JP3895270B2 - Dielectric Leaky Wave Antenna - Google Patents
Dielectric Leaky Wave Antenna Download PDFInfo
- Publication number
- JP3895270B2 JP3895270B2 JP2002365453A JP2002365453A JP3895270B2 JP 3895270 B2 JP3895270 B2 JP 3895270B2 JP 2002365453 A JP2002365453 A JP 2002365453A JP 2002365453 A JP2002365453 A JP 2002365453A JP 3895270 B2 JP3895270 B2 JP 3895270B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- dielectric substrate
- metal strip
- region
- line
- power feeding
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Waveguide Aerials (AREA)
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘電体漏れ波アンテナにおいて、簡単な給電構造で45度を含む任意角の偏波を実現し、また、開口分布の制御を容易にするための技術に関する。
【0002】
【従来の技術】
ミリ波帯や準ミリ波帯のアンテナとして、図14に示すように、誘電体基板1の一面側に地板導体2を設けて電磁波を伝搬させる誘電体線路を形成し、その誘電体線路内に給電した電磁波Pを、誘電体基板1の反対面側に所定間隔で設けられた金属ストリップ3によって、誘電体基板1の反対面側から漏出させる誘電体漏れ波アンテナが実現されている。
【0003】
この構造の誘電体漏れ波アンテナの偏波面は、誘電体線路内を伝搬する電磁波の伝搬方向が金属ストリップ3と直交する方向であれば金属ストリップ3の長さ方向に直交する。例えば図15のように、金属ストリップ3が上下に並ぶように誘電体基板1を立てた状態で、その金属ストリップ3に直交する方向に電磁波Pを伝搬させると、誘電体基板21の表面から漏出される電磁波の偏波方向は矢印Aのように垂直方向(垂直偏波)となる。
【0004】
このような誘電体漏れ波アンテナを、車載レーダのように対向車への干渉防止が必要な45度偏波のアンテナとして用いる場合、単に、金属ストリップ3の長さ方向が水平面に対して45度傾くようにアンテナ全体を傾けて支持する方法があるが、このように矩形のアンテナを傾けて車に搭載することは、スペースの点やデザイン上問題がある。
【0005】
これを解決する方法として、図16のように、矩形の誘電体基板1の中央部に45度の角度をなすように延びた線路型の給電部4を設け、その両側に金属ストリップ3を平行に設け、給電部4から両側の金属ストリップ3が設けられている部分へ電磁波Pを給電して、誘電体基板21の表面から漏出される電磁波の偏波方向を、矢印Bのように水平面に対して45度傾けることが考えられる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、車載用レーダ等では水平面のビーム幅を絞るために、開口面の横幅がある程度必要で通常は上記のような横長の長方形状になるため、前記のように誘電体基板1の中央部に設けた線路型の給電部4から両側に電磁波を給電する構造では、給電部4に対してその両側に配列されている金属ストリップ3が非対称となり、給電部4の両側から漏出される電磁波の特性を合わせることが極めて困難となり、開口面分布をレーダに適した特性にすることができない。
【0007】
また、上記した図14の構造のアンテナでは、誘電体基板1の隅部にデッドスペースSdが生じるという問題もあった。
【0008】
そのため、従来では、水平偏波や垂直偏波のアンテナの前面に偏波変換板を配置して、45度偏波を発生させる方法を採用していたが、このように偏波変換板を用いた場合、部品点数が増えてコスト高になり、またアンテナ全体の厚さが増してしまうという問題があった。
【0009】
本発明は、これらの問題を解決し、偏波変換板を必要とせず、給電構造が簡単で、且つ任意の開口面分布を容易に実現でき、開口効率の高い45度を含む任意角偏波の誘電体漏れ波アンテナを提供することを目的としている。
【0010】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明の請求項1の誘電体漏れ波アンテナは、
略長方形または略正方形の外形を有する誘電体基板(21)と、
前記誘電体基板の一面側に設けられた地板導体(22)と、
前記誘電体基板内に電磁波を放射する給電部(30)と、
前記誘電体基板の反対面側に所定間隔で平行に設けられ、前記給電部によって前記誘電体基板内に放射された電磁波を該誘電体基板の反対面側から漏出させる複数の金属ストリップ(25)とを有する誘電体漏れ波アンテナにおいて、
前記複数の金属ストリップが前記誘電体基板の一辺に対して45度の角度をなすように形成されており、
前記誘電体基板の前記複数の金属ストリップが設けられている部分を、該金属ストリップの長さ方向と直交する線を境界として第1領域(Ea)と第2領域(Eb)とに区分けし、
前記給電部を、
前記第1領域と第2領域のそれぞれの内側の境界線の延長上に近い位置に設けられ、外部から入力される電磁波を2分岐するための分岐部(32)と、
前記分岐部の一方の分岐路と連続し、前記第1領域の外側で前記誘電体基板の一辺に沿って電磁波を伝搬させる線路(36)と、該線路を伝搬する電磁波を前記第1領域の金属ストリップに直交する方向に放射する放射部(37)とからなる第1給電部(35)と、
前記分岐部の他方の分岐路と連続し、前記第2領域の外側で前記第1給電部が設けられている前記誘電体基板の一辺と隣合う一辺に沿って電磁波を伝搬させる線路(41)と、該線路を伝搬する電磁波を前記第2領域の金属ストリップに直交する方向に放射する放射部(42)とからなる第2給電部(40)とによって構成したことを特徴としている。
【0012】
また、本発明の請求項2の誘電体漏れ波アンテナは、請求項1記載の誘電体漏れ波アンテナにおいて、
前記第1給電部の放射部および前記第2給電部の放射部は、それぞれの線路から前記金属ストリップ側へ突出した複数のスタブ(37a、37b、42a、42b)を有し、
該スタブが、前記線路を伝搬する電磁波を前記金属ストリップに直交する方向に放射するのに必要な間隔で設けられていることを特徴としている。
【0013】
また、本発明の請求項3の誘電体漏れ波アンテナは、請求項1または請求項2記載の誘電体漏れ波アンテナにおいて、
所望の開口分布を得るために、前記金属ストリップのそれぞれの幅を長さ方向に沿って変化させていることを特徴としている。
【0014】
【発明の実施の形態】
以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図1〜図3は、本発明を適用した誘電体漏れ波アンテナ20の構造を示している。
【0015】
この誘電体漏れ波アンテナ20は、例えば75GHz帯の車載レーダ用のもので、図1〜図3に示しているように、外形が横長の長方形で厚さ一定の誘電体基板(例えばアルミナ基板)21と、その誘電体基板21の背面21a側に平行に対向するように設けられた地板導体22とを有している。
【0016】
地板導体22は、アンテナとしての放射面を誘電体基板21の表面21b側に限定するためのものであり、電磁波が地板導体22を流れることによる導体損を減少させるため、図2に示しているように、誘電体基板21の背面21a側に対してスペーサ23を介して僅かに隙間をあけた状態で固定されている。
【0017】
図1に示しているように、誘電体基板21の表面21b側の上縁部および左縁部を除く長方形領域には、誘電体基板21の各辺に対して45度の角度をなす複数の金属ストリップ25が領域全体にわたって平行に且つ所定間隔でパターン形成されている。
【0018】
また、誘電体基板21には、誘電体基板21内の金属ストリップ25が設けられている部分に電磁波を放射するための給電部30が形成されている。
【0019】
この給電部30は、入出力部31、分岐部32、第1給電部35および第2給電部40とで構成されている。
【0020】
入出力部31は、図4の(a)、(b)に示しているように、誘電体基板21の表面21b側の上辺側左端から下辺側に延びた金属ストリップ31aとこれに誘電体基板21を挟んで対向するように背面21a側に形成された金属ストリップ31bとからなり、そのエッジ側で図示しない導波管等と結合されて電磁波を入出力させる。
【0021】
分岐部32はT分岐型のものであり、入出力部31を形成している金属ストリップ31a、31bの先端からやや幅広で下方に延長され誘電体基板21を挟んで互いに対向する整合用の金属ストリップ32a、32bと、表面21b側の金属ストリップ32aの先端から右(図1、図4の(a)において)に延びた金属ストリップ33aと、背面21a側の金属ストリップ32bの先端から誘電体基板21を挟んで金属ストリップ33aと対向するように延びて一方の分岐路を形成する金属ストリップ33bと、表面21b側の金属ストリップ32aの先端から左(図1、図4の(a)において)に延びた金属ストリップ34aと、背面21b側の金属ストリップ32bの先端から誘電体基板21を挟んで金属ストリップ34aと対向するように延びて他方の分岐路を形成する金属ストリップ34bによって形成されている。
【0022】
また、第1給電部35は、誘電体基板21の上辺に沿って形成された平行平板型の線路36と放射部37とによって構成されている。
【0023】
線路36は、分岐部32の一方の分岐路を形成している表面21b側の金属ストリップ33aに連続して誘電体基板21の表面21b側の上部右端まで延びた金属ストリップ36aと、分岐部32の一方の分岐路を形成している背面21a側の金属ストリップ33bに連続して金属ストリップ36aと対向するようにして誘電体基板21の背面21a側の上部左端まで延びた金属ストリップ36bとによって構成され、その長さ方向に沿って電磁波を伝搬させる。
【0024】
放射部37は、線路36を形成している表面21b側の金属ストリップ36aの下縁から金属ストリップ25側へ所定の間隔をもって突出されたスタブ37aと、線路36を形成している背面21a側の金属ストリップ36bの下縁から表面側のスタブ37aと対向するように金属ストリップ25側へ所定の間隔をもって突出されたスタブ37bとによって構成され、線路36を伝搬する電磁波を、金属ストリップ25と直交する方向、即ち、線路36の電磁波伝搬方向に対して45度の角度をなす方向に平面電磁波として放射する。
【0025】
また、第2給電部40は、誘電体基板21の一方の側辺に沿って形成された平行平板型の線路41と放射部42とによって構成されている。
【0026】
線路41は、分岐部32の他方の分岐路を形成している表面21b側の金属ストリップ34aに連続して誘電体基板21の表面21b側の左端下部まで延びた金属ストリップ41aと、分岐部32の他方の分岐路を形成している背面21a側の金属ストリップ34bに連続して金属ストリップ41aと対向するようにして誘電体基板21の背面21a側の右端下部の左端まで延びた金属ストリップ41bとによって構成され、その長さ方向に沿って電磁波を伝搬させる。
【0027】
放射部42は、線路41を形成している表面21b側の金属ストリップ41aの右縁から金属ストリップ25側へ所定の間隔をもって突出されたスタブ42aと、線路41を形成している背面21a側の金属ストリップ41bの左縁から表面側のスタブ42aと対向するように金属ストリップ25側へ所定の間隔をもって突出されたスタブ42bとによって構成され、線路41を伝搬する電磁波を、金属ストリップ25と直交する方向、即ち、線路41の電磁波伝搬方向に対して45度の角度をなす方向に平面電磁波として放射する。
【0028】
つまり、第1給電部35は、図3に示しているように、誘電体基板21の複数の金属ストリップ25が設けられている部分を、分岐部32の近傍を通り金属ストリップ25に直交する線Lを境界として第1領域Eaと第2領域Ebに区分けしたとき、その境界線Lより右上側の第1領域Eaに対して、金属ストリップ25と直交する方向に平面電磁波Px′を放射し、第2給電部40は、境界線Lより左下側の第2領域Ebに対して金属ストリップ25と直交する方向に平面電磁波Py′を放射する。
【0029】
第1給電部35が第1領域Eaに放射する電磁波Px′の放射方向は、放射部37の間隔(スタブ間隔)に依存し、放射量は放射部37の幅(スタブ幅)に依存する。
【0030】
即ち、図5に示しているように、放射部37の間隔をd′、線路36内の電磁波Pxの波長をλg′、誘電体基板21内を伝搬する電磁波の波長をλとすると、一つの放射部37から放射される平面電磁波Px′の放射方向θはその放射部37に垂直な方向を基準として、次の関係を満たす方向となる。
【0031】
sinθ=(λ/λg′−λ/d′)
【0032】
ここで、θ=45度であるから、
d′=(21/2λg′λ)/(21/2λ−λg′)
を満たすように間隔d′が設定されている。
【0033】
また、第2給電部40の放射部42の間隔も同様に上記関係を満たすように設定されている。
【0034】
また、第1給電部35の各放射部37の幅は、第1領域Eaから漏出される電磁波の漏出量がほぼ均等となるように設定されている。
【0035】
即ち、放射部37から放射される電磁波は、第1領域Eaの各金属ストリップと交差して電磁波を漏出するから、金属ストリップとの交差数が多い放射位置にあるものについては放射量を大きくし、交差数が少ない放射位置にあるものについては放射量を少なくすれば、領域全体として漏出量を均等化できる。
【0036】
また、同様に、第2給電部40の各放射部42の幅も、第2領域Ebの各金属ストリップとの交差数が多い放射位置にあるものについては放射量を大きくし、交差数が少ない放射位置にあるものについては放射量を少なくして、領域全体として漏出量が均等となるように設定している。
【0037】
図6は、分岐点からの第1給電部35および第2給電部40の位置毎の放射量の変化特性を示すものである。ただし、残存電力は5%、簡単のため給電線路の損失が無いと仮定している。
【0038】
この図6において、第1給電部35の特性Xの近距離部分では、境界線Lから誘電体基板21の右下隅を通過する線の範囲で交差する金属ストリップ数がほぼ等しいのでほぼ一定となり、それより右の範囲では交差数が距離に応じて少なくなるため、単調減少している。
【0039】
また、第2給電部40の特性Yは、境界線Lから左方へ移動するにしたがって交差数が少なくなるため、単調減少している。
【0040】
また、給電部30の分岐部32は、入力された電磁波の電力を、第1領域Eaの面積と第2領域Ebの面積の比に応じて分配している。
【0041】
したがって、第1領域Eaの単位面積当たりの漏出量と第2領域Ebの単位面積当たりの漏出量とはほぼ等しく、アンテナ全体として、誘電体基板21の表面のほぼ全体から均等に電磁波を45度偏波で漏出させることができる。
【0042】
ここで、アンテナの開口面は横長の長方形で長辺が水平であるので、水平面のビーム幅が垂直面のビーム幅より狭い指向特性となり、車載レーダに好適である。
【0043】
また、上記のような均等分布だけでなく、任意の開口面分布を実現するためには、各金属ストリップ25の幅を長さ方向に沿って制御する(変化させる)ことで実現できる。
【0044】
例えば、図7のように、x方向の長さa、y方向の長さbの長方形開口のアンテナとする。
【0045】
この開口面上に任意の電界分布f(x,y)、例えば図7のように横長楕円の等高線で表される分布を実現させることを考えるが、実用的観点から、x、yで変数分離された関数を扱えば十分である。
【0046】
即ち、
f(x,y)=f(x)f(y) ……(1)
とする。
【0047】
前記したように、第1給電部35、第2給電部40により、給電を行なうとし、図7のようにxy座標に45度傾斜した座標(x′、y′)をとると、(x,y)との間には、次の関係が成立する。
【0048】
x=(x′+y′)/21/2 ……(2a)
y=(y′−x′)/21/2 ……(2b)
x′=(x−y)/21/2 ……(3a)
y′=(x+y)/21/2 ……(3b)
【0049】
x軸およびy軸に沿った各給電部から放射される電力をそれぞれPix(x)、Piy(y)とし、ある位置から放射される1つの放射ライン、例えば、入射点(x′,ys′)から伝搬して、端部(x′,ye′)に達するまでのラインに放射されるべき電力Pr(x′)は、次のように表される。
【0050】
ただし、記号ys∫yeは、y=ys′〜ye′までの積分を表す。
【0051】
実際の入射電力は、これに残存電力Presと線路内の伝送損失Plossを加えたものであるから、次のようになる。
【0052】
Pix(x)=Pix(21/2x′)
=Pr(x′)+Pres+Ploss (x′≧0)……(5a)
Piy(y)=Piy(21/2x′)
=Pr(x′)+Pres+Ploss (x′<0)……(5b)
【0053】
この放射ライン上でλg間隔で金属ストリップ25を設けたとすると、点(x′,y′)における長さλg間の漏れ係数αr(x′,y′)と、線路の伝送電力との間には、次のような関係が成立し、両方を逐次近似法で求めることができる。
【0054】
PT(x′,y′+λg)
=PT(x′,y′)(1−αr(x′,y′)−αL) ……(6)
ここで、αLはλg当たりの線路の伝送損失である。
【0055】
また、y′〜y′+λg間の放射電力は、
PT(x′,y′)αr(x′,y′)
=λg|f(x′,y′)|2 ……(7)
となる。
【0056】
実際の計算結果を以下に示す。
周波数76.5GHz、a=100mm、b=75mm、水平面、垂直面ともSLL=20dBのテーラー分布(図7で楕円状の電界振幅等高線で示した分布)の場合の各点での必要な漏れ係数を計算してみる。
【0057】
図8のように、中央部をy′軸に沿って通過する電磁波Px′についてのλg間隔の距離lに対する漏れ係数αr(漏れ量)は、図9のように得られた。したがって、この電磁波Px′と交差する各金属ストリップ25の各交差位置における幅(平均的な幅)を、図9の漏れ係数に合わせて設定すればよい。
【0058】
また、図10のように、中央部に近い一つの金属ストリップ25iについて、x′軸に沿ったλg間隔の距離tに対する漏れ係数(漏れ量)αrは、図11に示すように得られた。したがって、一つの金属ストリップ25のx′軸に沿った位置毎の幅をこの漏れ係数に合わせて変化させればよい。
【0059】
なお、ここで示した計算例は中央部に近い一つの金属ストリップ25についてのものであり、全ての領域において得られた漏れ係数に合わせて各金属ストリップ25の長さ方向に沿った位置毎の幅を変化させることで、図7に示しているようなテーラー分布の電界を容易に得ることができる。
【0060】
このように、各金属ストリップ25の平均的な幅と長さ方向に沿った位置毎の幅を制御することで所望の分布が得られ、45度偏波でありながら、ビームの水平面と垂直面の指向性が垂直偏波時と同等の特性を得ることができ、車載用レーダに好適なアンテナを実現できる。
【0061】
また、給電部30を第1給電部35と第2給電部40とで構成し、両給電部を横長長方形の誘電体基板21の隣合う2辺の縁部に沿って設けて、第1領域Eaと第2領域Ebにそれぞれ独立に給電しているので、その間に挟まれた長方形部分全体に電磁波の給電が可能となり、大きなデッドスペースは生じない。
【0062】
なお、上説明では省略していたが、図12のように、各金属ストリップ25について管内波長λgの1/4だけ間隔をあけて金属ストリップ26を設け、金属ストリップ25から給電側へ戻る反射成分Γを、金属ストリップ26から給電側に戻る反射成分Γ′で相殺して効率を上げるようにしてもよい。ただし、この場合、2つの金属ストリップ25、26によって電磁波が漏出されることになり、上記した金属ストリップの幅についての計算も2つの一組の金属ストリップについて行なう必要がある。
【0063】
なお、これまでの説明は、誘電体基板21と地板導体22の間に僅かな隙間を開けた構造に対するものであったが、誘電体基板21と地板導体22とを直接密着させた所謂イメージ線路に対しても、前記同様な方法を用いて45度偏波アンテナを実現できる。
【0064】
ただし、上記説明では、給電部30を構成する入出力部31、分岐部32、第1給電部35および第2給電部40は、上下に同形の金属ストリップが誘電体基板21を挟んで形成されていたが、上記イメージ線路型にする場合には、給電部30の入出力部31、分岐部32、第1給電部35および第2給電部40を、誘電体基板21の背面21a側に密着された地板導体22をアース導体とするマイクロストリップ型にする、即ち、入出力部31、分岐部32、第1給電部35および第2給電部40の金属ストリップ部分(スタブを含む)を誘電体基板21の表面21b側だけに設けた構造とする。
【0065】
また、前記した給電部30は、入出力部31を、その金属ストリップ31a、31bを挟み付けるように導波管を接続できるように誘電体基板21のエッジ部分に設けていたが、給電部に対する電磁波の供給は導波管だけでなく、同軸ケーブルを用いることもできる。その場合には、同軸ケーブルの外部導体を誘電体基板21の背面21a側の金属ストリップ31bに接続し、芯線を表面21b側の金属ストリップ31aに接続すればよい。また、この場合には、図13に示すように、入出力部31を誘電体基板21のエッジより内側の位置に設けることができ、その背面21a側から表面21a側に同軸ケーブル(図示せず)の芯線を貫通させて金属ストリップ31aに接続し、外部導体を背面21a側で金属ストリップ31bに接続する。
【0066】
また、上記説明では、誘電体基板21の外形が長方形で、その内側の長方形領域に金属ストリップ25が45度の角度で配列されている場合について説明したが、誘電体基板21の外形が正方形で、その内側のほぼ正方形の領域に金属ストリップ25を45度の角度で配列してもよい。
【0070】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の誘電体漏れ波アンテナは、誘電体基板の複数の金属ストリップが略長方形または略正方形の外形を有する誘電体基板の一辺に対して45度の角度をなすように形成されており、その複数の金属ストリップが設けられている部分を、金属ストリップの長さ方向と直交する線を境界として第1領域と第2領域とに区分けし、境界線の延長上に近い位置で電磁波を2分岐する分岐部と、分岐部の一方の分岐路に連続し、第1領域の外側で誘電体基板の一辺に沿って電磁波を伝搬させる線路と、その線路を伝搬する電磁波を第1領域の金属ストリップに直交する方向に放射する放射部とからなる第1給電部と、分岐部の他方の分岐路に連続し、第2領域の外側で第1給電部が設けられている誘電体基板の一辺と隣合う一辺に沿って電磁波を伝搬させる線路と、その線路を伝搬する電磁波を第2領域の金属ストリップに直交する方向に放射する放射部とからなる第2給電部とによって、給電部を構成している。
【0071】
このため、偏波変換板を用いることなく、簡単な給電構造で45度偏波を実現でき、しかも、任意の開口面分布を容易に実現できる。
【0072】
また、第1給電部と第2給電部から第1領域と第2領域にそれぞれ独立に電磁波を給電する構造であるので、その間に挟まれた部分全体に電磁波の給電が可能となり、大きなデッドスペースが生じず、開口効率が高い。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の実施形態の斜視図
【図2】 本発明の実施形態の斜視図
【図3】 本発明の実施形態の拡大正面図
【図4】 本発明の実施形態の要部拡大図
【図5】 給電部の動作を説明するための図
【図6】 給電部の放射特性を示す図
【図7】 開口面分布の一例を示す図
【図8】 金属ストリップの漏出率の変化特性を説明するための図
【図9】 金属ストリップの漏出率の変化特性を示す図
【図10】 金属ストリップの漏出率の変化特性を説明するための図
【図11】 金属ストリップの漏出率の変化特性を示す図
【図12】 反射抑圧用の金属ストリップを設けた例を示す図
【図13】 給電部の変形例を示す図
【図14】 誘電体漏れ波アンテナの基本構造を示す図
【図15】 誘電体漏れ波アンテナを垂直偏波で使用したときの図
【図16】 45度偏波を実現するための給電構造例を示す図 [0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a technique for realizing a polarization of an arbitrary angle including 45 degrees with a simple feeding structure and facilitating control of an aperture distribution in a dielectric leakage wave antenna.
[0002]
[Prior art]
As a millimeter wave band or quasi-millimeter wave band antenna, as shown in FIG. 14 , a
[0003]
The plane of polarization of the dielectric leakage wave antenna having this structure is orthogonal to the length direction of the
[0004]
When such a dielectric leakage wave antenna is used as a 45-degree polarized antenna that needs to prevent interference with an oncoming vehicle such as an in-vehicle radar, the length direction of the
[0005]
As a method for solving this, as shown in FIG. 16 , a line-type
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, in order to narrow down the beam width in the horizontal plane in an in-vehicle radar or the like, a certain width of the opening surface is necessary, and usually a horizontally long rectangular shape as described above. In the structure in which electromagnetic waves are fed to both sides from the provided line-
