JP3905108B2 - マルチキャリア受信装置 - Google Patents
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Description
近年、通信技術の進歩に伴い、伝送される情報は、文字情報、音声情報、音楽情報、靜動画像情報等多岐に渡っている。これらの情報を伝送する方式の1つであるマルチキャリア方式においては、受信側でマルチキャリア信号に含まれる各キャリアを確実に分離することが重要である。
図2は、従来のマルチキャリア受信装置の構成例(その1)を示している。この場合の受信装置110xは、マルチキャリア(周波数f1〜f3)を含んだ受信信号x(t)をその入力レベルに依らず所定のレベルに保つ自動利得調整部10zと、この調整部10zの出力信号をディジタルマルチキャリア信号xA(t)に変換するAD変換器14zと、信号xA(t)から、それぞれ、各キャリアの周波数f1〜f3帯域のディジタルバンドパスフィルタ15za〜15zcを備えている。
自動利得調整部10zは、増幅器11zと、信号xA(t)に基づき増幅器11zの利得Gを決める自動利得制御回路(AGC)12zと、利得Gをアナログ信号に変換して増幅器11zに与えるDA変換器13zと、を備えている。
自動利得調整部10zは、全キャリアの合計電力に対し各キャリア信号のレベルを最適化する。
図3は、従来のマルチキャリア受信装置の構成例(その2)を示している。この場合の受信装置110yは、それぞれ、マルチキャリア信号x(t)に含まれる各キャリア信号の周波数f1〜f3と周波数差f0の周波数f1’〜f3’の信号を出力するシンセサイザ31a〜31c(以下、符号31で総称することがある。)と、シンセサイザ31の出力信号とマルチキャリア信号x(t)を混合検波して中間周波数f0のキャリア信号を出力するミキサ32_1〜32_3とを備えている。
さらに、受信装置110yは、それぞれ、ミキサ32_1〜32_3の出力信号を入力する周波数帯域f0のアナログバンドパスフィルタ33z_1〜33z_3(以下、符号33zで総称することがある。)と、このフィルタ33zの出力信号を入力して所定のレベルに保つ自動利得調整部34z_1〜34z_3と、これらの調整部34z_1〜34z_3の出力信号をディジタル信号に変換するAD変換器38z_1〜38z_3(以下、符号38zで総称することがある。)を備えている。
自動利得調整部34z_1〜34z_3は、図2に示した自動利得調整部10zと同様に、それぞれ、増幅器35z_1〜35z_3(以下、符号35zで総称することがある。)、AD変換器38zの出力信号に基づき各増幅器35zの利得G1〜G3を制御する自動利得制御回路(AGC)36z_1〜36z_3、及びDA変換器37z_1〜37z_3で構成されている。
図4は、従来のマルチキャリア受信装置の構成例(その3)を示している。この場合の受信装置110zは、それぞれ、マルチキャリア信号x(t)を入力する各キャリア信号の周波数f1〜f3を帯域とするアナログバンドパスフィルタ41z_1〜41z_3(以下、符号41zで総称することがある。)と、このフィルタ41zの出力信号のレベルを所定のレベルに調整する自動利得調整部42z_1〜42z_3(以下、符号42zで総称することがある。)を備えている。
さらに、受信装置110zは、調整部42z_1〜42z_3の出力信号を再合成する合成器46zと、この合成器46zの出力信号をディジタル信号に変換するAD変換器47zと、AD変換器47zの出力信号を、それぞれ、キャリア信号の周波数帯域f1〜f3のディジタルバンドパスフィルタ48z_1〜48z_3を備えている。
自動利得調整部42z_1〜42z_3は、図2に示した自動利得調整部10zと同様に、それぞれ、増幅器43z_1〜43z_3、フィルタ48z_1〜48z_3の出力信号に基づき増幅器43z_1〜43z_3の利得G1〜G3を制御する自動利得制御回路44z_1〜44z_3、及びDA変換器45z_1〜45z_3で構成されている。
以上の従来技術に鑑み本発明の課題を以下に説明する。
図2に示したマルチキャリア受信装置110xの方式では、ディジタルバンドパスフィルタを採用しているため、微妙な受信周波数の変更が容易であり、アナログバンドパスフィルタを採用した場合と比較して、開発及び製作コストが安い。
しかしながら、マルチキャリア信号x(t)の各キャリア信号間のレベル差が大きい場合、出力信号xA(t)に含まれるレベルの小さいキャリア信号の情報は、量子化により極めて大きな誤差を持つ。この誤差の影響を無くすようにAD変換器のビット数を増やすことは、実用上極めて困難である。
図3に示したマルチキャリア受信装置110yの方式では、アナログバンドパスフィルタ33zで各キャリア信号を検波した後、自動利得調整を行うため、図2の従来例(その1)のようなAD変換器38zの所要ビット数不足の問題は解消する。
しかしながら、この従来例の場合には、キャリア信号数分のシンセサイザ31及びRF伝送路を必要とする。シンセサイザ31の数の増加は、すなわち、周波数の異なる発振源数の増加は、回路規模へ影響すると共に、ミキシングによりスプリアス不用輻射により発生する周波数が指数関数的に増加するため、アナログフィルタ等による無線特性への対策が極めて困難になる。
図4に示したマルチキャリア受信装置110zの方式では、アナログバンドパスフィルタ41zがキャリア信号を分離し、調整部42zがキャリア信号毎に自動利得調整を行っている。このようにレベルを上げることにより、AD変換器47zの所要ビット数不足の問題は解消する。
さらに、合成器46zが、各キャリア信号を再度合成したアナログ信号をAD変換した後にベースバンドへディジタルバンドパスフィルタ48zで周波数変換を行うため、図3に示したマルチキャリア受信装置110yのようなスプリアス問題も発生しない。
しかしながら、マルチキャリア受信装置110yの方式では、アナログバンドパスフィルタ41z_1〜41z_3は、それぞれ、周波数f1〜f3が固定されているため、微妙な受信周波数の変更や流用に対してもアナログフィルタを再度開発する必要があり、製作コストの問題がある。
また、受信する周波数に対応した中心周波数の異なるアナログフィルタを開発しなければならないため、量産効果は1/キャリア数となり、この面でも製作コストへの影響が大きい。
なお、従来から開示されているマルチキャリア受信方法(図示せず。)としては、マルチキャリアを含んだ受信信号が入力レベルを自動利得調整してから周波数変換し前記周波数変換された受信信号をキャリア毎に分配する共通部と、前記分配された受信信号を復調しマスターチャネルに対応するキャリアを受信するためのマスタチャネル部と、前記分配された受信信号を復調しスレーブチャネルに対応するキャリアを受信するための複数のスレーブチャネル部とを備え、前記復調されたキャリアのレベルと所定の基準電圧との差分を所定範囲内に保つことにより、前記共通部、前記マスターチャネル部、及び前記スレーブチャネル部における自動利得調整を実施する無線通信装置において、前記マスターチャネル部及び前記スレーブチャネル部の何れにおいてもキャリアを受信しない状態では、前記マスターチャネル部で求められた自動利得調整量を使って前記共通部の自動利得調整を実施し、前記マスターチャネル部又は前記スレーブチャネル部の何れかがキャリアを受信した状態では、前記マスターチャネル部及び前記スレーブチャネル部のうちキャリアを受信した全てのチャネル部で求められた自動利得調整量の平均値を使って前記共通部の自動利得調整を実施しているものもある(例えば、特許文献1参照)。
従って本発明は、マルチキャリア信号に含まれる各キャリア信号を検出するマルチキャリア受信装置において、量子化誤差が少なく、不用な輻射が少なく、また開発、製作、及び調整コストの安価なマルチキャリア受信装置を提供することを課題とする。
すなわち、補正信号生成部は、マルチキャリア信号を構成する各キャリア信号を抽出するための複数の補正信号をデジタルフィルタリングで生成する。減算器は、マルチキャリア信号から補正信号の内の少なくとも1つを減算して、各キャリア信号を出力する。
シングルキャリア用自動利得調整部は、各減算器の出力信号のレベルを所定レベルに、例えば、シングルキャリア用AD変換器のフルスケールを利用するようなレベルに調整して出力し、この出力信号をAD変換器はディジタル信号に変換し、このディジタル信号からディジタルフィルタは各キャリア信号を抽出する。
これにより、マルチキャリア間のレベル差が大きい場合の量子化誤差を減少させることが可能になる。定性的な説明は後述する。
また、ディジタルフィルタを採用することにより、スプリアス輻射が少なくなるとともに、フィルタの開発、製作、及び調整コストを安価にすることが可能になる。
また、本発明は、上記の発明において、該補正信号生成部で生成された各補正信号を各キャリア信号に対応させることができる。
すなわち、補正信号生成部は、各キャリア信号に対応した信号、例えば、各キャリア信号の周波数帯域のバンドパスフィルタでマルチキャリア信号をフィルタリングした信号を、各補正信号とする。
これにより、例えば、減算器は、マルチキャリア信号から特定キャリア信号以外の他のキャリア信号に対応した補正信号を減算することで、特定キャリア信号を出力することが可能になる。
また、本発明は、上記の発明において、該補正信号生成部で生成された各補正信号を、該マルチキャリア信号から各キャリア信号を除いた信号にすることができる。
すなわち、補正信号生成部は、マルチキャリア信号から各キャリア信号を除いた信号、例えば、特定キャリア信号の周波数帯域のノッチフィルタでマルチキャリア信号をフィルタリングした信号を、1つの補正信号として、各キャリア信号に対応した補正信号を生成する。
これにより、例えば、減算器は、それぞれ、マルチキャリア信号から各補正信号を減算することで、各キャリア信号を出力することが可能になる。
また、本発明は、上記の発明において、該補正信号生成部を、該マルチキャリア信号をディジタル信号に変換する補正用AD変換器と、該補正用AD変換器のディジタル出力信号から該複数の補正信号を抽出する補正用ディジタルフィルタとで構成することができる。
すなわち、補正信号生成部は、補正用AD変換器及び補正用ディジタルフィルタで構成されている。補正用AD変換器は、マルチキャリア信号をディジタル信号に変換する。補正用ディジタルフィルタは、補正用AD変換器のディジタル出力信号から複数の補正信号を抽出する。
これにより、補正信号生成部は、補正用AD変換器のフルスケールを利用可能な安定したレベルで入力されるマルチキャリア信号に対応することが可能である。
また、本発明は、上記の発明において、該補正信号生成部を、該マルチキャリア信号を所定レベルに利得調整して出力する補正用自動利得調整部と、該補正用自動利得調整部の出力信号をディジタル信号に変換する補正用AD変換器と、該補正用AD変換器のディジタル出力信号から該複数の補正信号を抽出するディジタルフィルタと、該複数の補正信号を補正用自動利得調整部の利得で除算する利得キャンセラとで構成することが可能である。
すなわち、補正信号生成部は、補正用自動利得調整部、補正用AD変換器、ディジタルフィルタ、及び利得キャンセラで構成されている。
補正用自動利得調整部は、該マルチキャリア信号を所定レベル、例えば、補正用AD変換器のフルスケールを利用できるようなレベルに利得調整して出力する。補正用AD変換器は、補正用自動利得調整部のアナログ出力信号をディジタル信号に変換する。
ディジタルフィルタは、補正用AD変換器のディジタル出力信号から複数の補正信号を抽出する。利得キャンセラは、補正信号を補正用自動利得調整部の利得で除算する。
このように補正用自動利得調整部を用いることにより、ディジタルフィルタのフルスケールを利用することが可能になり、マルチキャリア信号のレベルが変動する場合においても精度のAD変換が可能になる。
また、本発明は、上記の発明において、該補正用自動利得調整部を、該マルチキャリア信号を所定レベルに、所定の利得で増幅する増幅器と、該補正用AD変換器のディジタル出力信号に基づき該所定の利得を決定する自動利得制御回路と、該利得をアナログ信号に変換して該増幅器に与えるDA変換器とで構成することが可能である。
すなわち、補正用自動利得調整部は、増幅器、自動利得制御回路、及びDA変換器で構成されている。自動利得制御回路は、補正用AD変換器のディジタル出力信号に基づき増幅器の利得(利得は1以下の場合もある。)を、例えば、補正用AD変換器のフルスケールを有効に用いるように決定してDA変換器に与える。
DA変換器は、利得をアナログ信号に変換して増幅器に与える。増幅器は、マルチキャリア信号を該利得で所定のレベルのマルチキャリア信号にする。
このように、補正用AD変換器のフルスケールを利用することが可能になり、マルチキャリア信号のレベルが変動する場合においても精度のAD変換が可能になる。
なお、増幅器の出力信号(アナログ信号)に基づき、ディジタルのAGC12及びDA変換器13の代わりにアナログAGCで増幅器の利得を調整することも可能である。
また、本発明は、上記の発明において、該シングルキャリア用自動利得調整部を、該減算器の出力信号を所定レベルに、所定の利得で増幅する増幅器と、該シングルキャリア用AD変換器のディジタル出力信号に基づき該所定の利得を決定する自動利得制御回路と、該利得をアナログ信号に変換して該増幅器に与えるDA変換器とで構成することが可能である。
このように、シングルキャリア用AD変換器のフルスケールを利用することが可能になり、シングルキャリア信号のレベルが変動する場合においても精度のAD変換が可能になる。
また、本発明は、上記の発明において、該減算器の前段に該マルチキャリア信号を該補正信号生成部の処理時間だけ遅延させる遅延器を、さらに備えることができる。
これにより、補正信号生成部の処理時間に起因する遅延を補正することが可能になる。
さらに、本発明の無線通信装置は、無線マルチキャリア信号を受信するアンテナと、受信したマルチキャリア信号を入力する上記の本発明のマルチキャリア受信装置とを備えたことを特徴とする。
すなわち、マルチキャリア受信装置は、無線通信装置に適用することができる。
図2は、従来のマルチキャリア受信装置の構成例(その1)を示したブロック図である。
図3は、従来のマルチキャリア受信装置の構成例(その2)を示したブロック図である。
図4は、従来のマルチキャリア受信装置の構成例(その3)を示したブロック図である。
補正信号生成部101は、図2に示したマルチキャリア受信装置110xと同様に構成され、マルチキャリア信号x(t)を受信する自動利得調整部10、AD変換器14、及びディジタルバンドパスフィルタ15a〜15c(以下、符号15で総称することがある。)とを備えている。
さらに、補正信号生成部101は、フィルタ15の出力信号を、それぞれ、自動利得調整部10の利得Gで割った補正信号y1〜y3を出力する利得キャンセラ16_1〜16_3(以下、符号16で総称することがある。)を備えている。
シングルキャリア検出部102は、マルチキャリア信号x(t)を、上述したAD変換器14、フィルタ15、及び利得キャンセラ16の演算時間だけ遅延させる遅延器21と、この遅延器21の出力信号から、それぞれ、所定のキャリア信号以外の補正信号を減算する減算器22_1〜22_3(以下、符号22で総称することがある。)とを備えている。
例えば、マルチキャリア信号x(t)に含まれるキャリア信号x1(t)〜x3(t)に対応する補正信号が、それぞれ、信号y1〜y3である場合、減算器22_1は、キャリア信号x1(t)から信号y2+信号y3を減算する。
なお、利得キャンセラ16が、フィルタ15の出力信号に−1/Gを掛けて補正信号y1〜y3を出力しているため、減算器22_1では、キャリア信号x1(t)に信号y2+信号y3を加算している。
さらに、シングルキャリア検出部102は、それぞれ、減算器22_1〜22_3の出力信号のレベルを所定のレベルに調整する自動利得調整部24_1〜24_3(以下、符号24で総称することがある。)と、これらの調整部24の出力信号をディジタル信号に変換するAD変換器28_1〜28_3(以下、符号28で総称することがある。)と、これらのAD変換器28の出力信号からキャリア信号を検出するディジタルバンドパスフィルタ29_1〜29_3(以下、符号29で総称することがある。)を備えている。
シングルキャリア検出部102は、自動利得調整部24に入力するキャリア信号の検出を、図3に示したミキサ32を用いた周波数変換や、図4に示したアナログバンドパスフィルタ41zを用いた周波数検出では行わない。
その代わりに、検出部102は、マルチキャリア信号x(t)から、所定のキャリア信号以外の補正信号y1〜y3を減算することにより、所定のキャリア信号を検出する。
そして、自動利得調整部24は、キャリア信号毎に、検出したキャリア信号のレベルを後段のAD変換器28の全ビットを有効に用いるようなレベルに調整している。すなわち、自動利得調整部24が各キャリア毎に自動利得調整を行っている。
補正信号生成部101においても、図2に示したマルチキャリア受信装置110xと同様に、キャリア信号間で受信レベルに大きな差が有ると、レベルの小さなキャリア信号に対する補正信号はやはり大きな誤差を持つ。
しかしながら、シングルキャリア検出部102は誤差の大きな補正信号はもともとレベルが小さな信号を打消す為に用いるため、この誤差はキャリア検出に対しては問題にならない。
逆に、シングルキャリア検出部102は精度の高い補正信号を用いて、レベルが大きなキャリア信号を打消すため、キャリア検出が有効に行われる。
また、フィルタ15及びフィルタ29はディジタルフィルタであるため、製作コスト及び調整コストが安く、図3の従来例(その2)のようなスプリアス問題は発生しない。
なお、ディジタルバンドパスフィルタ15a〜15cの代わりにノッチフィルタを用いることも可能である。この場合、ノッチフィルタの出力信号を、例えば、補正信号y2+補正信号y3のようにすることができる。
本発明を以下に定性的に説明する。
図1において、アンテナ200を経由して、マルチキャリア受信装置100に入力される複数のキャリア信号の総和である次式(1)で示すことができる。
ここで、n:キャリア数、k:キャリア番号である。
本来akは、フェージング等により時間関数となるが、本発明の効果を示すためには、各キャリア毎に定数として扱ってもよい。
この信号x(t)に対して、自動利得調整部10において自動利得制御(AGC)を掛けた後、AD変換器14でディジタル変換した信号の時刻t=t0におけるサンプルは、次式(2)で示される。
すなわち、サンプルは、最大振幅±1/Lの量子化誤差を持つ。
ここで、Lは、AD変換器14のフルスケールレンジであり、Gは、自動利得制御回路12が決定するAGC利得あり、次式(3)で示される。
任意に発生する最大振幅±1/Lの量子化誤差は、任意の周波数成分を持つ。この量子化誤差のキャリア番号kのチャネル幅に存在する成分の振幅をαkとし、最悪条件として量子化誤差の電力が受信帯域に集約しているものとすると、次式(4)が成り立つ。
規格化のため、G=1とすると、補正信号の各キャリア成分yk(t0)は、次式(5)で示すことができる。
ここで、Cは、補正信号生成用ディジタルフィルタの演算ビット数とAD変換器のビット数との差分である。
このキャリア成分yk(t0)は、図2に示したマルチキャリア受信装置110xによるシングルキャリア信号と等価であり、この信号の量子化による誤差率は次式(6)で示すことができる。
アンテナ200に入力されたマルチキャリア信号x(t)から補正信号を減算した、各キャリアのアナログシングルキャリア信号は、次式(7)で示すことができる。
式(7)は、次式(8)のように示すことができる。
シングルキャリア検出部102において、補正信号生成部101と同一の回路構成の自動利得調整部24、AD変換器28、及びディジタルバンドパスフィルタ29によって処理されたディジタルシングルキャリア信号は、次式(9)で示すことができる。
ここで、Gk、は、次式(10)の時間平均であるakに対し、Gkak=LとなるようにAGC回路26によって決定される利得である。
最悪条件を考慮して、補正信号生成部101によって発生する量子化誤差と、シングルキャリア検出部102で発生する量子化誤差が同符号すると次式(11)が成立する。
したがって、シングルキャリア信号の量子化による誤差率は、次式(12)で示すことができる。
図2に示した従来のマルチキャリア受信装置110xの誤差率(式(6)参照)との比は、次式(13)で示される。
ここで、希望波帯域内の誤差成分であるαkに対し、さらに最悪条件として次式(14)を適用すると、式(13)は、式(15)のようになる。
図2に示したマルチキャリア受信装置110x、及び本発明の補正信号生成部101の入力信号を考慮すると、全てのキャリアの振幅が最大である時も、AD変換器14により波形を表現できなければならないため、次式(16)が成り立たなければならない。
この式(16)と、ak,Gk=Lとから次式(17)が導かれる。
式(17)を式(15)に代入すると次式(18)が成立する。
すなわち、システムに要求されるキャリア数nに対して次式(19)が成り立つ。
すなわち、差分Cとキャリア数nと間には、次式(20)が成立する。
すなわち、差分C(=(補正信号用ディジタルバンドパスフィルタ15の演算ビット数)−(AD変換器14のビット数))が大きければ、キャリア数nを大きくすることができる。
一般的に、AD変換器14のビット精度と、DA変換器23のビット精度とを比較すると、同一の変換速度の場合は約2〜4ビット程度DA変換器の方が有効ビット数が高い。ディジタルバンドパスフィルタ15のビット精度は、DA変換器23のビット精度と同程度にすることが必要であるが、フィルタ15は、LSI化等により十分大きなビット精度とすることが可能である。
所要のSN比を満足することが可能なキャリア数nは、差分C=4である場合、上式(20)から“256”以下である。したがって、本発明の装置は、実用上常に効果が有ると考えることができる。
図1に示した実施例の場合、キャリア数n=3を上式(20)に代入すると次式(21)になる。
したがって、それぞれ、C=1及びC=2になるように受信装置100を構成した場合、次式(22)及び(23)が成り立つ。
すなわち、C=1の場合、−1.6dB、C=2の場合、−6.8dBだけマルチキャリア信号のAGCダイナミックレンジが拡大する。
Claims (9)
- マルチキャリア信号を構成する各キャリア信号を抽出するための複数の補正信号を、該マルチキャリア信号からディジタルフィルタリングで生成する補正信号生成部と、
該マルチキャリア信号から該補正信号の内の少なくとも1つを減算する減算器と、
該減算器の出力信号のレベルを所定レベルに調整して出力するシングルキャリア用自動利得調整部と、
該シングルキャリア用自動利得調整部の出力信号をディジタル信号に変換するシングルキャリア用AD変換器と、
該シングルキャリア用AD変換器の出力信号から各キャリア信号を抽出するシングルキャリア用ディジタルフィルタと、
を備えたことを特徴とするマルチキャリア受信装置。 - 請求の範囲1において、
該補正信号生成部で生成された各補正信号が、各キャリア信号に対応していることを特徴としたマルチキャリア受信装置。 - 請求の範囲1において、
該補正信号生成部で生成された各補正信号が、該マルチキャリア信号から各キャリア信号を除いた信号であることを特徴としたマルチキャリア受信装置。 - 請求の範囲1において、
該補正信号生成部は、
該マルチキャリア信号をディジタル信号に変換する補正用AD変換器と、
該補正用AD変換器のディジタル出力信号から該複数の補正信号を抽出する補正用ディジタルフィルタと、
で構成されていることを特徴としたマルチキャリア受信装置。 - 請求の範囲1において、
該補正信号生成部は、
該マルチキャリア信号を所定レベルに利得調整して出力する補正用自動利得調整部と、
該補正用自動利得調整部の出力信号をディジタル信号に変換する補正用AD変換器と、
該補正用AD変換器のディジタル出力信号から該複数の補正信号を抽出するディジタルフィルタと、
該複数の補正信号を補正用自動利得調整部の利得で除算する利得キャンセラと、
で構成されていることを特徴としたマルチキャリア受信装置。 - 請求の範囲5において、
該補正用自動利得調整部は、
該マルチキャリア信号を所定レベルに、所定の利得で増幅する増幅器と、
該補正用AD変換器のディジタル出力信号に基づき該所定の利得を決定する自動利得制御回路と、
該利得をアナログ信号に変換して該増幅器に与えるDA変換器と、
で構成されていることを特徴としたマルチキャリア受信装置。 - 請求の範囲1において、
該シングルキャリア用自動利得調整部は、
該減算器の出力信号を所定レベルに、所定の利得で増幅する増幅器と、
該シングルキャリア用AD変換器のディジタル出力信号に基づき該所定の利得を決定する自動利得制御回路と、
該利得をアナログ信号に変換して該増幅器に与えるDA変換器と、
で構成されていることを特徴としたマルチキャリア受信装置。 - 請求の範囲1において、
該減算器の前段に該マルチキャリア信号を該補正信号生成部の処理時間だけ遅延させる遅延器を、さらに備えたことを特徴とするマルチキャリア受信装置。 - 無線マルチキャリア信号を受信するアンテナと、
受信したマルチキャリア信号を入力する請求の範囲1から3、並びに4から8のいずれか1つに記載のマルチキャリア受信装置と、
を備えたことを特徴とする無線通信装置。
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