JP3925581B2 - スペクトラム拡散信号受信装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、スペクトラム拡散信号受信装置に関し、特に、逆拡散時の同期検出に係わる部分に関する。
【0002】
【従来の技術】
地球を周回する複数個の人口衛星を利用して移動体の位置を測定するシステムが提案されているが、この種のシステムにおいては、衛星信号にはスペクトラム拡散変調が施されている。例えばGPS(Global Positioning System )と呼ばれる位置測定システムにおいては、衛星信号は、50bpsの軌道パラメータデータ(衛星の時刻,位置を示す軌道データ等)が、チップ速度1.023MHz、周期1ミリ秒の疑似雑音符号(例えばGOLD符号)でスペクトラム拡散変調される共に、1575.42MHzと、1227.6MHzの2つの搬送波が直交位相変調(2相PSK変調)されて送信されている。
【0003】
GPS受信機は、少なくとも3個の衛星からの信号を受信して、それぞれ前記搬送波に対する追従とスペクトラム逆拡散の処理を行い、各衛星の軌道パラメータデータを復調し、各信号の到達時間(この衛星信号の到達時間から衛星とユーザとの間の距離を得る)と衛星位置とを得る。ユーザの位置は、測定した各衛星位置を原点とし、測定した距離を半径として各衛星を中心とした球を描き、その交点から3次元的に決定することができる。
【0004】
ところで、この種のスペクトラム拡散信号受信装置においては、スペクトラム拡散変調を復調するために逆拡散を行う。逆拡散は、基本的には、受信装置に、疑似雑音符号を発生する符号発生器を設け、この符号発生器からの疑似雑音符号と、受信したスペクトラム拡散信号とを乗算することにより行うが、逆拡散のためには、スペクトラム拡散信号中の疑似雑音符号と、符号発生器からの疑似雑音符号とが同期している必要がある。
【0005】
このため、符号発生器からの疑似雑音符号の発生位相とチップ速度は制御可能とされ、例えばタウ・ディザ追跡法などを用いた帰還ループが用いられて、符号発生器からの疑似雑音符号の発生位相が、スペクトラム拡散信号中の疑似雑音符号と同期するようにサーチ制御される。そして、この同期している状態で、受信データがデコードされるものである。
【0006】
ここで、スペクトラム拡散信号中の疑似雑音符号と、符号発生器からの疑似雑音符号とが同期しているか否かは、スペクトラム拡散信号中の疑似雑音符号と、符号発生器からの疑似雑音符号との相関の度合い(相関レベル)から検出することができ、相関レベルが予め定めた所定レベルのしきい値(スレッショールド値)を超えたか否かにより、従来は検出されている。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、従来のスペクトラム拡散信号受信装置においては、スペクトラム拡散信号中の疑似雑音符号と、符号発生器からの疑似雑音符号とが同期しているか否かを相関レベルを用いて同期検出する場合に、相関レベルのしきい値は、予め定められた既定値が用いられていた。
【0008】
この既定値は、スペクトラム拡散信号受信装置の開発設計の段階で、経験的な値として定められたり、あるいは独自に定められた方法に基づいて設定されているが、製品として一度設定されてしまうと、もはや、その値を変更することはできない。
【0009】
ところで、GPS受信機などのスペクトラム拡散信号受信装置は、様々な条件の下で使用され、受信している場所の周囲の環境により、例えば受信ノイズの状況が変わることが多い。一般に、ある一定レベルの受信ノイズを考えた場合、しきい値としての相関レベルを小さくすると、ノイズの影響を受けやすくなるため、同期引き込みは遅くなってしまう。そこで、しきい値は、ノイズレベルの影響を考慮した適切な値とすべきである。
【0010】
すなわち、受信ノイズが少ない環境では、しきい値としての相関レベルを小さく設定し、一方、受信ノイズが大きい状況下では、しきい値としての相関レベルを大きくして、それぞれに最適な同期検出ができるようにすることが望ましい。
【0011】
このように、スペクトラム拡散信号中の疑似雑音符号と、符号発生器からの疑似雑音符号との同期検出のためのしきい値は、受信装置の使用環境に応じて変更できることが好ましい。
【0012】
また、受信装置の使用者の要求により、ある場合には、同期引き込みを高速にし、また、ある場合には、同期引き込みは遅くても同期検出を確実に行えるように指示することができれば、受信装置の使い勝手が非常に良くなる。
【0013】
しかしながら、前述したように、従来のスペクトラム拡散信号受信装置においては、同期検出用のしきい値としての相関レベルは、一定の既定値として定められているため、使用場所によっては、装置本来の性能を十分に発揮することができない場合があった。
【0014】
この発明は、以上の問題点を解決したスペクトラム拡散信号受信装置を提供することを目的とする。
【0015】
【課題を解決するための手段】
以上の目的を達成するために、この発明によるスペクトラム拡散信号受信装置は、
疑似雑音符号発生器と、
前記疑似雑音符号発生器の出力疑似雑音符号の位相とチップ速度とを制御するための符号駆動装置と、
搬送波が疑似雑音符号によってスペクトラム拡散変調されたスペクトラム拡散信号と、前記疑似雑音符号発生器の出力疑似雑音符号との乗算を行って、逆拡散を行う逆拡散手段と、
前記逆拡散手段の出力信号に基づき、前記疑似雑音符号発生器からの出力疑似雑音符号と、前記スペクトラム拡散信号に含まれる疑似雑音符号との相関の度合いを示す相関出力信号を得る相関検出手段と、
前記相関検出手段からの相関出力信号と、設定されたしきい値とを比較して、前記疑似雑音符号発生器からの出力疑似雑音符号と、前記スペクトラム拡散信号に含まれる疑似雑音符号とが同期しているか否かを判定する同期検出手段と、
ノイズを測定し、その測定したノイズに基づいて前記同期検出手段における前記相関出力信号と比較する前記しきい値を設定するしきい値設定手段と、
前記同期検出手段で前記同期していることを検出したときには、予め定めた一定時間、同期状態を保持する手段と、
を備え、
前記しきい値設定手段は、ノイズがないときに前記同期検出手段での同期検出を行いながら前記疑似雑音符号発生器からの出力疑似雑音符号を1繰り返し周期分変化させるときの第1の時間と、ノイズがあるときに前記同期検出手段での同期検出を行いながら前記疑似雑音符号発生器からの出力疑似雑音符号の1繰り返し周期変化させるときの第2の時間と、前記測定したノイズとから前記しきい値を設定する
ことを特徴とする。
【0016】
また、請求項2の発明は、請求項1に記載のスペクトラム拡散信号受信装置において、
前記しきい値設定手段は、前記ノイズの測定を一定時間ごとに行うことを特徴とする。
【0018】
また、請求項3の発明は、請求項1に記載のスペクトラム拡散信号受信装置において、少なくとも前記第2の時間は、設定入力が可能とされてなることを特徴とする。
【0019】
また、請求項4の発明は、請求項1に記載のスペクトラム拡散信号受信装置において、
前記相関検出手段と、前記同期検出手段と、前記しきい値設定手段とは、ソフトウエアにより実現されてなることを特徴とする。
【0020】
また、請求項5の発明は、請求項1に記載のスペクトラム拡散信号受信装置において、
複数チャンネル分のスペクトラム拡散信号を並列に受信できるように、複数チャンネル分の受信部を備え、
前記複数チャンネル分の受信部のうちの1チャンネルの受信部は、前記ノイズを測定するために用いることを特徴とする。
【0021】
上述の構成の請求項1の発明によれば、同期検出手段において、同期検出のために相関検出手段からの相関出力信号と比較するためのしきい値は、しきい値設定手段で、測定したノイズに基づいて定められる。したがって、受信装置の使用環境が変わった場合には、前記同期検出手段で用いられるしきい値は、その使用環境において測定されたノイズの状況に応じて変わり、常に、受信装置の性能を十分に発揮することが可能な状態にすることができる。
【0022】
また、請求項2の発明によれば、ノイズ測定は、一定時間ごとに行われるので、受信装置の使用環境が頻繁に変化しても、常に、その使用環境に応じて、同期検出手段で用いられるしきい値が変わる。
【0023】
また、請求項1の発明の受信装置においては、同期検出手段で一旦同期検出されると、予め定めた一定時間は同期検出のためのサーチ動作を行わず、データのデコード処理のみを行うようにしている。そして、非同期の状態が前記一定時間の間、継続すると再びサーチ動作を行うようになっている。
【0024】
この場合に、受信信号中の疑似雑音符号と、受信装置の疑似雑音符号の周波数は一致しているとした場合において位相同期について考える次のようになる。すなわち、非同期状態から、同期検出のためのサーチを行う場合、受信ノイズが無いと仮定すると、符号発生器からの疑似雑音符号の繰り返しの1周期が、同期引き込みの最大時間T1となる。
【0025】
しかし、受信ノイズがあると、そのノイズのために、一旦同期引き込みがなされたと誤判定して、前記一定時間はサーチ動作が停止され、前記一定時間後、再びサーチ動作が行われることになる。そして、ノイズ量に応じて前記一定時間のサーチ動作の停止回数が増減する。このため、受信ノイズがあるときには、安定な同期引き込みまでの最大時間T2は、ノイズが存在しない場合の時間T1に比べて長くなり、しかも、その大きさは、ノイズの状況に応じたものとなる。
【0026】
上記のことは、しきい値が一定に定まっている場合であるので、換言すれば、前記時間T1と、前記時間T2とを定めた場合、ノイズの状況が分かれば、そのノイズの状況に応じたしきい値が設定されることになる。
【0027】
請求項1のしきい値設定手段は、前記時間T1およびT2の情報を予め取得するとともに、ノイズを測定して、ノイズの状況を検出し、それらの情報からしきい値を設定するようにする。したがって、受信装置の使用環境が変わった場合には、前記同期検出手段で用いられるしきい値は、その使用環境において測定されたノイズの状況に応じて変わり、常に、受信装置の性能を充分に発揮することが可能な状態にすることができる。
【0028】
請求項3においては、請求項1において、少なくとも前記時間T2がユーザにより設定入力が可能とされている。前記時間T1は、使用する疑似雑音符号により定まる規定値とすることができる。時間T2が、変わると、上述のことから分かるように、同じノイズ状況であってもしきい値を変えることができる。例えば、ユーザは、同期引き込みを早くしたい場合には、時間T2を時間T1に近い値にし、また、同期引き込みは遅くとも、同期引き込みを確実に行いたい場合には、時間T2を時間T1に比較して大きくする。
【0029】
また、請求項4においては、相関検出手段と、前記同期検出手段と、前記しきい値設定手段とは、ソフトウエアにより実現するようにするため、受信装置の構成が簡単になる。
【0030】
また、請求項5においては、複数チャンネル分存在する受信部のうちの一つがノイズの測定用に割り当てられるため、ノイズ測定のタイミングに制約がなく、適当なタイミングでノイズの測定を行うことができるため、常に、受信装置の性能を十分に発揮することが可能な状態にすることができる。
【0031】
【発明の実施の形態】
以下、この発明によるスペクトラム拡散信号受信装置の実施の形態を、図を参照しながら説明する。図1は、この発明によるスペクトラム拡散信号受信装置の一実施形態のブロック図で、この例はGPSの受信装置の場合の例である。
【0032】
アンテナ11にて受信された衛星信号(スペクトラム拡散信号)は、高周波処理回路12に供給される。また、18.414MHzの水晶発振器からなる基準発振器13の出力が局部発振回路14に供給され、これより基準発振器の出力周波数と周波数比が固定された局部発振出力が得られる。
【0033】
そして、この局部発振出力が高周波処理回路12に供給されて、衛星信号が第1中間周波数19.437MHzに低域変換され、さらに基準発振器13からの発振出力により第2中間周波数1.023MHzの第2中間周波信号Sifに低域変換される。
【0034】
この高周波処理回路12からの第2中間周波信号Sifは、2値化回路15に供給されて、所定のスレッショールド値とレベル比較されて2値化される。この2値化回路15の2値化出力Sd は、イクスクルーシブオア回路で構成される信号乗算器16に供給される。
【0035】
この信号乗算器16の出力信号は、以下に説明するような受信復調部に供給される。この受信復調部は、スペクトラム拡散変調を復調する逆拡散のための帰還ループと、軌道パラメータデータ・ビットによる2相変調を復調する帰還ループとで構成される。
【0036】
この例の場合に、逆拡散復調の帰還ループ20では、いわゆるタウ・ディザ追跡法が用いられ、また、データ・ビットを復調するための帰還ループ30は、コスタス・ループが用いられるが、これらはデジタル化構成とされると共に、それぞれの制御信号はマイクロコンピュータ100において、ソフトウエア処理により形成される。
【0037】
すなわち、逆拡散復調のための帰還ループ20において、符号発生器21は受信機側の疑似雑音符号を発生するもので、これよりは1チップ時間(GPSの衛星信号は、50bpsの軌道パラメータデータが、チップ速度1.023MHz、周期1ミリ秒の疑似雑音符号によりスペクトラム拡散変調されている)の位相差のある進み(アーリ)符号Meと遅れ(レート)符号Mdを発生する。
【0038】
この符号発生器21からのアーリ符号Me及びレート符号Mdは、進み・遅れ符号選択器22に供給され、この符号選択器22がアーリ・レート切換器23からの切換信号により1ミリ秒毎に切り換えられることにより、この符号選択器22から合成疑似雑音符号が得られ、これが乗算器16に供給される。そして、この合成疑似雑音符号と2値化回路15からの2値化された中間周波信号Sd が、乗算器16で乗算される。
【0039】
この場合、符号発生器21の出力符号の位相及び周波数(チップ速度)を制御するための駆動クロックを発生するクロック発生器24は、数値制御型可変周波数発振器(以下NCOという)で構成される。このクロック発生器24には、基準発振器13からの基準クロックが供給され、クロック発生器24は、この基準クロックから、マイクロコンピュータ100の制御より符号発生器21の駆動クロックを形成する。
【0040】
そして、符号発生器21では、このクロック発生器24からの位相及び周波数が制御されたクロックにより、アーリ及びレートの疑似雑音符号の位相及び周波数が制御される。これにより、符号発生器21からの疑似雑音符号出力が、2値化回路15からの中間周波信号Sd に含まれる疑似雑音符号の位相及び周波数に一致するように制御され、これにより逆拡散がなされる。
【0041】
データ・ビットを復調するための帰還ループ30のコスタス・ループは、NCOと90°移相器とからなるキャリア発生器31と、イクスクルーシブオアゲートからなる第1及び第2の乗算器32及び33と、カウンタからなるローパスフィルタ34及び35と、キャリア発生器31への制御信号を形成するマイクロコンピュータ100からなる。キャリア発生器31には、基準発振器13からの基準クロックが供給され、キャリア発生器31は、この基準クロックから、マイクロコンピュータ100の制御に応じたキャリアを発生する。
【0042】
マイクロコンピュータ100は、プログラムソフトウエアによって、図1に機能ブロックとして示すような各機能を実行する。すなわち、マイクロコンピュータ100の処理機能を図1の機能ブロックについて説明すると、乗算手段101は、カウンタで構成されるローパスフィルタ34と35からのカウント値を掛け合わせ、その乗算出力として、受信信号中の搬送波成分とキャリア発生器31からのキャリアとの位相差に応じた出力を得る。ループフィルタ手段102は、この乗算手段101からの乗算出力からキャリア発生器31を制御する信号を形成し、キャリア発生器31に供給する。以上はコスタス・ループ30の一部を構成する。
【0043】
次に、絶対値検波手段103及び104は、ローパスフィルタ34及び35からのカウント値出力を、それぞれ絶対値検波し、その検波出力を加算手段105で加算する。この加算手段105からは、符号発生器21からの疑似雑音符号と受信信号の疑似雑音符号との相関の度合いに応じた、図2Cに示すような相関レベルを示す信号が得られる。
【0044】
ここで、ローパスフィルタ34,35の出力を従来のアナログ構成の場合のように、自乗検波せずに、絶対値検波した理由は以下に説明する通りである。
【0045】
従来のアナログ構成においては、ローパスフィルタ34、35の相関出力は、前記相関が取れていれば、図2Aで破線(イ),(ロ)で示すように余弦波及び正弦波の関係になる。したがって、これを自乗検波して互いに加算すると、一定のレベルの信号が得られることになる。ところが、デジタル構成の場合、ローパスフィルタ34,35の出力は、2値信号であり、このローパスフィルタ34,35の相関出力は、前記相関が取れているときには、図2Aで実線(ハ),(ニ)で示すように、三角波状になる。このため、ローパスフィルタ34,35の出力を従来と同様に自乗検波して加算すると、その加算出力は、図2Bに示すように、相関が取れているにもかかわらず、出力レベルが一定とならず、相関が取れているか否かを判別することが困難になる。
【0046】
これに対して、ローパスフィルタ34,35の出力を絶対値検波した後、加算した出力は、図2Cに示すように一定の出力レベルとなり、相関が取れているか否かを確実に判別することができる。以上の理由から、この実施の形態のデジタル構成の受信装置の場合には、ローパスフィルタ34,35の出力は、それぞれ絶対値検波手段103、104で絶対値検波した後、加算手段105で加算するものである。
【0047】
加算手段105の出力は、アーリ・レート切換器23からの切換信号により、選択器22の切り換えに同期して切換手段106において切り換えられて、アーリデータ保持手段107及びレートデータ保持手段108に蓄積される。実質的には、切換手段106は不要で、アーリ・レート切換器23からの切換信号に応じて、アーリデータのメモリ領域とレートデータのメモリ領域を選択し、これらアーリデータ及びレートデータを各領域に蓄積する。そして、これらアーリデータ保持手段107の出力とレートデータ保持手段108の出力とは、減算手段109に供給されて、減算される。そして、その減算結果がループフィルタ手段110に供給されて、クロック発生器24の出力である符号発生器21の駆動クロックの位相制御のための数値制御信号が形成される。
【0048】
また、加算手段105の出力は、サーチ信号発生手段111に供給されると共に、同期検出手段112に供給される。サーチ信号発生手段111は、所定の相関がとれるまで、符号発生器21の出力符号を1周期スライドさせるようにしてサーチを行うためのサーチ信号を発生する。
【0049】
同期検出手段112は、加算手段105の出力である相関レベルを監視し、当該相関レベルが、設定されたしきい値を超えたか否かにより、サーチを行うか、ループフィルタ手段110の出力により位相制御を行うかを決定し、サーチ信号発生手段111の出力とループフィルタ手段110の出力とを切り換える切換手段113に切換信号を発生する。切換手段113の出力は、クロック発生器24に供給される。
【0050】
次に、マイクロコンピュータ100の実際の処理の流れを、図1の各機能手段の参照符号を対比した図3〜図7のフローチャートを参照しながら説明する。この図3〜図7の動作は、疑似雑音符号のチップ速度である1ミリ秒毎に繰り返されるものである。したがって、カウンタ構成のローパスフィルタ34,35は、その1ミリ秒毎にリセットされる。
【0051】
先ず、図3について説明するに、カウンタ構成のローパスフィルタ34からのIデータを取り込み(ステップ201)、その絶対値を求める(ステップ202)。同様に、カウンタ構成のローパスフィルタ35からのQデータを取り込み(ステップ203)、その絶対値を求める(ステップ204)。
【0052】
次に、ステップ202で求めたIデータの絶対値とステップ204で求めたQデータの絶対値を加算し、加算結果Aを得る(ステップ205)。そして、アーリ・レート切換器23からの切換信号を参照して、現在のモードが、符号発生器21がアーリ符号Meを出力しているアーリモードか否か判別する(ステップ206)。その判別の結果、アーリモードであれば、加算結果Aを例えばRAMのアーリデータ記憶領域に書き込む(ステップ207)。また、レート符号Mdを符号発生器21から出力しているレートモードであれば、加算結果Aを例えばRAMのレートデータ記憶領域に書き込む(ステップ208)。
【0053】
次に、図4のフローチャートに移る。この図4の部分は、図1の同期検出手段112の部分の動作に対応する。すなわち、先ず、前記ステップ205で求めた加算結果Aが、所定のしきい値θLを越えているか否か判別する(ステップ211)。これは、帰還ループ20に関して、受信した信号の疑似雑音符号と符号発生器21からの疑似雑音符号との相関が取れているか否かを判別するものである。しきい値θLは、この実施の形態では、後述するようにして、受信装置でノイズ測定が行われ、その測定結果に基づいて設定される。
【0054】
その判別の結果、相関が取れていると判別されると、第1のタイマSを例えば「10」(10ミリ秒)にセットし(ステップ212)、また、第2のタイマPを「30000」(30秒)にセットして(ステップ213)、後述する図6のコスタス・ループ30の制御信号を形成するフローチャートに移る。
【0055】
また、ステップ211での判別の結果、相関が取れていないと判別されたときは、第1のタイマSを「1」だけ減じ(ステップ214)、このタイマSの値が「0」であるか否か判別する(ステップ215)。その判別の結果、タイマSが「0」でなければ、図6のフローチャートに移る。
【0056】
また、判別の結果、タイマSの値が「0」でないときは、第1のタイマSの値を「1」に設定し(ステップ216)、第2のタイマPの値が「0」か否か判別する(ステップ217)。タイマPの値が「0」であれば、図5のサーチ信号発生手段111及びサーチ時のループフィルタ手段102の動作のフローチャートに移る。また、タイマPの値が「0」でなければ、このタイマPの値を「1」だけ減じ(ステップ218)、後述する図7の帰還ループ20のループフィルタ手段110の動作を行うフローチャートに移る。
【0057】
この場合、第1のタイマSは、帰還ループ20で一旦相関が取れている(相関ロック)と検出されたら、図4のフローチャートが10回連続して、すなわち10ミリ秒の間連続して、相関が取れていないとステップ211で判別されたときでないと、非相関と検出しないようにするためのものである。
【0058】
また、タイマPは、帰還ループ20が一旦相関ロックと検出されたら、非相関(10ミリ秒の間連続して相関が取れていないと判別)と検出されたときであっても、そのタイマPで設定された時間、例えば30秒間は、その状態を保持し(帰還ループ30においてループフィルタ102によるキャリア発生器31の出力の制御及び帰還ループ20におけるループフィルタ110によるクロック発生器24の出力の位相及び周波数制御は行なう。)、30秒経過しても未だ相関が取れないと検出されたとき、図5の相関サーチのフローチャートに移るようにするためのものである。
【0059】
すなわち、帰還ループ20で一旦相関ロックと検出されたら、ステップ211で相関が取れていないと判別されても即座には相関非ロックとせず、さらに相関非ロックと判別されても直ぐには相関サーチに移らない。このため、実際には相関関係が崩れていない状態、例えば衛星と受信装置との間に飛行機などの障害物が一時的に入る状態等の、何等かの原因で瞬時の間、相関非ロックと検出されても、時間が比較的長く掛かる後述する相関サーチの動作に移らないようにされる。このことにより、瞬時的な受信障害があっても、帰還ループ20はその影響をほとんど受けず、安定な受信を行うことができるようにされている。
【0060】
次に、図5のサーチ信号発生手段110及びサーチ時のループフィルタ手段102に相当する部分のフローチャートを説明する。
【0061】
この例のサーチは、次のようにして行う。すなわち、受信信号は、その中間周波信号Sifで見たときには、1.023MHz±15kHzの範囲内に存在している。そこで、この範囲内をサーチすれば、相関を取ることができる。ところが、ループフィルタ手段102の帯域幅は、一般にこのサーチ範囲よりも小さい周波数範囲、この例では±350Hzしかなく、相関のサーチは、このループフィルタ帯域幅範囲でしかできない。
【0062】
このため、この例では、キャリア発生器31の出力がある中心周波数fcのところで、符号発生器21からのアーリ及びレート符号の1周期分のスライドを行う。その1周期のスライド制御によって相関が取れなかったときには、キャリア発生器31の発振中心周波数fcを700Hzずらし、符号発生器21のスライド制御を再び行う。これを±15kHzの範囲において逐次行うものである。なお、700Hzずつ異なる周波数fcの変更は、プラス方向及びマイナス方向に交互に行うものである。
【0063】
すなわち、図5においては、先ず、帰還ループ20において相関が取れていないことから、相関非ロック状態の初期化を行う(ステップ221)。次に、符号発生器21からのアーリ及びレート符号の1周期分のスライド(位相制御)が完了したか否かを判別する(ステップ222)。例えば符号発生器21からの疑似雑音符号の1周期分を全て出力して相関サーチを行うには、所定時間、この例では例えば4秒かかるので、1周期分のスライドが完了したか否かの判断は、この4秒のタイマを監視することにより行う。
【0064】
このステップ222での判別の結果、4秒経過していれば、符号発生器21の出力が1周期分サーチされたにもかかわらず、相関が取れなかったことを意味するので、コスタス・ループのキャリア発生器(NCO)31の発振中心周波数fcを予め定めたステップ幅の周波数Δf=700Hzだけ変更する数値制御信号を形成する(ステップ223)。そして、その数値制御信号をキャリア発生器31に供給する(ステップ224)。その後、符号発生器21の出力を再び、1周期スライドさせる数値制御信号を形成して、その制御信号をクロック発生器24に供給する(ステップ225)。
【0065】
ステップ222での判別の結果、4秒経過していなかったときには、未だ符号発生器21の出力の1周期のスライドが終了していないことを意味するので、コスタス・ループのキャリア発生器31の発振中心周波数fcはそのままとして、ステップ225に飛び、符号発生器21の出力を、1周期スライドさせる数値制御信号をクロック発生器24に供給し続ける。このステップ225の後は、図3のステップ201に戻る(図7参照)。
【0066】
以上の相関サーチの結果、必ず、どこかで相関ロックが検出される。
【0067】
そして、相関が取れたことが図4のステップ211で検出されると、前述したように、キャリア発生器31を精細に制御するための、図6のループフィルタ手段102のフローチャートに移る。このフローチャートの動作、すなわち、相関ロック状態でのキャリア発生器31の制御は、次のようにして行う。
【0068】
すなわち、先ず、キャリア発生器31を前記相関の取れた発振中心周波数fcに設定する。そして、このキャリア発生器31の制御の基準信号である誤差信号である乗算手段101の出力を参照し、その乗算出力が正(発振周波数は高い方にずれていることを示す)のときには、キャリア発生器31の発振周波数を、その時の中心周波数fcに対して所定周波数幅例えば30Hzだけ低くする。逆に乗算出力が負(発振周波数は低い方にずれていることを示す)のときには、キャリア発生器31の発振周波数を、その時の中心周波数fcに対して所定周波数幅例えば30Hzだけ低くする。
【0069】
この周波数ずらしを、このフローチャートの動作を行う毎に、すなわち1ミリ秒毎に行う。そして、この周波数ずらしを、例えば50ミリ秒間行い、その50ミリ秒間の乗算出力の正の回数と、負の回数を計数し、両回数を比較する。これを1つのカウンタで行うとすれば、乗算出力が正のときはアップカウント、乗算出力が負のときにはダウンカウントすればよい。
【0070】
もしも、その時のキャリア発生器31の発振中心周波数fcが、受信信号のキャリアにロックしているとすれば、50ミリ秒間の前記計数値は、「0」になり、一方、その発振中心周波数fcがロック周波数より高いときには、前記計数値は正になり、また、その発振中心周波数fcがロック周波数より低いときには、前記計数値は負になる。したがって、50ミリ秒間の前記計数値が正のときには、キャリア発生器31の発振中心周波数fcを所定ステップ幅、例えば1Hzだけ低くずらして、そのずらした発振中心周波数fcで同じ動作を行う。そして、50ミリ秒間の前記計数値が負のときには、発振中心周波数fcを所定ステップ幅、例えば1Hzだけ高くずらして、そのずらした発振中心周波数fcで同じ動作を行う。以上の制御動作により、キャリア発生器31の発振中心周波数fcの受信信号のキャリアに対する精細な追従制御を行う。
【0071】
すなわち、図6においては、ローパスフィルタ34及び35からのカウント値出力を互いに乗算し、その乗算出力が負の値であるか否か判別する(ステップ231)。その判別の結果、正であると判別されたときには、コスタス・ループについてのカウント値COSCNTを「1」だけアップカウントし(ステップ232)、キャリア発生器31の発振周波数を、その時の中心周波数fcに対して所定周波数幅例えば30Hzだけ低くする数値制御信号を形成し(ステップ233)、これをキャリア発生器31に供給する(ステップ234)。また、ステップ231での判別の結果、負であると判別されたときには、カウント値COSCNTを「1」だけダウンカウントし(ステップ235)、キャリア発生器31の発振周波数を、その時の中心周波数fcに対して前記所定周波数幅すなわち30Hzだけ低くする数値制御信号を形成し(ステップ236)、これをキャリア発生器31に供給する(ステップ234)。
【0072】
次に、第3のタイマC(初期値は50である)の値を「1」減じる(ステップ237)。そして、そのタイマCの値が「0」であるか否か判別する(ステップ238)。この判別の結果、タイマCの値が「0」でなければ、すなわち、発振中心周波数fcがセット又は変更されてから未だ50ミリ秒経過してしなければ、次の図7のフローチャートに移る。
【0073】
また、ステップ238での判別の結果、タイマCの値が「0」であると判別されたときには、つまり発振中心周波数fcがセット又は変更されてから50ミリ秒経過したときには、カウント値COSCNTが「0」か否か判別する(ステップ239)。そして、カウント値COSCNTが「0」であれば、その発振中心周波数fcのままとして、ステップ244に飛び、タイマCの値を初期値=50にセットする。
【0074】
一方、カウント値COSCNTが「0」でなければ、そのカウント値COSCNTが正であるか否か判別する(ステップ240)。その判別の結果、正であると判別したときには、キャリア発生器31の発振中心周波数fcを1Hz下げる制御信号を形成し(ステップ241)、これをキャリア発生器31に出力する(ステップ243)。また、ステップ240での判別の結果、負であると判別したときには、キャリア発生器31の発振中心周波数fcを1Hz上げる制御信号を形成し(ステップ242)、これをキャリア発生器31に出力する(ステップ243)。
【0075】
その後、ステップ244に進んで、タイマCの初期値セットを行った後、ステップ245に進んで、カウント値COSCNTの値を次の50ミリ秒間の計数のために「0」にセットする。そして、次の図7のフローチャートに移る。
【0076】
図7のフローチャートは、減算手段109及びループフィルタ手段110の部分の動作を示している。この例の場合には、符号発生器21の制御は次のようにして行う。
【0077】
すなわち、相関出力である加算手段105からのアーリデータEAとレートデータLAとの差DI=EA−LAを求め、その差DIの値が正で、所定値を越えているときには、すなわち、アーリ符号Meの方がより相関が強いときには、符号発生器21の出力位相をより進ませるように制御し、前記差DIの値が負のときで、所定値を越えているときには、すなわち、レート符号Mdの方が相関が強いときには、符号発生器21の出力を遅らせるように制御する。そして、差DIの値が「0」を中心に所定範囲内である時は、そのままの状態を保持するようにする。
【0078】
図7の実際的な動作においては、この例の場合、前記差DIとして、符号発生器21の制御に関するカウンタのカウント値PNCNT を考える。そして、前記所定値をカウント値+PN及び−PNとし、図8に示すように、カウント値PNCNT は、カウント値+PNより大きくなるときは常に+PNとなり、カウント値−PNより小さくなるときは常に−PNとなるように設定しておく。
【0079】
以上の位相制御に加えて、符号発生器21の出力符号のチップ速度(周波数)のチェックを、コスタス・ループ30のキャリア発生器31の出力周波数に基づいて行うようにする。これは、符号発生器21の駆動回路であるクロック発生器24の出力周波数と、キャリア発生器31の周波数とは、所定の関係が成立していることを利用する。すなわち、帰還ループ20がロックすれば、コスタス・ループ30のキャリア発生器31の発振すべき周波数を計算で求めることができる。逆に言えば、コスタス・ループ30がロックしていれば、符号発生器21の設定周波数をコスタス・ループ30のキャリア発生器31の分解能で求めることができる。つまり、両者の周波数比は1:1500であるので、約1500倍の精度で帰還ループ50の周波数制御をすることができることになる。
【0080】
すなわち、図7のフローチャートにおいては、先ず、加算手段105の出力であるアーリデータEAとレートデータLAとの差を求め、その差EA−LAが負か否かを判別する(ステップ251)。その判別の結果、前記差が正であれば、アーリ符号Meのときの相関レベルの方が大きいので、カウント値PNCNT を「1」だけアップカウントする(ステップ252)。そして、そのカウント値PNCNT が、前記所定値+PNに等しいか否か判別する(ステップ253)。そして、その判別の結果に応じてクロック発生器24への制御出力値をX,Y,Zの3種、用意しておく。
【0081】
そして、ステップ253での判別の結果、カウント値PNCNT =+PNであるときには、制御出力値Xは、符号発生器21の出力位相をそのままの状態とする制御値Nowfとし、制御出力値Y,Zは、符号発生器21の出力位相を進ませるようにするクロック発生器54の制御値Fastとする(ステップ254)。
【0082】
また、ステップ253での判別の結果、カウント値PNCNT ≠PNであるときには、−PN<PNCNT <+PNであるので、制御出力値Xは、符号発生器21の出力位相を遅らせるようにするクロック発生器24の制御値Slowとし、制御出力値Yは、そのままの状態とする制御値Nowfとし,制御出力値Zは符号発生器21の出力位相を進ませるようにするクロック発生器24の制御値Fastとする(ステップ255)。
【0083】
また、ステップ251での判別の結果、差DIが負であると判別されたときは、レート符号Mdのときの相関レベルの方が大きいので、カウント値PNCNT を「1」だけダウンカウントする(ステップ256)。そして、そのカウント値PNCNT が、前記所定値−PNに等しいか否か判別する(ステップ257)。そして、ステップ257での判別の結果、カウント値PNCNT =−PNであるときには、制御出力値X,Yは、符号発生器21の出力位相を遅らせるようにするクロック発生器24の制御値Slowとし、制御出力値Zは、符号発生器21の出力位相をそのままの状態とする制御値Nowfとする(ステップ258)。また、ステップ257での判別の結果、カウント値PNCNT ≠−PNであるときには、−PN<PNCNT <+PNであるので、ステップ255に進む。
【0084】
次に、コスタス・ループ30のキャリア発生器31の出力周波数を用いてループ20の符号発生器21の出力周波数の計算をし、その出力周波数値に対するクロック発生器24の制御値を設定しておく(ステップ258)。そして、その制御値と、現在の符号発生器21に対するクロック発生器24の制御値とを比較し、その差が所定範囲内にあるか否か判別する(ステップ260)。その判別の結果、前記差が所定範囲内であれば、クロック発生器24に対しての制御値を前記制御値Yとする(ステップ261)。つまり、−PN<PNCNT <+PNであるときは、そのままの状態を保持し、PNCNT =+PNであるときには、符号発生器21の出力位相を進ませるようにする制御値Fastとし、カウント値PNCNT =−PNであるときには、符号発生器21の出力位相を遅らせるようにする制御値Slowとする。
【0085】
また、ステップ260での判別の結果、前記差が範囲外であれば、前記差が正であるか負であるかにより周波数が高いほうにずれているか否か判別する(ステップ262)。その判別の結果、高いほうにずれていれば、クロック発生器24に対しての制御値を前記制御値Xとする(ステップ263)。つまり、−PN<PNCNT <+PNであるとき、また、PNCNT =−PNであるときには、符号発生器21の出力位相を遅らせるようにする制御値Slowとする。また、PNCNT =+PNであるときには、符号発生器21の出力位相をそのままの状態とする。
【0086】
また、ステップ262での判別の結果、周波数が低いほうにずれていると判別されたときには、クロック発生器24に対しての制御値を前記制御値Zとする(ステップ264)。つまり、−PN<PNCNT <+PNであるときと、PNCNT =+PNであるときには、符号発生器21の出力位相を進ませるようにする制御値Fastとする。また、PNCNT =−PNであるときには、符号発生器21の出力位相をそのままの状態とする。
【0087】
以上の図3〜図7のフローチャートが1m秒ごとに繰り返されるものである。
【0088】
ところで、上述したように、同期検出手段112では、絶対値検波手段103,104の加算結果が、所定のしきい値θLを超えているか否かを判別するが、この判別は、帰還ループ20に関して、受信した信号の疑似雑音符号と、符号発生器21からの疑似雑音符号との相関がとれているか否かの判別である。
【0089】
換言すれば、衛星からの電波に同期したかどうかの判定は、この加算結果が所定のしきい値θLを超えているかどうかで判断し、超えていれば同期している、超えていなければ同期していないというように判定する。
【0090】
冒頭の従来の技術の欄でも説明したように、従来は、このしきい値は、予め決められた既定値が用いられていたが、この実施の形態では、マイクロコンピュータ100におけるソフトウエアの一連の処理において、受信装置内で決定するようにする。以下に、前記しきい値の決定方法について説明する。
【0091】
スペクトラム拡散信号受信装置での相関出力において、信号成分と、ノイズと、しきい値との関係を図9に示す。
【0092】
衛星からの信号成分は、前述のように、受信信号の疑似雑音符号と、符号発生器21の出力疑似雑音符号とが同期することにより得られ、各受信レベルに対して、図9において、実線41で示すような頻度分布となる。また、受信装置のノイズも、それぞれ疑似雑音符号が同期していない場合の出力として、図9において、点線42で示すような頻度分布となると考えられる。なお、この図9の頻度分布は、信号成分およびノイズともに、その絶対値をとった場合を示している。
【0093】
ここで、図9において、あるしきい値THを考えると、そのしきい値THより小さい受信装置内のノイズに関しては、相関ロックしたと判断せず、それ以上のノイズに関しては、ロックしたと判断する。また、そのしきい値THのレベルよりも大きい信号成分に関しては、相関ロックしたと判断し、それ以下のノイズに関しては、ロックしたと判断しない。
【0094】
すなわち、図9中で、実線41と、しきい値THとで囲まれる領域43の信号成分の部分は、ノイズとして捨て、逆に、点線42と、しきい値THとで囲まれる領域44の受信装置ノイズの部分は、信号成分とみなすような判断をすることになる。
【0095】
したがって、領域43と、領域44の部分が、それぞれ小さくなるようにしきい値THを決定すれば、しきい値は最良となるが、領域43と領域44との両方の部分を小さくすることは相反することであるので、両領域にとって、許容される値で、しきい値は設定されるようにする。
【0096】
この場合に、そのしきい値θLの設定方法としては、この実施の形態では、以下に説明するような考えを元にして、マイクロコンピュータ100のソフトウエア処理による方法を用いる。
【0097】
前述したように、同期検出手段112では、相関が取れていると判別されると、第1のタイマを10(10ミリ秒)にセットし、10ミリ秒の間、連続して相関非ロックとして検出されない限り、相関ロックの状態とする。すなわち、この例の場合には、帰還ループ20で一旦相関ロックと検出されると、次の1ミリ秒で相関が取れていないと判断されても即座には、相関非ロックとせず、必ず10ミリ秒以上の間、相関ロックの状態になる。
【0098】
受信装置ノイズがない状態においては、一旦相関がとれていると判断されたときには、もはや安定な相関ロック状態であると判断される。したがって、同期検出手段112によりサーチ状態とされたときに、符号発生器21からの疑似雑音符号の繰り返しの1周期の間で、ノイズが存在せず誤判定がないとすれば、サーチ時間の最大値は、符号発生器21からの疑似雑音符号の繰り返しの1周期になる。
【0099】
しかし、実際には、ノイズが存在し、図9の領域44で示すようなノイズの部分により相関ロックとして誤判定が生じる。しかし、その状態は、安定な相関ロック状態ではないので、10ミリ秒のタイマ時間の経過後、相関非ロックの状態になってしまい、サーチが継続することになる。つまり、誤判定により10ミリ秒の間サーチが中断されることになる。この中断回数は、ノイズの発生状況に応じた複数回発生する。したがって、相関サーチのための、符号発生器21からの疑似雑音符号の繰り返しの1周期の間では、誤判定の回数分×10ミリ秒だけ、サーチ時間として、ノイズの存在しない状態よりも長い時間が必要になる。
【0100】
この実施の形態では、ノイズが存在するときに、符号発生器21からの疑似雑音符号の繰り返しの1周期分をサーチするときの時間を定めることにより、同期検出手段112で用いるしきい値θLの値を決定するようにする。これは、相関ロックの引き込み速度を定めておくことを意味する。受信装置では、その受信環境におけるノイズの状態で、当該引き込み速度を満足するようなしきい値θLを求めることになる。
【0101】
今、しきい値θLの決定に必要な相関出力信号のデータの総数をNとし、前記時間T1の値をX(ミリ秒)、前記時間T2の値をY(ミリ秒)とすると、相関検出の1回の処理が1ミリ秒ごとに行われるので、疑似雑音符号の繰り返しの1周期をサーチするときに、ノイズが全くない状態の場合には、
N×1=X …(1)
が成り立つ。
【0102】
次に、ノイズのために、M回サーチが中断されるとすると、1回の中断で10ミリ秒、サーチが中断されるので、
(N−M)×1+M×10=Y …(2)
となる。
【0103】
データの総数であるN回の中で、αの確率で中断が発生して、その中断回数がMであるとすると、
M=α×N …(3)
で表される。
【0104】
上記式(1)、(2)、(3)から、
α=((Y/X)−1)/9 …(4)
が導かれる。
【0105】
したがって、時間T1=Xおよび時間T2=Yを設定すると、確率αが求まり、この確率αを満足するように、しきい値を定めれば良い。すなわち、図9において、領域44の部分の面積が、点線42で囲まれるノイズ分布を示す面積全体のαになるように、しきい値を求めればよい。
【0106】
そのため、この実施の形態では、予め定めた一定時間のノイズを測定して、その結果としてノイズ群のデータ(図9の受信装置ノイズについての各受信レベルに対する頻度のデータに相当)を取得する。そして、これら取得したノイズ群のデータと、前記時間XおよびYとから求まる確率αとを用いて、しきい値を決定するようにする。
【0107】
例えば、上述の例では、ノイズが全くない状態での疑似雑音符号の繰り返しの1周期のサーチ時間T1=Xは4秒である。そして、ノイズがある場合の前記1周期のサーチ時間T2=Yを6秒とすると、
α=1/18
となる。そこで、前記1周期のサーチを行う間で信号成分が全くない場合に、すなわち、受信装置のノイズだけの場合に、そのノイズ全体の分布について、受信レベルの高いほうから1/18の面積となるレベル位置のノイズに対して同期したと判断して、10ミリ秒のサーチを停止するようにしきい値を決めるようにする。すなわち、図9において、領域44の部分の面積が、点線42で囲まれるノイズ分布を示す面積全体の1/18になるように、しきい値θLを求める。
【0108】
なお、時間Xの値は、受信装置の構成によって定め、時間Yの値は、経験的に決定することもできるが、それらをユーザが入力設定するようにしても良い。以上のように、しきい値θLを決定するに当たっては、受信装置の内部構成やソフトウエアでの処理の能力などと、経験的に持っている値を使用して決定することができる。
【0109】
そして、上述の例の場合に、時間Xと時間Yとの関係は、Y=1.5×Xとなるが、この関係は、受信装置の性能や同期検出の性向などを考慮した経験的なものとすることもできる。例えば、XとYの比の値を前述の1.5を基準として、それよりも大きな値とすれば、疑似雑音符号の1周期のサーチ時間は長くなるが、微弱な信号を同期がとれたとして処理できる。逆に、小さな値にすれば、1周期のサーチ時間は短くなるが、その分、微弱な信号を同期が取れたとして検出することができないことになる。
【0110】
以上のようにして、しきい値は、ノイズが無い状態での1周期のサーチ時間Xと、実際のノイズがある状態での1周期のサーチ時間とを設定して確率αを決定しておき、ある一定時間のノイズの測定を行って、そのノイズ群のデータ(図9の受信装置ノイズについての各受信レベルに対する頻度のデータに相当)と、確率αとを用いることにより設定することができる。
【0111】
GPSの受信装置においては、図1の構成の受信部を1チャンネルとして、並列に複数チャンネル分の受信部を備えている。そこで、この実施の形態では、その複数チャンネルのうちの1チャンネルをノイズ測定用として専用に割り当てるようにする。このため、このノイズ測定用のチャンネルの符号発生器からは、現在の衛星で使用されていない疑似雑音符号を発生させ、かつ、このチャンネルだけ、同期検出用のしきい値を、有り得ない値まで高く設定しておく。
【0112】
この実施の形態では、次の図10のフローチャートに示すようにして、しきい値を受信装置のマイクロコンピュータ100のソフトウエア処理により逐次求め、受信装置が使用される環境において、常に最適なしきい値を設定することができるようにしている。なお、以下の例では、時間Xおよび時間Yは、前述のようにして受信装置の構成や性能や経験的に定められたデフォルト値が用いられる他に、使用者が適宜設定入力することができるようにして、使用者の使用性向に合わせたしきい値も設定することができるようにしている。
【0113】
図10のフローチャートについて説明する。まず、時間Xまたは時間Yについての使用者の設定入力があったか否か判別する(ステップ301)。設定入力があれば、ステップ302でその時間Xまたは時間Yについての設定入力を受け付ける。設定入力が無ければ、ステップ303で時間Xまたは時間Yについてはデフォルト値を用いることに決定する。
【0114】
ステップ302あるいはステップ303の後は、ステップ304に進み、前述したように、ノイズ測定専用のチャンネルでノイズを測定し、次のステップ305で、測定したノイズレベルを、バッファ内に格納してゆく。そして、次のステップ306では、ノイズの測定に十分な予め定められた一定時間、例えば10分が経過したかどうか判別して、前記一定時間が経過していないと判別されたときには、ステップ304に戻り、ノイズ測定およびノイズレベルの格納のステップ305を繰り返す。
【0115】
このノイズ測定の処理ループの処理時間は、疑似雑音符号の符号周期(チップ周期)である1ミリ秒でもよいし、また、より間隔を開けて、10ミリ秒に1回であっても良い。
【0116】
以上のようにして、一定時間のノイズの測定が終了すると、ステップ306からステップ307に進み、バッファ内に格納されたノイズ群の情報と、設定入力された、あるいはデフォルトの時間Xおよび時間Yとの値から、前述したようにして、しきい値θLを決定する。すなわち、ステップ302またはステップ303で設定された時間Xおよび時間Yの値を用いて確率αが求められ、このαの値と、ステップ305で蓄えられたノイズデータを用いて、しきい値θLを決定する。
【0117】
そして、次のステップ308に進み、時間Xまたは時間Yの値がユーザにより設定変更されたか否か判別され、設定変更されなければ、ステップ304に戻り、ノイズ測定以降の処理を繰り返し、受信装置の受信状況に応じたしきい値の設定を行う。
【0118】
また、時間Xまたは時間Yの値がユーザにより変更されたと判別されたときには、ステップ302に戻り、その設定入力された時間X、時間Yを用いたしきい値の設定を実行するようにする。
【0119】
以上のようにして、受信装置の動作中でも、逐次、しきい値を決定することができるので、受信装置が使用される環境が変わっても、常に最適なしきい値を用いることができ、受信性能を最大限に引き出すことができる。
【0120】
また、時間Xや時間Yを変更することにより、サーチ速度の速い受信装置や、サーチ速度は遅くても、相関同期のとりこぼしが少ない受信装置などというように、ユーザの好みに応じた性能の受信装置とするように、しきい値θLを設定するようにすることができる。
【0121】
なお、以上の例では、ノイズ測定用として、複数チャンネルの受信部のうちの一つを専用に割り当てるようにしたが、複数チャンネルの受信部のうち、空いているチャンネルを用いてノイズの測定を行うようにしても良い。
【0122】
また、一定時間ごとに自動的にノイズの測定を行い、しきい値を設定し直すようにしたが、ユーザが指示したときにのみ、ノイズ測定を行って、しきい値を設定し直すようにしても、勿論よい。
【0123】
また、この発明は、GPS等の位置測定システムのみならず、スペクトラム拡散信号の受信装置の全てに適用できる。
【0124】
また、搬送波の変調方式は、前述の例のような直交位相変調に限られるものではなく、種々の変調方式を使用できることはもちろんである。さらに、搬送波には、この例の軌道パラメータデータのようなデータを重畳させる必要はなく、搬送波のみを伝送するものであってもよい。
【0125】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、受信信号の疑似雑音符号と受信装置の疑似雑音符号との同期検出のための相関サーチの際のしきい値は、既定値ではなく、受信装置において、ノイズ測定を行って決定するようにするので、受信装置が使用される環境が変わっても、常に最適なしきい値を用いることができ、受信性能を最大限に引き出すことができる。
【0126】
また、使用者が相関サーチの速度や、同期の安定性の観点などから、必要な値を設定することにより、その使用者の設定に応じて、相関の同期検出のためのしきい値を、受信装置において決定させるようにすることができるので、ユーザの好みに応じた性能の受信装置とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明によるスペクトラム拡散信号受信装置の一実施の形態のブロック図である。
【図2】受信信号中の疑似雑音符号と、受信装置側の疑似雑音符号との相関に応じたレベル出力を説明するための図である。
【図3】図1の実施の形態のマイクロコンピュータ100の一部の動作のフローチャートである。
【図4】図1の実施の形態のマイクロコンピュータ100の一部の動作のフローチャートである。
【図5】図1の実施の形態のマイクロコンピュータ100の一部の動作のフローチャートである。
【図6】図1の実施の形態のマイクロコンピュータ100の一部の動作のフローチャートである。
【図7】図1の実施の形態のマイクロコンピュータ100の一部の動作のフローチャートである。
【図8】図7のフローチャートの動作原理を説明するための図である。
【図9】この発明の実施の形態のスペクトラム拡散信号受信装置における、しきい値の決定方法の説明のための図である。
【図10】この発明の実施の形態のスペクトラム拡散信号受信装置における、しきい値の決定方法の処理手順を示すフローチャートである。
【符号の説明】
12…RF処理回路、13…基準発振器、15…2値化回路、16…信号乗算回路、20…逆拡散のための帰還ループ、21…受信装置側の疑似雑音符号を発生する符号発生器、24…符号発生器21を駆動するためのクロック発生器(NCO)、30…コスタス・ループ、31…キャリア発生器(NCO)、32,33…信号乗算回路、34…第1のローパスフィルタ、35…第2のローパスフィルタ、100…マイクロコンピュータ、103…第1の絶対値検波手段、104…第2の絶対値検波手段、105…加算手段、112…同期検出手段
Claims (5)
- 疑似雑音符号発生器と、
前記疑似雑音符号発生器の出力疑似雑音符号の位相とチップ速度とを制御するための符号駆動装置と、
搬送波が疑似雑音符号によってスペクトラム拡散変調されたスペクトラム拡散信号と、前記疑似雑音符号発生器の出力疑似雑音符号との乗算を行って、逆拡散を行う逆拡散手段と、
前記逆拡散手段の出力信号に基づき、前記疑似雑音符号発生器からの出力疑似雑音符号と、前記スペクトラム拡散信号に含まれる疑似雑音符号との相関の度合いを示す相関出力信号を得る相関検出手段と、
前記相関検出手段からの相関出力信号と、設定されたしきい値とを比較して、前記疑似雑音符号発生器からの出力疑似雑音符号と、前記スペクトラム拡散信号に含まれる疑似雑音符号とが同期しているか否かを判定する同期検出手段と、
ノイズを測定し、その測定したノイズに基づいて前記同期検出手段における前記相関出力信号と比較する前記しきい値を設定するしきい値設定手段と、
前記同期検出手段で前記同期していることを検出したときには、予め定めた一定時間、同期状態を保持する手段と、
を備え、
前記しきい値設定手段は、ノイズがないときに前記同期検出手段での同期検出を行いながら前記疑似雑音符号発生器からの出力疑似雑音符号を1繰り返し周期分変化させるときの第1の時間と、ノイズがあるときに前記同期検出手段での同期検出を行いながら前記疑似雑音符号発生器からの出力疑似雑音符号の1繰り返し周期変化させるときの第2の時間と、前記測定したノイズとから前記しきい値を設定する
ことを特徴とするスペクトラム拡散信号受信装置。 - 前記しきい値設定手段は、前記ノイズの測定を一定時間ごとに行うことを特徴とする請求項1に記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
- 少なくとも前記第2の時間は、ユーザにより設定入力が可能とされてなる請求項1に記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
- 前記相関検出手段と、前記同期検出手段と、前記しきい値設定手段とは、ソフトウエアにより実現されてなる請求項1に記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
- 複数チャンネル分のスペクトラム拡散信号を並列に受信できるように、複数チャンネル分の受信部を備え、
前記複数チャンネル分の受信部のうちの1チャンネルの受信部は、前記ノイズを測定するために用いる
ことを特徴とする請求項1に記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP09581098A JP3925581B2 (ja) | 1998-04-08 | 1998-04-08 | スペクトラム拡散信号受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP09581098A JP3925581B2 (ja) | 1998-04-08 | 1998-04-08 | スペクトラム拡散信号受信装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11298372A JPH11298372A (ja) | 1999-10-29 |
JP3925581B2 true JP3925581B2 (ja) | 2007-06-06 |
Family
ID=14147792
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP09581098A Expired - Fee Related JP3925581B2 (ja) | 1998-04-08 | 1998-04-08 | スペクトラム拡散信号受信装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3925581B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2001094972A1 (fr) * | 2000-06-06 | 2001-12-13 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Recepteur gps et reception gps |
JP4499272B2 (ja) * | 2000-11-14 | 2010-07-07 | 株式会社日立国際電気 | パス検出装置 |
US7593452B1 (en) * | 2008-03-18 | 2009-09-22 | On-Ramp Wireless, Inc. | Despreading spread spectrum data |
-
1998
- 1998-04-08 JP JP09581098A patent/JP3925581B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH11298372A (ja) | 1999-10-29 |
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A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050125 |
|
A977 | Report on retrieval |
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|
A131 | Notification of reasons for refusal |
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A521 | Written amendment |
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