[0007]
Further, the antenna having the structure shown in FIG. 14 has a problem that a dead space Sd is generated at the corner of the
[0008]
For this reason, in the past, a method of generating a 45-degree polarization by placing a polarization conversion plate in front of a horizontally or vertically polarized antenna has been adopted. In this case, the number of parts increases, resulting in an increase in cost, and the thickness of the entire antenna increases.
[0009]
The present invention solves these problems, does not require a polarization conversion plate, has a simple feeding structure, can easily realize an arbitrary aperture distribution, and has an arbitrary angle polarization including 45 degrees with high aperture efficiency. An object of the present invention is to provide a dielectric leakage wave antenna.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a dielectric leaky wave antenna according to
A dielectric substrate (21) having a substantially rectangular or substantially square outer shape ;
A ground plane conductor (22) provided on one surface side of the dielectric substrate;
A power feeding part (30) for radiating electromagnetic waves in the dielectric substrate;
A plurality of metal strips (25) provided in parallel on the opposite surface side of the dielectric substrate at predetermined intervals to leak electromagnetic waves radiated into the dielectric substrate by the power feeding unit from the opposite surface side of the dielectric substrate. In a dielectric leaky wave antenna having
The plurality of metal strips are formed at an angle of 45 degrees with respect to one side of the dielectric substrate;
The portion of the dielectric substrate where the plurality of metal strips are provided is divided into a first region (Ea) and a second region (Eb) with a line perpendicular to the length direction of the metal strip as a boundary,
The power supply unit,
A branching portion (32) for branching electromagnetic waves inputted from the outside into two, provided at a position near the extension of the inner boundary line of each of the first region and the second region;
A line (36) that is continuous with one branch path of the branch part and propagates an electromagnetic wave along one side of the dielectric substrate outside the first region, and an electromagnetic wave propagating through the line in the first region A first feeding part (35) comprising a radiating part (37) radiating in a direction perpendicular to the metal strip;
A line (41) that propagates an electromagnetic wave along one side adjacent to one side of the dielectric substrate that is continuous with the other branch path of the branch part and is provided with the first power feeding unit outside the second region. And a second feeding part (40) comprising a radiation part (42) that radiates electromagnetic waves propagating through the line in a direction perpendicular to the metal strip of the second region.
[0012]
The dielectric leaky wave antenna according to
The radiating part of the first feeding part and the radiating part of the second feeding part have a plurality of stubs (37a, 37b, 42a, 42b) protruding from the respective lines toward the metal strip side,
The stubs are provided at intervals necessary for radiating electromagnetic waves propagating through the line in a direction perpendicular to the metal strip.
[0013]
The dielectric leaky wave antenna according to
In order to obtain a desired aperture distribution, the width of each of the metal strips is changed along the length direction.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
1 to 3 show the structure of a dielectric
[0015]
This dielectric
[0016]
The
[0017]
As shown in FIG. 1, a rectangular region excluding the upper edge and the left edge on the
[0018]
In addition, the
[0019]
The
[0020]
As shown in FIGS. 4A and 4B, the input / output unit 31 includes a metal strip 31a extending from the left end of the upper side of the
[0021]
The branching
[0022]
In addition, the first
[0023]
The
[0024]
The radiating
[0025]
The second
[0026]
The line 41 includes a metal strip 41a extending to the lower left end on the
[0027]
The radiating portion 42 includes a stub 42a projecting from the right edge of the metal strip 41a on the
[0028]
That is, as shown in FIG. 3, the first
[0029]
The radiation direction of the electromagnetic wave Px ′ radiated to the first region Ea by the first
[0030]
That is, as shown in FIG. 5, when the distance between the
[0031]
sin θ = (λ / λg′−λ / d ′)
[0032]
Here, since θ = 45 degrees,
d ′ = (2 1/2 λg′λ) / (2 1/2 λ−λg ′)
The interval d ′ is set so as to satisfy the above.
[0033]
Similarly, the interval between the radiating portions 42 of the second
[0034]
Further, the width of each radiating
[0035]
That is, the electromagnetic wave radiated from the radiating
[0036]
Similarly, the width of each radiation part 42 of the second
[0037]
FIG. 6 shows a change characteristic of the radiation amount for each position of the first
[0038]
In FIG. 6, in the short distance portion of the characteristic X of the first
[0039]
In addition, the characteristic Y of the second
[0040]
Further, the branching
[0041]
Therefore, the leakage amount per unit area of the first region Ea and the leakage amount per unit area of the second region Eb are substantially equal, and the electromagnetic wave is uniformly distributed from almost the entire surface of the
[0042]
Here, since the opening surface of the antenna is a horizontally long rectangle and the long side is horizontal, the horizontal plane beam width is narrower than the vertical plane beam width, which is suitable for in-vehicle radar.
[0043]
In addition to the uniform distribution as described above, an arbitrary aperture distribution can be realized by controlling (changing) the width of each
[0044]
For example, as shown in FIG. 7, it is assumed that the antenna has a rectangular opening having a length a in the x direction and a length b in the y direction.
[0045]
Considering the realization of an arbitrary electric field distribution f (x, y) on this aperture plane, for example, a distribution represented by contour lines of a horizontally long ellipse as shown in FIG. 7, from a practical point of view, variable separation by x and y It is enough to handle the given function.
[0046]
That is,
f (x, y) = f (x) f (y) (1)
And
[0047]
As described above, power is supplied by the first
[0048]
x = (x ′ + y ′) / 2 1/2 (2a)
y = (y′−x ′) / 2 1/2 (2b)
x ′ = (xy) / 2 1/2 (3a)
y ′ = (x + y) / 2 1/2 (3b)
[0049]
Let P ix (x) and P iy (y) be the power radiated from the power feeding units along the x-axis and the y-axis, respectively, and one radiation line radiated from a certain position, for example, the incident point (x ′, The power Pr (x ′) to be radiated to the line from the propagation from ys ′) to the end (x ′, ye ′) is expressed as follows.
[0050]
However, the symbol ys ∫ ye represents an integration of the up to y = ys'~ye '.
[0051]
The actual incident power is obtained by adding the remaining power Pres and the transmission loss P loss in the line to the actual incident power, and is as follows.
[0052]
P ix (x) = P ix (2 1/2 x ′)
= P r (x ′) + P res + P loss (x ′ ≧ 0) (5a)
P iy (y) = P iy (2 1/2 x ′)
= Pr (x ') + Pres + Ploss (x'<0) (5b)
[0053]
If the metal strips 25 are provided on the radiation line at intervals of λg, the leakage coefficient α r (x ′, y ′) between the lengths λg at the point (x ′, y ′) and the transmission power of the line The following relationship is established, and both can be obtained by the successive approximation method.
[0054]
P T (x ′, y ′ + λg)
= P T (x ′, y ′) (1−α r (x ′, y ′) − α L ) (6)
Here, α L is the transmission loss of the line per λg.
[0055]
The radiated power between y ′ and y ′ + λg is
P T (x ′, y ′) α r (x ′, y ′)
= Λg | f (x ′, y ′) | 2 (7)
It becomes.
[0056]
The actual calculation results are shown below.
Necessary leakage coefficient at each point in the case of a tailor distribution (distribution indicated by an elliptical electric field amplitude contour line in FIG. 7) with a frequency of 76.5 GHz, a = 100 mm, b = 75 mm, horizontal plane and vertical plane both SLL = 20 dB Let's calculate
[0057]
As shown in FIG. 8, the leakage coefficient α r (leakage amount) with respect to the distance l of the λg interval for the electromagnetic wave Px ′ passing through the central portion along the y′-axis was obtained as shown in FIG. Therefore, what is necessary is just to set the width | variety (average width) in each crossing position of each
[0058]
Further, as shown in FIG. 10, the one metal strip 25i near the center portion, the leakage factor (amount of leakage) alpha r with respect to the distance t of λg spacing along the x 'axis, obtained as shown in FIG. 11 . Therefore, the width at each position along the x ′ axis of one
[0059]
Note that the calculation example shown here is for one
[0060]
In this way, by controlling the average width of each
[0061]
In addition, the
[0062]
Although omitted in the above description, as shown in FIG. 12, each
[0063]
The description so far has been made on a structure in which a slight gap is provided between the
[0064]
However, in the above description, the input / output unit 31, the branching
[0065]
Further, the
[0066]
In the above description, the case where the outer shape of the
[0070]
【The invention's effect】
As described above, the dielectric leaky wave antenna of the present invention is such that the plurality of metal strips of the dielectric substrate form an angle of 45 degrees with respect to one side of the dielectric substrate having a substantially rectangular or substantially square outer shape. A portion where the plurality of metal strips are formed is divided into a first region and a second region with a line perpendicular to the length direction of the metal strip as a boundary, and is close to the extension of the boundary line A branch part that branches the electromagnetic wave into two at a position, a line that continues to one branch path of the branch part, propagates the electromagnetic wave along one side of the dielectric substrate outside the first region, and an electromagnetic wave that propagates through the line. A first power feeding unit comprising a radiation part that radiates in a direction perpendicular to the metal strip in the first region and the other branching path of the branching part are provided , and the first power feeding unit is provided outside the second region . One adjacent to one side of the dielectric substrate By a line for propagating an electromagnetic wave, a second power supply unit comprising a radiation unit that radiates in a direction perpendicular to the electromagnetic wave propagating through the transmission line to the metal strip of the second region along constitute a feeding unit.
[0071]
For this reason, 45- degree polarization can be realized with a simple feeding structure without using a polarization conversion plate, and any aperture distribution can be easily realized.
[0072]
In addition, since the electromagnetic wave is fed independently from the first feeding part and the second feeding part to the first region and the second region, the electromagnetic wave can be fed to the entire portion sandwiched between them, and a large dead space is obtained. Does not occur and the aperture efficiency is high.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a perspective view of an embodiment of the present invention. FIG. 2 is a perspective view of an embodiment of the present invention. FIG. 3 is an enlarged front view of an embodiment of the present invention. FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of the power feeding unit. FIG. 6 is a diagram showing the radiation characteristics of the power feeding unit. FIG. 7 is a diagram showing an example of the aperture distribution. FIG. 9 is a diagram illustrating the change characteristics of the leakage rate of the metal strip. FIG. 10 is a diagram illustrating the change characteristics of the leakage rate of the metal strip. FIG. 12 is a diagram showing an example in which a metal strip for reflection suppression is provided. FIG. 13 is a diagram showing a modification of a power feeding unit. FIG. 14 is a diagram showing a basic structure of a dielectric leakage wave antenna. Figure Figure 16 when 15 was used dielectric leaky wave antenna with vertical polarization] Shows the feeding structure example for 5 degrees realize polarization
Claims (3)
前記誘電体基板の一面側に設けられた地板導体(22)と、
前記誘電体基板内に電磁波を放射する給電部(30)と、
前記誘電体基板の反対面側に所定間隔で平行に設けられ、前記給電部によって前記誘電体基板内に放射された電磁波を該誘電体基板の反対面側から漏出させる複数の金属ストリップ(25)とを有する誘電体漏れ波アンテナにおいて、
前記複数の金属ストリップが前記誘電体基板の一辺に対して45度の角度をなすように形成されており、
前記誘電体基板の前記複数の金属ストリップが設けられている部分を、該金属ストリップの長さ方向と直交する線を境界として第1領域(Ea)と第2領域(Eb)とに区分けし、
前記給電部を、
前記第1領域と第2領域のそれぞれの内側の境界線の延長上に近い位置に設けられ、外部から入力される電磁波を2分岐するための分岐部(32)と、
前記分岐部の一方の分岐路と連続し、前記第1領域の外側で前記誘電体基板の一辺に沿って電磁波を伝搬させる線路(36)と、該線路を伝搬する電磁波を前記第1領域の金属ストリップに直交する方向に放射する放射部(37)とからなる第1給電部(35)と、
前記分岐部の他方の分岐路と連続し、前記第2領域の外側で前記第1給電部が設けられている前記誘電体基板の一辺と隣合う一辺に沿って電磁波を伝搬させる線路(41)と、該線路を伝搬する電磁波を前記第2領域の金属ストリップに直交する方向に放射する放射部(42)とからなる第2給電部(40)とによって構成したことを特徴とする誘電体漏れ波アンテナ。 A dielectric substrate (21) having a substantially rectangular or substantially square outer shape ;
A ground plane conductor (22) provided on one surface side of the dielectric substrate;
A power feeding part (30) for radiating electromagnetic waves in the dielectric substrate;
A plurality of metal strips (25) provided in parallel on the opposite surface side of the dielectric substrate at predetermined intervals to leak electromagnetic waves radiated into the dielectric substrate by the power feeding unit from the opposite surface side of the dielectric substrate. In a dielectric leakage wave antenna having
The plurality of metal strips are formed at an angle of 45 degrees with respect to one side of the dielectric substrate;
The portion of the dielectric substrate where the plurality of metal strips are provided is divided into a first region (Ea) and a second region (Eb) with a line perpendicular to the length direction of the metal strip as a boundary,
The power feeding unit
A branch part (32) provided at a position near the extension of the inner boundary line of each of the first region and the second region, for branching electromagnetic waves input from the outside into two;
A line (36) that is continuous with one branch path of the branch part and propagates an electromagnetic wave along one side of the dielectric substrate outside the first region, and an electromagnetic wave propagating through the line in the first region A first feeding part (35) comprising a radiating part (37) radiating in a direction perpendicular to the metal strip;
A line (41) that propagates an electromagnetic wave along one side adjacent to one side of the dielectric substrate that is continuous with the other branch path of the branch part and is provided with the first power feeding unit outside the second region. And a second power feeding part (40) comprising a radiation part (42) for radiating electromagnetic waves propagating through the line in a direction perpendicular to the metal strip of the second region. Wave antenna.
該スタブが、前記線路を伝搬する電磁波を前記金属ストリップに直交する方向に放射するのに必要な間隔で設けられていることを特徴とする請求項1記載の誘電体漏れ波アンテナ。 The radiating part of the first feeding part and the radiating part of the second feeding part have a plurality of stubs (37a, 37b, 42a, 42b) protruding from the respective lines toward the metal strip side,
2. The dielectric leaky wave antenna according to claim 1 , wherein the stubs are provided at intervals necessary for radiating electromagnetic waves propagating through the line in a direction perpendicular to the metal strip .
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002365453A JP3895270B2 (en) | 2002-12-17 | 2002-12-17 | Dielectric Leaky Wave Antenna |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002365453A JP3895270B2 (en) | 2002-12-17 | 2002-12-17 | Dielectric Leaky Wave Antenna |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004200896A JP2004200896A (en) | 2004-07-15 |
JP3895270B2 true JP3895270B2 (en) | 2007-03-22 |
Family
ID=32763000
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002365453A Expired - Fee Related JP3895270B2 (en) | 2002-12-17 | 2002-12-17 | Dielectric Leaky Wave Antenna |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3895270B2 (en) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2004350163A (en) * | 2003-05-23 | 2004-12-09 | Anritsu Corp | Dielectric body leak wave antenna |
WO2007013354A1 (en) * | 2005-07-25 | 2007-02-01 | Anritsu Corporation | Dielectric leakage wave antenna |
WO2007023945A1 (en) * | 2005-08-26 | 2007-03-01 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Discharge plasma generation auxiliary device |
-
2002
- 2002-12-17 JP JP2002365453A patent/JP3895270B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2004200896A (en) | 2004-07-15 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5120896B2 (en) | Stripline type right / left-handed composite line or left-handed line and antenna using them | |
US8193990B2 (en) | Microstrip array antenna | |
JP6477505B2 (en) | Antenna device | |
EP1919030B1 (en) | Dielectric leakage wave antenna | |
EP1058339A1 (en) | Microstrip array antenna | |
CN106099363B (en) | A kind of broadband line source for plane CTS antennas | |
JPH07307612A (en) | Plane antenna | |
US20190312357A1 (en) | Antenna apparatus | |
JPH0246004A (en) | Square waveguide slot array antenna | |
US8841977B2 (en) | Phase shifter for producing different phase shifts through different phase velocities in different lines | |
CN111969301A (en) | Frequency conversion scanning antenna for 94GHz airborne synthetic aperture microwave radiometer | |
JP3895270B2 (en) | Dielectric Leaky Wave Antenna | |
JP3896339B2 (en) | Dielectric Leaky Wave Antenna | |
JP3822818B2 (en) | Dielectric Leaky Wave Antenna | |
CN105071046B (en) | A kind of loaded type Ka wave band electromagnetic horns based on substrate integration wave-guide | |
US12034210B2 (en) | Leaky wave antenna | |
JP3822817B2 (en) | Dielectric Leaky Wave Antenna | |
JP4871201B2 (en) | Dielectric Leaky Wave Antenna | |
JP2002532928A (en) | Transition from broadband microstrip to parallel-plate waveguide | |
CN108666767A (en) | Microstrip antenna and communication system | |
JPH09298418A (en) | High gain planar antenna | |
RU2250541C1 (en) | Antenna | |
JP2004350163A (en) | Dielectric body leak wave antenna | |
CN115621749A (en) | Reflecting surface array line source based on parallel plate waveguide | |
JP2021136629A (en) | Waveguide branch circuit, waveguide distribution feeding circuit, and waveguide slot array antenna |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050620 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060829 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20061027 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20061121 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20061213 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |