JP3804253B2

JP3804253B2 - Radar device, voltage controlled oscillator, and voltage controlled oscillator control method

Info

Publication number: JP3804253B2
Application number: JP03320198A
Authority: JP
Inventors: 康之三宅; 松ヶ谷　　和沖
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1998-02-16
Filing date: 1998-02-16
Publication date: 2006-08-02
Anticipated expiration: 2018-02-16
Also published as: JPH11231044A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体の衝突防止等に使用され、周波数変調されたレーダ波を送受信することにより、目標物体との相対距離や相対速度に関する情報を取り出すＦＭＣＷ方式のレーダ装置、該レーダ装置に好適な電圧制御発振器及び電圧制御発振器の制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年レーダ装置を自動車に搭載し、衝突防止等の安全装置として応用する試みがなされているが、車載用のレーダ装置としては、目標物の距離と相対速度とを同時に検出可能であり、しかも構成が比較的簡単で小型化・低価格化に適したＦＭＣＷ方式のレーダ装置（以下、ＦＭＣＷレーダ装置とよぶ）が用いられている。
【０００３】
このＦＭＣＷレーダ装置では、図６（ａ）に実線で示すように、三角波状の変調信号により周波数変調され、周波数が時間に対して直線的に漸次増減する送信信号Ｓｓをレーダ波として送信し、目標物体により反射されたレーダ波を受信する。この時、受信信号Ｓｒは、図６（ａ）に点線で示すように、レーダ波が目標物体との間を往復するのに要する時間、即ち目標物体までの距離に応じた時間Ｔｄだけ遅延し、レーダと目標物体との相対速度に応じた周波数Ｆｄだけドップラシフトする。
【０００４】
そして、このような受信信号Ｓｒと送信信号Ｓｓとをミキサで混合することにより、図６（ｂ）に示すように、これら信号Ｓｒ，Ｓｓの差の周波数成分であるビート信号Ｓｂを発生させ、送信信号Ｓｓの周波数が増加する時のビート信号Ｓｂの周波数（以下、上り変調時のビート周波数とよぶ）をｆｕ、送信信号Ｓｓの周波数が減少する時のビート周波数（以下、下り変調時のビート周波数とよぶ）をｆｄとして、目標物体との距離Ｒ及び相対速度Ｖを、以下の（１）（２）式を用いて算出するように構成されている。
【０００５】
【数１】

【０００６】
【数２】

【０００７】
なお、ｃは電波伝搬速度、Ｔは送信信号を変調する三角波の周期、△Ｆは送信信号の周波数変調幅、Ｆｏは送信信号の中心周波数である。
ここで、このようなＦＭＣＷレーダ装置を車載用レーダ装置として適用するには、約１００〜２００ｍを最大距離として、それ以下の範囲内にある目標物体を、少なくとも数ｍの距離分解能で検出できるように構成する必要がある。なお、ＦＭＣＷレーダ装置の距離分解能△Ｒは（３）式、また相対速度がゼロの場合に検出されるビート周波数ｆｂは（４）式で表されることが知られている。
【０００８】
【数３】

【０００９】
【数４】

【００１０】
この（３）式から明かなように、数ｍの距離分解能を得るためには、周波数変動幅△Ｆを、１００ＭＨｚ程度に設定する必要があり、また、このような周波数変動幅△Ｆを確保するためには、送信信号の中心周波数Ｆｏを、ミリ波と呼ばれる周波数帯（数十ＧＨｚ〜数百ＧＨｚ）に設定する必要がある。
【００１１】
そして、制御の応答性を考慮して、三角波の周期Ｔを１ｍｓ程度に設定した場合、（４）式から明らかなように、数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚのビート信号を検出することになる。
ところがミリ波のような高周波帯の信号を扱う高周波用ミキサでは、図７に示すように、信号強度の揺らぎの周波数成分からなるＡＭ−ＦＭ変換ノイズや、周波数に反比例した強度を有する１／ｆノイズがミキサの出力に重畳される。しかも、これらＡＭ−ＦＭ変換ノイズ及び１／ｆノイズ（以下、合わせて低周波ノイズとよぶ）の強度は、ビート信号Ｓｂと同じ数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚの周波数領域で比較的強いため、ビート信号Ｓｂの信号対雑音比（以下、ＳＮ比という）を劣化させてしまうという問題があった。
【００１２】
特に、ＳＮ比は、目標物体の検出距離に大きな影響を与える（具体的には、ＳＮ比が１２ｄＢ向上すると検出距離が約２倍になる）ため、雑音を抑えＳＮ比を向上させることはレーダの性能を向上させる上で極めて重要である。
これに対して、例えば特開平５−４０１６９号公報には、送信信号Ｓｓ又は受信信号Ｓｒに、新たな信号を重畳して高調波を発生させることにより、高周波用ミキサにて送受信信号Ｓｓ，Ｓｒを混合した時に、本来より高い周波数帯にビート信号を発生させ、更に、このビート信号に、送信信号Ｓｓ又は受信信号Ｓｒに重畳した信号を、中間周波用ミキサにて再度混合することにより、ビート信号を本来の数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚの周波数帯に再変換するように構成されたＦＭＣＷレーダ装置が開示されている。
【００１３】
この装置では、送信信号Ｓｓ又は受信信号Ｓｒに重畳する信号の周波数を数ＭＨｚ程度に設定すれば、送受信信号Ｓｓ，Ｓｒを混合する高周波用ミキサから出力されるビート信号を、低周波ノイズの影響が十分に小さくなる領域（数ＭＨｚ程度）に発生させることができ、また、このビート信号を数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚの周波数に変換する中間周波用ミキサは、高周波用ミキサが取り扱うミリ波に比べて周波数の低いビート信号やスイッチング信号（いずれも数ＭＨｚ程度）を扱うので、その出力に重畳される低周波ノイズは、高周波用ミキサに比べて十分に小さい。
【００１４】
即ち、高周波用ミキサでは、低周波ノイズの影響が小さい周波数領域にビート信号Ｓｂを発生させ、このビート信号Ｓｂの周波数成分を、低周波ノイズの少ない中間周波用ミキサにて本来の周波数帯に変換しているので、低周波ノイズの影響を低減でき、ビート信号ＳｂのＳＮ比が改善されるのである。
【００１５】
また、特開平４−１４２８６号公報には、送信信号を周波数変調する三角波の周期を短くすることによって、ビート信号の表れる周波数を高周波側に移行させるレーダ装置が開示されている。これについては、前述の（４）式を見れば、三角波の周期を短くすると、ビート信号が表れる周波数帯を高くできることがわかる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、前者（特開平５−４０１６９号）のレーダ装置では、ミリ波帯の高周波信号である送信信号や受信信号に新たな信号を重畳する処理を行わなければならない。これは、レーダ波を減衰させることになるため、検出感度を劣化させてしまうという問題や、高周波回路は一般に回路への組み付けが難しく、また値段も高いため、製造に手間を要すると共に装置が高価なものとなるという問題があった。
【００１７】
一方、後者（特開平４−１４２８６号）のレーダ装置では、送信信号を周波数変調する三角波の周期を短くすることで、信号処理時のＳＮ比を劣化させてしまうという問題があった。
即ち、車載用ＦＭＣＷレーダ装置等では、一般的に、ビート信号の処理を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いて行っているが、このＦＦＴ処理後の周波数分解能△ｆは、（５）式にて表すことができる。
【００１８】
△ｆ＝１／Ｔｓ（５）
なお、Ｔｓは、上り変調又は下り変調の各期間内で、ビート信号を検出するためのサンプリングを行っている期間（以下、サンプリング期間という）である。従って、各サンプリング期間Ｔｓは、当然、送信信号を周波数変調する三角波の周期Ｔの１／２以下（Ｔｓ≦Ｔ／２）の値となる。
【００１９】
また、ＦＦＴ処理を行うと、処理された信号に白色雑音が重畳されることが知られており、そのスペクトル密度が均一な場合、白色雑音の強度Ｎは、ボルツマン定数ｋ及び絶対温度ＴＨを用いて（６）式にて表すことができる。
Ｎ＝ｋ・ＴＨ・△ｆ＝ｋ・ＴＨ／Ｔｓ（６）
つまり、ビート信号が発生する周波数帯を高くするために、送信信号を周波数変調する三角波の周期Ｔを短くすると、当然、サンプリング時間Ｔｓも短くしなければならず、その結果、（６）式から明らかなように、白色雑音強度Ｎが大きくなって、レーダ装置での信号処理時のＳＮ比が劣化してしまうのである。
【００２０】
本発明は、上記問題点を解決するために、高周波回路を複雑化することなく、検出性能を向上させることが可能なレーダ装置、このレーダ装置を構成するのに好適な電圧制御発振器、及び電圧制御発振器の制御方法を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するためになされた発明である請求項１に記載のレーダ装置では、送信信号生成手段が、時間に対して直線的に周波数が変化するよう三角波状に変調された高周波の送信信号を生成し、この送信信号がレーダ波として送出される。目標物体により反射されたレーダ波の受信信号に、送信信号生成手段からの送信信号をローカル信号として混合し、該混合された信号の周波数差を成分とするビート信号に基づいて、目標物体との距離又は相対速度のうち少なくともいずれか一方を求める。
【００２２】
ところで、送信信号生成手段は、時間に対して信号レベルが直線的に変化する三角波状の変調信号を発生する変調信号発生器と、トランジスタに正帰還を加えることにより負性抵抗を示すよう構成された負性抵抗回路、及び該負性抵抗回路のトランジスタに直列又は並列接続される共振回路を備え、外部からの変調信号に従って前記トランジスタのゲートに印加する直流バイアス電圧を変化させることにより発振周波数が変化する発振器本体と、前記トランジスタのドレインに印加する直流バイアス電圧を変化させることにより、前記変調信号に対する発振周波数の変化率を調整する変化率調整手段とからなり、送信信号の変調周期を一定にしたまま該送信信号の周波数変調幅（以下、単に変調幅という）を変化させるように構成されている。
即ち、上述の（４）式から明らかなように、変調幅△Ｆを変化させれば、送信信号の変調周期Ｔを変化させることなく、ビート信号が発生する周波数帯を変化させることができるのである。
【００２３】
従って、本発明のレーダ装置によれば、受信信号に重畳された外部雑音等が、ビート信号のＳＮ比を劣化させている場合に、送信信号の変調幅を適宜変化させ、外部雑音の影響の小さい周波数帯にビート信号が表れるようにすることができるため、どのような周波数帯に外部雑音が表れたとしても、常に、ＳＮ比の優れたビート信号にて検出を行うことができる。
【００２４】
なお、周知のように低周波ノイズは周波数が高くなるほど小さくなるため、通常は、送信信号生成手段が許す限り、変調幅が広くなるように設定し、ビート信号が表れる周波数帯をできるだけ高くして検出を行うことが望ましい。
また、本発明のレーダ装置では、ビート信号が発生する周波数帯を変化させても、三角波の変調周期が一定であるため、検出したビート信号の信号処理をＦＦＴを用いて行う場合に、白色雑音を増大させてしまうことがなく、ＳＮ比の良好な状態で信号処理を行うことができる。
【００２５】
しかも、送信信号及び受信信号の信号経路等、高周波信号を取り扱う高周波回路に新たな回路を追加する必要がないため、装置構成が簡単であり、しかも高周波信号である送受信信号を減衰させ検出感度を劣化させてしまうこともない。
つまり、本発明によれば、低周波雑音や外部雑音の影響が最も小さい周波数帯でビート信号を検出できると共に、検出されたビート信号の信号処理時に重畳される白色雑音を低く抑えることができ、更には高周波信号を減衰させる高周波回路部品等を取り付ける必要もないため、当該レーダ装置の検出性能を最大限に引き出すことができる。
【００２７】
また、本発明のレーダ装置によれば、変調信号発生器は、一定周期（周波数），一定振幅の変調信号を生成すればよいため、簡単な構成の変調信号発生器の用いて装置を構成することができる。
ところで、一般に、この種のレーダ装置に用いられる周波数可変発振器の一つとして、トランジスタに正帰還を加えることにより負性抵抗を示すよう構成された負性抵抗回路と、該負性抵抗回路のトランジスタに直列又は並列接続される共振回路とからなり、トランジスタのゲートに印加する直流バイアス電圧（ひいてはトランジスタのゲート・ソース間容量）を外部からの変調信号に応じて変化させることにより、発振周波数を変化させるように構成された電圧制御発振器が知られている。
【００２８】
この電圧制御発振器では、使用する変調信号の振幅に対して、所望の周波変調幅が得られるように、トランジスタの帰還量を決めるスタブを調整することにより、変調信号に対する発振周波数の変化率を設定していた。
つまり、この種の電圧制御発振器では、変調信号に対する発振周波数の変化率は固定されてしまうため、本発明のレーダ装置に使用することができなかった。
【００２９】
しかし、この種の電圧制御発振器についての研究を重ねた結果、図５に示すように、トランジスタのドレインへの直流バイアス電圧Ｖｄを変化させると、変調信号に対する発振周波数の変化率が変化すること、つまり、この種の電圧制御発振器では、請求項２に記載のように、外部からの制御信号に従ってトランジスタのドレインに印加する直流バイアス電圧を変化させることにより、変調信号に対する発振周波数の変化率を調整する制御が可能であることを見出した。
【００３０】
この電圧制御発振器の制御方法を具体的に実現したものが、請求項３に記載された電圧制御発振器であり、更に、周波数可変発振器（発振器本体，変化率調整手段）として、請求項３に記載の電圧制御発振器を用いて構成したものが、本発明のレーダ装置である。
【００３１】
従って、本発明のレーダ装置によれば、発振器本体は、従来からあるものをそのまま用いることができ、直流バイアス電圧を変化させる変化率調整手段を追加するだけの簡単な構成で、レーダ装置の検出性能の向上を図ることができる。
【００３２】
また請求項３に記載の電圧制御発振器は、変調信号に対する発振周波数の変化率を任意に設定できるため、上述のレーダ装置に限らず、より様々な用途に用いることができる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施例を図面と共に説明する。
図１は、実施例の障害物検出用レーダ装置の全体構成を表すブロック図である。
【００３４】
図１に示すように、本実施例のレーダ装置１０は、送信信号Ｓｓとしてミリ波帯の高周波信号を生成し、該高周波信号の周波数を変調信号Ｓｍに応じて制御可能であると共に、変調信号Ｓｍに対する高周波信号の周波数の変化率を制御信号Ｓｋに応じて調整可能な周波数可変発振器としての電圧制御発振器１２と、電圧制御発振器１２に供給する変調信号Ｓｍとして、時間に対して直線的に周波数が増減するような変調を電圧制御発振器１２に行わせるための三角波を生成する変調信号発生器としての三角波発生器１４と、電圧制御発振器１２が生成する送信信号Ｓｓに応じたレーダ波を放射する送信アンテナ１６と、電圧制御発振器１２からの送信信号Ｓｓを電力分配し、ローカル信号Ｌを生成する分配器１８と、レーダ波を受信する受信アンテナ２０と、受信アンテナ２０からの受信信号Ｓｒに、分配器１８からのローカル信号Ｌを混合し、これら信号の差の周波数成分であるビート信号Ｓｂを生成する高周波用ミキサ２２と、高周波用ミキサ２２からのビート信号Ｓｂに基づいて、目標物体との距離、及び相対速度を検出する信号処理部２４とを備えている。
【００３５】
そして、信号処理部２４は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭからなる周知のマイクロコンピュータを中心に構成され、三角波発生器１４への起動，停止信号を出力するための出力ポート、制御信号Ｓｋを生成するためのＤ／Ａ変換器、ビート信号Ｓｂをデジタル値に変換してＣＰＵに取り込むためのＡ／Ｄ変換器、Ａ／Ｄ変換器を介して取り込んだデータについて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を高速に実行するための演算処理装置等を備えている。
【００３６】
なお、本実施例では電圧制御発振器１２及び三角波発生器１４が送信信号生成手段に相当し、また、制御信号Ｓｋを生成するためのＤ／Ａ変換器が変化率調整手段に相当する。
ここで、図２は、電圧制御発振器１２の詳細な構成を表す回路図である。
【００３７】
図２に示すように、電圧制御発振器１２は、高電子移動度電界効果トランジスタ（ＨＥＭＴ：high electron mobility transistor ）２６ａ、及びＨＥＭＴ２６ａに正帰還を加えるためＨＥＭＴ２６ａのソースに接続された帰還用スタブ２６ｂからなる負性抵抗回路２６と、ＨＥＭＴ２６ａのゲートに接続された伝送線からなる共振回路２８と、共振回路２８のゲートへの接続端とは反対側端に接続された高周波信号接地用のコンデンサ３０と、一端がＨＥＭＴ２６ａのドレイン，他端が当該電圧制御発振器１２の出力端子ＯＵＴに接続された伝送線３２ａ、及び一端が出力端子ＯＵＴ，他端が抵抗Ｒ１を介して制御信号Ｓｋの入力端子ＩＮ２に接続された伝送線３２ｂからなり、当該電圧制御発振器１２の出力インピーダンスを調整する出力整合回路３２と、伝送線３２ｂの入力端子ＩＮ２側端に接続された高周波信号接地用のコンデンサ３４と、抵抗３６ａ，３６ｂ，３６ｃからなり、入力端子ＩＮ１に印加される変調信号Ｓｍを分圧してなるバイアス電圧を、共振回路２８とコンデンサ３０との接続端から共振回路２８を介してＨＥＭＴ２６ａのゲートに印加するバイアス印加回路３６とを備えている。
【００３８】
このように構成された電圧制御発振器１２では、入力端子ＩＮ１に印加される変調信号Ｓｍ（の電圧値）に応じて、ＨＥＭＴ２６ａのゲート・ソース間に印加するバイアス電圧が変化し、これに伴ってゲート・ソース間容量が変化することにより発振周波数、即ち出力端子ＯＵＴから出力される送信信号Ｓｓの周波数が変化する。
【００３９】
また、入力端子ＩＮ２に印加する制御信号Ｓｋを変化させると、ＨＥＭＴ２６ａのドレイン電圧Ｖｄが変化し、先に図５に示したように、変調信号Ｓｍに対する発振周波数の変化率が変化する。
なお、図５は、ドレイン電圧Ｖｄを２．５Ｖ，２．０Ｖ，１．５Ｖに設定し、それぞれについて、変調信号Ｓｍの電圧値を−８〜０Ｖの範囲で１Ｖずつ変化させた時の発振周波数の測定結果を表すグラフである。図５に示すように、ドレイン電圧Ｖｄ（即ち制御信号Ｓｋ）を小さくする程、グラフの傾き、即ち変調信号Ｓｍに対する発振周波数の変化率が大きくなり、具体的には、変調信号Ｓｍをグラフに示す範囲（−８〜０Ｖ）で変化させるとすると、送信信号Ｓｓの変調幅△Ｆは、０．７ＧＨｚから３．３ＧＨｚへ約５倍に広域化することになる。また、ドレイン電圧Ｖｄがいずれの場合でも、線形性が良好に保持されている。
【００４０】
ここで、図３は、（ａ）及び（ｂ）が、それぞれ変調信号Ｓｍ及び制御信号Ｓｋの電圧値の変化を表す波形図、（ｃ）が送信信号Ｓｓの周波数の変化を表す波形図である。
上記のように構成された本実施例のレーダ装置１０では、信号処理部２４が、まず三角波発生器１４を起動することにより、三角波発生器１４にて生成された一定周期かつ一定振幅の三角波を変調信号Ｓｍとして電圧制御発振器１２の入力端子ＩＮ１に印加し、これと共に、信号処理部２４に設けられたＤ／Ａ変換器にて一定電圧Ｖａを発生させ、これを制御信号Ｓｋとして電圧制御発振器１２の入力端子ＩＮ２に印加する。すると、電圧制御発振器１２の出力端子ＯＵＴからは、制御信号Ｓｋの電圧値Ｖａに応じた変調幅△Ｆａで変調された送信信号Ｓｓが出力される。
【００４１】
そして、この送信信号Ｓｓを、送信アンテナ１６がレーダ波として放射すると共に、分配器１８がその一部をローカル信号Ｌとして分離する。また、送信アンテナ１６から放射され、目標物体に反射して戻ってきたレーダ波を受信アンテナ２０が受信すると、高周波用ミキサ２２が、この受信アンテナ２０からの受信信号Ｓｒと、分配器１８からのローカル信号Ｌとを混合してビート信号Ｓｂを生成する。
【００４２】
このビート信号Ｓｂは、信号処理部２４に設けられたＡ／Ｄ変換器にてＡ／Ｄ変換され、信号処理部２４に取り込まれる。なお、ビート信号ＳｂをＡ／Ｄ変換するサンプリングは、上り変調又は下り変調毎に、そのほぼ全期間（Ｔ／２）をサンプリング期間として、検出すべきビート周波数ｆｕ，ｆｄの最大値の２倍に相当する周期以下のサンプリング周期にて行うものとする。
【００４３】
そして、信号処理部２４では、ビート信号ＳｂをＡ／Ｄ変換することにより得られたデジタルデータを、上り変調時又は下り変調時の各サンプリング期間毎に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することにより、各サンプリング期間毎のスペクトラムを求め、そのスペクトラムから上り変調時のビート周波数ｆｕ，及び下り変調時のビート周波数ｆｄを抽出し、これらビート周波数ｆｕ，ｆｄに基づき、上述の（１）（２）式を用いて、目標物体との距離Ｒや相対速度Ｖを算出する処理を実行する。
【００４４】
この時、ＦＦＴの演算結果からビート信号ＳｂのＳＮ比を求め、ＳＮ比が悪い場合には、制御信号Ｓｋの電圧値を変化させ（図３中：時刻ｔ１）、ビート信号Ｓｂが発生する周波数帯を変化させて、同様の処理を繰り返す。
なお、図３では、信号処理部２４が、制御信号Ｓｋの電圧値をＶａより小さな値Ｖｂに変化させており、電圧制御発振器１２における変調信号Ｓｍに対する発振周波数の変化率が大きくなるため、出力端子ＯＵＴからは、この電圧値Ｖｂに応じて、先の変調幅△Ｆａより大きな変調幅△Ｆｂで変調された送信信号Ｓｓが出力され、ビート信号Ｓｂはより高い周波数帯に発生するようになる。
【００４５】
ここで、図４に、送信信号Ｓｓの変調幅△Ｆを４００ＭＨｚ及び１００ＭＨｚとして、上り変調時のビート信号のスペクトラムをシミュレーションにより求めた結果を表す。但し、目標物体までの距離を５０ｍ，相対速度を１０ｍ／ｓ，送信信号Ｓｓの変調周期Ｔを２．５６ｍｓとした。
【００４６】
図４に示すように、変調幅△Ｆが１００ＭＨｚの時にビート周波数ｆｕは２１ＫＨｚとなり、一方、変調幅△Ｆが４００ＭＨｚの時にビート周波数ｆｕは９９ＫＨｚとなった。また、低周波ノイズの影響により、変調幅△Ｆを４００ＭＨｚとした時の方が、変調幅△Ｆを１００ＭＨｚとした時より、ＳＮ比が約８ｄＢ向上していることがわかる。
【００４７】
以上説明したように、本実施例のレーダ装置１０においては、送信信号Ｓｓの周波数変調幅△Ｆを変化させることにより、ビート信号Ｓｂが表れる周波数帯を変化させている。
従って、本実施例のレーダ装置１０によれば、受信信号Ｓｒに重畳された外部雑音等が、ビート信号ＳｂのＳＮ比を劣化させているような場合に、送信信号Ｓｓの変調幅△Ｆを適宜変化させ、外部雑音の影響の小さい周波数帯にビート信号Ｓｂが表れるようにすることができるため、どのような周波数帯に外部雑音が表れたとしても、常に、ＳＮ比の優れたビート信号Ｓｂにて検出を行うことができる。
【００４８】
また、本実施例のレーダ装置１０では、電圧制御発振器１２の変調信号Ｓｍに対する発振周波数の変化率を調整することにより、送信信号Ｓｓを周波数変調する三角波の周期Ｔを変化させることなく、変調幅△Ｆのみを変化させている。
このため、本実施例のレーダ装置１０によれば、検出したビート信号ＳｂをＦＦＴ処理することにより重畳される白色雑音の強度は、変調幅△Ｆ（即ちビート信号Ｓｂが発生する周波数帯）によらず一定であり、ＳＮ比を劣化させてしまうことがないので、常に、ＳＮ比の良好な状態で信号処理を行うことができる。
【００４９】
更に、本実施例のレーダ装置１０では、送信信号Ｓｓ，受信信号Ｓｒ，ローカル信号Ｌの信号経路等、高周波信号を取り扱う高周波回路に新たな回路を追加する必要がないため、装置構成が簡単であり、しかもこれらの高周波信号Ｓｓ，Ｓｒ，Ｌを減衰させ検出感度を劣化させてしまうこともない。
【００５０】
つまり、本実施例のレーダ装置１０によれば、低周波雑音や外部雑音の影響が最も小さい周波数帯でビート信号Ｓｂを検出できると共に、検出されたビート信号Ｓｂの信号処理時に重畳される白色雑音を低く抑えることができ、しかも高周波信号Ｓｓ，Ｓｒ，Ｌを減衰させる高周波回路部品等を新たに取り付ける必要もないため、当該レーダ装置１０の検出性能を最大限に引き出すことができる。
【００５１】
また本実施例のレーダ装置１０では、電圧制御発振器１２として、負性抵抗回路２６と共振回路２８とを備えた周知のものを用いており、負性抵抗回路２６を構成するＨＥＭＴ２６ａのドレインに印加する直流バイアス電圧を変化させるためのＤ／Ａ変換器等を追加するだけの簡単な構成で、レーダ装置１０の検出性能の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施例のレーダ装置の全体構成図である。
【図２】高周波発振器の詳細な構成を表す回路図である。
【図３】第１実施例のレーダ装置各部の信号波形を表す説明図である。
【図４】シミュレーション結果を表すグラフである。
【図５】高周波発振器の特性を測定した結果を表すグラフである。
【図６】ＦＭＣＷレーダ装置の原理を表す説明図である。
【図７】従来装置の問題点を表す説明図である。
【符号の説明】
１０…レーダ装置１２…電圧制御発振器１４…三角波発振器１６…送信アンテナ１８…分配器２０…受信アンテナ２２…高周波用ミキサ２４…信号処理部２６…負性抵抗回路２６ａ…ＨＥＭＴ２６ｂ…帰還用スタブ２８…共振回路３０，３４…コンデンサ３２…出力整合回路３２ａ，３２ｂ…伝送線３６…バイアス印加回路３６ａ〜３６ｃ…抵抗ＩＮ１，ＩＮ２…入力端子ＯＵＴ…出力端子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention is used for preventing collision of a moving body, and is suitable for an FMCW radar device that extracts information on a relative distance and a relative speed with a target object by transmitting and receiving a frequency-modulated radar wave, and the radar device. The present invention relates to a voltage controlled oscillator and a method for controlling the voltage controlled oscillator.
[0002]
[Prior art]
In recent years, attempts have been made to mount radar devices on automobiles and apply them as safety devices such as collision prevention. However, as an on-vehicle radar device, it is possible to detect the distance and relative speed of a target at the same time, and to configure it. However, an FMCW radar device (hereinafter referred to as FMCW radar device) that is relatively simple and suitable for downsizing and cost reduction is used.
[0003]
In this FMCW radar apparatus, as shown by a solid line in FIG. 6A, a transmission signal Ss that is frequency-modulated by a triangular wave-like modulation signal and whose frequency gradually increases and decreases linearly with respect to time is transmitted as a radar wave. A radar wave reflected by the target object is received. At this time, the received signal Sr is delayed by a time Td corresponding to the time required for the radar wave to reciprocate between the target object, that is, the distance to the target object, as indicated by a dotted line in FIG. The Doppler shift is performed by the frequency Fd corresponding to the relative speed between the radar and the target object.
[0004]
Then, by mixing such a reception signal Sr and transmission signal Ss with a mixer, as shown in FIG. 6B, a beat signal Sb that is a frequency component of the difference between these signals Sr and Ss is generated. The frequency of the beat signal Sb when the frequency of the transmission signal Ss increases (hereinafter referred to as the beat frequency during uplink modulation) is fu, and the beat frequency when the frequency of the transmission signal Ss decreases (hereinafter the beat during downlink modulation). The frequency R) is set to fd, and the distance R to the target object and the relative speed V are calculated using the following equations (1) and (2).
[0005]
[Expression 1]

[0006]
[Expression 2]

[0007]
Here, c is the radio wave propagation speed, T is the period of the triangular wave that modulates the transmission signal, ΔF is the frequency modulation width of the transmission signal, and Fo is the center frequency of the transmission signal.
Here, in order to apply such an FMCW radar apparatus as a vehicle-mounted radar apparatus, a target object within a range of about 100 to 200 m as a maximum distance can be detected with a distance resolution of at least several meters. Need to be configured. It is known that the distance resolution ΔR of the FMCW radar apparatus is expressed by equation (3), and the beat frequency fb detected when the relative speed is zero is expressed by equation (4).
[0008]
[Equation 3]

[0009]
[Expression 4]

[0010]
As is clear from the equation (3), in order to obtain a distance resolution of several meters, it is necessary to set the frequency fluctuation width ΔF to about 100 MHz, and secure such a frequency fluctuation width ΔF. In order to achieve this, it is necessary to set the center frequency Fo of the transmission signal to a frequency band (several tens GHz to several hundreds GHz) called a millimeter wave.
[0011]
In consideration of control responsiveness, when the period T of the triangular wave is set to about 1 ms, a beat signal of several tens of KHz to several hundreds of KHz is detected as is apparent from the equation (4).
However, in a high-frequency mixer that handles a signal in a high frequency band such as a millimeter wave, as shown in FIG. 7 , AM / FM conversion noise including a frequency component of signal intensity fluctuation, or 1 / f having an intensity that is inversely proportional to the frequency. Noise is superimposed on the output of the mixer. In addition, the intensity of these AM-FM conversion noise and 1 / f noise (hereinafter collectively referred to as low-frequency noise) is relatively strong in the frequency range of several tens KHz to several hundred KHz, which is the same as the beat signal Sb. There has been a problem that the signal-to-noise ratio (hereinafter referred to as SN ratio) of the signal Sb is deteriorated.
[0012]
In particular, the SN ratio has a great influence on the detection distance of the target object (specifically, when the SN ratio is improved by 12 dB, the detection distance is approximately doubled). It is extremely important in improving the performance of the system.
On the other hand, for example, in Japanese Patent Laid-Open No. 5-40169, a high frequency mixer generates a harmonic by superimposing a new signal on a transmission signal Ss or a reception signal Sr, thereby transmitting and receiving signals Ss, Sr. When the signal is mixed, a beat signal is generated in a higher frequency band than originally intended, and further, the beat signal is mixed with the signal superimposed on the transmission signal Ss or the reception signal Sr by an intermediate frequency mixer. An FMCW radar device configured to reconvert a signal into an original frequency band of several tens to several hundreds KHz is disclosed.
[0013]
In this apparatus, if the frequency of the signal to be superimposed on the transmission signal Ss or the reception signal Sr is set to about several MHz, the beat signal output from the high-frequency mixer that mixes the transmission / reception signals Ss and Sr is affected by low-frequency noise. The intermediate frequency mixer that converts this beat signal into a frequency of several tens of KHz to several hundred KHz is a millimeter wave handled by the high frequency mixer. Compared to beat signals and switching signals (both of about several MHz) that are low in frequency, the low frequency noise superimposed on the output is sufficiently smaller than that of the high frequency mixer.
[0014]
That is, in the high frequency mixer, the beat signal Sb is generated in the frequency region where the influence of the low frequency noise is small, and the frequency component of the beat signal Sb is converted into the original frequency band by the intermediate frequency mixer with low low frequency noise. Therefore, the influence of low frequency noise can be reduced, and the SN ratio of the beat signal Sb is improved.
[0015]
Japanese Laid-Open Patent Publication No. 4-14286 discloses a radar apparatus that shifts the frequency at which a beat signal appears to the high frequency side by shortening the period of a triangular wave that frequency modulates a transmission signal. Regarding this, it can be seen from the aforementioned equation (4) that the frequency band in which the beat signal appears can be increased by shortening the period of the triangular wave.
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
However, the former (Japanese Patent Laid-Open No. 5-40169) radar apparatus must perform a process of superimposing a new signal on a transmission signal or reception signal that is a high-frequency signal in the millimeter wave band. This is because the radar wave is attenuated, so that the detection sensitivity is deteriorated, and the high-frequency circuit is generally difficult to assemble to the circuit, and the cost is high. There was a problem that it would be a bad thing.
[0017]
On the other hand, the latter radar device (Japanese Patent Laid-Open No. 4-14286) has a problem that the signal-to-noise ratio at the time of signal processing is deteriorated by shortening the period of the triangular wave for frequency-modulating the transmission signal.
That is, in an in-vehicle FMCW radar device or the like, beat signal processing is generally performed using fast Fourier transform (FFT), and the frequency resolution Δf after the FFT processing is expressed by equation (5). Can be represented.
[0018]
Δf = 1 / Ts (5)
Ts is a period during which sampling for detecting a beat signal is performed within each period of uplink modulation or downlink modulation (hereinafter referred to as a sampling period). Therefore, each sampling period Ts naturally has a value that is 1/2 or less (Ts ≦ T / 2) of the period T of the triangular wave that frequency-modulates the transmission signal.
[0019]
In addition, it is known that white noise is superimposed on the processed signal when the FFT processing is performed. When the spectral density is uniform, the white noise intensity N uses the Boltzmann constant k and the absolute temperature TH. (6).
N = k · TH · Δf = k · TH / Ts (6)
That is, if the period T of the triangular wave for frequency-modulating the transmission signal is shortened in order to increase the frequency band in which the beat signal is generated, naturally the sampling time Ts must also be shortened. As will be apparent, the white noise intensity N increases, and the signal-to-noise ratio during signal processing in the radar apparatus deteriorates.
[0020]
In order to solve the above problems, the present invention provides a radar device capable of improving detection performance without complicating a high-frequency circuit, a voltage-controlled oscillator suitable for constituting the radar device, and a voltage It is an object to provide a method for controlling a controlled oscillator.
[0021]
[Means for Solving the Problems]
The radar apparatus according to claim 1, which is an invention made to achieve the above object, wherein the transmission signal generating means is a high-frequency transmission signal modulated in a triangular wave shape so that the frequency changes linearly with respect to time. This transmission signal is transmitted as a radar wave. The transmission signal from the transmission signal generating means is mixed as a local signal with the radar wave reception signal reflected by the target object, and based on the beat signal whose component is the frequency difference of the mixed signal, Find at least one of distance or relative speed.
[0022]
By the way, the transmission signal generating means is configured to show a negative resistance by adding a positive feedback to a transistor and a modulation signal generator that generates a triangular wave-like modulation signal whose signal level changes linearly with time. A negative resistance circuit and a resonance circuit connected in series or in parallel with the transistor of the negative resistance circuit, and the oscillation frequency is changed by changing a DC bias voltage applied to the gate of the transistor according to a modulation signal from the outside. A changing oscillator body and change rate adjusting means for adjusting the change rate of the oscillation frequency with respect to the modulation signal by changing the DC bias voltage applied to the drain of the transistor, and making the modulation period of the transmission signal constant frequency modulation width of the left said transmission signal (hereinafter, simply referred to as modulation width) is configured to vary the
That is, as is clear from the above equation (4), if the modulation width ΔF is changed, the frequency band in which the beat signal is generated can be changed without changing the modulation period T of the transmission signal. is there.
[0023]
Therefore, according to the radar apparatus of the present invention, when the external noise or the like superimposed on the received signal deteriorates the SN ratio of the beat signal, the modulation width of the transmission signal is appropriately changed, and the influence of the external noise is reduced. Since a beat signal can appear in a small frequency band, even if external noise appears in any frequency band, detection can always be performed with a beat signal having an excellent SN ratio.
[0024]
As is well known, low frequency noise becomes smaller as the frequency becomes higher, so normally, as long as the transmission signal generation means allows, the modulation width is set to be wide, and the frequency band where the beat signal appears is made as high as possible. It is desirable to perform detection.
Further, in the radar apparatus of the present invention, even if the frequency band in which the beat signal is generated is changed, the modulation period of the triangular wave is constant. Therefore, when the signal processing of the detected beat signal is performed using FFT, white noise Signal processing can be performed with a good S / N ratio.
[0025]
Moreover, since it is not necessary to add a new circuit to the high-frequency circuit that handles high-frequency signals, such as the signal paths of the transmission signal and the reception signal, the apparatus configuration is simple, and the detection sensitivity is reduced by attenuating the transmission / reception signal that is a high-frequency signal There is no deterioration.
That is, according to the present invention, it is possible to detect a beat signal in a frequency band where the influence of low frequency noise and external noise is the smallest, and to suppress white noise superimposed during signal processing of the detected beat signal, Furthermore, since it is not necessary to attach a high-frequency circuit component that attenuates a high-frequency signal, the detection performance of the radar device can be maximized.
[0027]
Further, according to the radar apparatus of the present invention, the modulation signal generator only needs to generate a modulation signal having a constant period (frequency) and a constant amplitude, so that the apparatus is configured using a modulation signal generator having a simple configuration. be able to.
By the way, in general, as one of frequency variable oscillators used in this type of radar apparatus, a negative resistance circuit configured to exhibit a negative resistance by applying positive feedback to the transistor, and a transistor of the negative resistance circuit The oscillation frequency is changed by changing the DC bias voltage applied to the transistor gate (and thus the gate-source capacitance of the transistor) according to the external modulation signal. There are known voltage controlled oscillators configured to be configured.
[0028]
In this voltage controlled oscillator, the rate of change of the oscillation frequency with respect to the modulation signal is set by adjusting the stub that determines the feedback amount of the transistor so that the desired frequency modulation width can be obtained for the amplitude of the modulation signal to be used. Was.
In other words, this type of voltage controlled oscillator cannot be used in the radar apparatus of the present invention because the rate of change of the oscillation frequency with respect to the modulation signal is fixed.
[0029]
However, as a result of repeated research on this type of voltage controlled oscillator, as shown in FIG. 5, when the DC bias voltage Vd to the drain of the transistor is changed, the rate of change of the oscillation frequency with respect to the modulation signal changes. that is, in this type of voltage controlled oscillator, as claimed in claim 2, by changing the DC bias voltage applied to the drain of the transistor in accordance with an external control signal, adjusting the rate of change of the oscillation frequency to the modulation signal It has been found that control is possible.
[0030]
A specific implementation of this voltage controlled oscillator control method is the voltage controlled oscillator described in claim 3. Further, as the frequency variable oscillator (oscillator body, change rate adjusting means), it is described in claim 3 . A radar apparatus according to the present invention is configured using the voltage-controlled oscillator.
[0031]
Therefore, according to the radar apparatus of the present invention, the oscillator body, there can be used those that are conventionally used as such, in the simple configuration of simply adding a change rate adjusting means for changing the DC bias voltage, the radar device The detection performance can be improved.
[0032]
The voltage controlled oscillator according to claim 3 can arbitrarily set the rate of change of the oscillation frequency with respect to the modulation signal. Therefore, the voltage controlled oscillator can be used not only for the above-described radar apparatus but also for various applications.
[0033]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
Figure 1 is a block diagram showing the entire configuration of an obstacle detecting radar system in real施例.
[0034]
As shown in FIG. 1, the radar apparatus 10 of the present embodiment generates a millimeter-wave band high-frequency signal as the transmission signal Ss, can control the frequency of the high-frequency signal in accordance with the modulation signal Sm, A frequency control oscillator 12 as a frequency variable oscillator capable of adjusting a frequency change rate of the high frequency signal with respect to Sm according to the control signal Sk, and a modulation signal Sm supplied to the voltage control oscillator 12 has a frequency linearly with time. A triangular wave generator 14 serving as a modulation signal generator for generating a triangular wave for causing the voltage controlled oscillator 12 to perform modulation that increases and decreases, and a radar wave corresponding to the transmission signal Ss generated by the voltage controlled oscillator 12 is radiated. A power distribution of the transmission signal Ss from the transmission antenna 16 and the voltage controlled oscillator 12 to generate a local signal L, and reception to receive a radar wave The high frequency mixer 22 that mixes the local signal L from the distributor 18 with the received signal Sr from the antenna 20 and the receiving antenna 20 and generates the beat signal Sb that is the frequency component of the difference between these signals, and the high frequency mixer The signal processing unit 24 detects the distance to the target object and the relative speed based on the beat signal Sb from 22.
[0035]
The signal processing unit 24 is configured around a known microcomputer including a CPU, a ROM, and a RAM, and generates an output port for outputting a start / stop signal to the triangular wave generator 14 and a control signal Sk. D / A converters, A / D converters for converting beat signals Sb into digital values and importing them into the CPU, and fast Fourier transform (FFT) for data captured via the A / D converters at high speed An arithmetic processing unit or the like for execution is provided.
[0036]
In this embodiment, the voltage controlled oscillator 12 and the triangular wave generator 14 correspond to transmission signal generation means, and the D / A converter for generating the control signal Sk corresponds to change rate adjustment means.
Here, FIG. 2 is a circuit diagram showing a detailed configuration of the voltage controlled oscillator 12.
[0037]
As shown in FIG. 2, the voltage controlled oscillator 12 includes a high electron mobility field effect transistor (HEMT) 26a and a feedback stub 26b connected to the source of the HEMT 26a to add positive feedback to the HEMT 26a. A negative resistance circuit 26, a resonance circuit 28 including a transmission line connected to the gate of the HEMT 26a, and a capacitor 30 for grounding a high-frequency signal connected to an end opposite to the connection end of the resonance circuit 28 to the gate. A transmission line 32a having one end connected to the drain of the HEMT 26a, the other end connected to the output terminal OUT of the voltage controlled oscillator 12, and one end connected to the output terminal OUT and the other end connected to the input terminal IN2 of the control signal Sk via the resistor R1. An output matching circuit 3 comprising a transmission line 32b connected to adjust the output impedance of the voltage controlled oscillator 12 2, a high frequency signal grounding capacitor 34 connected to the input terminal IN2 side end of the transmission line 32b, and

resistors

36a, 36b, 36c, and a bias obtained by dividing the modulation signal Sm applied to the input terminal IN1. A bias application circuit 36 is provided that applies a voltage from the connection end of the resonance circuit 28 and the capacitor 30 to the gate of the HEMT 26 a via the resonance circuit 28.
[0038]
In the voltage controlled oscillator 12 configured as described above, the bias voltage applied between the gate and the source of the HEMT 26a changes according to the modulation signal Sm (voltage value) applied to the input terminal IN1, and accordingly, As the gate-source capacitance changes, the oscillation frequency, that is, the frequency of the transmission signal Ss output from the output terminal OUT changes.
[0039]
Also, varying the control signal Sk applied to the input terminal IN2, the drain voltage Vd of HEMT26a changes, as shown in FIG. 5 above, the rate of change of the oscillation frequency to the modulation signal Sm varies.
FIG. 5 shows the oscillation when the drain voltage Vd is set to 2.5 V, 2.0 V, and 1.5 V, and the voltage value of the modulation signal Sm is changed by 1 V in the range of −8 to 0 V for each. It is a graph showing the measurement result of a frequency. As shown in FIG. 5 , as the drain voltage Vd (that is, the control signal Sk) is decreased, the slope of the graph, that is, the rate of change of the oscillation frequency with respect to the modulation signal Sm increases. Specifically, the modulation signal Sm is plotted on the graph. If it is changed within the range shown (−8 to 0 V), the modulation width ΔF of the transmission signal Ss is widened from about 0.7 times to about 3.3 GHz. Further, the linearity is satisfactorily maintained regardless of the drain voltage Vd.
[0040]
Here, FIG. 3 is a waveform diagram in which (a) and (b) represent changes in the voltage values of the modulation signal Sm and the control signal Sk, respectively, and (c) is a waveform diagram in which changes in the frequency of the transmission signal Ss are represented. is there.
In the radar apparatus 10 of the present embodiment configured as described above, the signal processing unit 24 first activates the triangular wave generator 14 to generate a triangular wave having a constant period and a constant amplitude generated by the triangular wave generator 14. A modulated signal Sm is applied to the input terminal IN1 of the voltage controlled oscillator 12, and at the same time, a constant voltage Va is generated by a D / A converter provided in the signal processing unit 24, and this is used as a control signal Sk. Apply to 12 input terminals IN2. Then, the transmission signal Ss modulated with the modulation width ΔFa corresponding to the voltage value Va of the control signal Sk is output from the output terminal OUT of the voltage controlled oscillator 12.
[0041]
Then, the transmission antenna 16 radiates the transmission signal Ss as a radar wave, and the distributor 18 separates a part thereof as the local signal L. When the receiving antenna 20 receives the radar wave radiated from the transmitting antenna 16 and reflected back to the target object, the high frequency mixer 22 receives the received signal Sr from the receiving antenna 20 and the distributor 18. The beat signal Sb is generated by mixing with the local signal L.
[0042]
The beat signal Sb is A / D converted by an A / D converter provided in the signal processing unit 24 and taken into the signal processing unit 24. The sampling for A / D conversion of the beat signal Sb is twice the maximum value of the beat frequencies fu and fd to be detected with the sampling period being almost the entire period (T / 2) for each of the upstream modulation or downstream modulation. The sampling period is equal to or less than that corresponding to.
[0043]
In the signal processing unit 24, each digital data obtained by A / D converting the beat signal Sb is subjected to fast Fourier transform (FFT) for each sampling period at the time of upstream modulation or downstream modulation. The spectrum for each sampling period is obtained, the beat frequency fu at the time of upstream modulation and the beat frequency fd at the time of downstream modulation are extracted from the spectrum, and the above-described equations (1) and (2) are obtained based on these beat frequencies fu and fd. The process of calculating the distance R and the relative speed V with the target object is executed.
[0044]
At this time, the SN ratio of the beat signal Sb is obtained from the FFT calculation result. If the SN ratio is bad, the voltage value of the control signal Sk is changed (in FIG. 3, time t1), and the frequency at which the beat signal Sb is generated. The same process is repeated while changing the band.
In FIG. 3, the signal processing unit 24 changes the voltage value of the control signal Sk to a value Vb smaller than Va, and the rate of change of the oscillation frequency with respect to the modulation signal Sm in the voltage controlled oscillator 12 becomes large. From the terminal OUT, a transmission signal Ss modulated with a modulation width ΔFb larger than the previous modulation width ΔFa is output according to the voltage value Vb, and the beat signal Sb is generated in a higher frequency band. .
[0045]
Here, FIG. 4 shows the result of the simulation of the spectrum of the beat signal at the time of uplink modulation with the modulation width ΔF of the transmission signal Ss being 400 MHz and 100 MHz. However, the distance to the target object was 50 m, the relative speed was 10 m / s, and the modulation period T of the transmission signal Ss was 2.56 ms.
[0046]
As shown in FIG. 4, when the modulation width ΔF is 100 MHz, the beat frequency fu is 21 KHz, and when the modulation width ΔF is 400 MHz, the beat frequency fu is 99 KHz. Further, it can be seen that the SN ratio is improved by about 8 dB when the modulation width ΔF is set to 400 MHz due to the influence of low frequency noise than when the modulation width ΔF is set to 100 MHz.
[0047]
As described above, in the radar apparatus 10 of the present embodiment, the frequency band in which the beat signal Sb appears is changed by changing the frequency modulation width ΔF of the transmission signal Ss.
Therefore, according to the radar apparatus 10 of the present embodiment, when the external noise or the like superimposed on the reception signal Sr degrades the SN ratio of the beat signal Sb, the modulation width ΔF of the transmission signal Ss is set. The beat signal Sb can be appropriately changed so that the beat signal Sb appears in a frequency band where the influence of external noise is small. Therefore, even if the external noise appears in any frequency band, the beat signal Sb having an excellent SN ratio is always obtained. Detection can be performed at.
[0048]
Further, in the radar apparatus 10 of the present embodiment, the modulation width is adjusted without changing the period T of the triangular wave that frequency modulates the transmission signal Ss by adjusting the rate of change of the oscillation frequency with respect to the modulation signal Sm of the voltage controlled oscillator 12. Only ΔF is changed.
For this reason, according to the radar apparatus 10 of the present embodiment, the intensity of the white noise superimposed by subjecting the detected beat signal Sb to the FFT processing is within the modulation width ΔF (that is, the frequency band in which the beat signal Sb is generated). Regardless, it is constant and does not deteriorate the SN ratio, so that signal processing can always be performed with a good SN ratio.
[0049]
Furthermore, in the radar apparatus 10 of the present embodiment, it is not necessary to add a new circuit to the high-frequency circuit that handles high-frequency signals such as the signal path of the transmission signal Ss, the reception signal Sr, and the local signal L, so that the apparatus configuration is simple. In addition, the high-frequency signals Ss, Sr, and L are not attenuated and the detection sensitivity is not deteriorated.
[0050]
That is, according to the radar apparatus 10 of the present embodiment, the beat signal Sb can be detected in the frequency band where the influence of the low frequency noise and the external noise is the smallest, and the white noise superimposed during the signal processing of the detected beat signal Sb. Can be kept low, and it is not necessary to newly install a high-frequency circuit component for attenuating the high-frequency signals Ss, Sr, L, etc., so that the detection performance of the radar apparatus 10 can be maximized.
[0051]
In the radar apparatus 10 of the present embodiment, a well-known voltage control oscillator 12 having a negative resistance circuit 26 and a resonance circuit 28 is used, and is applied to the drain of the HEMT 26a constituting the negative resistance circuit 26. The detection performance of the radar apparatus 10 can be improved with a simple configuration in which a D / A converter or the like for changing the direct current bias voltage is added .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an overall configuration diagram of a radar apparatus according to a first embodiment.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a detailed configuration of a high-frequency oscillator.
FIG. 3 is an explanatory diagram illustrating signal waveforms of respective parts of the radar apparatus according to the first embodiment.
FIG. 4 is a graph showing a simulation result.
FIG. 5 is a graph showing the results of measuring the characteristics of a high-frequency oscillator.
FIG. 6 is an explanatory diagram showing the principle of an FMCW radar apparatus.
FIG. 7 is an explanatory diagram showing problems of a conventional device.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Radar apparatus 1 2 ... Voltage controlled oscillator 14 ... Triangular wave oscillator 16 ... Transmitting antenna 18 ... Divider 20 ... Receiving antenna 22 ... High frequency mixer 24 ... Signal processing part 26 ... Negative resistance circuit 26a ... HEMT 26b ... For feedback stub 28 ... resonant circuit 30, 34 ... capacitor 32 ...

output matching circuit

32a, 32 b ... transmission line 36 ... bias applying circuit 36 a - 36 c ... resistance I N1, IN2 ... input terminal OUT ... output terminal

Claims

レーダ波として送信するため、時間に対して直線的に周波数が変化するよう三角波状に変調された高周波の送信信号を生成する送信信号生成手段を備え、目標物体により反射された上記レーダ波の受信信号に、上記送信信号生成手段からの送信信号をローカル信号として混合し、該混合された信号の周波数差を成分とするビート信号に基づいて、目標物体との距離又は相対速度のうち少なくともいずれか一方を求めるレーダ装置において、
前記送信信号生成手段は、
時間に対して信号レベルが直線的に変化する三角波状の変調信号を発生する変調信号発生器と、
トランジスタに正帰還を加えることにより負性抵抗を示すよう構成された負性抵抗回路、及び該負性抵抗回路のトランジスタに直列又は並列接続される共振回路を備え、外部からの変調信号に従って前記トランジスタのゲートに印加する直流バイアス電圧を変化させることにより発振周波数が変化する発振器本体と、
前記トランジスタのドレインに印加する直流バイアス電圧を変化させることにより、前記変調信号に対する発振周波数の変化率を調整する変化率調整手段と、
からなり、前記送信信号の変調周期を一定にしたまま該送信信号の周波数変調幅を変化させることを特徴とするレーダ装置。In order to transmit as a radar wave, a transmission signal generating means for generating a high-frequency transmission signal modulated in a triangular wave shape so that the frequency linearly changes with respect to time is provided, and the radar wave received by the target object is received. The signal is mixed with the transmission signal from the transmission signal generation means as a local signal, and at least one of the distance to the target object and the relative speed based on the beat signal whose component is the frequency difference of the mixed signal In a radar device that seeks one,
The transmission signal generating means includes
A modulation signal generator for generating a triangular wave-like modulation signal whose signal level changes linearly with respect to time;
A negative resistance circuit configured to exhibit a negative resistance by applying a positive feedback to the transistor, and a resonance circuit connected in series or in parallel to the transistor of the negative resistance circuit, the transistor according to a modulation signal from the outside An oscillator body whose oscillation frequency changes by changing a DC bias voltage applied to the gate of
A change rate adjusting means for adjusting a change rate of the oscillation frequency with respect to the modulation signal by changing a DC bias voltage applied to the drain of the transistor;
From it, the radar apparatus characterized by make changing the frequency modulation width of the transmitted signal while the modulation period of the transmission signal constant.

トランジスタに正帰還を加えることにより負性抵抗を示すよう構成された負性抵抗回路、及び該負性抵抗回路のトランジスタに直列又は並列接続される共振回路を備え、外部からの変調信号に従って前記トランジスタのゲートに印加する直流バイアス電圧を変化させることにより発振周波数が変化する電圧制御発振器の制御方法であって、
外部からの制御信号に従って前記トランジスタのドレインに印加する直流バイアス電圧を変化させることにより、前記変調信号に対する発振周波数の変化率を変化させることを特徴とする電圧制御発振器の制御方法。A negative resistance circuit configured to exhibit a negative resistance by applying a positive feedback to the transistor, and a resonance circuit connected in series or in parallel to the transistor of the negative resistance circuit, the transistor according to a modulation signal from the outside A method for controlling a voltage controlled oscillator in which an oscillation frequency is changed by changing a DC bias voltage applied to the gate of
A method for controlling a voltage controlled oscillator, wherein a rate of change of an oscillation frequency with respect to the modulation signal is changed by changing a DC bias voltage applied to the drain of the transistor in accordance with an external control signal.

トランジスタに正帰還を加えることにより負性抵抗を示すよう構成された負性抵抗回路、及び該負性抵抗回路のトランジスタに直列又は並列接続される共振回路を備え、外部からの変調信号に従って前記トランジスタのゲートに印加する直流バイアス電圧を変化させることにより発振周波数が変化する発振器本体と、
前記トランジスタのドレインに印加する直流バイアス電圧を変化させることにより、前記変調信号に対する発振周波数の変化率を調整する変化率調整手段と、
からなることを特徴とする電圧制御発振器。A negative resistance circuit configured to exhibit a negative resistance by applying a positive feedback to the transistor, and a resonance circuit connected in series or in parallel to the transistor of the negative resistance circuit, the transistor according to a modulation signal from the outside An oscillator body whose oscillation frequency changes by changing a DC bias voltage applied to the gate of
A change rate adjusting means for adjusting a change rate of the oscillation frequency with respect to the modulation signal by changing a DC bias voltage applied to the drain of the transistor;
A voltage-controlled oscillator comprising: