JP3698996B2 - 通信システムにおける受信機 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信システムにおける受信機に係り、特に、搬送波帯に信号を変換して伝送を行う通信システムにおいて、所望信号の成分の抽出をベースバンド帯で行う、通信システムにおける受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
多様なシステム、多様な周波数の信号を単一の受信機を用いて実現できれば、単一の端末でより多様な情報を得ることが可能になる。ところが、無線通信システムの場合、数百ＭＨｚから数ＧＨｚまでの周波数を持つ搬送波に情報信号を変換して通信を行う。これは、無線が単一の自由空間という媒体を用いて通信を行うため、各システムがオーバーラップしないよう、各システム毎に異なった周波数が割り当て、割り当てられた周波数の搬送波に情報を乗せて通信を行う。従って、多くのシステムが混在する無線周波数では、周波数軸上でかなり周密にシステムが配置されている。そこで、所望の周波数の信号を取り出すには、受信機にチャネルの帯域に適合した選択性の高いフィルタが必要になる。
【０００３】
図１８は、従来の無線通信システムにおける受信機構成を示す。ＮＴＴ方式のアナログ自動車電話方式で用いられているダブルスーパヘテロダイン構成の受信機の抜粋を示す。同図に示す構成は、アンテナ１、初段の搬送波周波数帯であるＲＦ（Radio Frequency ）帯のバンドパスフィルタ２、第１のＩＦ（Intermediate Frequency）へ変換するための局部発振器３及び乗算器４、乗算器４の出力に含まれる高調波成分除去のためのバンドパスフィルタ５、第２のＩＦ（Intermediate Frequency) へ変換するための局部発振器６及び乗算器７、乗算器６の出力に含まれる高調波成分除去及び自チャンネル選択用の狭帯域なバンドパスフィルタ８、端末の移動に伴う受信電力変動を吸収する増幅器９、制御信号として送られるディジタル信号と音声信号を分離するためのバンドパスフィルタ１０、復調器１１、及び出力端子１２から構成される。
【０００４】
同図に示す構成では、バンドパスフィルタ８が高い選択性を有し、自チャネルの信号のみを抽出する役割を果している。ところが、同図の構成において多システムの信号を復調するには、システムに応じてバンドパスフィルタ２、５、特に、バンドパスフィルタ８の帯域等を変更する必要がある。しかし、一般に、ＲＦ・ＩＦ帯のアナログフィルタの周波数特性を変化させることは困難である。即ち、多様な周波数帯域を有するシステムに対応するには、ＲＦ帯あるいは、ＩＦ帯のバンドパスフィルタによって所望信号帯域信号の選択を行うことはできない。一般に、システム毎に異なる信号帯域は異なる。従って、多様なシステムの信号を受信するには、想定する通信システムにおいて最大の信号帯域を持つＲＦ・ＩＦフィルタを備える必要がある。この場合には、所望信号選択は、周波数特性の可変性や高い選択性の実現が容易なベースバンドフィルタ、実現性を考慮するとディジタル信号処理により実現されたフィルタで行うことで、多様なシステムの信号受信を可能とする。
【０００５】
ところが、実際に周波数変換を行うには、周波数シンセサイザが必要となるが、非常に狭帯域のシステムまで想定する場合には、広い周波数範囲に渡って高精度かつ高安定な周波数シンセサイザが必要になる。また、周波数シンセサイザでは自由に周波数を選択するには、回路構成が複雑になり、移動通信のようにデバイスに低消費電力化が要求されるシステムには適用が困難になるという問題も発生する。従って、適当なＩＦ周波数帯にまで変換し、一旦アナログ・ディジタル変換器により、ディジタル信号に変換する。その後、高機能なディジタル信号処理技術によって正確な搬送波周波数の推定、及び、復調操作を行うことで通信できるシステムの領域を拡大できる。加えて、この構成であれば、ＩＦ周波数までしか周波数変換しないため、ベースバンドまで周波数変換した場合に発生する受信機のＤＣ（Direct Current）成分による特性劣化を回避できるという利点もある。
【０００６】
ところが、
（α）アナログの広帯域用のバンドパスフィルタとディジタル信号処理によるチャネルフィルタ；
（β）ＩＦ周波数帯におけるアナログ・ディジタル変換；
という構成の場合には、ＩＦ周波数とアナログバンドパスフィルタの周波数帯域の関係でイメージ成分が信号成分に混入し、信号のＳＮＲ（Signal to Noise Ratio ）を劣化させるという問題がある。
【０００７】
図１９は、イメージ成分とバンドパスフィルタの周波数帯域の関係を示す。原理的にディジタル無線通信システムでは、実周波数成分だけ搬送波帯ｆ＋Δｆへ変換して通信を行う。このとき、受信機において、この信号を局部発振周波数ｆで周波数変換を行い、ＩＦ周波数Δｆの信号を生成する場合には、原理的に搬送波周波数帯ｆ−Δｆの信号も同時にΔｆのＩＦ周波数へ干渉波として落ちてきて、信号のＳＮＲを劣化させる原因になる。例えば、所望信号帯域及び干渉信号共に、位相変調を用いている場合には、以下のように干渉信号がＩＦ周波数帯に現れる。但し、ωは、各周波数であり、ω＝２πｆの関係がある。
【０００８】
【数１】
ここで、ｔは時間変数、ＬＰＦ1 は、高周波成分を除去する関数、ａk とｂk は所望信号と干渉信号の情報成分、ＡとＢは、所望信号と干渉信号のレベルを表している。従来は、この問題を回避するために、図１９（ａ）のように、搬送波帯ｆ−Δｆの信号を十分抑圧させるためのバンドパスフィルタを周波数変換器の前に配置している。ところが、多様な周波数帯のシステムを受信するため、バンドパスフィルタを広帯域にした場合には、図１９（ｂ）のように搬送波帯ｆ−Δｆの信号がＩＦ周波数帯に変換されてしまう。
【０００９】
これを克服するため、ＲＦ帯の信号を一旦、直交準同期検波した後、イメージ成分を除去する方法が提案されている。その構成を図２０に示す。同図に示す構成は、アンテナ１３、初段のバンドパスフィルタ１４、分岐回路１５、１９、乗算器１６、１７、π／２移相器１８、低域通過フィルタ２１、２２、２７、２８、アナログ・ディジタル変換器２３、２４、ＩＦ周波数の解析的正弦波exp(-jΔωkT) を乗算する複素周波数変換器２５、出力端子２９、３０から構成される。但し、Ｔは、サンプル周期を示している。同図では、搬送波周波数帯の実周波数信号を直交準同期検波する。即ち、（１）に加えて、以下に示すような直交成分を生成する。
【００１０】
【数２】
【００１１】
【数３】
ＬＰＦ２は、±２Δωに現れる高周波成分を除去する関数、式(3.1) と(3.2) が完全な形で実現できれば、理論的にはイメージ成分をキャンセルできる。ところが、実際にはアナログ準同期検波器の直交性誤差・ゲインアンバランスが存在し、その影響で式(3.1) と(3.2) に搬送波帯ｆ−Δｆの信号が混入し、ＳＮＲを劣化させる。現状のアナログ技術では、（１）と（２）のアナログ直交準同期検波器の直交性やゲインバランスを高精度で実現することは極めて困難である。実際、これを高精度に行うためには、従来は、人手により調整を行っているが、調整では、精々２０〜３０ｄＢが限界で、通常の無線通信システムの要求条件（例えば、ＰＤＣシステムでは、８０〜９０ｄＢ）には遠く及ばない。また、多様なシステムの信号を受信するには、多様な周波数帯の信号に対して直交性を保つ必要があるが、アナログπ／２移相器の特性を広帯域に渡って維持することは、原理的に不可能である。従って、図２０の構成では、アナログ準同期検波器の直交性誤差やゲインアンバランスより十分なイメージ除去性能が得られないという問題がある。
【００１２】
別の手法として、Δωをバンドパスフィルタの帯域より遙かに大きくとることで、このイメージ成分の混入を防ぐ方法がある。この場合、この高いＩＦ信号を直接アナログ・ディジタル変換器に入力してディジタル信号に変換しなければならない。この場合、アナログ・ディジタル変換器の動作速度は、ＩＦ周波数に比較して遙に低くても、最低ナイキストレートの４倍以上あれば理論的には、信号の復調が可能になる。
【００１３】
従って、このバンドパスフィルタリングと呼ばれる技術を利用することによって、イメージ周波数からの干渉を受けずに、前述の（α）と（β）の条件を満足できる。但し、この場合、アナログ・ディジタル変換器のサンプリングクロックのジッダによって著しく特性が劣化し、その劣化量は、ＩＦ周波数に比例するため、高いＩＦ周波数のシステムには適用が困難になり、結局適用範囲が殆どなく実用に耐えない。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、従来は、多様なシステムの信号を受信するため、搬送波周波数帯に広帯域なバンドパスフィルタを備え、その後にアナログ直交準同期検波を用いて周波数変換し、ディジタル複素周波数変換とフィルタリングによりイメージ成分を除去する構成において、アナログ直交準同期検波器の不完全性によりイメージ成分が十分抑圧できないという問題がある。例え、多少のＳＮＲを劣化を容認して、ある周波数において人が調整を行ったとしても、周波数が変わった場合には、調整しなおす必要があり、ダイナミックな受信システムの変更が不可能であるという問題がある。
【００１５】
また、各々固有の周波数帯域に配置された複数のシステムを同一ハードウェアを用いて受信する場合には、受信機には、ＲＦ・ＩＦ帯に、各システム最大信号帯域よりも小さなフィルタを設置することができない。一方、受信機の小型化を考えた場合、ＩＦ帯でサンプリングし、ディジタルフィルタにより帯域制限フィルタを構成することが有利である。そのとき、ＲＦ・ＩＦ帯により十分に負のＩＦ周波数成分が減衰されていないため、干渉波として所望信号に干渉としてかぶさってくるという問題がある。
【００１６】
本発明は、上記の点に鑑みなされたもので、局部発振器を用いて周波数変換を行う場合に発生する局発周波数を軸として信号帯域と対称な周波数帯域からの干渉信号成分を除去することが可能な通信システムにおける受信機を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
【００２６】
図１は、本発明の原理構成図である。
【００２７】
本発明（請求項１）は、搬送波周波数帯に変換された信号を受信する受信手段３０１と、該受信手段３０１により受信された該受信信号から直交信号を生成する準同期検波手段３０２と、該受信信号及び該直交信号を、余弦波を実成分、その正弦波を虚成分に持つ複素信号である解析的正弦波により複素周波数に変換する複素周波数変換手段３０４とを具備する通信システムにおける受信機であって、
前記準同期検波手段３０２からの出力に対し、受信信号と直交信号との直交性誤差及びゲインアンバランスを補償する直交性・ゲインアンバランス補償手段３０３を有し、
複素周波数変換手段３０４は、
直交性・ゲインアンバランス補償手段３０３で直交性誤差・ゲインアンバランス補償を行った後に、ｆ−△ｆの周波数成分のみをベースバンド帯に変換する手段を有し、
さらに、
複素周波数変換手段３０４からの出力の高周波成分を除去する低域通過フィルタと、
前記低域通過フィルタ通過後の前記ｆ−△ｆの周波数成分からの干渉信号が最小になるように制御する制御手段３０５と、を有する。
【００２８】
本発明（請求項２）は、搬送波周波数帯に変換された信号を受信する受信手段と、該受信手段により受信された該受信信号から直交信号を生成する準同期検波手段と、該受信信号及び該直交信号を、余弦波を実成分、その正弦波を虚成分に持つ複素信号である解析的正弦波により複素周波数に変換する複素周波数変換手段とを具備する通信システムにおける受信機であって、
受信信号と直交信号との直交性誤差及びゲインアンバランスを補償する直交性・ゲインアンバランス補償手段と、
複素周波数変換手段の出力の高周波成分を除去する低域通過フィルタと、
低域通過フィルタから出力され、分岐された一方の信号について、振幅や位相誤差及び送信ディジタル信号を推定し、推定されたディジタル信号に位相誤差と振幅を掛け合わせて受信信号の推定値を出力する位相・振幅・信号推定手段と、
位相・振幅・信号推定手段から出力された信号を減算し、ｆ−△ｆの周波数成分からの干渉信号を出力する減算手段と、
直交性誤差・ゲインアンバランス補償手段に対して、減算手段から出力される干渉信号が最小になるよう制御する制御手段と、
を有し、
複素周波数変換手段は、
直交性・ゲインアンバランス補償手段からの入力信号に対して、負のＩＦ周波数を持つ解析的正弦波により、ｆ＋△ｆの周波数成分のみをベースバンド帯に変換する手段を有する。
【００３５】
上記のように、本発明は、直交性誤差・ゲインアンバランス補償手段を設け、受信機の出力に基づいて、補償器における受信信号と受信信号から生成した直交信号への重み付け係数を変化させることにより、通信システムの受信機における受信信号の復調時に発生する干渉信号成分を除去することが可能となる。
【００３６】
【発明の実施の形態】
準同期検波器の直交性誤差・ゲインアンバランスの発生メカニズムはいくつかあるが、基本的には直交性誤差の発生後に直交信号と同相信号に異なった利得がかかって出力されるモデルで記述することができる。言うまでもなく、理想的には、直交信号と同相信号は、ある位相に対する余弦波と正弦波という直交信号対で記述される。そこで、直交性誤差とは、余弦成分が直交信号に（あるいは、正弦波成分が直交信号に）漏れ込むことによって発生していると理解できる。従って、この漏れ込んだ成分を差し引くことで直交信号対が復元できる。即ち、直交成分に漏れ込んだ余弦波の大きさを推定し、これを直交成分から減算することにより直交性誤差補償が実現できる。
【００３７】
一方、直交信号と同相信号のゲインアンバランスは言うまでもなく、直交準同期検波器の後段に備えられた直交、同相の各々の信号に対する増幅器の利得の違いに起因している。従って、自動利得制御増幅器を備えて、この利得誤差を吸収することで、この問題を解決できる。前述のように先に直交性誤差が発生し、その後ゲインアンバランス誤差が発生するため、補償はその逆、即ち、ゲインアンバランス誤差補償後に、直交性誤差を補償する構造になる。但し、直交信号からの漏れ込み量の推定係数に対する２度の乗算演算を避けるため、アナログ・ディジタル変換した直交信号に利得誤差と漏れ込み量を直接推定する構成とする。
【００３８】
従って、直交成分を分岐し適当な重み付け（１）を行い、直交信号として出力し、分岐された直交信号にも適当な重み付け（２）を施すことで、直交性とゲインアンバランスが補償される。この２種類の重み付け係数は、後述の適応制御アルゴリズムにより逐次的に推定される。
【００３９】
直交性誤差・ゲインアンバランスがあると、前述のように最終出力信号にイメージ周波数ｆ−Δｆからの干渉波が漏れ込んでくる。同様な現象は、イメージ周波数ｆ−Δｆの信号を所望信号として復調した場合、ｆ−Δｆの周波数帯の信号が漏れ込んでくることを意味している。従って、イメージ周波数信号の復調器に現れるｆ−Δｆの周波数帯の信号を最小化するように、上記の２つの係数を適応的に制御することで、直交性誤差・ゲインアンバランスが適応的に補償され、周波数ｆが変化しても常にイメージ周波数からの干渉を抑制することができる。
【００４０】
その適応制御としては、まず、係数を微小量増加させた時の干渉電力の増減を測定する。もしその干渉電力が増大するようであれば、係数を微小量減少させる。逆に、干渉量が減少するようであれば、係数も微小量増大させる。この手続を繰り返すことにより、逐次的に最適係数を推定できる。
【００４１】
また、別の方法としてｆ＋Δｆの周波数帯信号を復調しようとした場合に混入するイメージ周波数からの干渉成分を検出し、これを最小化することでも、上記の２つの係数を推定できる。即ち、復調器出力信号に含まれる所望信号の振幅と位相誤差及び、送信されたディジタル信号をも推定し、このディジタル信号に推定した振幅と位相誤差を乗算することで雑音の影響のない受信信号成分（レプリカ）を推定する。復調器出力からこのレプリカを減じることで、漏れ込んだ干渉成分だけを検出する。この干渉信号を最小化するように前述の適応制御アルゴリズムを動作させることで、強い干渉信号の存在下でも優れた干渉補償が可能になる。
【００４２】
また、各々、固有の周波数帯域に配置された複数のシステムを同一ハードウェアを用いて受信する場合には、負の周波数成分が干渉波として所望信号に干渉としてかぶさってくる。この問題は、イメージ周波数適応干渉補償器によって補償することができる。しかし、この干渉補償器はＣＩＲ（Carrier to Interference Raito)＝６０ｄＢの環境でもブラインドで所望信号だけを抽出できるという利点があるものの、サンプリングタイミングによっては、十分な特性を発揮できないため、本発明では、更に、サンプリングタイミング変動に対して低感度な干渉補償方法として、低域通過フィルタの出力をオーバサンプルし、ＡＤＦ(Adaptive Digital Filter) を経た後に復調を行ない、ＡＤＦと干渉補償部の両方を適応制御部においてＡＤＦの出力を用いて制御することを提案する。これにより、ＣＩＲ＝６０ｄＢのような劣悪な環境でもサンプリングタイミングに依存せず、ブラインド動作で高品質にマルチモード受信が可能になる。即ち、一種類の受信機ハードウェアを用意しておくだけで、遙に安定した高品質なマルチモード受信、つまり、多様な帯域のシステムの受信が可能となる。
【００４３】
【実施例】
［第１の実施例］
図３は、本発明の第１の実施例の受信機の構成を示す。
【００４４】
同図に示す受信機は、アンテナ３１、アナログ乗算器３３、３４、分岐回路３２、３６、π／２移相器３５、発振器３７、低域通過フィルタ３８、３９、４５〜４８、アナログ・ディジタル変換器４０、４１、直交性誤差・ゲインアンバランス補償器４２、複素周波数変換器４４、二乗回路４９、５０、加算器５１、適応制御回路５２、出力端子５３、５４から構成される。
【００４５】
以下に、上記の構成における動作を説明する。
【００４６】
アンテナ３１で受信された信号は、分岐回路３２、３６、アナログ乗算器３３、３４、π／２移相器３５、発振器３７で構成されるアナログ直交準同期検波器を経た後、低域通過フィルタ３８、３９により高調波成分を除去された後に、アナログ・ディジタル変換器４０，４１によりディジタル信号に変換される。アナログ・ディジタル変換器４０，４１の出力は、直交性誤差・ゲインアンバランス補償器４２によりアナログ準同期検波器の直交性ゲインアンバランス補償を受けた後、複素周波数変換器４３，４４に入力される。
【００４７】
複素周波数変換器４３、４４では、ＩＦ周波数をもつ解析的正弦波を入力信号に複素乗算する。入力信号及び正弦波が解析的に表現されているため、マイナス周波数成分とプラスの周波数成分を別の信号として区別できる。従って、入力信号に対して負のＩＦ周波数をもつ解析的正弦波を掛けた複素周波数変換器４３からは、ｆ＋Δｆの周波数成分だけが、ベースバンド帯に変換され、複素周波数変換器４３に接続された低域通過フィルタ４５、４６から出力される。
【００４８】
同様の原理に基づいて、入力信号に対して、正のＩＦ周波数を持つ解析的正弦波を掛けた複素周波数変換器４４からは、ｆ−Δｆの周波数成分だけがベースバンド帯に変換され、複素周波数変換器４４に接続された低域通過フィルタ４７、４８から出力される。
【００４９】
完全に直交性誤差・ゲインアンバランス補償が行われた場合には、低域通過フィルタ４７、４８からは何も出力されないはずであるが、多少でも誤差が残留していると信号が出力される。そこで、二乗回路４９、５０、加算器５１で構成される電力検出器の出力が最小になるよう、制御装置５２により制御する。
【００５０】
具体的には、低域通過フィルタ４７、４８の出力を、ｙk,i （ｗk,i ，ｗk,q ）とｙk,q （ｗk,i ，ｗk,q ）とすると、加算器５１の出力ｚk （ｗk,i ，ｗk,q ）は以下のように書き表せる。
【００５１】
【数４】
ｚk （ｗk,i ，ｗk,q ）を最小にするには、ｗk,i ，ｗk,q に関するｚk （ｗk,i ，ｗk,q ）の電力平面を計算し、その最小点を探索すればよい。即ち、あるｗk,i ，ｗk,q に対するｚk （ｗk,i ，ｗk,q ）電力平面の傾斜ベクトルを計算し、最小値方向に向かってｗk,i ，ｗk,q の値を少しずつ動かしていくことで、最適点を算出する。
【００５２】
具体的には、傾斜ベクトルは次式で求められる。
【００５３】
【数５】
ここで、Δｗは、適当な微小値を示している。適応制御の原理に従えば、傾斜ベクトルの示す方向と逆方向に進むことで、最小値に近づくことができる。
【００５４】
【数６】
上記の式の（６．１）、（６．２）におけるμは、ステップサイズパラメータと呼ばれる任意の係数である。即ち、制御回路５２では、式（５．１）、（５．２）、（６．１）、（６．２）の演算を信号が入力される毎に繰り返し演算する。また、図３は、本発明の第１の実施例の直交性誤差・ゲインアンバランス補償器の構成を示す。同図に示す直交性誤差・ゲインアンバランス補償器４２は、入力端子５５、５６、乗算器５７、５８、加算器５９、係数入力端子６０、６１、出力端子６２、６３から構成される。
【００５５】
図４は、本発明の第１の実施例の複素周波数変換器の構成を示す。実際には、所謂、ディジタル複素乗算器に加えてＮＣＯ（Numerically Controlled Oscillator ）とディジタルπ／２移相器が備えられている。同図（ａ）は、負のＩＦ周波数を持つ解析的搬送波を掛け合わせる複素周波数変換器の構成を示し、同図（ｂ）は、正のＩＦ周波数をもつ解析的搬送波を掛け合わせる複素周波数変換器の構成を示している。
【００５６】
同図に示す複素周波数変換器は、入力端子６４、６５、７６、７７、乗算器６６〜６９、７８〜８１、加算器７１、８１、ディジタルπ／２移相器７２、８３、ＮＣＯ７３，８４、出力端子７４、７５、８５、８６から構成される。
【００５７】
上記のように、アナログ直交準同期検波器による準同期検波後に、直交性誤差・ゲインアンバランス補償器４２で直交性誤差・ゲインアンバランス補償を行った後に、複素周波数変換器４４で周波数変換によりベースバンド帯に変換し、同時に発生する高周波成分を低域通過フィルタにより除去し、所望信号を得る。本発明では、この低域通過フィルタ通過後の信号のＳＮＲを最大にするよう直交性誤差・ゲインアンバランス補償回路を制御する。その制御方法は、直交性誤差・ゲインアンバランス補償回路の係数を微小値だけ変化させ、その時のＳＮＲの変化を検出することにより、ＳＮＲを最大にする制御係数の変化方法を推定し、その方向に係数を制御させることで、係数を最適値に漸近させる。
【００５８】
［第２の実施例］
図５は、本発明の第２の実施例の受信機の構成を示す。
【００５９】
同図に示す受信機は、アンテナ８７、アナログ乗算器８８，８９、分岐回路１３０，９１、π／２移相器９０、発振器９２、低域通過フィルタ９３，９４，９９，１００、アナログ・ディジタル変換器９５，９６、直交性誤差・ゲインアンバランス補償器９７、複素周波数変換器９８、二乗回路１０３、１０４、加算器１０５、減算器１０１，１０２、適応制御回路１０７、位相・振幅・信号推定回路１０６、出力端子１０８、１０９を示している。
【００６０】
同図に示す受信機において、直交性誤差・ゲインアンバランス補償器９７までは、前述の図２と全く同一の処理である。直交性誤差・ゲインアンバランス補償器９７の出力は、複素周波数変換器９８に入力される。複素周波数変換器９８では、入力信号に対して負のＩＦ周波数をもつ解析的正弦波をかけるため、複素周波数変換器９８からは、ｆ＋Δｆの周波数成分だけが、ベースバンド帯に変換され、複素周波数変換器９８に接続された低域通過フィルタ９９、１００から出力される。この出力信号を分岐し、その一方を位相・振幅・信号推定回路１０６に入力する。ここで、位相・振幅・信号推定回路１０６では、低域通過フィルタ９９、１００から出力された所望周波数帯域を送信されてきた信号の振幅や位相誤差及び送信ディジタル信号そのものを推定し、推定されたディジタル信号に位相誤差と振幅を掛け合わせてレプリカと呼ばれる受信信号の推定値を出力する。
【００６１】
低域通過フィルタ９９、１００の出力信号から、位相・振幅・信号推定回路１０６より出力されたレプリカ信号を減算器１０１、１０２により減算することで、ｆ−Δｆの周波数成分からの干渉信号を出力する。もしも、直交性誤差・ゲインアンバランス補償器９７が不完全であると、低域通過フィルタ９９、１００からｆ−Δｆの周波数成分が出力される。この信号成分が最小になるよう制御装置１０７によって、直交性誤差・ゲインアンバランス補償器９７の係数を制御する。即ち、二乗回路１０３、１０４、加算器１０５により構成された電力測定器出力をｚk として、式（５．１）〜（６．２）の演算を制御装置１０７によって行うことでこの制御を実現できる。即ち、式（４）のｙk,i （ｗk,i ，ｗk,q ）とｙk,q （ｗk,i ，ｗk,q ）を図５における減算器１０１、１０２の出力として式（５．１）〜（６．２）の演算を行う。
【００６２】
図６は、本発明の第２の実施例の位相・振幅・信号推定回路の構成を示す。同図に示す位相・振幅・信号推定回路１０６は、変調方式としてＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying ）を適用した場合の構成例である。また、同図では、それ以前とは異なり、全て複素数で表現している。即ち、入力信号ｓk は、ｓk ＝ｙk,i （ｗk,i ，ｗk,q ）＋ｊｙk,q （ｗk,i ，ｗk,q ）と表現される。但し、ｊは、虚数単位、ｙk,i （ｗk,i ，ｗk,q ）とｙk,q （ｗk,i ，ｗk,q ）は、図５における低域通過フィルタ９９、１００の出力信号である。
【００６３】
同図に示す位相・振幅・信号推定回路１０６は、入力端子１１０、複素乗算器１１１、１１３、１２３、１２８、複素減算器１１２、１１５、スカラ減算器１１９、複素加算器１２５、実数「１」を出力する回路１１３、実数「−１」を出力する回路１１６、複素数の絶対値の２乗を演算する回路１１７、１１８、入力信号の符号ビットのみを抽出し、それに絶対値「１」を乗算して出力する回路１２０、実数係数λを乗算する係数乗算器１２４、実数係数１−λを乗算する回路１２７、１サンプル遅延回路１２６、出力端子１２９から構成される。
【００６４】
この構成は、ＢＰＳＫ変調信号の送信信号である回路１１３の出力「１」、あるいは、回路１１６の出力「−１」に信号の振幅位相情報を複素乗算器１１１、１１４により複素乗算することで、入力信号の仮判定値を２種類発生させる。入力信号と２つの仮判定値との差を、各々複素減算器１１２、１１５で計算する。この出力の絶対値の２乗、即ち、電力を各々回路１１７、１１８で独立に演算し、その出力を比較する。即ち、減算器１１９により回路１１８の出力から回路１１７の出力を減算する。そして、その出力信号の符号を検出し、それに実数「１」を乗算して出力することで、より入力信号に近い仮判定値を生成した送信信号が得られる。
【００６５】
この推定した送信信号と入力信号の複素相関を複素乗算器１２３で演算し、係数乗算器１２４に入力する。係数乗算器１２４、複素加算器１２５、１サンプル遅延回路１２６で構成された１次の低域通過型ラグフィルタにより複素乗算器１２３の出力である相関値に含まれる雑音成分や高周波成分を除去し、正確な入力信号の位相を振幅を推定して、複素乗算器１１１、１１４に各々出力する。一方、推定された送信信号に入力信号の位相と振幅を複素乗算器１２８で与えることにより、入力信号のレプリカを端子１２９から出力する。
【００６６】
［第３の実施例］
本実施例では、直交準同期検波器によりＲＦ（Radio Requency) 帯の信号を解析的なＩＦ(Intermediate Freequency) 信号に変換し、複素周波数変換とベースバンドフィルタリングによりイメージ周波数干渉波を取り除く受信機構成について説明する。当該受信機では、ＩＦ帯でディジタル信号処理により直交準同期検波器の直交性誤差補償を行う。
【００６７】
図７は、本発明の第３の実施例の受信機の構成を示す。
【００６８】
同図に示す受信機は、入力端子２０１、分岐回路２０２、２０３、２０７、アナログ乗算器２０４、２０５、π／２移相器３５、発振器２０８、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）２０９、２１０、アナログ・ディジタル変換器２１１、２１２、直交誤差補償器２２０、複素周波数変換器２３０、低域通過フィルタ２１５、２１６、Ｑチャネル出力端子２１７、Ｉチャネル出力端子２１８、エラー検出器２４０、及び適応制御回路２５０より構成される。
【００６９】
同図に示す受信機は、入力端子２０１、分岐回路２０２、２０３、２０７、アナログ乗算器２０４、２０５、π／２移相器３５、発振器２０８、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）２０９、２１０、アナログ・ディジタル変換器２１１、２１２によりサンプリングされたＩＦ信号に対して、直交誤差補償器２２０でＩチャネルとＱチャネル信号の直交化・利得制御を行い、複素周波数変換器２３０で複素周波数変換を行った後、低域通過ファイルタ２１５、２１６を介して所望信号を得る。このとき、所望信号の包絡線レベルを一定するように、直交誤差補償器２２０で直交化・利得制御を行うことで、低域通過フィルタ２１５、２１６に含まれる干渉成分を適応的に補償する。
【００７０】
図８は、本発明の第３の実施例の直交誤差補償器の構成を示しており、当該直交誤差補償器２２０は、Ｉチャネル入力端子２２１、Ｑチャネル入力端子２２２、乗算器２２３、２２４、２２５、加算器２２６、Ｉチャネル出力端子２２７、Ｑチャネル出力端子２２８から構成される。
【００７１】
また、図９、図１０は、本発明の第３の実施例のエラー検出器の構成を示しており、図９に示すエラー検出器は、Ｉチャネル入力端子２４１、Ｑチャネル入力端子２４２、二乗回路２４３、２４４、加算器２４５、エラー出力端子２５１から構成されるエラー検出器を示している。同図に示すエラー検出器は、ベースバンド帯に変換された解析的信号の電力を検出し、所定電力との差を誤差信号として出力する。このエラー検出器は、主に、定包絡線変調方式を適用したシステムに用いることができる。この構成のエラー検出器を用いた場合には、本発明の受信機をキャリア同期等の同期回路とは全く独立に動作させることができる。
【００７２】
図１０に示すエラー検出器は、Ｉチャネル入力端子２４１、Ｑチャネル入力端子２４２、関数器２４６、２４８、加算器２４７、２４９、エラー出力端子２５２、２５３から構成される。同図に示すエラー検出器は、ベースバンド帯に変換された解析信号と、所定の解析的な信号との差を誤差信号とした場合の構成例である。この構成のエラー検出器を用いた場合には、本発明の受信機は、ＩＦ帯に設置された直交性誤差補償手段がキャリア同期回路の役目も果たすことができる。従って、大きな周波数オフセットがあれば、アルゴリズム内に２次ループを形成する必要がある。
【００７３】
本実施例の受信機の構成では、前述の第２の実施例に比較して、位相・振幅・信号推定回路のような複雑処理が不要になる。
【００７４】
また、図９に示すエラー検出器を用いることで、所定信号（所望信号）のような既知信号を必要としない。また、送信された既知信号との同期が不要となる等の利点がある。
【００７５】
図８に示す分岐回路２０２、２０３、アナログ乗算器２０４、２０５、π／２移相器２０６、発振器２０８からアナログ直交準同期検波器が構成され、時刻ｋの準同期検波器の出力
Ｙk ＝［ｙI （ｋ）、ｙQ （ｋ）］T
は以下のように表される。但し、添字Ｔは、ベクトルの転置を示しており、ｙI （ｋ）とｙQ （ｋ）は、準同期検波器出力とＩチャネルとＱチャネル信号を示している。また、変調方式としては、位相変調系を想定している。
【００７６】
【数７】
上記の式(7.1) におけるＡ(m) とａk (m) m=0,1 は、各々所望周波数帯と干渉周波数帯信号の受信レベルと情報信号であり、ｆIF は、ＩＦ周波数で、Ｔは、シンボル周期を示している。また、ｇI (m) とｇQ (m) ＝０，１は、直交準同期検波器のＩチャネルとＱチャネルのゲインを表している。ここで、直交性誤差の発生は、行列Ｇが直交変換できないことにより判断できる。また、これが、複素表現で表せず、行列表現を必要とする理由である。この時の直交誤差補償器２２０の構成を図８に示す。
【００７７】
同図に示す直交誤差補償器２２０の出力は、図７の構成に従って、複素周波数変換器２３０で周波数変換され、さらに、低域通過フィルタ２１５、２１６を通過する。そこで、低域通過フィルタ２１５、２１６の出力は以下のように表される。但し、簡単化のため、熱雑音は考慮しない。
【００７８】
【数８】
但し、誤差補正行列Ｗk は、
【００７９】
【数９】
である。式(8.1)1において、ＬＰＦ［・］は、ベースバンド帯の信号を抽出する、言い換えれば高域周波数帯の信号を除去する関数である。前述のように、変調方式として位相変調を前提としている場合、干渉波が無ければ定包絡路となる。従って、ＣＭＡ(Constant Modulus Algorithm:J.R.Treichler and B.G.Agee,"A New Approach to Multipath Correction of Constant Modulus Signals," IEEE Trans. Acoust., Speech, Signal Processing, vol.ASSP-31,No.2, pp.459-472,1983) で用いられる含絡線偏差の最小化の規範が適用できる。即ち、
εk ＝｜ｅk ｜q ＝｜σp −｜Ｚk ｜p ｜q →minimize (9)
上記の式（９）は、所望復調レベルを示しており、ｐとｑは、ＣＭＡの乗数を示している。そのとき、Ｗk 推定のため更新式は次式で与えられる
【００８０】
【数１０】
上記の式(10)においては、μは、ステップサイズパラメータと呼ばれる、0 ＜μ＜1 の定数である。式(10)の偏微分項は、式(8.1))の低域通過フィルタの関数形が既知なら解析的に求めることが可能であるが、ここでは、より一般的な関数でも上記のアルゴリズムが応用できるように摂動法を用いることとする。即ち、式(10)の偏微分項は、以下のようにして求める。
【００８１】
【数１１】
ここで、Ｚk （ｗi （ｋ）＋Δｗ）とは、時刻ｋの誤差補正行列Ｗk のｉ番目の要素Δｗを（以後、摂動係数と呼ぶ）だけ増加させた場合の低域通過フィルタ２１５、２１６の出力信号Ｚk を意味している。
従って、上記の式(8.1) 〜式(11)を繰り返し演算することにより最適なＷk を推定する。基本的に当該アルゴリズムは、ＣＭＡというブラインドアルゴリズムに基づいているため、トレーニング信号が不要であるだけでなく、キャリア周波数誤差やサンプリングタイミング誤差にロバストである。従って、キャリア周波数同期、サンプリングタイミング同期の確立以前に、動作可能であるという利点がある。即ち、ＣＩＲがマイナス数＋ｄＢの環境では上記の同期引込みは困難である。従って、トレーニング信号を用いるシステムでは、トレーニングタイミングを推定できず、通信が行えない。これに対し、上記のアルゴリズムを適用することで、同期確立以前に収束を完了できる。従って、収束後の干渉波電力比( ＣＩＲ: Carrier to Interference Ratio ）が改善された信号を使えば、上記の同期確立も容易に行うことができ、通信が可能になる。
【００８２】
次に、摂動項の正規化について説明する。
【００８３】
前述のアルゴリズムは、非常に厳しい干渉下でも動作する必要がある。例えば、所望信号に対する干渉波電力比（ＣＩＲ）がマイナス数＋ｄＢの環境下でも安定的に動作する必要がある。即ち、所望信号に対して過大な干渉波が入力される場合である。このような環境下では、前述の式((11) において少しのΔｗの変化に対しても、大きな偏微分項が現れる。この時に、式(10)は、発散の危険性が増大する。また、発散しないまでも、常に大きな推定誤差が発生する。そこで、この問題を回避するためΔｗを入力電力で正規化を行う。即ち、
【００８４】
【数１２】
Δｗ0 は、所望入力電力σ2 と等しい電力が入力されたときの摂動係数である。これによって、所望信号、干渉信号に係わりなく所望電力より大きな信号電力が入力された場合には収束が遅くなることに注意が必要である。
【００８５】
前述の式(8.1) におけるＷk Ｇを以下のように
【００８６】
【数１３】
により展開する。
【００８７】
【数１４】
ここで、ｃ0 （ｋ）〜ｃ3 （ｋ）はスカラ量で、その展開に用いた行列を以下のように定義する。
【００８８】
【数１５】
これらの行列には以下のような関係がある。
【００８９】
【数１６】
上記の(15.1)〜(15.4)において、Οはヌル行列、即ち、全ての要素が零である行列を表している。(15.1)〜(15.4)の関係を用いると、(8.1) は、以下のように書き換えられる。但し、Ｗk とＧの定義式により、ｃ2 （ｋ）＝ｃ3 （ｋ）となる関係を用いた。
【００９０】
【数１７】
但し、式(16)におけるα（ｋ），β（ｋ），χ（ｋ），γ（ｋ）は以下のように定義される。
【００９１】
α（ｋ）＝（ｃ0 （ｋ））2 ＋（ｃ2 （ｋ））2 (17.1)
β（ｋ）＝（ｃ1 （ｋ））2 ＋（ｃ2 （ｋ））2 (17.2)
χ（ｋ）＝ｃ0 （ｋ）ｃ1 （ｋ）−（ｃ2 （ｋ））2 (17.3)
γ（ｋ）＝ｃ0 （ｋ）ｃ2 （ｋ）＋ｃ1 （ｋ）ｃ2 （ｋ） (17.4)
また、｜Ｚ｜2 ＝ＺT Ｚである。式(16)の導出では、干渉信号間の無相関性を用いた。さらに、同一チャネル間でもＩチャネルとＱチャネルの信号が統計的に無相関であることを利用して式(16)を変形してゆくと、式(16)の方程式がｉ＝１〜３で全て成立するには、以下の連立方程式を満足することが十分条件であることが分かる。
【００９２】
ｃ0 （ｋ）＝ｃ1 （ｋ）＝ｃ2 （ｋ）＝０という平凡な解が存在するが、これは、低域通過フィルタ２１５、２１６が何も出力しない場合に相当する。従って、この解は、極大値に相当する。もう一つの解は、ｃ2 （ｋ）＝０，ｃ0 （ｋ）ｃ1 （ｋ）＝０である。この解は、式(18.1)から分かるように干渉波、あるいは、希望波のどちらかのみを出力することに相当する。即ち、本発明のアルゴリズムは干渉を分離して希望波のみを抽出できることを示している。
一方、Ｗk とＧの定義と、式(13)より、ｃ0 （ｋ）〜ｃ2 （ｋ）は、以下のように直交性誤差行列Ｇと誤差補正行列Ｗk の係数により表される。
【００９３】
【数１８】
従って、最も有為な解であるｃ1 （ｋ）＝ｃ2 （ｋ）＝０の場合、誤差補正行列Ｗk は以下ようになる。
【００９４】
【数１９】
上記の式(20.1)〜(20.3)が所望の値になっていることは、
【００９５】
【数２０】
になっていることから、容易に確認できる。
【００９６】
次に、本発明の上記のアルゴリズムの特性を計算機シミュレーションにより確認する。変調方式としては、ＱＰＳＫ、伝送路は、ＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Channel)を用いる。また、干渉信号と所望信号が同じシステムの信号であるものとする。復調には、同期検波器を用いている。また、他の同期系の影響を排除するため、キャリア周波数、クロック同期は完全であるとする。
受信機のＲＦ帯における準同期検波器の直交性誤差が１０°存在する場合の、正規化有りと無しの場合の特性比較を図１１に示す。同図では、ＣＮＲ＝７ｄＢ、１２ｄＢと、送信側の直交変調器は理想的であるとした。発散を防ぐため、正規化していないアルゴリズムは、ＣＩＲ＝−６０ｄＢでも安定に収束すように摂動係数を決定した。ＣＩＲが大きい場合には、両者に有為な差異はみられないが、ＣＩＲが−１０ｄＢより小さくなると、正規化を行わない場合には、干渉抑圧ができなくなり、ＣＩＲ＝−３０ｄＢでは誤り率が０．５に漸近する。この後、徐々に誤り率が改善する。これに対して、正規化を行ったアルゴリズムは、ＣＩＲ＝２０ｄＢ〜−６０ｄＢに渡って略、フラットな特性を持つことが確認できる。従って、以下では、正規化を行うアルゴリズムを用いて特性を検証する。
【００９７】
まず、送信側の直交性誤差の影響について説明する。
【００９８】
送信側の変調器の直交性誤差に対する特性を図１２に示す。同図では、ＣＩＲ＝−５０ｄＢ，ＣＮＲ＝７ｄＢ、１２ｄＢで、受信機側の直交準同期検波器にも１０°の直交性誤差がある条件での特性である。６°程度までの送信側直交性誤差には全く特性を変化させないが、それ以上になると急激に特性が劣化している。ＣＩＲ＝−５０ｄＢであることを勘案すると、この特性劣化は純粋に送信側変調器の直交性誤差による劣化であると考えられる。即ち、送信側変調器の直交性誤差にも係わらず、干渉除去は略完全になされていることがわかる。
【００９９】
次に、ＢＥＲ特性について説明する。
【０１００】
受信機のＲＦ帯における準同期検波器の直交性誤差が１０°存在し、ＣＩＲ＝２０ｄＢ〜−６０ｄＢの条件におけるＢＥＲ特性を図１３に示す。同図では、送信側の直交変調器は理想的であるとした。ＣＩＲ＝２０ｄＢ〜４０ｄＢまではほぼ同期検波の理論値に一致している。ＣＩＲ＝−６０ｄＢでは、ＢＥＲ＝１０-4点で、０．５ｄＢ強の特性劣化が見られる。この値は、ＳＧＤ（Stochastic Gradient Decent) アルゴリズムでは共通にいえることで、ステップサイズパラメータμ及び、Δｗ0 を小さく設定することで、より理論値に近づけることができる。
【０１０１】
［第４の実施例］
上記の実施例では、制御はシンボルスペースで行うことを前提としているため、サンプリングタイミングによって特性が劣化するという問題が生じてしまう。これは、シンボルスペースサンプルがサンプリング定理を満たさないことに起因している。本発明では、この問題を解決する構成について説明する。
【０１０２】
図１４は、本発明の第４の実施例の受信機の構成を示す。
【０１０３】
同図に示す受信機は、受信アンテナ４１１、アンテナ教養機４０２、送信信号入力端子４０３、分配器４０４、４０８、乗算器４０５、４０６、π／２移相器４０７、シンセサイザ４０９、バンドパスフィルタ４１０、４１１、直交性誤差補償器４１２、複素周波数変換器４１３、低域通過フィルタ４１４、４１５、適応ディジタルフィルタ４１６、４１７、復調信号出力端子４１８、４１９、エラー検出器４２０、適応制御回路４２１から構成される。
【０１０４】
同図に示す構成では、適応ディジタルフィルタ４１６、４１７までを全てナイキストレートの２倍以上で処理、あるいは、アナログ信号処理し、その出力をシンボルレートでサンプルし、情報シンボルを復調し、復調信号出力端子４１８、４１９から出力する構成となっている。
【０１０５】
一方、サンプルされた信号と所定値との誤差をエラー検出器４２０により検出し、これを適応制御回路４２１に出力する。適応制御回路４２１では、直交性誤差補償器４１２を制御するだけでなく、適応ディジタルフィルタ４１６、４１７の出力においてサンプルされる信号が所定のサンプリング移相になるよう適応ディジタルフィルタ４１６、４１７を制御する。
【０１０６】
図１５は、本発明の第４の実施例の適応ディジタルフィルタの構成を示す。
【０１０７】
同図に示す適応ディジタルフィルタ４１６、４１７は、信号入力端子４２４、遅延素子４２５〜４２７、乗算器４３２〜４３５、乗算器の一方の入力である計数入力端子４２８〜４３１、加算器４３６、出力端子４３７から構成される。
【０１０８】
図１５に示した適応ディジタルフィルタ４１６、４１７を適用した場合、適応制御回路４２１では、適応ディジタルフィルタ４１６、４１７の乗算計数（タップ計数）をＨk ＝［ｈk,0 , ｈk,1 , …, ｈk,L-1 ］T とすると以下のような制御を行う。
【０１０９】
Ｈk ＝Ｈk-1 ＋μh ｜ｅk ｜q-2 ｅk ｜ｖk ｜p-2 ｖk ・ Ｕk (22)
但し、Ｕk ＝［ｚk ，ｚk,1 ，…，ｚk-L+1 ］T は、低域通過フィルタ４１４、４１５の出力を要素とするベクトル、μh はタップ係数用のステップサイズパラメータ、ｖk は適応ディジタル４１６、４１７の出力であり、図１５に示すされているように、次式で表される。
【０１１０】
ｖk ＝Ｈk H Ｕk (23)
その時、直行性誤差補償器４１２の係数は、以下の式で更新される。
【０１１１】
ｗi （ｋ）＝ｗi （ｋ）＋μ｜ｅk ｜q-2 ｅk ｜ｖk ｜p-2 Δi ｖk (24)
但し、
Δi ｖk ＝ｖk （ｗi （ｋ）＋Δｗ）−ｖk （ｗi （ｋ）） (25)
である。この時、タップ係数用のステップサイズμh と直交性誤差補償のステップサイズμは、以下の関係を満足させておく必要がある。
【０１１２】
μ＝μh Δｗ ｍ (26)
以下に示すようにステップサイズパラメータを正規化することで、アルゴリズムを更に安定化させることが可能になる。
【０１１３】
【数２１】
μ0 は、正規化を受けない場合の真の意味でのステップサイズパラメータを意味している。図１４に示した構成におけるサンプリング位相誤差に対する誤り特性を図１６に示す。同図は、ＡＷＧＮチャネルにおけるＣＩＲ＝−６０ｄＢにおける特性を示す。因みに、ＣＮＲ＝６ｄＢ、１２ｄＢで制御には、正規化アルゴリズムを適用している。また、同図には比較のためシンボル間隔サンプルの場合に特性を付記している。誤差ゼロ付近でナイキストレートサンプルの場合には、大きく特性が劣化しているのに対し、本実施例の構成では、サンプリング位相に関係なく優れた伝送特性が得られることがわかる。
【０１１４】
また、図１６における誤差ゼロにおけるＣＮＲ対ＢＥＲ特性を図１７に示す。同図では、ＣＮＲとサンプリング位相以外のパラメータは図１６と同様のものを適用した。同図にはまた、干渉波がない場合の理論特性も付記した。ナイキストレートサンプルの場合には、ＢＥＲ＝１０-2程度でフロア誤りが発生するのに対して、本実施例の提案の方法は、理論特性からの劣化１ｄＢ以内の優れた伝送特性を達成していることが確認できる。
【０１１５】
これまでのイメージ周波数干渉補償器は、ブラインド動作でＣＩＲが劣悪な条件でも、干渉補償を行うことが可能であったが、サンプリングタイミングによって特性が劣化するという問題がある。此れに対して、本実施例を適用することにより、ＣＩＲが劣悪な状況においてもサンプリング位相誤差に関わらず、安定した復調特性が得られるという利点がある。上記の第３の実施例までのアルゴリズムは復調信号は、復調信号の周波数オフセットや位相誤差に関しても低感度であるため、本実施例の構成を適用することで完全にブランド動作で安定した復調特性が得られる。
【０１１６】
なお、本発明は、上記の実施例に限定されることなく、特許請求の範囲内において、種々変更・応用が可能である。
【０１１７】
【発明の効果】
上述のように、本発明によれば、適応制御回路を備えた、直交性誤差・ゲインアンバランス補償器をアナログ・ディジタル変換後に配置することで、広い周波数帯域に渡ってアナログ準同期検波器の直交性誤差・ゲインアンバランスを適応的に補償できる。従って、イメージ周波数帯域からの信号を広帯域に渡って高精度に除去できるため、搬送波周波数帯のバンドパスフィルタを広帯域にしても信号のＳＮＲの劣化なく、通信が可能となる。これにより、多様なシステムの信号を１台の受信機で高品質に実現できるため、端末や基地局の大幅な高機能化が可能になる。従って、多様なサービスをＩ種類の端末、Ｉ種類の基地局で行うという、製品開発コストの低減や、端末に大幅な付加価値の付与など、計り知れない効果がある。
【０１１８】
一般に、準同期検波器におけるπ／２移相器は広帯域に渡って、移相特性を維持することが困難である。ところが、本発明によれば、適応的に直交性・ゲインアンバランスを補償するため、全帯域において高精度な干渉補償を行うことができる。従って、バンドパスフィルタを通過する全ての信号、あるいは、異なった周波数帯域の信号にも柔軟に対応できるという利点がある。即ち、受信機に数多く、かつ様々なシステムの信号を扱えるフレキシビリティを与えられるという効果がある。
【０１１９】
また、本発明によれば、各々異なった無線周波数帯に配置された異なるシステムを受信機を構成する場合に問題となるイメージ周波数からの干渉を完全ブラインド動作で除去できる。その後に通常の復調動作に移ることで、イメージ周波数からの干渉による劣化や同期の困難さという問題を一気に解消する。つまり、本発明を適用することで、一つの受信機で異なる無線システムを受信することができるため、ハードウェア規模の削減が可能になるばかりか、サービスの多様性を著しく向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理構成図である。
【図２】本発明の第１の実施例の受信機の構成図である。
【図３】本発明の第１の実施例の直交・ゲインアンバランス補償器の構成図である。
【図４】本発明の第１の実施例の複素周波数変換器の構成図である。
【図５】本発明の第２の実施例の受信機の構成図である。
【図６】本発明の第２の実施例の位相・振幅・信号推定回路の構成図である。
【図７】本発明の第３の実施例の受信機の構成図である。
【図８】本発明の第３の実施例の直交誤差補償器の構成図である。
【図９】本発明の第３の実施例のエラー検出器の構成例（その１）である。
【図１０】本発明の第３の実施例のエラー検出器の構成例（その２）である。
【図１１】本発明の第３の実施例の正規化／非正規化の比較を示す図である。
【図１２】本発明の第３の実施例の送信側変調器の直交誤差の影響を示す図である。
【図１３】本発明の第３の実施例のＢＥＲ特性を示す図である。
【図１４】本発明の第４の実施例の受信機の構成図である。
【図１５】本発明の第４の実施例の適応ディジタルフィルタの構成図である。
【図１６】本発明の第４の実施例のサンプリング位相に対するＢＥＲ特性を示す図である。
【図１７】本発明の第４の実施例のＣＮＲに対するＢＥＲ特性を示す図である。
【図１８】従来の無線機における受信機の構成例である。
【図１９】イメージ成分とＩＦ周波数の関係を示す図である。
【図２０】従来のイメージキャンセラの構成図である。
【符号の説明】
３１ アンテナ
３２，３６ 分岐回路
３３，３４ アナログ乗算器
３５ π／２移相器
３７ 発振器
３８，３９，４５〜４８ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
４０，４１ アナログ・ディジタル変換器
４２ 直交性誤差・ゲインアンバランス補償器
４４ 複素周波数変換器
４９，５０ 二乗回路
５１ 加算器
５２ 適応制御回路
５３，５４ 出力端子
５５，５６ 入力端子
５７，５８ 乗算器
５９ 加算器
６０，６１ 係数入力端子
６２，６３ 出力端子
６４，６５，７６，７７ 入力端子
６６〜６９，７８〜８１ 乗算器
７１，８１ 加算器
７２，８３ π／２移相器
７３，８４ ＮＣＯ
７４，７５，８５，８６ 出力端子
８７ アンテナ
８８，８９ アナログ乗算器
９０ 移相器
９１ 分岐回路
９２ 発振器
９３，９４，９９，１００ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
９５，９６ アナログ・ディジタル変換器
９７ 直交性誤差・ゲインアンバランス補償器
９８ 複素周波数変換器
１０１，１０２ 減算器
１０３，１０４ 二乗回路
１０５ 加算器
１０７ 適応制御回路
１０６ 位相・振幅・信号推定回路
１０７ 適応制御回路
１０８，１０９ 出力端子
１１０ 入力端子
１１１，１１３，１２３，１２８ 複素乗算器
１１２，１１５ 複素減算器
１１９ スカラ減算器
１１３ 実数「１」を出力する回路
１１６ 実数「−１」を出力する回路
１１７，１１８ 複素数の絶対値の２乗を演算する回路
１２４ 実数係数λを乗算する回路
１２５ 複素加算器
１２６ サンプル間遅延回路
１２７ 次数係数１−λを乗算する回路
１２９ 出力端子
１３０ 分岐回路
２０１ 入力端子
２０２，２０３，２０７ 分岐回路
２０４，２０５ アナログ乗算器
２０６ π／２移相器
２０８ 発振器
２０９，２１０ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
２１１，２１２ アナログ・ディジタル変換器
２１５，２１６ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
２１７ Ｑチャネル出力端子
２１８ Ｉチャネル出力端子
２２０ 直交誤差補償器
２２１ Ｉチャネル入力端子
２２２ Ｑチャネル入力端子
２２３，２２４，２２５ 乗算器
２２６ 加算器
２２７ Ｉチャネル出力端子
２２８ Ｑチャネル出力端子
２３０ 複素周波数変換器
２４０ エラー検出器
２４１ Ｉチャネル入力端子
２４２ Ｑチャネル入力端子
２４３、２４４ 二乗回路
２４５ 加算器
２４６，２４８ 関数器
２４７，２４９ 加算器
２５０ 適応制御回路
２５１ エラー出力端子
２５２，２５３ エラー出力端子
３０１ 受信手段
３０２ 準同期検波手段
３０３ 直交性誤差・ゲインアンバランス補償手段
３０４ 複素周波数変換手段
３０５ （第１、第２の）制御手段
４０１ 受信アンテナ
４０２ アンテナ共用器
４０３ 送信信号入力端子
４０４，４０８ 分配器
４０５，４０６ 乗算器
４０７ π／２移相器
４０９ シンセサイザ
４１０，４１１ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
４１２ 直交性誤差補償器
４１３ 複素周波数変換機
４１４，４１５ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
４１６，４１７ 適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）
４１８、４１９ 復調信号出力端子
４２０ エラー検出器
４２１ 適応制御回路
４２４ 信号入力端子
４２５〜４２７ 遅延素子
４３２〜４３５ 乗算器
４２８〜４３１ 乗算器の一方の入力である係数入力端子
４３６ 加算器
４３７ 出力端子
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信システムにおける受信機に係り、特に、搬送波帯に信号を変換して伝送を行う通信システムにおいて、所望信号の成分の抽出をベースバンド帯で行う、通信システムにおける受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
多様なシステム、多様な周波数の信号を単一の受信機を用いて実現できれば、単一の端末でより多様な情報を得ることが可能になる。ところが、無線通信システムの場合、数百ＭＨｚから数ＧＨｚまでの周波数を持つ搬送波に情報信号を変換して通信を行う。これは、無線が単一の自由空間という媒体を用いて通信を行うため、各システムがオーバーラップしないよう、各システム毎に異なった周波数が割り当て、割り当てられた周波数の搬送波に情報を乗せて通信を行う。従って、多くのシステムが混在する無線周波数では、周波数軸上でかなり周密にシステムが配置されている。そこで、所望の周波数の信号を取り出すには、受信機にチャネルの帯域に適合した選択性の高いフィルタが必要になる。
【０００３】
図１８は、従来の無線通信システムにおける受信機構成を示す。ＮＴＴ方式のアナログ自動車電話方式で用いられているダブルスーパヘテロダイン構成の受信機の抜粋を示す。同図に示す構成は、アンテナ１、初段の搬送波周波数帯であるＲＦ（Radio Frequency ）帯のバンドパスフィルタ２、第１のＩＦ（Intermediate Frequency）へ変換するための局部発振器３及び乗算器４、乗算器４の出力に含まれる高調波成分除去のためのバンドパスフィルタ５、第２のＩＦ（Intermediate Frequency) へ変換するための局部発振器６及び乗算器７、乗算器６の出力に含まれる高調波成分除去及び自チャンネル選択用の狭帯域なバンドパスフィルタ８、端末の移動に伴う受信電力変動を吸収する増幅器９、制御信号として送られるディジタル信号と音声信号を分離するためのバンドパスフィルタ１０、復調器１１、及び出力端子１２から構成される。
【０００４】
同図に示す構成では、バンドパスフィルタ８が高い選択性を有し、自チャネルの信号のみを抽出する役割を果している。ところが、同図の構成において多システムの信号を復調するには、システムに応じてバンドパスフィルタ２、５、特に、バンドパスフィルタ８の帯域等を変更する必要がある。しかし、一般に、ＲＦ・ＩＦ帯のアナログフィルタの周波数特性を変化させることは困難である。即ち、多様な周波数帯域を有するシステムに対応するには、ＲＦ帯あるいは、ＩＦ帯のバンドパスフィルタによって所望信号帯域信号の選択を行うことはできない。一般に、システム毎に異なる信号帯域は異なる。従って、多様なシステムの信号を受信するには、想定する通信システムにおいて最大の信号帯域を持つＲＦ・ＩＦフィルタを備える必要がある。この場合には、所望信号選択は、周波数特性の可変性や高い選択性の実現が容易なベースバンドフィルタ、実現性を考慮するとディジタル信号処理により実現されたフィルタで行うことで、多様なシステムの信号受信を可能とする。
【０００５】
ところが、実際に周波数変換を行うには、周波数シンセサイザが必要となるが、非常に狭帯域のシステムまで想定する場合には、広い周波数範囲に渡って高精度かつ高安定な周波数シンセサイザが必要になる。また、周波数シンセサイザでは自由に周波数を選択するには、回路構成が複雑になり、移動通信のようにデバイスに低消費電力化が要求されるシステムには適用が困難になるという問題も発生する。従って、適当なＩＦ周波数帯にまで変換し、一旦アナログ・ディジタル変換器により、ディジタル信号に変換する。その後、高機能なディジタル信号処理技術によって正確な搬送波周波数の推定、及び、復調操作を行うことで通信できるシステムの領域を拡大できる。加えて、この構成であれば、ＩＦ周波数までしか周波数変換しないため、ベースバンドまで周波数変換した場合に発生する受信機のＤＣ（Direct Current）成分による特性劣化を回避できるという利点もある。
【０００６】
ところが、
（α）アナログの広帯域用のバンドパスフィルタとディジタル信号処理によるチャネルフィルタ；
（β）ＩＦ周波数帯におけるアナログ・ディジタル変換；
という構成の場合には、ＩＦ周波数とアナログバンドパスフィルタの周波数帯域の関係でイメージ成分が信号成分に混入し、信号のＳＮＲ（Signal to Noise Ratio ）を劣化させるという問題がある。
【０００７】
図１９は、イメージ成分とバンドパスフィルタの周波数帯域の関係を示す。原理的にディジタル無線通信システムでは、実周波数成分だけ搬送波帯ｆ＋Δｆへ変換して通信を行う。このとき、受信機において、この信号を局部発振周波数ｆで周波数変換を行い、ＩＦ周波数Δｆの信号を生成する場合には、原理的に搬送波周波数帯ｆ−Δｆの信号も同時にΔｆのＩＦ周波数へ干渉波として落ちてきて、信号のＳＮＲを劣化させる原因になる。例えば、所望信号帯域及び干渉信号共に、位相変調を用いている場合には、以下のように干渉信号がＩＦ周波数帯に現れる。但し、ωは、各周波数であり、ω＝２πｆの関係がある。
【０００８】
【数１】
【０００９】
これを克服するため、ＲＦ帯の信号を一旦、直交準同期検波した後、イメージ成分を除去する方法が提案されている。その構成を図２０に示す。同図に示す構成は、アンテナ１３、初段のバンドパスフィルタ１４、分岐回路１５、１９、乗算器１６、１７、π／２移相器１８、低域通過フィルタ２１、２２、２７、２８、アナログ・ディジタル変換器２３、２４、ＩＦ周波数の解析的正弦波exp(-jΔωkT) を乗算する複素周波数変換器２５、出力端子２９、３０から構成される。但し、Ｔは、サンプル周期を示している。同図では、搬送波周波数帯の実周波数信号を直交準同期検波する。即ち、（１）に加えて、以下に示すような直交成分を生成する。
【００１０】
【数２】
【数３】
【００１２】
別の手法として、Δωをバンドパスフィルタの帯域より遙かに大きくとることで、このイメージ成分の混入を防ぐ方法がある。この場合、この高いＩＦ信号を直接アナログ・ディジタル変換器に入力してディジタル信号に変換しなければならない。この場合、アナログ・ディジタル変換器の動作速度は、ＩＦ周波数に比較して遙に低くても、最低ナイキストレートの４倍以上あれば理論的には、信号の復調が可能になる。
【００１３】
従って、このバンドパスフィルタリングと呼ばれる技術を利用することによって、イメージ周波数からの干渉を受けずに、前述の（α）と（β）の条件を満足できる。但し、この場合、アナログ・ディジタル変換器のサンプリングクロックのジッダによって著しく特性が劣化し、その劣化量は、ＩＦ周波数に比例するため、高いＩＦ周波数のシステムには適用が困難になり、結局適用範囲が殆どなく実用に耐えない。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、従来は、多様なシステムの信号を受信するため、搬送波周波数帯に広帯域なバンドパスフィルタを備え、その後にアナログ直交準同期検波を用いて周波数変換し、ディジタル複素周波数変換とフィルタリングによりイメージ成分を除去する構成において、アナログ直交準同期検波器の不完全性によりイメージ成分が十分抑圧できないという問題がある。例え、多少のＳＮＲを劣化を容認して、ある周波数において人が調整を行ったとしても、周波数が変わった場合には、調整しなおす必要があり、ダイナミックな受信システムの変更が不可能であるという問題がある。
【００１５】
また、各々固有の周波数帯域に配置された複数のシステムを同一ハードウェアを用いて受信する場合には、受信機には、ＲＦ・ＩＦ帯に、各システム最大信号帯域よりも小さなフィルタを設置することができない。一方、受信機の小型化を考えた場合、ＩＦ帯でサンプリングし、ディジタルフィルタにより帯域制限フィルタを構成することが有利である。そのとき、ＲＦ・ＩＦ帯により十分に負のＩＦ周波数成分が減衰されていないため、干渉波として所望信号に干渉としてかぶさってくるという問題がある。
【００１６】
本発明は、上記の点に鑑みなされたもので、局部発振器を用いて周波数変換を行う場合に発生する局発周波数を軸として信号帯域と対称な周波数帯域からの干渉信号成分を除去することが可能な通信システムにおける受信機を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
【００２６】
図１は、本発明の原理構成図である。
【００２７】
本発明（請求項１）は、搬送波周波数帯に変換された信号を受信する受信手段３０１と、該受信手段３０１により受信された該受信信号から直交信号を生成する準同期検波手段３０２と、該受信信号及び該直交信号を、余弦波を実成分、その正弦波を虚成分に持つ複素信号である解析的正弦波により複素周波数に変換する複素周波数変換手段３０４とを具備する通信システムにおける受信機であって、
前記準同期検波手段３０２からの出力に対し、受信信号と直交信号との直交性誤差及びゲインアンバランスを補償する直交性・ゲインアンバランス補償手段３０３を有し、
複素周波数変換手段３０４は、
直交性・ゲインアンバランス補償手段３０３で直交性誤差・ゲインアンバランス補償を行った後に、ｆ−△ｆの周波数成分のみをベースバンド帯に変換する手段を有し、
さらに、
複素周波数変換手段３０４からの出力の高周波成分を除去する低域通過フィルタと、
前記低域通過フィルタ通過後の前記ｆ−△ｆの周波数成分からの干渉信号が最小になるように制御する制御手段３０５と、を有する。
【００２８】
本発明（請求項２）は、搬送波周波数帯に変換された信号を受信する受信手段と、該受信手段により受信された該受信信号から直交信号を生成する準同期検波手段と、該受信信号及び該直交信号を、余弦波を実成分、その正弦波を虚成分に持つ複素信号である解析的正弦波により複素周波数に変換する複素周波数変換手段とを具備する通信システムにおける受信機であって、
受信信号と直交信号との直交性誤差及びゲインアンバランスを補償する直交性・ゲインアンバランス補償手段と、
複素周波数変換手段の出力の高周波成分を除去する低域通過フィルタと、
低域通過フィルタから出力され、分岐された一方の信号について、振幅や位相誤差及び送信ディジタル信号を推定し、推定されたディジタル信号に位相誤差と振幅を掛け合わせて受信信号の推定値を出力する位相・振幅・信号推定手段と、
位相・振幅・信号推定手段から出力された信号を減算し、ｆ−△ｆの周波数成分からの干渉信号を出力する減算手段と、
直交性誤差・ゲインアンバランス補償手段に対して、減算手段から出力される干渉信号が最小になるよう制御する制御手段と、
を有し、
複素周波数変換手段は、
直交性・ゲインアンバランス補償手段からの入力信号に対して、負のＩＦ周波数を持つ解析的正弦波により、ｆ＋△ｆの周波数成分のみをベースバンド帯に変換する手段を有する。
【００３５】
上記のように、本発明は、直交性誤差・ゲインアンバランス補償手段を設け、受信機の出力に基づいて、補償器における受信信号と受信信号から生成した直交信号への重み付け係数を変化させることにより、通信システムの受信機における受信信号の復調時に発生する干渉信号成分を除去することが可能となる。
【００３６】
【発明の実施の形態】
準同期検波器の直交性誤差・ゲインアンバランスの発生メカニズムはいくつかあるが、基本的には直交性誤差の発生後に直交信号と同相信号に異なった利得がかかって出力されるモデルで記述することができる。言うまでもなく、理想的には、直交信号と同相信号は、ある位相に対する余弦波と正弦波という直交信号対で記述される。そこで、直交性誤差とは、余弦成分が直交信号に（あるいは、正弦波成分が直交信号に）漏れ込むことによって発生していると理解できる。従って、この漏れ込んだ成分を差し引くことで直交信号対が復元できる。即ち、直交成分に漏れ込んだ余弦波の大きさを推定し、これを直交成分から減算することにより直交性誤差補償が実現できる。
【００３７】
一方、直交信号と同相信号のゲインアンバランスは言うまでもなく、直交準同期検波器の後段に備えられた直交、同相の各々の信号に対する増幅器の利得の違いに起因している。従って、自動利得制御増幅器を備えて、この利得誤差を吸収することで、この問題を解決できる。前述のように先に直交性誤差が発生し、その後ゲインアンバランス誤差が発生するため、補償はその逆、即ち、ゲインアンバランス誤差補償後に、直交性誤差を補償する構造になる。但し、直交信号からの漏れ込み量の推定係数に対する２度の乗算演算を避けるため、アナログ・ディジタル変換した直交信号に利得誤差と漏れ込み量を直接推定する構成とする。
【００３８】
従って、直交成分を分岐し適当な重み付け（１）を行い、直交信号として出力し、分岐された直交信号にも適当な重み付け（２）を施すことで、直交性とゲインアンバランスが補償される。この２種類の重み付け係数は、後述の適応制御アルゴリズムにより逐次的に推定される。
【００３９】
直交性誤差・ゲインアンバランスがあると、前述のように最終出力信号にイメージ周波数ｆ−Δｆからの干渉波が漏れ込んでくる。同様な現象は、イメージ周波数ｆ−Δｆの信号を所望信号として復調した場合、ｆ−Δｆの周波数帯の信号が漏れ込んでくることを意味している。従って、イメージ周波数信号の復調器に現れるｆ−Δｆの周波数帯の信号を最小化するように、上記の２つの係数を適応的に制御することで、直交性誤差・ゲインアンバランスが適応的に補償され、周波数ｆが変化しても常にイメージ周波数からの干渉を抑制することができる。
【００４０】
その適応制御としては、まず、係数を微小量増加させた時の干渉電力の増減を測定する。もしその干渉電力が増大するようであれば、係数を微小量減少させる。逆に、干渉量が減少するようであれば、係数も微小量増大させる。この手続を繰り返すことにより、逐次的に最適係数を推定できる。
【００４１】
また、別の方法としてｆ＋Δｆの周波数帯信号を復調しようとした場合に混入するイメージ周波数からの干渉成分を検出し、これを最小化することでも、上記の２つの係数を推定できる。即ち、復調器出力信号に含まれる所望信号の振幅と位相誤差及び、送信されたディジタル信号をも推定し、このディジタル信号に推定した振幅と位相誤差を乗算することで雑音の影響のない受信信号成分（レプリカ）を推定する。復調器出力からこのレプリカを減じることで、漏れ込んだ干渉成分だけを検出する。この干渉信号を最小化するように前述の適応制御アルゴリズムを動作させることで、強い干渉信号の存在下でも優れた干渉補償が可能になる。
【００４２】
また、各々、固有の周波数帯域に配置された複数のシステムを同一ハードウェアを用いて受信する場合には、負の周波数成分が干渉波として所望信号に干渉としてかぶさってくる。この問題は、イメージ周波数適応干渉補償器によって補償することができる。しかし、この干渉補償器はＣＩＲ（Carrier to Interference Raito)＝６０ｄＢの環境でもブラインドで所望信号だけを抽出できるという利点があるものの、サンプリングタイミングによっては、十分な特性を発揮できないため、本発明では、更に、サンプリングタイミング変動に対して低感度な干渉補償方法として、低域通過フィルタの出力をオーバサンプルし、ＡＤＦ(Adaptive Digital Filter) を経た後に復調を行ない、ＡＤＦと干渉補償部の両方を適応制御部においてＡＤＦの出力を用いて制御することを提案する。これにより、ＣＩＲ＝６０ｄＢのような劣悪な環境でもサンプリングタイミングに依存せず、ブラインド動作で高品質にマルチモード受信が可能になる。即ち、一種類の受信機ハードウェアを用意しておくだけで、遙に安定した高品質なマルチモード受信、つまり、多様な帯域のシステムの受信が可能となる。
【００４３】
【実施例】
［第１の実施例］
図３は、本発明の第１の実施例の受信機の構成を示す。
【００４４】
同図に示す受信機は、アンテナ３１、アナログ乗算器３３、３４、分岐回路３２、３６、π／２移相器３５、発振器３７、低域通過フィルタ３８、３９、４５〜４８、アナログ・ディジタル変換器４０、４１、直交性誤差・ゲインアンバランス補償器４２、複素周波数変換器４４、二乗回路４９、５０、加算器５１、適応制御回路５２、出力端子５３、５４から構成される。
【００４５】
以下に、上記の構成における動作を説明する。
【００４６】
アンテナ３１で受信された信号は、分岐回路３２、３６、アナログ乗算器３３、３４、π／２移相器３５、発振器３７で構成されるアナログ直交準同期検波器を経た後、低域通過フィルタ３８、３９により高調波成分を除去された後に、アナログ・ディジタル変換器４０，４１によりディジタル信号に変換される。アナログ・ディジタル変換器４０，４１の出力は、直交性誤差・ゲインアンバランス補償器４２によりアナログ準同期検波器の直交性ゲインアンバランス補償を受けた後、複素周波数変換器４３，４４に入力される。
【００４７】
複素周波数変換器４３、４４では、ＩＦ周波数をもつ解析的正弦波を入力信号に複素乗算する。入力信号及び正弦波が解析的に表現されているため、マイナス周波数成分とプラスの周波数成分を別の信号として区別できる。従って、入力信号に対して負のＩＦ周波数をもつ解析的正弦波を掛けた複素周波数変換器４３からは、ｆ＋Δｆの周波数成分だけが、ベースバンド帯に変換され、複素周波数変換器４３に接続された低域通過フィルタ４５、４６から出力される。
【００４８】
同様の原理に基づいて、入力信号に対して、正のＩＦ周波数を持つ解析的正弦波を掛けた複素周波数変換器４４からは、ｆ−Δｆの周波数成分だけがベースバンド帯に変換され、複素周波数変換器４４に接続された低域通過フィルタ４７、４８から出力される。
【００４９】
完全に直交性誤差・ゲインアンバランス補償が行われた場合には、低域通過フィルタ４７、４８からは何も出力されないはずであるが、多少でも誤差が残留していると信号が出力される。そこで、二乗回路４９、５０、加算器５１で構成される電力検出器の出力が最小になるよう、制御装置５２により制御する。
【００５０】
具体的には、低域通過フィルタ４７、４８の出力を、ｙk,i （ｗk,i ，ｗk,q ）とｙk,q （ｗk,i ，ｗk,q ）とすると、加算器５１の出力ｚk （ｗk,i ，ｗk,q ）は以下のように書き表せる。
【００５１】
【数４】
【００５２】
具体的には、傾斜ベクトルは次式で求められる。
【００５３】
【数５】
【００５４】
【数６】
【００５５】
図４は、本発明の第１の実施例の複素周波数変換器の構成を示す。実際には、所謂、ディジタル複素乗算器に加えてＮＣＯ（Numerically Controlled Oscillator ）とディジタルπ／２移相器が備えられている。同図（ａ）は、負のＩＦ周波数を持つ解析的搬送波を掛け合わせる複素周波数変換器の構成を示し、同図（ｂ）は、正のＩＦ周波数をもつ解析的搬送波を掛け合わせる複素周波数変換器の構成を示している。
【００５６】
同図に示す複素周波数変換器は、入力端子６４、６５、７６、７７、乗算器６６〜６９、７８〜８１、加算器７１、８１、ディジタルπ／２移相器７２、８３、ＮＣＯ７３，８４、出力端子７４、７５、８５、８６から構成される。
【００５７】
上記のように、アナログ直交準同期検波器による準同期検波後に、直交性誤差・ゲインアンバランス補償器４２で直交性誤差・ゲインアンバランス補償を行った後に、複素周波数変換器４４で周波数変換によりベースバンド帯に変換し、同時に発生する高周波成分を低域通過フィルタにより除去し、所望信号を得る。本発明では、この低域通過フィルタ通過後の信号のＳＮＲを最大にするよう直交性誤差・ゲインアンバランス補償回路を制御する。その制御方法は、直交性誤差・ゲインアンバランス補償回路の係数を微小値だけ変化させ、その時のＳＮＲの変化を検出することにより、ＳＮＲを最大にする制御係数の変化方法を推定し、その方向に係数を制御させることで、係数を最適値に漸近させる。
【００５８】
［第２の実施例］
図５は、本発明の第２の実施例の受信機の構成を示す。
【００５９】
同図に示す受信機は、アンテナ８７、アナログ乗算器８８，８９、分岐回路１３０，９１、π／２移相器９０、発振器９２、低域通過フィルタ９３，９４，９９，１００、アナログ・ディジタル変換器９５，９６、直交性誤差・ゲインアンバランス補償器９７、複素周波数変換器９８、二乗回路１０３、１０４、加算器１０５、減算器１０１，１０２、適応制御回路１０７、位相・振幅・信号推定回路１０６、出力端子１０８、１０９を示している。
【００６０】
同図に示す受信機において、直交性誤差・ゲインアンバランス補償器９７までは、前述の図２と全く同一の処理である。直交性誤差・ゲインアンバランス補償器９７の出力は、複素周波数変換器９８に入力される。複素周波数変換器９８では、入力信号に対して負のＩＦ周波数をもつ解析的正弦波をかけるため、複素周波数変換器９８からは、ｆ＋Δｆの周波数成分だけが、ベースバンド帯に変換され、複素周波数変換器９８に接続された低域通過フィルタ９９、１００から出力される。この出力信号を分岐し、その一方を位相・振幅・信号推定回路１０６に入力する。ここで、位相・振幅・信号推定回路１０６では、低域通過フィルタ９９、１００から出力された所望周波数帯域を送信されてきた信号の振幅や位相誤差及び送信ディジタル信号そのものを推定し、推定されたディジタル信号に位相誤差と振幅を掛け合わせてレプリカと呼ばれる受信信号の推定値を出力する。
【００６１】
低域通過フィルタ９９、１００の出力信号から、位相・振幅・信号推定回路１０６より出力されたレプリカ信号を減算器１０１、１０２により減算することで、ｆ−Δｆの周波数成分からの干渉信号を出力する。もしも、直交性誤差・ゲインアンバランス補償器９７が不完全であると、低域通過フィルタ９９、１００からｆ−Δｆの周波数成分が出力される。この信号成分が最小になるよう制御装置１０７によって、直交性誤差・ゲインアンバランス補償器９７の係数を制御する。即ち、二乗回路１０３、１０４、加算器１０５により構成された電力測定器出力をｚk として、式（５．１）〜（６．２）の演算を制御装置１０７によって行うことでこの制御を実現できる。即ち、式（４）のｙk,i （ｗk,i ，ｗk,q ）とｙk,q （ｗk,i ，ｗk,q ）を図５における減算器１０１、１０２の出力として式（５．１）〜（６．２）の演算を行う。
【００６２】
図６は、本発明の第２の実施例の位相・振幅・信号推定回路の構成を示す。同図に示す位相・振幅・信号推定回路１０６は、変調方式としてＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying ）を適用した場合の構成例である。また、同図では、それ以前とは異なり、全て複素数で表現している。即ち、入力信号ｓk は、ｓk ＝ｙk,i （ｗk,i ，ｗk,q ）＋ｊｙk,q （ｗk,i ，ｗk,q ）と表現される。但し、ｊは、虚数単位、ｙk,i （ｗk,i ，ｗk,q ）とｙk,q （ｗk,i ，ｗk,q ）は、図５における低域通過フィルタ９９、１００の出力信号である。
【００６３】
同図に示す位相・振幅・信号推定回路１０６は、入力端子１１０、複素乗算器１１１、１１３、１２３、１２８、複素減算器１１２、１１５、スカラ減算器１１９、複素加算器１２５、実数「１」を出力する回路１１３、実数「−１」を出力する回路１１６、複素数の絶対値の２乗を演算する回路１１７、１１８、入力信号の符号ビットのみを抽出し、それに絶対値「１」を乗算して出力する回路１２０、実数係数λを乗算する係数乗算器１２４、実数係数１−λを乗算する回路１２７、１サンプル遅延回路１２６、出力端子１２９から構成される。
【００６４】
この構成は、ＢＰＳＫ変調信号の送信信号である回路１１３の出力「１」、あるいは、回路１１６の出力「−１」に信号の振幅位相情報を複素乗算器１１１、１１４により複素乗算することで、入力信号の仮判定値を２種類発生させる。入力信号と２つの仮判定値との差を、各々複素減算器１１２、１１５で計算する。この出力の絶対値の２乗、即ち、電力を各々回路１１７、１１８で独立に演算し、その出力を比較する。即ち、減算器１１９により回路１１８の出力から回路１１７の出力を減算する。そして、その出力信号の符号を検出し、それに実数「１」を乗算して出力することで、より入力信号に近い仮判定値を生成した送信信号が得られる。
【００６５】
この推定した送信信号と入力信号の複素相関を複素乗算器１２３で演算し、係数乗算器１２４に入力する。係数乗算器１２４、複素加算器１２５、１サンプル遅延回路１２６で構成された１次の低域通過型ラグフィルタにより複素乗算器１２３の出力である相関値に含まれる雑音成分や高周波成分を除去し、正確な入力信号の位相を振幅を推定して、複素乗算器１１１、１１４に各々出力する。一方、推定された送信信号に入力信号の位相と振幅を複素乗算器１２８で与えることにより、入力信号のレプリカを端子１２９から出力する。
【００６６】
［第３の実施例］
本実施例では、直交準同期検波器によりＲＦ（Radio Requency) 帯の信号を解析的なＩＦ(Intermediate Freequency) 信号に変換し、複素周波数変換とベースバンドフィルタリングによりイメージ周波数干渉波を取り除く受信機構成について説明する。当該受信機では、ＩＦ帯でディジタル信号処理により直交準同期検波器の直交性誤差補償を行う。
【００６７】
図７は、本発明の第３の実施例の受信機の構成を示す。
【００６８】
同図に示す受信機は、入力端子２０１、分岐回路２０２、２０３、２０７、アナログ乗算器２０４、２０５、π／２移相器３５、発振器２０８、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）２０９、２１０、アナログ・ディジタル変換器２１１、２１２、直交誤差補償器２２０、複素周波数変換器２３０、低域通過フィルタ２１５、２１６、Ｑチャネル出力端子２１７、Ｉチャネル出力端子２１８、エラー検出器２４０、及び適応制御回路２５０より構成される。
【００６９】
同図に示す受信機は、入力端子２０１、分岐回路２０２、２０３、２０７、アナログ乗算器２０４、２０５、π／２移相器３５、発振器２０８、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）２０９、２１０、アナログ・ディジタル変換器２１１、２１２によりサンプリングされたＩＦ信号に対して、直交誤差補償器２２０でＩチャネルとＱチャネル信号の直交化・利得制御を行い、複素周波数変換器２３０で複素周波数変換を行った後、低域通過ファイルタ２１５、２１６を介して所望信号を得る。このとき、所望信号の包絡線レベルを一定するように、直交誤差補償器２２０で直交化・利得制御を行うことで、低域通過フィルタ２１５、２１６に含まれる干渉成分を適応的に補償する。
【００７０】
図８は、本発明の第３の実施例の直交誤差補償器の構成を示しており、当該直交誤差補償器２２０は、Ｉチャネル入力端子２２１、Ｑチャネル入力端子２２２、乗算器２２３、２２４、２２５、加算器２２６、Ｉチャネル出力端子２２７、Ｑチャネル出力端子２２８から構成される。
【００７１】
また、図９、図１０は、本発明の第３の実施例のエラー検出器の構成を示しており、図９に示すエラー検出器は、Ｉチャネル入力端子２４１、Ｑチャネル入力端子２４２、二乗回路２４３、２４４、加算器２４５、エラー出力端子２５１から構成されるエラー検出器を示している。同図に示すエラー検出器は、ベースバンド帯に変換された解析的信号の電力を検出し、所定電力との差を誤差信号として出力する。このエラー検出器は、主に、定包絡線変調方式を適用したシステムに用いることができる。この構成のエラー検出器を用いた場合には、本発明の受信機をキャリア同期等の同期回路とは全く独立に動作させることができる。
【００７２】
図１０に示すエラー検出器は、Ｉチャネル入力端子２４１、Ｑチャネル入力端子２４２、関数器２４６、２４８、加算器２４７、２４９、エラー出力端子２５２、２５３から構成される。同図に示すエラー検出器は、ベースバンド帯に変換された解析信号と、所定の解析的な信号との差を誤差信号とした場合の構成例である。この構成のエラー検出器を用いた場合には、本発明の受信機は、ＩＦ帯に設置された直交性誤差補償手段がキャリア同期回路の役目も果たすことができる。従って、大きな周波数オフセットがあれば、アルゴリズム内に２次ループを形成する必要がある。
【００７３】
本実施例の受信機の構成では、前述の第２の実施例に比較して、位相・振幅・信号推定回路のような複雑処理が不要になる。
【００７４】
また、図９に示すエラー検出器を用いることで、所定信号（所望信号）のような既知信号を必要としない。また、送信された既知信号との同期が不要となる等の利点がある。
【００７５】
図８に示す分岐回路２０２、２０３、アナログ乗算器２０４、２０５、π／２移相器２０６、発振器２０８からアナログ直交準同期検波器が構成され、時刻ｋの準同期検波器の出力
Ｙk ＝［ｙI （ｋ）、ｙQ （ｋ）］T
は以下のように表される。但し、添字Ｔは、ベクトルの転置を示しており、ｙI （ｋ）とｙQ （ｋ）は、準同期検波器出力とＩチャネルとＱチャネル信号を示している。また、変調方式としては、位相変調系を想定している。
【００７６】
【数７】
【００７７】
同図に示す直交誤差補償器２２０の出力は、図７の構成に従って、複素周波数変換器２３０で周波数変換され、さらに、低域通過フィルタ２１５、２１６を通過する。そこで、低域通過フィルタ２１５、２１６の出力は以下のように表される。但し、簡単化のため、熱雑音は考慮しない。
【００７８】
【数８】
【００７９】
【数９】
εk ＝｜ｅk ｜q ＝｜σp −｜Ｚk ｜p ｜q →minimize (9)
上記の式（９）は、所望復調レベルを示しており、ｐとｑは、ＣＭＡの乗数を示している。そのとき、Ｗk 推定のため更新式は次式で与えられる
【００８０】
【数１０】
【００８１】
【数１１】
従って、上記の式(8.1) 〜式(11)を繰り返し演算することにより最適なＷk を推定する。基本的に当該アルゴリズムは、ＣＭＡというブラインドアルゴリズムに基づいているため、トレーニング信号が不要であるだけでなく、キャリア周波数誤差やサンプリングタイミング誤差にロバストである。従って、キャリア周波数同期、サンプリングタイミング同期の確立以前に、動作可能であるという利点がある。即ち、ＣＩＲがマイナス数＋ｄＢの環境では上記の同期引込みは困難である。従って、トレーニング信号を用いるシステムでは、トレーニングタイミングを推定できず、通信が行えない。これに対し、上記のアルゴリズムを適用することで、同期確立以前に収束を完了できる。従って、収束後の干渉波電力比( ＣＩＲ: Carrier to Interference Ratio ）が改善された信号を使えば、上記の同期確立も容易に行うことができ、通信が可能になる。
【００８２】
次に、摂動項の正規化について説明する。
【００８３】
前述のアルゴリズムは、非常に厳しい干渉下でも動作する必要がある。例えば、所望信号に対する干渉波電力比（ＣＩＲ）がマイナス数＋ｄＢの環境下でも安定的に動作する必要がある。即ち、所望信号に対して過大な干渉波が入力される場合である。このような環境下では、前述の式((11) において少しのΔｗの変化に対しても、大きな偏微分項が現れる。この時に、式(10)は、発散の危険性が増大する。また、発散しないまでも、常に大きな推定誤差が発生する。そこで、この問題を回避するためΔｗを入力電力で正規化を行う。即ち、
【００８４】
【数１２】
【００８５】
前述の式(8.1) におけるＷk Ｇを以下のように
【００８６】
【数１３】
【００８７】
【数１４】
【００８８】
【数１５】
【００８９】
【数１６】
【００９０】
【数１７】
【００９１】
α（ｋ）＝（ｃ0 （ｋ））2 ＋（ｃ2 （ｋ））2 (17.1)
β（ｋ）＝（ｃ1 （ｋ））2 ＋（ｃ2 （ｋ））2 (17.2)
χ（ｋ）＝ｃ0 （ｋ）ｃ1 （ｋ）−（ｃ2 （ｋ））2 (17.3)
γ（ｋ）＝ｃ0 （ｋ）ｃ2 （ｋ）＋ｃ1 （ｋ）ｃ2 （ｋ） (17.4)
また、｜Ｚ｜2 ＝ＺT Ｚである。式(16)の導出では、干渉信号間の無相関性を用いた。さらに、同一チャネル間でもＩチャネルとＱチャネルの信号が統計的に無相関であることを利用して式(16)を変形してゆくと、式(16)の方程式がｉ＝１〜３で全て成立するには、以下の連立方程式を満足することが十分条件であることが分かる。
【００９２】
一方、Ｗk とＧの定義と、式(13)より、ｃ0 （ｋ）〜ｃ2 （ｋ）は、以下のように直交性誤差行列Ｇと誤差補正行列Ｗk の係数により表される。
【００９３】
【数１８】
【００９４】
【数１９】
【００９５】
【数２０】
【００９６】
次に、本発明の上記のアルゴリズムの特性を計算機シミュレーションにより確認する。変調方式としては、ＱＰＳＫ、伝送路は、ＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Channel)を用いる。また、干渉信号と所望信号が同じシステムの信号であるものとする。復調には、同期検波器を用いている。また、他の同期系の影響を排除するため、キャリア周波数、クロック同期は完全であるとする。
受信機のＲＦ帯における準同期検波器の直交性誤差が１０°存在する場合の、正規化有りと無しの場合の特性比較を図１１に示す。同図では、ＣＮＲ＝７ｄＢ、１２ｄＢと、送信側の直交変調器は理想的であるとした。発散を防ぐため、正規化していないアルゴリズムは、ＣＩＲ＝−６０ｄＢでも安定に収束すように摂動係数を決定した。ＣＩＲが大きい場合には、両者に有為な差異はみられないが、ＣＩＲが−１０ｄＢより小さくなると、正規化を行わない場合には、干渉抑圧ができなくなり、ＣＩＲ＝−３０ｄＢでは誤り率が０．５に漸近する。この後、徐々に誤り率が改善する。これに対して、正規化を行ったアルゴリズムは、ＣＩＲ＝２０ｄＢ〜−６０ｄＢに渡って略、フラットな特性を持つことが確認できる。従って、以下では、正規化を行うアルゴリズムを用いて特性を検証する。
【００９７】
まず、送信側の直交性誤差の影響について説明する。
【００９８】
送信側の変調器の直交性誤差に対する特性を図１２に示す。同図では、ＣＩＲ＝−５０ｄＢ，ＣＮＲ＝７ｄＢ、１２ｄＢで、受信機側の直交準同期検波器にも１０°の直交性誤差がある条件での特性である。６°程度までの送信側直交性誤差には全く特性を変化させないが、それ以上になると急激に特性が劣化している。ＣＩＲ＝−５０ｄＢであることを勘案すると、この特性劣化は純粋に送信側変調器の直交性誤差による劣化であると考えられる。即ち、送信側変調器の直交性誤差にも係わらず、干渉除去は略完全になされていることがわかる。
【００９９】
次に、ＢＥＲ特性について説明する。
【０１００】
受信機のＲＦ帯における準同期検波器の直交性誤差が１０°存在し、ＣＩＲ＝２０ｄＢ〜−６０ｄＢの条件におけるＢＥＲ特性を図１３に示す。同図では、送信側の直交変調器は理想的であるとした。ＣＩＲ＝２０ｄＢ〜４０ｄＢまではほぼ同期検波の理論値に一致している。ＣＩＲ＝−６０ｄＢでは、ＢＥＲ＝１０-4点で、０．５ｄＢ強の特性劣化が見られる。この値は、ＳＧＤ（Stochastic Gradient Decent) アルゴリズムでは共通にいえることで、ステップサイズパラメータμ及び、Δｗ0 を小さく設定することで、より理論値に近づけることができる。
【０１０１】
［第４の実施例］
上記の実施例では、制御はシンボルスペースで行うことを前提としているため、サンプリングタイミングによって特性が劣化するという問題が生じてしまう。これは、シンボルスペースサンプルがサンプリング定理を満たさないことに起因している。本発明では、この問題を解決する構成について説明する。
【０１０２】
図１４は、本発明の第４の実施例の受信機の構成を示す。
【０１０３】
同図に示す受信機は、受信アンテナ４１１、アンテナ教養機４０２、送信信号入力端子４０３、分配器４０４、４０８、乗算器４０５、４０６、π／２移相器４０７、シンセサイザ４０９、バンドパスフィルタ４１０、４１１、直交性誤差補償器４１２、複素周波数変換器４１３、低域通過フィルタ４１４、４１５、適応ディジタルフィルタ４１６、４１７、復調信号出力端子４１８、４１９、エラー検出器４２０、適応制御回路４２１から構成される。
【０１０４】
同図に示す構成では、適応ディジタルフィルタ４１６、４１７までを全てナイキストレートの２倍以上で処理、あるいは、アナログ信号処理し、その出力をシンボルレートでサンプルし、情報シンボルを復調し、復調信号出力端子４１８、４１９から出力する構成となっている。
【０１０５】
一方、サンプルされた信号と所定値との誤差をエラー検出器４２０により検出し、これを適応制御回路４２１に出力する。適応制御回路４２１では、直交性誤差補償器４１２を制御するだけでなく、適応ディジタルフィルタ４１６、４１７の出力においてサンプルされる信号が所定のサンプリング移相になるよう適応ディジタルフィルタ４１６、４１７を制御する。
【０１０６】
図１５は、本発明の第４の実施例の適応ディジタルフィルタの構成を示す。
【０１０７】
同図に示す適応ディジタルフィルタ４１６、４１７は、信号入力端子４２４、遅延素子４２５〜４２７、乗算器４３２〜４３５、乗算器の一方の入力である計数入力端子４２８〜４３１、加算器４３６、出力端子４３７から構成される。
【０１０８】
図１５に示した適応ディジタルフィルタ４１６、４１７を適用した場合、適応制御回路４２１では、適応ディジタルフィルタ４１６、４１７の乗算計数（タップ計数）をＨk ＝［ｈk,0 , ｈk,1 , …, ｈk,L-1 ］T とすると以下のような制御を行う。
【０１０９】
Ｈk ＝Ｈk-1 ＋μh ｜ｅk ｜q-2 ｅk ｜ｖk ｜p-2 ｖk ・ Ｕk (22)
但し、Ｕk ＝［ｚk ，ｚk,1 ，…，ｚk-L+1 ］T は、低域通過フィルタ４１４、４１５の出力を要素とするベクトル、μh はタップ係数用のステップサイズパラメータ、ｖk は適応ディジタル４１６、４１７の出力であり、図１５に示すされているように、次式で表される。
【０１１０】
ｖk ＝Ｈk H Ｕk (23)
その時、直行性誤差補償器４１２の係数は、以下の式で更新される。
【０１１１】
ｗi （ｋ）＝ｗi （ｋ）＋μ｜ｅk ｜q-2 ｅk ｜ｖk ｜p-2 Δi ｖk (24)
但し、
Δi ｖk ＝ｖk （ｗi （ｋ）＋Δｗ）−ｖk （ｗi （ｋ）） (25)
である。この時、タップ係数用のステップサイズμh と直交性誤差補償のステップサイズμは、以下の関係を満足させておく必要がある。
【０１１２】
μ＝μh Δｗ ｍ (26)
以下に示すようにステップサイズパラメータを正規化することで、アルゴリズムを更に安定化させることが可能になる。
【０１１３】
【数２１】
【０１１４】
また、図１６における誤差ゼロにおけるＣＮＲ対ＢＥＲ特性を図１７に示す。同図では、ＣＮＲとサンプリング位相以外のパラメータは図１６と同様のものを適用した。同図にはまた、干渉波がない場合の理論特性も付記した。ナイキストレートサンプルの場合には、ＢＥＲ＝１０-2程度でフロア誤りが発生するのに対して、本実施例の提案の方法は、理論特性からの劣化１ｄＢ以内の優れた伝送特性を達成していることが確認できる。
【０１１５】
これまでのイメージ周波数干渉補償器は、ブラインド動作でＣＩＲが劣悪な条件でも、干渉補償を行うことが可能であったが、サンプリングタイミングによって特性が劣化するという問題がある。此れに対して、本実施例を適用することにより、ＣＩＲが劣悪な状況においてもサンプリング位相誤差に関わらず、安定した復調特性が得られるという利点がある。上記の第３の実施例までのアルゴリズムは復調信号は、復調信号の周波数オフセットや位相誤差に関しても低感度であるため、本実施例の構成を適用することで完全にブランド動作で安定した復調特性が得られる。
【０１１６】
なお、本発明は、上記の実施例に限定されることなく、特許請求の範囲内において、種々変更・応用が可能である。
【０１１７】
【発明の効果】
上述のように、本発明によれば、適応制御回路を備えた、直交性誤差・ゲインアンバランス補償器をアナログ・ディジタル変換後に配置することで、広い周波数帯域に渡ってアナログ準同期検波器の直交性誤差・ゲインアンバランスを適応的に補償できる。従って、イメージ周波数帯域からの信号を広帯域に渡って高精度に除去できるため、搬送波周波数帯のバンドパスフィルタを広帯域にしても信号のＳＮＲの劣化なく、通信が可能となる。これにより、多様なシステムの信号を１台の受信機で高品質に実現できるため、端末や基地局の大幅な高機能化が可能になる。従って、多様なサービスをＩ種類の端末、Ｉ種類の基地局で行うという、製品開発コストの低減や、端末に大幅な付加価値の付与など、計り知れない効果がある。
【０１１８】
一般に、準同期検波器におけるπ／２移相器は広帯域に渡って、移相特性を維持することが困難である。ところが、本発明によれば、適応的に直交性・ゲインアンバランスを補償するため、全帯域において高精度な干渉補償を行うことができる。従って、バンドパスフィルタを通過する全ての信号、あるいは、異なった周波数帯域の信号にも柔軟に対応できるという利点がある。即ち、受信機に数多く、かつ様々なシステムの信号を扱えるフレキシビリティを与えられるという効果がある。
【０１１９】
また、本発明によれば、各々異なった無線周波数帯に配置された異なるシステムを受信機を構成する場合に問題となるイメージ周波数からの干渉を完全ブラインド動作で除去できる。その後に通常の復調動作に移ることで、イメージ周波数からの干渉による劣化や同期の困難さという問題を一気に解消する。つまり、本発明を適用することで、一つの受信機で異なる無線システムを受信することができるため、ハードウェア規模の削減が可能になるばかりか、サービスの多様性を著しく向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理構成図である。
【図２】本発明の第１の実施例の受信機の構成図である。
【図３】本発明の第１の実施例の直交・ゲインアンバランス補償器の構成図である。
【図４】本発明の第１の実施例の複素周波数変換器の構成図である。
【図５】本発明の第２の実施例の受信機の構成図である。
【図６】本発明の第２の実施例の位相・振幅・信号推定回路の構成図である。
【図７】本発明の第３の実施例の受信機の構成図である。
【図８】本発明の第３の実施例の直交誤差補償器の構成図である。
【図９】本発明の第３の実施例のエラー検出器の構成例（その１）である。
【図１０】本発明の第３の実施例のエラー検出器の構成例（その２）である。
【図１１】本発明の第３の実施例の正規化／非正規化の比較を示す図である。
【図１２】本発明の第３の実施例の送信側変調器の直交誤差の影響を示す図である。
【図１３】本発明の第３の実施例のＢＥＲ特性を示す図である。
【図１４】本発明の第４の実施例の受信機の構成図である。
【図１５】本発明の第４の実施例の適応ディジタルフィルタの構成図である。
【図１６】本発明の第４の実施例のサンプリング位相に対するＢＥＲ特性を示す図である。
【図１７】本発明の第４の実施例のＣＮＲに対するＢＥＲ特性を示す図である。
【図１８】従来の無線機における受信機の構成例である。
【図１９】イメージ成分とＩＦ周波数の関係を示す図である。
【図２０】従来のイメージキャンセラの構成図である。
【符号の説明】
３１ アンテナ
３２，３６ 分岐回路
３３，３４ アナログ乗算器
３５ π／２移相器
３７ 発振器
３８，３９，４５〜４８ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
４０，４１ アナログ・ディジタル変換器
４２ 直交性誤差・ゲインアンバランス補償器
４４ 複素周波数変換器
４９，５０ 二乗回路
５１ 加算器
５２ 適応制御回路
５３，５４ 出力端子
５５，５６ 入力端子
５７，５８ 乗算器
５９ 加算器
６０，６１ 係数入力端子
６２，６３ 出力端子
６４，６５，７６，７７ 入力端子
６６〜６９，７８〜８１ 乗算器
７１，８１ 加算器
７２，８３ π／２移相器
７３，８４ ＮＣＯ
７４，７５，８５，８６ 出力端子
８７ アンテナ
８８，８９ アナログ乗算器
９０ 移相器
９１ 分岐回路
９２ 発振器
９３，９４，９９，１００ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
９５，９６ アナログ・ディジタル変換器
９７ 直交性誤差・ゲインアンバランス補償器
９８ 複素周波数変換器
１０１，１０２ 減算器
１０３，１０４ 二乗回路
１０５ 加算器
１０７ 適応制御回路
１０６ 位相・振幅・信号推定回路
１０７ 適応制御回路
１０８，１０９ 出力端子
１１０ 入力端子
１１１，１１３，１２３，１２８ 複素乗算器
１１２，１１５ 複素減算器
１１９ スカラ減算器
１１３ 実数「１」を出力する回路
１１６ 実数「−１」を出力する回路
１１７，１１８ 複素数の絶対値の２乗を演算する回路
１２４ 実数係数λを乗算する回路
１２５ 複素加算器
１２６ サンプル間遅延回路
１２７ 次数係数１−λを乗算する回路
１２９ 出力端子
１３０ 分岐回路
２０１ 入力端子
２０２，２０３，２０７ 分岐回路
２０４，２０５ アナログ乗算器
２０６ π／２移相器
２０８ 発振器
２０９，２１０ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
２１１，２１２ アナログ・ディジタル変換器
２１５，２１６ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
２１７ Ｑチャネル出力端子
２１８ Ｉチャネル出力端子
２２０ 直交誤差補償器
２２１ Ｉチャネル入力端子
２２２ Ｑチャネル入力端子
２２３，２２４，２２５ 乗算器
２２６ 加算器
２２７ Ｉチャネル出力端子
２２８ Ｑチャネル出力端子
２３０ 複素周波数変換器
２４０ エラー検出器
２４１ Ｉチャネル入力端子
２４２ Ｑチャネル入力端子
２４３、２４４ 二乗回路
２４５ 加算器
２４６，２４８ 関数器
２４７，２４９ 加算器
２５０ 適応制御回路
２５１ エラー出力端子
２５２，２５３ エラー出力端子
３０１ 受信手段
３０２ 準同期検波手段
３０３ 直交性誤差・ゲインアンバランス補償手段
３０４ 複素周波数変換手段
３０５ （第１、第２の）制御手段
４０１ 受信アンテナ
４０２ アンテナ共用器
４０３ 送信信号入力端子
４０４，４０８ 分配器
４０５，４０６ 乗算器
４０７ π／２移相器
４０９ シンセサイザ
４１０，４１１ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
４１２ 直交性誤差補償器
４１３ 複素周波数変換機
４１４，４１５ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
４１６，４１７ 適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）
４１８、４１９ 復調信号出力端子
４２０ エラー検出器
４２１ 適応制御回路
４２４ 信号入力端子
４２５〜４２７ 遅延素子
４３２〜４３５ 乗算器
４２８〜４３１ 乗算器の一方の入力である係数入力端子
４３６ 加算器
４３７ 出力端子
Claims (2)
- 搬送波周波数帯に変換された信号を受信する受信手段と、該受信手段により受信された該受信信号から直交信号を生成する準同期検波手段と、該受信信号及び該直交信号を、余弦波を実成分、その正弦波を虚成分に持つ複素信号である解析的正弦波により複素周波数に変換する複素周波数変換手段とを具備する通信システムにおける受信機であって、
前記準同期検波手段からの出力に対し、前記受信信号と前記直交信号との直交性誤差及びゲインアンバランスを補償する直交性・ゲインアンバランス補償手段を有し、
前記複素周波数変換手段は、
前記直交性・ゲインアンバランス補償手段で直交性誤差・ゲインアンバランス補償を行った後に、ｆ−△ｆの周波数成分のみをベースバンド帯に変換する手段を有し、
さらに、
前記複素周波数変換手段からの出力の高周波成分を除去する低域通過フィルタと、
前記低域通過フィルタ通過後の前記ｆ−△ｆの周波数成分からの干渉信号が最小になるように制御する制御手段と、を有する、
ことを特徴とする通信システムにおける受信機。 - 搬送波周波数帯に変換された信号を受信する受信手段と、該受信手段により受信された該受信信号から直交信号を生成する準同期検波手段と、該受信信号及び該直交信号を、余弦波を実成分、その正弦波を虚成分に持つ複素信号である解析的正弦波により複素周波数に変換する複素周波数変換手段とを具備する通信システムにおける受信機であって、
前記受信信号と前記直交信号との直交性誤差及びゲインアンバランスを補償する直交性・ゲインアンバランス補償手段と、
前記複素周波数変換手段の出力の高周波成分を除去する低域通過フィルタと、
前記低域通過フィルタから出力され、分岐された一方の信号について、振幅や位相誤差及び送信ディジタル信号を推定し、推定されたディジタル信号に位相誤差と振幅を掛け合わせて受信信号の推定値を出力する位相・振幅・信号推定手段と、
前記位相・振幅・信号推定手段から出力された信号を減算し、ｆ−△ｆの周波数成分からの干渉信号を出力する減算手段と、
前記直交性誤差・ゲインアンバランス補償手段に対して、前記減算手段から出力される干渉信号が最小になるよう制御する制御手段と、
を有し、
前記複素周波数変換手段は、
前記直交性・ゲインアンバランス補償手段からの入力信号に対して、負のＩＦ周波数を持つ解析的正弦波により、ｆ＋△ｆの周波数成分のみをベースバンド帯に変換する手段を有することを特徴とする通信システムにおける受信機。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001059288A JP3698996B2 (ja) | 2000-06-23 | 2001-03-02 | 通信システムにおける受信機 |
| US09/886,255 US6987815B2 (en) | 2000-06-23 | 2001-06-22 | Receive method and receiver in communication system |
| EP01305434A EP1168597A1 (en) | 2000-06-23 | 2001-06-22 | Quadrature Receiver with Orthogonality Correction |
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000190183 | 2000-06-23 | ||
| JP2000-190183 | 2000-06-23 | ||
| JP2000318552 | 2000-10-18 | ||
| JP2001059288A JP3698996B2 (ja) | 2000-06-23 | 2001-03-02 | 通信システムにおける受信機 |
| JP2000-318552 | 2001-03-02 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002199039A JP2002199039A (ja) | 2002-07-12 |
| JP3698996B2 true JP3698996B2 (ja) | 2005-09-21 |
Family
ID=27343836
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001059288A Expired - Fee Related JP3698996B2 (ja) | 2000-06-23 | 2001-03-02 | 通信システムにおける受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3698996B2 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3967226B2 (ja) | 2002-08-07 | 2007-08-29 | 三星電子株式会社 | 無線機 |
| WO2005027454A1 (en) * | 2003-09-15 | 2005-03-24 | Ntt Docomo, Inc. | Apparatus and method for adaptive orthogonality correction |
| US7456683B2 (en) | 2005-06-09 | 2008-11-25 | Panasonic Corporation | Amplitude error compensating device and quadrature skew error compensating device |
| JP4520387B2 (ja) * | 2005-08-29 | 2010-08-04 | 日本電信電話株式会社 | 直交誤差自動補償回路 |
| US7822399B2 (en) * | 2007-05-11 | 2010-10-26 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Image compensation for wireless receiver |
| CN101388729B (zh) * | 2007-09-14 | 2012-05-09 | 富士通株式会社 | 相位失衡监测装置、振幅失衡监测装置及使用它们的装置 |
| JP2010177831A (ja) * | 2009-01-28 | 2010-08-12 | Nec Corp | チャネル間遅延補正回路及びそれに用いるチャネル間遅延補正方法 |
| JP5310380B2 (ja) * | 2009-08-24 | 2013-10-09 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 直交変復調回路 |
| JP5935631B2 (ja) | 2012-09-25 | 2016-06-15 | 住友電気工業株式会社 | 補償装置及び無線通信装置 |
-
2001
- 2001-03-02 JP JP2001059288A patent/JP3698996B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002199039A (ja) | 2002-07-12 |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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