JP3918467B2

JP3918467B2 - CDMA baseband receiver circuit

Info

Publication number: JP3918467B2
Application number: JP2001195685A
Authority: JP
Inventors: 裕丈石井; 諭玉木
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2001-06-28
Filing date: 2001-06-28
Publication date: 2007-05-23
Anticipated expiration: 2021-06-28
Also published as: JP2003018046A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスペクトル拡散通信システムにおけるベースバンド受信回路に関し、とくにＣＤＭＡ基地局間非同期セルラシステムにおける移動局用ベースバンド受信回路に適する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル移動体通信におけるスペクトル拡散通信システムでは、送信局と受信局で用いる拡散符号の同期捕捉が必要となる。スペクトル拡散通信システムを代表するＣＤＭＡ基地局間非同期セルラシステムでは、移動局が電源投入時に在圏するセルを判定するため、初期セルサーチと呼ばれる同期捕捉を実施する。
【０００３】
ＣＤＭＡ基地局間非同期セルラシステムにおける初期セルサーチの代表的なものとして、３ＧＰＰ（Ｗ−ＣＤＭＡ）の技術資料ＴＳ２５．２１１に記載されている技術がある。その記載内容はセルサーチを３段階の処理に分けて高速化を図ったものとなっている。
【０００４】
上記３段階のセルサーチにおける第１段階は、１スロット周期で２５６〔ｃｈｉｐ〕長の共通の符号が挿入されたＰＳＣＨ（ＰｒｉｍａｒｙＳｙｎｃｈｒｏｎｉｓａｔｉｏｎＣｈａｎｎｅｌ）をサーチすることにより、スロットタイミングを検出する。その際にＢＰＳＫ変調されたＰＳＣＨとの相関処理はマッチドフィルタを用いる場合が多い。
【０００５】
また、スペクトル拡散通信システム特有の通信中におけるマルチパスを積極的に利用したＲＡＫＥ合成受信では、ＣＰＩＣＨ（ＣｏｍｍｏｎＰｉｌｏｔＣｈａｎｎｅｌ）との相関を求めることによりパスサーチを行う。その際に、ＱＰＳＫ変調されたＣＰＩＣＨとの相関はマッチドフィルタを用いて行う場合が多い。
【０００６】
基本的にセルサーチとパスサーチの処理は同時に行う必要性がないため、１つのマッチドフィルタを時分割で使用して共有することが可能である。マッチドフィルタをセルサーチとパスサーチで時分割で共用する従来例が「ＭａｔｓｕｓｉｔａＴｅｃｈｎｉｃａｌＪｏｕｒｎａｌＶｏｌ．４５Ｎｏ．２Ａｐｒ．１９９９」に記載されている。
【０００７】
図７を用いて上記従来例を説明する。マッチドフィルタ２００はフリップフロップ２００１、乗算器２００２、加算器２００３により構成される。まず、パスサーチ時の動作について説明する。Ｉｃｈ受信信号ＲＸＩとＩｃｈ拡散符号ＰＮＩはマッチドフィルタ２００に入力され、シンボル時間分用意されたフリップフロップ２００１と乗算器２００２、および加算器２００３によりＩ成分ベースバンド受信データＲＸＩと拡散符号ＰＮＩの相関結果が得られる。得られた相関結果は加算器２００３に入力される。マッチドフィルタ２０１、２０２、２０３に関しても同様な処理が行われる。
【０００８】
マッチドフィルタ２０１にはＩ成分ベースバンド受信データＲＸＩと拡散符号ＰＮＱが入力され、ＲＸＩとＰＮＱの相関結果が得られる。マッチドフィルタ２０２にはＱ成分ベースバンド受信データＲＸＱと拡散符号ＰＮＩが入力され、ＲＸＱとＰＮＩの相関結果が得られる。マッチドフィルタ２０３にはＱ成分ベースバンド受信データＲＸＱと拡散符号ＰＮＱが入力され、ＲＸＱとＰＮＱの相関結果が得られる。
【０００９】
マッチドフィルタ２００とマッチドフィルタ２０３の出力は加算器２０４に、マッチドフィルタ２０１とマッチドフィルタ２０２の出力は加算器２０５に、それぞれ入力され加算される。なお、マッチドフィルタ２０１の出力は極性を反転して加算器に入力することにより、減算される。以上によりＱＰＳＫ復調に必要となるＲＸＩ＊ＰＮＩ＋ＲＸＱ＊ＰＮＱの出力ＸとＲＸＱ＊ＰＮＩ−ＲＸＩ＊ＰＮＱの出力Ｙが得られる。
【００１０】
次にセルサーチ時はＢＰＳＫ復調でよいため、拡散符号をＰＮＩのみ使用するものとして、マッチドフィルタ２００の出力ＲＸＩ＊ＰＮＩとマッチドフィルタ２０２の出力ＲＸＱ＊ＰＮＩのみが得られればよいことになる。従って加算器２０４にはマッチドフィルタ２００の出力のみ入力され、加算器２０５にはマッチドフィルタ２０２のみが入力されることになり、マッチドフィルタ２０１と２０３は未使用となる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来例ではパスサーチに必要な４つのマッチドフィルタを用意すると、セルサーチ時には２つのマッチドフィルタが未使用となり、不要な回路が存在し、回路を有効活用できないという問題が発生する。この問題はセルサーチに使用するＰＳＣＨとパスサーチに使用するＣＰＩＣＨとで変調方式が異なることによるＷ−ＣＤＭＡ特有の問題でもある。ｃｄｍａＯｎｅのように、セルサーチとパスサーチで使用するチャネルが同一の場合には、このような問題は発生しない。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題は、下り回線に含まれるセルサーチ用チャネルとパスサーチ用チャネルとで変調方式が異なるＣＤＭＡセルラシステムにおいて、セルサーチに用いるマッチドフィルタとパスサーチに用いるマッチドフィルタを時分割で共用する手段と、マッチドフィルタにおけるタップ長をセルサーチ時とパスサーチ時で異ならせてサーチする手段と、パスサーチ時には用途に応じてサーチ範囲を可変する手段を備えたＣＤＭＡベースバンド受信回路とすることで解決される。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の一実施例になるＣＤＭＡ基地局間非同期セルラシステムにおける移動局受信回路の構成を示す。ＣＤＭＡ基地局間非同期セルラシステムの移動局における受信回路は、サーチ部１０、アンテナ２０、ＲＦ部３０、Ａ／Ｄ変換器４０、復調部５０、ＲＡＫＥ合成部６０、シーケンサ７０により構成される。
【００１４】
アンテナ２０から受信したＲＦ帯域の受信信号はＲＦ部３０によりダウンコンバートおよび帯域制限され、Ｉ成分、Ｑ成分に分離されたベースバンド帯域の受信信号となる。ＲＦ部３０の出力となるＩ成分ベースバンド受信信号、Ｑ成分ベースバンド受信信号はそれぞれＡ／Ｄ変換器４０に入力され、拡散符号周波数の数倍（４倍程度）の周波数でオーバサンプリングおよび量子化（４ｂｉｔ程度）されたディジタル信号のベースバンド受信データに変換される。
【００１５】
Ａ／Ｄ変換器４０の出力となるＩ成分ベースバンド受信データ４１、Ｑ成分ベースバンド受信データ４２は復調部５０およびサーチ部１０にそれぞれ入力される。電源投入時は移動局の在圏する基地局のフレームタイミング抽出やスクランブリングコード同定といったセルサーチを行う必要がある。
【００１６】
セルサーチは主にスロットタイミング抽出を行う１ｓｔサーチ、フレームタイミング抽出およびコードグループ同定を行う２ｎｄサーチ、スクランブリングコード同定を行う３ｒｄサーチに分けられる。
【００１７】
３ＧＰＰ（Ｗ−ＣＤＭＡ）における１ｓｔサーチはスロット周期（１フレームあたり１５スロット）に２５６ｃｈｉｐ長の共通の符号が挿入されたＰＳＣＨをサーチすることによりスロットタイミングを検出する。２ｎｄサーチはＰＳＣＨと同じタイミングで多重されており、毎スロットごと異なった２５６ｃｈｉｐ長の符号が１フレームで一巡するＳＳＣＨ（ＳｅｃｏｎｄａｒｙＳｙｎｃｈｒｏｎｉｓａｔｉｏｎＣｈａｎｎｅｌ）をサーチすることにより、フレームタイミングを検出すると同時にコードグループが識別される。３ｒｄサーチは２ｎｄサーチで識別されたコードグループに属するスクランブリングコード（８コード程度）についてそれぞれ相関値を求め、その中で最も相関が高いスクランブリングコードを定める。
【００１８】
サーチ部１０では１ｓｔサーチ、２ｎｄサーチ、３ｒｄサーチに必要な相関処理がなされ、サーチ部の出力となる１ｓｔサーチ結果７１、２ｎｄサーチ結果７２、３ｒｄサーチ結果７３はシーケンサ７０に送られ、シーケンサ７０において所定の手順に従い、セルサーチ処理が行われる。セルサーチ終了後はスクランブリングコードとフレームタイミングを報告信号７４として復調部５０に報告し、復調部５０はシーケンサ７０から報告されたスクランブリングコードとフレームタイミングをもとに基地局からの下り回線チャネルを復調する。復調する際には、サーチ部においてＲＡＫＥ合成に必要となる伝播路におけるマルチパスを推定するためにパスサーチを行う。
【００１９】
サーチ部１０ではパスサーチに必要な相関処理がなされ、サーチ部１０の出力となるパスサーチ結果７１（セルサーチにおける１ｓｔサーチ結果と共用）はシーケンサ７０に送られ、シーケンサ７０において所定の手順に従いパスサーチ処理が行われる。パスサーチにより検出されたパス情報７５は復調部５０に送られ、復調部５０ではパス情報７５をもとに各フィンガ毎に復調を行う。各フィンガの復調結果５１（図１では４フィンガ）はＲＡＫＥ合成部６０によりＲＡＫＥ合成が行われ、受信データ６１を得る。受信データ６１はデインタリーブ、誤り訂正等を行う処理部に送出され、ユーザ情報の音声あるいはデータとなる。
【００２０】
図２に本発明のサーチ部１０の構成図を示す。サーチ部はマッチドフィルタ１０１、１０２、拡散符号発生器ＰＮＧ１０３、累算器Σ１０４、２ｎｄサーチ部１１４、３ｒｄサーチ部１１５により構成される。
【００２１】
セルサーチ時はＩ成分ベースバンド受信データ４１とＱ成分ベースバンド受信データ４２はサーチ部１０に入力され、それぞれマッチドフィルタ１０１、１０２に入力される。マッチドフィルタ１０１ではＩ成分ベースバンド受信データ４１と拡散符号発生器１０３から出力されるセルサーチ用拡散符号ＰＮＳ１１１との相関がとられ、（ＲＸＩ＊ＰＮＳ）の相関値１０５が得られる。
【００２２】
また、マッチドフィルタ１０２では、Ｑ成分ベースバンド受信データ４２と拡散符号発生器１０３から出力されるセルサーチ用拡散符号ＰＮＳ１１１との相関がとられ、（ＲＸＱ＊ＰＮＳ）の相関値１０８が得られる。セルサーチ時は相関値１０５と相関値１０８が累算器１０４に入力され、累算器１０４により、数１の演算がなされ、セルサーチに必要な結果が得られる。累算器１０４の出力７１はシーケンサにおいて所定の手順に従いセルサーチ処理が行われる。
【００２３】
Σ｛（ＲＸＩ＊ＰＮＳ）＾２＋（ＲＸＱ＊ＰＮＳ）＾２｝
パスサーチ時はＩ成分ベースバンド受信データ４１とＱ成分ベースバンド受信データ４２はサーチ部１０に入力され、それぞれマッチドフィルタ１０１、１０２に入力される。マッチドフィルタ１０１ではＩ成分ベースバンド受信データ４１と拡散符号発生器１０３から出力されるパスサーチ用拡散符号ＰＮＩ１１２とＰＮＱ１１３との相関がとられ、（ＲＸＩ＊ＰＮＩ）の相関値１０６と（ＲＸＩ＊ＰＮＱ）の相関値１０７が得られる。
【００２４】
また、マッチドフィルタ１０２ではＱ成分ベースバンド受信データ４２と拡散符号発生器１０３から出力されるパスサーチ用拡散符号ＰＮＩ１１２とＰＮＱ１１３との相関がとられ、（ＲＸＱ＊ＰＮＩ）の相関値１０９と（ＲＸＱ＊ＰＮＱ）の相関値１１０が得られる。パスサーチ時は相関値１０６、１０７、１０９、１１０が累算器１０４に入力され、累算器１０４に入力されにより数２の演算がなされ、パスサーチに必要な結果が得られる。累算器１０４の出力７１はシーケンサにおいて所定の手順に従いパスサーチ処理が行われる。
【００２５】
Σ｛（ＲＸＩ＊ＰＮＩ）＋（ＲＸＱ＊ＰＮＱ）｝＾２
＋Σ｛（ＲＸＱ＊ＰＮＩ）−（ＲＸＩ＊ＰＮＱ）｝＾２
次に図３を用いてマッチドフィルタ１０１の詳細な説明を行う。マッチドフィルタ１０１は、シフトレジスタ１００１、セレクタ回路１００２、１００３、１００４、１００５、１６ｔａｐ積算器１００６、１００７、１００８、１００９、加算器１０１０、１０１１、１０１２、セレクタ回路１０１３、１０１４により構成される。なお、図３のマッチドフィルタはセルサーチ時で最大６４ｔａｐ分の相関値、パスサーチ時で最大３２ｔａｐ分の相関値を出力する構成となっている。
【００２６】
まず、セルサーチ時におけるマッチドフィルタの動作を説明する。Ｉ成分ベースバンド受信データ４１はシフトレジスタ１００１に入力され、逐次保持されていく。シフトレジスタ１００１に保持された受信データはセレクタ１００２、１００３、１００４、１００５に入力され、１６ｔａｐ積算器１００６、１００７、１００８、１００９に必要な受信データが選択される。
【００２７】
セレクタ１００２ではシフトレジスタ１００１に保持された受信データＤ〔０，１，２，…，１２４，１２６〕の中からＤ〔０，２，４，…，２８，３０〕の１６種類を選択し受信データ１０１５となる。同じようにセレクタ１００３ではシフトレジスタ１００１に保持された受信データＤ〔０，１，２，…，１２４，１２６〕の中からＤ〔３２，３４，３６，…，６０，６２〕の１６種類を選択し受信データ１０１６となる。セレクタ１００４ではシフトレジスタ１００１に保持された受信データＤ〔０，１，２，…，１２４，１２６〕の中からＤ〔６４，６６，６８，…，９２，９４〕の１６種類を選択し受信データ１０１７となる。セレクタ１００４ではシフトレジスタ１００１に保持された受信データＤ〔０，１，２，…，１２４，１２６〕の中からＤ〔９６，９８，１００，…，１２４，１２６〕の１６種類を選択し受信データ１０１８となる。
【００２８】
一方、拡散符号発生器１０３から出力された６４ｂｉｔのセルサーチ用拡散符号ＰＮＳ１１１はＰＮＳ〔０，１，２，…，３０，３１〕がセレクタ１０１３へ入力され、ＰＮＳ〔３２，３３，…，６２，６３〕がセレクタ１０１４へ入力される。セルサーチ時はセレクタ１０１３においてＰＮＳ〔０，１，２，…，３０，３１〕が選択され、１６ｔａｐ積算器１００６へはＰＮＳ〔０，１，…，１４，１５〕が入力され、１６ｔａｐ積算器１００７へはＰＮＳ〔１６，１７，…，３０，３１〕が入力される。また、セレクタ１０１４においてはＰＮＳ〔３２，３３，３４，…，６２，６３〕が選択され、１６ｔａｐ積算器１００８へはＰＮＳ〔３２，３３，…，４６，４７〕が入力され、１６ｔａｐ積算器１００９へはＰＮＳ〔４８，４９，…，６２，６３〕が入力される。
【００２９】
１６ｔａｐ積算器１００６、１００７、１００８、１００９では４ｂｉｔ×１６の受信データと１６ｃｈｉｐの拡散符号との積算処理がそれぞれ行われる。
【００３０】
図４に１６ｔａｐ積算器の構成を示す。１６ｔａｐ積算器は４ｂｉｔ乗算器１００６ａ、５ｂｉｔ１６入力加算器１００６ｂにより構成される。
【００３１】
１６ｔａｐ積算器では受信データ１０１５と拡散符号１０１９との積算処理を行う。４ｂｉｔ×１６の受信データ１０１５と１ｂｉｔ×１６の拡散符号をそれぞれ乗算器１００６ａを用いて乗算し、５ｂｉｔ×１６の乗算結果が得られる。５ｂｉｔ×１６の乗算結果は加算器１００６ｂにそれぞれ入力され全ての総和がとられることにより積算結果が得られる。
【００３２】
図３の説明に戻り、１６ｔａｐ積算器１００６の積算出力と１６ｔａｐ積算器１００７の積算出力は加算器１０１１により加算され１０ｂｉｔの相関値１０６が得られる。同じく、１６ｔａｐ積算器１００８の積算出力と１６ｔａｐ積算器１００９の積算出力は加算器１０１１により加算され１０ｂｉｔの相関値１０７が得られる。セルサーチ時は相関値１０６と相関値１０７とが加算器１０１０により加算され、（ＲＸＩ＊ＰＮＳ）の相関値１０５が６４タップ分得られる。マッチドフィルタ１０２についてもマッチドフィルタ１０１と同様の処理がＱ成分ベースバンド受信データ４２についてなされ、（ＲＸＱ＊ＰＮＳ）の相関値１０８が６４タップ分得られる。
【００３３】
３ＧＰＰ（Ｗ−ＣＤＭＡ）において１ｓｔサーチで使用するＰＳＣＨの符号は２５６ｃｈｉｐ長の符号長を持つ。従って、マッチドフィルタは２５６ｔａｐ分の相関値が必要となるが、本発明ではタップ係数を切替えて相関値の累積を求めることにより回路規模の増大を招くことなく２５６ｔａｐ分の相関値を得ることができる。
【００３４】
図５のタイミングチャートを用いて、タップ係数を切替えて相関値の累積を求める方法を説明する。図５に示す１シンボル＝２５６ｃｈｉｐ期間において、先頭１／４シンボル期間（６４ｃｈｉｐ期間）はタップ係数をＴａｐ〔０〕からＴａｐ〔６３〕の６４ｔａｐを設定し、６４ｔａｐ分の相関値を得る。次の１／４シンボル期間においてはタップ係数をＴａｐ〔６４〕からＴａｐ〔１２７〕の６４ｔａｐを設定し６４ｔａｐ分の相関値を得る。同じように次の１／４シンボル期間においてはタップ係数をＴａｐ〔１２８〕からＴａｐ〔１９１〕の６４ｔａｐを設定し６４ｔａｐ分の相関値を得る。続いてＴａｐ〔１９２〕からＴａｐ〔２５５〕の６４ｔａｐを設定し６４ｔａｐ分の相関値をそれぞれ得る。それぞれの相関値は６４ｔａｐ分の相関値を保持する機能を所有した累算器１０４により累積相関値が得られ、２５６ｔａｐ分の相関値を得ることができる。以上により１シンボル期間中に２５６ｔａｐ相関値を６４ｃｈｉｐ時間にわたり求めることができる。
【００３５】
タップ係数を切替えながら２５６ｔａｐ相関値を１ｓｌｏｔ＝２５６０ｃｈｉｐ時間にわたり求め、相関値が最大となるタイミングを検出することによりスロットタイミングが得られる。１ｓｔサーチで得られたスロットタイミングを用いて２ｎｄサーチ部１１４によりフレームタイミング抽出およびコードグループ識別を行い、３ｒｄサーチ部１１５においてスクランブリングコード同定を行うことによりセルサーチ処理を終える。
【００３６】
次にパスサーチ時におけるマッチドフィルタの動作を図３を用いて説明する。Ｉ成分ベースバンド受信データ４１はシフトレジスタ１００１に入力され逐次保持されていく。シフトレジスタ１００１に保持された受信データはセレクタ１００２、１００３、１００４、１００５に入力され、１６ｔａｐ積算器１００６、１００７、１００８、１００９に必要な受信データが選択される。セレクタ１００２ではシフトレジスタ１００１に保持された受信データＤ〔０，１，２，…，１２４，１２６〕の中からＤ〔０，２，４，…，２８，３０〕の１６種類を選択し受信データ１０１５となる。同じようにセレクタ１００３ではシフトレジスタ１００１に保持された受信データＤ〔０，１，２，…，１２４，１２６〕の中からＤ〔３２，３４，３６，…，６０，６２〕の１６種類を選択し受信データ１０１６となる。セレクタ１００４ではシフトレジスタ１００１に保持された受信データＤ〔０，１，２，…，１２４，１２６〕の中からＤ〔０，２，４，…，２８，３０〕の１６種類を選択し受信データ１０１７となる。セレクタ１００４ではシフトレジスタ１００１に保持された受信データＤ〔０，１，２，…，１２４，１２６〕の中からＤ〔３２，３４，３６，…，６０，６２〕の１６種類を選択し受信データ１０１８となる。
【００３７】
一方、拡散符号発生器１０３から出力された３２ｂｉｔのパスサーチ用拡散符号ＰＮＩ１１２はセレクタ１０１３へ入力され、３２ｂｉｔのパスサーチ用拡散符号ＰＮＱ１１３はセレクタ１０１４へ入力される。パスサーチ時はセレクタ１０１３においてＰＮＩ〔０，１，２，…，３０，３１〕が選択され、１６ｔａｐ積算器１００６へＰＮＩ〔０，１，…，１４，１５〕が入力され、１６ｔａｐ積算器１００７へはＰＮＩ〔１６，１７，…，３０，３１〕が入力される。また、セレクタ１０１４においてはＰＮＱ〔０，１，２，…，３０，３１〕が選択され、１６ｔａｐ積算器１００８へはＰＮＱ〔０，１，…，１４，１５〕が入力され、１６ｔａｐ積算器１００９へはＰＮＱ〔１６，１７，…，３０，３１〕が入力される。
【００３８】
１６ｔａｐ積算器１００６、１００７、１００８、１００９では４ｂｉｔ×１６の受信データと１６ｃｈｉｐの拡散符号との積算処理がそれぞれ行われる。
【００３９】
１６ｔａｐ積算器１００６の積算出力と１６ｔａｐ積算器１００７の積算出力は加算器１０１１により加算され１０ｂｉｔの相関値１０６が得られる。１６ｔａｐ積算器１００８の積算出力と１６ｔａｐ積算器１００９の積算出力は加算器１０１１により加算され１０ｂｉｔの相関値１０７が得られる。
【００４０】
以上によりパスサーチ時はマッチドフィルタ１０１の出力として（ＲＸＩ＊ＰＮＩ）の相関値１０６と（ＲＸＩ＊ＰＮＱ）の相関値１０７がそれぞれ３２ｔａｐ分出力される。マッチドフィルタ１０２についてもマッチドフィルタ１０１と同様な処理がＱ成分ベースバンド受信データ４２についてなされ、マッチドフィルタ１０２の出力として（ＲＸＱ＊ＰＮＩ）の相関値１０９と（ＲＸＱ＊ＰＮＱ）の相関値１１０がそれぞれ３２ｔａｐ分出力される。
【００４１】
３ＧＰＰ（Ｗ−ＣＤＭＡ）のパスサーチに使用するＣＰＩＣＨは拡散比が２５６倍である。従って、マッチドフィルタは２５６ｔａｐ分の相関値が必要となるが、本発明ではセルサーチと同様にタップ係数を切替えて相関値の累積を求めることにより回路規模の増大を招くことなく２５６ｔａｐ分の相関値を得ることができる。
【００４２】
図６のタイミングチャートを用いて、タップ係数を切替えて相関値の累積を求める方法を説明する。図６に示す１シンボル＝２５６ｃｈｉｐ期間において、先頭１／８シンボル期間（３２ｃｈｉｐ期間）はタップ係数をＴａｐ〔０〕からＴａｐ〔３１〕の３２ｔａｐを設定し、３２ｔａｐ分の相関値を得る。次の１／８シンボル期間においてはタップ係数をＴａｐ〔３２〕からＴａｐ〔６３〕の３２ｔａｐを設定し、３２ｔａｐ分の相関値を得る。同じようにタップ係数をＴａｐ〔６４〕からＴａｐ〔９５〕、Ｔａｐ〔９６〕からＴａｐ〔１２７〕、Ｔａｐ〔１２８〕からＴａｐ〔１５９〕、Ｔａｐ〔１６０〕からＴａｐ〔１９１〕、Ｔａｐ〔１９２〕からＴａｐ〔２２３〕、Ｔａｐ〔２２４〕からＴａｐ〔２５５〕と切替えて、それぞれ３２ｔａｐ分の相関値を得る。
【００４３】
それぞれの相関値は累算器１０４により累積相関値が得られ、２５６ｔａｐ分の相関値を得ることができる。以上により１シンボル期間中に２５６ｔａｐ相関値を３２ｃｈｉｐ時間にわたり求めることができる。
【００４４】
通常、パスサーチはサーチ範囲が３２ｃｈｉｐ程度あれば十分であるが、それ以上必要な場合はセルサーチと同様にタップ係数を切替えながら相関をとることによりサーチ範囲は拡大できる。
【００４５】
さらに図３に示すマッチドフィルタ１０１はタップ数を削減できる工夫もなされている。パスサーチ時においてサーチ範囲が１６ｃｈｉｐでよい場合は、１６ｔａｐ積算器１００６、１００７、１００８、１００９のうち１００６と１００８の２つのみ使用するとよい。
【００４６】
セレクタ１００２ではシフトレジスタ１００１に保持された受信データＤ〔０，１，２，…，１２４，１２６〕の中からＤ〔０，２，４，…，２８，３０〕の１６種類を選択し、セレクタ１００４ではシフトレジスタ１００１に保持された受信データＤ〔０，１，２，…，１２４，１２６〕の中からＤ〔０，２，４，…，２８，３０〕の１６種類を選択し使用する。セレクタ１００３、１００５は使用しない。
【００４７】
拡散符号発生器１０３から出力されるパスサーチ用拡散符号１１２、１１３は１６ｂｉｔ出力（３２ｂｉｔのうち前半１６ｂｉｔ〔１５：０〕を使用）とし、セレクタ１０１３、１０１４へ入力される。パスサーチ時はセレクタ１０１３においてＰＮＩが選択され、１６ｔａｐ積算器１００６へはＰＮＩ〔０，１，…，１４，１５〕が入力される。また、セレクタ１０１４においてはＰＮＱが選択され、１６ｔａｐ積算器１００８へはＰＮＱ〔０，１，…，１４，１５〕が入力される。
【００４８】
１６ｔａｐ積算器１００６、１００８では４ｂｉｔ×１６の受信データと１６ｃｈｉｐの拡散符号との積算処理がそれぞれ行われ、マッチドフィルタ１０１の出力として（ＲＸＩ＊ＰＮＩ）の相関値１０６と（ＲＸＩ＊ＰＮＱ）の相関値１０７がそれぞれ１６ｔａｐ分出力される。マッチドフィルタ１０２についてもマッチドフィルタ１０１と同様な処理がＱ成分ベースバンド受信データ４２についてなされ、マッチドフィルタ１０２の出力として（ＲＸＱ＊ＰＮＩ）の相関値１０９と（ＲＸＱ＊ＰＮＱ）の相関値１１０がそれぞれ１６ｔａｐ分出力される。
【００４９】
図６において、タップ係数を１／８シンボル期間（３２ｃｈｉｐ期間）で切替えていたものを１／１６シンボル期間（１６ｃｈｉｐ期間）で切替えて累積をとることにより１６ｔａｐ分、すなわちサーチ範囲１６ｃｈｉｐの相関値を得ることができる。
【００５０】
サーチ範囲が１６ｃｈｉｐの場合は使用しない１６ｔａｐ積算器１００７、１００９、セレクタ１００３、１００５のクロック供給を停止させることにより低消費電力化が期待できる。
【００５１】
なお、以上の説明では受信データをシフトしながら符号と相関をとるデータシフト型マッチドフィルタについて説明したが、ＰＮ符号をシフトしながら相関をとるＰＮシフト型マッチドフィルタに適用することも容易である。ＰＮシフト型マッチドフィルタについては特開平１０−２８５０７９に詳細が記載されている。
【００５２】
【発明の効果】
下り回線に含まれるセルサーチ用チャネルとパスサーチ用チャネルとで変調方式が異なるＣＤＭＡセルラシステムにおいて、セルサーチに用いるマッチドフィルタとパスサーチに用いるマッチドフィルタを時分割で共用する際に、マッチドフィルタのタップ長をセルサーチ時とパスサーチ時で異ならせてサーチすることにより、マッチドフィルタの回路を有効活用することができる。また、パスサーチ時には用途に応じてサーチ範囲を可変させることにより低消費電力化が期待できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例のＣＤＭＡ移動局ベースバンド受信回路のブロック図。
【図２】本発明の一実施例におけるサーチ部を示したブロック図。
【図３】本発明の一実施例におけるマッチドフィルタを示したブロック図。
【図４】１６ｔａｐ積算器を詳しく示したブロック図。
【図５】セルサーチ時における累積相関値の求め方を説明するタイミングチャート。
【図６】パスサーチ時における累積相関値の求め方を説明するタイミングチャート。
【図７】従来例のマッチドフィルタを示したブロック図。
【符号の説明】
１０…サーチ部、２０…アンテナ、３０…ＲＦ部、４０…Ａ／Ｄ変換器、４１…Ｉ成分ベースバンド受信データ、４２…Ｑ成分ベースバンド受信データ、５０…復調部、５１…復調結果、６０…ＲＡＫＥ合成部、６１…受信データ、７０…シーケンサ、７１…１ｓｔサーチ結果（パスサーチ結果と兼用）、７２…２ｎｄサーチ結果、７３…３ｒｄサーチ結果、７４…報告信号、７５…パス情報、１０１…マッチドフィルタ、１０２…マッチドフィルタ、１０３…拡散符号発生器、１０４…累積器、１０５…セルサーチ用相関値、１０６…パスサーチ用相関値、１０７…パスサーチ用相関値、１０８…セルサーチ用相関値、１０９…パスサーチ用相関値、１１０…パスサーチ用相関値、１１１…セルサーチ用拡散符号、１１２…パスサーチ用拡散符号、１１３…パスサーチ用拡散符号、１１４…２ｎｄサーチ部、１１５…３ｒｄサーチ部、２００…マッチドフィルタ、２０１…マッチドフィルタ、２０２…マッチドフィルタ、２０３…マッチドフィルタ、２０４…加算器、２０５…加算器、１００１…シフトレジスタ、１００２…セレクタ、１００３…セレクタ、１００４…セレクタ、１００５…セレクタ、１００６…１６ｔａｐ積算器、１００６ａ…乗算器、１００６ｂ…加算器、１００７…１６ｔａｐ積算器、１００８…１６ｔａｐ積算器、１００９…１６ｔａｐ積算器、１０１０…加算器、１０１１…１６ｔａｐ積算器、１０１２…加算器、１０１３…セレクタ、１０１４…セレクタ、１０１５…受信データ、１０１６…受信データ、１０１７…受信データ、１０１８…受信データ、１０１９…拡散符号、２００１…フリップフロップ、２００２…乗算器、２００３…加算器。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a baseband receiver circuit in a spread spectrum communication system, and is particularly suitable for a baseband receiver circuit for a mobile station in an asynchronous cellular system between CDMA base stations.
[0002]
[Prior art]
In a spread spectrum communication system in digital mobile communication, it is necessary to acquire synchronization of spreading codes used at a transmitting station and a receiving station. In an asynchronous cellular system between CDMA base stations, which represents a spread spectrum communication system, synchronization acquisition called initial cell search is performed in order to determine a cell in which a mobile station is located when power is turned on.
[0003]
As a representative example of the initial cell search in the asynchronous cellular system between CDMA base stations, there is a technique described in technical data TS25.211 of 3GPP (W-CDMA). The contents of the description are intended to increase the speed by dividing the cell search into three steps.
[0004]
In the first stage of the three-stage cell search, slot timing is detected by searching for a PSCH (Primary Synchronization Channel) in which a common code having a length of 256 [chip] is inserted in one slot period. At this time, a matched filter is often used for the correlation processing with the BPSK modulated PSCH.
[0005]
Further, in RAKE combining reception that actively uses multipath during communication unique to the spread spectrum communication system, a path search is performed by obtaining a correlation with CPICH (Common Pilot Channel). In that case, the correlation with CPICH modulated by QPSK is often performed using a matched filter.
[0006]
Basically, it is not necessary to perform the cell search and path search processes at the same time, so it is possible to share one matched filter using time division. A conventional example in which a matched filter is shared in a time division manner between cell search and path search is described in “Matsusita Technical Journal Vol. 45 No. 2 Apr. 1999”.
[0007]
The conventional example will be described with reference to FIG. The matched filter 200 includes a flip-flop 2001, a multiplier 2002, and an adder 2003. First, the operation during path search will be described. The Ich received signal RXI and the Ich spread code PNI are input to the matched filter 200, and the correlation result between the I component baseband received data RXI and the spread code PNI is provided by the flip-flop 2001 and the multiplier 2002 and the adder 2003 prepared for the symbol time. Is obtained. The obtained correlation result is input to the adder 2003. Similar processing is performed for the matched filters 201, 202, and 203.
[0008]
The matched filter 201 receives the I component baseband received data RXI and the spread code PNQ, and obtains a correlation result between RXI and PNQ. The matched filter 202 receives the Q component baseband received data RXQ and the spread code PNI, and obtains a correlation result between RXQ and PNI. The matched filter 203 receives the Q component baseband received data RXQ and the spreading code PNQ, and obtains a correlation result between RXQ and PNQ.
[0009]
The outputs of the matched filter 200 and the matched filter 203 are input to the adder 204, and the outputs of the matched filter 201 and the matched filter 202 are input to the adder 205 and added. The output of the matched filter 201 is subtracted by inverting the polarity and inputting it to the adder. As described above, the output X of RXI * PNI + RXQ * PNQ and the output Y of RXQ * PNI-RXI * PNQ necessary for QPSK demodulation are obtained.
[0010]
Next, since BPSK demodulation may be performed at the time of cell search, it is only necessary to obtain the output RXI * PNI of the matched filter 200 and the output RXQ * PNI of the matched filter 202 assuming that only the PNI is used as the spreading code. Therefore, only the output of the matched filter 200 is input to the adder 204, and only the matched filter 202 is input to the adder 205, and the matched filters 201 and 203 are not used.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional example, if four matched filters necessary for the path search are prepared, the two matched filters are not used at the time of the cell search, and there is a problem that an unnecessary circuit exists and the circuit cannot be effectively used. This problem is also a problem peculiar to W-CDMA due to a difference in modulation scheme between PSCH used for cell search and CPICH used for path search. Such a problem does not occur when the channels used in the cell search and the path search are the same as in cdmaOne.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
In the CDMA cellular system in which the modulation method is different between the cell search channel and the path search channel included in the downlink, the above-described problem is a means for sharing the matched filter used for the cell search and the matched filter used for the path search by time division. This is solved by providing a CDMA baseband receiving circuit having means for searching by making the tap length in the matched filter different between cell search and path search, and means for varying the search range according to the application at the time of path search. The
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows the configuration of a mobile station receiving circuit in an asynchronous cellular system between CDMA base stations according to an embodiment of the present invention. The receiving circuit in the mobile station of the asynchronous cellular system between CDMA base stations includes a search unit 10, an antenna 20, an RF unit 30, an A / D converter 40, a demodulation unit 50, a RAKE combining unit 60, and a sequencer 70.
[0014]
The RF band received signal received from the antenna 20 is down-converted and band limited by the RF unit 30 and becomes a baseband band received signal separated into an I component and a Q component. The I component baseband received signal and the Q component baseband received signal that are output from the RF unit 30 are respectively input to the A / D converter 40, where oversampling and quantum are performed at a frequency several times (about four times) the spread code frequency. Converted into baseband received data of a digital signal (about 4 bits).
[0015]
The I component baseband reception data 41 and the Q component baseband reception data 42 that are output from the A / D converter 40 are input to the demodulation unit 50 and the search unit 10, respectively. When power is turned on, it is necessary to perform cell search such as frame timing extraction and scrambling code identification of the base station where the mobile station is located.
[0016]
Cell search is mainly divided into 1st search for slot timing extraction, 2nd search for frame timing extraction and code group identification, and 3rd search for scrambling code identification.
[0017]
In the 1st search in 3GPP (W-CDMA), slot timing is detected by searching for a PSCH in which a common code of 256 chips length is inserted in a slot period (15 slots per frame). The 2nd search is multiplexed at the same timing as the PSCH, and the code group is identified at the same time as detecting the frame timing by searching for an SSCH (Secondary Synchronization Channel) in which a 256-chip code different in each slot makes a round in one frame. Is done. In the 3rd search, a correlation value is obtained for each scrambling code (about 8 codes) belonging to the code group identified in the 2nd search, and the scrambling code having the highest correlation among them is determined.
[0018]
The search unit 10 performs correlation processing necessary for the 1st search, the 2nd search, and the 3rd search, and the 1st search result 71, 2nd search result 72 and 3rd search result 73 that are output from the search unit are sent to the sequencer 70. Cell search processing is performed according to a predetermined procedure. After the cell search is completed, the scrambling code and frame timing are reported to the demodulator 50 as a report signal 74, and the demodulator 50 receives the downlink channel from the base station based on the scrambling code and frame timing reported from the sequencer 70. Is demodulated. When demodulating, the search unit performs a path search in order to estimate the multipath in the propagation path required for RAKE combining.
[0019]
The search unit 10 performs correlation processing necessary for the path search, and a path search result 71 (shared with the first search result in the cell search) that is output from the search unit 10 is sent to the sequencer 70. Search processing is performed. The path information 75 detected by the path search is sent to the demodulator 50, and the demodulator 50 demodulates each finger based on the path information 75. Each finger demodulation result 51 (four fingers in FIG. 1) is subjected to RAKE combining by a RAKE combining unit 60 to obtain received data 61. The received data 61 is sent to a processing unit that performs deinterleaving, error correction, etc., and becomes voice or data of user information.
[0020]
FIG. 2 shows a configuration diagram of the search unit 10 of the present invention. The search unit includes matched filters 101 and 102, a spread code generator PNG103, an accumulator Σ104, a 2nd search unit 114, and a 3rd search unit 115.
[0021]
During cell search, the I component baseband reception data 41 and the Q component baseband reception data 42 are input to the search unit 10 and input to the matched filters 101 and 102, respectively. The matched filter 101 correlates the I component baseband received data 41 and the cell search spread code PNS111 output from the spread code generator 103, and obtains a correlation value 105 of (RXI * PNS).
[0022]
Further, the matched filter 102 correlates the Q component baseband received data 42 with the cell search spreading code PNS111 output from the spreading code generator 103, and obtains a correlation value 108 of (RXQ * PNS). At the time of cell search, the correlation value 105 and the correlation value 108 are input to the accumulator 104, and the accumulator 104 performs the calculation of Equation 1 to obtain a result necessary for the cell search. The output 71 of the accumulator 104 is subjected to cell search processing in accordance with a predetermined procedure in the sequencer.
[0023]
Σ {(RXI * PNS) ^ 2 + (RXQ * PNS) ^ 2}
During the path search, the I component baseband reception data 41 and the Q component baseband reception data 42 are input to the search unit 10 and input to the matched filters 101 and 102, respectively. The matched filter 101 correlates the I component baseband received data 41 and the path search spreading codes PNI112 and PNQ113 output from the spreading code generator 103, and the correlation value 106 of (RXI * PNI) and (RXI * PNQ). ) Is obtained.
[0024]
Further, the matched filter 102 correlates the Q component baseband received data 42 and the path search spreading codes PNI 112 and PNQ 113 output from the spreading code generator 103, and the correlation value 109 of (RXQ * PNI) and (RXQ). * PNQ) correlation value 110 is obtained. At the time of path search, correlation values 106, 107, 109, and 110 are input to the accumulator 104, and input to the accumulator 104 to perform the calculation of Equation 2, thereby obtaining a result necessary for the path search. The output 71 of the accumulator 104 is subjected to path search processing in accordance with a predetermined procedure in the sequencer.
[0025]
Σ {(RXI * PNI) + (RXQ * PNQ)} ^ 2
+ Σ {(RXQ * PNI) − (RXI * PNQ)} ^ 2
Next, the matched filter 101 will be described in detail with reference to FIG. The matched filter 101 includes a shift register 1001, selector circuits 1002, 1003, 1004, 1005, 16 tap integrators 1006, 1007, 1008, 1009, adders 1010, 1011, 1012, and selector circuits 1013, 1014. Note that the matched filter in FIG. 3 is configured to output a correlation value for a maximum of 64 taps during cell search and a correlation value for a maximum of 32 taps during path search.
[0026]
First, the operation of the matched filter during cell search will be described. The I component baseband reception data 41 is input to the shift register 1001 and held sequentially. The reception data held in the shift register 1001 is input to the selectors 1002, 1003, 1004, and 1005, and the reception data necessary for the 16 tap integrators 1006, 1007, 1008, and 1009 is selected.
[0027]
The selector 1002 selects and receives 16 types of D [0, 2, 4,..., 28, 30] from the received data D [0, 1, 2,..., 124, 126] held in the shift register 1001. Data 1015 is obtained. Similarly, the selector 1003 selects 16 types of D [32, 34, 36, ..., 60, 62] from the received data D [0, 1, 2, ..., 124, 126] held in the shift register 1001. The received data 1016 is selected. The selector 1004 selects and receives 16 types of D [64, 66, 68, ..., 92, 94] from the received data D [0, 1, 2, ..., 124, 126] held in the shift register 1001. Data 1017 is obtained. The selector 1004 selects and receives 16 types D [96, 98, 100,..., 124, 126] from the received data D [0, 1, 2,..., 124, 126] held in the shift register 1001. Data 1018 is obtained.
[0028]
On the other hand, for the 64-bit cell search spreading code PNS111 output from the spreading code generator 103, PNS [0, 1, 2,..., 30, 31] is input to the selector 1013, and PNS [32, 33,. , 63] is input to the selector 1014. At the time of cell search, PNS [0, 1, 2,..., 30, 31] is selected by the selector 1013, and PNS [0, 1, ..., 14, 15] is input to the 16 tap integrator 1006. PNS [16, 17,..., 30, 31] is input to 1007. In the selector 1014, PNS [32, 33, 34,..., 62, 63] is selected, and PNS [32, 33,..., 46, 47] is input to the 16 tap integrator 1008. PNS [48, 49,..., 62, 63] is input to.
[0029]
In the 16 tap integrators 1006, 1007, 1008, and 1009, integration processing of 4 bits × 16 received data and 16 chips spread codes is performed.
[0030]
FIG. 4 shows the configuration of the 16 tap integrator. The 16 tap integrator is constituted by a 4-bit multiplier 1006a and a 5-bit 16 input adder 1006b.
[0031]
In the 16 tap integrator, the reception data 1015 and the spread code 1019 are integrated. The 4-bit × 16 received data 1015 and the 1-bit × 16 spreading code are multiplied by the multiplier 1006a, respectively, and a 5-bit × 16 multiplication result is obtained. The multiplication result of 5 bits × 16 is respectively input to the adder 1006b, and the total result is obtained to obtain the integration result.
[0032]
Returning to the description of FIG. 3, the integrated output of the 16 tap integrator 1006 and the integrated output of the 16 tap integrator 1007 are added by the adder 1011 to obtain a 10-bit correlation value 106. Similarly, the integrated output of the 16 tap integrator 1008 and the integrated output of the 16 tap integrator 1009 are added by the adder 1011 to obtain a 10-bit correlation value 107. At the time of cell search, correlation value 106 and correlation value 107 are added by adder 1010, and (RXI * PNS) correlation value 105 is obtained for 64 taps. Also for the matched filter 102, the same processing as the matched filter 101 is performed on the Q component baseband reception data 42, and (RXQ * PNS) correlation values 108 are obtained for 64 taps.
[0033]
In 3GPP (W-CDMA), the PSCH code used in the 1st search has a code length of 256 chips. Accordingly, the matched filter requires correlation values for 256 taps. In the present invention, however, correlation values for 256 taps can be obtained without increasing the circuit scale by switching the tap coefficients to obtain the accumulated correlation values. .
[0034]
A method for obtaining the accumulation of correlation values by switching tap coefficients will be described with reference to the timing chart of FIG. In the 1 symbol = 256 chip period shown in FIG. 5, the tap coefficient is set to 64 taps from Tap [0] to Tap [63] in the first 1/4 symbol period (64 chip period), and a correlation value for 64 taps is obtained. In the next 1/4 symbol period, the tap coefficient is set to 64 taps from Tap [64] to Tap [127], and a correlation value for 64 taps is obtained. Similarly, in the next ¼ symbol period, the tap coefficient is set to 64 taps from Tap [128] to Tap [191], and a correlation value for 64 taps is obtained. Subsequently, 64 taps from Tap [192] to Tap [255] are set, and a correlation value for 64 taps is obtained. Each correlation value is obtained by the accumulator 104 having the function of holding the correlation value for 64 taps, and a correlation value for 256 taps can be obtained. As described above, the 256 tap correlation value can be obtained over 64 chip times during one symbol period.
[0035]
The slot timing is obtained by obtaining the 256 tap correlation value over 1 slot = 2560 chip time while switching the tap coefficient, and detecting the timing at which the correlation value is maximized. The 2nd search unit 114 performs frame timing extraction and code group identification using the slot timing obtained by the 1st search, and the 3rd search unit 115 performs scrambling code identification to complete the cell search process.
[0036]
Next, the operation of the matched filter during the path search will be described with reference to FIG. The I component baseband reception data 41 is input to the shift register 1001 and is held sequentially. The reception data held in the shift register 1001 is input to the selectors 1002, 1003, 1004, and 1005, and the reception data necessary for the 16 tap integrators 1006, 1007, 1008, and 1009 is selected. The selector 1002 selects and receives 16 types of D [0, 2, 4,..., 28, 30] from the received data D [0, 1, 2,..., 124, 126] held in the shift register 1001. Data 1015 is obtained. Similarly, the selector 1003 selects 16 types of D [32, 34, 36, ..., 60, 62] from the received data D [0, 1, 2, ..., 124, 126] held in the shift register 1001. The received data 1016 is selected. The selector 1004 selects and receives 16 types of D [0, 2, 4,..., 28, 30] from the received data D [0, 1, 2,..., 124, 126] held in the shift register 1001. Data 1017 is obtained. The selector 1004 selects and receives 16 types of D [32, 34, 36, ..., 60, 62] from the received data D [0, 1, 2, ..., 124, 126] held in the shift register 1001. Data 1018 is obtained.
[0037]
On the other hand, the 32-bit path search spread code PNI 112 output from the spread code generator 103 is input to the selector 1013, and the 32-bit path search spread code PNQ 113 is input to the selector 1014. At the time of path search, PNI [0, 1, 2,..., 30, 31] is selected by the selector 1013, PNI [0, 1,..., 14, 15] is input to the 16 tap integrator 1006, and 16 tap integrator 1007 PNI [16, 17,..., 30, 31] is input to. In the selector 1014, PNQ [0, 1, 2,..., 30, 31] is selected, and PNQ [0, 1,..., 14, 15] is input to the 16 tap integrator 1008, and the 16 tap integrator 1009 is input. PNQ [16, 17,..., 30, 31] is input to.
[0038]
In the 16 tap integrators 1006, 1007, 1008, and 1009, integration processing of 4 bits × 16 received data and 16 chips spread codes is performed.
[0039]
The integrated output of the 16 tap integrator 1006 and the integrated output of the 16 tap integrator 1007 are added by an adder 1011 to obtain a 10-bit correlation value 106. The integrated output of the 16 tap integrator 1008 and the integrated output of the 16 tap integrator 1009 are added by an adder 1011 to obtain a 10-bit correlation value 107.
[0040]
As described above, during the path search, the correlation value 106 of (RXI * PNI) and the correlation value 107 of (RXI * PNQ) are each output for 32 taps as the output of the matched filter 101. Also for the matched filter 102, the same processing as the matched filter 101 is performed on the Q component baseband received data 42, and the correlation value 109 of (RXQ * PNI) and the correlation value 110 of (RXQ * PNQ) are respectively output as the output of the matched filter 102. 32 taps are output.
[0041]
CPICH used for 3GPP (W-CDMA) path search has a spreading ratio of 256 times. Therefore, the matched filter requires correlation values for 256 taps. In the present invention, as in the cell search, the correlation values for 256 taps are obtained without switching the tap coefficients and obtaining the accumulated correlation values without causing an increase in circuit scale. Can be obtained.
[0042]
A method for obtaining the accumulation of correlation values by switching tap coefficients will be described with reference to the timing chart of FIG. In the 1 symbol = 256 chip period shown in FIG. 6, the tap coefficient is set to 32 taps from Tap [0] to Tap [31] in the first 1/8 symbol period (32 chip period), and a correlation value for 32 taps is obtained. In the next ８ symbol period, the tap coefficient is set to 32 taps from Tap [32] to Tap [63], and a correlation value for 32 taps is obtained. Similarly, the tap coefficients are Tap [64] to Tap [95], Tap [96] to Tap [127], Tap [128] to Tap [159], Tap [160] to Tap [191], Tap [192]. To Tap [223] and Tap [224] to Tap [255] to obtain correlation values for 32 taps.
[0043]
For each correlation value, a cumulative correlation value is obtained by the accumulator 104, and a correlation value for 256 taps can be obtained. As described above, a 256 tap correlation value can be obtained over 32 chips during one symbol period.
[0044]
Normally, it is sufficient for the path search to have a search range of about 32 chips, but if more than that is required, the search range can be expanded by taking correlation while switching tap coefficients in the same manner as the cell search.
[0045]
Further, the matched filter 101 shown in FIG. 3 is devised to reduce the number of taps. If the search range may be 16 chips at the time of path search, only two of the 16 tap integrators 1006, 1007, 1008, and 1009, 1006 and 1008, should be used.
[0046]
The selector 1002 selects 16 types of D [0, 2, 4,..., 28, 30] from the received data D [0, 1, 2,. The selector 1004 selects and uses 16 types of D [0, 2, 4,..., 28, 30] from the received data D [0, 1, 2,..., 124, 126] held in the shift register 1001. To do. The selectors 1003 and 1005 are not used.
[0047]
The path search spreading codes 112 and 113 output from the spreading code generator 103 are 16-bit output (using the first 16 bits [15: 0] out of 32 bits) and input to the selectors 1013 and 1014. At the time of path search, the selector 1013 selects PNI, and the 16 tap integrator 1006 receives PNI [0, 1,..., 14, 15]. In addition, PNQ is selected in the selector 1014, and PNQ [0, 1,..., 14, 15] is input to the 16 tap integrator 1008.
[0048]
The 16 tap integrators 1006 and 1008 respectively perform integration processing of 4 bit × 16 received data and 16 chip spread codes, and the correlation value 106 of (RXI * PNI) and the correlation of (RXI * PNQ) are output as the matched filter 101. Each value 107 is output for 16 taps. Also for the matched filter 102, the same processing as the matched filter 101 is performed on the Q component baseband received data 42, and the correlation value 109 of (RXQ * PNI) and the correlation value 110 of (RXQ * PNQ) are respectively output as the output of the matched filter 102. 16 taps are output.
[0049]
In FIG. 6, by changing the tap coefficient in the 1/8 symbol period (32 chip period) in the 1/16 symbol period (16 chip period) and accumulating it, the correlation value of 16 taps, that is, the search range of 16 chips is obtained. Obtainable.
[0050]
When the search range is 16 chips, low power consumption can be expected by stopping the clock supply of unused 16 tap integrators 1007 and 1009 and selectors 1003 and 1005.
[0051]
In the above description, the data shift type matched filter that correlates with the code while shifting the received data has been described. However, it can be easily applied to a PN shift matched filter that correlates while shifting the PN code. Details of the PN shift type matched filter are described in JP-A-10-285079.
[0052]
【The invention's effect】
In a CDMA cellular system in which the modulation method is different between the cell search channel and the path search channel included in the downlink, when the matched filter used for the cell search and the matched filter used for the path search are shared in time division, the matched filter By searching with different tap lengths for cell search and path search, the matched filter circuit can be used effectively. Further, at the time of path search, it is possible to reduce power consumption by varying the search range according to the application.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a CDMA mobile station baseband receiving circuit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a search unit in one embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing a matched filter in one embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing in detail a 16 tap integrator.
FIG. 5 is a timing chart for explaining how to obtain a cumulative correlation value during cell search.
FIG. 6 is a timing chart for explaining how to obtain a cumulative correlation value during a path search.
FIG. 7 is a block diagram showing a conventional matched filter.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Search part, 20 ... Antenna, 30 ... RF part, 40 ... A / D converter, 41 ... I component baseband reception data, 42 ... Q component baseband reception data, 50 ... Demodulation part, 51 ... Demodulation result, 60 ... RAKE combining unit, 61 ... received data, 70 ... sequencer, 71 ... 1st search result (also used as path search result), 72 ... 2nd search result, 73 ... 3rd search result, 74 ... report signal, 75 ... path information, DESCRIPTION OF SYMBOLS 101 ... Matched filter, 102 ... Matched filter, 103 ... Spreading code generator, 104 ... Accumulator, 105 ... Correlation value for cell search, 106 ... Correlation value for path search, 107 ... Correlation value for path search, 108 ... Cell search Correlation value for 109, 109 ... Correlation value for path search, 110 ... Correlation value for path search, 111 ... Spread code for cell search, 112 ... Expansion for path search 113: path search spreading code, 114: 2nd search section, 115: 3rd search section, 200: matched filter, 201: matched filter, 202: matched filter, 203: matched filter, 204: adder, 205: addition , 1001... Shift register, 1002... Selector, 1003... Selector, 1004... Selector, 1005. 1009 ... 16 tap integrator, 1010 ... adder, 1011 ... 16 tap integrator, 1012 ... adder, 1013 ... selector, 1014 ... selector, 1015 ... received data, 1016 ... received data, 1017 ... received data, 1018 ... received data. Data, 1019 ... spreading code, 2001 ... flip-flop, 2002 ... multiplier, 2003 ... adder.

Claims

ＣＤＭＡによる下り回線のＲＦ帯域の無線信号を受信するアンテナと、前記アンテナで受信されたＲＦ帯域の無線信号をダウンコンバートおよび帯域制限して出力するＲＦ部と、前記ＲＦ部の出力をＡ／Ｄコンバートして出力するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力を用いてセルサーチおよびパスサーチを行うサーチ部と、該サーチ部のサーチ結果を利用して受信信号の復調を行う復調部とを有するＣＤＭＡ受信装置であって、
前記サーチ部は、下り回線に含まれるセルサーチ用チャネルとパスサーチ用チャネルとで変調方式が異なるＣＤＭＡセルラシステムにおいて、セルサーチに用いるマッチドフィルタとパスサーチに用いるマッチドフィルタを時分割で共用するにあたり、セルサーチ時はパスサーチ時におけるタップ長の２倍の長さをもってサーチすることを特徴とするＣＤＭＡ受信装置。An antenna that receives a radio signal in the RF band of the downlink by CDMA, an RF unit that outputs a radio signal in the RF band that is received by the antenna by down-conversion and band limitation, and an output of the RF unit is A / D An A / D converter that converts and outputs, a search unit that performs cell search and path search using the output of the A / D converter, and a received signal is demodulated using the search result of the search unit A CDMA receiver having a demodulation unit,
In the CDMA cellular system in which the modulation method is different between the cell search channel and the path search channel included in the downlink, the search unit shares the matched filter used for the cell search and the matched filter used for the path search by time division. A CDMA receiver characterized in that a cell search is performed with a length twice as long as a tap length during a path search .

請求項１記載のＣＤＭＡ受信装置であって、該ＣＤＭＡセルラシステムは、基地局間非同期セルラシステムであることを特徴とするＣＤＭＡ受信装置。 2. The CDMA receiver according to claim 1, wherein the CDMA cellular system is an inter-base station asynchronous cellular system.

請求項１記載のＣＤＭＡ受信装置であって、該ＣＤＭＡセルラシステムは、セルサーチ用チャネルがＢＰＳＫ変調方式、パスサーチ用チャネルがＢＰＳＫ変調方式以外（例えばＱＰＳＫ変調）で変調されていることを特徴とするＣＤＭＡ受信装置。 A CDMA receiving apparatus according to claim 1, said CDMA cellular system, and characterized in that cell-search channel BPSK modulation scheme, the path search channel is modulated outside BPSK modulation scheme (e.g., QPSK modulation) CDMA receiver.

請求項１記載のＣＤＭＡ受信装置であって、前記サーチ部は、前記Ａ／Ｄ変換器からの出力信号である受信データが入力されるシフトレジスタと、第１および第２の積算部とを有し、
前記セルサーチを行う場合には、前記シフトレジスタから、前記第１の積算部には該シフトレジスタに格納される受信データのうちの第１の部分データを入力し、前記第２の積算部には該シフトレジスタに格納される受信データのうちの第２の部分データを入力し、
前記第１の積算部は、セルサーチ用拡散符号のうち第１の部分系列を係数として該係数と前記第１の部分データとの積算結果を出力し、
前記第２の積算部は、セルサーチ用拡散符号のうち第２の部分系列を係数として該係数と前記第２の部分データとの積算結果を出力し、
前記第１および第２の積算部の出力の和を相関結果として出力し、
前記パスサーチを行う場合には、前記シフトレジスタから、前記第１および第２の積算部に該シフトレジスタに格納される受信データの一部である同じ部分データを入力し、
前記第１の積算部は、パスサーチ用拡散符号のうちのＩ成分の系列を係数として該係数と前記部分データとの積算結果をＩ成分の相関結果として出力し、
前記第２の積算部は、パスサーチ用拡散符号のうちのＱ成分の系列を係数として該係数と前記部分データとの積算結果をＱ成分の相関結果として出力することを特徴とするＣＤＭＡ受信装置。2. The CDMA receiver according to claim 1, wherein the search unit includes a shift register to which reception data that is an output signal from the A / D converter is input, and first and second integration units. And
When performing the cell search, the first partial data of the received data stored in the shift register is input from the shift register to the first integrating unit, and the second integrating unit is input to the second integrating unit. Inputs the second partial data of the received data stored in the shift register,
The first integration unit outputs an integration result of the coefficient and the first partial data using the first partial sequence of the cell search spreading code as a coefficient,
The second integration unit outputs the integration result of the coefficient and the second partial data using the second partial sequence of the cell search spreading code as a coefficient,
Outputting the sum of the outputs of the first and second integrating units as a correlation result;
When performing the path search, the same partial data that is a part of the received data stored in the shift register is input from the shift register to the first and second integration units,
The first integrating unit outputs an integration result of the coefficient and the partial data as a correlation result of the I component using a sequence of the I component of the spread code for path search as a coefficient,
The second integrating unit outputs a result of integrating the coefficient and the partial data as a Q component correlation result using a Q component sequence of the path search spreading code as a coefficient. .

請求項１記載のＣＤＭＡ受信装置であって、
下り回線に含まれるチャネルをサーチする際に、Ｉ相とＱ相で用いる拡散符号が異なるチャネルをサーチする時と、Ｉ相とＱ相で用いる拡散符号が等しいチャネルをサーチする時とで、タップ長を異ならせる機能を有するマッチドフィルタを具備することを特徴とするＣＤＭＡ受信装置。The CDMA receiver according to claim 1, wherein
When searching for channels included in the downlink, tap when searching for channels with different spreading codes used in the I and Q phases and when searching for channels with the same spreading codes used in the I and Q phases. A CDMA receiver comprising a matched filter having a function of varying lengths.