JP3905108B2

JP3905108B2 - Multi-carrier receiver

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Publication number: JP3905108B2
Application number: JP2004567525A
Authority: JP
Inventors: 利昭舟久保
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2003-01-30
Filing date: 2003-01-30
Publication date: 2007-04-18
Anticipated expiration: 2023-01-30
Also published as: WO2004068754A1; JPWO2004068754A1

Description

本発明はマルチキャリア受信装置に関し、特にマルチキャリア信号に含まれる各キャリア信号を検出するマルチキャリア受信装置に関するものである。
近年、通信技術の進歩に伴い、伝送される情報は、文字情報、音声情報、音楽情報、靜動画像情報等多岐に渡っている。これらの情報を伝送する方式の１つであるマルチキャリア方式においては、受信側でマルチキャリア信号に含まれる各キャリアを確実に分離することが重要である。The present invention relates to a multicarrier receiver, and more particularly to a multicarrier receiver that detects each carrier signal included in a multicarrier signal.
In recent years, with the advancement of communication technology, information to be transmitted is diversified such as character information, voice information, music information, and moving image information. In the multi-carrier scheme that is one of the schemes for transmitting these pieces of information, it is important to reliably separate each carrier included in the multi-carrier signal on the receiving side.

一般的にマルチキャリア受信装置は、信号のレベルを調整する増幅器、各キャリアを分離するフィルタ等で構成されている。そして、マルチキャリア受信装置には、確実にキャリアを分離するために、増幅器及びフィルタの配置や、増幅器として自動利得調整器や、フィルタとしてアナログフィルタ又はディジタルフィルタを用いる等の工夫がなされている。
図２は、従来のマルチキャリア受信装置の構成例（その１）を示している。この場合の受信装置１１０ｘは、マルチキャリア（周波数ｆ１〜ｆ３）を含んだ受信信号ｘ（ｔ）をその入力レベルに依らず所定のレベルに保つ自動利得調整部１０ｚと、この調整部１０ｚの出力信号をディジタルマルチキャリア信号ｘ_Ａ（ｔ）に変換するＡＤ変換器１４ｚと、信号ｘ_Ａ（ｔ）から、それぞれ、各キャリアの周波数ｆ１〜ｆ３帯域のディジタルバンドパスフィルタ１５ｚａ〜１５ｚｃを備えている。
自動利得調整部１０ｚは、増幅器１１ｚと、信号ｘ_Ａ（ｔ）に基づき増幅器１１ｚの利得Ｇを決める自動利得制御回路（ＡＧＣ）１２ｚと、利得Ｇをアナログ信号に変換して増幅器１１ｚに与えるＤＡ変換器１３ｚと、を備えている。
自動利得調整部１０ｚは、全キャリアの合計電力に対し各キャリア信号のレベルを最適化する。
図３は、従来のマルチキャリア受信装置の構成例（その２）を示している。この場合の受信装置１１０ｙは、それぞれ、マルチキャリア信号ｘ（ｔ）に含まれる各キャリア信号の周波数ｆ１〜ｆ３と周波数差ｆ０の周波数ｆ１’〜ｆ３’の信号を出力するシンセサイザ３１ａ〜３１ｃ（以下、符号３１で総称することがある。）と、シンセサイザ３１の出力信号とマルチキャリア信号ｘ（ｔ）を混合検波して中間周波数ｆ０のキャリア信号を出力するミキサ３２＿１〜３２＿３とを備えている。
さらに、受信装置１１０ｙは、それぞれ、ミキサ３２＿１〜３２＿３の出力信号を入力する周波数帯域ｆ０のアナログバンドパスフィルタ３３ｚ＿１〜３３ｚ＿３（以下、符号３３ｚで総称することがある。）と、このフィルタ３３ｚの出力信号を入力して所定のレベルに保つ自動利得調整部３４ｚ＿１〜３４ｚ＿３と、これらの調整部３４ｚ＿１〜３４ｚ＿３の出力信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器３８ｚ＿１〜３８ｚ＿３（以下、符号３８ｚで総称することがある。）を備えている。
自動利得調整部３４ｚ＿１〜３４ｚ＿３は、図２に示した自動利得調整部１０ｚと同様に、それぞれ、増幅器３５ｚ＿１〜３５ｚ＿３（以下、符号３５ｚで総称することがある。）、ＡＤ変換器３８ｚの出力信号に基づき各増幅器３５ｚの利得Ｇ１〜Ｇ３を制御する自動利得制御回路（ＡＧＣ）３６ｚ＿１〜３６ｚ＿３、及びＤＡ変換器３７ｚ＿１〜３７ｚ＿３で構成されている。
図４は、従来のマルチキャリア受信装置の構成例（その３）を示している。この場合の受信装置１１０ｚは、それぞれ、マルチキャリア信号ｘ（ｔ）を入力する各キャリア信号の周波数ｆ１〜ｆ３を帯域とするアナログバンドパスフィルタ４１ｚ＿１〜４１ｚ＿３（以下、符号４１ｚで総称することがある。）と、このフィルタ４１ｚの出力信号のレベルを所定のレベルに調整する自動利得調整部４２ｚ＿１〜４２ｚ＿３（以下、符号４２ｚで総称することがある。）を備えている。
さらに、受信装置１１０ｚは、調整部４２ｚ＿１〜４２ｚ＿３の出力信号を再合成する合成器４６ｚと、この合成器４６ｚの出力信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器４７ｚと、ＡＤ変換器４７ｚの出力信号を、それぞれ、キャリア信号の周波数帯域ｆ１〜ｆ３のディジタルバンドパスフィルタ４８ｚ＿１〜４８ｚ＿３を備えている。
自動利得調整部４２ｚ＿１〜４２ｚ＿３は、図２に示した自動利得調整部１０ｚと同様に、それぞれ、増幅器４３ｚ＿１〜４３ｚ＿３、フィルタ４８ｚ＿１〜４８ｚ＿３の出力信号に基づき増幅器４３ｚ＿１〜４３ｚ＿３の利得Ｇ１〜Ｇ３を制御する自動利得制御回路４４ｚ＿１〜４４ｚ＿３、及びＤＡ変換器４５ｚ＿１〜４５ｚ＿３で構成されている。
以上の従来技術に鑑み本発明の課題を以下に説明する。
図２に示したマルチキャリア受信装置１１０ｘの方式では、ディジタルバンドパスフィルタを採用しているため、微妙な受信周波数の変更が容易であり、アナログバンドパスフィルタを採用した場合と比較して、開発及び製作コストが安い。
しかしながら、マルチキャリア信号ｘ（ｔ）の各キャリア信号間のレベル差が大きい場合、出力信号ｘ_Ａ（ｔ）に含まれるレベルの小さいキャリア信号の情報は、量子化により極めて大きな誤差を持つ。この誤差の影響を無くすようにＡＤ変換器のビット数を増やすことは、実用上極めて困難である。
図３に示したマルチキャリア受信装置１１０ｙの方式では、アナログバンドパスフィルタ３３ｚで各キャリア信号を検波した後、自動利得調整を行うため、図２の従来例（その１）のようなＡＤ変換器３８ｚの所要ビット数不足の問題は解消する。
しかしながら、この従来例の場合には、キャリア信号数分のシンセサイザ３１及びＲＦ伝送路を必要とする。シンセサイザ３１の数の増加は、すなわち、周波数の異なる発振源数の増加は、回路規模へ影響すると共に、ミキシングによりスプリアス不用輻射により発生する周波数が指数関数的に増加するため、アナログフィルタ等による無線特性への対策が極めて困難になる。
図４に示したマルチキャリア受信装置１１０ｚの方式では、アナログバンドパスフィルタ４１ｚがキャリア信号を分離し、調整部４２ｚがキャリア信号毎に自動利得調整を行っている。このようにレベルを上げることにより、ＡＤ変換器４７ｚの所要ビット数不足の問題は解消する。
さらに、合成器４６ｚが、各キャリア信号を再度合成したアナログ信号をＡＤ変換した後にベースバンドへディジタルバンドパスフィルタ４８ｚで周波数変換を行うため、図３に示したマルチキャリア受信装置１１０ｙのようなスプリアス問題も発生しない。
しかしながら、マルチキャリア受信装置１１０ｙの方式では、アナログバンドパスフィルタ４１ｚ＿１〜４１ｚ＿３は、それぞれ、周波数ｆ１〜ｆ３が固定されているため、微妙な受信周波数の変更や流用に対してもアナログフィルタを再度開発する必要があり、製作コストの問題がある。
また、受信する周波数に対応した中心周波数の異なるアナログフィルタを開発しなければならないため、量産効果は１／キャリア数となり、この面でも製作コストへの影響が大きい。
なお、従来から開示されているマルチキャリア受信方法（図示せず。）としては、マルチキャリアを含んだ受信信号が入力レベルを自動利得調整してから周波数変換し前記周波数変換された受信信号をキャリア毎に分配する共通部と、前記分配された受信信号を復調しマスターチャネルに対応するキャリアを受信するためのマスタチャネル部と、前記分配された受信信号を復調しスレーブチャネルに対応するキャリアを受信するための複数のスレーブチャネル部とを備え、前記復調されたキャリアのレベルと所定の基準電圧との差分を所定範囲内に保つことにより、前記共通部、前記マスターチャネル部、及び前記スレーブチャネル部における自動利得調整を実施する無線通信装置において、前記マスターチャネル部及び前記スレーブチャネル部の何れにおいてもキャリアを受信しない状態では、前記マスターチャネル部で求められた自動利得調整量を使って前記共通部の自動利得調整を実施し、前記マスターチャネル部又は前記スレーブチャネル部の何れかがキャリアを受信した状態では、前記マスターチャネル部及び前記スレーブチャネル部のうちキャリアを受信した全てのチャネル部で求められた自動利得調整量の平均値を使って前記共通部の自動利得調整を実施しているものもある（例えば、特許文献１参照）。
特許公報第２９９１１９４号（第１頁、図１） In general, a multicarrier receiving apparatus includes an amplifier that adjusts a signal level, a filter that separates each carrier, and the like. In order to reliably separate carriers, the multicarrier receiving apparatus is devised such as an arrangement of amplifiers and filters, an automatic gain adjuster as an amplifier, and an analog filter or a digital filter as a filter.
FIG. 2 shows a configuration example (part 1) of a conventional multicarrier receiver. The receiving apparatus 110x in this case includes an automatic gain adjustment unit 10z that maintains a reception signal x (t) including multicarriers (frequencies f1 to f3) at a predetermined level regardless of the input level, and an output of the adjustment unit 10z. An AD converter 14z that converts a signal into a digital multicarrier signal x _A (t), and digital band pass filters 15za to 15zc of frequencies f1 to f3 of each carrier from the signal x _A (t) are provided. .
The automatic gain adjusting unit 10z includes an amplifier 11z, an automatic gain control circuit (AGC) 12z that determines the gain G of the amplifier 11z based on the signal x _A (t), and a DA that converts the gain G into an analog signal and supplies the analog signal to the amplifier 11z. And a converter 13z.
The automatic gain adjustment unit 10z optimizes the level of each carrier signal with respect to the total power of all carriers.
FIG. 3 shows a configuration example (No. 2) of a conventional multicarrier receiver. In this case, the receiving apparatus 110y synthesizers 31a to 31c (hereinafter referred to as synthesizers 31a to 31c) that output signals of frequencies f1 to f3 of the carrier signals included in the multicarrier signal x (t) and frequencies f1 ′ to f3 ′ of the frequency difference f0, respectively. , And mixers 32_1 to 32_3 for mixing and detecting the output signal of the synthesizer 31 and the multicarrier signal x (t) and outputting the carrier signal of the intermediate frequency f0.
Furthermore, the receiving device 110y receives analog bandpass filters 33z_1 to 33z_3 (hereinafter, may be collectively referred to as reference numeral 33z) of the frequency band f0 to which the output signals of the mixers 32_1 to 32_3 are input, respectively, and the output of the filter 33z. An automatic gain adjustment unit 34z_1 to 34z_3 that inputs a signal and keeps the signal at a predetermined level, and AD converters 38z_1 to 38z_3 that convert the output signals of these adjustment units 34z_1 to 34z_3 into digital signals (hereinafter collectively referred to as 38z) There is.)
Similarly to the automatic gain adjustment unit 10z shown in FIG. 2, the automatic gain adjustment units 34z_1 to 34z_3 are respectively output signals from the amplifiers 35z_1 to 35z_3 (hereinafter, sometimes collectively referred to as reference numeral 35z) and the AD converter 38z. Are configured by automatic gain control circuits (AGC) 36z_1 to 36z_3 for controlling the gains G1 to G3 of the amplifiers 35z and DA converters 37z_1 to 37z_3.
FIG. 4 shows a configuration example (No. 3) of the conventional multicarrier receiver. In this case, the receiving device 110z may be generally referred to as analog bandpass filters 41z_1 to 41z_3 (hereinafter, referred to as reference numeral 41z) each having frequencies f1 to f3 of the carrier signals to which the multicarrier signal x (t) is input. And an automatic gain adjustment unit 42z_1 to 42z_3 (hereinafter, may be collectively referred to as reference numeral 42z) for adjusting the level of the output signal of the filter 41z to a predetermined level.
Furthermore, the receiving apparatus 110z includes a synthesizer 46z that re-synthesizes the output signals of the adjusting units 42z_1 to 42z_3, an AD converter 47z that converts the output signal of the synthesizer 46z into a digital signal, and an output signal of the AD converter 47z. Are provided with digital band pass filters 48z_1 to 48z_3 of the frequency bands f1 to f3 of the carrier signal, respectively.
The automatic gain adjustment units 42z_1 to 42z_3 control the gains G1 to G3 of the amplifiers 43z_1 to 43z_3 based on the output signals of the amplifiers 43z_1 to 43z_3 and the filters 48z_1 to 48z_3, respectively, similarly to the automatic gain adjustment unit 10z illustrated in FIG. Automatic gain control circuits 44z_1 to 44z_3 and DA converters 45z_1 to 45z_3.
In view of the above prior art, the problems of the present invention will be described below.
The multi-carrier receiving apparatus 110x shown in FIG. 2 employs a digital bandpass filter, so it is easy to change the reception frequency delicately. Compared to the case where an analog bandpass filter is employed, the multi-carrier receiving apparatus 110x is developed. And the production cost is low.
However, when the level difference between the carrier signals of the multicarrier signal x (t) is large, the information of the carrier signal with a small level included in the output signal x _A (t) has a very large error due to quantization. It is practically difficult to increase the number of bits of the AD converter so as to eliminate the influence of this error.
In the method of the multicarrier receiving apparatus 110y shown in FIG. 3, since each carrier signal is detected by the analog bandpass filter 33z and then automatic gain adjustment is performed, the AD converter as in the conventional example (part 1) of FIG. The problem of insufficient number of required bits of 38z is solved.
However, this conventional example requires as many synthesizers 31 and RF transmission paths as the number of carrier signals. An increase in the number of synthesizers 31, that is, an increase in the number of oscillation sources having different frequencies affects the circuit scale, and the frequency generated by spurious-free radiation due to mixing increases exponentially. Countermeasures for characteristics become extremely difficult.
In the method of the multicarrier receiver 110z shown in FIG. 4, the analog bandpass filter 41z separates the carrier signal, and the adjustment unit 42z performs automatic gain adjustment for each carrier signal. By raising the level in this way, the problem of insufficient number of required bits of the AD converter 47z is solved.
Further, since the synthesizer 46z performs AD conversion of the analog signal obtained by synthesizing the carrier signals again, and then performs frequency conversion to the baseband by the digital bandpass filter 48z, the spurious like the multicarrier reception device 110y shown in FIG. There is no problem.
However, in the method of the multicarrier receiving apparatus 110y, the analog bandpass filters 41z_1 to 41z_3 have fixed frequencies f1 to f3, respectively, so that an analog filter is developed again even for subtle changes in reception frequency or diversion. There is a problem of production cost.
In addition, since an analog filter having a different center frequency corresponding to the frequency to be received has to be developed, the mass production effect is 1 / number of carriers, and this also has a large influence on the manufacturing cost.
As a conventional multi-carrier reception method (not shown), a received signal including a multi-carrier is subjected to frequency conversion after automatic gain adjustment of an input level, and the frequency-converted received signal is converted into a carrier. A common unit that distributes the received signal, a master channel unit that demodulates the distributed received signal and receives a carrier corresponding to a master channel, and a carrier that demodulates the distributed received signal and receives a carrier corresponding to a slave channel A plurality of slave channel units, and by maintaining a difference between the demodulated carrier level and a predetermined reference voltage within a predetermined range, the common unit, the master channel unit, and the slave channel unit In the wireless communication apparatus that performs automatic gain adjustment in the master channel unit and the slave channel When no carrier is received in any of the units, the automatic gain adjustment of the common unit is performed using the automatic gain adjustment amount obtained in the master channel unit, and either the master channel unit or the slave channel unit is performed. When receiving a carrier, the automatic gain adjustment of the common unit is performed using the average value of the automatic gain adjustment amounts obtained in all the channel units that have received the carrier among the master channel unit and the slave channel unit. There are some (see, for example, Patent Document 1).
Japanese Patent No. 299194 (first page, FIG. 1)

このようなマルチキャリア受信方法は、共通部、すなわち、図２〜図４で示したマルチキャリア受信装置１１０ｘ〜１１０ｚの自動利得調整部に与える制御電圧を、複数のマスタチャネル部及び複数のスレーブチャネル部（すなわち、ベースバンド部）の自動利得調整量に基づき演算しなければならず、共通部は独立していない。
従って本発明は、マルチキャリア信号に含まれる各キャリア信号を検出するマルチキャリア受信装置において、量子化誤差が少なく、不用な輻射が少なく、また開発、製作、及び調整コストの安価なマルチキャリア受信装置を提供することを課題とする。In such a multicarrier reception method, the control voltage applied to the common unit, that is, the automatic gain adjustment unit of the multicarrier reception apparatuses 110x to 110z shown in FIGS. Must be calculated based on the automatic gain adjustment amount of the unit (that is, the baseband unit), and the common unit is not independent.
Therefore, the present invention provides a multicarrier receiver for detecting each carrier signal included in a multicarrier signal, which has a low quantization error, a low unnecessary radiation, and a low development, production, and adjustment cost. It is an issue to provide.

上記の課題を解決するため、本発明のマルチキャリア受信装置は、マルチキャリア信号を構成する各キャリア信号を抽出するための複数の補正信号を、該マルチキャリア信号からディジタルフィルタリングで生成する補正信号生成部と、該マルチキャリア信号から該補正信号の内の少なくとも１つを減算する減算器と、該減算器の出力信号のレベルを所定レベルに調整して出力するシングルキャリア用自動利得調整部と、該シングルキャリア用自動利得調整部の出力信号をディジタル信号に変換するシングルキャリア用ＡＤ変換器と、該シングルキャリア用ＡＤ変換器の出力信号から各キャリア信号を抽出するディジタルフィルタとを備えたことを特徴としている。
すなわち、補正信号生成部は、マルチキャリア信号を構成する各キャリア信号を抽出するための複数の補正信号をデジタルフィルタリングで生成する。減算器は、マルチキャリア信号から補正信号の内の少なくとも１つを減算して、各キャリア信号を出力する。
シングルキャリア用自動利得調整部は、各減算器の出力信号のレベルを所定レベルに、例えば、シングルキャリア用ＡＤ変換器のフルスケールを利用するようなレベルに調整して出力し、この出力信号をＡＤ変換器はディジタル信号に変換し、このディジタル信号からディジタルフィルタは各キャリア信号を抽出する。
これにより、マルチキャリア間のレベル差が大きい場合の量子化誤差を減少させることが可能になる。定性的な説明は後述する。
また、ディジタルフィルタを採用することにより、スプリアス輻射が少なくなるとともに、フィルタの開発、製作、及び調整コストを安価にすることが可能になる。
また、本発明は、上記の発明において、該補正信号生成部で生成された各補正信号を各キャリア信号に対応させることができる。
すなわち、補正信号生成部は、各キャリア信号に対応した信号、例えば、各キャリア信号の周波数帯域のバンドパスフィルタでマルチキャリア信号をフィルタリングした信号を、各補正信号とする。
これにより、例えば、減算器は、マルチキャリア信号から特定キャリア信号以外の他のキャリア信号に対応した補正信号を減算することで、特定キャリア信号を出力することが可能になる。
また、本発明は、上記の発明において、該補正信号生成部で生成された各補正信号を、該マルチキャリア信号から各キャリア信号を除いた信号にすることができる。
すなわち、補正信号生成部は、マルチキャリア信号から各キャリア信号を除いた信号、例えば、特定キャリア信号の周波数帯域のノッチフィルタでマルチキャリア信号をフィルタリングした信号を、１つの補正信号として、各キャリア信号に対応した補正信号を生成する。
これにより、例えば、減算器は、それぞれ、マルチキャリア信号から各補正信号を減算することで、各キャリア信号を出力することが可能になる。
また、本発明は、上記の発明において、該補正信号生成部を、該マルチキャリア信号をディジタル信号に変換する補正用ＡＤ変換器と、該補正用ＡＤ変換器のディジタル出力信号から該複数の補正信号を抽出する補正用ディジタルフィルタとで構成することができる。
すなわち、補正信号生成部は、補正用ＡＤ変換器及び補正用ディジタルフィルタで構成されている。補正用ＡＤ変換器は、マルチキャリア信号をディジタル信号に変換する。補正用ディジタルフィルタは、補正用ＡＤ変換器のディジタル出力信号から複数の補正信号を抽出する。
これにより、補正信号生成部は、補正用ＡＤ変換器のフルスケールを利用可能な安定したレベルで入力されるマルチキャリア信号に対応することが可能である。
また、本発明は、上記の発明において、該補正信号生成部を、該マルチキャリア信号を所定レベルに利得調整して出力する補正用自動利得調整部と、該補正用自動利得調整部の出力信号をディジタル信号に変換する補正用ＡＤ変換器と、該補正用ＡＤ変換器のディジタル出力信号から該複数の補正信号を抽出するディジタルフィルタと、該複数の補正信号を補正用自動利得調整部の利得で除算する利得キャンセラとで構成することが可能である。
すなわち、補正信号生成部は、補正用自動利得調整部、補正用ＡＤ変換器、ディジタルフィルタ、及び利得キャンセラで構成されている。
補正用自動利得調整部は、該マルチキャリア信号を所定レベル、例えば、補正用ＡＤ変換器のフルスケールを利用できるようなレベルに利得調整して出力する。補正用ＡＤ変換器は、補正用自動利得調整部のアナログ出力信号をディジタル信号に変換する。
ディジタルフィルタは、補正用ＡＤ変換器のディジタル出力信号から複数の補正信号を抽出する。利得キャンセラは、補正信号を補正用自動利得調整部の利得で除算する。
このように補正用自動利得調整部を用いることにより、ディジタルフィルタのフルスケールを利用することが可能になり、マルチキャリア信号のレベルが変動する場合においても精度のＡＤ変換が可能になる。
また、本発明は、上記の発明において、該補正用自動利得調整部を、該マルチキャリア信号を所定レベルに、所定の利得で増幅する増幅器と、該補正用ＡＤ変換器のディジタル出力信号に基づき該所定の利得を決定する自動利得制御回路と、該利得をアナログ信号に変換して該増幅器に与えるＤＡ変換器とで構成することが可能である。
すなわち、補正用自動利得調整部は、増幅器、自動利得制御回路、及びＤＡ変換器で構成されている。自動利得制御回路は、補正用ＡＤ変換器のディジタル出力信号に基づき増幅器の利得（利得は１以下の場合もある。）を、例えば、補正用ＡＤ変換器のフルスケールを有効に用いるように決定してＤＡ変換器に与える。
ＤＡ変換器は、利得をアナログ信号に変換して増幅器に与える。増幅器は、マルチキャリア信号を該利得で所定のレベルのマルチキャリア信号にする。
このように、補正用ＡＤ変換器のフルスケールを利用することが可能になり、マルチキャリア信号のレベルが変動する場合においても精度のＡＤ変換が可能になる。
なお、増幅器の出力信号（アナログ信号）に基づき、ディジタルのＡＧＣ１２及びＤＡ変換器１３の代わりにアナログＡＧＣで増幅器の利得を調整することも可能である。
また、本発明は、上記の発明において、該シングルキャリア用自動利得調整部を、該減算器の出力信号を所定レベルに、所定の利得で増幅する増幅器と、該シングルキャリア用ＡＤ変換器のディジタル出力信号に基づき該所定の利得を決定する自動利得制御回路と、該利得をアナログ信号に変換して該増幅器に与えるＤＡ変換器とで構成することが可能である。
このように、シングルキャリア用ＡＤ変換器のフルスケールを利用することが可能になり、シングルキャリア信号のレベルが変動する場合においても精度のＡＤ変換が可能になる。
また、本発明は、上記の発明において、該減算器の前段に該マルチキャリア信号を該補正信号生成部の処理時間だけ遅延させる遅延器を、さらに備えることができる。
これにより、補正信号生成部の処理時間に起因する遅延を補正することが可能になる。
さらに、本発明の無線通信装置は、無線マルチキャリア信号を受信するアンテナと、受信したマルチキャリア信号を入力する上記の本発明のマルチキャリア受信装置とを備えたことを特徴とする。
すなわち、マルチキャリア受信装置は、無線通信装置に適用することができる。In order to solve the above problems, the multicarrier receiver of the present invention generates a correction signal for generating a plurality of correction signals for extracting each carrier signal constituting the multicarrier signal from the multicarrier signal by digital filtering. A subtractor that subtracts at least one of the correction signals from the multicarrier signal, an automatic gain adjustment unit for single carrier that adjusts and outputs the level of the output signal of the subtractor to a predetermined level, A single carrier AD converter that converts the output signal of the single carrier automatic gain adjustment unit into a digital signal; and a digital filter that extracts each carrier signal from the output signal of the single carrier AD converter. It is a feature.
That is, the correction signal generation unit generates a plurality of correction signals for extracting each carrier signal constituting the multicarrier signal by digital filtering. The subtracter subtracts at least one of the correction signals from the multicarrier signal and outputs each carrier signal.
The single carrier automatic gain adjustment unit adjusts the output signal level of each subtractor to a predetermined level, for example, a level that uses the full scale of the single carrier AD converter, and outputs the output signal. The AD converter converts it into a digital signal, and the digital filter extracts each carrier signal from this digital signal.
This makes it possible to reduce the quantization error when the level difference between multicarriers is large. A qualitative explanation will be given later.
In addition, by adopting a digital filter, spurious radiation can be reduced and the development, production, and adjustment costs of the filter can be reduced.
Further, in the present invention according to the present invention, each correction signal generated by the correction signal generation unit can correspond to each carrier signal.
That is, the correction signal generation unit sets a signal corresponding to each carrier signal, for example, a signal obtained by filtering the multicarrier signal with a bandpass filter in the frequency band of each carrier signal, as each correction signal.
Thereby, for example, the subtracter can output a specific carrier signal by subtracting a correction signal corresponding to a carrier signal other than the specific carrier signal from the multicarrier signal.
Further, according to the present invention, in the above invention, each correction signal generated by the correction signal generation unit can be a signal obtained by removing each carrier signal from the multicarrier signal.
That is, the correction signal generation unit uses a signal obtained by removing each carrier signal from the multicarrier signal, for example, a signal obtained by filtering the multicarrier signal with a notch filter in the frequency band of the specific carrier signal as one correction signal, A correction signal corresponding to is generated.
Thereby, for example, each subtracter can output each carrier signal by subtracting each correction signal from the multicarrier signal.
According to the present invention, in the above-described invention, the correction signal generation unit includes a correction AD converter that converts the multicarrier signal into a digital signal, and the plurality of corrections from the digital output signal of the correction AD converter. It can be composed of a correction digital filter for extracting a signal.
That is, the correction signal generation unit includes a correction AD converter and a correction digital filter. The correction AD converter converts the multicarrier signal into a digital signal. The correction digital filter extracts a plurality of correction signals from the digital output signal of the correction AD converter.
Accordingly, the correction signal generation unit can cope with a multicarrier signal input at a stable level that can use the full scale of the AD converter for correction.
Also, the present invention provides the correction signal generation unit according to the above-described invention, wherein the correction automatic gain adjustment unit outputs the multicarrier signal after adjusting the gain to a predetermined level, and the output signal of the correction automatic gain adjustment unit A correction AD converter for converting the correction signal into a digital signal, a digital filter for extracting the plurality of correction signals from the digital output signal of the correction AD converter, and a gain of the automatic gain adjustment unit for correction of the plurality of correction signals And a gain canceller that divides by.
That is, the correction signal generation unit includes a correction automatic gain adjustment unit, a correction AD converter, a digital filter, and a gain canceller.
The correction automatic gain adjustment unit adjusts the gain of the multicarrier signal to a predetermined level, for example, a level at which the full scale of the correction AD converter can be used, and outputs the signal. The correction AD converter converts the analog output signal of the correction automatic gain adjustment unit into a digital signal.
The digital filter extracts a plurality of correction signals from the digital output signal of the correction AD converter. The gain canceller divides the correction signal by the gain of the correction automatic gain adjustment unit.
By using the correction automatic gain adjusting unit in this way, it is possible to use the full scale of the digital filter, and it is possible to perform AD conversion with high accuracy even when the level of the multicarrier signal varies.
Further, according to the present invention, in the above invention, the automatic gain adjusting unit for correction is based on an amplifier that amplifies the multicarrier signal to a predetermined level and with a predetermined gain, and a digital output signal of the AD converter for correction. An automatic gain control circuit that determines the predetermined gain and a DA converter that converts the gain into an analog signal and supplies the analog signal to the amplifier can be used.
In other words, the correction automatic gain adjustment unit includes an amplifier, an automatic gain control circuit, and a DA converter. The automatic gain control circuit determines the gain of the amplifier (the gain may be 1 or less) based on the digital output signal of the correction AD converter so as to effectively use the full scale of the correction AD converter, for example. To the DA converter.
The DA converter converts the gain into an analog signal and supplies it to the amplifier. The amplifier turns the multicarrier signal into a multicarrier signal of a predetermined level with the gain.
In this way, the full scale of the correction AD converter can be used, and accurate AD conversion is possible even when the level of the multicarrier signal varies.
It is also possible to adjust the gain of the amplifier by analog AGC instead of the digital AGC 12 and DA converter 13 based on the output signal (analog signal) of the amplifier.
Further, according to the present invention, in the above invention, the single carrier automatic gain adjustment unit includes an amplifier that amplifies the output signal of the subtractor to a predetermined level with a predetermined gain, and a digital signal of the single carrier AD converter. An automatic gain control circuit that determines the predetermined gain based on an output signal and a DA converter that converts the gain into an analog signal and supplies the analog signal to the amplifier can be configured.
In this way, the full scale of the single carrier AD converter can be used, and accurate AD conversion is possible even when the level of the single carrier signal varies.
In the present invention, the present invention may further include a delay device that delays the multicarrier signal by a processing time of the correction signal generation unit before the subtracter.
This makes it possible to correct a delay due to the processing time of the correction signal generation unit.
Furthermore, a wireless communication device of the present invention is characterized by comprising an antenna that receives a wireless multicarrier signal and the multicarrier reception device of the present invention that receives the received multicarrier signal.
That is, the multicarrier receiving apparatus can be applied to a wireless communication apparatus.

図１は、本発明に係るマルチキャリア受信装置の実施例を示したブロック図である。
図２は、従来のマルチキャリア受信装置の構成例（その１）を示したブロック図である。
図３は、従来のマルチキャリア受信装置の構成例（その２）を示したブロック図である。
図４は、従来のマルチキャリア受信装置の構成例（その３）を示したブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a multicarrier receiver according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example (No. 1) of a conventional multicarrier receiver.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example (No. 2) of a conventional multicarrier receiver.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example (No. 3) of the conventional multicarrier receiver.

符号の説明Explanation of symbols

図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

In the drawings, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.

図１は、本発明に係るマルチキャリア受信装置１００の実施例を示している。このマルチキャリア受信装置１００は、補正信号生成部１０１とシングルキャリア検出部１０２とで構成されている。
補正信号生成部１０１は、図２に示したマルチキャリア受信装置１１０ｘと同様に構成され、マルチキャリア信号ｘ（ｔ）を受信する自動利得調整部１０、ＡＤ変換器１４、及びディジタルバンドパスフィルタ１５ａ〜１５ｃ（以下、符号１５で総称することがある。）とを備えている。
さらに、補正信号生成部１０１は、フィルタ１５の出力信号を、それぞれ、自動利得調整部１０の利得Ｇで割った補正信号ｙ１〜ｙ３を出力する利得キャンセラ１６＿１〜１６＿３（以下、符号１６で総称することがある。）を備えている。
シングルキャリア検出部１０２は、マルチキャリア信号ｘ（ｔ）を、上述したＡＤ変換器１４、フィルタ１５、及び利得キャンセラ１６の演算時間だけ遅延させる遅延器２１と、この遅延器２１の出力信号から、それぞれ、所定のキャリア信号以外の補正信号を減算する減算器２２＿１〜２２＿３（以下、符号２２で総称することがある。）とを備えている。
例えば、マルチキャリア信号ｘ（ｔ）に含まれるキャリア信号ｘ１（ｔ）〜ｘ３（ｔ）に対応する補正信号が、それぞれ、信号ｙ１〜ｙ３である場合、減算器２２＿１は、キャリア信号ｘ１（ｔ）から信号ｙ２＋信号ｙ３を減算する。
なお、利得キャンセラ１６が、フィルタ１５の出力信号に−１／Ｇを掛けて補正信号ｙ１〜ｙ３を出力しているため、減算器２２＿１では、キャリア信号ｘ１（ｔ）に信号ｙ２＋信号ｙ３を加算している。
さらに、シングルキャリア検出部１０２は、それぞれ、減算器２２＿１〜２２＿３の出力信号のレベルを所定のレベルに調整する自動利得調整部２４＿１〜２４＿３（以下、符号２４で総称することがある。）と、これらの調整部２４の出力信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器２８＿１〜２８＿３（以下、符号２８で総称することがある。）と、これらのＡＤ変換器２８の出力信号からキャリア信号を検出するディジタルバンドパスフィルタ２９＿１〜２９＿３（以下、符号２９で総称することがある。）を備えている。
シングルキャリア検出部１０２は、自動利得調整部２４に入力するキャリア信号の検出を、図３に示したミキサ３２を用いた周波数変換や、図４に示したアナログバンドパスフィルタ４１ｚを用いた周波数検出では行わない。
その代わりに、検出部１０２は、マルチキャリア信号ｘ（ｔ）から、所定のキャリア信号以外の補正信号ｙ１〜ｙ３を減算することにより、所定のキャリア信号を検出する。
そして、自動利得調整部２４は、キャリア信号毎に、検出したキャリア信号のレベルを後段のＡＤ変換器２８の全ビットを有効に用いるようなレベルに調整している。すなわち、自動利得調整部２４が各キャリア毎に自動利得調整を行っている。
補正信号生成部１０１においても、図２に示したマルチキャリア受信装置１１０ｘと同様に、キャリア信号間で受信レベルに大きな差が有ると、レベルの小さなキャリア信号に対する補正信号はやはり大きな誤差を持つ。
しかしながら、シングルキャリア検出部１０２は誤差の大きな補正信号はもともとレベルが小さな信号を打消す為に用いるため、この誤差はキャリア検出に対しては問題にならない。
逆に、シングルキャリア検出部１０２は精度の高い補正信号を用いて、レベルが大きなキャリア信号を打消すため、キャリア検出が有効に行われる。
また、フィルタ１５及びフィルタ２９はディジタルフィルタであるため、製作コスト及び調整コストが安く、図３の従来例（その２）のようなスプリアス問題は発生しない。
なお、ディジタルバンドパスフィルタ１５ａ〜１５ｃの代わりにノッチフィルタを用いることも可能である。この場合、ノッチフィルタの出力信号を、例えば、補正信号ｙ２＋補正信号ｙ３のようにすることができる。
本発明を以下に定性的に説明する。
図１において、アンテナ２００を経由して、マルチキャリア受信装置１００に入力される複数のキャリア信号の総和である次式（１）で示すことができる。

ここで、ｎ：キャリア数、ｋ：キャリア番号である。
本来ａ_ｋは、フェージング等により時間関数となるが、本発明の効果を示すためには、各キャリア毎に定数として扱ってもよい。
この信号ｘ（ｔ）に対して、自動利得調整部１０において自動利得制御（ＡＧＣ）を掛けた後、ＡＤ変換器１４でディジタル変換した信号の時刻ｔ＝ｔ_０におけるサンプルは、次式（２）で示される。

すなわち、サンプルは、最大振幅±１／Ｌの量子化誤差を持つ。
ここで、Ｌは、ＡＤ変換器１４のフルスケールレンジであり、Ｇは、自動利得制御回路１２が決定するＡＧＣ利得あり、次式（３）で示される。

任意に発生する最大振幅±１／Ｌの量子化誤差は、任意の周波数成分を持つ。この量子化誤差のキャリア番号ｋのチャネル幅に存在する成分の振幅をα_ｋとし、最悪条件として量子化誤差の電力が受信帯域に集約しているものとすると、次式（４）が成り立つ。

規格化のため、Ｇ＝１とすると、補正信号の各キャリア成分ｙ_ｋ（ｔ_０）は、次式（５）で示すことができる。

ここで、Ｃは、補正信号生成用ディジタルフィルタの演算ビット数とＡＤ変換器のビット数との差分である。
このキャリア成分ｙ_ｋ（ｔ_０）は、図２に示したマルチキャリア受信装置１１０ｘによるシングルキャリア信号と等価であり、この信号の量子化による誤差率は次式（６）で示すことができる。

アンテナ２００に入力されたマルチキャリア信号ｘ（ｔ）から補正信号を減算した、各キャリアのアナログシングルキャリア信号は、次式（７）で示すことができる。

式（７）は、次式（８）のように示すことができる。

シングルキャリア検出部１０２において、補正信号生成部１０１と同一の回路構成の自動利得調整部２４、ＡＤ変換器２８、及びディジタルバンドパスフィルタ２９によって処理されたディジタルシングルキャリア信号は、次式（９）で示すことができる。

ここで、Ｇ_ｋ、は、次式（１０）の時間平均であるａ_ｋに対し、Ｇ_ｋａ_ｋ＝ＬとなるようにＡＧＣ回路２６によって決定される利得である。

最悪条件を考慮して、補正信号生成部１０１によって発生する量子化誤差と、シングルキャリア検出部１０２で発生する量子化誤差が同符号すると次式（１１）が成立する。

したがって、シングルキャリア信号の量子化による誤差率は、次式（１２）で示すことができる。

図２に示した従来のマルチキャリア受信装置１１０ｘの誤差率（式（６）参照）との比は、次式（１３）で示される。

ここで、希望波帯域内の誤差成分であるα_ｋに対し、さらに最悪条件として次式（１４）を適用すると、式（１３）は、式（１５）のようになる。

図２に示したマルチキャリア受信装置１１０ｘ、及び本発明の補正信号生成部１０１の入力信号を考慮すると、全てのキャリアの振幅が最大である時も、ＡＤ変換器１４により波形を表現できなければならないため、次式（１６）が成り立たなければならない。

この式（１６）と、ａ_ｋ，Ｇ_ｋ＝Ｌとから次式（１７）が導かれる。

式（１７）を式（１５）に代入すると次式（１８）が成立する。

すなわち、システムに要求されるキャリア数ｎに対して次式（１９）が成り立つ。

すなわち、差分Ｃとキャリア数ｎと間には、次式（２０）が成立する。

すなわち、差分Ｃ（＝（補正信号用ディジタルバンドパスフィルタ１５の演算ビット数）−（ＡＤ変換器１４のビット数））が大きければ、キャリア数ｎを大きくすることができる。
一般的に、ＡＤ変換器１４のビット精度と、ＤＡ変換器２３のビット精度とを比較すると、同一の変換速度の場合は約２〜４ビット程度ＤＡ変換器の方が有効ビット数が高い。ディジタルバンドパスフィルタ１５のビット精度は、ＤＡ変換器２３のビット精度と同程度にすることが必要であるが、フィルタ１５は、ＬＳＩ化等により十分大きなビット精度とすることが可能である。
所要のＳＮ比を満足することが可能なキャリア数ｎは、差分Ｃ＝４である場合、上式（２０）から“２５６”以下である。したがって、本発明の装置は、実用上常に効果が有ると考えることができる。
図１に示した実施例の場合、キャリア数ｎ＝３を上式（２０）に代入すると次式（２１）になる。

したがって、それぞれ、Ｃ＝１及びＣ＝２になるように受信装置１００を構成した場合、次式（２２）及び（２３）が成り立つ。

すなわち、Ｃ＝１の場合、−１．６ｄＢ、Ｃ＝２の場合、−６．８ｄＢだけマルチキャリア信号のＡＧＣダイナミックレンジが拡大する。FIG. 1 shows an embodiment of a multicarrier receiver 100 according to the present invention. The multicarrier receiving apparatus 100 includes a correction signal generation unit 101 and a single carrier detection unit 102.
The correction signal generation unit 101 is configured in the same manner as the multicarrier reception apparatus 110x shown in FIG. 2, and includes an automatic gain adjustment unit 10, an AD converter 14, and a digital bandpass filter 15a that receive the multicarrier signal x (t). To 15c (hereinafter may be collectively referred to as reference numeral 15).
Further, the correction signal generation unit 101 outputs gain correction units 16_1 to 16_3 (hereinafter collectively referred to as reference numeral 16) that output correction signals y1 to y3 obtained by dividing the output signal of the filter 15 by the gain G of the automatic gain adjustment unit 10, respectively. There are things.)
The single carrier detection unit 102 delays the multicarrier signal x (t) by the calculation time of the AD converter 14, the filter 15, and the gain canceller 16 described above, and the output signal of the delay device 21. Each includes subtractors 22_1 to 22_3 (hereinafter may be collectively referred to as reference numeral 22) for subtracting a correction signal other than a predetermined carrier signal.
For example, when the correction signals corresponding to the carrier signals x1 (t) to x3 (t) included in the multicarrier signal x (t) are the signals y1 to y3, the subtractor 22_1 uses the carrier signal x1 (t ) Is subtracted from signal y2 + signal y3.
Since the gain canceller 16 multiplies the output signal of the filter 15 by -1 / G and outputs correction signals y1 to y3, the subtractor 22_1 adds the signal y2 + signal y3 to the carrier signal x1 (t). is doing.
Further, the single carrier detection unit 102 includes automatic gain adjustment units 24_1 to 24_3 (hereinafter, may be collectively referred to as reference numeral 24) that adjust the levels of the output signals of the subtractors 22_1 to 22_3 to predetermined levels, respectively. AD converters 28 </ b> _ <b> 1 to 28 </ b> _ <b> 3 (hereinafter sometimes collectively referred to as reference numeral 28) that convert the output signals of these adjustment units 24 into digital signals, and carrier signals are detected from the output signals of these AD converters 28. Digital band pass filters 29_1 to 29_3 (hereinafter may be collectively referred to as reference numeral 29) are provided.
The single carrier detection unit 102 detects the carrier signal input to the automatic gain adjustment unit 24 by performing frequency conversion using the mixer 32 shown in FIG. 3 or frequency detection using the analog bandpass filter 41z shown in FIG. Then do not.
Instead, the detection unit 102 detects a predetermined carrier signal by subtracting correction signals y1 to y3 other than the predetermined carrier signal from the multicarrier signal x (t).
Then, the automatic gain adjustment unit 24 adjusts the level of the detected carrier signal for each carrier signal so as to effectively use all the bits of the AD converter 28 in the subsequent stage. That is, the automatic gain adjustment unit 24 performs automatic gain adjustment for each carrier.
Also in the correction signal generation unit 101, as in the multicarrier receiving apparatus 110x shown in FIG. 2, if there is a large difference in reception level between carrier signals, the correction signal for a carrier signal with a low level still has a large error.
However, since the single carrier detection unit 102 uses a correction signal having a large error to cancel a signal having a low level from the beginning, this error does not pose a problem for carrier detection.
On the contrary, the single carrier detection unit 102 cancels a carrier signal having a large level using a highly accurate correction signal, so that carrier detection is effectively performed.
Further, since the filter 15 and the filter 29 are digital filters, the manufacturing cost and the adjustment cost are low, and the spurious problem as in the conventional example (No. 2) in FIG. 3 does not occur.
A notch filter may be used instead of the digital bandpass filters 15a to 15c. In this case, the output signal of the notch filter can be, for example, a correction signal y2 + correction signal y3.
The present invention is qualitatively described below.
In FIG. 1, it can be represented by the following equation (1) that is the sum of a plurality of carrier signals input to the multicarrier receiving apparatus 100 via the antenna 200.

Here, n is the number of carriers and k is the carrier number.
Originally, _ak is a time function due to fading or the like, but may be treated as a constant for each carrier in order to show the effect of the present invention.
The signal at time t = t ₀ of the signal x (t) subjected to automatic gain control (AGC) in the automatic gain adjustment unit 10 and then digitally converted by the AD converter 14 is expressed by the following equation (2) ).

That is, the sample has a quantization error with a maximum amplitude ± 1 / L.
Here, L is the full scale range of the AD converter 14, G is the AGC gain determined by the automatic gain control circuit 12, and is expressed by the following equation (3).

An arbitrarily generated quantization error with a maximum amplitude ± 1 / L has an arbitrary frequency component. Assuming that the amplitude of the component existing in the channel width of the carrier number k of this quantization error is α _k and that the power of the quantization error is concentrated in the reception band as the worst condition, the following equation (4) is established.

If G = 1 for standardization, each carrier component y _k (t ₀ ) of the correction signal can be expressed by the following equation (5).

Here, C is the difference between the number of calculation bits of the correction signal generating digital filter and the number of bits of the AD converter.
This carrier component y _k (t ₀ ) is equivalent to a single carrier signal by the multicarrier receiver 110x shown in FIG. 2, and an error rate due to quantization of this signal can be expressed by the following equation (6).

An analog single carrier signal of each carrier obtained by subtracting the correction signal from the multicarrier signal x (t) input to the antenna 200 can be expressed by the following equation (7).

Expression (7) can be expressed as the following expression (8).

In the single carrier detection unit 102, the digital single carrier signal processed by the automatic gain adjustment unit 24, the AD converter 28, and the digital bandpass filter 29 having the same circuit configuration as the correction signal generation unit 101 is expressed by the following equation (9). Can be shown.

Here, G _k is a gain determined by the AGC circuit 26 so that G _k a _k = L with _respect to a _k which is a time average of the following equation (10).

In consideration of the worst condition, when the quantization error generated by the correction signal generation unit 101 and the quantization error generated by the single carrier detection unit 102 have the same sign, the following equation (11) is established.

Therefore, the error rate due to quantization of the single carrier signal can be expressed by the following equation (12).

The ratio with the error rate (see equation (6)) of the conventional multicarrier receiver 110x shown in FIG. 2 is represented by the following equation (13).

Here, when the following equation (14) is further applied as the worst condition to α _k which is an error component in the desired wave band, equation (13) becomes equation (15).

Considering the input signals of the multicarrier receiver 110x shown in FIG. 2 and the correction signal generation unit 101 of the present invention, even if the amplitudes of all the carriers are maximum, the AD converter 14 must be able to express the waveform. Therefore, the following equation (16) must be established.

From this equation (16) and a _k , G _k = L, the following equation (17) is derived.

Substituting equation (17) into equation (15), the following equation (18) is established.

That is, the following equation (19) holds for the number of carriers n required for the system.

That is, the following equation (20) is established between the difference C and the number of carriers n.

That is, if the difference C (= (the number of operation bits of the correction signal digital bandpass filter 15) − (the number of bits of the AD converter 14)) is large, the number of carriers n can be increased.
In general, comparing the bit accuracy of the AD converter 14 and the bit accuracy of the DA converter 23, the DA converter has a higher effective bit number of about 2 to 4 bits at the same conversion speed. The bit accuracy of the digital bandpass filter 15 needs to be approximately the same as the bit accuracy of the DA converter 23. However, the filter 15 can have sufficiently high bit accuracy by using LSI or the like.
The number of carriers n that can satisfy the required S / N ratio is “256” or less from the above equation (20) when the difference C = 4. Therefore, it can be considered that the apparatus of the present invention is always effective in practice.
In the case of the embodiment shown in FIG. 1, when the number of carriers n = 3 is substituted into the above equation (20), the following equation (21) is obtained.

Therefore, when the receiving apparatus 100 is configured so that C = 1 and C = 2, the following equations (22) and (23) hold.

That is, when C = 1, the AGC dynamic range of the multicarrier signal is expanded by −1.6 dB, and when C = 2, by −6.8 dB.

Claims

マルチキャリア信号を構成する各キャリア信号を抽出するための複数の補正信号を、該マルチキャリア信号からディジタルフィルタリングで生成する補正信号生成部と、
該マルチキャリア信号から該補正信号の内の少なくとも１つを減算する減算器と、
該減算器の出力信号のレベルを所定レベルに調整して出力するシングルキャリア用自動利得調整部と、
該シングルキャリア用自動利得調整部の出力信号をディジタル信号に変換するシングルキャリア用ＡＤ変換器と、
該シングルキャリア用ＡＤ変換器の出力信号から各キャリア信号を抽出するシングルキャリア用ディジタルフィルタと、
を備えたことを特徴とするマルチキャリア受信装置。A correction signal generator for generating a plurality of correction signals for extracting each carrier signal constituting the multicarrier signal from the multicarrier signal by digital filtering;
A subtractor for subtracting at least one of the correction signals from the multicarrier signal;
An automatic gain adjuster for single carrier that adjusts and outputs the level of the output signal of the subtractor to a predetermined level;
A single carrier AD converter for converting an output signal of the single carrier automatic gain adjustment unit into a digital signal;
A single carrier digital filter for extracting each carrier signal from the output signal of the single carrier AD converter;
A multi-carrier receiving apparatus comprising:

請求の範囲１において、
該補正信号生成部で生成された各補正信号が、各キャリア信号に対応していることを特徴としたマルチキャリア受信装置。In claim 1,
A multicarrier reception apparatus, wherein each correction signal generated by the correction signal generation unit corresponds to each carrier signal.

請求の範囲１において、
該補正信号生成部で生成された各補正信号が、該マルチキャリア信号から各キャリア信号を除いた信号であることを特徴としたマルチキャリア受信装置。In claim 1,
Each of the correction signals generated by the correction signal generation unit is a signal obtained by removing each carrier signal from the multicarrier signal.

請求の範囲１において、
該補正信号生成部は、
該マルチキャリア信号をディジタル信号に変換する補正用ＡＤ変換器と、
該補正用ＡＤ変換器のディジタル出力信号から該複数の補正信号を抽出する補正用ディジタルフィルタと、
で構成されていることを特徴としたマルチキャリア受信装置。In claim 1,
The correction signal generator is
A correction AD converter for converting the multicarrier signal into a digital signal;
A correction digital filter for extracting the plurality of correction signals from the digital output signal of the correction AD converter;
A multi-carrier receiver characterized by comprising:

請求の範囲１において、
該補正信号生成部は、
該マルチキャリア信号を所定レベルに利得調整して出力する補正用自動利得調整部と、
該補正用自動利得調整部の出力信号をディジタル信号に変換する補正用ＡＤ変換器と、
該補正用ＡＤ変換器のディジタル出力信号から該複数の補正信号を抽出するディジタルフィルタと、
該複数の補正信号を補正用自動利得調整部の利得で除算する利得キャンセラと、
で構成されていることを特徴としたマルチキャリア受信装置。In claim 1,
The correction signal generator is
An automatic gain adjuster for correction that outputs the multicarrier signal after adjusting the gain to a predetermined level;
A correction AD converter for converting the output signal of the correction automatic gain adjustment unit into a digital signal;
A digital filter for extracting the plurality of correction signals from the digital output signal of the correction AD converter;
A gain canceller that divides the plurality of correction signals by the gain of the automatic gain adjustment unit for correction;
A multi-carrier receiver characterized by comprising:

請求の範囲５において、
該補正用自動利得調整部は、
該マルチキャリア信号を所定レベルに、所定の利得で増幅する増幅器と、
該補正用ＡＤ変換器のディジタル出力信号に基づき該所定の利得を決定する自動利得制御回路と、
該利得をアナログ信号に変換して該増幅器に与えるＤＡ変換器と、
で構成されていることを特徴としたマルチキャリア受信装置。In claim 5,
The automatic gain adjusting unit for correction is
An amplifier for amplifying the multicarrier signal to a predetermined level with a predetermined gain;
An automatic gain control circuit for determining the predetermined gain based on the digital output signal of the correction AD converter;
A DA converter that converts the gain into an analog signal and supplies the analog signal to the amplifier;
A multi-carrier receiver characterized by comprising:

請求の範囲１において、
該シングルキャリア用自動利得調整部は、
該減算器の出力信号を所定レベルに、所定の利得で増幅する増幅器と、
該シングルキャリア用ＡＤ変換器のディジタル出力信号に基づき該所定の利得を決定する自動利得制御回路と、
該利得をアナログ信号に変換して該増幅器に与えるＤＡ変換器と、
で構成されていることを特徴としたマルチキャリア受信装置。In claim 1,
The single carrier automatic gain adjuster is
An amplifier that amplifies the output signal of the subtractor to a predetermined level with a predetermined gain;
An automatic gain control circuit for determining the predetermined gain based on a digital output signal of the single-carrier AD converter;
A DA converter that converts the gain into an analog signal and supplies the analog signal to the amplifier;
A multi-carrier receiver characterized by comprising:

請求の範囲１において、
該減算器の前段に該マルチキャリア信号を該補正信号生成部の処理時間だけ遅延させる遅延器を、さらに備えたことを特徴とするマルチキャリア受信装置。In claim 1,
A multicarrier receiving apparatus, further comprising a delayer that delays the multicarrier signal by a processing time of the correction signal generation unit before the subtractor.

無線マルチキャリア信号を受信するアンテナと、
受信したマルチキャリア信号を入力する請求の範囲１から３、並びに４から８のいずれか１つに記載のマルチキャリア受信装置と、
を備えたことを特徴とする無線通信装置。An antenna for receiving a wireless multicarrier signal;
The multicarrier receiving apparatus according to any one of claims 1 to 3 and 4 to 8, wherein the received multicarrier signal is input;
A wireless communication apparatus comprising: