JP3904464B2 - パルスレーザ用高電圧パルス発生装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、露光用ガスレーザ装置等に使用される高電圧発生装置において、インピーダンス不整合によって生ずる反射エネルギーを、次のパルス発生のためのエネルギーとして利用するための回生回路を有するパルスレーザ用の高電圧パルス発生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
半導体集積回路の微細化、高集積化につれて、その製造用の投影露光装置においては解像力の向上が要請されている。このため、露光用光源から放出される露光光の短波長化が進められており、半導体露光用光源として、従来の水銀ランプから波長２４８ｎｍのＫｒＦエキシマレーザ装置が用いられている。さらに、次世代の半導体露光用光源として、波長１９３ｎｍのＡｒＦエキシマレーザ装置及び波長１５７ｎｍのフッ素（Ｆ2 ）レーザ装置等の紫外線を放出するガスレーザ装置が有力である。
ＫｒＦエキシマレーザ装置においては、フッ素（Ｆ2 ）ガス、クリプトン（Ｋｒ）ガス及びバッファーガスとしてのネオン（Ｎｅ）等の希ガスからなる混合ガス、ＡｒＦエキシマレーザ装置においては、フッ素（Ｆ2 ）ガス、アルゴン（Ａｒ）ガス及びバッファーガスとしてのネオン（Ｎｅ）等の希ガスからなる混合ガス、フッ素（Ｆ2 ）レーザ装置においては、フッ素（Ｆ2 ）ガス及びバッファーガスとしてヘリウム（Ｈｅ）等の希ガスからなる混合ガスであるレーザガスが数百ｋＰａで封入されたレーザチェンバの内部で放電を発生させることにより、レーザ媒質であるレーザガスが励起される。
【０００３】
レーザチェンバ内部には、レーザガスを励起するための一対の主放電電極が、レーザ発振方向に垂直な方向に所定の距離だけ離間して対向配置されている。
この一対の主放電電極には高電圧パルスが印加され、主放電電極間にかかる電圧がある値（ブレークダウン電圧）に到達すると、主放電電極間のレーザガスが絶縁破壊されて主放電が開始し、この主放電によりレーザ媒質が励起される。
よって、このような露光用ガスレーザ装置は主放電の繰返しによるパルス発振を行い、放出するレーザ光はパルス光となる。現状、露光に用いられているレーザ装置のレーザパルスの繰返し周波数は２ｋＨｚ程度であるが、近年、スループットの増大、露光量のバラツキの減少のため、繰返し周波数４ｋＨｚ以上が要請されている。
【０００４】
上記した露光用ガスレーザ装置において、上記したようにレーザチェンバ内で放電を発生させレーザガスを励起させるための高電圧パルス発生装置（以下では放電回路ということもある）の例を図６に示す。
図６の放電回路は、可飽和リアクトルからなる３個の磁気スイッチＳＲ１、ＳＲ２、ＳＲ３を用いた２段の磁気パルス圧縮回路からなる。磁気スイッチＳＲ１はＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子である固体スイッチＳＷでのスイッチングロスの低減用の磁気スイッチであり、通常、磁気アシストとも呼ばれる（以下では磁気アシストという）。
第１の磁気スイッチＳＲ２と第２の磁気スイッチＳＲ３により２段の磁気パルス圧縮回路を構成している。
図６に従って回路の構成と動作を以下に説明する。
まず、高電圧電源ＨＶの電圧が所定の値Ｖinに調整され、主コンデンサＣ０が充電される。このとき、固体スイッチＳＷはｏｆｆになっている。主コンデンサＣ０の充電が完了し、固体スイッチＳＷがｏｎとなったとき、固体スイッチＳＷ両端にかかる電圧は主に磁気アシストＳＲ１の両端にかかる。
磁気アシストＳＲ１の両端にかかる主コンデンサＣ０の充電電圧Ｖ０の時間積分値が磁気アシストＳＲ１の特性で決まる限界値に達すると、磁気アシストＳＲ１が飽和して磁気スイッチが入り、主コンデンサＣ０、磁気アシストＳＲ１、インダクタンスＬＬ、昇圧トランスＴｒ１の１次側、固体スイッチＳＷのループに電流が流れる。同時に、昇圧トランスＴｒ１の２次側、コンデンサＣ１のループに電流が流れ、主コンデンサＣ０に蓄えられた電荷が移行してコンデンサＣ１に充電される。
なお、ここでは、回路ループのインダクタンスと主コンデンサＣ０の寄生インダクタンスを合成したものをインダクタンスＬＬとして表している。
【０００５】
この後、コンデンサＣ１における電圧Ｖ１の時間積分値が磁気スイッチＳＲ２の特性で決まる限界値に達すると、磁気スイッチＳＲ２が飽和して磁気スイッチが入り、コンデンサＣ１、コンデンサＣ２、磁気スイッチＳＲ３のループに電流が流れ、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷が移行してコンデンサＣ２に充電される。
さらにこの後、コンデンサＣ２における電圧Ｖ２の時間積分値が磁気スイッチＳＲ３の特性で決まる限界値に達すると、磁気スイッチＳＲ３が飽和して磁気スイッチが入り、コンデンサＣ２、ピーキングコンデンサＣｐ、磁気スイッチＳＲ３のループに電流が流れ、コンデンサＣ２に蓄えられた電荷が移行してピーキングコンデンサＣｐが充電される。
【０００６】
予備電離のためのコロナ放電は、第１電極１１が挿入されている誘電体チューブ１２と第２電極１３とが接触している個所を基点として誘電体チューブ１２の外周面に発生するが、ピーキングコンデンサＣｐの充電が進むにつれてその電圧Ｖｐが上昇し、Ｖｐが所定の電圧になるとコロナ予備電離部の誘電体チューブ１２表面にコロナ放電が発生する。このコロナ放電によって誘電体チューブ１２の表面に紫外線６が発生し、主放電電極Ｅ、Ｅ間のレーザ媒質であるレーザガス２が予備電離される。
ピーキングコンデンサＣｐの充電がさらに進むにつれて、ピーキングコンデンサＣｐの電圧Ｖｐが上昇し、この電圧Ｖｐがある値（ブレークダウン電圧）Ｖｂに達すると、主放電電極Ｅ、Ｅ間のレーザガスが絶縁破壊されて主放電が開始し、この主放電によりレーザ媒質が励起され、レーザ光が発生する。
このような放電動作が固体スイッチＳＷのスイッチング動作、高電圧電源動作によって繰り返し行なわれることにより、所定の繰り返し周波数でのパルスレーザ発振が行われる。
ここで、磁気スイッチＳＲ２、ＳＲ３及びコンデンサＣ１、Ｃ２で構成される各段の容量移行型回路のインダクタンスを後段に行くにつれて小さくなるように設定することにより、各段を流れる電流パルスのパルス幅が順次狭くなるようなパルス圧縮動作が行われ、主放電電極Ｅ、Ｅ間に短パルスの強い放電が実現される。
【０００７】
上記放電回路は、以下の問題点を有している。
図７に図６に放電回路におけるコンデンサＣ２にかかる電圧Ｖ２、ピーキングコンデンサＣｐにかかる電圧Ｖｐの電圧波形を示す。
一般に放電励起式のガスレーザ装置の場合、主放電電極Ｅ，Ｅ間の放電インピーダンスとピーキングコンデンサＣｐとの間には、放電インピーダンスが小さいため、インピーダンス不整合が発生し、反射エネルギーが磁気パルス圧縮回路を逆方向へ進行し、また順方向へ進行する振動が発生する。
すなわち、図６の放電回路において放電後、インピーダンス不整合により図７に示すように電圧の振動が発生して、ピーキングコンデンサＣｐの電圧Ｖｐが反転して逆電圧が発生し、Ｃｐ→ＳＲ３→Ｃ２のループに電流が流れ、コンデンサＣ２に逆電圧が発生する。
そして、同様にＣ２→ＳＲ２→Ｃ１のループに電流が流れ、コンデンサＣ１に逆電圧が発生する。コンデンサＣ１に発生した逆電圧は昇圧トランスＴｒ１を経由し、主コンデンサＣ０を逆方向に充電する。逆方向に充電された主コンデンサＣ０は昇圧トランスＴｒ１を経由してコンデンサＣ１を逆方向に充電する。その後、コンデンサＣ１→コンデンサＣ２、コンデンサＣ２→ピーキングコンデンサＣｐという順方向に電流が流れる。以上のように、電流が電源装置内の磁気パルス圧縮回路内にて振動する。
【０００８】
また、図７に示すように、ピーキングコンデンサＣｐの前段のコンデンサ（図６の場合、Ｃ２）からピーキングコンデンサＣｐへの充電途中に主放電電極Ｅ，Ｅ間の放電が開始することが多いので、ピーキングコンデンサＣｐの前段のコンデンサ（図６の場合、Ｃ２）に残留した電荷が主放電電極Ｅ，Ｅ間を流れ、ピーキングコンデンサＣｐの前段のコンデンサ（図６の場合、Ｃ２）に逆電圧が発生する。
このとき発生した電荷が反射エネルギーとして、上記したインピーダンス不整合時のときと同様、磁気パルス圧縮回路を逆方向へ進行し、また順方向へ進行する振動が発生する。
上記振動により、主放電発生後、短時間内に主放電電極Ｅ，Ｅ間に電圧が印加され、主放電に悪影響を及ぼす問題があった。
【０００９】
上記したような反射エネルギーの磁気パルス圧縮回路を介した振動の問題を回避するために、様々な回路構成が提案されている。
図８は、逆電圧により発生した電荷を抵抗にて処理する回路を有するガスレーザ装置の放電回路の構成例である。
図８においては、図６の回路構成のコンデンサＣ１と並列にダイオードＤ１と抵抗Ｒとからなる直列回路を接続したものである。図６に示した矢印の向きは、コンデンサＣ１に逆電圧が発生したときの電流の流れる方向を示す。このように、図８に示す回路においては、逆電圧が発生したとき流れる電流を抵抗Ｒにて消費してしまうことで、主放電後短時間内に主放電電極Ｅ，Ｅ間に電圧が印加されることを防止する。
一方、主放電電極間Ｅ，Ｅで放電を発生させるため固体スイッチＳＷを閉じて主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１へ電荷を移行する際は、電流は矢印の向きと反対、すなわち、ダイオードＤ１の逆方向に流れる。よって、電流はダイオードＤ１と抵抗Ｒとからなる直列回路へは流れず、抵抗Ｒにより消費されることはない。
しかしながら、逆電圧により生じた電流を抵抗にて処理するので、抵抗における発熱が発生し、レーザ装置からの発熱量が増大することになる。よって、大掛かりな冷却構造が必要となり、装置が大型化してしまうという問題点があった。また、逆電圧により生じた電流を熱として消費するので、レーザ全体の消費電流が大きくなるという問題があった。
【００１０】
上記した問題点を回避するために、図８の回路構成のように逆電圧が発生したとき流れる電流を抵抗にて消費するのではなく、次のパルス発生のためのエネルギーとして回生する回路がいくつか提案されている。
図９、図１０にエネルギー回生用の回生回路構成を有するガスレーザ装置の放電回路の構成例を示す。
図９の回路構成においては、昇圧トランスＴＲ１の一次側に中間タップを設け、中間タップにはインダクタンスＬＬ、磁気アシストＳＲ１、主コンデンサＣ０の直列回路を配置し、一次巻線の一端に固体スイッチＳＷを、他端にダイオードＤ２を設ける。
図９の回路構成において、固体スイッチＳＷは、例えば、主コンデンサＣ０に充電された電荷がコンデンサＣ１に移行し終わった時点で開かれる。放電後、パルス幅を伸長しながら移行してくる反射エネルギーはコンデンサＣ１に逆電圧が発生するようコンデンサＣ１に充電される。固体スイッチＳＷがｏｆｆ状態であるので、コンデンサＣ１に逆電圧が発生したときの電流は、昇圧トランスＴＲ１を介して図９の矢印方向に流れ、主コンデンサＣ０を順方向に充電するよう逆移行する。このようにして、反射エネルギーは主コンデンサＣ０に回生される。
なお、主放電電極間Ｅ，Ｅで放電を発生させるため固体スイッチＳＷをｏｎして主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１へ電荷を移行する際は、ダイオードＤ２の逆方向側へ電圧がかかるので、電流はダイオードＤ２を流れることなく、昇圧トランスＴＲ１を介して、コンデンサＣ１へ移行する。
【００１１】
また、図１０の回路構成においては、主コンデンサＣ０に並列にインダクタンスＬ１、ダイオードＤ３とからなる直列回路が並列に接続されている。
図１０の回路構成において、固体スイッチＳＷは、例えば、反射エネルギーが、主コンデンサＣ０の逆充電を終了した時点でＯＦＦとなる。
なお、固体スイッチＳＷのＯＦＦのタイミングは、上記時点から主コンデンサＣ０が順方向に再充電するまでの期間である。その間は磁気アシストＳＲ１が飽和しないので、固体スイッチＳＷの方向へは流れない。
放電後パルス幅を伸長しながら移行してくる反射エネルギーはコンデンサＣ０に逆電圧が発生するようコンデンサＣ０に充電される。固体スイッチＳＷがｏｆｆ状態、もしくは磁気アシストＳＲ１が飽和していないので、コンデンサＣ０に逆電圧が発生したときの電流は、インダクタンスＬ１、ダイオードＤ３とからなる直列回路を図１０の矢印方向に流れ、主コンデンサＣ０を順方向に充電する。このようにして反射エネルギーは主コンデンサＣ０に回生される。
【００１２】
図９、図１０に例示した回生回路を含む回路構成においては、図８に示したように電流を消費するものではなく、反射エネルギーを回生しているので、大掛かりな冷却構造も不要で装置が大型化することはない。また、反射エネルギーを熱として消費せず、再度有効利用しているので、レーザ全体の消費電流が小さくなる。
しかしながら、図９、図１０に例示した回生回路を含む回路構成においては、以下のような問題がある。
上記したように主コンデンサＣ０の電荷は昇圧トランスＴＲ１を介してコンデンサＣ１へ移行するが、そのときの昇圧トランスＴＲ１の巻数比は、主コンデンサＣ０の電荷が完全にコンデンサＣ１に移行するように設定されている。
一方、ピーキングコンデンサＣｐへの充電時間をできるだけ短くして、主放電電極Ｅ、Ｅへの印加電圧の立ち上がりを早くして放電開始電圧を大きくするために、磁気パルス圧縮回路へ入力される初期パルスの幅はできるだけ短いことが好ましい。すなわち、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への電荷の移行速度はできるだけ早いことが好ましい。ここで昇圧トランスＴＲ１の１次側、２次側の各々の巻数が多いほど上記移行速度は遅くなるので、両巻数とも最小となるように設定される。
【００１３】
このように設定された巻数比の場合、反射エネルギーとしてコンデンサＣ１から主コンデンサＣ０に電荷が移行する際にコンデンサＣ１の電荷が全て主コンデンサＣ０に移行せず、一部残留電荷がコンデンサＣ１に存在する。
すなわち、図１０の場合、順方向、逆方向両方の移行が１００％行われるように昇圧トランスＴＲ１の巻数比を規定することが困難であり、どうしてもコンデンサＣ１に残留電荷が存在することになる。
【００１４】
図９においては、パルス発生時と回生時では、使用される昇圧トランスＴＲ１の１次側巻線の巻数は異なるが、２次側が共通である。回生時に用いられる１次側巻線と２次側巻線の最適な巻数比において、必要最小限の巻数である２次側に対応した１次側の巻数は自然数とはならない場合が多い。そのため回生時の１次側、２次側巻数を自然数とするには、２次側の巻数が多くなることになる。そうすると、パルス発生時の主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への電荷の移行速度が遅くなってしまう。
【００１５】
上記問題を解決するため、図１１に示すように、回生用トランスを新たに設け、この回生用トランスを介して反転エネルギーの回生を行うことも考えられる。
図１１に示す高電圧パルス発生装置は、前記図６に示した回路において、回生トランスＴｒ２、ダイオードＤ４、可飽和リアクトルＳＲ４から構成される磁気スイッチＳＲ４からなる回生回路を追加したものである。
回生トランスＴｒ２の１次側はコンデンサＣ１と並列に接続され、回生トランスＴＲ２の２次側には、ダイオードＤ４と磁気スイッチＳＲ４が直列に接続され、この２次側とダイオードＤ４と磁気スイッチＳＲ４とからなる直列回路は、主コンデンサＣ０に直列に接続される。
【００１６】
図１１に示す回路は次のように動作する。
図１２に示すように、固体スイッチＳＷがｏｎされてから磁気アシストＳＲ１が飽和されるまでの時間（図２における磁気アシスト時間Ｔ）が経過した時点で、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１に電荷の移行が開始し電流も流れる（同図の一点鎖線の電流波形参照）。
そして、電圧パルスは前記したように、磁気パルス圧縮回路によりパルス圧縮されながら移行して、ピーキングコンデンサＣｐが充電される。このときのコンデンサＣ１、Ｃ２、ピーキングコンデンサＣｐの電圧波形を図１２のＶ１，Ｖ２，Ｖｐに示す。
ピーキングコンデンサＣｐの充電途中で放電が開始され（同図の”放電開始”）、以下、先の述べたように反射エネルギーとして、逆方向に電流が移行する。
すなわち、図１２に示すように電圧パルスが磁気パルス圧縮回路を逆行することにより、パルス伸長されながら移行する。このときのコンデンサＣ２、Ｃ１、コンデンサＣ０の電圧波形を図１２のＶ２ｋｂ，Ｖ１ｋｂ，Ｖ０ｋｂに示す（図１２の破線）。
なお、上記反射エネルギーによりコンデンサＣ１，Ｃ１に充電される電圧を以下では、キックバック電圧と言い、上記反射エネルギーが逆方向に移行する現象をキックバックという。
また、上記図１２の動作において、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１に電荷の移行させるため、少なくとも期間Ａは固体スイッチＳＷがｏｎ状態である必要がある。また、回生動作時には、回生回路を介して主コンデンサＣ０に電荷する必要があり、その間固体スイッチＳＷはｏｆｆでなければならないので、少なくとも期間Ｂの間に固体スイッチＳＷをオフ状態とする必要がある。
【００１７】
ここで、上記回生回路が無い場合、図１２に破線で示すように、主コンデンサＣ０は初期充電時（固体スイッチＳＷがｏｎ時）と逆極性となるように充電される〔図２のＶ０ｋｂ（回生回路無し）参照〕。
一方、図１１に示すように回生回路を設けた場合には、次のように動作する。
反射エネルギーによりコンデンサＣ１が逆方向に充電されたとき、固体スイッチＳＷはｏｆｆ状態であり、コンデンサＣ１に充電された電圧（キックバック電圧）は、回生トランスＴｒ２の２次側に発生し、この電圧は回生トランスＴｒ２の２次側に設けられたダイオードＤ４、磁気スイッチＳＲ４、主コンデンサＣ０の直列回路に印加される。
このため、図１２に示すように、主コンデンサＣ０は初期充電時（固体スイッチＳＷがｏｎ時）と同極性となるように充電される。すなわち、反射エネルギーが主コンデンサＣ０に回生される〔図１２のＶ０ｋｂ（回生回路有り）参照〕。
図１１の回路においては、上述したように、反射エネルギーの回生のための回生トランスＴｒ２を昇圧トランスＴｒ１とは別途設けたので、回生時の回路動作に昇圧トランスＴｒ１は介在しない。したがって、回生トランスの巻数を１次側、２次側とも大きく取ることができ、また、巻数比を自由に設定することができるので、一部残留電荷がコンデンサＣ１に存在しないように、巻数比を精密に規定することが可能となる。
また、当然ながら昇圧トランスＴＲ１の巻数比および巻数を変更しなくともよいので、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への電荷の移行速度はできるだけ早くなるように、昇圧トランスＴＲ１の巻数比および巻数を設定することが可能となる。このため、コンデンサＣ１の残留電圧を減少させることができる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述の図９、図１０、図１１に示す回生回路に上記回生動作を行わせるためには、固体スイッチＳＷのｏｎ／ｏｆｆタイミングが適切に設定される必要がある。
例えば、図１１の回路においては、図１２の時点（Ｃ）までには固体スイッチＳＷはｏｆｆ状態になっていなければならず、また、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１まで電荷が移行する間は固体スイッチＳＷはｏｎ状態でなければならない。すなわち、図１２において、固体スイッチＳＷがｏｎした時点（時点（Ａ））から時点（Ｂ）までは固体スイッチＳＷはｏｎ状態でなければならない。
上記をまとめると、図１２における期間Ａの間は固体スイッチＳＷはｏｎ状態であって、期間Ｂのいずれかの時点でｏｆｆ状態とならなければならない。
【００１９】
ここで、露光用光源として用いられるガスレーザ装置においては、レーザ出力エネルギーが一定であることが要請され、出力エネルギー一定化制御が行われる。
上記のような制御を行う放電回路１ａを含む露光用ガスレーザ装置１は、例えば図１３に示すようにコントローラ２、モニタモジュール３、ビームスプリッタ４を有する。
露光用ガスレーザ装置１から放出されたレーザ光の一部はビームスプリッタ４により取り出され、レーザ出力エネルギーを測定するモニタモジュール３に導光される。モニタモジュール３はレーザ出力エネルギーを測定し、測定結果をコントローラ２に送信する。コントローラ２はレーザ出力エネルギーが一定となるように、図１３に示す放電回路（高電圧パルス発生装置）の高電圧電源ＨＶの電圧を調整する。すなわち、各レーザパルス毎に高電圧電源ＨＶの電圧、すなわち、主コンデンサＣ０の電圧Ｖ０は変動し、これによりレーザ出力エネルギーが一定となる。
【００２０】
前記磁気アシストＳＲ１の磁気アシスト時間は、可飽和リアクトルである磁気スイッチのＶＴ積が一定であるので、上記のようにＶ０が変動すると、ＶＴ積が一定となるように磁気アシスト時間Ｔも変動する。このため、図１２における期間Ａの長さも変動することになる。
上記したように固体スイッチＳＷのｏｎ−ｏｆｆ制御は、期間Ａ、Ｂに対応して行う必要があるが、このとき上記した磁気アシスト時間Ｔの変動に起因する期間Ａの変動を考慮する必要がある。また、期間ＢもＡと同じように電圧の関数となっているので考慮する必要がある。
【００２１】
次に、上記期間Ａ、期間Ｂを制御することができる制御装置に構成について説明する。
図１４に固体スイッチＳＷのｏｎ−ｏｆｆ制御を行うための制御装置の構成例を示す。図１４におけるコントローラは図１３のコントローラ２と同等のものであり、モニタモジュール３から送信されるレーザ出力エネルギーの測定結果のデータを受信する。
コントローラ２は受信したレーザ出力エネルギーデータに基づき、充電電圧値演算部２ａにより次回の放電のための主コンデンサＣ０への充電電圧を演算して決定する。
そして、主コンデンサＣ０への充電電圧が、この決定した電圧値となるように高電圧電源ＨＶに充電電圧値調整指令を送信して、高電圧電源ＨＶを制御する。
同時にコントローラ２は充電電圧値演算部２ａにおいて決定した主コンデンサＣ０の充電電圧値データをスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂに送る。
スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、受信した充電電圧値データ及び予めスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂに記憶されている磁気アシストＳＲ１のＶＴ積に基づき磁気アシスト時間Ｔを算出して、期間Ａの長さを求める。
すなわち、図１１における電流パルス幅Ｔｉは回路定数の値からほぼ一定に定まり、予めスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂに記憶されている。スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、上記算出した磁気アシスト時間Ｔと予め記憶されている電流パルス幅Ｔｉの和より期間Ａの長さを求める。
また、期間Ｂは、上記充電電圧値データと磁気パルス圧縮回路の回路定数により定まる。そこで、例えば、予め上記電圧値と期間Ｂの関係を求めおき、記憶回路等に記憶しておく。そして、該記憶装置から上記充電電圧値データに対応した期間Ｂを読み出す。
【００２２】
ｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、設定された繰返し周波数に基づいて、固体スイッチＳＷのｏｎ−ｏｆｆの周波数を制御するが、上記のように求めた期間Ａ及びＢに基づき、固体スイッチＳＷにｏｎ信号を送信した時点（図１２における時点（Ａ））を起点として、期間Ａ経過後、期間Ｂ終了以前（図１２における時点（Ｂ）から時点（Ｃ）の間）に固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信する。
なお、固体スイッチＳＷにｏｎ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｎする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号を図１２における時点（Ｂ）より遅れて送信することが望ましい。また、固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｆｆする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号は、時点（Ｃ）より先だって送信することが望ましい。
【００２３】
図１５に固体スイッチＳＷのｏｎ−ｏｆｆ制御を行うための制御装置の第２の構成例を示す。
図１５に示す制御装置の構成例は図１４に示す第１の構成例の変形例であり、相違点は、第１の構成例においてはコントローラ２の充電電圧値演算部１ａからの主コンデンサＣ０の充電電圧値データを用いて磁気アシスト時間Ｔを計算していたのに対し、第２の構成例においては、直接主コンデンサＣ０の電圧値を電圧検出器Ｖｓで検出して、この検出データを用いて磁気アシスト時間Ｔを計算する。
すなわち、電圧検出器Ｖｓは、計測した主コンデンサＣ０の充電電圧値データをスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂに送信する。スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、前記したように、受信した充電電圧値データ及び予めスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂに記憶されている磁気アシストＳＲ１のＶＴ積に基づき期間Ａの長さを求めるとともに、前記したように期間Ｂを求める。
【００２４】
ｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、繰返し周波数に基づいて、固体スイッチＳＷのｏｎ−ｏｆｆの周波数を制御するが、上記のように算出した期間Ａと期間Ｂとに基づき、固体スイッチＳＷにｏｎ信号を送信した時点（図１２における時点（Ａ））を起点として、期間Ａ経過後、期間Ｂ終了以前（図１２における時点（Ｂ）から時点（Ｃ）の間）に固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信する。
なお、第１の構成例のときと同様、固体スイッチＳＷにｏｎ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｎする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号は図１２における時点（Ｂ）より遅れて送信することが望ましい。また、固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｆｆする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号は、時点（Ｃ）より先だって送信することが望ましい。
以上のような構成、制御により回生動作が行われる間、固体スイッチＳＷを確実にｏｆｆとすることができる。
【００２５】
上記した図１４に示す構成例では、充電電圧値データ及び予めスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂに記憶されている磁気アシストＳＲ１のＶＴ積に基づき磁気アシスト時間Ｔを算出して、この磁気アシスト時間Ｔと記憶しておいた電流パルス幅Ｔｉとを用いて、期間Ａを演算により求めて、ｏｆｆ信号の送信タイミングを求めている。
このため、スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂには複雑な演算手段や記憶手段が必要となり、結果としてコントローラは大型化・複雑化していた。
一方、近年、繰り返し周波数の高繰返し化（４ｋＨｚ以上）に伴い、パルス間隔が非常に短くなってきている。このため、図１４に示す構成例では、スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、固体スイッチＳＷのｏｎ−ｏｆｆタイミングを制御するための演算、指令等を非常に短いパルス間隔で行わなければないない。
すなわち、高速演算が求められ、スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ａは複雑、かつ高価なものになった。
【００２６】
また、図１５に示す構成例においても、スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、図１４の場合と同様の理由により複雑、かつ高価となる。
特に、図１５に示す構成例におけるタイミング検出は、図１４のように充電電圧演算部２ａが高電圧電源ＨＶに充電電圧値データに基づく充電指令を送出し、高電圧電源ＨＶにより充電された主コンデンサＣ０の電圧値を検出したあと、スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂにより演算等を行う。このため、スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂにより演算等を行うための所要時間は、図１４の場合と比べさらに短くなるので、図１５におけるスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、図１４の場合のそれと比較すると、より複雑、かつ高価となる。
また、電圧検出器としては、電圧プローブや分圧抵抗器等が使用されるが、これらの測定特性には、個体差が存在する。そのため、このような個体差を調整する初期調整が必要となる。
さらに、図１４、図１５の構成例においては、前記したように固体スイッチＳＷスイッチのターンオン時間（図１２の時点Ａ’）のドリフト、ジッタを見込む必要があるので、期間Ｂは短くなり、固体スイッチＳＷのｏｆｆ信号の制御が難しくなる。
本発明は上記従来技術の問題点を解決するためになされたものであって、本発明の目的は、コントローラを従来に比して簡単化することができ、また、高速化にも充分対応することができ、さらにコストの低減化を図ることができるパルスレーザ用高電圧パルス発生装置を提供することである。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
本発明においては、以下のようにして上記課題を解決する。
（１）充電器により高電圧に充電される主コンデンサと、この主コンデンサと、可飽和リアクトルからなる磁気アシストと、スイッチ手段とが１次側に直列に接続され、２次側に磁気パルス圧縮回路が接続された昇圧トランスを備え、負荷側からの反射エネルギーを上記主コンデンサに回生する回生回路を備えた高電圧パルス発生装置において、上記スイッチ手段を流れる電流の通流開始タイミングを検出する電流通流タイミング検知手段を設け、この電流通流タイミング検知手段の出力に基づき、上記スイッチ手段をオフにするタイミングを定める。
（２）上記（１）において、電流通流タイミング検知手段からの信号により、タイマ手段を駆動し、タイマがカウントアップした際に得たタイミングにより、上記スイッチ手段をオフ状態にする。
本発明においては、上記のように電流通流タイミング検知手段を設け、この出力に基づき、上記スイッチ手段をオフにするタイミングを定めるようにしたので、磁気アシスト時間Ｔを求める必要がなく、そのための高速演算処理を行う演算装置は不要となる。このため、コントローラを従来に比して簡単化することができ、また、高速化にも充分対応することができ、さらにコストの低減化を図ることができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１の実施例の高電圧パルス発生装置の構成を示す図である。本実施例は前記図１１に示した回生回路を有する高電圧パルス発生装置に本発明を適用した実施例を示しており、図１におけるコントローラは図１３のコントローラ２と同等のものであり、モニタモジュール３から送信されるレーザ出力エネルギーの測定結果のデータを受信する。
本実施例は、前記図１４、図１５に示した構成例のように、磁気アシスト時間Ｔの演算等を行って固体スイッチＳＷのｏｆｆ信号を送信するタイミングを見いだしてｏｆｆ信号を送信するのではなく、主コンデンサＣ０と固体スイッチＳＷ、磁気アシストＳＲ１からなる閉回路中に電流通流タイミング検知手段Ｉｓを設け、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への移行電流（固体スイッチＳＷを流れる電流）の通流開始タイミングを検出し、その検出結果を用いて固体スイッチＳＷのｏｆｆ信号を送出するタイミングを見いだして、ｏｆｆ信号を送出するようにしたものである。
【００２９】
すなわち、固体スイッチＳＷがｏｎとなった後、磁気アシスト時間Ｔが経過し、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への電荷の移行が開始し、主コンデンサＣ０と固体スイッチＳＷ、磁気アシストＳＲ１からなる閉回路中に電流が流れると、電流通流タイミング検知手段Ｉｓは、この電流を検知し出力を発生する。電流通流タイミング検知手段Ｉｓの出力は、コントローラ２に設けられたスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部内のタイマ２ｃに送信される。
タイマ２ｃは、この信号を受信後、図示しない所定の周波数のクロック信号のカウントを開始する。そして、このカウント値が所定値に達すると出力を発生する。
タイマ２ｃに設定される上記所定値は、カウントを開始後、電流パルス幅Ｔｉに相当した時間経過した後に、出力を発生するように設定される。ここで、先に述べた通り、電流パルス幅Ｔｉは、回路定数の値からほぼ一定となるので、上記所定値は、一定の値でよい。
タイマ２ｃがカウントアップすると（図１２における時点（Ｂ）以降）、スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信する。
【００３０】
上記のように、本実施例では、電流通流タイミング検知手段Ｉｓを設け、電流パルスが立ち上がる時点（Ａ’）を計測しているので、前記図１４、図１５に示した構成例のように、磁気アシスト時間Ｔを求める必要がなく、そのための高速演算処理を行う演算装置は不要となる。また、単にタイマを用いるだけで、ｏｆｆ信号の送信タイミングを求めることができるので、コントローラも小型かつ安価になるという利点を有する。
なお、第１、２の構成例のときと同様、固体スイッチＳＷにｏｎ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｎする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号が図１２における時点（Ｂ）より遅れて送信されるようにタイマ２ｃの所定値を設定することが望ましい。
また、固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｆｆする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号は、時点（Ｃ）より先だって送信されるようにタイマ２ｃの所定値を設定することが望ましい。
【００３１】
図２は本発明の第２の実施例を示す図であり、本実施例は、前記図９の回生回路構成に本発明を適用した場合を示しており、第１の実施例と同様、主コンデンサＣ０と固体スイッチＳＷ、磁気アシストＳＲ１からなる閉回路中に電流通流タイミング検知手段Ｉｓを設け、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への移行電流（固体スイッチＳＷを流れる電流）の通流開始タイミングを検出するようにしたものである。なお、図２におけるコントローラは図１３のコントローラ２と同等のものであり、モニタモジュール３から送信されるレーザ出力エネルギーの測定結果のデータを受信する。
【００３２】
図２の回路構成において、固体スイッチＳＷがｏｎとなり、磁気アシストＳＲ１のＶｔ積に対応した時間経過すると、図３のタイミングチャートに示すように、主コンデンサＣ０に充電された電荷がコンデンサＣ１に移行し始める（図３の時点（Ａ’））。固体スイッチＳＷは、例えば、主コンデンサＣ０に充電された電荷がコンデンサＣ１に移行し終わった時点（図３の時点（Ｂ））でｏｆｆとなる。 そして、電圧パルスは前記したように、磁気パルス圧縮回路によりパルス圧縮されながら移行して、ピーキングコンデンサＣｐが充電される。このときのコンデンサＣ１、Ｃ２、ピーキングコンデンサＣｐの電圧波形を図３のＶ１，Ｖ２，Ｖｐに示す。
ピーキングコンデンサＣｐの充電途中で放電が開始され（同図の”放電開始”）、以下、先の述べたように反射エネルギーとして、逆方向に電流が移行する。すなわち、図３に示すように電圧パルスが磁気パルス圧縮回路を逆行することにより、パルス伸長されながら移行する。このときのコンデンサＣ２、Ｃ１、コンデンサＣ０の電圧波形を図３のＶ２ｋｂ，Ｖ１ｋｂ，Ｖ０ｋｂに示す。
また、上記図３の動作において、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１に電荷の移行させるため、少なくとも期間Ａは固体スイッチＳＷがｏｎ状態である必要がある。また、回生動作時には、回生回路を介して主コンデンサＣ０に電荷する必要があり、その間固体スイッチＳＷはｏｆｆでなければならないので、少なくとも図３の（Ｂ）時点と（Ｃ）時点の間に固体スイッチＳＷをオフ状態とする必要がある。
【００３３】
図２の電流通流タイミング検知手段Ｉｓは、第１の実施例と同様、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への電荷の移行が開始し、主コンデンサＣ０と固体スイッチＳＷ、磁気アシストＳＲ１からなる閉回路中に電流が流れると、出力を発生する。電流通流タイミング検知手段Ｉｓの出力は、コントローラ２に設けられたスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部内のタイマ２ｃに送信される。
タイマ２ｃは、この信号を受信後、図示しない所定の周波数のクロック信号のカウントを開始し、カウント値が所定値に達すると出力を発生する。
タイマ２ｃに設定される上記所定値は、カウントを開始後、図３の（Ｂ）時点以降に出力を発生するように設定される。
タイマ２ｃがカウントアップすると、スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信する。
【００３４】
なお、第１の実施例と同様、固体スイッチＳＷにｏｎ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｎする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号が図３における時点（Ｂ）より遅れて送信されるようにタイマ２ｃの所定値を設定することが望ましい。
また、固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｆｆする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号は、時点（Ｃ）より先だって送信されるようにタイマ２ｃの所定値を設定することが望ましい。
上記のように、本実施例では、電流通流タイミング検知手段Ｉｓを設け、電流パルスが立ち上がる時点（Ａ’）を計測しているので、第１の実施例と同様、磁気アシスト時間Ｔを求める必要がなく、そのための高速演算処理を行う演算装置は不要となる。また、単にタイマを用いるだけで、ｏｆｆ信号の送信タイミングを求めることができるので、コントローラも小型かつ安価になるという利点を有する。
【００３５】
図４は本発明の第３の実施例を示す図であり、本実施例は、前記図１０の回生回路構成に本発明を適用した場合を示しており、第１の実施例と同様、主コンデンサＣ０と固体スイッチＳＷ、磁気アシストＳＲ１からなる閉回路中に電流通流タイミング検知手段Ｉｓを設け、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への移行電流（固体スイッチＳＷを流れる電流）の通流開始タイミングを検出するようにしたものである。なお、図４におけるコントローラは図１３のコントローラ２と同等のものであり、モニタモジュール３から送信されるレーザ出力エネルギーの測定結果のデータを受信する。
図４の回路構成において、固体スイッチＳＷがｏｎとなり、磁気アシストＳＲ１のＶｔ積に対応した時間経過すると、図５のタイミングチャートに示すように、主コンデンサＣ０に充電された電荷がコンデンサＣ１に移行し始める（図５の時点（Ａ’））。
そして、電圧パルスは前記したように、磁気パルス圧縮回路によりパルス圧縮されながら移行して、ピーキングコンデンサＣｐが充電される。このときのコンデンサＣ１、Ｃ２、ピーキングコンデンサＣｐの電圧波形を図５のＶ１，Ｖ２，Ｖｐに示す。
【００３６】
ピーキングコンデンサＣｐの充電途中で放電が開始され（同図の”放電開始”）、以下、先の述べたように反射エネルギーとして、逆方向に電流が移行する。
すなわち、図５に示すように電圧パルスが磁気パルス圧縮回路を逆行することにより、パルス伸長されながら移行する。そして、上記反射エネルギーはコンデンサＣ０に逆電圧が発生するようコンデンサＣ０を充電する。なお、この間、固体スイッチＳＷはｏｎ状態に保持され、主コンデンサＣ０を逆充電が終了した時点で固体スイッチＳＷがｏｆｆとなる。
主コンデンサＣ０の逆充電が終了すると、主コンデンサＣ０に逆充電された電圧は、主コンデンサＣ０に並列にインダクタンスＬ１、ダイオードＤ３とからなる直列回路を介して図４の矢印方向に流れ、主コンデンサＣ０を順方向に充電する。このときのコンデンサＣ２、Ｃ１、コンデンサＣ０の電圧波形を図５のＶ２ｋｂ，Ｖ１ｋｂ，Ｖ０ｋｂに示す。
図４の回路構成においては、反射エネルギーにより主コンデンサＣ０を逆方向に充電し、その後、インダクタンスＬ１、ダイオードＤ３とからなる直列回路を介して主コンデンサＣ０を順方向に充電しているので、固体スイッチＳＷは、主コンデンサＣ０の逆充電が終了するまでｏｎでなければならず、固体スイッチＳＷのｏｆｆのタイミングは、図５のタイミングチャートに示すように、主コンデンサＣ０の逆方向の充電が終了してから、主コンデンサＣ０が順方向に再充電するまでの期間（期間Ｄ）である。なお、その間は磁気アシストＳＲ１が飽和しないので、固体スイッチＳＷの方向へは流れない。
【００３７】
図４の電流通流タイミング検知手段Ｉｓは、第１，２の実施例と同様、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への電荷の移行が開始し、主コンデンサＣ０と固体スイッチＳＷ、磁気アシストＳＲ１からなる閉回路中に電流が流れると、出力を発生する。電流通流タイミング検知手段Ｉｓの出力は、コントローラ２に設けられたスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部内のタイマ２ｃに送信される。
タイマ２ｃは、この信号を受信後、図示しない所定の周波数のクロック信号のカウントを開始し、カウント値が所定値に達すると出力を発生する。
タイマ２ｃに設定される上記所定値は、磁気スイッチＳＲ２，ＳＲ３の飽和時間が磁気アシストＳＲ１のアシスト時間に比べて十分短いため、カウントを開始後、図５のＤの期間に出力を発生するように設定される。
タイマ２ｃがカウントアップすると、スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信する。
上記のように、本実施例では、電流通流タイミング検知手段Ｉｓを設け、電流パルスが立ち上がる時点（Ａ’）を計測しているので、第１，２の実施例と同様、磁気アシスト時間Ｔを求める必要がなく、そのための高速演算処理を行う演算装置は不要となる。また、単にタイマを用いるだけで、ｏｆｆ信号の送信タイミングを求めることができるので、コントローラも小型かつ安価になるという利点を有する。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明においては、以下の効果を得ることができる。
電流通流タイミング検知手段Ｉｓを設け、スイッチ手段を流れる電流の通流開始タイミングを計測しているので、磁気アシスト時間Ｔを求める必要がなく、そのための高速演算処理を行う演算装置は不要となる。特に、タイマを用いるだけで、ｏｆｆ信号の送信タイミングを求めることができる。
したがって、コントローラを簡単化することができ、また、高速化に容易に対応することができる。さらに安価に構成することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例の高電圧パルス発生装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の第２の実施例の高電圧パルス発生装置の構成を示す図である。
【図３】図２に示す回生回路の動作を説明するタイムチャートである。
【図４】本発明の第３の実施例の高電圧パルス発生装置の構成を示す図である。
【図５】図４に示す回生回路の動作を説明するタイムチャートである。
【図６】高電圧パルス発生装置の構成例を示す図である。
【図７】図６において、コンデンサＣ２にかかる電圧、ピーキングコンデンサＣｐにかかる電圧の波形を示す図である。
【図８】逆電圧により発生した電荷を抵抗にて処理する回路を有するガスレーザ装置の放電回路の構成例を示す図である。
【図９】エネルギー回生用の回生回路構成を有するガスレーザ装置の高電圧発生装置のの構成例（１）を示す図である。
【図１０】エネルギー回生用の回生回路構成を有するガスレーザ装置の高電圧発生装置のの構成例（２）を示す図である。
【図１１】エネルギー回生用の回生回路構成を有するガスレーザ装置の高電圧発生装置のの構成例（３）を示す図である。
【図１２】図１１に示す回生回路の動作を説明するタイムチャートである。
【図１３】露光用ガスレーザ装置の制御系の構成例を示す図である。
【図１４】高電圧パルス発生装置の固体スイッチの制御を行うための制御装置の構成例（１）を示す図である。
【図１５】高電圧パルス発生装置の固体スイッチの制御を行うための制御装置の構成例（２）を示す図である。
【符号の説明】
ＳＲ１ 磁気アシスト
ＳＲ２、ＳＲ３磁気スイッチ
ＳＲ４ 磁気スイッチ
ＳＷ 固体スイッチ
Ｃ０ 主コンデンサ
Ｔｒ１ 昇圧トランス
Ｔｒ２ 回生トランス
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｃｐ ピーキングコンデンサ
Ｅ 主放電電極
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｖｓ 電圧検出器
Ｉｓ 電流通流タイミング検知手段
１ 露光用ガスレーザ装置
１ａ 放電回路
２ コントローラ
２ａ 充電電圧値演算部
２ｂ スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部
２ｃ タイマ
３ モニタモジュール
４ ビームスプリッタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、露光用ガスレーザ装置等に使用される高電圧発生装置において、インピーダンス不整合によって生ずる反射エネルギーを、次のパルス発生のためのエネルギーとして利用するための回生回路を有するパルスレーザ用の高電圧パルス発生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
半導体集積回路の微細化、高集積化につれて、その製造用の投影露光装置においては解像力の向上が要請されている。このため、露光用光源から放出される露光光の短波長化が進められており、半導体露光用光源として、従来の水銀ランプから波長２４８ｎｍのＫｒＦエキシマレーザ装置が用いられている。さらに、次世代の半導体露光用光源として、波長１９３ｎｍのＡｒＦエキシマレーザ装置及び波長１５７ｎｍのフッ素（Ｆ2 ）レーザ装置等の紫外線を放出するガスレーザ装置が有力である。
ＫｒＦエキシマレーザ装置においては、フッ素（Ｆ2 ）ガス、クリプトン（Ｋｒ）ガス及びバッファーガスとしてのネオン（Ｎｅ）等の希ガスからなる混合ガス、ＡｒＦエキシマレーザ装置においては、フッ素（Ｆ2 ）ガス、アルゴン（Ａｒ）ガス及びバッファーガスとしてのネオン（Ｎｅ）等の希ガスからなる混合ガス、フッ素（Ｆ2 ）レーザ装置においては、フッ素（Ｆ2 ）ガス及びバッファーガスとしてヘリウム（Ｈｅ）等の希ガスからなる混合ガスであるレーザガスが数百ｋＰａで封入されたレーザチェンバの内部で放電を発生させることにより、レーザ媒質であるレーザガスが励起される。
【０００３】
レーザチェンバ内部には、レーザガスを励起するための一対の主放電電極が、レーザ発振方向に垂直な方向に所定の距離だけ離間して対向配置されている。
この一対の主放電電極には高電圧パルスが印加され、主放電電極間にかかる電圧がある値（ブレークダウン電圧）に到達すると、主放電電極間のレーザガスが絶縁破壊されて主放電が開始し、この主放電によりレーザ媒質が励起される。
よって、このような露光用ガスレーザ装置は主放電の繰返しによるパルス発振を行い、放出するレーザ光はパルス光となる。現状、露光に用いられているレーザ装置のレーザパルスの繰返し周波数は２ｋＨｚ程度であるが、近年、スループットの増大、露光量のバラツキの減少のため、繰返し周波数４ｋＨｚ以上が要請されている。
【０００４】
上記した露光用ガスレーザ装置において、上記したようにレーザチェンバ内で放電を発生させレーザガスを励起させるための高電圧パルス発生装置（以下では放電回路ということもある）の例を図６に示す。
図６の放電回路は、可飽和リアクトルからなる３個の磁気スイッチＳＲ１、ＳＲ２、ＳＲ３を用いた２段の磁気パルス圧縮回路からなる。磁気スイッチＳＲ１はＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子である固体スイッチＳＷでのスイッチングロスの低減用の磁気スイッチであり、通常、磁気アシストとも呼ばれる（以下では磁気アシストという）。
第１の磁気スイッチＳＲ２と第２の磁気スイッチＳＲ３により２段の磁気パルス圧縮回路を構成している。
図６に従って回路の構成と動作を以下に説明する。
まず、高電圧電源ＨＶの電圧が所定の値Ｖinに調整され、主コンデンサＣ０が充電される。このとき、固体スイッチＳＷはｏｆｆになっている。主コンデンサＣ０の充電が完了し、固体スイッチＳＷがｏｎとなったとき、固体スイッチＳＷ両端にかかる電圧は主に磁気アシストＳＲ１の両端にかかる。
磁気アシストＳＲ１の両端にかかる主コンデンサＣ０の充電電圧Ｖ０の時間積分値が磁気アシストＳＲ１の特性で決まる限界値に達すると、磁気アシストＳＲ１が飽和して磁気スイッチが入り、主コンデンサＣ０、磁気アシストＳＲ１、インダクタンスＬＬ、昇圧トランスＴｒ１の１次側、固体スイッチＳＷのループに電流が流れる。同時に、昇圧トランスＴｒ１の２次側、コンデンサＣ１のループに電流が流れ、主コンデンサＣ０に蓄えられた電荷が移行してコンデンサＣ１に充電される。
なお、ここでは、回路ループのインダクタンスと主コンデンサＣ０の寄生インダクタンスを合成したものをインダクタンスＬＬとして表している。
【０００５】
この後、コンデンサＣ１における電圧Ｖ１の時間積分値が磁気スイッチＳＲ２の特性で決まる限界値に達すると、磁気スイッチＳＲ２が飽和して磁気スイッチが入り、コンデンサＣ１、コンデンサＣ２、磁気スイッチＳＲ３のループに電流が流れ、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷が移行してコンデンサＣ２に充電される。
さらにこの後、コンデンサＣ２における電圧Ｖ２の時間積分値が磁気スイッチＳＲ３の特性で決まる限界値に達すると、磁気スイッチＳＲ３が飽和して磁気スイッチが入り、コンデンサＣ２、ピーキングコンデンサＣｐ、磁気スイッチＳＲ３のループに電流が流れ、コンデンサＣ２に蓄えられた電荷が移行してピーキングコンデンサＣｐが充電される。
【０００６】
予備電離のためのコロナ放電は、第１電極１１が挿入されている誘電体チューブ１２と第２電極１３とが接触している個所を基点として誘電体チューブ１２の外周面に発生するが、ピーキングコンデンサＣｐの充電が進むにつれてその電圧Ｖｐが上昇し、Ｖｐが所定の電圧になるとコロナ予備電離部の誘電体チューブ１２表面にコロナ放電が発生する。このコロナ放電によって誘電体チューブ１２の表面に紫外線６が発生し、主放電電極Ｅ、Ｅ間のレーザ媒質であるレーザガス２が予備電離される。
ピーキングコンデンサＣｐの充電がさらに進むにつれて、ピーキングコンデンサＣｐの電圧Ｖｐが上昇し、この電圧Ｖｐがある値（ブレークダウン電圧）Ｖｂに達すると、主放電電極Ｅ、Ｅ間のレーザガスが絶縁破壊されて主放電が開始し、この主放電によりレーザ媒質が励起され、レーザ光が発生する。
このような放電動作が固体スイッチＳＷのスイッチング動作、高電圧電源動作によって繰り返し行なわれることにより、所定の繰り返し周波数でのパルスレーザ発振が行われる。
ここで、磁気スイッチＳＲ２、ＳＲ３及びコンデンサＣ１、Ｃ２で構成される各段の容量移行型回路のインダクタンスを後段に行くにつれて小さくなるように設定することにより、各段を流れる電流パルスのパルス幅が順次狭くなるようなパルス圧縮動作が行われ、主放電電極Ｅ、Ｅ間に短パルスの強い放電が実現される。
【０００７】
上記放電回路は、以下の問題点を有している。
図７に図６に放電回路におけるコンデンサＣ２にかかる電圧Ｖ２、ピーキングコンデンサＣｐにかかる電圧Ｖｐの電圧波形を示す。
一般に放電励起式のガスレーザ装置の場合、主放電電極Ｅ，Ｅ間の放電インピーダンスとピーキングコンデンサＣｐとの間には、放電インピーダンスが小さいため、インピーダンス不整合が発生し、反射エネルギーが磁気パルス圧縮回路を逆方向へ進行し、また順方向へ進行する振動が発生する。
すなわち、図６の放電回路において放電後、インピーダンス不整合により図７に示すように電圧の振動が発生して、ピーキングコンデンサＣｐの電圧Ｖｐが反転して逆電圧が発生し、Ｃｐ→ＳＲ３→Ｃ２のループに電流が流れ、コンデンサＣ２に逆電圧が発生する。
そして、同様にＣ２→ＳＲ２→Ｃ１のループに電流が流れ、コンデンサＣ１に逆電圧が発生する。コンデンサＣ１に発生した逆電圧は昇圧トランスＴｒ１を経由し、主コンデンサＣ０を逆方向に充電する。逆方向に充電された主コンデンサＣ０は昇圧トランスＴｒ１を経由してコンデンサＣ１を逆方向に充電する。その後、コンデンサＣ１→コンデンサＣ２、コンデンサＣ２→ピーキングコンデンサＣｐという順方向に電流が流れる。以上のように、電流が電源装置内の磁気パルス圧縮回路内にて振動する。
【０００８】
また、図７に示すように、ピーキングコンデンサＣｐの前段のコンデンサ（図６の場合、Ｃ２）からピーキングコンデンサＣｐへの充電途中に主放電電極Ｅ，Ｅ間の放電が開始することが多いので、ピーキングコンデンサＣｐの前段のコンデンサ（図６の場合、Ｃ２）に残留した電荷が主放電電極Ｅ，Ｅ間を流れ、ピーキングコンデンサＣｐの前段のコンデンサ（図６の場合、Ｃ２）に逆電圧が発生する。
このとき発生した電荷が反射エネルギーとして、上記したインピーダンス不整合時のときと同様、磁気パルス圧縮回路を逆方向へ進行し、また順方向へ進行する振動が発生する。
上記振動により、主放電発生後、短時間内に主放電電極Ｅ，Ｅ間に電圧が印加され、主放電に悪影響を及ぼす問題があった。
【０００９】
上記したような反射エネルギーの磁気パルス圧縮回路を介した振動の問題を回避するために、様々な回路構成が提案されている。
図８は、逆電圧により発生した電荷を抵抗にて処理する回路を有するガスレーザ装置の放電回路の構成例である。
図８においては、図６の回路構成のコンデンサＣ１と並列にダイオードＤ１と抵抗Ｒとからなる直列回路を接続したものである。図６に示した矢印の向きは、コンデンサＣ１に逆電圧が発生したときの電流の流れる方向を示す。このように、図８に示す回路においては、逆電圧が発生したとき流れる電流を抵抗Ｒにて消費してしまうことで、主放電後短時間内に主放電電極Ｅ，Ｅ間に電圧が印加されることを防止する。
一方、主放電電極間Ｅ，Ｅで放電を発生させるため固体スイッチＳＷを閉じて主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１へ電荷を移行する際は、電流は矢印の向きと反対、すなわち、ダイオードＤ１の逆方向に流れる。よって、電流はダイオードＤ１と抵抗Ｒとからなる直列回路へは流れず、抵抗Ｒにより消費されることはない。
しかしながら、逆電圧により生じた電流を抵抗にて処理するので、抵抗における発熱が発生し、レーザ装置からの発熱量が増大することになる。よって、大掛かりな冷却構造が必要となり、装置が大型化してしまうという問題点があった。また、逆電圧により生じた電流を熱として消費するので、レーザ全体の消費電流が大きくなるという問題があった。
【００１０】
上記した問題点を回避するために、図８の回路構成のように逆電圧が発生したとき流れる電流を抵抗にて消費するのではなく、次のパルス発生のためのエネルギーとして回生する回路がいくつか提案されている。
図９、図１０にエネルギー回生用の回生回路構成を有するガスレーザ装置の放電回路の構成例を示す。
図９の回路構成においては、昇圧トランスＴＲ１の一次側に中間タップを設け、中間タップにはインダクタンスＬＬ、磁気アシストＳＲ１、主コンデンサＣ０の直列回路を配置し、一次巻線の一端に固体スイッチＳＷを、他端にダイオードＤ２を設ける。
図９の回路構成において、固体スイッチＳＷは、例えば、主コンデンサＣ０に充電された電荷がコンデンサＣ１に移行し終わった時点で開かれる。放電後、パルス幅を伸長しながら移行してくる反射エネルギーはコンデンサＣ１に逆電圧が発生するようコンデンサＣ１に充電される。固体スイッチＳＷがｏｆｆ状態であるので、コンデンサＣ１に逆電圧が発生したときの電流は、昇圧トランスＴＲ１を介して図９の矢印方向に流れ、主コンデンサＣ０を順方向に充電するよう逆移行する。このようにして、反射エネルギーは主コンデンサＣ０に回生される。
なお、主放電電極間Ｅ，Ｅで放電を発生させるため固体スイッチＳＷをｏｎして主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１へ電荷を移行する際は、ダイオードＤ２の逆方向側へ電圧がかかるので、電流はダイオードＤ２を流れることなく、昇圧トランスＴＲ１を介して、コンデンサＣ１へ移行する。
【００１１】
また、図１０の回路構成においては、主コンデンサＣ０に並列にインダクタンスＬ１、ダイオードＤ３とからなる直列回路が並列に接続されている。
図１０の回路構成において、固体スイッチＳＷは、例えば、反射エネルギーが、主コンデンサＣ０の逆充電を終了した時点でＯＦＦとなる。
なお、固体スイッチＳＷのＯＦＦのタイミングは、上記時点から主コンデンサＣ０が順方向に再充電するまでの期間である。その間は磁気アシストＳＲ１が飽和しないので、固体スイッチＳＷの方向へは流れない。
放電後パルス幅を伸長しながら移行してくる反射エネルギーはコンデンサＣ０に逆電圧が発生するようコンデンサＣ０に充電される。固体スイッチＳＷがｏｆｆ状態、もしくは磁気アシストＳＲ１が飽和していないので、コンデンサＣ０に逆電圧が発生したときの電流は、インダクタンスＬ１、ダイオードＤ３とからなる直列回路を図１０の矢印方向に流れ、主コンデンサＣ０を順方向に充電する。このようにして反射エネルギーは主コンデンサＣ０に回生される。
【００１２】
図９、図１０に例示した回生回路を含む回路構成においては、図８に示したように電流を消費するものではなく、反射エネルギーを回生しているので、大掛かりな冷却構造も不要で装置が大型化することはない。また、反射エネルギーを熱として消費せず、再度有効利用しているので、レーザ全体の消費電流が小さくなる。
しかしながら、図９、図１０に例示した回生回路を含む回路構成においては、以下のような問題がある。
上記したように主コンデンサＣ０の電荷は昇圧トランスＴＲ１を介してコンデンサＣ１へ移行するが、そのときの昇圧トランスＴＲ１の巻数比は、主コンデンサＣ０の電荷が完全にコンデンサＣ１に移行するように設定されている。
一方、ピーキングコンデンサＣｐへの充電時間をできるだけ短くして、主放電電極Ｅ、Ｅへの印加電圧の立ち上がりを早くして放電開始電圧を大きくするために、磁気パルス圧縮回路へ入力される初期パルスの幅はできるだけ短いことが好ましい。すなわち、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への電荷の移行速度はできるだけ早いことが好ましい。ここで昇圧トランスＴＲ１の１次側、２次側の各々の巻数が多いほど上記移行速度は遅くなるので、両巻数とも最小となるように設定される。
【００１３】
このように設定された巻数比の場合、反射エネルギーとしてコンデンサＣ１から主コンデンサＣ０に電荷が移行する際にコンデンサＣ１の電荷が全て主コンデンサＣ０に移行せず、一部残留電荷がコンデンサＣ１に存在する。
すなわち、図１０の場合、順方向、逆方向両方の移行が１００％行われるように昇圧トランスＴＲ１の巻数比を規定することが困難であり、どうしてもコンデンサＣ１に残留電荷が存在することになる。
【００１４】
図９においては、パルス発生時と回生時では、使用される昇圧トランスＴＲ１の１次側巻線の巻数は異なるが、２次側が共通である。回生時に用いられる１次側巻線と２次側巻線の最適な巻数比において、必要最小限の巻数である２次側に対応した１次側の巻数は自然数とはならない場合が多い。そのため回生時の１次側、２次側巻数を自然数とするには、２次側の巻数が多くなることになる。そうすると、パルス発生時の主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への電荷の移行速度が遅くなってしまう。
【００１５】
上記問題を解決するため、図１１に示すように、回生用トランスを新たに設け、この回生用トランスを介して反転エネルギーの回生を行うことも考えられる。
図１１に示す高電圧パルス発生装置は、前記図６に示した回路において、回生トランスＴｒ２、ダイオードＤ４、可飽和リアクトルＳＲ４から構成される磁気スイッチＳＲ４からなる回生回路を追加したものである。
回生トランスＴｒ２の１次側はコンデンサＣ１と並列に接続され、回生トランスＴＲ２の２次側には、ダイオードＤ４と磁気スイッチＳＲ４が直列に接続され、この２次側とダイオードＤ４と磁気スイッチＳＲ４とからなる直列回路は、主コンデンサＣ０に直列に接続される。
【００１６】
図１１に示す回路は次のように動作する。
図１２に示すように、固体スイッチＳＷがｏｎされてから磁気アシストＳＲ１が飽和されるまでの時間（図２における磁気アシスト時間Ｔ）が経過した時点で、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１に電荷の移行が開始し電流も流れる（同図の一点鎖線の電流波形参照）。
そして、電圧パルスは前記したように、磁気パルス圧縮回路によりパルス圧縮されながら移行して、ピーキングコンデンサＣｐが充電される。このときのコンデンサＣ１、Ｃ２、ピーキングコンデンサＣｐの電圧波形を図１２のＶ１，Ｖ２，Ｖｐに示す。
ピーキングコンデンサＣｐの充電途中で放電が開始され（同図の”放電開始”）、以下、先の述べたように反射エネルギーとして、逆方向に電流が移行する。
すなわち、図１２に示すように電圧パルスが磁気パルス圧縮回路を逆行することにより、パルス伸長されながら移行する。このときのコンデンサＣ２、Ｃ１、コンデンサＣ０の電圧波形を図１２のＶ２ｋｂ，Ｖ１ｋｂ，Ｖ０ｋｂに示す（図１２の破線）。
なお、上記反射エネルギーによりコンデンサＣ１，Ｃ１に充電される電圧を以下では、キックバック電圧と言い、上記反射エネルギーが逆方向に移行する現象をキックバックという。
また、上記図１２の動作において、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１に電荷の移行させるため、少なくとも期間Ａは固体スイッチＳＷがｏｎ状態である必要がある。また、回生動作時には、回生回路を介して主コンデンサＣ０に電荷する必要があり、その間固体スイッチＳＷはｏｆｆでなければならないので、少なくとも期間Ｂの間に固体スイッチＳＷをオフ状態とする必要がある。
【００１７】
ここで、上記回生回路が無い場合、図１２に破線で示すように、主コンデンサＣ０は初期充電時（固体スイッチＳＷがｏｎ時）と逆極性となるように充電される〔図２のＶ０ｋｂ（回生回路無し）参照〕。
一方、図１１に示すように回生回路を設けた場合には、次のように動作する。
反射エネルギーによりコンデンサＣ１が逆方向に充電されたとき、固体スイッチＳＷはｏｆｆ状態であり、コンデンサＣ１に充電された電圧（キックバック電圧）は、回生トランスＴｒ２の２次側に発生し、この電圧は回生トランスＴｒ２の２次側に設けられたダイオードＤ４、磁気スイッチＳＲ４、主コンデンサＣ０の直列回路に印加される。
このため、図１２に示すように、主コンデンサＣ０は初期充電時（固体スイッチＳＷがｏｎ時）と同極性となるように充電される。すなわち、反射エネルギーが主コンデンサＣ０に回生される〔図１２のＶ０ｋｂ（回生回路有り）参照〕。
図１１の回路においては、上述したように、反射エネルギーの回生のための回生トランスＴｒ２を昇圧トランスＴｒ１とは別途設けたので、回生時の回路動作に昇圧トランスＴｒ１は介在しない。したがって、回生トランスの巻数を１次側、２次側とも大きく取ることができ、また、巻数比を自由に設定することができるので、一部残留電荷がコンデンサＣ１に存在しないように、巻数比を精密に規定することが可能となる。
また、当然ながら昇圧トランスＴＲ１の巻数比および巻数を変更しなくともよいので、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への電荷の移行速度はできるだけ早くなるように、昇圧トランスＴＲ１の巻数比および巻数を設定することが可能となる。このため、コンデンサＣ１の残留電圧を減少させることができる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述の図９、図１０、図１１に示す回生回路に上記回生動作を行わせるためには、固体スイッチＳＷのｏｎ／ｏｆｆタイミングが適切に設定される必要がある。
例えば、図１１の回路においては、図１２の時点（Ｃ）までには固体スイッチＳＷはｏｆｆ状態になっていなければならず、また、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１まで電荷が移行する間は固体スイッチＳＷはｏｎ状態でなければならない。すなわち、図１２において、固体スイッチＳＷがｏｎした時点（時点（Ａ））から時点（Ｂ）までは固体スイッチＳＷはｏｎ状態でなければならない。
上記をまとめると、図１２における期間Ａの間は固体スイッチＳＷはｏｎ状態であって、期間Ｂのいずれかの時点でｏｆｆ状態とならなければならない。
【００１９】
ここで、露光用光源として用いられるガスレーザ装置においては、レーザ出力エネルギーが一定であることが要請され、出力エネルギー一定化制御が行われる。
上記のような制御を行う放電回路１ａを含む露光用ガスレーザ装置１は、例えば図１３に示すようにコントローラ２、モニタモジュール３、ビームスプリッタ４を有する。
露光用ガスレーザ装置１から放出されたレーザ光の一部はビームスプリッタ４により取り出され、レーザ出力エネルギーを測定するモニタモジュール３に導光される。モニタモジュール３はレーザ出力エネルギーを測定し、測定結果をコントローラ２に送信する。コントローラ２はレーザ出力エネルギーが一定となるように、図１３に示す放電回路（高電圧パルス発生装置）の高電圧電源ＨＶの電圧を調整する。すなわち、各レーザパルス毎に高電圧電源ＨＶの電圧、すなわち、主コンデンサＣ０の電圧Ｖ０は変動し、これによりレーザ出力エネルギーが一定となる。
【００２０】
前記磁気アシストＳＲ１の磁気アシスト時間は、可飽和リアクトルである磁気スイッチのＶＴ積が一定であるので、上記のようにＶ０が変動すると、ＶＴ積が一定となるように磁気アシスト時間Ｔも変動する。このため、図１２における期間Ａの長さも変動することになる。
上記したように固体スイッチＳＷのｏｎ−ｏｆｆ制御は、期間Ａ、Ｂに対応して行う必要があるが、このとき上記した磁気アシスト時間Ｔの変動に起因する期間Ａの変動を考慮する必要がある。また、期間ＢもＡと同じように電圧の関数となっているので考慮する必要がある。
【００２１】
次に、上記期間Ａ、期間Ｂを制御することができる制御装置に構成について説明する。
図１４に固体スイッチＳＷのｏｎ−ｏｆｆ制御を行うための制御装置の構成例を示す。図１４におけるコントローラは図１３のコントローラ２と同等のものであり、モニタモジュール３から送信されるレーザ出力エネルギーの測定結果のデータを受信する。
コントローラ２は受信したレーザ出力エネルギーデータに基づき、充電電圧値演算部２ａにより次回の放電のための主コンデンサＣ０への充電電圧を演算して決定する。
そして、主コンデンサＣ０への充電電圧が、この決定した電圧値となるように高電圧電源ＨＶに充電電圧値調整指令を送信して、高電圧電源ＨＶを制御する。
同時にコントローラ２は充電電圧値演算部２ａにおいて決定した主コンデンサＣ０の充電電圧値データをスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂに送る。
スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、受信した充電電圧値データ及び予めスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂに記憶されている磁気アシストＳＲ１のＶＴ積に基づき磁気アシスト時間Ｔを算出して、期間Ａの長さを求める。
すなわち、図１１における電流パルス幅Ｔｉは回路定数の値からほぼ一定に定まり、予めスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂに記憶されている。スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、上記算出した磁気アシスト時間Ｔと予め記憶されている電流パルス幅Ｔｉの和より期間Ａの長さを求める。
また、期間Ｂは、上記充電電圧値データと磁気パルス圧縮回路の回路定数により定まる。そこで、例えば、予め上記電圧値と期間Ｂの関係を求めおき、記憶回路等に記憶しておく。そして、該記憶装置から上記充電電圧値データに対応した期間Ｂを読み出す。
【００２２】
ｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、設定された繰返し周波数に基づいて、固体スイッチＳＷのｏｎ−ｏｆｆの周波数を制御するが、上記のように求めた期間Ａ及びＢに基づき、固体スイッチＳＷにｏｎ信号を送信した時点（図１２における時点（Ａ））を起点として、期間Ａ経過後、期間Ｂ終了以前（図１２における時点（Ｂ）から時点（Ｃ）の間）に固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信する。
なお、固体スイッチＳＷにｏｎ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｎする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号を図１２における時点（Ｂ）より遅れて送信することが望ましい。また、固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｆｆする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号は、時点（Ｃ）より先だって送信することが望ましい。
【００２３】
図１５に固体スイッチＳＷのｏｎ−ｏｆｆ制御を行うための制御装置の第２の構成例を示す。
図１５に示す制御装置の構成例は図１４に示す第１の構成例の変形例であり、相違点は、第１の構成例においてはコントローラ２の充電電圧値演算部１ａからの主コンデンサＣ０の充電電圧値データを用いて磁気アシスト時間Ｔを計算していたのに対し、第２の構成例においては、直接主コンデンサＣ０の電圧値を電圧検出器Ｖｓで検出して、この検出データを用いて磁気アシスト時間Ｔを計算する。
すなわち、電圧検出器Ｖｓは、計測した主コンデンサＣ０の充電電圧値データをスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂに送信する。スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、前記したように、受信した充電電圧値データ及び予めスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂに記憶されている磁気アシストＳＲ１のＶＴ積に基づき期間Ａの長さを求めるとともに、前記したように期間Ｂを求める。
【００２４】
ｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、繰返し周波数に基づいて、固体スイッチＳＷのｏｎ−ｏｆｆの周波数を制御するが、上記のように算出した期間Ａと期間Ｂとに基づき、固体スイッチＳＷにｏｎ信号を送信した時点（図１２における時点（Ａ））を起点として、期間Ａ経過後、期間Ｂ終了以前（図１２における時点（Ｂ）から時点（Ｃ）の間）に固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信する。
なお、第１の構成例のときと同様、固体スイッチＳＷにｏｎ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｎする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号は図１２における時点（Ｂ）より遅れて送信することが望ましい。また、固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｆｆする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号は、時点（Ｃ）より先だって送信することが望ましい。
以上のような構成、制御により回生動作が行われる間、固体スイッチＳＷを確実にｏｆｆとすることができる。
【００２５】
上記した図１４に示す構成例では、充電電圧値データ及び予めスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂに記憶されている磁気アシストＳＲ１のＶＴ積に基づき磁気アシスト時間Ｔを算出して、この磁気アシスト時間Ｔと記憶しておいた電流パルス幅Ｔｉとを用いて、期間Ａを演算により求めて、ｏｆｆ信号の送信タイミングを求めている。
このため、スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂには複雑な演算手段や記憶手段が必要となり、結果としてコントローラは大型化・複雑化していた。
一方、近年、繰り返し周波数の高繰返し化（４ｋＨｚ以上）に伴い、パルス間隔が非常に短くなってきている。このため、図１４に示す構成例では、スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、固体スイッチＳＷのｏｎ−ｏｆｆタイミングを制御するための演算、指令等を非常に短いパルス間隔で行わなければないない。
すなわち、高速演算が求められ、スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ａは複雑、かつ高価なものになった。
【００２６】
また、図１５に示す構成例においても、スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、図１４の場合と同様の理由により複雑、かつ高価となる。
特に、図１５に示す構成例におけるタイミング検出は、図１４のように充電電圧演算部２ａが高電圧電源ＨＶに充電電圧値データに基づく充電指令を送出し、高電圧電源ＨＶにより充電された主コンデンサＣ０の電圧値を検出したあと、スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂにより演算等を行う。このため、スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂにより演算等を行うための所要時間は、図１４の場合と比べさらに短くなるので、図１５におけるスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、図１４の場合のそれと比較すると、より複雑、かつ高価となる。
また、電圧検出器としては、電圧プローブや分圧抵抗器等が使用されるが、これらの測定特性には、個体差が存在する。そのため、このような個体差を調整する初期調整が必要となる。
さらに、図１４、図１５の構成例においては、前記したように固体スイッチＳＷスイッチのターンオン時間（図１２の時点Ａ’）のドリフト、ジッタを見込む必要があるので、期間Ｂは短くなり、固体スイッチＳＷのｏｆｆ信号の制御が難しくなる。
本発明は上記従来技術の問題点を解決するためになされたものであって、本発明の目的は、コントローラを従来に比して簡単化することができ、また、高速化にも充分対応することができ、さらにコストの低減化を図ることができるパルスレーザ用高電圧パルス発生装置を提供することである。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
本発明においては、以下のようにして上記課題を解決する。
（１）充電器により高電圧に充電される主コンデンサと、この主コンデンサと、可飽和リアクトルからなる磁気アシストと、スイッチ手段とが１次側に直列に接続され、２次側に磁気パルス圧縮回路が接続された昇圧トランスを備え、負荷側からの反射エネルギーを上記主コンデンサに回生する回生回路を備えた高電圧パルス発生装置において、上記スイッチ手段を流れる電流の通流開始タイミングを検出する電流通流タイミング検知手段を設け、この電流通流タイミング検知手段の出力に基づき、上記スイッチ手段をオフにするタイミングを定める。
（２）上記（１）において、電流通流タイミング検知手段からの信号により、タイマ手段を駆動し、タイマがカウントアップした際に得たタイミングにより、上記スイッチ手段をオフ状態にする。
本発明においては、上記のように電流通流タイミング検知手段を設け、この出力に基づき、上記スイッチ手段をオフにするタイミングを定めるようにしたので、磁気アシスト時間Ｔを求める必要がなく、そのための高速演算処理を行う演算装置は不要となる。このため、コントローラを従来に比して簡単化することができ、また、高速化にも充分対応することができ、さらにコストの低減化を図ることができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１の実施例の高電圧パルス発生装置の構成を示す図である。本実施例は前記図１１に示した回生回路を有する高電圧パルス発生装置に本発明を適用した実施例を示しており、図１におけるコントローラは図１３のコントローラ２と同等のものであり、モニタモジュール３から送信されるレーザ出力エネルギーの測定結果のデータを受信する。
本実施例は、前記図１４、図１５に示した構成例のように、磁気アシスト時間Ｔの演算等を行って固体スイッチＳＷのｏｆｆ信号を送信するタイミングを見いだしてｏｆｆ信号を送信するのではなく、主コンデンサＣ０と固体スイッチＳＷ、磁気アシストＳＲ１からなる閉回路中に電流通流タイミング検知手段Ｉｓを設け、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への移行電流（固体スイッチＳＷを流れる電流）の通流開始タイミングを検出し、その検出結果を用いて固体スイッチＳＷのｏｆｆ信号を送出するタイミングを見いだして、ｏｆｆ信号を送出するようにしたものである。
【００２９】
すなわち、固体スイッチＳＷがｏｎとなった後、磁気アシスト時間Ｔが経過し、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への電荷の移行が開始し、主コンデンサＣ０と固体スイッチＳＷ、磁気アシストＳＲ１からなる閉回路中に電流が流れると、電流通流タイミング検知手段Ｉｓは、この電流を検知し出力を発生する。電流通流タイミング検知手段Ｉｓの出力は、コントローラ２に設けられたスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部内のタイマ２ｃに送信される。
タイマ２ｃは、この信号を受信後、図示しない所定の周波数のクロック信号のカウントを開始する。そして、このカウント値が所定値に達すると出力を発生する。
タイマ２ｃに設定される上記所定値は、カウントを開始後、電流パルス幅Ｔｉに相当した時間経過した後に、出力を発生するように設定される。ここで、先に述べた通り、電流パルス幅Ｔｉは、回路定数の値からほぼ一定となるので、上記所定値は、一定の値でよい。
タイマ２ｃがカウントアップすると（図１２における時点（Ｂ）以降）、スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信する。
【００３０】
上記のように、本実施例では、電流通流タイミング検知手段Ｉｓを設け、電流パルスが立ち上がる時点（Ａ’）を計測しているので、前記図１４、図１５に示した構成例のように、磁気アシスト時間Ｔを求める必要がなく、そのための高速演算処理を行う演算装置は不要となる。また、単にタイマを用いるだけで、ｏｆｆ信号の送信タイミングを求めることができるので、コントローラも小型かつ安価になるという利点を有する。
なお、第１、２の構成例のときと同様、固体スイッチＳＷにｏｎ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｎする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号が図１２における時点（Ｂ）より遅れて送信されるようにタイマ２ｃの所定値を設定することが望ましい。
また、固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｆｆする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号は、時点（Ｃ）より先だって送信されるようにタイマ２ｃの所定値を設定することが望ましい。
【００３１】
図２は本発明の第２の実施例を示す図であり、本実施例は、前記図９の回生回路構成に本発明を適用した場合を示しており、第１の実施例と同様、主コンデンサＣ０と固体スイッチＳＷ、磁気アシストＳＲ１からなる閉回路中に電流通流タイミング検知手段Ｉｓを設け、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への移行電流（固体スイッチＳＷを流れる電流）の通流開始タイミングを検出するようにしたものである。なお、図２におけるコントローラは図１３のコントローラ２と同等のものであり、モニタモジュール３から送信されるレーザ出力エネルギーの測定結果のデータを受信する。
【００３２】
図２の回路構成において、固体スイッチＳＷがｏｎとなり、磁気アシストＳＲ１のＶｔ積に対応した時間経過すると、図３のタイミングチャートに示すように、主コンデンサＣ０に充電された電荷がコンデンサＣ１に移行し始める（図３の時点（Ａ’））。固体スイッチＳＷは、例えば、主コンデンサＣ０に充電された電荷がコンデンサＣ１に移行し終わった時点（図３の時点（Ｂ））でｏｆｆとなる。 そして、電圧パルスは前記したように、磁気パルス圧縮回路によりパルス圧縮されながら移行して、ピーキングコンデンサＣｐが充電される。このときのコンデンサＣ１、Ｃ２、ピーキングコンデンサＣｐの電圧波形を図３のＶ１，Ｖ２，Ｖｐに示す。
ピーキングコンデンサＣｐの充電途中で放電が開始され（同図の”放電開始”）、以下、先の述べたように反射エネルギーとして、逆方向に電流が移行する。すなわち、図３に示すように電圧パルスが磁気パルス圧縮回路を逆行することにより、パルス伸長されながら移行する。このときのコンデンサＣ２、Ｃ１、コンデンサＣ０の電圧波形を図３のＶ２ｋｂ，Ｖ１ｋｂ，Ｖ０ｋｂに示す。
また、上記図３の動作において、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１に電荷の移行させるため、少なくとも期間Ａは固体スイッチＳＷがｏｎ状態である必要がある。また、回生動作時には、回生回路を介して主コンデンサＣ０に電荷する必要があり、その間固体スイッチＳＷはｏｆｆでなければならないので、少なくとも図３の（Ｂ）時点と（Ｃ）時点の間に固体スイッチＳＷをオフ状態とする必要がある。
【００３３】
図２の電流通流タイミング検知手段Ｉｓは、第１の実施例と同様、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への電荷の移行が開始し、主コンデンサＣ０と固体スイッチＳＷ、磁気アシストＳＲ１からなる閉回路中に電流が流れると、出力を発生する。電流通流タイミング検知手段Ｉｓの出力は、コントローラ２に設けられたスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部内のタイマ２ｃに送信される。
タイマ２ｃは、この信号を受信後、図示しない所定の周波数のクロック信号のカウントを開始し、カウント値が所定値に達すると出力を発生する。
タイマ２ｃに設定される上記所定値は、カウントを開始後、図３の（Ｂ）時点以降に出力を発生するように設定される。
タイマ２ｃがカウントアップすると、スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信する。
【００３４】
なお、第１の実施例と同様、固体スイッチＳＷにｏｎ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｎする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号が図３における時点（Ｂ）より遅れて送信されるようにタイマ２ｃの所定値を設定することが望ましい。
また、固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｆｆする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号は、時点（Ｃ）より先だって送信されるようにタイマ２ｃの所定値を設定することが望ましい。
上記のように、本実施例では、電流通流タイミング検知手段Ｉｓを設け、電流パルスが立ち上がる時点（Ａ’）を計測しているので、第１の実施例と同様、磁気アシスト時間Ｔを求める必要がなく、そのための高速演算処理を行う演算装置は不要となる。また、単にタイマを用いるだけで、ｏｆｆ信号の送信タイミングを求めることができるので、コントローラも小型かつ安価になるという利点を有する。
【００３５】
図４は本発明の第３の実施例を示す図であり、本実施例は、前記図１０の回生回路構成に本発明を適用した場合を示しており、第１の実施例と同様、主コンデンサＣ０と固体スイッチＳＷ、磁気アシストＳＲ１からなる閉回路中に電流通流タイミング検知手段Ｉｓを設け、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への移行電流（固体スイッチＳＷを流れる電流）の通流開始タイミングを検出するようにしたものである。なお、図４におけるコントローラは図１３のコントローラ２と同等のものであり、モニタモジュール３から送信されるレーザ出力エネルギーの測定結果のデータを受信する。
図４の回路構成において、固体スイッチＳＷがｏｎとなり、磁気アシストＳＲ１のＶｔ積に対応した時間経過すると、図５のタイミングチャートに示すように、主コンデンサＣ０に充電された電荷がコンデンサＣ１に移行し始める（図５の時点（Ａ’））。
そして、電圧パルスは前記したように、磁気パルス圧縮回路によりパルス圧縮されながら移行して、ピーキングコンデンサＣｐが充電される。このときのコンデンサＣ１、Ｃ２、ピーキングコンデンサＣｐの電圧波形を図５のＶ１，Ｖ２，Ｖｐに示す。
【００３６】
ピーキングコンデンサＣｐの充電途中で放電が開始され（同図の”放電開始”）、以下、先の述べたように反射エネルギーとして、逆方向に電流が移行する。
すなわち、図５に示すように電圧パルスが磁気パルス圧縮回路を逆行することにより、パルス伸長されながら移行する。そして、上記反射エネルギーはコンデンサＣ０に逆電圧が発生するようコンデンサＣ０を充電する。なお、この間、固体スイッチＳＷはｏｎ状態に保持され、主コンデンサＣ０を逆充電が終了した時点で固体スイッチＳＷがｏｆｆとなる。
主コンデンサＣ０の逆充電が終了すると、主コンデンサＣ０に逆充電された電圧は、主コンデンサＣ０に並列にインダクタンスＬ１、ダイオードＤ３とからなる直列回路を介して図４の矢印方向に流れ、主コンデンサＣ０を順方向に充電する。このときのコンデンサＣ２、Ｃ１、コンデンサＣ０の電圧波形を図５のＶ２ｋｂ，Ｖ１ｋｂ，Ｖ０ｋｂに示す。
図４の回路構成においては、反射エネルギーにより主コンデンサＣ０を逆方向に充電し、その後、インダクタンスＬ１、ダイオードＤ３とからなる直列回路を介して主コンデンサＣ０を順方向に充電しているので、固体スイッチＳＷは、主コンデンサＣ０の逆充電が終了するまでｏｎでなければならず、固体スイッチＳＷのｏｆｆのタイミングは、図５のタイミングチャートに示すように、主コンデンサＣ０の逆方向の充電が終了してから、主コンデンサＣ０が順方向に再充電するまでの期間（期間Ｄ）である。なお、その間は磁気アシストＳＲ１が飽和しないので、固体スイッチＳＷの方向へは流れない。
【００３７】
図４の電流通流タイミング検知手段Ｉｓは、第１，２の実施例と同様、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への電荷の移行が開始し、主コンデンサＣ０と固体スイッチＳＷ、磁気アシストＳＲ１からなる閉回路中に電流が流れると、出力を発生する。電流通流タイミング検知手段Ｉｓの出力は、コントローラ２に設けられたスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部内のタイマ２ｃに送信される。
タイマ２ｃは、この信号を受信後、図示しない所定の周波数のクロック信号のカウントを開始し、カウント値が所定値に達すると出力を発生する。
タイマ２ｃに設定される上記所定値は、磁気スイッチＳＲ２，ＳＲ３の飽和時間が磁気アシストＳＲ１のアシスト時間に比べて十分短いため、カウントを開始後、図５のＤの期間に出力を発生するように設定される。
タイマ２ｃがカウントアップすると、スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信する。
上記のように、本実施例では、電流通流タイミング検知手段Ｉｓを設け、電流パルスが立ち上がる時点（Ａ’）を計測しているので、第１，２の実施例と同様、磁気アシスト時間Ｔを求める必要がなく、そのための高速演算処理を行う演算装置は不要となる。また、単にタイマを用いるだけで、ｏｆｆ信号の送信タイミングを求めることができるので、コントローラも小型かつ安価になるという利点を有する。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明においては、以下の効果を得ることができる。
電流通流タイミング検知手段Ｉｓを設け、スイッチ手段を流れる電流の通流開始タイミングを計測しているので、磁気アシスト時間Ｔを求める必要がなく、そのための高速演算処理を行う演算装置は不要となる。特に、タイマを用いるだけで、ｏｆｆ信号の送信タイミングを求めることができる。
したがって、コントローラを簡単化することができ、また、高速化に容易に対応することができる。さらに安価に構成することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例の高電圧パルス発生装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の第２の実施例の高電圧パルス発生装置の構成を示す図である。
【図３】図２に示す回生回路の動作を説明するタイムチャートである。
【図４】本発明の第３の実施例の高電圧パルス発生装置の構成を示す図である。
【図５】図４に示す回生回路の動作を説明するタイムチャートである。
【図６】高電圧パルス発生装置の構成例を示す図である。
【図７】図６において、コンデンサＣ２にかかる電圧、ピーキングコンデンサＣｐにかかる電圧の波形を示す図である。
【図８】逆電圧により発生した電荷を抵抗にて処理する回路を有するガスレーザ装置の放電回路の構成例を示す図である。
【図９】エネルギー回生用の回生回路構成を有するガスレーザ装置の高電圧発生装置のの構成例（１）を示す図である。
【図１０】エネルギー回生用の回生回路構成を有するガスレーザ装置の高電圧発生装置のの構成例（２）を示す図である。
【図１１】エネルギー回生用の回生回路構成を有するガスレーザ装置の高電圧発生装置のの構成例（３）を示す図である。
【図１２】図１１に示す回生回路の動作を説明するタイムチャートである。
【図１３】露光用ガスレーザ装置の制御系の構成例を示す図である。
【図１４】高電圧パルス発生装置の固体スイッチの制御を行うための制御装置の構成例（１）を示す図である。
【図１５】高電圧パルス発生装置の固体スイッチの制御を行うための制御装置の構成例（２）を示す図である。
【符号の説明】
ＳＲ１ 磁気アシスト
ＳＲ２、ＳＲ３磁気スイッチ
ＳＲ４ 磁気スイッチ
ＳＷ 固体スイッチ
Ｃ０ 主コンデンサ
Ｔｒ１ 昇圧トランス
Ｔｒ２ 回生トランス
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｃｐ ピーキングコンデンサ
Ｅ 主放電電極
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｖｓ 電圧検出器
Ｉｓ 電流通流タイミング検知手段
１ 露光用ガスレーザ装置
１ａ 放電回路
２ コントローラ
２ａ 充電電圧値演算部
２ｂ スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部
２ｃ タイマ
３ モニタモジュール
４ ビームスプリッタ
Claims (2)
- 充電器と、この充電器により高電圧に充電される主コンデンサと、
この主コンデンサと、可飽和リアクトルからなる磁気アシストと、スイッチ手段とが１次側に直列に接続され、２次側に磁気パルス圧縮回路が接続された昇圧トランスを備えた高電圧パルス発生装置であって、
この高電圧パルス発生装置は、負荷側からの反射エネルギーを上記主コンデンサに回生する回生回路と、
上記スイッチ手段を制御するコントローラと、
上記スイッチ手段を流れる電流の通流開始タイミングを検出する電流通流タイミング検知手段を備え、
上記コントローラは、上記電流通流タイミング検知手段の出力に基づき、上記スイッチ手段をオフにするタイミングを定める
ことを特徴とする高電圧パルス発生装置。 - 上記コントローラはタイマ手段を有し、
上記電流通流タイミング検知手段からの信号を受信してタイマ手段を駆動し、タイマがカウントアップした際に得たタイミングにより上記スイッチ手段をオフ状態にする
ことを特徴とする請求項１の高電圧パルス発生装置。
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