CN100553186C - Ofdm信道估计以及多发射天线跟踪 - Google Patents

Abstract

多发射多接收正交频分复用(OFDM)包括产生比特流，以及对应的N频域载波幅度(s(kN+j)，0≤j≤N-1)组，调制作为随后从发射机发射的OFDM符号，其中k是OFDM符号编号，j指示对应的OFDM载波编号。在发射机中***附标信息到相继的时域OFDM符号之间的保护间隔中，并在接收机使用该附标来估计传输信道的信道脉冲响应(H_lm)，使用估计的信道脉冲响应(H_lm)来解调在接收机接收的信号中的比特流。该附标信息对于接收机以及发射机都是已知的，并在数学上等于向量(c_D)，该向量对于乘以至少第一加权因子(α_k)和第二加权因子(w_i(k))的时域OFDM符号是共用的，而该第一加权因子对于各个时域OFDM符号(k)是不同的，该第二加权因子允许将发射天线装置之一(i)和其它相区别。

Description

OFDM信道估计以及多发射天线跟踪

技术领域

本发明涉及使用正交频分复用(OFDM)的通信，以及更具体地，涉及OFDM通信中的信道估计以及跟踪。

背景技术

本发明涉及使用正交频分复用(OFDM)的通信，以及更具体地，涉及OFDM通信中的信道估计以及跟踪。

背景技术

选择了OFDM通信用于当今多数现代高数据速率通信***(数字音频广播-DAB，陆地数字视频广播-DVB-T，以及宽带无线接入网络-BRAN，例如HIPERLAN/2，IEEE802.11a/g，IEEE802.15.3a，被考虑用于称作“4G”的未来宽带电话标准)。然而，在多数情形中，接收机需要准确的信道脉冲响应估计。同样，在无线局域网络(WLAN)的环境中，已经预见当前的数据速率(物理层顶端54Mbps)不能满足密集的城市配置，例如用于热点覆盖区域。这是IEEE在IEEE802.11n(前大吞吐量研究组)范围内建议和规范在5GHz频带用于非常高数据速率WLAN(目标是在媒介访问控制(MAC)层顶部至少100Mbps)的解决方案的动力。另一个研究区域是较高的频带，其中在此处具有更多可用频谱，例如在60GHz频带。

一种实现较高数据速率的方式是给***在发射机以及接收机处提供多个天线。这样做，能通过采用例如空-时分组码(STBC)的空间分集维度增加通信链路质量，或通过使用空分复用同时发射不同流来增加***的频谱效率。因此，多发射多接收(MTMR)天线***是下一代WLAN和某些其它OFDM通信***的强劲候选者。

在所谓的循环前缀OFDM(CP-OFDM)调制方案中，每个OFDM符号之前都有一个长于信道脉冲响应(CIR)的保护间隔，并在发射机处前后相继的OFDM符号之间的保护间隔中***一个循环前缀或后缀，下文中统称为循环附标，该循环附标包含从有用的OFDM符号时域采样循环复制的采样。循环附标允许在接收机处非常简单的计算均衡，其中丢弃循环符标，例如使用傅立叶变换(通常是快速傅立叶变换(FFT))处理每个被截取的块，从而将频率选择信道输出转换成为并行平坦衰落的独立子信道输出，每一个输出都对应各自的子载波。为了均衡目的，存在多种策略。例如遵循迫零法，除非为零，每个子信道的输出都由对应子载波的估计信道系数相除。

在补零OFDM(ZP-OFDM)调制方案中，如在B.Muquet，Z.Wang，G.B.Giannakis，M.de Courville以及P.Duhamel等人名称是“CyclicPrefixing or Zero Padding for Wireless Multicarrier Transmissions”，IEEETrans.on Communication 2002年中所描述的一样，用零采样替换循环符标。该解决方案依赖于较大的FFT解调器，其优点在于当信道已知时保证了符号的恢复，而不管信道零位置。

然而，信道估计和跟踪仍然是一个问题，特别是在出现高移动性或高频率以及数据速率时。和其它数字通信***类似，OFDM调制在高多普勒扩展时碰到了问题，其中当用户快速移动，例如在汽车中时，或当研究有更多频谱可用的较高频率，例如60MHz频带时，即使是步行速度，该问题也会显著发生。因此，需要经常跟踪以及更新信道脉冲响应，特别是在出现高多普勒扩展时。

期望OFDM调制***保持标准OFDM的所有优点，同时还允许接收机处的非常简单和(半)盲信道估计。半盲信道估计意味着和标准CP-OFDM相比，实际上无需添加任何额外冗余到该***中，因此不会损失用于数据传输的任何带宽；然而，由于发射机和接收机侧已知序列的确定性才能实现半盲信道估计，此时才没有用于数据传输的任何实质带宽损失。这样的***在低移动性环境中存在优势，还能使OFDM***应用于高移动性环境。

我们的共同未决欧洲专利申请EP 02 292 730.5说明了一种通信方法，其中用伪随机加权的确定序列替换CP-OFDM时域冗余，这得到了所谓的伪随机后缀OFDM(PRP-OFDM)。这样保留了能使用ZP-OFDM的优点，同时接收机处的低复杂性信道估计也是可能的。注意到和标准CP-OFDM调制器相比，PRP-OFDM不影响已经实现的有用数据速率以及频谱效率，除了可能传输用于计算伪随机参数的少量数据，因为仅对附标内容进行了修改，因此在接收机侧可能的低复杂性信道估计也是半盲的。

我们的共同未决欧洲专利申请说明了一种将PRP-OFDM应用于单发射天线的***，期望能应用相应的技术到使用多于一个发射和/或接收天线的MTMR***。

发明内容

本发明提供如在所附权利要求中所述的使用正交频分复用的通信方法，一种发射机以及一种接收机。

附图说明

图1是在根据本发明一个实施例的通信***中的发射机的示意框图，给出作为例子，

图2是图1所示的发射机的通信***中的接收机示意框图，

图3是出现在图2调制器操作中的信号的图，以及

图4是用于图1中的解调器的移动平均多普勒模块的图。

具体实施方式

图1和图2显示了根据本发明一个实施例的OFDM通信***，包括含有OFDM调制器1的发射机，以及含有OFDM解调器2的接收机，发射机和接收机在通信信道3上通信。

本发明中这一实施例的OFDM通信方法允许估计并跟踪相干多发射天线/多接收天线(MTMR)***中的多输入多输出(MIMO)信道，而不对发射(TX)和接收(RX)天线的数目进行限制，并且不利用任何特定的空-时码(STC)。由两个STC独立地编码数据和附标向量，并仅采用接收信号的一阶统计，允许所有MIMO信道的半盲估计。在下面的说明中，较低(较高)粗体符号被用于列向量(矩阵)，有时有脚标N或P，强调它们的大小(仅用于矩形矩阵)；代字符(～)表示频域数量；参数i用于指符号块；H(T)表示Hermitian(转置)操作。

图1说明了具有N_t个发射和N_r个接收天线的N载波PRP-OFDMMTMR收发机的基带离散时间块等效模型。参考空-时(ST)分组码(STBC)说明该通信***，但是可以理解，本发明还可应用到其它码***中。在发射机中，星座符号

的初始串行比特流在串并转换器(未示出)中被转换为一组向量；然后在变换器4中用逆快速傅立叶变换(IFFT)矩阵F_N ^H将第j个N×1输入数字向量调制，其中 ${\left[F_N\right]}_{k,l}=\frac{1}{\sqrt{N}}{W}_N^{\mathrm{kl}},$ 0≤k＜N，0≤l＜N以及W_N＝e^-j2π/N。

得到的N×1时域向量s(j)在编码器10中由适当的ST编码矩阵

编码，如图1所示，输出是

其中i是分组号，1是TX天线的号码，以及n＝iM+k指示图1中的输出。应当理解，至少在STBC的环境中，M可以和N_t不同；更具体地，STBC会形成矩形的S(i)，就是说M＞N_t。为了简明起见，我们在下面的说明中假定，

在N_t上操作，输入(s(iN_t)，…，s(iN_t+N_t-1))。然而，本发明可直接将其它数目的输入应用到在本发明的此实施例中，在预编码器11中用补零OFDM(ZP-OFDM)的预编码矩阵T_ZP线性预编码s_l(iM+k)，其中 $T_{\mathrm{ZP}}={\left[\begin{array}{c}{I}_N\\ 0_{D,N}\end{array}\right]}_{P\×N}$ 以及u_l(n)＝T_ZPs_l(n)，1≤l≤N_t。

附标内容v_l(n)被添加到数据符号u_l(n)＝T_ZPs_l(n)，1≤l≤N_t，得到输出向量q_l(n)。输出向量q_l(n)由并串转换器6转换成为串行信号，在该信号中***伪随机后缀，***到各个相继的OFDM符号之间的保护间隔中，从而在第1个TX天线上产生串行数字信号s_l(n)。然后由数模转换器7将串行数字信号s_l(n)转换成为模拟信号s_l(t)，并在信道3上发送。

更具体地，在本发明优选实施例中，添加到保护间隔中的后缀包括独立于数据的预先计算的适当向量，并用第一因子α_k和第二因子w_i(k)加权。在本发明一个实施例中，在各个时域OFDM符号中的第一因子α_k是不同的，并且发射机1以及接收机2都知道，从而避免了任何时域(循环)稳态(导致重复频率中的较强不期望频率影响)。在本发明另一个实施例中，符号被编码到分组中，第一因子α_k在各个时域OFDM符号分组中不同，但是对于相同分组中的各个符号是相同的。第二因子w_i(k)允许将发射天线之一与其它的相区别。

在发射机中使用具有这样功能的OFDM调制器，可以简单的并且低运算复杂性的在接收机进行半盲信道估计。更具体地，和CP-OFDM相比，接收机能不断估计并跟踪信道脉冲响应，而不会有任何数据带宽损失，除了传输一些PR-计算参数之外。此外，接收机中的解调器具有有利的特性，例如包括非常低的运算成本(在中等性能)以及较低的运算成本(具有非常好的***性能)。

正如在我们上面提到的用于单个天线情形的共同未决欧洲专利申请中所描述的一样，第一因子α_k有若干选择。能将α_k选定为任意复数值。然而，和本发明的优选实施例相比，任何具有|α_k|≠1的α_k将导致性能恶化。

能限制α_k的选择，通常限制到具有|α_k|＝1的复数值。这种选择通常得到较好的***性能，但是解码处理可能会复杂。在下面详细说明第一和第二因子的优选值。

优选地，第一因子α_k是伪随机的。在本发明一个实施例中，第一因子α_k是确定的，并由调制器1和解调器2使用相同算法以及存储在发射机和接收机存储器内的参数计算。在本发明另一个实施例中，在发射机和接收机之间传输用于该算法的初始参数，从而***地避免对第一因子α_k使用相同序列。在本发明又一实施例中，从发射机1传送第一因子α_k到接收机2，在某些情形中这仍然代表可接受的开销。

在图1和2所示的本发明实施例中，附标是确定的，并且是Dx1后缀向量c，其在编码器12中被特定ST编码器矩阵处理，其中该ST编码器矩阵输出Dx1向量c_l(n)，1≤l≤N_t。下面详细说明确保完整MIMO信道的识别的方式。后缀向量c_l(n)，1≤l≤N_t然后在预编码器13中由ZP-OFDM矩阵T_P线性预编码，其中 $T_P={\left[\begin{array}{c}{0}_{N,D}\\ I_D\end{array}\right]}_{P\×D},$ 以输出图3中14所示的补零后缀向量。

得到的向量v_l(n)最终由加法器15添加到数据符号u_l(n)中：q_l(n)＝u_l(n)+v_l(n)，1≤l≤N_t，以产生用于发射的信号16。

在接收天线接收的信号是发射信号与信道脉冲响应(CIR)H_lm相乘之积，加上噪声和干扰n_m(n)。假定H_lm是PxP循环矩阵，第一行由[h_lm(0)，0，…0，h_lm(L-1)，…，h_lm(1)]给出，其中h_lm＝[h_lm(0)，…，h_lm(L-1)，0，…0]^T是第1个发射天线和第m个接收天线之间的Px1信道脉冲响应；选择D使得D≥L-1。规定H_lm ^ISI是H_lm的下三角形部分，包括代表内部符号干扰的主对角线；H_lm ^IBI包含H_lm的上三角形部分，代表块间干扰(IBI)，从而 $H_{\mathrm{lm}}=H_{\mathrm{lm}}^{\mathrm{ISI}}+H_{\mathrm{lm}}^{\mathrm{IBI}}.$ 因此，在第m个天线上(1≤m≤N_t)的接收信号向量由 $r_m\left(n\right)=\underset{l=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}[H_{\mathrm{lm}}^{\mathrm{ISI}}{q}_l\left(n\right)+H_{\mathrm{lm}}^{\mathrm{IBI}}{q}_l(n-1)]+n_m\left(n\right)$ 给出，其中n_m(n)是零均值独立同分布加性高斯白噪声项。

如图2所示，接收机的解调器2包括模数转换器7，将在接收天线接收的信号r_m(t)转换成为数字信号，串并转换器8将接收的数字信号转换成为接收的向量r_m(n)，使用对应于编码矩阵

和

的解码矩阵的解调器和均衡器9估计信道脉冲响应CIR，并解调OFDM信号。

在下面对接收机操作的描述中，首先描述一阶信道估计算法，假定该信道是静态的。然而，引入移动情形中的多普勒效应，并描述对应的最小均方误差(MMSE)意义上的信道估计器。

首先将接收向量r_m(n)表示为用于信道估计的可利用形式。为此目的，假定H_lm ^D是DxD循环矩阵，第一行是[h_lm(0)，0，…0，h_lm(L-1)，…，h_lm(1)]。我们定义H_lm ^ISI，D和H_lm ^IBI，D，从而 $H_{\mathrm{lm}}^D=H_{\mathrm{lm}}^{\mathrm{ISI},D}+H_{\mathrm{lm}}^{\mathrm{IBI},D}.$ 在第m个天线，1≤m≤N_t，在第n个OFDM符号期间接收的信号r_m(n)等于

$r_m\left(n\right)=\underset{l=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}\left[\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{lm}}^{\mathrm{ISI},D}{\stackrel{\‾}{s}}_{l,0}\left(n\right)+H_{\mathrm{lm}}^{\mathrm{IBI},D}{\stackrel{\‾}{c}}_l(n-1)\\ .\\ .\\ .\\ H_{\mathrm{lm}}^{\mathrm{IBI},D}{\stackrel{\‾}{s}}_{l,1}\left(n\right)+H_{\mathrm{lm}}^{\mathrm{ISI},D}{\stackrel{\‾}{c}}_l(n-1)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{m,0}\left(n\right)\\ .\\ .\\ .\\ n_{m,1}\left(n\right)\end{array}\right]$ 公式1

其中s_l，0(n)，s_l，1(n)，n_m，0(n)，n_m，1(n)分别是s_l(n)和n_m(n)的前D个和最后D个采样。

公式1指出对应信道所卷积的不同后缀的叠加干扰了有用数据。通过隔离由其相关信道所卷积的各个后缀，容易获得基于后缀影响单一观察的各个信道的独立恢复。如下所述，一种实现该条件的方法是在解调器和均衡器9中根据下面的后缀生成处理使用后缀c的加权ST分组编码方案

对后缀执行快速傅立叶变换

公式2

其中

是Kronecker积，c，α(n)分别是确定的后缀和在我们用于单个天线情形的共同未决欧洲专利申请EP 02 292 730.5中引入的伪随机加权因子。伪随机加权因子α(n)被用于将确定的后缀c转换成伪随机的。注意到引入了一组新的确定加权因子，并集中在对应在发射机编码器中编码后缀的矩阵W的M×N_t矩阵W中，[W]_k，l-1＝w_l(k)，0≤k＜M，1≤l≤N_t。W用于去除所有发射后缀之间的干扰，因此在本发明的实施例中是可逆的：列满秩(rank(W)＝N_t)。在下面的说明中，我们选择用于本发明实施例的W正交，从而 $W^{H}W=I_{N_t}.$

使用静态信道的假定，解调器和均衡器9中的一阶信道估计器如下运行。分别用r_m，0(n)和r_m，1(n)表示r_m(n)的前和最后D个采样。通过设定n＝iM+k以及假定传输时域信号s_l(n)对于所有1都是零平均的，我们使用公式1和2计算用于各个k，0≤k＜M，的下面的Dx1向量：

$d_m^k\left(i\right)=\frac{r_{m,1}(\mathrm{iM}+k)+r_{m,0}(\mathrm{iM}+k+1)}{\mathrm{\α}(\mathrm{iM}+k)}$ 公式3

然后，

被定义为d_m ^k(i)的期望值。由于后缀的确定性特征，可从公式1验证：

$d_m^k=\underset{l=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}[H_{\mathrm{lm}}^{\mathrm{ISI},D}+H_{\mathrm{lm}}^{\mathrm{IBI},D}]w_l\left(k\right)c=\underset{l=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{lm}}^D{w}_l\left(k\right)c$ 公式4

因此，对于各个接收天线，MDx1向量 $d_m={[{\left(d_m^0\right)}^T,...,{\left(d_m^{M-1}\right)}^T]}^T$ 可被表示为

$d_m=\underset{l=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}\left[\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{lm}}^D{w}_l\left(0\right)c\\ .\\ .\\ .\\ H_{\mathrm{lm}}^D{w}_l(M-1)c\end{array}\right]=(W\⊗I_D)\left[\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{lm}}^{D}c\\ .\\ .\\ .\\ H_{N_{t}m}^{D}c\end{array}\right]$ 公式5

由于W被选择为正交，在解调器和均衡器9中通过

乘以各个d_m，1≤m≤N_t，完全去除了信道影响H_lm ^D，1≤l≤N_t之间的干扰。

一旦信道影响之间的干扰被除去，我们共同未决的欧洲专利申请EP 02 292 730.5中单天线的均衡算法可被应用到解调器和均衡器9中：

$H_{\mathrm{lm}}^{D}c=C_D{h}_{\mathrm{lm}}^D=F_D^H{\tilde{C}}_D{F}_D{h}_{\mathrm{lm}}^D$ 公式6

其中C_D是DxD循环矩阵，第一行是[c(0)，c(D-1)，…，c(1)]， ${\tilde{C}}_D=\mathrm{diag}\left\{F_{D}c\right\},$ 以及h_lm ^D代表h_lm的前D个系数。因此，通过用

和H_lm ^D相乘，1≤l≤N_t，1≤m≤N_t，能够在解调器和均衡器9中获得时域信道脉冲响应h_lm ^D的估计

注意到

是发射机和接收机已知的对角线矩阵，因此可以预先计算。随后，h_lm ^D被优选的转换成Px1频域向量 ${\hat{\tilde{h}}}_{\mathrm{lm}}=F_P{[I_D^T,0_{N,D}^T]}^T{\hat{h}}_{\mathrm{lm}}^D.$ 该MIMO信道估计(即任意发射和任意接收天线之间的所有信道的估计)被用于空-时解码，并均衡接收的数据信号，如在下面的例子中详细说明的，从而可以恢复发射的数据信号。

通过使用任意多普勒模型并最小化任意性能标准，能够扩展上述信道估计器从而进一步改进移动环境中的接收。现在在本发明的引入多普勒模型的基础上的优选实施例中给出一个例子；该估计器致力于最小化均方误差(MSE)。

图4所示的多普勒模块被引入到解调器和均衡器9中，以修改发射天线I接收天线m之间的信道脉冲响应(CIR)的一阶自回归模型：

其中J₀(·)是零阶Bessel函数，f_D是多普勒频率，ΔT是MTMR PRP-OFDM分组持续时间以及

是固定方差的零均值复高斯函数。即使在出现较大多普勒频率时也能获得如在已知的Jakes模型中所提供的相同CIR相关。这是通过强制相关

实现的。这样避免了一阶自回归估计固有近似值J₀(2πf_D(k-n)ΔT)≈(J₀(2πf_DΔT))^(k-n)。该修改得到下面的移动平均估计：

公式7

对于一阶自回归模型，假定对于n≠k，

以及

是要估计的CIR，引入所谓的噪声处理向量。假定CIRh_lm ^D(n)是基于Z噪声观察

由于信道h_lm ^D(n)有掺杂了热噪声的OFDM数据符号，第i个分组后缀的卷积产生表达式

假定这些OFDM数据符号是零均值的，并与后缀采样独立同方差。 $d_m\left(i\right)={[{\left(d_m^0\left(i\right)\right)}^T,...,{\left(d_m^{M-1}\left(i\right)\right)}^T]}^T$ 包含在均衡后缀伪随机加权因子(公式3)之后的接收符号。因此d_lm(i)可被表示为：

其中

公式8

其中n收集热噪声以及来自OFDM数据符号的干扰。为了确保各个信道实现的单位方差，选择

的范数，从而：

公式9

因此可以验证由公式8给出的MMSE意义上

的最佳估计器是：

${\hat{h}}_{\mathrm{lm}}^D=M{[(J\⊗C_D)D_{R_h}{(J\⊗C_D)}^H+R_n]}^{-1}{\stackrel{\‾}{d}}_m\left(i\right),$ 其中

公式10

以及是向量a的自相关矩阵。

由于在实际中信道功率包络通常是未知的，在此情形中，假定对于所有n，

考虑公式9中的功率约束，引入实际增益g_n。

上面的说明提供了根据本发明实施例的在相对静止以及高移动性环境中在解调器和均衡器9中的一般信道估计。现在将说明将其用于两个STBC***。

STBC的第一实施例是基于ZP-OFDM解码的。该***包括在发射机使用伪随机后缀的解调器，以及基于接收的PRP-OFDM向量到ZP-OFDM情形的变换，从我们描述用于单天线情形的共同未决欧洲专利申请EP 02 292 730.5推导出的用于MTMR情形的均衡器结构。该***被描述用于N_t＝2发射以及N_r＝1接收天线的情形，但是应当理解该***还可应用于其它数目的天线。ST编码器运行在具有N_t＝M＝2的N_t×M向量上。由于N_r＝1，在下面的分析中不使用脚标1≤m≤N_r。假定信道h_l，1≤l≤N_t的理想知识，应当理解，本***还能使用不理想的信道知识。

在发射机，使用2×1 ZP-ST编码器

它采用两个相继的OFDM符号s(2i)和s(2i+1)以形成下面的编码矩阵：

$\left[\begin{array}{cc}{\stackrel{\‾}{s}}_1\left(2i\right)& {\stackrel{\‾}{s}}_1(2i+1)\\ {\stackrel{\‾}{s}}_2\left(2i\right)& {\stackrel{\‾}{s}}_2(2i+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}s\left(2i\right)& -P_N^0{s}^{*}(2i+1)\\ s(2i+1)& P_N^0{s}^{*}\left(2i\right)\end{array}\right]$ 公式11

其中置换矩阵P_J ⁿ是这样的，从而对于J×1向量a＝[a(0)，…，a(J-1)]^T，我们有 ${\left\{P_N^{0}a\right\}}_p=a\left((J-p+n)\mathrm{mod}J\right).$

由于已经估计了信道，对于在我们共同未决欧洲专利申请中描述的单天线情形，总是通过从接收信号中减去已知的PRP影响来从公式1中得到MTMR ZP-OFDM信号：

$r^{\mathrm{ZP}}\left(n\right)=r\left(n\right)-\underset{l=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}[H_l^{\mathrm{IBI}}{v}_l(n-1)+H_l^{\mathrm{ISI}}{v}_l\left(n\right)]$ 公式12

这导致 $r^{\mathrm{ZP}}\left(n\right)={\mathrm{\Σ}}_{l=1}^2{H}_l{T}_{\mathrm{ZP}}{\stackrel{\‾}{s}}_l\left(n\right).$ 注意到i)对于用于符号恢复的W没有设定任何约束，ii)建议的PRP干扰消除处理是通用的，可被用于任何适当的ST编码器

解调器和均衡器9可应用适当的检测算法到公式12所述的信号。注意到 $P_P^N{T}_{\mathrm{ZP}}=T_{\mathrm{ZP}}{P}_N^0,$ 我们表示为 ${\tilde{D}}_1=\mathrm{diag}\left\{{\tilde{h}}_1\right\},{\tilde{D}}_1=\mathrm{diag}\left\{{\tilde{h}}_1\right\},$ $\tilde{n}\left(2i\right)=F_{P}n\left(2i\right)$ 以及 $\tilde{n}(2i+1)=F_P{P}_P^N{n}^{*}(2i+1);$ 然后如果我们通过计算 $\tilde{y}\left(2i\right)=F_P{r}^{\mathrm{ZP}}\left(2i\right)$ 以及 $\tilde{y}(2i+1)=F_P{\left(P_P^N{r}^{\mathrm{ZP}}(2i+1)\right)}^{*}$ 切换到频域，利用 $H_l=F_P^H{\tilde{D}}_l{F}_P,$ 1≤l≤2的事实，我们可以写出：

公式13

其中是正交信道矩阵。因此用

和 ${\left[\begin{array}{cc}\tilde{y}{\left(2i\right)}^T& \tilde{y}{(2i+1)}^T\end{array}\right]}^T$ 相乘得到传输信号s(2i)和s(2i+1)的分离，显示出获得了全发射分集。注意到信号的分离允许在本发明的这个实施例中使用和我们共同未决欧洲专利申请EP 02 292 730.5中单天线情形中所描述的相同的均衡方案。

STBC***的第二实施例是基于全接收分组的均衡的，通过伪循环信道矩阵的对角化。解调器和均衡器9中使用的ST数据编码器

是基于在我们共同未决欧洲专利申请EP 02 292 730.5中描述的单天线***版本，将其修改以用于允许下面详细描述的均衡结构，并输出具有N_t＝M＝2的N_t×M向量分组。

和

是特定的，从而它们在天线输出端产生如下矩阵Q(i)＝{q_l(2i+k)，1≤l≤2，0≤k＜2}：

$Q\left(i\right)=\left[\begin{array}{cc}\left[\begin{array}{c}s\left(2i\right)\\ \mathrm{\α}\left(2i\right)c\end{array}\right]& -P_P^0{Q}_{\mathrm{\β}\left(i\right)}\left[\begin{array}{c}{s}^{*}(2i+1)\\ \mathrm{\α}(2i+1)c^{*}\end{array}\right]\\ \left[\begin{array}{c}s(2i+1)\\ \mathrm{\α}\left(2i\right)c\end{array}\right]& P_P^0{Q}_{\mathrm{\β}\left(i\right)}\left[\begin{array}{c}{s}^{*}\left(2i\right)\\ \mathrm{\α}(2i+1)c^{*}\end{array}\right]\end{array}\right]$ 公式14

P_P ⁰是如先前所定义的置换矩阵(倒置向量元素的顺序)，α(i)是具有|α(i)|＝1的复数，并且是如在用于单天线情形的我们共同未决欧洲申请中所定义的伪随机复加权因子，具有α(2i+1)＝β²(i)α(2i)，以及β(i)＝α(2i-2)/α(2i)。Q_β(i)被定义为

$Q_{\mathrm{\β}\left(i\right)}=\left[\begin{array}{cc}{0}_{D\×N}& \mathrm{\β}\left(i\right)\·I_D\\ I_N& 0_{N\×D}\end{array}\right].$

选择D×1后缀向量c，从而它具有Hermitian对称，就是说反向读取的该向量的复共轭等于原始的c。正如在我们共同未决欧洲专利申请中的一样，信道由P×P伪循环信道矩阵H_l ^β(i)，1≤l≤2表示。这些和上三角形部分用标量因子β(i)相乘的标准的循环卷积矩阵相同，换句话说， $H_l^{\mathrm{\β}\left(i\right)}=H_l^{\mathrm{ISI}}+\mathrm{\β}\left(i\right)H_l^{\mathrm{IBI}}.$

利用R(i)＝[r^T(2i)  r^T(2i+1)]^T以及噪声矩阵N(i)＝[n^T(2i)n^T(2i+1)]^T，在M＝2符号时间上的接收信号由下式给出：

$R\left(i\right)=\left[\begin{array}{c}\underset{l=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}[H_l^{\mathrm{IBI}}{q}_l(2i-1)+H_l^{\mathrm{ISI}}{q}_l\left(2i\right)]\\ \underset{l=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}[H_l^{\mathrm{IBI}}{q}_l\left(2i\right)+H_l^{\mathrm{ISI}}{q}_l(2i+1)]\end{array}\right]+N\left(i\right)$

利用 $\hat{R}\left(i\right)={\left[\begin{array}{cc}{\hat{r}}^T\left(2i\right)& {\hat{r}}^T(2i+1)\end{array}\right]}^T,$ 在解调器和均衡器9对接收的向量执行下面的操作：

$\hat{R}\left(i\right)=\left[\begin{array}{c}r\left(2i\right)+2c_1^{\mathrm{\β}\left(i\right)}\left(i\right)\\ Q_{\mathrm{\β}\left(i\right)}^H{\left(P_P^0(r(2i+1)+2c_2^{\mathrm{\β}\left(i\right)}\left(i\right))\right)}^{*}\end{array}\right]$

其中

$c_1^{\mathrm{\β}\left(i\right)}\left(i\right)=\mathrm{\α}\left(2i\right)\mathrm{\β}\left(i\right)H_1^{\mathrm{IBI}}{T}_{P}c,$

在该STBC***的实施例中，在解调器和均衡器9中通过上信道矩阵W_H(i)的Hermitian左乘而分离数据符号：

$W_H\left(i\right)\hat{R}\left(i\right)=\left[\begin{array}{cc}{H}^{\mathrm{\β}\left(i\right)}& 0_{P\×P}\\ 0_{P\×P}& H^{\mathrm{\β}\left(i\right)}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}s\left(2i\right)\\ \mathrm{\α}\left(2i\right)c\end{array}\right]\\ \left[\begin{array}{c}s(2i+1)\\ \mathrm{\α}\left(2i\right)c\end{array}\right]\end{array}\right]$

其中， $H^{\mathrm{\β}\left(i\right)}=H_1^{\mathrm{\β}\left(i\right)}{\left(H_1^{\mathrm{\β}\left(i\right)}\right)}^H+H_2^{\mathrm{\β}\left(i\right)}{\left(H_2^{\mathrm{\β}\left(i\right)}\right)}^H.$ 然后如在我们用于单天线情形中的共同未决的欧洲专利申请所提出的，执行基于伪循环信道矩阵的均衡。以上给出了基于R(i)执行的基于PRP-OFDM后缀的盲信道估计。

Claims (13)

1.一种使用来自发射机和接收机的正交频分复用的通信方法，所述发射机包括多个发射天线装置，所述接收机包括至少一个接收天线装置，所述方法包括：

产生比特流以及表示为

且0≤j≤N-1的对应的N频域载波幅度组，调制作为随后从发射机发射的OFDM符号，其中k是OFDM符号编号，j指示对应的OFDM载波编号；

将附标信息***到相继的时域OFDM符号之间的保护间隔中；

从所述发射机发射包含所述附标信息的所述时域OFDM符号到所述接收机；

在接收机使用所述附标信息估计在所述发射机和所述接收机之间的传输信道的第1个发射和第m个接收天线之间的信道脉冲响应H_lm；以及

使用估计的信道脉冲响应

来解调在所述接收机接收的信号中的所述比特流，其中，所述附标信息对于所述接收机以及所述发射机都是已知的，并在数学上等于表示为c_D的向量，该向量对于乘以至少表示为α_k的第一加权因子和表示为w_i(k)的第二加权因子的所述时域OFDM符号是共用的，而该第一加权因子对于各个时域OFDM符号k是不同的，该第二加权因子允许将所述发射天线装置之一i和其它的相区别；

其中所述发射机使用N_t个发射天线装置，接收机使用N_r个接收天线装置，用特定空-时编码器

编码M’个相继的时域OFDM数据符号，从而编码器

产生用于N_t个发射天线装置每个的M个时域OFDM数据信号输出，所述向量c_D由特定空-时编码器编码，从而编码器

产生用于N_t个发射天线装置每个的对应所述附标信息的M个附标，所述附标信息由所述第一和第二加权因子α_k和w_i(k)加权，得到的附标被***到用于N_t个发射天线装置每个的时域OFDM数据符号之间。

2.根据权利要求1所述的通信方法，其中所述第一加权因子α_k是伪随机值。

3.如权利要求1所述的通信方法，其中所述第一加权因子α_k具有复数值。

4.如权利要求1所述的通信方法，其中所述第一加权因子α_k是确定性的，对于所述接收机和所述发射机都是已知的，并独立于在所述接收机和所述发射机之间的当前通信。

5.如权利要求1所述的通信方法，其中所述第一加权因子α_k从所述发射机传送到所述接收机。

6.如权利要求1所述的通信方法，其中用于所述发射天线装置以及用于N_T个相继符号的所述第二加权因子w_i(k)的矩阵是非正交矩阵W，所述N_T个相继符号的数目N_T等于所述发射天线装置的数目N_T，使得当所述矩阵乘以其复共轭转置((W)^T)^*时，结果不是由具有非零实数值的增益因子g₀加权单位矩阵I，即g₀I≠W^HW。

7.如权利要求1所述的通信方法，其中所有发射天线在M个相继OFDM时域符号上输出，包括由

空-时编码的时域OFDM数据符号以及由

空-时编码的伪随机附标，被分组到分组块S中，对于相同分组块S的OFDM符号，所述第一加权因子α_k是相同的，但对于不同分组块S的OFDM符号，所述第一加权因子α_k是不同的。

8.如权利要求7所述的通信方法，其中所述发射的附标允许在所述接收机分离所述分组块S的发射保护间隔附标信息，所述第二加权因子w_i(k)允许在所述接收机分离并估计所述发射天线装置和所述至少一个接收天线装置之间的不同物理信道。

9.如权利要求8所述的通信方法，其中解调所述比特流包括，对于各个所述接收天线装置，从接收信号d_m得到的信号乘以用于所述发射天线装置的所述第二加权因子w_i(k)的所述矩阵与单位矩阵的Kronecker积的复共轭转置(W×I_D)^H，以及在解调所述比特流中使用从上述结果得到的信道估计。

10.如权利要求9所述的通信方法，其中用于所述发射天线装置以及用于N_t个相继符号的所述第二加权因子w_i(k)的矩阵是这样一个矩阵W，所述N_t个相继符号的数目N_t等于所述发射天线装置的数目N_t，该矩阵W自身是非正交的，但当W与对应的伪随机因子α_k组合时是正交的。

11.如权利要求1所述的通信方法，其中对应于用于M个相继符号以及用于所述N_t个发射天线装置的所述第二加权因子的M×N_t的矩阵W是正交矩阵，使得当所述矩阵W乘以其复共轭转置((W)^T)^*时，结果是由具有非零实数值的增益因子g₀加权单位矩阵I，即g₀I＝W^HW。

12.如权利要求1所述的通信方法，其中所述第二加权因子w_i(k)对于各个所述发射天线装置取不同的值，从而允许区分所述物理信道。

13.如权利要求1所述的通信方法，其中估计在所述发射机和所述接收机之间的传输信道的信道脉冲响应H_lm包括步骤：在多个信道符号周期上进行移动平均估计，在数学上等于下面的关系：

其中J₀(·)是零阶Bessel函数，f_D是多普勒频率，ΔT是MTMRPRP-OFDM分组块持续时间，以及是固定方差的零均值复高斯函数。

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