの充電経路に設けられた抵抗素子に流れる出力電流の増減に応じて、基準電圧が正あるいは負の相関を有して増減するので、バッテリーの出力位置が充電経路上において出力電圧制御部により制御される位置から離間していても、バッテリー電圧を所定の基準電圧に近づけて充電制御を行なうことができる。全充電時間において、定電流充電の期間を長くすることができ、バッテリーへの全充電時間を短縮することができる。この場合、基本基準電圧と補正基準電圧とを各々独立に設定することができ、両者の調整を簡易且つ確実に行なうことができる。
【００２６】
また、請求項５に係るレギュレータ回路は、請求項４に記載のレギュレータ回路において、補正基準電圧は、検出電圧あるいは検出電流に基づき生成されることを特徴とする。これにより、出力電流検出部から出力される検出電圧、あるいは検出電流をそのまま利用して補正基準電圧として調整することもでき好都合である。
【００２７】
また、本発明に係るレギュレータ回路では、出力電流制御部により充電初期において定電流充電制御をすると共に、出力電圧制御部により充電後期において定電圧充電制御をすることによりバッテリーを出力電圧に充電する際、定電流充電制御における充電電流に応じて、定電圧充電制御における基準電圧を、満充電時における基準電圧に比して高く設定することが好ましい。これにより、バッテリーへの充電が進み、定電流充電制御から定電圧充電制御に切り替わる際のバッテリーの出力電圧を、バッテリーの出力位置が、充電電流経路上において出力電圧制御部により制御される位置から離間していても、満充電時の所定電圧により近づけることができる。全充電時間における定電流充電期間が長くなることにより、バッテリーへの全充電時間を短縮することができる。
【００２８】
また、本発明に係るレギュレータ回路では、出力電流制御部により過負荷時における電流制限制御をすると共に、出力電圧制御部により出力電圧の定電圧制御をすることにより負荷に対して所定電圧を供給する際、定電圧制御における基準電圧を、負荷電流に応じて、無負荷時における基準電圧に比して高く設定することが好ましい。これにより、過負荷状態に至る大きな負荷電流領域において電流経路上の電圧降下が大きくなる場合にも、負荷には所定電圧を印加することができる。全ての負荷電流領域において負荷に対して精度良く所定電圧を印加することができる。
【００２９】
また、本発明に係るレギュレータ回路では、出力電流制御部により過負荷時における電流制限制御をすると共に、出力電圧制御部により出力電圧の定電圧制御をすることにより負荷に対して所定電圧を供給する際、定電圧制御における基準電圧を、負荷電流に応じて、無負荷時における基準電圧に比して高く設定することが好ましい。これにより、過負荷状態に至る大きな負荷電流領域において電流経路上の電圧降下が大きくなる場合にも、負荷には所定電圧を印加することができる。全ての負荷電流領域において負荷に対して精度良く所定電圧を印加することができる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のレギュレータ回路について具体化した第１乃至第５実施形態を図１乃至図１２に基づき図面を参照しつつ詳細に説明する。
図１は、第１実施形態のレギュレータ回路（充電制御装置）を示す回路ブロックである。図２は、第１実施形態の基準電圧設定回路を示す回路図である。図３は、出力電流検出部における充電電流検出特性を示す特性図である。図４は、第１実施形態の基準電圧の充電電流特性を示す特性図である。図５は、第１乃至第３実施形態のバッテリー充電特性を示す特性図である。図６は、第２実施形態のレギュレータ回路（充電制御装置）を示す回路ブロックである。図７は、第２実施形態の増幅器を示す回路ブロック図である。図８は、第３実施形態のレギュレータ回路（充電制御装置）を示す回路ブロックである。図９は、第３実施形態の基準電圧の充電電流特性を示す特性図である。図１０は、第４実施形態のレギュレータ回路（スイッチングレギュレータ）を示す回路ブロックである。図１１は、第５実施形態のレギュレータ回路（シリーズレギュレータ）を示す回路ブロックである。図１２は、増幅器の具体例を示す回路図である。
【００３１】
図１に示す第１実施形態では、本発明のレギュレータ回路を充電制御装置１として実施した場合である。図１は、携帯機器等の電子機器における電源部分を示している。電子機器は、ダイオードＤ２を介してＡＣアダプター１０２からの直流電圧の供給を受けると共に、ダイオードＤ３を介してバッテリー１０１からも直流電圧ＶＢＡＴの供給を受ける。通常、このようなシステムでは、図１に示すように、ＡＣアダプター１０２の出力電圧とバッテリー１０１の出力電圧ＶＢＡＴとのうち、高電圧側が供給されるように設定されている。ＡＣアダプター１０２が接続されている場合には、ＡＣアダプター１０２から直流電圧が供給されるが、ＡＣアダプター１０２が切り離された場合には、バッテリー１０１から直流電圧ＶＢＡＴの供給を受ける。この際、必要となるバッテリー１０１への充電を制御する部分が、図１に示す充電制御装置１である。
【００３２】
ＡＣアダプター１０２からの出力端子は、ＰＭＯＳドライバＴｒ１のソース端子に接続され、そのドレイン端子はコイルＬ１の一端に接続されていると共に、ダイオードＤ１のカソード端子に接続されている。ダイオードＤ１のアノード端子は、接地電位に接続され、フライバックダイオードとして構成されている。コイルＬ１の他端は、他端を接地電位に接続されたコンデンサＣ１の一端に接続されている。更に、充電電流検出抵抗ＲＳ１を介してバッテリー１０１の出力端子ＶＢＡＴに接続されている。バッテリー１０１への接続に際しては、コネクタやスイッチ等を介することが一般的であり、これらの接続により接触抵抗等が存在する。また、この間の接続配線による配線抵抗も存在する。これらの寄生抵抗成分を考慮して図１には、寄生抵抗ＲＬＳ１が挿入された構成となっている。
【００３３】
ＰＭＯＳドライバＴｒ１のスイッチング制御は、充電制御回路１１１により行なわれる。充電電流検出抵抗ＲＳ１の両端は、充電制御回路１１１の出力電流検出端子ＲＳ−、ＲＳ＋に接続されて、増幅器１１２の反転入力端子及び非反転入力端子に接続されている。充電電流検出抵抗ＲＳ１は、誤差増幅器１１６の反転入力端子に入力される。また、誤差増幅器１１６の非反転入力端子には、参照電圧Ｖ１が入力されている。
【００３４】
増幅器１１２の出力端子Ｖ３は、更に抵抗素子Ｒ３を介して、基準電圧端子Ｖ２に接続されている。ここで、基準電圧端子Ｖ２は、基準電源ＶＲＥＦを抵抗素子Ｒ１及びＲ２で分圧した端子でもある。そして、誤差増幅器１１８の非反転入力端子に接続されている。誤差増幅器１１８の反転入力端子ＶＦＢには、充電電流検出抵抗ＲＳ１の端子のうちバッテリー１０１に近い側の端子である充電制御装置出力端子ＶＯを、抵抗素子Ｒ１１０及びＲ１２０で分圧した端子が接続されている。充電電流検出抵抗ＲＳ１からバッテリー１０１までの充電経路は個々のシステムにより異なっており、経路中に存在するコネクタ等の接触抵抗や、経路上の配線抵抗が確定しないことから、充電制御回路１１１は、充電制御装置出力端子ＶＯの出力電圧ＶＯをフィードバックして制御するように構成されている。
【００３５】
誤差増幅器１１６及び１１８の出力端子は、それぞれ比較器１２０の非反転入力端子に接続されており、反転入力端子には、発振器（ＯＳＣ）１２２からの発振信号が入力されている。比較器１２０の出力端子は、反転出力バッファ１２４に接続されて、反転出力バッファ１２４の出力端子ＯＵＴが、ＰＭＯＳドライバＴｒ１のゲート端子に接続されている。
【００３６】
バッテリー１０１への充電の際、充電制御回路１１１は、充電電流ＩＣＨＧ、基準電圧Ｖ２のそれぞれに対して制御を行う。充電電流ＩＣＨＧは、充電経路上の充電電流検出抵抗ＲＳ１により電圧に変換され出力電流検出端子ＲＳ−、ＲＳ＋に入力され、そして増幅器１１２により所定利得倍（×Ｎ）に増幅されて出力端子Ｖ３から検出電圧Ｖ３を得る。検出電圧Ｖ３は、誤差増幅器１１６の反転入力端子に入力され、非反転入力端子に入力されている参照電圧Ｖ１との間で誤差増幅される。また、充電制御装置出力端子ＶＯで検出される出力電圧ＶＯは、フィードバックされ、抵抗素子Ｒ１１０及びＲ１２０で適宜に分圧した上で、誤差増幅器１１８の反転入力端子ＶＦＢに入力される。そして、非反転入力端子Ｖ２に入力されている、基準電源ＶＲＥＦを抵抗素子Ｒ１及びＲ２で適宜に分圧した基準電圧Ｖ２との間で誤差増幅される。
【００３７】
誤差増幅器１１６、１１８の出力信号は、比較器１２０の非反転入力端子に入力され、反転入力端子に入力されている発振器（ＯＳＣ）１２２からの発振信号との間で比較され、ＰＭＯＳドライバＴｒ１のスイッチングデューティが決定される。ここで、発振信号は、三角波やノコギリ波等の一定周期で繰り返される信号であり、誤差増幅の結果得られる誤差増幅器１１６、１１８からの出力信号との電圧レベルの比較が行なわれる。この時、比較器１２０の非反転入力端子は２端子存在しており、各々の端子に入力されている誤差増幅の結果の信号と、反転入力端子に入力される発振信号とが比較される。そして、比較器１２０において予め定められている内部構成（不図示）により何れか一方の比較結果信号が出力される。図１においては、両比較結果信号が共にオン状態の場合にスイッチング信号が出力される。言い換えれば、２つの非反転入力端子に入力されている信号のうち、電圧レベルの低い信号に対して比較出力が得られる。即ち、電圧レベルの低い信号によってスイッチングデューティが決定される。ここで、駆動すべきドライバがＰＭＯＳトランジスタＴｒ１であり、ゲート端子へはローレベルが印加された際に駆動することから、出力バッファは反転出力バッファ１２４が備えられている。
【００３８】
図２に示す基準電圧補正部は、充電電流ＩＣＨＧが流れず、寄生抵抗ＲＬＳ１に電圧降下ΔＶＬＳが生じない場合には、検出電圧Ｖ３が０Ｖとなるため、基準電源ＶＲＥＦは、抵抗素子Ｒ１と、抵抗素子Ｒ２及びＲ３の並列抵抗とにより分圧される。この並列接続された抵抗素子Ｒ２及びＲ３が従来技術における抵抗素子Ｒ１０２に代わる抵抗素子である。このときの抵抗素子Ｒ１乃至Ｒ３が、充電制御装置出力端子ＶＯの出力電圧ＶＯを満充電電圧ＶＢＡＴ０に制御する第１分圧部（図２中、（Ｉ））となる。充電電流ＩＣＨＧが流れて検出電圧Ｖ３が出力されるようになると、検出電圧Ｖ３が抵抗素子Ｒ３及びＲ２により分圧されて充電電流ＩＣＨＧに応じた補正電圧を生成する。これが第２分圧部（図２中、（ＩＩ））である。
【００３９】
図２の構成において基本電圧Ｖ２を補正する場合、基準電源ＶＲＥＦに接続されている抵抗素子Ｒ１と、検出電圧Ｖ３に接続されている抵抗素子Ｒ３とが、基準電圧端子Ｖ２に共通に接続されて抵抗素子Ｒ２を介して接地電位に接続されている。従って、この回路網をキルヒホッフの法則等により解けば、充電電流ＩＣＨＧが流れない場合の基準電圧Ｖ２を、抵抗素子Ｒ１１０及びＲ１２０による満充電電圧ＶＢＡＴ０の分圧電圧に合致させながら、検出電圧Ｖ３に対する基準電圧Ｖ２を適宜な補正電圧にするように、抵抗素子Ｒ１乃至Ｒ３、あるいは増幅器１１２の所定利得（×Ｎ）を調整することができる。尚、検出電圧Ｖ３（充電電流ＩＣＨＧ）に対する基準電圧Ｖ２の依存性については、図４において後述する。
【００４０】
図３は、充電電流検出抵抗ＲＳ１と増幅器１１２とにより検出される充電電流ＩＣＨＧの検出特性である。バッテリー１０１への充電電流ＩＣＨＧは、充電電流検出抵抗ＲＳ１を流れることにより電圧値（ＶＲＳ１＝ＲＳ１×ＩＣＨＧ）に変換されて、増幅器１１２の出力電流検出端子ＲＳ−、ＲＳ＋に入力される。増幅器１１２は所定利得（×Ｎ）を有しているので、入力された電圧値（ＶＲＳ１）をＮ倍することにより検出電圧Ｖ３が得られる。充電電流ＩＣＨＧに対する検出電圧Ｖ３の関係は、
Ｖ３＝Ｎ×ＲＳ１×ＩＣＨＧ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）となり、図３に示すように、充電電流ＩＣＨＧに対して、一定の傾き（Ｎ×ＲＳ１）を有する特性となる。
【００４１】
図４に示す基準電圧Ｖ２の充電電流ＩＣＨＧ特性は、図２に示す基準電圧補正部が出力する基準電圧Ｖ２を示している。図２における検出電圧Ｖ３は、図３の充電電流検出特性により充電電流ＩＣＨＧを電圧に変換して得られる。図２の回路網にキルヒホッフの法則を適用して解けば、Ｖ２＝Ｒ２×（ＶＲＥＦ×Ｒ３＋Ｖ３×Ｒ１）／（（Ｒ３＋Ｒ２）×（Ｒ１＋Ｒ２）−Ｒ２²） ・・・・・・・・・・・・・・・ ・・・・・・・・・・（２）が得られる。
【００４２】
充電電流ＩＣＨＧが流れない場合は、検出電圧Ｖ３は、図３より０Ｖであるので、図２の基準電圧補正部は、抵抗素子Ｒ１と、抵抗素子Ｒ２及びＲ３の並列抵抗とにより基準電源ＶＲＥＦが分圧されて出力される。このことは式（２）からも導かれ、式（２）においてＶ３＝０を代入すると、
Ｖ２＝Ｒ２×（ＶＲＥＦ×Ｒ３）／（（Ｒ３＋Ｒ２）×（Ｒ１＋Ｒ２）−Ｒ２²）
＝ＶＲＥＦ×（Ｒ２×Ｒ３）／（Ｒ３×Ｒ１＋Ｒ３×Ｒ２＋Ｒ２×Ｒ１）
＝ＶＲＥＦ×（（Ｒ２×Ｒ３）／（Ｒ２＋Ｒ３））／（Ｒ１＋（Ｒ３×Ｒ２
）／（Ｒ２＋Ｒ３））
＝ＶＲＥＦ×（Ｒ２／／Ｒ３）／（Ｒ１＋（Ｒ２／／Ｒ３））
＝ＶＦＢ０ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（３）となる。
ここで、Ｒ２／／Ｒ３は、抵抗素子Ｒ２及びＲ３が並列接続されている場合の合成抵抗を示している。
【００４３】
この基準電圧Ｖ２の電圧値ＶＦＢ０により、充電制御装置出力端子ＶＯの出力電圧ＶＯが満充電電圧ＶＢＡＴ０となるように制御される。従って、このときの誤差増幅器１１８の反転入力端子ＶＦＢには、抵抗素子Ｒ１１０及びＲ１２０により満充電電圧ＶＢＡＴ０を分圧した電圧が印加されており、この電圧が基準電圧Ｖ２（＝ＶＦＢ０）と等しくなるように制御されるので、
ＶＦＢ０＝（Ｒ１２０／（Ｒ１１０＋Ｒ１２０））×ＶＢＡＴ０ ・・・（４）
【００４４】
ここで、式（３）、（４）に具体的な数値例を当てはめる。ＶＲＥＦ＝５Ｖ、Ｖ２＝４．２Ｖとすると、式（３）より、Ｒ１＝１０ｋΩ、Ｒ２＝２１０ｋΩ、Ｒ３＝７０ｋΩが得られる。ここで、基準電圧Ｖ２（＝ＶＦＢ０）は、例えば、バッテリー１０１内の１セル当りの満充電電圧として設定することができ、Ｖ２＝４．２Ｖとしてはリチウムイオン電池等が考えられる。バッテリー１０１が直列３セル構造である場合を例にとると、式（４）より、抵抗素子Ｒ１１０及びＲ１２０との抵抗比は、
Ｒ１１０／Ｒ１２０＝２と求められる。
【００４５】
充電電流ＩＣＨＧが流れている場合は、検出電圧Ｖ３は式（１）となる。以下の説明では、充電電流として定電流充電時の充電電流ＩＣＨＧＭが流れている場合について検討する。式（１）によりこのときの検出電圧Ｖ３は、
Ｖ３＝Ｎ×ＲＳ１×ＩＣＨＧＭ ・・・・・・・・・・・・・・・・・（５）となる。
これを式（２）に代入すれば、
Ｖ２＝Ｒ２×（ＶＲＥＦ×Ｒ３＋Ｎ×ＲＳ１×ＩＣＨＧＭ×Ｒ１）／（（Ｒ３＋Ｒ２）×（Ｒ１＋Ｒ２）−Ｒ２²） ・・・・・・・・・・・・・・・・ （６）が得られる。従って、補正電圧ΔＶ２は、式（６）から式（３）を減ずることにより求められ、
ΔＶ２＝Ｒ２×（Ｎ×ＲＳ１×ＩＣＨＧＭ×Ｒ１）／（（Ｒ３＋Ｒ２）×（Ｒ１＋Ｒ２）−Ｒ２²） ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （７）となる。この補正電圧ΔＶ２は、充電電流ＩＣＨＧＭが流れるときの寄生抵抗ＲＬＳ１の電圧降下ΔＶＬＳＭを、抵抗素子Ｒ１１０及びＲ１２０で分圧した電圧となる。従って、
ΔＶ２＝（Ｒ１２０／（Ｒ１１０＋Ｒ１２０））×ΔＶＬＳＭ
＝（Ｒ１２０／（Ｒ１１０＋Ｒ１２０））×ＲＬＳ１×ＩＣＨＧＭ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (８）として求められる。式（７）、（８）より、充電電流ＩＣＨＧＭに比例した補正電圧ΔＶ２が、基準電圧Ｖ２に加算され、寄生抵抗ＲＬＳ１の電圧降下ΔＶＬＳＭと同等な補正電圧が出力電圧ＶＯに加算されることが分る。
【００４６】
ここで、式（３）より求められた、ＶＲＥＦ＝５Ｖ、Ｖ２＝４．２Ｖ、Ｒ１＝１０ｋΩ、Ｒ２＝２１０ｋΩ、Ｒ３＝７０ｋΩと、式（４）で求められた、Ｒ１１０／Ｒ１２０＝２とに基づき、式（７）、（８）より具体的な数値例を求める。ＩＣＨＧＭ＝３Ａに対して、充電電流検出抵抗ＲＳ１と増幅器１１２の所定利得（×Ｎ）との適宜な選択により、Ｖ３＝２Ｖが得られるとする（Ｖ３＝Ｎ×ＲＳ１×ＩＣＨＧＭ＝２）。これらの数値例を式（７）に代入すれば、
ΔＶ２＝２１０ｋ×（２×１０ｋ）／（（７０ｋ＋２１０ｋ）×（１０ｋ＋２１０ｋ）−２１０ｋ²）
＝０．２４Ｖ
が得られる。これを式（８）に代入すると、
ΔＶ２＝（１／３）×ＲＬＳ１×３＝０．２４であることから、ＲＬＳ１＝２４０ｍΩが得られる。即ち、充電電流３Ａの時、２４０ｍΩの寄生抵抗を補正していることとなる。
【００４７】
図５は、バッテリー１０１への充電特性を示している。バッテリー１０１への充電初期においては、バッテリー１０１は充分に充電されていないため、バッテリー出力端子ＶＢＡＴの端子電圧ＶＢＡＴは、満充電電圧ＶＢＡＴ０に比して充分に低い電圧となっている。従って、端子電圧ＶＢＡＴに、寄生抵抗ＲＬＳ１に充電電流ＩＣＨＧが流れることによる降下電圧ΔＶＬＳを加算しても、充電制御装置出力端子ＶＯの出力電圧ＶＯも、満充電電圧ＶＢＡＴ０に比して充分に低い電圧となる。
【００４８】
従って、誤差増幅器１１８の反転入力端子ＶＦＢに入力される電圧は、非反転入力端子Ｖ２に設定されている基準電圧Ｖ２に比して十分に小さい電圧となり、誤差増幅器１１８から出力される出力信号は最大値を示すこととなる。また、充電開始に当っては、充電電流ＩＣＨＧが０Ａから立ち上がっていくことから、過渡状態においては、参照電圧Ｖ１に比して増幅器１１２の出力端子Ｖ３から出力される電圧は低くなっており、誤差増幅器１１６から出力される出力信号は最大値を示すこととなる。従って、誤差増幅器１１６、１１８の出力信号に対するスイッチングデューティは共に最大デューティに設定されていることとなる。
【００４９】
誤差増幅器１１６の出力で制御された最大デューティにより、充電電流ＩＣＨＧは増加していき、同時に検出電圧Ｖ３も増大していく。検出電圧Ｖ３が参照電圧Ｖ１を上回った時点で、誤差増幅器１１６への入力信号が逆転するので、誤差増幅器１１６の出力信号が低電圧側にシフトする。ここで、誤差増幅器１１６、１１８の出力信号が非反転入力端子に入力されている比較器１２０では、これらの信号のうち、電圧レベルの低い信号に対して比較出力が得られるので、誤差増幅器１１６の出力信号が誤差増幅器１１８の出力信号を下回ることによりデューティ制御は誤差増幅器１１６の出力信号に従うようになる。従って、充電電流検出抵抗ＲＳ１、増幅器１１２の所定利得（×Ｎ）、参照電圧Ｖ１の適宜に設定により、所定の充電電流ＩＣＨＧＭで定電流充電制御が行われる（図５中、（ＣＣ）領域）。
【００５０】
このときの基準電圧Ｖ２は、検出電圧Ｖ３から抵抗素子Ｒ３を介して補正電圧が加算された電圧になっている。図５では、これを充電制御装置出力端子ＶＯの制御電圧ＶＲＦとして表現している。寄生抵抗ＲＬＳ１に充電電流ＩＣＨＧＭが流れることによる電圧降下ΔＶＬＳＭが補正電圧となり参照電圧ＶＲＦが設定されている。また、図５では、バッテリー電圧ＶＢＡＴ＿Ｉと共に、充電制御装置出力端子ＶＯの出力電圧ＶＯ＿Ｉを図示している。充電電流ＩＣＨＧＭで充電が行われているので、バッテリー電圧ＶＢＡＴ＿Ｉに比して出力電圧ＶＯ＿Ｉは、寄生抵抗ＲＬＳ１での降下電圧ΔＶＬＳＭ分高い電圧となっている。
【００５１】
バッテリー１０１への充電が進み、バッテリー電圧ＶＢＡＴ＿Ｉが上昇していくと、寄生抵抗ＲＬＳ１での降下電圧ΔＶＬＳＭを加算した電圧として出力電圧ＶＯ＿Ｉも上昇していく。充電制御回路１１１は、充電制御装置出力端子ＶＯをフィードバックして制御しているので、出力電圧ＶＯ＿Ｉが、制御電圧ＶＲＦを上回る時点で、誤差増幅器１１８は、入力端子の電圧が反転して出力電圧が低下する。この電圧低下が、誤差増幅器１１６の出力電圧を下回ると、比較器１２０は、誤差増幅器１１８からの出力信号との間で比較結果を出力する。即ち、デューティ制御は誤差増幅器１１８の出力信号に従い、満充電時の電圧ＶＢＡＴ０で定電圧充電制御が行われる（図５中、（ＣＶ）領域）。この期間では、バテッリ−電圧ＶＢＡＴも満充電電圧ＶＢＡＴ０に近づいており、充電電流ＩＣＨＧは、定電流充電時の充電電流ＩＣＨＧＭに比して減少しながら充電動作が継続し、充電電流ＩＣＨＧがなくなった時点（図５中、時刻ｔ０）でバッテリー１０１への充電が完了する。
【００５２】
第１実施形態の充電制御装置１は、請求項１、２、４乃至７、１０についての具体的構成例である。充電制御装置１の誤差増幅器１１８、比較器１２０、反転出力バッファ１２４で、請求項１における出力電圧制御部の具体例として構成されている。また、充電電流検出抵抗ＲＳ１及び増幅器１１２は、請求項１における出力電流検出部の具体的構成例であると共に、請求項２における電流電圧変換器の具体的構成例である。また、抵抗素子Ｒ１乃至Ｒ３は、請求項１における基準電圧補正部の具体的構成例であると共に、請求項５における基本基準電圧部、請求項６における第１分圧部の具体的構成例である。更に、抵抗素子Ｒ３及びＲ２は、請求項５における補正電圧部の具体的構成例であると共に、請求項７における第２分圧部の具体的構成例である。この場合、基準電源ＶＲＥＦが、請求項６における定電圧源の具体的構成例である。尚、増幅器１１２、誤差増幅器１１６、比較器１２０、反転出力バッファ１２４で、出力電流制御部として構成されている。
【００５３】
第１実施形態の充電制御装置１によれば、充電電流ＩＣＨＧの電流系路上に存在する寄生負荷成分である寄生抵抗ＲＬＳ１を通って充電電流ＩＣＨＧが流れることによって、本来同電位であるべき充電制御装置出力端子ＶＯの出力電圧ＶＯと、バッテリー端子電圧ＶＢＡＴとの電圧値のずれが生ずる場合にも、抵抗素子Ｒ１乃至Ｒ３が充電電流ＩＣＨＧに応じて基準電圧Ｖ２を制御するので、出力電圧ＶＯの制御電圧を適宜に調整することができる。充電電流経路上、誤差増幅器１１８乃至反転出力バッファ１２４により基準電圧Ｖ２に応じて電圧制御される充電制御装置出力端子ＶＯの位置と、バッテリー出力端子ＶＢＡＴとの位置が離間している場合にも、バッテリー端子電圧ＶＢＡＴを所望の出力電圧ＶＢＡＴ０に充電することができる。
【００５４】
具体的には、充電制御装置出力端子ＶＯの位置が、バッテリー出力端子ＶＢＡＴの位置に対して上流側にあるので、その間の電圧降下ΔＶＬＳに応じた補正電圧を加算して基準電圧Ｖ２を高く設定する。これにより、バッテリー出力端子ＶＢＡＴを所望の出力電圧ＶＢＡＴ０に充電することができる。充電電流ＩＣＨＧが多い場合には基準電圧Ｖ２を高く設定し、充電電流ＩＣＨＧが少ない場合には基準電圧Ｖ２を低く設定するので、充電電流ＩＣＨＧが流れることにより充電制御装置出力端子ＶＯとバッテリー出力端子ＶＢＡＴとの間で電圧降下ΔＶＬＳが生ずる場合にも、バッテリー出力端子ＶＢＡＴでの制御電圧を満充電電圧ＶＢＡＴ０に維持しながら、出力電圧ＶＯの制御電圧を適宜に調整することができる。
【００５５】
また、充電電流ＩＣＨＧの検出結果を検出電圧Ｖ３として得ることができるので、抵抗素子Ｒ３に接続して基準電圧Ｖ２を補正でき好都合である。
【００５６】
また、抵抗素子Ｒ１と、抵抗素子Ｒ２及びＲ３の並列抵抗とによる基準電源ＶＲＥＦの分圧電圧を基本基準電圧とすれば、充電電流ＩＣＨＧが流れていない際の満充電電圧ＶＢＡＴ０を精度よく調整できると共に、充電電流ＩＣＨＧが流れることによる補正分を、検出電圧Ｖ３を抵抗素子Ｒ３及びＲ２により分圧して加算することができるので、充電電流ＩＣＨＧが流れていない状態を含めた全充電電流ＩＣＨＧの領域において、充電電流ＩＣＨＧに応じて基準電圧Ｖ２を制御することができる。
【００５７】
充電制御装置１では、充電初期において定電流充電制御をすると共に、充電後期において定電圧充電制御をすることによりバッテリー１０１を満充電電圧ＶＢＡＴ０に充電する際、定電流充電制御における充電電流ＩＣＨＧＭに応じて、定電圧充電制御における基準電圧Ｖ２を、満充電時における基準電圧ＶＦＢ０に比して高く設定することができる。これにより、バッテリー１０１への充電が進み、定電流充電制御から定電圧充電制御に切り替わる際のバッテリー１０１の出力電圧ＶＢＡＴを、満充電時の所定電圧ＶＢＡＴ０により近づけることができ、全充電期間における定電流充電期間を長くすることができ、バッテリー１０１への全充電時間を短縮することができる。
【００５８】
次に、図６により、第２実施形態の充電制御装置２を示す。充電制御装置２では、第１実施形態の充電制御装置１における充電制御回路１１１の増幅器１１２に代えて、充電制御回路２１において、出力端子として検出電流端子ＩＯを新たに備える構成の増幅器２２を備えている。また、増幅器１１２から出力される検出電圧Ｖ３を、抵抗素子Ｒ３を介して基準電圧端子Ｖ２に接続する構成に代えて、検出電流端子ＩＯを直接に基準電圧端子Ｖ２に接続して構成されている。尚、充電電流ＩＣＨＧが流れない場合の基準電圧Ｖ２（＝ＶＦＢ０）を生成する抵抗分圧は、基準電源ＶＲＥＦを分圧するＲ１０１及びＲ１０２で構成することができ、従来技術における抵抗と同様の分圧抵抗とすることができる。
【００５９】
増幅器２２は、図７に示すように、増幅器１１２の出力端子Ｖ３と接地電位との間に、電圧電流変換用の抵抗素子Ｒ４を備え、変換された電流をカレントミラー回路２５により折り返して、検出電流端子ＩＯから検出電流ＩＯの出力を得ている。
【００６０】
検出電圧Ｖ３を抵抗素子Ｒ４の両端に印加して検出電流ＩＯを得る構成のため、得られる検出電流ＩＯは、検出電圧Ｖ３との間で比例関係を有している。比例係数は抵抗素子Ｒ４の抵抗値Ｒ４である。従って、検出電流ＩＯは、カレントミラー回路２５での電流比を１対１とすれば、式（１）より、
ＩＯ＝Ｖ３／Ｒ４＝Ｎ×ＲＳ１×ＩＣＨＧ／Ｒ４ ・・・・・・・・・・（９）となる。
【００６１】
この検出電流ＩＯが、基準電圧端子Ｖ２に入力されて抵抗素子Ｒ１０２を流れることにより、基準電圧Ｖ２の補正が行われる。このときの基準電圧Ｖ２の充電電流ＩＣＨＧ特性は、図４に示す第１実施形態の特性と同様な特性を示す。キルヒホッフの法則を適用して第１実施形態の場合と同様に解けば、
Ｖ２＝Ｒ１０２×（ＩＯ×Ｒ１０１＋ＶＲＥＦ）／（Ｒ１０１＋Ｒ１０２）・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１０）が得られる。式（１０）に式（９）を代入すれば、
Ｖ２＝Ｒ１０２×（（Ｎ×ＲＳ１×ＩＣＨＧ／Ｒ４）×Ｒ１０１＋ＶＲＥＦ）／（Ｒ１０１＋Ｒ１０２） ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１１）となり、充電電流ＩＣＨＧに比例した基準電圧Ｖ２が得られる。
【００６２】
充電電流ＩＣＨＧが流れない場合は、検出電流ＩＯは０Ａであることより、
Ｖ２＝Ｒ１０２×ＶＲＥＦ／（Ｒ１０１＋Ｒ１０２） ・・・・・・・（１２）となり、
基準電圧Ｖ２は、基準電源ＶＲＥＦを抵抗素子Ｒ１０１及びＲ１０２で分圧した電圧となる。この関係は、従来技術における関係式と同様である。
【００６３】
充電電流ＩＣＨＧＭが流れている場合は、式（１０）から式（１２）を減ずることにより、
ΔＶ２＝Ｒ１０２×（ＩＯ×Ｒ１０１）／（Ｒ１０１＋Ｒ１０２）・・（１３）となる。
【００６４】
ここで、第１実施形態の充電制御装置１の場合と同様な数値例に基づき、検出電流ＩＯを算出する。ΔＶ２＝０．２４Ｖ、Ｒ１０１＝Ｒ１＝１０ｋΩ、Ｒ１０２＝Ｒ２／／Ｒ３＝２１０ｋ／／７０ｋ＝５２．５ｋΩより、
ＩＯ＝ΔＶ２×（Ｒ１０１＋Ｒ１０２）／（Ｒ１０１×Ｒ１０２）
＝０．２４×（１０ｋ＋５２．５ｋ）／（１０ｋ×５２．５ｋ）
＝２８．６μＡ
となる。
【００６５】
第２実施形態の充電制御装置２は、請求項１、３乃至６、８、１０についての具体的構成例である。充電制御装置２において、充電制御装置１、１００の構成要素と同様な構成要素については同様の符号を付している。充電電流検出抵抗ＲＳ１及び増幅器２２は、請求項１における出力電流検出部の具体的構成例である。また、増幅器２２により、請求項３における電流出力部を備えた出力電流検出部の具体的構成例を示している。また、抵抗素子Ｒ１０１及びＲ１０２は、請求項１における基準電圧補正部の具体的構成例であると共に、請求項５における基本基準電圧部、請求項６における第１分圧部の具体的構成例である。更に、抵抗素子Ｒ１０２は、増幅器２２の検出電流端子ＩＯからの検出電流ＩＯが流れることにより、請求項５における補正電圧部の具体的構成例となっている。尚、増幅器２２、誤差増幅器１１６、比較器１２０、反転出力バッファ１２４で、出力電流制御部として構成されている。
【００６６】
第２実施形態の充電制御装置２によれば、充電電流ＩＣＨＧの検出結果を検出電流ＩＯとして得ることができるので、基準電源ＶＲＥＦを分圧する抵抗素子Ｒ１０１及びＲ１０２のうち、Ｒ１０２に検出電流ＩＯを流すことにより、基準電圧Ｖ２を補正することができる。充電電流ＩＣＨＧが流れていない時の基準電圧ＶＦＢ０を生成する分圧抵抗素子Ｒ１０１及びＲ１０２以外に、基準電圧Ｖ２の補正用として新たな抵抗素子等の構成要素を付加する必要がなく好都合である。
【００６７】
尚、その他の効果については充電制御装置１と同様である。即ち、充電電流ＩＣＨＧが多い場合には基準電圧Ｖ２を高く設定し、充電電流ＩＣＨＧが少ない場合には基準電圧Ｖ２を低く設定して、充電電流ＩＣＨＧが流れることにより充電制御装置出力端子ＶＯとバッテリー出力端子ＶＢＡＴとの間で電圧降下ΔＶＬＳが生ずる場合にも、バッテリー出力端子ＶＢＡＴでの制御電圧を満充電電圧ＶＢＡＴ０に維持しながら、出力電圧ＶＯの制御電圧を適宜に調整することができる。従って、充電制御装置２をバッテリー１０１の充電用として使用する際、バッテリー１０１への充電が進み、定電流充電制御から定電圧充電制御に切り替わる際のバッテリー１０１の出力電圧ＶＢＡＴを、満充電時の所定電圧ＶＢＡＴ０により近づけることができ、全充電期間における定電流充電期間が長くなって、バッテリー１０１への全充電時間を短縮することができる。
【００６８】
次に、図８により、第３実施形態の充電制御装置３を示す。充電制御装置３では、充電制御装置１における充電制御回路１１１の増幅器１１２の出力端子Ｖ３を、抵抗素子Ｒ３を介して基準電圧端子Ｖ２に接続する構成に代えて、充電制御回路３１において、充電制御装置出力端子ＶＯを分圧して入力される反転入力端子ＶＦＢと、増幅器１１２の出力端子Ｖ３及び基準電圧端子Ｖ２を各々接続する２つの非反転入力端子とを有する多入力の誤差増幅器３２を備えている。
【００６９】
誤差増幅器３２は、その詳細な回路構成は図示しないが、出力電圧ＶＯを分圧した電圧ＶＦＢに応じて、電圧ＶＦＢと検出電圧Ｖ３、あるいは電圧ＶＦＢと基準電圧Ｖ２の何れか一方に対して誤差増幅動作を行い、出力電圧ＶＯを、２つの非反転入力端子に設定されている電圧（検出電圧Ｖ３、あるいは基準電圧Ｖ２）に応じた電圧に制御する誤差増幅器である。
【００７０】
図９に、その様子を示す。図９の制御では、２つの非反転入力端子に設定されている電圧のうち高い電圧に制御されることを示している。基準電圧端子Ｖ２には、基準電源ＶＲＥＦを抵抗素子Ｒ１０１及びＲ１０２で分圧した固定電圧ＶＦＢ０が入力されている。一方、増幅器１１２の出力端子Ｖ３には検出電圧Ｖ３が入力されている。検出電圧Ｖ３は式（１）に示すように、充電電流ＩＣＨＧに比例した電圧であり、充電電流検出抵抗ＲＳ１や増幅器１１２の所定利得（×Ｎ）により適宜な傾きを有する特性となる。従って、充電電流ＩＣＨＧの増加と共に検出電圧Ｖ３は増加し、所定充電電流ＩＣＨＧ１で基準電圧ＶＦＢ０を上回ることとなる。バッテリー１０１への定電流充電制御時の充電電流ＩＣＨＧＭにおける基準電圧Ｖ２の補正電圧がΔＶ２となるように調整された検出電圧Ｖ３と組み合わせることにより、図９における特性（Ａ）を有する誤差増幅器３２の参照電圧特性が得られる。これにより、定電流充電制御時には、満充電時の出力電圧ＶＯの基準電圧Ｖ２（＝ＶＦＢ０）に、ΔＶ２の補正電圧を加算して、充電電流経路上の寄生抵抗ＲＬＳ１による電圧降下ΔＶＬＳＭの影響を排除できると共に、定電圧充電制御時に、充電電流ＩＣＨＧＭからの充電電流ＩＣＨＧの低下に応じて基準電圧Ｖ２を降下させ、充電電流ＩＣＨＧ１以下の領域では、満充電時の基準電圧ＶＦＢ０に設定することができる。
【００７１】
第３実施形態の充電制御装置３は、請求項１、２、４乃至７、９、１０についての具体的構成例である。充電制御装置３において、充電制御装置１、２、１００の構成要素と同様な構成要素については同様の符号を付している。充電制御装置３の誤差増幅器３２、比較器１２０、反転出力バッファ１２４で、請求項１における出力電圧制御部の具体例として構成されている。また、誤差増幅器３２は、請求項９における出力電圧制御部の具体的構成例である。ここで、抵抗素子Ｒ１０１及びＲ１０２は、請求項９における基本基準電圧部の具体的構成例である。
【００７２】
第３実施形態の充電制御装置３によれば、充電電流ＩＣＨＧが流れていない場合の基準電圧ＶＦＢ０と、流れている場合に補正された基準電圧とを、各々独立に設定することができ、両者の調整を簡易且つ確実に行なうことができる。この時、補正された基準電圧として、増幅器１１２から出力される検出電圧Ｖ３をそのまま利用することができ好都合である。
【００７３】
尚、その他の効果については充電制御装置１、２と同様である。即ち、充電電流ＩＣＨＧが多い場合には基準電圧Ｖ３を高く設定し、充電電流ＩＣＨＧが少ない場合には基準電圧Ｖ３を低く設定して、充電電流ＩＣＨＧが流れることにより充電制御装置出力端子ＶＯとバッテリー出力端子ＶＢＡＴとの間で電圧降下ΔＶＬＳが生ずる場合にも、バッテリー出力端子ＶＢＡＴでの制御電圧を満充電電圧ＶＢＡＴ０に維持しながら、出力電圧ＶＯの制御電圧を適宜に調整することができる。従って、充電制御装置３をバッテリー１０１の充電用として使用する際、バッテリー１０１への充電が進み、定電流充電制御から定電圧充電制御に切り替わる際のバッテリー１０１の出力電圧ＶＢＡＴを、満充電時の所定電圧ＶＢＡＴ０により近づけることができ、全充電期間における定電流充電期間が長くなって、バッテリー１０１への全充電時間を短縮することができる。
【００７４】
図１０に示す第４実施形態では、本発明のレギュレータ回路をスイッチングレギュレータ４として実施した場合を示している。第１乃至第３実施形態の充電制御装置１乃至３におけるバッテリー１０１に代えて、負荷４１を接続している。増幅器１１２あるいは２２、誤差増幅器１１６、比較器１２０、反転出力バッファ１２４で構成される出力電流制御部が、過負荷時の負荷電流制限の制御に使用されるほかは、基本的に第１乃至第３実施形態と同様の機能、作用を奏するものである。尚、図１０の（１）乃至（３）は、各々、第１乃至第３実施形態の構成を示している。回路構成として、第１乃至第３実施形態の何れの構成も適用することができる。
【００７５】
図１１に示す第５実施形態では、本発明のレギュレータ回路をシリーズレギュレータ５として実施した場合を示している。第１乃至第３実施形態の充電制御装置１乃至３におけるバッテリー１０１に代えて、負荷４１を接続している。負荷４１への電源供給はＰＭＯＳドライバＴｒ２をリニア制御することにより行なわれる。電流検出抵抗ＲＳ１、寄生抵抗ＲＬＳ１、及び抵抗素子Ｒ１１０、Ｒ１２０は、第１乃至第４実施形態における場合と同様である。第５実施形態のシリーズレギュレータ５では、誤差増幅器１１８の出力電圧によりＰＭＯＳドライバＴｒ２のゲート電圧が制御される。尚、誤差増幅器３２、１１８の反転／非反転入力端子への入力信号は、第１乃至第４実施形態の場合に対して逆となっている。また、増幅器１１２は、負荷電流に応じた基準電圧Ｖ２の補正用として機能している。図１１の（１）乃至（３）は、各々、第１乃至第３実施形態の構成を示している。回路構成として、第１乃至第３実施形態の何れの構成も適用することができる。
【００７６】
スイッチングレギュレータ４、シリーズレギュレータ５では、誤差増幅器３２あるいは１１８等により出力電圧ＶＯの定電圧制御をすることにより負荷４１の負荷端子ＶＬＤの負荷端子電圧ＶＬＤに所定電圧を供給する際、定電圧制御における基準電圧を、負荷電流ＩＬＤに応じて、無負荷時における基準電圧に比して高く設定することができる。これにより、過負荷状態に至る大きな負荷電流領域において電流経路上の電圧降下ΔＶＬＳが大きくなる場合にも、負荷４１には所定電圧を印加することができる。全ての負荷電流領域において負荷４１に対して精度良く所定電圧を印加することができる。
【００７７】
ここで、充電電流ＩＣＨＧあるいは負荷電流ＩＬＤに対する検出電圧Ｖ３あるいは検出電流ＩＯの比例係数を、外部から調整することができれば、充電制御回路１乃至３、スイッチングレギュレータ４、シリーズレギュレータ５における具体的な構成毎に、コネクタ等による接触抵抗や配線による配線抵抗が異なる電流経路特性に対しても、充電電流ＩＣＨＧあるいは負荷電流ＩＬＤに対する検出電圧Ｖ３あるいは検出電流ＩＯの調整を簡易に行なうことができる。
【００７８】
図１２に、第１及び第３実施形態に使用される増幅器１１２の具体例を示す。出力電流検出端子ＲＳ−、ＲＳ＋には、各々、抵抗素子Ｒ６、Ｒ５が接続されており、抵抗素子Ｒ６、Ｒ５は、各々、増幅器６１の反転／非反転入力端子に接続されている。増幅器６１の出力端子は、コレクタ端子が増幅器６１の非反転入力端子に接続されているトランジスタＱ１、及びコレクタ端子がカレントミラー回路６２に接続されているトランジスタＱ２の各々のベース端子に共通に接続されている。ここで、トランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ端子は接地電位に接続されている。カレントミラー回路６２のミラー電流出力端子は接地電位との間に接続された抵抗素子Ｒ７に接続されており、電圧変換端子Ｖ４を構成している。電圧変換端子Ｖ４は、増幅器６３、及び抵抗素子Ｒ８、Ｒ９で構成されている非反転増幅回路に接続されており、その出力端子が出力端子Ｖ３である。
【００７９】
増幅器６１は、演算増幅器の動作特性であるイマジナリーショート特性により、反転入力端子への入力電圧と非反転入力端子への入力電圧とが略等しくなるように制御される。従って、増幅器６１からの出力電流によりバイアスされるトランジスタＱ１により、出力電流検出端子ＲＳ＋から抵抗素子Ｒ５を介して電流Ｉ１が流れる。このとき抵抗素子Ｒ５での電圧降下が、充電電流ＩＣＨＧによる充電電流検出抵抗ＲＳ１での電圧降下ΔＶＬＳと略同等の電圧降下になるように制御される。増幅器６１の出力電流は、同時にトランジスタＱ２のベース端子にも入力されるので、トランジスタＱ２のコレクタ電流も電流Ｉ１に略等しい電流となる。今、カレントミラー回路６２のミラー電流比を１対１と仮定すれば、ミラーされた電流も電流Ｉ１に略等しくなる。この電流Ｉ１が抵抗素子Ｒ７を介して流れることにより電圧Ｖ４を得る。電圧Ｖ４を非反転増幅回路で適宜に増幅することにより、所望の所定利得（×Ｎ）を有する検出電圧Ｖ３が得られる。
【００８０】
これらの動作を、計算式で表現すると、以下のようになる。
Ｉ１＝ΔＶＬＳ／Ｒ５
Ｖ４＝Ｒ７×Ｉ１
＝Ｒ７×ΔＶＬＳ／Ｒ５
Ｖ３＝（（Ｒ８＋Ｒ９）／Ｒ９）×Ｖ４
＝（（Ｒ８＋Ｒ９）／Ｒ９）×Ｒ７×ΔＶＬＳ／Ｒ５ ・・・・・（１４）
【００８１】
従って、抵抗素子Ｒ７、あるいは抵抗素子Ｒ８及びＲ９の少なくとも何れか１つの抵抗値を変更、調整することにより、増幅器１１２の所定利得（×Ｎ）は、調整可能である。
【００８２】
また、第２実施形態に使用される増幅器２２については、図７に示すように、抵抗素子Ｒ４の抵抗値を変更、調整することにより、増幅器２２の所定利得（×Ｎ）は、調整可能である。更に、増幅器２２については、図７に示す構成に代えて、図１２の構成を備え、カレントミラー回路６２からの出力を検出電流ＩＯとする構成も可能である。
【００８３】
尚、本発明のレギュレータ回路は、前記第１乃至第５実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形が可能であることは言うまでもない。
例えば、本実施形態においては、バッテリー出力端子ＶＢＡＴあるいは負荷端子ＶＬＤに比して充電制御装置出力端子ＶＯが、充電電流ＩＣＨＧあるいは負荷電流ＩＬＤの流れる電流経路において上流側に位置する場合を例にとり説明をしたが、本発明のレギュレータ回路はこれに限定されるものではなく、充電制御装置出力端子ＶＯが、電流経路上の下流側に位置している場合にも同様に適用することができる。この場合には、出力電圧ＶＯの制御電圧を、バッテリー出力端子ＶＢＡＴあるいは負荷端子ＶＬＤにおける制御電圧に対して、寄生抵抗ＲＬＳ１での降下電圧ΔＶＬＳ分だけ減算してやればよい。
【００８４】
また、第３実施形態では、基準電圧Ｖ２を、固定電圧ＶＦＢ０と所定の傾きを有する検出電圧Ｖ３とで構成する場合を例示したが、本発明のレギュレータ回路では、これに限定されるものではなく、基準電圧Ｖ２は、これらの直線に加え、あるいはこれらの直線に代えて、２以上の異なる傾き特性を有する直線で構成することもできる。
【００８５】
更に、増幅器１１２における所定利得（×Ｎ）の調整は、図１２に例示した回路構成に限定されるものではなく、差動増幅回路、非反転増幅回路等、各種増幅回路により、あるいはこれらの回路を適宜組み合わせることにより構成することができる。
【００８６】
（付記１） 基準電圧に基づき、出力電圧を制御する出力電圧制御部と、
出力電流検出部と、
前記出力電流検出部において検出される出力電流に基づき、前記基準電圧を制御する基準電圧補正部とを備えることを特徴とするレギュレータ回路。
（付記２） 前記出力電流検出部からの検出結果に基づき、前記出力電流を制御する出力電流制御部を備えることを特徴とする付記１に記載のレギュレータ回路。
（付記３） 前記出力電流検出部は、電流電圧変換器を備え、
前記出力電流に応じた検出電圧に基づき、前記基準電圧補正部を制御することを特徴とする付記１又は２に記載のレギュレータ回路。
（付記４）前記検出電圧は、前記出力電流に対して所定の比例係数を有して出力されることを特徴とする付記３に記載のレギュレータ回路。
（付記５） 前記出力電流検出部は、電流出力部を備え、
前記出力電流に応じた検出電流に基づき、前記基準電圧補正部を制御することを特徴とする付記１又は２に記載のレギュレータ回路。
（付記６） 前記検出電流は、前記出力電流に対して所定の比例係数を有して出力されることを特徴とする付記５に記載のレギュレータ回路。
（付記７） 前記比例係数は、外部調整可能であることを特徴とする付記４又は６に記載のレギュレータ回路。
（付記８） 前記基準電圧補正部は、前記出力電流の増減に対して、前記基準電圧を、正あるいは負の相関を有して増減させることを特徴とする付記１乃至７の少なくとも何れか１項に記載のレギュレータ回路。
（付記９） 前記基準電圧補正部は、
前記出力電流が流れない場合に基本基準電圧を出力する基本基準電圧部と、
前記出力電流に応じて変化する補正電圧を前記基本基準電圧に重畳する補正電圧部とを備えることを特徴とする付記１乃至８の少なくとも何れか１項に記載のレギュレータ回路。
（付記１０） 前記基本基準電圧部は、定電圧源、あるいは定電圧源及び第１分圧部を備え、
前記基本基準電圧は、前記定電圧源から出力される所定電圧、あるいは前記第１分圧部による該所定電圧の分圧電圧であることを特徴とする付記９に記載のレギュレータ回路。
（付記１１） 前記補正電圧部は、第２分圧部を備え、前記検出電圧を分圧することを特徴とする付記１０に記載のレギュレータ回路。
（付記１２） 前記補正電圧部は、前記第１分圧部を含み、該第１分圧部に対して前記検出電流を流すことを特徴とする付記１０に記載のレギュレータ回路。
（付記１３） 前記出力電流が流れない場合に基本基準電圧を出力する基本基準電圧部を備えており、
前記出力電圧制御部は、
前記基本基準電圧が入力される第１基準電圧端子と、
前記出力電流に応じて変化する補正基準電圧が入力される第２基準電圧端子とを備え、
前記基本基準電圧と前記補正基準電圧との大小関係に応じて選択される何れか一方を前記基準電圧として、出力電圧が制御されることを特徴とする付記１乃至８の少なくとも何れか１項に記載のレギュレータ回路。
（付記１４） 前記補正基準電圧は、前記検出電圧あるいは前記検出電流に基づき生成されることを特徴とする付記１３に記載のレギュレータ回路。
（付記１５） 前記出力電流制御部により充電初期において定電流充電制御をすると共に、前記出力電圧制御部により充電後期において定電圧充電制御をすることによりバッテリーを前記出力電圧に充電する際、前記定電流充電制御における充電電流に応じて、前記定電圧充電制御における前記基準電圧を、満充電時における前記基準電圧に比して高く設定することを特徴とする付記２乃至１４の少なくとも何れか１項に記載のレギュレータ回路。
（付記１６） 前記出力電流制御部により過負荷時における電流制限制御をすると共に、前記出力電圧制御部により前記出力電圧の定電圧制御をすることにより負荷に対して所定電圧を供給する際、前記定電圧制御における前記基準電圧を、負荷電流に応じて、無負荷時における前記基準電圧に比して高く設定することを特徴とする付記２乃至１４の少なくとも何れか１項に記載のレギュレータ回路。
（付記１７） 出力電流に応じて、出力電圧を所定電圧に調整、維持するための基準電圧を可変することを特徴とするレギュレータ回路の制御方法。
（付記１８） 前記出力電流の増減に対して、前記基準電圧を、正あるいは負の相関を有して増減させることを特徴とする付記１７に記載のレギュレータ回路の制御方法。
（付記１９） 充電初期において定電流充電を行なうと共に、充電後期において前記所定電圧での定電圧充電を行なうことによりバッテリーへの充電動作を行なう際、前記定電流充電状態における充電電流に応じて、前記基準電圧を、満充電時における前記基準電圧に比して高く設定することを特徴とする付記１７又は１８に記載のレギュレータ回路の制御方法。
（付記２０） 負荷に対して前記所定電圧を供給する際、負荷電流に応じて、前記基準電圧を、無負荷時における前記基準電圧に比して高く設定することを特徴とする付記１７又は１８に記載のレギュレータ回路の制御方法。
【００８７】
【発明の効果】
本発明によれば、充電電流や負荷電流に応じて、レギュレートすべき所定電圧の設定を補正することにより、全ての充電電流や負荷電流領域において精度良く出力電圧を調整、維持することができるレギュレータ回路を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第１実施形態のレギュレータ回路（充電制御装置）を示す回路ブロックである。
【図２】 第１実施形態の基準電圧設定回路を示す回路図である。
【図３】 出力電流検出部における充電電流検出特性を示す特性図である。
【図４】 第１実施形態の基準電圧の充電電流特性を示す特性図である。
【図５】 第１乃至第３実施形態のバッテリー充電特性を示す特性図である。
【図６】 第２実施形態のレギュレータ回路（充電制御装置）を示す回路ブロックである。
【図７】 第２実施形態の増幅器を示す回路ブロック図である。
【図８】 第３実施形態のレギュレータ回路（充電制御装置）を示す回路ブロックである。
【図９】 第３実施形態の基準電圧の充電電流特性を示す特性図である。
【図１０】 第４実施形態のレギュレータ回路（スイッチングレギュレータ）を示す回路ブロックである。
【図１１】 第５実施形態のレギュレータ回路（シリーズレギュレータ）を示す回路ブロックである。
【図１２】 増幅器の具体例を示す回路図である。
【図１３】 従来技術のレギュレータ回路（充電制御装置）を示す回路ブロックである。
【図１４】 従来技術のバッテリー充電特性を示す特性図である。
【符号の説明】
１、２、３、１００ 充電制御装置
４ スイッチングレギュレータ
５ シリーズレギュレータ
２１、３１、１１１ 充電制御回路
２２、１１２ 増幅器
２５、６２ カレントミラー回路
１０１ バッテリー
１０２ ＡＣアダプター
１１６、１１８ 誤差増幅器
１２０ 比較器
１２２ 発振器（ＯＳＣ）
１２４ 反転出力バッファ
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９、
Ｒ１０１、Ｒ１０２、Ｒ１１０、Ｒ１２０
抵抗素子
ＲＳ１ 充電電流検出抵抗
ＲＬＳ１ 寄生抵抗
Ｔｒ１、Ｔｒ２ ＰＭＯＳドライバ
ＩＯ 検出電流端子
ＯＵＴ 反転出力バッファの出力端子
ＲＳ−、ＲＳ＋ 出力電流検出端子
Ｖ２ 基準電圧端子
Ｖ３ 増幅器の出力端子
ＶＢＡＴ バッテリー出力端子
ＶＦＢ 誤差増幅器の反転入力端子
ＶＬＤ 負荷端子
ＶＯ 充電制御装置出力端子
ＩＣＨＧ、ＩＣＨＧＭ 充電電流
ＶＲＥＦ 基準電源

Claims (5)

1. 基本基準電圧を設定する基本基準電圧部と、
   出力電流の増大に応じて上昇する補正基準電圧を出力する出力電流検出部と、
   出力電圧に応じた電圧が入力される反転入力端子、前記基本基準電圧が入力される第１非反転入力端子、および前記補正基準電圧が入力される第２非反転入力端子を有し、前記出力電圧に応じた電圧と、前記基本基準電圧および前記補正基準電圧のうち高い電圧との誤差電圧を増幅する誤差増幅器とを備えることを特徴とするレギュレータ回路。
2. 前記出力電流検出部は、前記出力電流に応じた前記補正基準電圧を出力する電流電圧変換器を備えることを特徴とする請求項１に記載のレギュレータ回路。
3. 前記基本基準電圧部は、定電圧源、あるいは定電圧源及び第１分圧部を備え、
   前記基本基準電圧は、前記定電圧源から出力される所定電圧、あるいは前記第１分圧部による該所定電圧の分圧電圧であることを特徴とする請求項１に記載のレギュレータ回路。
4. 出力電圧に応じた電圧と基準電圧との比較に基づいて、トランジスタのスイッチングデューティを決定することにより前記出力電圧を制御する出力電圧制御部と、
   前記出力電圧を受けて充電が行なわれるバッテリーへの充電経路に設けられた抵抗素子に流れる出力電流を検出する出力電流検出部と、
   前記出力電流が流れない場合に、基本基準電圧を出力する基本基準電圧部と、
   前記出力電流の増減に対して、正あるいは負の相関を有して補正基準電圧を増減させて出力する基準電圧補正部とを備え、
   前記出力電圧制御部は、
   前記基本基準電圧が入力される第１基準電圧端子と、
   前記出力電流に応じて変化する前記補正基準電圧が入力される第２基準電圧端子とを備え、
   前記基本基準電圧と前記補正基準電圧との大小関係に応じて選択される何れか一方を前記基準電圧として、出力電圧を制御することを特徴とするレギュレータ回路。
5. 前記補正基準電圧は、前記検出電圧あるいは前記検出電流に基づき生成されることを特徴とする請求項４に記載のレギュレータ回路。

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