JP3941259B2 - Radar equipment - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体の衝突防止等に使用され、周波数変調されたレーダ波を送受信することにより、目標物体との相対距離や相対速度に関する情報を取り出すＦＭＣＷ方式のレーダ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年レーダ装置を自動車に搭載し、衝突防止等の安全装置として応用する試みがなされているが、車載用のレーダ装置としては、目標物の距離と相対速度とを同時に検出可能であり、しかも構成が比較的簡単で小型化・低価格化に適したＦＭＣＷ方式のレーダ装置（以下、ＦＭＣＷレーダ装置とよぶ）が用いられている。
【０００３】
このＦＭＣＷレーダ装置では、図１７（ａ）に実線で示すように、三角波状の変調信号により周波数変調され、周波数が時間に対して直線的に漸次増減する送信信号Ｓｓをレーダ波として送信し、目標物体により反射されたレーダ波を受信する。この時、受信信号Ｓｒは、図１７（ａ）に点線で示すように、レーダ波が目標物体との間を往復するのに要する時間、即ち目標物体までの距離に応じた時間Ｔｄだけ遅延し、レーダと目標物体との相対速度に応じた周波数Ｆｄだけドップラシフトする。
【０００４】
そして、このような受信信号Ｓｒと送信信号Ｓｓとをミキサで混合することにより、図１７（ｂ）に示すように、これら信号Ｓｒ，Ｓｓの差の周波数成分であるビート信号Ｂを発生させ、送信信号Ｓｓの周波数が増加する時のビート信号Ｂの周波数（以下、上り変調時のビート周波数とよぶ）をｆｕ、送信信号Ｓｓの周波数が減少する時のビート周波数（以下、下り変調時のビート周波数とよぶ）をｆｄとして、目標物体との距離Ｒ及び相対速度Ｖを、以下の（１）（２）式を用いて算出するように構成されている。
【０００５】
【数１】

【０００６】
【数２】

【０００７】
なお、ｃは電波伝搬速度、Ｔは送信信号を変調する三角波の周期、△Ｆは送信信号の周波数変動幅、Ｆｏは送信信号の中心周波数である。
ここで、このようなＦＭＣＷレーダ装置を車載用レーダ装置として適用するには、約１００〜２００ｍを最大距離として、それ以下の範囲内にある目標物体を、少なくとも数ｍの距離分解能で検出できるように構成する必要がある。なお、ＦＭＣＷレーダ装置の距離分解能△Ｒは、（３）式で表されることが知られている。
【０００８】
【数３】

【０００９】
この（３）式から明かなように、数ｍの距離分解能を得るためには、周波数変動幅△Ｆを、１００ＭＨｚ程度に設定する必要があり、また、このような周波数変動幅△Ｆを確保するためには、送信信号の中心周波数Ｆｏを、ミリ波と呼ばれる周波数帯（数十ＧＨｚ〜数百ＧＨｚ）に設定する必要がある。
【００１０】
そして、例えば、送信信号Ｓｓを△Ｆ＝１００ＭＨｚ、Ｔ＝１ｍｓとした場合、目標物体との相対速度Ｖが０（即ちｆｕ＝ｆｄ）で、目標物体との距離Ｒが１００ｍの時には、検出されるビート周波数ｆｕ，ｆｄは、１３３ＫＨｚとなる。そして、１００ｍ以内の距離に目標物体がある場合には、１３３ＫＨｚ以下のビート信号Ｂが検出され、また、相対速度Ｖが０ではない場合、相対速度Ｖが０の時の周波数を中心にして、ドップラシフト分だけ増減した周波数を有するビート信号Ｂが検出されることになる。即ち、車載用レーダ装置として使用する場合、数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚのビート信号を検出できることが要求されるのである。
【００１１】
ところがミリ波のような高周波帯の信号を扱う高周波用ミキサでは、信号強度の揺らぎの周波数成分からなるＡＭ−ＦＭ変換ノイズや、周波数に反比例した強度を有する１／ｆノイズがミキサの出力に重畳される。しかも、これらＡＭ−ＦＭ変換ノイズ及び１／ｆノイズ（以下、合わせて低周波ノイズとよぶ）の強度は、ビート信号Ｂと同じ数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚの周波数領域で比較的強いため、ビート信号Ｂの信号対雑音比（以下、ＳＮ比という）を劣化させてしまうという問題があった。
【００１２】
これに対して、例えば特開平５−４０１６９号公報には、図１８に示すように、高周波の送信信号Ｓｓを生成する高周波発振器１２と、高周波発振器１２が生成する送信信号Ｓｓの周波数を三角波状に直線的に変調するための変調信号Ｓｍを生成する三角波発生器２６と、高周波発振器１２からの送信信号Ｓｓをレーダ波として送信する送信アンテナ１６と、目標物体に反射したレーダ波を受信する受信アンテナ２０と、受信アンテナ２０からの受信信号Ｓｒに送信信号Ｓｓを分配する分配器１８からのローカル信号Ｌを混合してビート信号Ｂを発生させる高周波用ミキサ２２とを備えた一般的な構成を有するＦＭＣＷレーダ装置において、更に、ビート信号Ｂの２倍以上の周波数を有するスイッチング信号を生成する第２の発振器３６と、このスイッチング信号により受信アンテナ２０からの受信信号Ｓｒを周期的にオン／オフするスイッチング回路３８と、高周波用ミキサ２２にて、スイッチングされた受信信号にローカル信号Ｌが混合されることにより、スイッチング周波数に応じた周波数領域に発生するビート信号の周波数成分を抽出するバンドパスフィルタ３２と、バンドパスフィルタ３２にて抽出された周波数成分を、更に第２の発振器３６からのスイッチング信号をバンドパスフィルタ４０によって整形した信号と混合することによって、ビート信号を本来の数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚの周波数帯に再変換する中間周波用ミキサ２３と、を備えたＦＭＣＷレーダ装置１１０が開示されている。
【００１３】
この装置１１０では、スイッチング信号の周波数を数ＭＨｚ程度に設定すれば、低周波ノイズの影響が十分に小さくなる領域（数ＭＨｚ程度）にビート信号の周波数成分を発生させることができ、また、中間周波用ミキサ２３は、高周波用ミキサ２２が取り扱うミリ波に比べて周波数の低いビート信号やスイッチング信号（いずれも数ＭＨｚ程度）を扱うので、その出力に重畳される低周波ノイズは、高周波用ミキサ２２に比べて十分に小さい。
【００１４】
即ち、高周波用ミキサ２２では、低周波ノイズの影響が小さい周波数領域にビート信号Ｂを発生させ、このビート信号Ｂの周波数成分を、低周波ノイズの少ない中間周波用ミキサ２３にて本来の周波数帯に変換しているので、低周波ノイズの影響を低減でき、ビート信号ＢのＳＮ比が改善されるのである。
【００１５】
しかし、この装置１１０では、受信アンテナ２０と高周波用ミキサ２２との間、即ちミリ波帯の高周波信号である受信信号Ｓｒの伝送経路にスイッチング回路３８が挿入されているため、目標物体に反射して戻ってきた微弱なレーダ波の受信信号Ｓｒを一層減衰させてしまうという問題があった。
【００１６】
しかもスイッチング回路３８は、一般的にオン状態とオフ状態とで、回路の入力インピーダンスが変動し、スイッチング回路３８に接続された他の回路、例えば高周波用ミキサ２２等の動作に悪影響を及ぼすという問題もあった。
これらの問題を解決するために、本発明者らは、既に特願平９−２３５１５７号（以下、「先願」という）にて、ミリ波帯の高周波回路部品を追加することなく、簡易な構成にて低周波雑音の影響を除去可能なレーダ装置を提案している。
【００１７】
即ち、図１９（ａ）に示されたレーダ装置１２０は、従来のレーダ装置１１０と同様に、高周波発振器１２，分配器１８，送信アンテナ１６，受信アンテナ２０，高周波用ミキサ２２を備え、特に、高周波発振器１２への変調信号Ｓｍを生成する変調信号生成回路１４が、送信信号Ｓｓの周波数を三角波状に直線的に変調するための直線変調成分Ｍａを生成する三角波発生器２６と、送信信号Ｓｓの周波数を周期的に変調するための周期変調成分Ｍｂを生成する正弦波発振器２７と、これら直線変調成分Ｍａと周期変調成分Ｍｂとを加算合成して変調信号Ｓｍを生成する加算器２８とにより構成されている。
【００１８】
また、レーダ装置１２０には、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭからなる周知のマイクロコンピュータ、ビート信号Ｂをデジタル値に変換してＣＰＵに取り込むためのＡ／Ｄ変換器、Ａ／Ｄ変換器を介して取り込んだデータについて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）等を実行するための演算処理装置等を備えた信号処理部２４が設けられている。
【００１９】
このように構成されたレーダ装置１２０では、直線変調成分Ｍａと周期変調成分Ｍｂとで２重に変調され、図２０に示すように周波数が変化する送信信号Ｓｓを、レーダ波として送受信することにより、目標物体の検出を行っている。
この時、高周波用ミキサ２２にて生成されるビート信号Ｂは、基本波成分（図１７で示した周波数ｆｕ，ｆｄの信号成分、以下、特に断らない限りｆｄを代表して用いる）に加え、周期変調成分Ｍｂ自体の周波数Ｆｓの近傍に高調波成分（周波数Ｆｓ±ｆｄ）を有したものとなる。
【００２０】
つまり、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓを適宜調整して、高周波用ミキサ２２の低周波ノイズが十分に小さい領域に、ビート信号Ｂの高調波成分を発生させることにより、信号処理部２４では、このＳＮ比の良好な高調波成分を用いて目標物体の検出を行うことが可能となるのである。
【００２１】
また、先願では、図１９（ｂ）に示すように、上記レーダ装置１２０の構成に加えて、高周波用ミキサ２２が出力するビート信号Ｂから一次高調波成分（周波数Ｆｓ±ｆｄ）を抽出するバンドパスフィルタ３２、及び、抽出された一次高調波成分に周期変調成分Ｍｂを混合して第２ビート信号Ｃを生成する中間周波用ミキサ２３を設けることにより、ビート信号Ｂの一次高調波成分を第２ビート信号Ｃの基本波成分（周波数ｆｄ）に再変換するように構成されたレーダ装置１３０も開示されている。
【００２２】
この場合、第２ビート信号Ｃを処理する信号処理部２４では、低周波の基本波成分を扱うことになるため、信号処理部２４の回路構成を簡易化することが可能である。なお、従来のレーダ装置１１０にて説明したように、中間周波用ミキサ２３を設けることによるノイズの増加は殆どなく、第２ビート信号ＣのＳＮ比を劣化させてしまうことがない。
【００２３】
しかも、これらのレーダ装置１２０，１３０は、いずれも、周波数の低い信号を取り扱う部分のみに回路を付加しており、高周波発振器１２から送信アンテナ１６及び受信アンテナ２０から高周波用ミキサ２２に至るミリ波の通過経路には、新たな素子を一切設けていないため、従来のレーダ装置１１０で問題となったスイッチングによるミリ波の損失やインピーダンス変動の悪影響を防止することができるだけでなく、高価なミリ波スイッチなどを用いる必要がないため装置のコスト低減にも役立つ。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、これらレーダ装置１２０，１３０についての理論的な考察及び実験を行った結果、以下に説明するように、目標物体までの距離が特定の関係にある場合、検出感度が低下してしまうという問題が見出された。
【００２５】
即ち、まず、この種のレーダ装置を車載用レーダとして用いる場合、上述のように、数百ｍの範囲内にある目標物体を検出できることが要求されるため、先の（１）式等に基づき、直線変調成分Ｍａの繰り返し周期Ｔは、例えば１ｍｓ程度、即ち周波数に直すと１ｋＨｚ程度に設定される。これに対して、周期変調成分Ｍｂの周期（１／Ｆｓ）は、高周波用ミキサ２２での低周波ノイズが十分に小さくなるような領域にビート信号Ｂの一次高調波成分が発生するように、例えば数十μｓ程度、即ち周波数に直すと数ＭＨｚ程度に設定される。
【００２６】
このように、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓが、直線変調成分Ｍａの繰り返し周波数（１／Ｔ）に比べて十分に大きい場合、高周波発振器１２にて生成される送信信号Ｓｓは、ある時刻ｔ０にて瞬時的に見ると、直線変調成分Ｍａの変調によって時刻ｔ０に得られる周波数をｆｃとして、この周波数ｆｃの信号（以下、搬送波とよぶ）を、周波数Ｆｓの周期変調成分Ｍｂにより周波数変調したものであると見なすことができる。
【００２７】
ここで、搬送波Ｍｃ(ｔ)，周期変調成分Ｍｂ(ｔ)は、各信号の振幅をＫ０，Ｋ１、各信号の位相をθ０，θ１であるとし、ωｃ＝２πｆｃ，ωｓ＝２πＦｓとすると、次の（４）（５）式にて表すことができる。
Ｍｃ(ｔ)＝Ｋ０・ｃｏｓ(ωｃ・ｔ＋θ０) （４）
Ｍｂ(ｔ)＝Ｋ１・ｃｏｓ(ωｓ・ｔ＋θ１) （５）
これら（４）（５）式に基づき、送信信号Ｓｓを分岐してなるローカル信号Ｌ(ｔ)を（６）式により、更に、目標物体で反射されたレーダ波を受信した受信アンテナから得られる受信信号Ｒ(ｔ)を（７）式により表すことができる。
【００２８】

つまり、ローカル信号Ｌ(ｔ)及び受信信号Ｒ(ｔ)のスペクトラムは、周波数ｆｃの搬送波と、周波数ｆｃ±Ｆｓの側波帯とを有したものとなる。
【００２９】
但し、送信信号（即ちローカル信号Ｌ(ｔ)）に対して受信信号Ｒ(ｔ)では、目標物体との距離及び相対速度に応じて、周波数がｆｄ（ωｄ＝２πｆｄ）だけずれ、また、搬送波Ｍｃ及び周期変調成分Ｍａの位相も、それぞれθｃ，θｓだけずれるものとする。また、Ａ，Ｂはそれぞれローカル信号Ｌ(ｔ)における搬送波及び側波帯の振幅、αはローカル信号Ｌ(ｔ)に対する受信信号Ｒ(ｔ)の減衰率である。更に、計算簡略化のためθ０＝θ１＝０としている。
【００３０】
そして、ローカル信号Ｌ(ｔ)と受信信号Ｒ(ｔ)とが高周波用ミキサ２２にて混合されることにより発生するビート信号Ｂ(ｔ)は（８）式にて表され、このうち、周波数Ｆｓ±ｆｄ（即ち、角速度ωｓ±ωｄ）で表される一次高調波成分Ｂ１(ｔ)を表す項のみを抽出して変形すると（９）式が得られる。
【００３１】
【数４】

【００３２】
更に、レーダ装置１３０における第２ローカル信号Ｌ２(ｔ)は、次の（１０）式にて表すことができる。
Ｌ２(ｔ)＝Ｋ２・ｃｏｓ(ωｓ・ｔ＋θ２) （１０）
但し、Ｋ２は振幅、θ２は位相である。
【００３３】
そして、第２ローカル信号Ｌ２(ｔ)とＢＰＦ３２にて抽出されたビート信号の一次高調波成分Ｂ１(ｔ)とが中間周波用ミキサ２３にて混合されることにより発生する第２ビート信号Ｃ(ｔ)は（１１）式にて表される。このうち周波数ｆｄ（即ち、角速度ωｄ）で表される基本波成分Ｃ０(ｔ)のみを抽出して変形すると（１２）式が得られ、更に、第２ローカル信号Ｌ２(ｔ)は、（５）式に示した周期変調成分Ｍｂ(ｔ)と同一波形であることから、計算簡略化のため行った上述の仮定に従えば、θ２＝θ１＝０とすることができ、更に式を変形すると（１３）式が得られる。
【００３４】
【数５】

【００３５】
つまり、レーダ装置１２０の信号処理部２４では、（９）式にて表されるビート信号の一次高調波成分Ｂ１(ｔ)に基づき、また、レーダ装置１３０の信号処理部２４では、（１２）式にて表される第２ビート信号の基本波成分Ｃ０(ｔ)に基づいて目標物体の検出が行われるのである。
【００３６】
しかし、これら（９）（１３）式から明らかなように、ビート信号の一次高調波成分Ｂ１(ｔ)は、振幅を表す項にｓｉｎ（θｓ／２）が乗じられているため、θｓ＝２π±２ｎπ（ｎは整数）の場合に出力が零となり、また同様に、第２ビート信号の基本波成分Ｃ０(ｔ)は、振幅を表す項に、ｓｉｎθｓが乗じられているため、θｓ＝π±ｎπ（ｎは整数）場合に出力が零となる。
【００３７】
上述の定義からθｓとは、ローカル信号Ｌ(ｔ)中での周期変調成分と受信信号Ｒ(ｔ)中での周期変調成分との位相差のことであり、この位相差θｓは、レーダ波が目標物体までの距離Ｒを往復したことにより生じたものであるため、次の（１４）式にて表すことができる。
【００３８】
【数６】

【００３９】
但し、λｓ＝ｃ／Ｆｓ，ｃは光速（レーダ波の伝搬速度）である。
そして、ビート信号の一次高調波成分Ｂ１(ｔ)により検出を行うレーダ装置１２０では、目標物体までの距離Ｒが、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓに基づく波長λｓの１／２の整数倍に等しい場合に、θｓ＝２π±２ｎπの関係を満たし、また、第２ビート信号の基本波成分Ｃ０(ｔ)により検出を行うレーダ装置１３０では、目標物体までの距離Ｒが、上記波長λｓの１／４の整数倍に等しい場合に、θｓ＝π±ｎπの関係を満たして、位相差θｓが零となる。
【００４０】
つまり、目標物体までの距離が上述のような特定の関係にある場合には、目標物体の検出に用いる信号Ｂ１(ｔ)，Ｃ０(ｔ)の強度、ひいては検出感度が、大きく低下してしまうのである。
例えば、周期変調成分Ｍｂの周波数がＦｓ＝１０．５ＭＨｚの場合、この周期変調成分Ｍｂに基づく波長は、λｓ＝２８ｍとなるため、レーダ装置１２０では、Ｒ＝１４ｍ，２８ｍ，４２ｍ…の各距離において、また、レーダ装置１３０では、Ｒ＝７ｍ，１４ｍ，２１ｍ，２８ｍ…の各距離において、レーダの感度が低下することが予想される。
【００４１】
実際にレーダ装置１２０を用いて、このようなレーダ波を目標物体に照射し、反射波の受信信号のピーク強度（即ち受信感度）を、目標物体までの距離を２〜２０ｍの間で変化させながら測定したところ、図２１のグラフに示すように、上述の理論通り、１４ｍの地点でレーダ装置１２０の受信感度が低下することが確認された。
【００４２】
本発明は、上記問題点を解決するために、直線変調成分と周期変調成分とにより周波数が２重に変調されたレーダ波を用いて目標物体との距離や相対速度を検出するレーダ装置において、該レーダ装置に要求される検知距離の全範囲内にて、感度のよい検出を行うことができるようにすることを目的とする。
【００４３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するためになされた第１発明である請求項１記載のレーダ装置では、送信信号生成手段が、時間に対して直線的に周波数を変化させる直線変調成分と、検出すべきビート信号の基本波成分の２倍以上の周波数で周期的に周波数を変化させる周期変調成分とにより変調された送信信号を生成する。
【００４４】
この送信信号がレーダ波として放射され、この時、高周波用ミキサは、目標物体により反射されたレーダ波の受信信号に、送信信号生成手段からの送信信号をローカル信号として混合し、これら混合された両信号の周波数差を成分とするビート信号を生成する。
【００４５】
すると演算手段は、送信信号が周期変調成分によって変調されていることにより、ビート信号に発生する高調波成分に基づいて、目標物体との距離又は相対速度を求める。
そして、特に本発明では、周期変調成分の周波数が、該周波数を有するレーダ波の半波長が当該レーダ装置に要求される最大検知距離より長くなるような大きさに設定されている。
【００４６】
従って、本発明のレーダ装置によれば、直線変調成分と周期変調成分とにより周波数が２重に変調されたレーダ波を用いるレーダ装置に特有な現象である、目標物体が特定距離（周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓに基づく波長λｓの１／２の整数倍）にある場合のビート信号の一次高調波成分の強度低下（ひいては検出感度の低下）が、図２２（ａ）に示すように、当該レーダ装置に要求される最大検知距離までの範囲内では発生せず、この範囲内にある目標物体を確実に検出することができる。
【００４７】
つまり、当該レーダ装置との相対的な距離が時々刻々と変化する目標物体を、その検出中に見失ってしまうことがなく、装置の信頼性を向上させることができる。
なお、図２２（ａ）は、レーダ装置の最大検知距離をＲmax ＝１００ｍとし、周期変調成分の周波数をＦｓ＝１ＭＨｚ（即ち、λｓ≒３００ｍであり、従って、λｓ／２＞Ｒmax ）とした場合、及びＦｓ＝２ＭＨｚ（即ち、λｓ≒１５０ｍであり、従って、λｓ／２＜Ｒmax ）とした場合について、０〜１６０ｍの範囲内にある目標物体を検出した時に得られる信号強度を、（９）及び（１４）式に基づいて算出したものである。但し、グラフの縦軸は距離０ｍの時を０ｄＢとして相対強度で表したものである。
【００４８】
ところで、周期変調成分としては、単純な正弦波，矩形波等を用いることができる他、請求項２記載のように、ｎビットのランダムな２値信号を基本単位とした繰り返し波形からなり、基本単位の繰り返し周波数が、ビート信号の基本波成分の２倍以上に設定されているものを用いてもよい。
【００４９】
この場合、このような周期変調成分のスペクトラムは、基本単位の繰り返し周波数と同じ周波数を有する信号成分を基本波として含むため、この周期変調成分の基本波により生じるビート信号の一次高調波成分を用いて目標物体の検出を行えば、請求項１記載のレーダ装置と同様の効果を得ることができる。
【００５０】
更に、請求項２記載のレーダ装置では、周期変調成分に、基本波の整数倍の周波数を有する高調波が含まれており、その信号強度も基本波と同程度に大きなものとなるため、この高調波の周波数近傍に生じるビート信号の高次高調波成分は、比較的大きな信号強度を有することになる。つまり、一次高調波成分以外の高次高調波成分でも、十分に大きな信号強度が得られ高精度な検出が可能となる。従って、請求項３記載のように、ビート信号に生じる高調波成分のうち、いずれか二つ以上を用いて目標物体の検出を行えば、より信頼性の高い検出を行うことができる。
【００５１】
次に、第２発明である請求項４記載のレーダ装置では、請求項１記載のレーダ装置と同様に目標物体との距離及び相対速度の検出を行い、特に本発明では、周期変調成分の周波数が、請求項１記載のレーダ装置とは異なり、該周波数を有するレーダ波の半波長が当該レーダ装置に要求される距離分解能より短くなる大きさに設定されている。
【００５２】
つまり、本発明のレーダ装置においては、ビート信号の一次高調波成分の強度低下が、当該レーダ装置に要求される距離分解能以下の距離毎に繰り返し発生することになる。しかし、距離分解能の大きさに区切られた任意の範囲を考えれば、その範囲全体としては、部分的に信号レベルの低下があったとしても、平均的には十分な信号レベルを有していることになるため、この平均的な信号レベルを検出することにより、目標物体の検出を行うことができる。
【００５３】
従って、本発明のレーダ装置によれば、当該レーダ装置に要求される検出範囲内の目標物体を、要求される距離分解能の精度で確実に検出することができ、請求項１記載の発明と同様に、目標物体を、その検出中に見失ってしまうことがなく、装置の信頼性を向上させることができる。
【００５４】
また、本発明のレーダ装置によれば、周期変調成分の周波数が高く設定されることになるため、結果的に、低周波ノイズの影響がより小さい周波数領域にビート信号の一次高調波成分を発生させることができ、よりＳＮ比の向上した感度のよい検出を行うことができる。
【００５５】
次に、第３発明である請求項５記載のレーダ装置では、請求項１記載のレーダ装置と同様に目標物体との距離及び相対速度の検出を行い、特に本発明では、送信信号生成手段に、直線変調成分の変化に同期させて周期変調成分の周波数を周期的に切り替える変調成分切替手段が設けられている。
【００５６】
従って、本発明のレーダ装置によれば、当該レーダ装置に要求される検出範囲内に、ビート信号の一次高調波成分の強度（検出感度）が特定距離にて低下する現象（以下、検出感度の低下現象という）が現れたとしても、この特定距離は、周期変調成分の繰り返し周波数に依存して変化するため、検出感度が低下する特定距離が互いに重なり合わないように、いくつかの繰り返し周波数の設定を選択すれば、この設定を適宜切り替えることにより、当該レーダ装置に要求される検出範囲内の目標物体を確実に検出することができる。
【００５７】
なお、本発明のレーダ装置では、周期変調成分の周波数を、直線変調成分の変化に同期させて周期的に切り替えている。
これは、この種のレーダ装置では、図１７及び図２０にて示したように、一般的に、上り変調と下り変調とからなる三角波状の直線変調成分を用い、上り／下りの各変調時にてそれぞれビート信号を検出し、検出された一対のビート信号に基づいて目標物体の検出を行っており、この直線変調成分を構成する三角波の繰り返し周期毎に、周期変調成分の周波数を切り替えていけば、効率よく様々な周波数の周期変調成分を用いて目標物体の検出を行うことができるからである。
【００５８】
また、周期変調成分の周波数の切り替えは、上述のように周期的に行うのではなく、請求項６記載のように、周波数切替制御手段により、演算手段にて算出された目標物体との距離に応じて制御するようにしてもよい。
即ち、（９）（１４）式を用いて明らかにしたように、周期変調成分の周波数に基づく波長λｓ（従って周期変調成分の周波数）から、任意の距離Ｒにおける目標物体の検出感度を求めることができるため、現在検出されている目標物体までの距離に基づいて、その距離での感度が良好なものとなるように、周期変調成分の周波数を調節すれば、常に、良好な検出感度にて精度のよい検出を行うことができる。
【００５９】
次に、第４発明である請求項７記載のレーダ装置では、請求項１記載のレーダ装置の構成に加えて中間周波用ミキサを備えており、この中間周波用ミキサが、高周波用ミキサにて生成されたビート信号に、周期変調成分と同期した第２ローカル信号を混合し、この混合された信号の周波数差を成分とする第２ビート信号を生成し、演算手段が、中間周波用ミキサにて生成された第２ビート信号の基本波成分に基づき、目標物体との距離又は相対速度を求める。
【００６０】
そして、特に本発明では、周期変調成分と第２ローカル信号との位相差を調節する位相差調節手段が設けられている。
先に説明した（１２）式からわかるように、第２ビート信号の基本波成分Ｃ０は、ｓｉｎ（θｓ／２）の値が小さくなる領域以外に、ｃｏｓ（−θｓ／２＋θ２）の値が小さくなる領域でも信号強度（即ち検出感度）の低下が生じる。しかし、後者については第２ビート信号の位相θ２を調節することによって、図２２（ｂ）に示すように、検出感度が低下する特定距離を変化させることができる。
【００６１】
従って、例えば請求項８記載のように、演算手段にて算出された目標物体の距離に応じて、位相差調節手段による位相差の調節量を制御する位相差調節量制御手段を設ければ、常に良好な検出感度にて目標物体の検出を行うことができる。
なお、図２２（ｂ）は、周期変調成分の周波数をＦｓ＝１ＭＨｚ（λｓが約３００ｍ）とし、第２ローカル信号の位相θ２（ここでは、周期変調成分の位相をθ１＝０としているので、θ２は、周期変調成分に対する第２ローカル信号の位相差△θ＝θ２−θ１を表している）を、０°，４５°，９０°，１２０°，１３５°，１８０°に設定した各場合について、０〜１６０ｍの範囲内にある目標物体を検出した時に得られる信号強度を、（１２）式に基づいて算出したものである。但し、図２２（ａ）と同様に、グラフの縦軸は距離０ｍの時を０ｄＢとして相対強度で表したものである。
【００６２】
ところで、位相差調節手段にて周期変調成分と第２ローカル信号との位相差が、固定的に調節される場合であっても、例えば、請求項９記載のように、その位相差が９０°±１８０°×ｍに調節されるのであれば、（１２）式から明らかなように（（１２）式では周期変調成分の位相をθ１＝０と仮定したものであるため、第２ローカル信号の位相θ２が位相差を表している）、ｓｉｎ（θｓ／２）に基づく特定距離でのみ検出感度の低下が生じることになる。従って、中間周波用ミキサを持たないレーダ装置と同様に取り扱うことができ、検出感度の低下現象への対処を容易に行うことができる。
【００６３】
また、高周波用ミキサと中間周波用ミキサとの間に、ビート信号の信号成分のうち、第２ローカル信号の周波数近傍の信号成分のみを通過させるバンドパスフィルタ、或いはこの信号成分のみを増幅する増幅器のうち少なくとも一方からなる信号強調手段が設けられている時には、中間周波用ミキサに入力されるビート信号は、高周波用ミキサに入力される受信信号より、信号強調手段での位相遅延分だけ遅れることになる。
【００６４】
このような場合には、この位相遅延分θdlを考慮して、請求項１０記載のように、周期変調成分と第２ローカル信号との位相差△θが、△θ−θdl＝９０°±１８０°×ｍ（ｍは整数）となるように位相差調節手段を設定すればよい。
なお、請求項１にて説明したように、周期変調成分の周波数に基づく波長λｓの１／２が最大検知距離Ｒmax より大きくなるように設定する場合、実用的には余裕を見込んで大きめに設定するため、位相差調節手段では、その余裕に相当する分だけ位相差が小さめに調節されたとしても、最大検知距離Ｒmax 内で検出感度が低下することがない。そして、λｓ／２＞Ｒmax に設定されている場合、周期変調成分と第２ローカル信号との位相差△θを、次の（１５）式に示す△θRmaxに設定すると、最大検知距離Ｒmax にて検出感度の低下現象が生じることになる。
【００６５】
【数７】

【００６６】
つまり、位相差調節手段での位相差△θ（信号強調手段を含む場合は、△θ−θdl）の調節量は、θRmax≦△θ≦９０°（θRmax≦△θ−θdl≦９０°）であれば、理論上、最大検知距離Ｒmax の範囲内で検出感度の低下現象が生じることはなく、例えば、λｓ／２が最大検知距離Ｒmax の１．５倍程度となるように周期変調成分の周波数を設定した場合には、最大検知距離Ｒmax での位相差△θRmaxは３０°となる。しかし、この場合、実用的には、マージンを見込んで、位相差調節手段での位相差△θ（△θ−θdl）の調節量は、４５°≦△θ≦９０°（４５°≦△θ−θdl≦９０°）程度に設定することが望ましい。
【００６７】
次に、請求項１１記載のレーダ装置では、第２ローカル信号が、周期変調成分のｎ倍の周波数を有するように設定されている。即ち、このような周波数成分を有する第２ローカル信号を用いれば、中間周波用ミキサにて、ビート信号に含まれるｎ次高調波成分を第２ビート信号の基本波成分に変換することができる。
【００６８】
従って、本発明のレーダ装置によれば、使用される環境条件に応じて低周波ノイズの他、外部からの妨害電波の少ない領域に発生している高調波成分が選択されるよう、上記倍数を適宜選択すれば、よりＳＮ比が向上し検出感度を高めることができる。
【００６９】
なお、第２ローカル信号が周期変調成分のｎ倍の周波数を持つようにするには、例えば、請求項１２記載のように、周期変調成分をｎ倍に逓倍することにより第２ローカル信号を生成するようにしてもよいし、請求項１３記載のように、第２ローカル信号を１／ｎに分周することにより周期変調成分を生成するようにしてもよい。
【００７０】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施例を図面と共に説明する。
［第１実施例］
図１は、第１実施例のレーダ装置の全体構成を表すブロック図である。
【００７１】
本実施例のレーダ装置１０は、図１９（ａ）を用いて説明した先願のレーダ装置１２０と同様に、三角波発生器２６と正弦波発振器２７と加算器２８とからなる変調信号生成回路１４，高周波発振器１２，分配器１８，送信アンテナ１６，受信アンテナ２０，高周波用ミキサ２２，信号処理部２４を備えている。
【００７２】
なお、変調信号生成回路１４，高周波発振器１２が本発明における送信信号生成手段に相当し、信号処理部２４が同じく演算手段に相当する。
そして、本実施例では、当該レーダ装置１０に要求される最大検知距離がＲmax ＝１００ｍ（以下、各実施例で同様）であり、正弦波発振器２７が生成する周期変調成分Ｍｂの周波数はＦｓ＝１ＭＨｚ、即ち、レーダ波送出空間での周波数Ｆｓである信号成分の波長（以下、空間波長とよぶ）λｓ（＝ｃ／Ｆｓ）が約３００ｍであり、周期変調成分Ｍｂの空間波長λｓの１／２（即ち１５０ｍ）が、最大検知距離Ｒmax より大きく（λｓ／２＞Ｒmax ）なるように設定されている。
このように構成された本実施例のレーダ装置１０によれば、最大検知距離Ｒmax 以下の範囲では、レーダの検知感度が低下する現象を発生することがなく、常に良好な感度にて目標物体の検出を行うことができる
［第２実施例］
次に、第２実施例について説明する。
【００７３】
本実施例では、第１実施例のレーダ装置１０と全く同様のブロック構成をしており、正弦波発振器２７の設定のみが異なっている。
即ち、本実施例では、当該レーダ装置１０に要求される距離分解能が△Ｒ＝１ｍであり、正弦波発振器２７が生成する周期変調成分Ｍｂの周波数は、Ｆｓ＝３００ＭＨｚ、即ち、周期変調成分Ｍｂの空間波長λｓが約１ｍであり、この空間波長λｓの１／２（即ち０．５ｍ）が、距離分解能△Ｒより小さく（λｓ＜△Ｒ）なるように設定されている。
【００７４】
このように構成された本実施例のレーダ装置１０によれば、検出感度の低下現象は、距離分解能△Ｒより短い周期で繰り返されるが、距離分解能△Ｒの範囲を測定単位として考えると、その測定範囲内では、平均的には十分な検出感度を得ることができる。このため、検出感度の低下現象を原因として、最大検知距離Ｒmax の範囲内で目標物体を見失ってしまうことがない。
【００７５】
従って、第１実施例のレーダ装置１０と同様に、常に良好な検出感度にて目標物体の検出を行うことができる。
［第３実施例］
次に、第３実施例について説明する。
【００７６】
本実施例のレーダ装置１０ａは、第１実施例のレーダ装置１０とは、一部構成が異なるだけであるため、この構成の相違する部分を中心に説明する。
即ち、本実施例のレーダ装置１０ａは、図２に示すように、周期変調成分Ｍｂの生成用として、正弦波発振器２７の代わりに、ランダムパターンからなるデジタル信号を繰り返し生成する信号発生器２５を備えている以外は、第１実施例のレーダ装置１０と全く同様の構成をしている。
【００７７】
そして、信号発生器２５は、図３に示すように、１ビット幅が０．１μｓである１０ビットのランダムパターン（本実施例では、「１００１０１０１１０」）を基本単位として、これを繰り返し生成するように構成されている。
このように構成された信号発生器２５が生成する周期変調成分Ｍｂは、様々な周波数成分を含んでおり、具体的には、図４に示すように、基本単位の繰り返し周期Ｔｓ＝１μｓに基づく周波数Ｆｓ＝１／Ｔｓ＝１ＭＨｚをはじめとして、その整数倍の周波数成分（２ＭＨｚ，３ＭＨｚ…）を含んだものとなる。
【００７８】
このように構成された本実施例のレーダ装置１０ａでは、周期変調成分Ｍｂの各信号成分近傍に、ビート信号Ｂの高調波成分が発生し、しかも、２ＭＨｚ以上の信号成分でも１ＭＨｚのものと同程度の信号強度が得られる。
つまり、このような周期変調成分Ｍｂにより生成されるビート信号Ｂの高調波成分は、信号強度が十分に大きなものとなるため、信号処理部２４では、使用する環境に応じて、目標物体の検出処理に用いる高調波成分として、使用される環境に応じてＳＮ比の最も小さいものを適宜選択することで、精度のよい検出を行うことができる。
【００７９】
また、特に、基本単位の繰り返し周期に基づく高調波成分（周波数Ｆｓ＝１ＭＨｚ）により目標物体の検出を行う場合には、第１実施例のレーダ装置１０と同様に、この高調波成分の空間波長λｓが約３００ｍであり、λｓ／２＞Ｒmax となるため、最大検知距離Ｒmax 以下の範囲では、レーダの検知感度が低下する現象を発生することがなく、常に良好な感度にて目標物体の検出を行うことができる。
［第４実施例］
次に、第４実施例について説明する。
【００８０】
本実施例のレーダ装置１０ｂは、第１実施例のレーダ装置１０とは、一部構成が異なるだけであるため、この構成の相違する部分を中心に説明する。
即ち、本実施例のレーダ装置１０ｂは、図５に示すように、周期変調成分Ｍｂを生成するための構成として、正弦波発振器２７の代わりに、発振周波数が互いに異なる第１正弦波発振器２７ａ及び第２正弦波発振器２７ｂと、切替信号ＳＣ１に従って、両正弦波発振器２７ａ，２７ｂの出力のうちいずれか一方を周期変調成分Ｍｂとして加算器２８に供給する切替スイッチ２９とを備え、更に、三角波発生器２６を起動する起動信号ＳＣ２や、切替スイッチ２９への切替信号ＳＣ１を生成する変調信号制御部４１を備えている。これら正弦波発振器２７ａ，２８ａ、切替スイッチ２９、変調信号制御部４１が、本発明における変調周期切替手段に相当する。
【００８１】
なお、本実施例では、第１正弦波発振器２７ａの発信周波数が３．５ＭＨｚ、第２正弦波発振器２７ｂの発信周波数が４．５ＭＨｚに設定されている。
そして、変調信号制御部４１は、起動信号ＳＣ２を出力して三角波発生器２６を起動すると、以後、三角波発生器２６が生成する三角波の１周期が終了する毎に、切替信号ＳＣ１を出力して加算器２８に接続される正弦波発振器２７ａ，２７ｂを交互に切り替えることにより、周期変調成分Ｍｂの周波数を切り替えるように構成されている。
【００８２】
ここで、図６は、第１正弦波発振器２７ａにて生成された周期変調成分Ｍｂ（周波数３．５ＭＨｚ）或いは第２正弦波発振器２７ｂにて生成された周期変調成分Ｍｂ（周波数４．５ＭＨｚ）のそれぞれを用いて、０〜１５０ｍの範囲内にある目標物体の検出を行った場合に、信号強度が変化する様子を（９）及び（１４）式に基づいて求めた結果を表すグラフである。但し、グラフの縦軸は距離０ｍの時を０ｄＢとした相対強度で表している。
【００８３】
図６に示されているように、本実施例のレーダ装置１０ｂによれば、周波数の異なる２種類の周期変調成分Ｍｂを用いたそれぞれの場合での検出特性が、検出感度の低下現象を互いに補い合っているため、最大検知距離Ｒmax ＝１００ｍまでの範囲内に存在する目標物体を良好な感度にて確実に検出できる。
【００８４】
ところで、本実施例では、変調信号制御部４１を、三角波発生器２６が生成する三角波の１周期毎に周期変調成分Ｍｂの周波数が切り替わるよう構成したが、図５中点線にて示すように、信号処理部２４からの切替指令ＳＣｇがあると、それに応じて、三角波の周期の区切れ目（例えば下り変調から上り変調に切り替わるタイミング、又はその逆のタイミング）にて、切替信号ＳＣ１を出力するように構成してもよい。
【００８５】
この場合、信号処理部２４では、通常に行われる、ビート信号に基づいて目標物体との距離及び相対速度を検出する目標物体検出処理の他に、その検出結果に基づいて、変調信号制御部４１への切替指令ＳＣｇを出力する周波数切替制御手段としての切替指令出力処理が実行される。
【００８６】
この切替指令出力処理を、図７に示すフローチャートに沿って説明する。
即ち、本処理が起動されると、まずＳ１１０では、目標物体検出処理の検出結果を読み込み、続くＳ１２０では、衝突危険性のある目標物体、或いは最も近くに存在する目標物体を抽出する。
【００８７】
続くＳ１３０では、Ｓ１２０にて抽出された目標物体との距離に基づき、その距離付近での検出感度がより良好となる周期変調成分の周波数を選択し、続くＳ１４０では、その選択に従って、変調信号制御部４１が切替スイッチ２９を切り替えるように切替指令ＳＣｇを出力して本処理を終了する。
【００８８】
このように、注目すべき目標物体との距離の検出結果に基づき、周期変調成分Ｍｂの周波数を切り替えるようにすれば、その目標物体が存在する距離付近での検出感度が常に良好なものとなるため、その目標物体を検出中に見失ってしまうことがなく、信頼性の高い検出を行うことができる。
【００８９】
なお、本実施例では、周期変調成分Ｍｂの周波数を２種類に切り替えたが、３種類以上に切り替えてもよい。特にこのような場合、正弦波発振器を複数設けるのではなく、周期変調成分Ｍｂの生成に電圧制御発振器等、周波数を制御可能な発振器を用いてもよい。
［第５実施例］
次に、第５実施例について説明する。
【００９０】
本実施例のレーダ装置１０ｃは、第１実施例のレーダ装置１０とは、一部構成が異なるだけであるため、この構成の相違する部分を中心に説明する。
即ち、本実施例のレーダ装置１０ｃは、図８に示すように、第１実施例のレーダ装置１０の構成に加えて、正弦波発振器２７が生成する周期変調成分Ｍｂから、この周期変調成分Ｍｂに対して予め設定された位相差△θを有する第２ローカル信号Ｌ２を生成する位相差調節手段としての位相調節器４２と、高周波用ミキサ２２が生成するビート信号Ｂに、位相調節器４２からの第２ローカル信号Ｌ２を混合して第２ビート信号Ｃを生成する中間周波用ミキサ２３とを備えている。
【００９１】
このように構成された本実施例のレーダ装置１０ｃでは、ビート信号Ｂの信号成分のうち、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓ近傍に生じる一次高調波成分（周波数Ｆｓ±ｆｄ）が、中間周波用ミキサ２３にて第２ローカル信号Ｌ２（周波数Ｆｓ）と混合されることにより、第２ビート信号Ｃの基本波成分Ｃ０（周波数ｆｄ）に変換される。
【００９２】
そして、信号処理部２４では、第２ビート信号の基本波成分Ｃ０を用いて目標物体との距離や相対速度を検出する等の各種演算処理を実行する。
ここで位相調節器４２は、図９に示すように、演算増幅器ＯＰ１を中心に抵抗Ｒ１，コンデンサＣ１と共に構成された周知の積分回路４３と、同じく演算増幅器ＯＰ２を中心に抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４と共に構成された周知の反転増幅器４４とにより構成されている。
【００９３】
そして、この位相調節器４２に入力される周期変調成分Ｍｂが、先の（５）式にて表されるものとすると、積分回路を通過した信号Ｍｂ’(ｔ)の波形は（１６）式で表され、更に、反転増幅器を通過した信号、即ち第２ローカル信号Ｌ２(ｔ)の波形は（１７）式で表される。
【００９４】

即ち、この位相調節器４２は、周期変調成分Ｍｂ（位相θ１）と第２ローカル信号Ｌ２（位相θ２＝θ１＋π／２）との位相差△θ（＝θ２−θ１）をπ／２［ｒａｄ］、つまり９０°に調整している。
【００９５】
従って、本実施例のレーダ装置１０ｃによれば、中間周波用ミキサ２３を備えていない第１実施例のレーダ装置１０と同様に、ｓｉｎ(θｓ／２)に相当する特定距離でのみ検出感度の低下現象が現れ、当該レーダ装置１０ｃに要求される最大検知距離Ｒmax の範囲内では、検出感度の低下現象が現れないため、検出中に目標物体を見失うことがなく、信頼性の高い検出を行うことができる。
【００９６】
ところで、本実施例では、周期変調成分Ｍｂに対して９０°の位相差を有する第２ローカル信号Ｌ２を生成するために、演算増幅器ＯＰ１，ＯＰ２を中心としたアナログ回路のみからなる位相調節器４２を用いたが、例えば、図１０（ａ）に示すように、正弦波発振器２７の代わりに、生成すべき周期変調成分Ｍｂの２倍の発信周波数（２×Ｆｓ）を有した矩形波Ｘ１を生成する矩形波発生器２５ａを用い、位相調節器４２ａは、矩形波発生器２５ａが生成した矩形波Ｘ１を周波数が１／２となるよう分周する第１分周器４５と、第１分周器４５の出力Ｍｂ’から高調波成分を除去することにより、基本波成分（周波数Ｆｓ）だけからなる周期変調成分Ｍｂを生成する第１ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４６と、矩形波発生器２５ａが生成した矩形波Ｘ１を反転する反転回路４７と、反転回路４７の出力Ｘ２を周波数が１／２となるよう分周する第２分周器４８と、第２分周器４８の出力Ｌ２’から高調波成分を除去することにより、基本波成分（周波数Ｆｓ）だけからなる第２ローカル信号Ｌ２を生成する第２ＬＰＦ４９とにより構成されているものを用いてもよい。
【００９７】
このように構成された位相調節器４２ａでは、図１０（ｂ）に示すように、反転回路４７により、矩形波Ｘ１，Ｘ２の位相差が１８０°となり、この両矩形波Ｘ１，Ｘ２をそれぞれ分周することで、位相差が９０°の矩形波Ｍｂ’，Ｌ２’が生成され、更に、これら矩形波Ｍｂ’，Ｌ２’の基本波成分のみを抽出することにより、９０°の位相差を有する周期変調成分Ｍｂ及び第２ローカル信号Ｌ２が生成される。
【００９８】
即ち、位相調節器４２ａは、ＬＰＦ４６，４９以外は、デジタル回路にて構成可能なため、簡単且つ安価に作製することができる。
また、図１１に示すように、高周波用ミキサ２２と中間周波用ミキサ２３との間に、第２ローカル信号Ｌ２の周波数近傍の信号成分のみ通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５０や、同信号成分のみを増幅する増幅器５２が設けられたレーダ装置１０ｄの場合、これらＢＰＦ５０や増幅器５２での位相遅延量をθ３とすると、位相調節器４２にて、第２ローカル信号Ｌ２の位相θ２を、遅延した信号に対する位相差△θ’（＝θ２−（θ１＋θ３）＝△θ−θ３）が９０°となるように調節すればよい。このレーダ装置１０ｄでは、ＢＰＦ５０と増幅器５２とをいずれも備えているが、いずれか一方のみを備えるようにしてもよい。
【００９９】
ここで、図１２には、周期変調成分Ｍｂの周波数を１ＭＨｚとし、目標物体の位置を１０ｍ，３０ｍ，７５ｍ，１００ｍにそれぞれ固定し、それぞれについて、周期変調成分Ｍｂ（位相θ１）と第２ローカル信号Ｌ２（位相θ２）との位相差△θ（＝θ２−θ１）変化させた時に得られる第２ビート信号Ｃの信号強度を、（１２）及び（１４）式を用いて求めた結果を示す。但し、グラフの縦軸は距離０ｍの時を０ｄＢとした相対強度で表している。
【０１００】
図１２に示すように、周期変調成分Ｍｂの周波数が１ＭＨｚ、即ち、その空間波長λｓの１／２が、最大検知距離Ｒmax の約１．５倍程度に設定されている場合、位相差△θが、４５°〜９０°の範囲内に設定されていれば、１０ｍ〜１００ｍまでの間の検知距離では、検出感度の低下現象が現れないことがわかる。
【０１０１】
従って、位相調節器４２では、位相差△θ（ＢＰＦ５０や増幅器５２を備えている場合には△θ’）が９０°となるよう、第２ローカル信号Ｌ２の位相θ２を必ずしも厳密に調節する必要はなく、位相調節器４２を比較的精度の低いもの、例えば遅延線により構成したもの等を用いてもよい。この場合、装置を安価に構成することができる。
［第６実施例］
次に、第６実施例について説明する。
【０１０２】
本実施例のレーダ装置１０ｅは、第５実施例のレーダ装置１０ｃとは、一部構成が異なるだけであるため、この構成の相違する部分を中心に説明する。
即ち、本実施例のレーダ装置１０ｄは、図１３に示すように、位相調節器４２が調節指令ＳＣｐに従って第２ローカル信号Ｌ２の位相θ２を任意に変化させることができるように構成されていると共に、信号処理部２４が、目標物体検出処理での検出結果に基づいて、位相調節器４２への調節指令ＳＣｐを出力する位相差調節量制御手段としての調節指令出力処理を実行するように構成されている。
【０１０３】
この調節指令出力処理を、図１４に示すフローチャートに沿って説明する。
本処理が起動されると、まずＳ２１０，Ｓ２２０は、先に説明した切替指令出力処理と全く同様に、目標物体検出処理の検出結果を読み込み、その中から衝突危険性のある目標物体、或いは最も近くに存在する目標物体等、注目すべき目標物体を抽出する。
【０１０４】
続くＳ２３０では、Ｓ２２０にて抽出された目標物体との距離に基づき、その距離付近で安定した検出感度が得られるような位相差を算出し、続くＳ２４０ではその位相差を位相調節器４２に実現させるための調節指令ＳＣｐを出力して本処理を終了する。
【０１０５】
即ち、先に図１２にて示したように、目標物体までの距離を固定して考えた場合、周期変調成分Ｍｂ（位相θ１）と第２ローカル信号Ｌ２（位相θ２）との位相差△θ＝θ２−θ１が特定の値にある時に、第２ビート信号Ｃの信号強度が低下し、その低下現象が現れる位相差は、目標物体までの距離に応じて変化する。
【０１０６】
しかし、本実施例のレーダ装置１０ｅによれば、注目すべき目標物体との距離の検出結果に基づき、周期変調成分Ｍｂと第２ローカル信号Ｌ２との位相差を適宜調節（例えば、目標物体が７５ｍ付近にある場合には、位相差△θ＝９０°）できるようにされており、注目すべき目標物体が存在する距離付近での検出感度を常に良好なものとすることができるため、その目標物体を検出中に見失ってしまうことがなく、信頼性の高い検出を行うことができる。
［第７実施例］
次に、第７実施例について説明する。
【０１０７】
本実施例のレーダ装置１０ｆは、第５実施例のレーダ装置１０ｃとは、一部構成が異なるだけであるため、この構成の相違する部分を中心に説明する。
即ち、本実施例のレーダ装置１０ｆは、図１５に示すように、第５実施例のレーダ装置の構成に加え、正弦波発振器２７と位相調節器４２との間に、正弦波発振器２７からの周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓをｎ倍に逓倍して第２ローカル信号Ｌ２（周波数ｎ×Ｆｓ）を生成する周波数逓倍器５４を備えている。
【０１０８】
このように構成された本実施例のレーダ装置１０ｆでは、中間周波用ミキサ２３にて、ビート信号Ｂと第２ローカル信号Ｌ２が混合されることにより、ビート信号Ｂのｎ次高調波成分Ｂｎ（周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｄ）が、第２ビート信号Ｃの基本波成分Ｃ０（周波数ｆｄ）に変換される。
【０１０９】
従って、本実施例のレーダ装置１０ｆによれば、ビート信号Ｂを構成する高調波成分のうち最もＳＮ比の優れたものが、第２ビート信号Ｃの基本波成分Ｃ０に変換されるよう周波数逓倍器５４の逓倍数ｎを設定することにより、常に良好な感度にて検出を行うことができる。
【０１１０】
ところで本実施例では、周期変調成分Ｍｂの周波数をｎ倍することで、ｎ倍の周波数を有する第２ローカル信号Ｌ２を生成しているが、逆に、図１６に示すレーダ装置１０ｇのように、正弦波発振器２７の発振周波数を周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓのｎ倍とし、この正弦波発振器２７の出力の周波数を１／ｎ倍に分周する分周器５６を設け、この分周器５６の出力を周期変調成分Ｍｂとして加算器２８に供給すると共に、正弦波発振器２７の出力をそのまま位相調節器４２に供給するように構成することにより、周期変調成分Ｍｂのｎ倍の周波数を有する第２ローカル信号Ｌ２を生成するようにしてもよい。
【０１１１】
このように構成されたレーダ装置１０ｇでは、上述のレーダ装置１０ｆと全く同様の効果を得ることができる。
なお、レーダ装置１０ｆにおける周波数逓倍器５４の逓倍数ｎ、及びレーダ装置１０ｇにおける分周器５６の分周数１／ｎを、信号処理部２４からの指令により切り替え可能に構成してもよい。この場合、使用条件の変化に応じて、ビート信号Ｂの高調波成分のうち最もＳＮ比のよいものが適宜選択して第２ビート信号Ｃの基本波成分Ｃ０に変化されるようにすれば、外来ノイズの発生状態がどのように変化したとしても、常に当該レーダ装置１０ｆ，１０ｇの検出能力を最大限に引き出すことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第１及び第２実施例のレーダ装置の概略構成図である。
【図２】 第３実施例のレーダ装置の概略構成図である。
【図３】 周期変調成分の波形を表す説明図である。
【図４】 周期変調成分のスペクトラム図である。
【図５】 第４実施例のレーダ装置の概略構成図である。
【図６】 目標物体までの距離に応じてビート信号の信号強度が変化する様子を表すグラフである。
【図７】 切替指令出力処理を表すフローチャートである。
【図８】 第５実施例のレーダ装置の概略構成図である。
【図９】 位相調節器の詳細な構成を表す回路図である。
【図１０】 位相調節器の他の構成を表すブロック図、及びその動作を表すタイミング図である。
【図１１】 第５実施例の変形例の概略構成図である。
【図１２】 周期変調成分と第２ビート信号との位相差に応じて第２ビート信号の信号強度が変化する様子を表すグラフである。
【図１３】 第６実施例のレーダ装置の概略構成図である。
【図１４】 調節指令出力処理を表すフローチャートである。
【図１５】 第７実施例のレーダ装置の概略構成図である。
【図１６】 第７実施例の変形例の概略構成図である。
【図１７】 ＦＭＣＷレーダ装置の動作原理を表す説明図である。
【図１８】 従来のレーダ装置の概略構成図である。
【図１９】 先願に示されたレーダ装置の概略構成図である。
【図２０】 先願のレーダ装置に用いられるレーダ波の変調状態を表す説明図である。
【図２１】 ビート信号の検出感度の低下現象を表す実験結果である。
【図２２】 ビート信号及び第２ビート信号の検出感度の低下現象を表すグラフである。
【符号の説明】
１０，１０ａ〜１０ｇ…レーダ装置 １２…高周波発振器
１４…変調信号生成回路 １６…送信アンテナ １８…分配器
２０…受信アンテナ ２２…高周波用ミキサ ２３…中間周波用ミキサ
２４…信号処理部 ２５…信号発生器 ２５ａ…矩形波発生器
２６…三角波発生器 ２７，２７ａ，２７ｂ…正弦波発振器
２８…加算器 ２９…切替スイッチ ３２，５０…バンドパスフィルタ
４１…変調信号制御部 ４２，４２ａ…位相調節器 ４３…積分回路
４４…反転増幅器 ４５，４８…分周器 ４６，４９…ローパスフィルタ
４７…反転回路 ５２…増幅器 ５４…周波数逓倍器 ５６…分周器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an FMCW radar device that is used for preventing collision of a moving body and extracts information on a relative distance and a relative speed with a target object by transmitting and receiving a frequency-modulated radar wave.
[0002]
[Prior art]
In recent years, attempts have been made to mount radar devices on automobiles and apply them as safety devices such as collision prevention. However, as an on-vehicle radar device, it is possible to detect the distance and relative speed of a target at the same time, and to configure it. However, an FMCW radar device (hereinafter referred to as FMCW radar device) that is relatively simple and suitable for downsizing and cost reduction is used.
[0003]
In this FMCW radar apparatus, as shown by a solid line in FIG. 17A, a transmission signal Ss that is frequency-modulated by a triangular wave-like modulation signal and whose frequency gradually increases and decreases linearly with respect to time is transmitted as a radar wave. A radar wave reflected by the target object is received. At this time, the reception signal Sr is delayed by a time Td corresponding to a time required for the radar wave to reciprocate between the target object, that is, a distance to the target object, as indicated by a dotted line in FIG. The Doppler shift is performed by the frequency Fd corresponding to the relative speed between the radar and the target object.
[0004]
Then, by mixing such reception signal Sr and transmission signal Ss with a mixer, as shown in FIG. 17B, a beat signal B which is a frequency component of the difference between these signals Sr and Ss is generated, The frequency of the beat signal B when the frequency of the transmission signal Ss increases (hereinafter referred to as the beat frequency during uplink modulation) is fu, and the beat frequency when the frequency of the transmission signal Ss decreases (hereinafter the beat during downlink modulation). The frequency R) is set to fd, and the distance R to the target object and the relative speed V are calculated using the following equations (1) and (2).
[0005]
[Expression 1]

[0006]
[Expression 2]

[0007]
Here, c is the radio wave propagation speed, T is the period of the triangular wave that modulates the transmission signal, ΔF is the frequency fluctuation width of the transmission signal, and Fo is the center frequency of the transmission signal.
Here, in order to apply such an FMCW radar apparatus as a vehicle-mounted radar apparatus, a target object within a range of about 100 to 200 m as a maximum distance can be detected with a distance resolution of at least several meters. Need to be configured. It is known that the distance resolution ΔR of the FMCW radar apparatus is expressed by the equation (3).
[0008]
[Equation 3]

[0009]
As is clear from the equation (3), in order to obtain a distance resolution of several meters, it is necessary to set the frequency fluctuation width ΔF to about 100 MHz, and secure such a frequency fluctuation width ΔF. In order to achieve this, it is necessary to set the center frequency Fo of the transmission signal to a frequency band (several tens GHz to several hundreds GHz) called a millimeter wave.
[0010]
For example, when the transmission signal Ss is ΔF = 100 MHz and T = 1 ms, it is detected when the relative speed V to the target object is 0 (that is, fu = fd) and the distance R to the target object is 100 m. The beat frequencies fu and fd are 133 KHz. If the target object is within a distance of 100 m or less, a beat signal B of 133 KHz or less is detected. If the relative speed V is not 0, the frequency when the relative speed V is 0 is the center. A beat signal B having a frequency increased or decreased by the amount of Doppler shift is detected. That is, when used as an on-vehicle radar device, it is required that a beat signal of several tens of KHz to several hundreds of KHz can be detected.
[0011]
However, in a high-frequency mixer that handles high-frequency band signals such as millimeter waves, AM-FM conversion noise consisting of frequency components of signal strength fluctuations and 1 / f noise having an intensity inversely proportional to the frequency are superimposed on the output of the mixer. Is done. In addition, since the intensity of these AM-FM conversion noise and 1 / f noise (hereinafter collectively referred to as low frequency noise) is relatively strong in the frequency range of several tens KHz to several hundred KHz as the beat signal B, the beat There has been a problem that the signal-to-noise ratio (hereinafter referred to as SN ratio) of the signal B is deteriorated.
[0012]
On the other hand, for example, in JP-A-5-40169, as shown in FIG. 18, the high-frequency oscillator 12 that generates a high-frequency transmission signal Ss and the frequency of the transmission signal Ss generated by the high-frequency oscillator 12 are triangular. A triangular wave generator 26 for generating a modulation signal Sm for linearly modulating the signal, a transmission antenna 16 for transmitting the transmission signal Ss from the high-frequency oscillator 12 as a radar wave, and reception for receiving a radar wave reflected by the target object. A general configuration including an antenna 20 and a high-frequency mixer 22 that generates a beat signal B by mixing the local signal L from the distributor 18 that distributes the transmission signal Ss to the reception signal Sr from the reception antenna 20. A second oscillator 36 for generating a switching signal having a frequency more than twice that of the beat signal B; The local signal L is mixed with the switching reception signal by the switching circuit 38 that periodically turns on / off the reception signal Sr from the reception antenna 20 by the switching signal and the high-frequency mixer 22, thereby switching frequency. A band-pass filter 32 for extracting the frequency component of the beat signal generated in the frequency region corresponding to the frequency component extracted by the band-pass filter 32, and a switching signal from the second oscillator 36 as a band-pass filter 40. An FMCW radar apparatus 110 including an intermediate frequency mixer 23 that re-converts a beat signal into an original frequency band of several tens to several hundreds KHz by mixing with the signal shaped by the above-described method is disclosed.
[0013]
In this apparatus 110, if the frequency of the switching signal is set to about several MHz, the frequency component of the beat signal can be generated in a region (about several MHz) where the influence of low frequency noise is sufficiently small, Since the frequency mixer 23 handles beat signals and switching signals (both of about several MHz) having a frequency lower than that of the millimeter wave handled by the high frequency mixer 22, the low frequency noise superimposed on the output of the frequency mixer 23 is high frequency mixer. Small enough compared to 22.
[0014]
That is, the high frequency mixer 22 generates the beat signal B in a frequency region where the influence of the low frequency noise is small, and the frequency component of the beat signal B is transmitted to the original frequency band by the intermediate frequency mixer 23 with low low frequency noise. Therefore, the influence of the low frequency noise can be reduced, and the SN ratio of the beat signal B is improved.
[0015]
However, in this apparatus 110, since the switching circuit 38 is inserted between the reception antenna 20 and the high frequency mixer 22, that is, the transmission path of the reception signal Sr which is a high frequency signal in the millimeter wave band, it is reflected on the target object. There has been a problem that the weak radar wave received signal Sr that has returned is further attenuated.
[0016]
Moreover, the switching circuit 38 is generally in an on state and an off state, and the input of the circuit. Inn There is also a problem that the impedance varies and adversely affects the operation of other circuits connected to the switching circuit 38, for example, the high frequency mixer 22.
In order to solve these problems, the present inventors have already made a simple application in Japanese Patent Application No. 9-235157 (hereinafter referred to as “prior application”) without adding millimeter-wave band high-frequency circuit components. A radar device that can eliminate the influence of low-frequency noise is proposed.
[0017]
That is, the radar apparatus 120 shown in FIG. 19A includes a high-frequency oscillator 12, a distributor 18, a transmission antenna 16, a reception antenna 20, and a high-frequency mixer 22, like the conventional radar apparatus 110. A modulation signal generation circuit 14 that generates a modulation signal Sm to the high-frequency oscillator 12 generates a linear modulation component Ma for linearly modulating the frequency of the transmission signal Ss in a triangular waveform, and a transmission signal Ss. A sine wave oscillator 27 that generates a periodic modulation component Mb for periodically modulating the frequency of the signal, and an adder 28 that generates a modulation signal Sm by adding and synthesizing the linear modulation component Ma and the periodic modulation component Mb. It is configured.
[0018]
In addition, the radar apparatus 120 is a known microcomputer comprising a CPU, ROM, and RAM, an A / D converter for converting the beat signal B into a digital value and taking it into the CPU, and taking in via the A / D converter. For the data, a signal processing unit 24 including an arithmetic processing unit or the like for executing a fast Fourier transform (FFT) or the like is provided.
[0019]
In the radar apparatus 120 configured as described above, the transmission signal Ss that is doubly modulated by the linear modulation component Ma and the periodic modulation component Mb and whose frequency changes as shown in FIG. 20 is transmitted and received as a radar wave. The target object is detected.
At this time, the beat signal B generated by the high-frequency mixer 22 is in addition to the fundamental wave components (signal components of the frequencies fu and fd shown in FIG. 17, hereinafter used unless otherwise specified). The period modulation component Mb itself has a harmonic component (frequency Fs ± fd) in the vicinity of the frequency Fs.
[0020]
That is, by adjusting the frequency Fs of the periodic modulation component Mb as appropriate and generating the harmonic component of the beat signal B in a region where the low frequency noise of the high frequency mixer 22 is sufficiently small, It is possible to detect a target object using a harmonic component having a good S / N ratio.
[0021]
In the prior application, as shown in FIG. 19B, in addition to the configuration of the radar device 120, the first harmonic component (frequency Fs ± fd) is extracted from the beat signal B output from the high frequency mixer 22. By providing the band-pass filter 32 and the intermediate frequency mixer 23 that generates the second beat signal C by mixing the extracted first harmonic component with the periodic modulation component Mb, the first harmonic component of the beat signal B is obtained. A radar apparatus 130 configured to reconvert to the fundamental wave component (frequency fd) of the second beat signal C is also disclosed.
[0022]
In this case, since the signal processing unit 24 that processes the second beat signal C handles a low-frequency fundamental wave component, the circuit configuration of the signal processing unit 24 can be simplified. As described in the conventional radar apparatus 110, there is almost no increase in noise due to the provision of the intermediate frequency mixer 23, and the SN ratio of the second beat signal C is not deteriorated.
[0023]
In addition, each of these radar devices 120 and 130 has a circuit added only to a portion that handles a low-frequency signal, and the millimeter wave from the high-frequency oscillator 12 to the transmission antenna 16 and the reception antenna 20 to the high-frequency mixer 22. Since no new element is provided in the passage path of the millimeter wave, it is possible not only to prevent the loss of millimeter waves due to switching and the adverse effect of impedance fluctuation, which is a problem in the conventional radar apparatus 110, but also expensive millimeter waves. Since it is not necessary to use a switch or the like, it is useful for reducing the cost of the apparatus.
[0024]
[Problems to be solved by the invention]
However, as a result of theoretical considerations and experiments on these radar devices 120 and 130, as described below, when the distance to the target object is in a specific relationship, the detection sensitivity decreases. Was found.
[0025]
That is, first, when this type of radar apparatus is used as an on-vehicle radar, it is required to detect a target object within a range of several hundred meters as described above. The repetition period T of the linear modulation component Ma is set to, for example, about 1 ms, that is, about 1 kHz when converted to a frequency. On the other hand, the period (1 / Fs) of the periodic modulation component Mb is such that the first harmonic component of the beat signal B is generated in a region where the low frequency noise in the high frequency mixer 22 is sufficiently small. For example, it is set to about several tens of μs, that is, about several MHz when converted to frequency.
[0026]
Thus, when the frequency Fs of the periodic modulation component Mb is sufficiently larger than the repetition frequency (1 / T) of the linear modulation component Ma, the transmission signal Ss generated by the high-frequency oscillator 12 is at a certain time t0. When the frequency obtained at time t0 by the modulation of the linear modulation component Ma is fc, a signal of this frequency fc (hereinafter referred to as a carrier wave) is frequency-modulated by the periodic modulation component Mb of the frequency Fs. Can be considered.
[0027]
Here, assuming that the amplitude of each signal is K0, K1, the phase of each signal is θ0, θ1, and ωc = 2πfc, ωs = 2πFs, the carrier wave Mc (t) and the periodic modulation component Mb (t) (4) and (5).
Mc (t) = K0 · cos (ωc · t + θ0) (4)
Mb (t) = K1 · cos (ωs · t + θ1) (5)
Based on these equations (4) and (5), the local signal L (t) obtained by branching the transmission signal Ss is obtained from the equation (6) and further from the receiving antenna that has received the radar wave reflected by the target object. The received signal R (t) can be expressed by equation (7).
[0028]

That is, the spectrum of the local signal L (t) and the received signal R (t) has a carrier wave with a frequency fc and a sideband with a frequency fc ± Fs.
[0029]
However, in the reception signal R (t) with respect to the transmission signal (that is, the local signal L (t)), the frequency is shifted by fd (ωd = 2πfd) according to the distance to the target object and the relative speed, and the carrier wave The phases of Mc and period modulation component Ma are also shifted by θc and θs, respectively. A and B are the carrier and sideband amplitudes in the local signal L (t), respectively, and α is the attenuation rate of the received signal R (t) with respect to the local signal L (t). Furthermore, θ0 = θ1 = 0 is set to simplify the calculation.
[0030]
The beat signal B (t) generated by mixing the local signal L (t) and the received signal R (t) in the high frequency mixer 22 is expressed by the equation (8). When only the term representing the first harmonic component B1 (t) represented by Fs ± fd (that is, angular velocity ωs ± ωd) is extracted and deformed, equation (9) is obtained.
[0031]
[Expression 4]

[0032]
Furthermore, the second local signal L2 (t) in the radar apparatus 130 can be expressed by the following equation (10).
L2 (t) = K2 · cos (ωs · t + θ2) (10)
However, K2 is an amplitude and (theta) 2 is a phase.
[0033]
Then, the second local signal L2 (t) and the first harmonic component B1 (t) of the beat signal extracted by the BPF 32 are mixed by the intermediate frequency mixer 23 to generate the second beat signal C ( t) is expressed by equation (11). If only the fundamental wave component C0 (t) represented by the frequency fd (that is, the angular velocity ωd) is extracted and transformed, the equation (12) is obtained, and the second local signal L2 (t) is expressed as (5 ) Is the same waveform as the periodic modulation component Mb (t) shown in the equation, and according to the above assumption made to simplify the calculation, θ2 = θ1 = 0 can be obtained. Equation (13) is obtained.
[0034]
[Equation 5]

[0035]
That is, the signal processing unit 24 of the radar device 120 is based on the first harmonic component B1 (t) of the beat signal expressed by the equation (9), and the signal processing unit 24 of the radar device 130 is (12) The target object is detected based on the fundamental wave component C0 (t) of the second beat signal expressed by the equation.
[0036]
However, as is clear from these equations (9) and (13), the first harmonic component B1 (t) of the beat signal is multiplied by sin (θs / 2) in the term representing the amplitude, so that θs = 2π In the case of ± 2nπ (n is an integer), the output is zero, and similarly, the fundamental wave component C0 (t) of the second beat signal is multiplied by sin θs in terms of amplitude, so θs = π In the case of ± nπ (n is an integer), the output is zero.
[0037]
From the above definition, θs is the phase difference between the periodic modulation component in the local signal L (t) and the periodic modulation component in the received signal R (t). This phase difference θs is the radar wave. Is caused by reciprocating the distance R to the target object, and can be expressed by the following equation (14).
[0038]
[Formula 6]

[0039]
However, λs = c / Fs, c is the speed of light (the propagation speed of the radar wave).
In the radar apparatus 120 that detects the first harmonic component B1 (t) of the beat signal, the distance R to the target object is equal to an integral multiple of 1/2 of the wavelength λs based on the frequency Fs of the periodic modulation component Mb. In this case, in the radar apparatus 130 that satisfies the relationship of θs = 2π ± 2nπ and performs detection based on the fundamental wave component C0 (t) of the second beat signal, the distance R to the target object is 1 / of the wavelength λs. When equal to an integer multiple of 4, the relationship θs = π ± nπ is satisfied, and the phase difference θs becomes zero.
[0040]
That is, when the distance to the target object is in the specific relationship as described above, the intensity of the signals B1 (t) and C0 (t) used for detecting the target object, and thus the detection sensitivity, is greatly reduced. It is.
For example, when the frequency of the periodic modulation component Mb is Fs = 10.5 MHz, the wavelength based on the periodic modulation component Mb is λs = 28 m. Therefore, in the radar apparatus 120, each distance of R = 14 m, 28 m, 42 m,. In the radar apparatus 130, the radar sensitivity is expected to decrease at each distance of R = 7 m, 14 m, 21 m, 28 m,.
[0041]
The radar device 120 is actually used to irradiate the target object with such a radar wave, and the peak intensity (that is, the reception sensitivity) of the received signal of the reflected wave is changed within a range of 2 to 20 m from the target object. As a result, as shown in the graph of FIG. 21, it was confirmed that the reception sensitivity of the radar apparatus 120 was lowered at a point of 14 m as described above.
[0042]
In order to solve the above problems, the present invention provides a radar apparatus that detects a distance and a relative speed from a target object using a radar wave whose frequency is doubly modulated by a linear modulation component and a periodic modulation component. An object of the present invention is to enable highly sensitive detection within the entire detection distance range required for the radar apparatus.
[0043]
[Means for Solving the Problems]
The radar apparatus according to claim 1, wherein the transmission signal generating means linearly changes the frequency linearly with respect to time, and the beat signal to be detected. A transmission signal modulated by a periodic modulation component that periodically changes the frequency at a frequency that is at least twice as high as the fundamental wave component is generated.
[0044]
This transmission signal is radiated as a radar wave. At this time, the high-frequency mixer mixes the transmission signal from the transmission signal generation means as a local signal with the radar wave reception signal reflected by the target object, and these are mixed. A beat signal having a frequency difference between both signals as a component is generated.
[0045]
Then, the calculation means obtains the distance or relative speed from the target object based on the harmonic component generated in the beat signal because the transmission signal is modulated by the periodic modulation component.
In particular, in the present invention, the frequency of the periodic modulation component is set such that the half wavelength of the radar wave having the frequency is longer than the maximum detection distance required for the radar apparatus.
[0046]
Therefore, according to the radar apparatus of the present invention, the target object is a specific distance (periodic modulation component), which is a phenomenon peculiar to the radar apparatus using the radar wave whose frequency is doubly modulated by the linear modulation component and the periodic modulation component. As shown in FIG. 22 (a), the intensity reduction (and hence the detection sensitivity) of the first harmonic component of the beat signal in the case of being at an integral multiple of 1/2 of the wavelength λs based on the frequency Fs of Mb It does not occur within the range up to the maximum detection distance required for the radar apparatus, and the target object within this range can be detected reliably.
[0047]
That is, the target object whose relative distance from the radar apparatus changes every moment is not lost during the detection, and the reliability of the apparatus can be improved.
In FIG. 22A, the maximum detection distance of the radar apparatus is Rmax = 100 m, and the frequency of the periodic modulation component is Fs = 1 MHz (that is, λs≈300 m, and thus λs / 2> Rmax). , And Fs = 2 MHz (that is, λs≈150 m, and therefore λs / 2 <Rmax), the signal intensity obtained when detecting the target object in the range of 0 to 160 m is (9) And calculated based on the equation (14). However, the vertical axis of the graph represents the relative intensity with 0 dB when the distance is 0 m.
[0048]
By the way, as a periodic modulation component, a simple sine wave, a rectangular wave or the like can be used, and as described in claim 2, the periodic modulation component is composed of a repetitive waveform having an n-bit random binary signal as a basic unit. You may use what the repetition frequency of a unit is set to 2 times or more of the fundamental wave component of a beat signal.
[0049]
In this case, since the spectrum of the periodic modulation component includes a signal component having the same frequency as the repetition frequency of the basic unit as a fundamental wave, the first harmonic component of the beat signal generated by the fundamental wave of the periodic modulation component is used. If the target object is detected, the same effect as that of the radar apparatus according to claim 1 can be obtained.
[0050]
Further, in the radar device according to claim 2, since the harmonic component having a frequency that is an integral multiple of the fundamental wave is included in the periodic modulation component, and the signal intensity thereof is as large as that of the fundamental wave. The higher order harmonic component of the beat signal generated in the vicinity of the harmonic frequency has a relatively large signal strength. That is, a sufficiently high signal intensity can be obtained even with high-order harmonic components other than the first-order harmonic components, and highly accurate detection is possible. Therefore, if the target object is detected by using any two or more of the harmonic components generated in the beat signal as described in claim 3, detection with higher reliability can be performed.
[0051]
Next, in the radar device according to claim 4 which is the second invention, the distance and relative velocity of the target object are detected in the same manner as the radar device according to claim 1, and in the present invention, in particular, the frequency of the periodic modulation component is detected. However, unlike the radar device according to the first aspect, the half wavelength of the radar wave having the frequency is set to a size that is shorter than the distance resolution required for the radar device.
[0052]
That is, in the radar apparatus of the present invention, the intensity reduction of the first harmonic component of the beat signal is repeatedly generated at every distance less than the distance resolution required for the radar apparatus. However, considering an arbitrary range divided by the size of distance resolution, the entire range has a sufficient signal level on average even if the signal level partially decreases. Therefore, the target object can be detected by detecting this average signal level.
[0053]
Therefore, according to the radar apparatus of the present invention, the target object within the detection range required for the radar apparatus can be reliably detected with the accuracy of the required distance resolution. In addition, the target object is not lost during the detection, and the reliability of the apparatus can be improved.
[0054]
Further, according to the radar apparatus of the present invention, the frequency of the periodic modulation component is set high, and as a result, the first harmonic component of the beat signal is generated in the frequency region where the influence of the low frequency noise is smaller. It is possible to perform detection with high sensitivity and improved SN ratio.
[0055]
Next, in the radar device according to claim 5 which is the third invention, the distance and relative velocity with respect to the target object are detected as in the radar device according to claim 1, and in the present invention, in particular, the transmission signal generating means , Synchronized with changes in linear modulation components The frequency of the periodic modulation component Periodically Modulation component switching means for switching is provided.
[0056]
Therefore, according to the radar apparatus of the present invention, the phenomenon that the intensity (detection sensitivity) of the first harmonic component of the beat signal decreases at a specific distance within the detection range required for the radar apparatus (hereinafter referred to as detection sensitivity). Even if a decrease phenomenon occurs), this specific distance changes depending on the repetition frequency of the periodic modulation component, so that the specific distances that decrease the detection sensitivity do not overlap each other. If a setting is selected, the target object within the detection range required for the radar apparatus can be reliably detected by appropriately switching the setting.
[0057]
In the radar apparatus of the present invention, Frequency of periodic modulation component The Switching periodically in synchronization with changes in linear modulation components ing .
In this type of radar apparatus, as shown in FIGS. 17 and 20, generally, a triangular wave-like linear modulation component composed of uplink modulation and downlink modulation is used, and at each modulation of uplink / downlink. Each beat signal is detected, and the target object is detected based on the detected pair of beat signals, and the frequency of the periodic modulation component should be switched for each repetition period of the triangular wave constituting this linear modulation component. This is because the target object can be detected efficiently using periodic modulation components of various frequencies.
[0058]
Further, the switching of the frequency of the periodic modulation component is not performed periodically as described above, 6 As described, the frequency switching control unit may perform control according to the distance from the target object calculated by the calculation unit.
That is, as clarified using the equations (9) and (14), the detection sensitivity of the target object at an arbitrary distance R is obtained from the wavelength λs based on the frequency of the periodic modulation component (and hence the frequency of the periodic modulation component). Therefore, based on the distance to the target object currently detected, if the frequency of the periodic modulation component is adjusted so that the sensitivity at that distance is good, the detection sensitivity is always good. Accurate detection can be performed.
[0059]
Next, it is the fourth invention. 7 The radar apparatus described above includes an intermediate frequency mixer in addition to the configuration of the radar apparatus according to claim 1, and the intermediate frequency mixer adds a periodic modulation component to the beat signal generated by the high frequency mixer. The synchronized second local signals are mixed, a second beat signal having the frequency difference of the mixed signals as a component is generated, and the arithmetic means generates a fundamental wave of the second beat signal generated by the intermediate frequency mixer. Based on the component, the distance or relative speed with respect to the target object is obtained.
[0060]
And especially in this invention, the phase difference adjustment means which adjusts the phase difference of a period modulation component and a 2nd local signal is provided.
As can be seen from the equation (12) described above, the fundamental wave component C0 of the second beat signal has a small value of cos (−θs / 2 + θ2) other than a region where the value of sin (θs / 2) is small. Even in such a region, the signal intensity (that is, detection sensitivity) decreases. However, with respect to the latter, by adjusting the phase θ2 of the second beat signal, the specific distance at which the detection sensitivity decreases can be changed as shown in FIG.
[0061]
Thus, for example, the claims 8 As described, if a phase difference adjustment amount control means for controlling the amount of adjustment of the phase difference by the phase difference adjustment means is provided according to the distance of the target object calculated by the calculation means, the detection sensitivity is always good. The target object can be detected.
In FIG. 22B, the frequency of the periodic modulation component is Fs = 1 MHz (λs is about 300 m), and the phase θ2 of the second local signal (here, the phase of the periodic modulation component is θ1 = 0. θ2 represents the phase difference Δθ = θ2−θ1 of the second local signal with respect to the periodic modulation component) for each case where 0 °, 45 °, 90 °, 120 °, 135 °, and 180 ° are set. , The signal intensity obtained when a target object in the range of 0 to 160 m is detected is calculated based on the equation (12). However, as in FIG. 22A, the vertical axis of the graph represents the relative intensity with 0 dB when the distance is 0 m.
[0062]
By the way, even when the phase difference between the periodic modulation component and the second local signal is fixedly adjusted by the phase difference adjusting means, for example, 9 As described, if the phase difference is adjusted to 90 ° ± 180 ° × m, as is clear from equation (12) (in equation (12), the phase of the periodic modulation component is assumed to be θ1 = 0. Therefore, the phase θ2 of the second local signal represents a phase difference), and the detection sensitivity is lowered only at a specific distance based on sin (θs / 2). Therefore, it can be handled in the same manner as a radar apparatus that does not have an intermediate frequency mixer, and can easily cope with a phenomenon of detection sensitivity reduction.
[0063]
Also, a band-pass filter that passes only the signal component in the vicinity of the frequency of the second local signal among the signal components of the beat signal between the high-frequency mixer and the intermediate-frequency mixer, or an amplifier that amplifies only this signal component When the signal emphasis means comprising at least one of them is provided, the beat signal input to the intermediate frequency mixer is delayed by the phase delay of the signal emphasis means from the reception signal input to the high frequency mixer. become.
[0064]
In such a case, the claim is considered in consideration of the phase delay θdl. 10 As described, if the phase difference adjusting means is set so that the phase difference Δθ between the periodic modulation component and the second local signal is Δθ−θdl = 90 ° ± 180 ° × m (m is an integer). Good.
As described in claim 1, when setting the half of the wavelength λs based on the frequency of the periodic modulation component to be larger than the maximum detection distance Rmax, it is practically set to be large with a margin in mind. Therefore, in the phase difference adjusting means, even if the phase difference is adjusted to be smaller by an amount corresponding to the margin, the detection sensitivity does not decrease within the maximum detection distance Rmax. When λs / 2> Rmax is set, if the phase difference Δθ between the periodic modulation component and the second local signal is set to ΔθRmax shown in the following equation (15), the maximum detection distance Rmax A decrease in detection sensitivity occurs.
[0065]
[Expression 7]

[0066]
That is, the adjustment amount of the phase difference Δθ (Δθ−θdl when including the signal enhancement unit) in the phase difference adjusting unit is θRmax ≦ Δθ ≦ 90 ° (θRmax ≦ Δθ−θdl ≦ 90 °). If there is, theoretically, the detection sensitivity does not decrease within the range of the maximum detection distance Rmax. For example, the frequency of the periodic modulation component so that λs / 2 is about 1.5 times the maximum detection distance Rmax. Is set, the phase difference ΔθRmax at the maximum detection distance Rmax is 30 °. In this case, however, the amount of adjustment of the phase difference Δθ (Δθ−θdl) by the phase difference adjusting means is 45 ° ≦ Δθ ≦ 90 ° (45 ° ≦ Δθ) in view of the margin. It is desirable to set it to about −θdl ≦ 90 °.
[0067]
Next, the claim 11 In the described radar apparatus, the second local signal is set to have a frequency n times the periodic modulation component. That is, if the second local signal having such a frequency component is used, the nth harmonic component included in the beat signal can be converted into the fundamental component of the second beat signal by the intermediate frequency mixer.
[0068]
Therefore, according to the radar apparatus of the present invention, the above multiple is set so that harmonic components generated in an area where there are few external interference waves are selected in addition to low-frequency noise according to the environmental conditions used. If appropriately selected, the SN ratio can be further improved and the detection sensitivity can be increased.
[0069]
In order to make the second local signal have a frequency n times the periodic modulation component, for example, 12 As described, the second local signal may be generated by multiplying the period modulation component by n times. 13 As described, the periodic modulation component may be generated by dividing the second local signal by 1 / n.
[0070]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[First embodiment]
FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of the radar apparatus according to the first embodiment.
[0071]
The radar apparatus 10 of this embodiment is similar to the radar apparatus 120 of the prior application described with reference to FIG. 19A, and includes a modulation signal generation circuit 14 including a triangular wave generator 26, a sine wave oscillator 27, and an adder 28. , A high-frequency oscillator 12, a distributor 18, a transmission antenna 16, a reception antenna 20, a high-frequency mixer 22, and a signal processing unit 24.
[0072]
The modulation signal generation circuit 14 and the high-frequency oscillator 12 correspond to transmission signal generation means in the present invention, and the signal processing unit 24 similarly corresponds to calculation means.
In this embodiment, the maximum detection distance required for the radar apparatus 10 is Rmax = 100 m (hereinafter the same in each embodiment), and the frequency of the periodic modulation component Mb generated by the sine wave oscillator 27 is Fs = 1 MHz, that is, the wavelength (hereinafter referred to as the spatial wavelength) λs (= c / Fs) of the signal component that is the frequency Fs in the radar wave transmission space is about 300 m, and is 1 / of the spatial wavelength λs of the periodic modulation component Mb. 2 (that is, 150 m) is set to be larger than the maximum detection distance Rmax (λs / 2> Rmax).
According to the radar apparatus 10 of the present embodiment configured as described above, a phenomenon in which the radar detection sensitivity does not decrease occurs within a range equal to or less than the maximum detection distance Rmax, and the target object is always detected with a good sensitivity. Can detect
[Second Embodiment]
Next, a second embodiment will be described.
[0073]
In this embodiment, the block configuration is exactly the same as that of the radar apparatus 10 of the first embodiment, and only the setting of the sine wave oscillator 27 is different.
That is, in this embodiment, the distance resolution required for the radar apparatus 10 is ΔR = 1 m, and the frequency of the periodic modulation component Mb generated by the sine wave oscillator 27 is Fs = 300 MHz, that is, the periodic modulation component Mb. Is set so that 1/2 of the spatial wavelength λs (that is, 0.5 m) is smaller than the distance resolution ΔR (λs <ΔR).
[0074]
According to the radar apparatus 10 of the present embodiment configured in this way, the detection sensitivity decrease phenomenon is repeated with a period shorter than the distance resolution ΔR, but when the range of the distance resolution ΔR is considered as a measurement unit, Within the measurement range, sufficient detection sensitivity can be obtained on average. For this reason, the target object is not lost in the range of the maximum detection distance Rmax due to the phenomenon of a decrease in detection sensitivity.
[0075]
Therefore, as with the radar apparatus 10 of the first embodiment, the target object can always be detected with good detection sensitivity.
[Third embodiment]
Next, a third embodiment will be described.
[0076]
The radar apparatus 10a according to the present embodiment is different from the radar apparatus 10 according to the first embodiment only in a part of the configuration, and therefore, the description will be focused on the difference in the configuration.
That is, as shown in FIG. 2, the radar apparatus 10a of the present embodiment includes a signal generator 25 that repeatedly generates a digital signal having a random pattern instead of the sine wave oscillator 27 for generating the periodic modulation component Mb. Except for being provided, it has the same configuration as the radar apparatus 10 of the first embodiment.
[0077]
Then, as shown in FIG. 3, the signal generator 25 repeatedly generates a 10-bit random pattern (in this embodiment, “1001010110”) having a 1-bit width of 0.1 μs as a basic unit. It is configured.
The periodic modulation component Mb generated by the signal generator 25 configured as described above includes various frequency components. Specifically, as shown in FIG. 4, the periodic modulation component Mb is based on the repetition period Ts = 1 μs of the basic unit. Including the frequency Fs = 1 / Ts = 1 MHz, it includes frequency components (2 MHz, 3 MHz,...) That are integer multiples thereof.
[0078]
In the radar apparatus 10a of the present embodiment configured as described above, the harmonic component of the beat signal B is generated in the vicinity of each signal component of the periodic modulation component Mb, and a signal component of 2 MHz or higher is the same as that of 1 MHz. A degree of signal strength is obtained.
That is, since the harmonic component of the beat signal B generated by such a periodic modulation component Mb has a sufficiently large signal intensity, the signal processing unit 24 detects the target object according to the environment to be used. As a harmonic component used for processing, a signal having the smallest S / N ratio can be selected as appropriate according to the environment to be used, so that accurate detection can be performed.
[0079]
In particular, when the target object is detected by the harmonic component (frequency Fs = 1 MHz) based on the repetition cycle of the basic unit, the spatial wavelength of this harmonic component is the same as the radar device 10 of the first embodiment. Since λs is about 300 m and λs / 2> Rmax, a phenomenon in which the radar detection sensitivity does not decrease occurs within a range below the maximum detection distance Rmax, and the target object is always detected with good sensitivity. It can be performed.
[Fourth embodiment]
Next, a fourth embodiment will be described.
[0080]
The radar apparatus 10b according to the present embodiment is different from the radar apparatus 10 according to the first embodiment only in a part of the configuration, and therefore, the description will be made focusing on the difference in the configuration.
That is, as shown in FIG. 5, the radar apparatus 10b according to the present embodiment is configured to generate the periodic modulation component Mb, instead of the sine wave oscillator 27, the first sine wave oscillator 27a having different oscillation frequencies and A second sine wave oscillator 27b, and a changeover switch 29 for supplying one of the outputs of both sine wave oscillators 27a and 27b to the adder 28 as a periodic modulation component Mb in accordance with the switching signal SC1; And a modulation signal control unit 41 for generating a start signal SC2 for starting the detector 26 and a switch signal SC1 to the changeover switch 29. The sine wave oscillators 27a and 28a, the changeover switch 29, and the modulation signal control unit 41 correspond to the modulation cycle switching means in the present invention.
[0081]
In this embodiment, the transmission frequency of the first sine wave oscillator 27a is set to 3.5 MHz, and the transmission frequency of the second sine wave oscillator 27b is set to 4.5 MHz.
When the modulation signal control unit 41 outputs the activation signal SC2 to activate the triangular wave generator 26, the modulation signal control unit 41 outputs the switching signal SC1 every time one period of the triangular wave generated by the triangular wave generator 26 is completed. The sine wave oscillators 27a and 27b connected to the adder 28 are alternately switched to switch the frequency of the periodic modulation component Mb.
[0082]
Here, FIG. 6 shows the period modulation component Mb (frequency 3.5 MHz) generated by the first sine wave oscillator 27a or the period modulation component Mb (frequency 4.5 MHz) generated by the second sine wave oscillator 27b. When a target object within a range of 0 to 150 m is detected using each of the above, a graph showing a result of obtaining a change in signal intensity based on the equations (9) and (14). . However, the vertical axis of the graph represents relative intensity with 0 dB when the distance is 0 m.
[0083]
As shown in FIG. 6, according to the radar apparatus 10 b of the present embodiment, the detection characteristics in each case using two types of periodic modulation components Mb having different frequencies exhibit the phenomenon that the detection sensitivity decreases. Since they compensate for each other, the target object existing within the range up to the maximum detection distance Rmax = 100 m can be reliably detected with good sensitivity.
[0084]
By the way, in the present embodiment, the modulation signal control unit 41 is configured such that the frequency of the periodic modulation component Mb is switched for each period of the triangular wave generated by the triangular wave generator 26. However, as shown by a dotted line in FIG. When there is a switching command SCg from the signal processing unit 24, the switching signal SC1 is output at the break of the triangular wave period (for example, timing when switching from downlink modulation to uplink modulation or vice versa). You may comprise.
[0085]
In this case, the signal processing unit 24 performs the modulation signal control unit 41 based on the detection result in addition to the target object detection processing that is normally performed to detect the distance and relative speed with the target object based on the beat signal. A switching command output process is performed as frequency switching control means for outputting the switching command SCg.
[0086]
This switching command output processing will be described along the flowchart shown in FIG.
That is, when this process is started, first, in S110, the detection result of the target object detection process is read, and in subsequent S120, a target object that is at risk of collision or the nearest target object is extracted.
[0087]
In subsequent S130, based on the distance to the target object extracted in S120, the frequency of the periodic modulation component that provides better detection sensitivity near the distance is selected. In subsequent S140, the modulation signal control is performed according to the selection. The switching instruction SCg is output so that the part 41 switches the changeover switch 29, and this process is terminated.
[0088]
In this way, if the frequency of the periodic modulation component Mb is switched based on the detection result of the distance to the target object to be noted, the detection sensitivity in the vicinity of the distance where the target object exists is always good. Therefore, the target object is not lost during detection, and highly reliable detection can be performed.
[0089]
In this embodiment, the frequency of the periodic modulation component Mb is switched to two types, but may be switched to three or more types. Particularly in such a case, an oscillator capable of controlling the frequency, such as a voltage controlled oscillator, may be used to generate the periodic modulation component Mb, instead of providing a plurality of sine wave oscillators.
[Fifth embodiment]
Next, a fifth embodiment will be described.
[0090]
The radar apparatus 10c according to the present embodiment is different from the radar apparatus 10 according to the first embodiment only in a part of the configuration, and therefore, the description will be made focusing on the difference in the configuration.
That is, as shown in FIG. 8, the radar apparatus 10c according to the present embodiment includes a periodic modulation component Mb from the periodic modulation component Mb generated by the sine wave oscillator 27 in addition to the configuration of the radar apparatus 10 according to the first embodiment. Phase adjuster 42 as a phase difference adjusting means for generating a second local signal L2 having a preset phase difference Δθ, and beat signal B generated by high frequency mixer 22 from phase adjuster 42 And an intermediate frequency mixer 23 for generating the second beat signal C by mixing the second local signal L2.
[0091]
In the radar apparatus 10c of the present embodiment configured as described above, the first harmonic component (frequency Fs ± fd) generated in the vicinity of the frequency Fs of the periodic modulation component Mb among the signal components of the beat signal B is an intermediate frequency mixer. 23 is mixed with the second local signal L2 (frequency Fs) to be converted into a fundamental wave component C0 (frequency fd) of the second beat signal C.
[0092]
Then, the signal processing unit 24 executes various arithmetic processes such as detecting the distance to the target object and the relative speed using the fundamental wave component C0 of the second beat signal.
Here, as shown in FIG. 9, the phase adjuster 42 includes a well-known integrating circuit 43 configured with a resistor R1 and a capacitor C1 around an operational amplifier OP1, and resistors R2, R3, and R4 around the operational amplifier OP2. And a well-known inverting amplifier 44 configured together.
[0093]
When the periodic modulation component Mb input to the phase adjuster 42 is expressed by the above equation (5), the waveform of the signal Mb ′ (t) that has passed through the integrating circuit is the equation (16). Furthermore, the signal that has passed through the inverting amplifier, that is, the waveform of the second local signal L2 (t) is expressed by equation (17).
[0094]

That is, the phase adjuster 42 sets the phase difference Δθ (= θ2−θ1) between the periodic modulation component Mb (phase θ1) and the second local signal L2 (phase θ2 = θ1 + π / 2) to π / 2 [rad]. That is, it is adjusted to 90 °.
[0095]
Therefore, according to the radar apparatus 10c of the present embodiment, as in the radar apparatus 10 of the first embodiment that does not include the intermediate frequency mixer 23, the detection sensitivity can be obtained only at a specific distance corresponding to sin (θs / 2). A decrease phenomenon appears, and a detection sensitivity decrease phenomenon does not appear within the range of the maximum detection distance Rmax required for the radar apparatus 10c. Therefore, the target object is not lost during detection, and highly reliable detection is performed. be able to.
[0096]
By the way, in the present embodiment, in order to generate the second local signal L2 having a phase difference of 90 ° with respect to the periodic modulation component Mb, the phase adjuster 42 including only an analog circuit centered on the operational amplifiers OP1 and OP2. For example, as shown in FIG. 10A, instead of the sine wave oscillator 27, a rectangular wave X1 having an oscillation frequency (2 × Fs) twice as long as the periodic modulation component Mb to be generated is used. Using the rectangular wave generator 25a to be generated, the phase adjuster 42a includes a first frequency divider 45 that divides the rectangular wave X1 generated by the rectangular wave generator 25a so that the frequency becomes 1/2, and a first frequency divider 45a. A first low-pass filter (LPF) 46 that generates a periodic modulation component Mb including only a fundamental wave component (frequency Fs) by removing a harmonic component from the output Mb ′ of the frequency divider 45, and a rectangular wave generator 25a Generated rectangle Harmonic components from the inverting circuit 47 that inverts the wave X1, the second frequency divider 48 that divides the output X2 of the inverting circuit 47 so that the frequency becomes 1/2, and the output L2 ′ of the second frequency divider 48. It is also possible to use what is constituted by the second LPF 49 that generates the second local signal L2 made up of only the fundamental wave component (frequency Fs) by removing.
[0097]
In the phase adjuster 42a configured in this manner, as shown in FIG. 10B, the phase difference between the rectangular waves X1 and X2 becomes 180 ° by the inverting circuit 47, and the two rectangular waves X1 and X2 are separated. By rotating, rectangular waves Mb ′ and L2 ′ having a phase difference of 90 ° are generated, and by extracting only fundamental wave components of these rectangular waves Mb ′ and L2 ′, a phase difference of 90 ° is obtained. The period modulation component Mb and the second local signal L2 are generated.
[0098]
That is, since the phase adjuster 42a can be configured by a digital circuit except for the LPFs 46 and 49, it can be manufactured easily and inexpensively.
Further, as shown in FIG. 11, a band pass filter (BPF) 50 that passes only a signal component in the vicinity of the frequency of the second local signal L2 between the high frequency mixer 22 and the intermediate frequency mixer 23, or the same signal component. In the case of the radar apparatus 10d provided with the amplifier 52 that amplifies only the phase, if the phase delay amount in the BPF 50 and the amplifier 52 is θ3, the phase adjuster 42 delays the phase θ2 of the second local signal L2. The phase difference Δθ ′ (= θ2− (θ1 + θ3) = Δθ−θ3) with respect to the signal may be adjusted to 90 °. The radar apparatus 10d includes both the BPF 50 and the amplifier 52, but may include only one of them.
[0099]
Here, in FIG. 12, the frequency of the periodic modulation component Mb is set to 1 MHz, the position of the target object is fixed to 10 m, 30 m, 75 m, and 100 m, respectively, and for each, the periodic modulation component Mb (phase θ1) and the second local FIG. 6 shows the result of obtaining the signal intensity of the second beat signal C obtained by changing the phase difference Δθ (= θ2−θ1) with respect to the signal L2 (phase θ2) using the equations (12) and (14). . However, the vertical axis of the graph represents relative intensity with 0 dB when the distance is 0 m.
[0100]
As shown in FIG. 12, when the frequency of the periodic modulation component Mb is 1 MHz, that is, half of the spatial wavelength λs is set to about 1.5 times the maximum detection distance Rmax, the phase difference Δθ However, if it is set within the range of 45 ° to 90 °, it can be seen that the detection sensitivity decrease phenomenon does not appear at a detection distance of 10 m to 100 m.
[0101]
Therefore, in the phase adjuster 42, it is necessary to strictly adjust the phase θ2 of the second local signal L2 so that the phase difference Δθ (Δθ ′ when the BPF 50 and the amplifier 52 are provided) is 90 °. Alternatively, the phase adjuster 42 having a relatively low accuracy, for example, a delay line may be used. In this case, the apparatus can be configured at low cost.
[Sixth embodiment]
Next, a sixth embodiment will be described.
[0102]
The radar apparatus 10e according to the present embodiment is different from the radar apparatus 10c according to the fifth embodiment only in a part of the configuration, and therefore, the description will be made focusing on the difference in the configuration.
That is, as shown in FIG. 13, the radar apparatus 10d of the present embodiment is configured such that the phase adjuster 42 can arbitrarily change the phase θ2 of the second local signal L2 in accordance with the adjustment command SCp. The signal processing unit 24 is configured to execute adjustment command output processing as phase difference adjustment amount control means for outputting an adjustment command SCp to the phase adjuster 42 based on the detection result in the target object detection processing. ing.
[0103]
This adjustment command output process will be described with reference to the flowchart shown in FIG.
When this process is started, first, S210 and S220 read the detection result of the target object detection process in exactly the same way as the switching command output process described above. A target object to be noted is extracted, such as a target object existing in the vicinity.
[0104]
In subsequent S230, based on the distance to the target object extracted in S220, a phase difference is calculated so that stable detection sensitivity is obtained near that distance, and in S240, the phase difference is realized in the phase adjuster 42. An adjustment command SCp for output is output and this processing is terminated.
[0105]
That is, as previously shown in FIG. 12, when the distance to the target object is fixed, the phase difference Δθ between the periodic modulation component Mb (phase θ1) and the second local signal L2 (phase θ2). When = θ2−θ1 is at a specific value, the signal intensity of the second beat signal C decreases, and the phase difference at which the decrease phenomenon appears changes according to the distance to the target object.
[0106]
However, according to the radar apparatus 10e of the present embodiment, the phase difference between the periodic modulation component Mb and the second local signal L2 is appropriately adjusted based on the detection result of the distance to the target object to be noted (for example, the target object is In the case of being in the vicinity of 75 m, the phase difference Δθ = 90 °) can be made, and the detection sensitivity in the vicinity of the distance where the target object to be noticed exists can be always good. It is possible to perform highly reliable detection without losing sight of the target object.
[Seventh embodiment]
Next, a seventh embodiment will be described.
[0107]
The radar apparatus 10f of the present embodiment is different from the radar apparatus 10c of the fifth embodiment only in a part of the configuration, so that the description will focus on the different parts of this configuration.
That is, as shown in FIG. 15, the radar apparatus 10 f of the present embodiment has a configuration from the sine wave oscillator 27 between the sine wave oscillator 27 and the phase adjuster 42 in addition to the configuration of the radar apparatus of the fifth embodiment. A frequency multiplier 54 that multiplies the frequency Fs of the periodic modulation component Mb by n times to generate a second local signal L2 (frequency n × Fs) is provided.
[0108]
In the radar apparatus 10f of the present embodiment configured as described above, the beat signal B and the second local signal L2 are mixed by the intermediate frequency mixer 23, whereby the nth-order harmonic component Bn ( The frequency n × Fs ± fd) is converted into the fundamental wave component C0 (frequency fd) of the second beat signal C.
[0109]
Therefore, according to the radar apparatus 10f of the present embodiment, frequency multiplication is performed so that the harmonic component constituting the beat signal B having the highest SN ratio is converted to the fundamental wave component C0 of the second beat signal C. By setting the multiplication factor n of the counter 54, detection can always be performed with good sensitivity.
[0110]
In the present embodiment, the frequency of the periodic modulation component Mb is multiplied by n to generate the second local signal L2 having a frequency of n times, but conversely, as in the radar apparatus 10g shown in FIG. A frequency divider 56 is provided for setting the oscillation frequency of the sine wave oscillator 27 to n times the frequency Fs of the periodic modulation component Mb, and dividing the frequency of the output of the sine wave oscillator 27 by 1 / n times. The output of 56 is supplied to the adder 28 as the periodic modulation component Mb, and the output of the sine wave oscillator 27 is supplied to the phase adjuster 42 as it is, thereby having a frequency n times that of the periodic modulation component Mb. The second local signal L2 may be generated.
[0111]
With the radar device 10g configured as described above, it is possible to obtain the same effect as the above-described radar device 10f.
The frequency multiplier 54 in the radar device 10f and the frequency divider 1 / n in the frequency divider 56 in the radar device 10g may be switched by a command from the signal processing unit 24. In this case, if the harmonic component of the beat signal B having the best signal-to-noise ratio is appropriately selected and changed to the fundamental wave component C0 of the second beat signal C according to the change in use conditions, Regardless of how the generation state of external noise changes, the detection capability of the radar devices 10f and 10g can always be maximized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a radar apparatus according to first and second embodiments.
FIG. 2 is a schematic configuration diagram of a radar apparatus according to a third embodiment.
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a waveform of a periodic modulation component.
FIG. 4 is a spectrum diagram of a periodic modulation component.
FIG. 5 is a schematic configuration diagram of a radar apparatus according to a fourth embodiment.
FIG. 6 is a graph showing how the signal intensity of a beat signal changes according to the distance to a target object.
FIG. 7 is a flowchart showing a switching command output process.
FIG. 8 is a schematic configuration diagram of a radar apparatus according to a fifth embodiment.
FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a detailed configuration of a phase adjuster.
FIG. 10 is a block diagram showing another configuration of the phase adjuster and a timing diagram showing its operation.
FIG. 11 is a schematic configuration diagram of a modified example of the fifth embodiment.
FIG. 12 is a graph showing how the signal intensity of the second beat signal changes according to the phase difference between the periodic modulation component and the second beat signal.
FIG. 13 is a schematic configuration diagram of a radar apparatus according to a sixth embodiment.
FIG. 14 is a flowchart showing an adjustment command output process.
FIG. 15 is a schematic configuration diagram of a radar apparatus according to a seventh embodiment.
FIG. 16 is a schematic configuration diagram of a modified example of the seventh embodiment.
FIG. 17 is an explanatory diagram showing the operation principle of the FMCW radar device.
FIG. 18 is a schematic configuration diagram of a conventional radar apparatus.
FIG. 19 is a schematic configuration diagram of a radar apparatus shown in the prior application.
FIG. 20 is an explanatory diagram showing a modulation state of a radar wave used in the radar apparatus of the prior application.
FIG. 21 is an experimental result showing a phenomenon in which the detection sensitivity of the beat signal decreases.
FIG. 22 is a graph showing a decrease in detection sensitivity of beat signals and second beat signals.
[Explanation of symbols]
10, 10a to 10g ... radar device 12 ... high frequency oscillator
DESCRIPTION OF SYMBOLS 14 ... Modulation signal generation circuit 16 ... Transmission antenna 18 ... Divider
20 ... Receiving antenna 22 ... High frequency mixer 23 ... Intermediate frequency mixer
24 ... Signal processing unit 25 ... Signal generator 25a ... Rectangle wave generator
26 ... Triangular wave generator 27, 27a, 27b ... Sine wave oscillator
28 ... Adder 29 ... Changeover switch 32, 50 ... Band pass filter
41 ... Modulation signal control unit 42, 42a ... Phase adjuster 43 ... Integration circuit
44 ... Inverting amplifier 45, 48 ... Frequency divider 46, 49 ... Low pass filter
47 ... Inverting circuit 52 ... Amplifier 54 ... Frequency multiplier 56 ... Frequency divider

Claims (13)

時間に対して直線的に周波数を変化させる直線変調成分と、検出すべきビート信号の基本波成分の２倍以上の周波数で周期的に周波数を変化させる周期変調成分とにより変調され、レーダ波として送信される高周波の送信信号を生成する送信信号生成手段と、
目標物体により反射された前記レーダ波の受信信号に、前記送信信号生成手段からの送信信号をローカル信号として混合し、該混合された信号の周波数差を成分とするビート信号を生成する高周波用ミキサと、
前記送信信号が前記周期変調成分によって変調されていることにより、前記ビート信号に生じる高調波成分に基づいて、目標物体との距離又は相対速度を求める演算手段と、
を備えたレーダ装置において、
前記周期変調成分の周波数を、該周波数を有するレーダ波の半波長が当該レーダ装置に要求される最大検知距離より長くなる大きさに設定したことを特徴とするレーダ装置。Modulated by a linear modulation component that changes the frequency linearly with respect to time and a periodic modulation component that changes the frequency periodically at a frequency that is at least twice the fundamental wave component of the beat signal to be detected. Transmission signal generating means for generating a high-frequency transmission signal to be transmitted;
A high-frequency mixer that mixes the received signal of the radar wave reflected by the target object with the transmission signal from the transmission signal generation means as a local signal, and generates a beat signal whose component is the frequency difference of the mixed signal When,
Calculation means for obtaining a distance or relative speed with respect to a target object based on a harmonic component generated in the beat signal by the transmission signal being modulated by the periodic modulation component;
In a radar apparatus equipped with
A radar apparatus, wherein the frequency of the periodic modulation component is set to a magnitude such that a half wavelength of a radar wave having the frequency is longer than a maximum detection distance required for the radar apparatus. 請求項１記載のレーダ装置において、
前記周期変調成分は、ｎビットのランダムな２値信号を基本単位とした繰り返し波形からなり、該基本単位の繰り返し周波数が、前記ビート信号の基本波成分の２倍以上に設定されていることを特徴とするレーダ装置。The radar apparatus according to claim 1, wherein
The periodic modulation component is composed of a repetitive waveform with an n-bit random binary signal as a basic unit, and the repetition frequency of the basic unit is set to be at least twice the fundamental wave component of the beat signal. A characteristic radar device. 請求項２記載のレーダ装置において、
前記演算手段は、前記ビート信号に生じる高調波成分のうち、いずれか二つ以上を用いて目標物体の検出を行うことを特徴とするレーダ装置。The radar apparatus according to claim 2, wherein
The radar apparatus according to claim 1, wherein the arithmetic means detects a target object using any two or more of harmonic components generated in the beat signal. 時間に対して直線的に周波数を変化させる直線変調成分と、検出すべきビート信号の基本波成分の２倍以上の周波数で周期的に周波数を変化させる周期変調成分とにより変調され、レーダ波として送信される高周波の送信信号を生成する送信信号生成手段と、
目標物体により反射された前記レーダ波の受信信号に、前記送信信号生成手段からの送信信号をローカル信号として混合し、該混合された信号の周波数差を成分とするビート信号を生成する高周波用ミキサと、
前記送信信号が前記周期変調成分によって変調されていることにより、前記ビート信号に生じる高調波成分に基づいて、目標物体との距離又は相対速度を求める演算手段と、
を備えたレーダ装置において、
前記周期変調成分の周波数を、該周波数を有するレーダ波の半波長が当該レーダ装置に要求される距離分解能より短くなる大きさに設定したことを特徴とするレーダ装置。Modulated by a linear modulation component that changes the frequency linearly with respect to time and a periodic modulation component that changes the frequency periodically at a frequency that is at least twice the fundamental wave component of the beat signal to be detected. Transmission signal generating means for generating a high-frequency transmission signal to be transmitted;
A high-frequency mixer that mixes the received signal of the radar wave reflected by the target object with the transmission signal from the transmission signal generation means as a local signal, and generates a beat signal whose component is the frequency difference of the mixed signal When,
Calculation means for obtaining a distance or relative speed with respect to a target object based on a harmonic component generated in the beat signal by the transmission signal being modulated by the periodic modulation component;
In a radar apparatus equipped with
A radar apparatus characterized in that the frequency of the periodic modulation component is set to a magnitude such that a half wavelength of a radar wave having the frequency is shorter than a distance resolution required for the radar apparatus. 時間に対して直線的に周波数を変化させる直線変調成分と、検出すべきビート信号の基本波成分の２倍以上の周波数で周期的に周波数を変化させる周期変調成分とにより変調され、レーダ波として送信される高周波の送信信号を生成する送信信号生成手段と、
目標物体により反射された前記レーダ波の受信信号に、前記送信信号生成手段からの送信信号をローカル信号として混合し、該混合された信号の周波数差を成分とするビート信号を生成する高周波用ミキサと、
前記送信信号が前記周期変調成分によって変調されていることにより、前記ビート信号に生じる高調波成分に基づいて、目標物体との距離又は相対速度を求める演算手段と、
を備えたレーダ装置において、
前記送信信号生成手段に、前記直線変調成分の変化に同期させて前記周期変調成分の周波数を周期的に切り替える変調成分切替手段を設けたことを特徴とするレーダ装置。Modulated by a linear modulation component that changes the frequency linearly with respect to time and a periodic modulation component that changes the frequency periodically at a frequency that is at least twice the fundamental wave component of the beat signal to be detected. Transmission signal generating means for generating a high-frequency transmission signal to be transmitted;
A high-frequency mixer that mixes the received signal of the radar wave reflected by the target object with the transmission signal from the transmission signal generation means as a local signal, and generates a beat signal whose component is the frequency difference of the mixed signal When,
Calculation means for obtaining a distance or relative speed with respect to a target object based on a harmonic component generated in the beat signal by the transmission signal being modulated by the periodic modulation component;
In a radar apparatus equipped with
A radar apparatus, wherein the transmission signal generating means is provided with modulation component switching means for periodically switching the frequency of the periodic modulation component in synchronization with the change of the linear modulation component . 時間に対して直線的に周波数を変化させる直線変調成分と、検出すべきビート信号の基本波成分の２倍以上の周波数で周期的に周波数を変化させる周期変調成分とにより変調され、レーダ波として送信される高周波の送信信号を生成する送信信号生成手段と、Modulated by a linear modulation component that changes the frequency linearly with respect to time and a periodic modulation component that changes the frequency periodically at a frequency that is at least twice the fundamental wave component of the beat signal to be detected. Transmission signal generating means for generating a high-frequency transmission signal to be transmitted;
目標物体により反射された前記レーダ波の受信信号に、前記送信信号生成手段からの送信信号をローカル信号として混合し、該混合された信号の周波数差を成分とするビート信  The beat signal having the frequency difference of the mixed signal as a component is mixed with the received signal of the radar wave reflected by the target object as a local signal from the transmission signal generating means. 号を生成する高周波用ミキサと、A high-frequency mixer that generates
前記送信信号が前記周期変調成分によって変調されていることにより、前記ビート信号に生じる高調波成分に基づいて、目標物体との距離又は相対速度を求める演算手段と、  Calculation means for obtaining a distance or relative velocity with respect to a target object based on a harmonic component generated in the beat signal by the transmission signal being modulated by the periodic modulation component;
を備えたレーダ装置において、  In a radar apparatus equipped with
前記送信信号生成手段に、前記周期変調成分の周波数を切り替える変調成分切替手段を設けると共に、  The transmission signal generating means is provided with modulation component switching means for switching the frequency of the periodic modulation component,
前記演算手段にて算出された目標物体との距離に応じて、前記変調成分切替手段による前記周期変調成分の周波数を切り替えを制御する周波数切替制御手段を設けたことを特徴とするレーダ装置。  A radar apparatus comprising frequency switching control means for controlling switching of the frequency of the periodic modulation component by the modulation component switching means in accordance with the distance from the target object calculated by the computing means. 時間に対して直線的に周波数を変化させる直線変調成分と、検出すべきビート信号の基本波成分の２倍以上の周波数で周期的に周波数を変化させる周期変調成分とにより変調され、レーダ波として送信される高周波の送信信号を生成する送信信号生成手段と、Modulated by a linear modulation component that changes the frequency linearly with respect to time and a periodic modulation component that changes the frequency periodically at a frequency that is at least twice the fundamental wave component of the beat signal to be detected. Transmission signal generating means for generating a high-frequency transmission signal to be transmitted;
目標物体により反射された前記レーダ波の受信信号に、前記送信信号生成手段からの送信信号をローカル信号として混合し、該混合された信号の周波数差を成分とするビート信号を生成する高周波用ミキサと、  A high-frequency mixer that mixes the received signal of the radar wave reflected by the target object with the transmission signal from the transmission signal generation means as a local signal, and generates a beat signal whose component is the frequency difference of the mixed signal When,
該高周波用ミキサが生成するビート信号に、前記周期変調成分と同期した第２ローカル信号を混合し、該混合された信号の周波数差を成分とする第２ビート信号を生成する中間周波用ミキサと、  An intermediate frequency mixer for mixing a beat signal generated by the high frequency mixer with a second local signal synchronized with the periodic modulation component, and generating a second beat signal having a frequency difference of the mixed signal as a component; ,
該中間周波用ミキサにて生成された第２ビート信号の基本波成分に基づき、目標物体との距離又は相対速度を求める演算手段と、  An arithmetic means for obtaining a distance or relative speed from the target object based on the fundamental wave component of the second beat signal generated by the intermediate frequency mixer;
を備えたレーダ装置において、  In a radar apparatus equipped with
前記周期変調成分の周波数を、該周波数を有するレーダ波の半波長が当該レーダ装置に要求される最大検知距離より長くなる大きさに設定すると共に、  The frequency of the periodic modulation component is set to a magnitude such that a half wavelength of a radar wave having the frequency is longer than the maximum detection distance required for the radar device,
前記周期変調成分と前記第２ローカル信号との位相差を調節する位相差調節手段を設けたことを特徴とするレーダ装置。  A radar apparatus comprising a phase difference adjusting means for adjusting a phase difference between the periodic modulation component and the second local signal. 請求項７記載のレーダ装置において、The radar apparatus according to claim 7, wherein
前記演算手段にて算出された目標物体との距離に応じて、前記位相差調節手段による前記位相差の調節量を制御する位相差調節量制御手段を設けたことを特徴とするレーダ装置。  A radar apparatus comprising phase difference adjustment amount control means for controlling an adjustment amount of the phase difference by the phase difference adjustment means in accordance with a distance from a target object calculated by the calculation means. 請求項７記載のレーダ装置において、The radar apparatus according to claim 7, wherein
前記位相差調節手段は、前記位相差を９０°±１８０°×ｍ（ｍは整数）に調節することを特徴とするレーダ装置。  The radar apparatus according to claim 1, wherein the phase difference adjusting means adjusts the phase difference to 90 ° ± 180 ° × m (m is an integer). 請求項７記載のレーダ装置において、The radar apparatus according to claim 7, wherein
前記高周波用ミキサと前記中間周波用ミキサとの間に、前記高周波用ミキサが生成するビート信号の信号成分のうち、前記第２ローカル信号の周波数近傍の信号成分のみを通過させるバンドパスフィルタ、或いは該信号成分のみを増幅する増幅器のうち、少なくともいずれか一方からなる信号強調手段を設け、  A band-pass filter that passes only signal components in the vicinity of the frequency of the second local signal among signal components of the beat signal generated by the high-frequency mixer between the high-frequency mixer and the intermediate-frequency mixer; or Providing signal enhancement means comprising at least one of the amplifiers that amplify only the signal component;
前記位相差調節手段は、前記位相差△θを、前記第２ローカル信号とほぼ同じ周波数を有する信号成分の前記信号強調手段での位相遅延分をθ  The phase difference adjusting means sets the phase difference Δθ as the phase delay amount of the signal component having substantially the same frequency as the second local signal in the signal emphasizing means. dldl として、△θ−θΔθ−θ dldl ＝９０°±１８０°×ｍ（ｍは整数）となるように調節することを特徴とするレーダ装置。= A radar device that is adjusted to be 90 ° ± 180 ° x m (m is an integer). 請求項７ないし請求項１０いずれか記載のレーダ装置において、The radar device according to any one of claims 7 to 10,
前記第２ローカル信号は、前記周期変調成分のｎ倍（ｎは正の整数）の周波数を有することを特徴とするレーダ装置。  The radar apparatus according to claim 1, wherein the second local signal has a frequency n times (n is a positive integer) the periodic modulation component. 請求項１１記載のレーダ装置において、The radar apparatus according to claim 11, wherein
前記送信信号生成手段は、前記第２ローカル信号を、前記周期変調成分の周波数をｎ倍することにより生成することを特徴とするレーダ装置。  The radar apparatus according to claim 1, wherein the transmission signal generating unit generates the second local signal by multiplying a frequency of the periodic modulation component by n. 請求項１１記載のレーダ装置において、The radar apparatus according to claim 11, wherein
前記送信信号生成手段は、前記周期変調成分を、前記第２ローカル信号の周波数を１／ｎに分周することにより生成することを特徴とするレーダ装置。  The transmission apparatus according to claim 1, wherein the transmission signal generation unit generates the periodic modulation component by dividing the frequency of the second local signal by 1 / n.

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