JP3892043B2 - 多重搬送波信号の受信機の時間的同期方法とその装置 - Google Patents

Description

発明の分野
本発明は、多重搬送波デジタル信号（multi-carrier digital signal）、すなわち同時に送信され、かつその各々が別個のデータ要素によって変調された複数の多重搬送波を実現する信号の送信に関する。本発明は、特に、そうした信号の受信機の時間的同期に関する。
発明の背景
多重搬送波信号は一般的に周波数分割多重（ＦＤＭ（frequency division multiplex））信号と呼ばれている。特に、本発明を適用することのできるこれらの信号の特別な例はＯＦＤＭ（orthogonal frequency division multiplex）信号の例である。
ＯＦＤＭ信号は、たとえば、特に１９８６年７月２日に出願された仏国特許ＦＲ８６ ０６９２２号と、１９８６年８月発行のＵＥＲレビュー誌（Revue de l UER）、第２２４号の１６８〜１９０ページに記載されたアラルド（M. Alard）氏とラサール（R. Lassalle）氏による「移動ユニット用のデジタルラジオ放送における変調およびチャネル符号化の原理（Principes de modulation e de codage canal en radiodiffusion numerique vers les mobiles（“Principles of modulation and channel encoding in digital radio broadcasting toward mobile units”））」と題された論文に記載された、ＣＯＦＤＭ（coded orthogonal frequency division multiplex）システムとして知られているデジタル放送システムで使用される。
このＣＯＦＤＭシステムは、欧州のＤＡＢ（digital audio broadcasting）計画において開発されてきた。それは、またデジタルテレビの地上放送の標準化（特にＤＶＢ−Ｔ標準）のためにも促進されている。より一般的には、ＣＯＦＤＭシステムは、どのタイプのデジタル信号（または、サンプリングされるが必ずしも数量化されないアナログ信号）を送信するのにも使用できる。
このシステムは、チャネル符号化装置と変調のための直交周波数分割多重法との共同使用に基づいている。このシステムは、（たとえば都市環境における移動受信の場合のように）その特性が時間によって変化する多重経路が付随したチャネルでの高いビットレート（１秒あたり数メガビット）におけるデジタル信号の放送に特に適している。
適当な変調方法によって、チャネルの周波数選択度に関する問題を克服することが可能となる。その変調方法は、（近接して）並んだ、かつ低いビットレートで変調された多数の搬送波にのせて送信されるべき情報を再分布させることにある。送信すべき情報をインターレースするためのシステムは、サンプルに対する最大統計的独立性が復号器の入力で保証されるような仕方で符号化する方法と関連する。
ＣＯＦＤＭ受信機の時間的同期は、受信されたＣＯＦＤＭ信号のフレームにおいて、（保護間隔（guard interval）と有用部分（useful part）とから構築された）各シンボルの有用部分の選択を可能にするフーリエ変換ウインドウ（以下、ＦＦＴウインドウという）を適用するために各シンボルの有用部分の位置を決定することから成る。時間的同期に関するこの情報は、速度（レート）回復デバイスを実現するために受信機のクロックのフィードバック制御にも使用される。
受信機のこの時間的同期機能は、一般的に（取得時間の間での）粗い時間的同期と精密な時間的同期とに細分させることができる。
既知の技術によれば、時間的同期は、特にＤＡＢデジタル放送プログラムで実施されるときには、一般的にフレームの始めに配されるこの目的に設計された特殊なシンボルを基礎とすることができる。
この場合、各フレームは、同期に使用される少なくとも２つのシンボルＳ１、Ｓ２で始まることが有利である。そのときそれは、その各々が複数の変調された直交搬送波から成るある一定数の有用なシンボルから成る。
シンボルＳ１は、粗い同期の実行を最初に可能にするゼロシンボルである。シンボルＳ２は、実質的に一定の包絡線（envelope）を有する、すべての搬送波周波数の非変調多重（non-modulated multiplex）によって形成された第２の同期シンボルである。これによって、チャネルのパルス応答の解析によって、より正確に同期を再計算することが可能になる。これらのシンボルＳ１、Ｓ２を準備する役割や方法は、本出願者に代って、１９８８年１１月１８日に出願された仏国特許ＦＲ ８８ １５２１６号に説明されている。
シンボルＳ２は、他の実施態様におけるＣＡＺＡＣシンボルおよびＴＦＰＣシンボルとしても知られている。
このアイデアは、いまや時間的同期専用のこうした特殊なシンボルを有しないＣＯＦＤＭ信号を生成することだと認識されている。これは、特に標準化されたデジタルテレビ信号の場合に当てはまる。
したがって、他の同期方法も開発すべきである。こうして、粗い同期の実行を可能にする保護間隔相関技術（guard interval correlation technique）と呼ばれる既知の技術が存在する。
ＯＦＤＭシンボルの保護間隔は、前記ＯＦＤＭの終端のサンプルの繰り返しから成る。その（同期）方法は、相関「ピーク」を引き出すために、保護間隔を構成しているサンプルと、シンボルの終端のサンプルとの相関を計算することから成る。
次いで、時間的フィルタリングの後に、この相関「ピーク」は、ＯＦＤＭシンボルと保護間隔Δの長さを決定し、そうしてＦＦＴウインドウの始まりを決定するために、同期パルスとして使用することができる。この作業は、時間的領域で受信されたＣＯＦＤＭ信号上の復調ＦＦＴ以前に実行される。
もし、ｘ（ｔ）が時間的領域で受信されたＣＯＦＤＭ信号を表すとすると、瞬間ｔ＝Ｔ_nにおける測定値は、以下の表式で与えることができる。

ここで＊は、複素数の「共役」を意味し、｜｜は複素数の「絶対値」を意味する。
相関の測定は、保護間隔Δの長さと等しいか、それ以下の長さＴ_iを有するブロック上で実行される。万が一、受信機が保護間隔の長さ（ある決まったシステムには、適用に応じた可変長が与えられる）についての先験的知識を持たない場合には、相関の測定を保護間隔の最小長に等しい長さのブロックの最初に実行してよい。
ノイズがない、多重経路がない、共同チャネル干渉（co-channel interference）がないという理想的な条件の下では、取得された相関「ピーク」（または「パルス」）は「粗い」時間的同期を生成するのに活用してよい。
たとえば、図１は、ノイズの影響を受けた理想的な送信（１１）およびノイズのない理想的な送信（１２）の場合において、唯一の経路１４を持つチャネルのパルス応答ｈ（ｔ）１３での、時間的なフィルタリングの後に得られる相関の測定値を示している。
この情報は、精密な時間的同期にも使用することができる。すなわち、２つの連続する相関「ピーク」の間の距離１５を測定することによって、ＯＦＤＭシンボルの長さＴ_s＝Ｔ_s＋Δ、それゆえに保護間隔Δの長さを導出することが可能である。
対照的に、主要なエコー、またはレベルの高い干渉が存在する場合には、得られる相関ピークは、かなり変形し、多かれ少なかれエコーの広がりの関数として広がる。
図２は、ノイズの影響を受けた送信（２１）およびノイズのない送信（２２）の場合において、保護間隔Δの長さによって隔てられた２つの経路２４₁、２４₂を持つチャネルの、同一のパワーで受信されたパルス応答ｈ（ｔ）２３によって特徴付けられる、時間的なフィルタリングの後に得られる相関の測定値を示している。
相関ピーク２５は、次いでＯＦＤＭシンボルの長さを決定して、粗い時間的同期を生成するために活用してよいが、しかし精度はそれから精密な時間的同期を得るには不十分である。
実際、携帯および移動受信に当てはまるように、受信条件が時間的に発展すると、保護間隔の相関の測定値の形はかなり揺らぐ。この情報だけから得られる精密な時間的同期は、たとえ、この情報が時間的にフィルタがかけられても、その際にはかなりのジッタ（jitter）によって影響を受けることになる。
さらに、保護間隔の相関の測定は、エコーが存在するために、シンボル間の干渉が存在する場合にはかなり乱される。
発明の目的と概要
本発明の目的は、上記従来技術の欠点を克服することにある。
特に本発明の目的は、その機能に特有な同期シンボルの送信を必要としない多重搬送波信号の受信機のための時間的同期方法および装置を提供することにある。
特に、本発明のひとつの目的は、デジタルテレビの地上放送のために、現在与えられている信号構造と両立する、この種の方法および装置を提供することにある。
本発明の他の目的は、かなり外乱された受信信号が存在していても、質の高い精密な時間的同期の取得を可能にする、この種の方法および装置を提供することにある。特に、保護間隔の継続時間よりも長いエコーが存在する場合に正確な作業を可能にすることが本発明の目的である。
本発明のさらに他の目的は、技術的な複雑さおよびコスト価格が制限されたどの受信機においても容易に実現できる、この種の方法および装置を提供することにある。
以上の最終目標は、以下に示される他の最終目標と同様に、本発明による時間的同期方法によって達成される。この時間的同期方法は、その各々が複数の搬送波周波数によって形成されたシンボルの一系列からなり、前記複数の搬送波周波数の各々がひとつの変調係数によって、それぞれ変調された、多重搬送波信号の受信機の時間的同期のための方法であって、時間−周波数空間における位置が、前記受信機に知られた前記搬送波周波数のある一定のものは、前記受信機に知られた値に参照係数を付与する参照搬送波周波数であり、
前記方法は、少なくとも２つの受信されたシンボルに属する参照係数に基づいて前記信号の送信チャネルのパルス応答

を評価するステップと、
前記パルス応答

の前記評価を解析して、前記シンボルの各々の有用部分の始まりを決定し、かつ／または、前記受信機のクロックのフィードバック制御を行うステップとから成る精密な時間的同期の段階（phase）を有することを特徴とする。
言い換えれば、本発明では、いくつかのシンボルに属するいくつかの参照要素を一緒にまとめる際に、虚偽の時間的同期シンボルの生成が行われる。こうして得られる虚偽のシンボルは、パルス応答の評価を決定して、そこから精密な時間的同期を導き出すために使用される。
本技術は、送信されるべき少なくとも一つの特定の同期シンボルが、パルス応答の評価を決定することが必要であることを常に感じている当業者にとって、全く新規的かつ創意に富むものである。
さらに本技術は、本発明にしたがって得られるパルス応答が、一般的に行われるようにサブサンプリングされるときに、以下に与えられるような明らかでない適応構造を必要とする。
送信チャネルのパルス応答

を評価する前記ステップは、ＭおよびＬを２、または２以上で、かつＲ＝（Ｌ＋１）／Ｍとしたときに、
一つの同一シンボル内において、Ｌ個の有用な搬送波によって分離された参照搬送波が、その各々のシンボルにおいて連続的に存在するとともに、その２つのシンボル間がＲ個の搬送波分だけずらされた、Ｍ個のシンボルに属する参照係数を引き出すステップと、
因子Ｒによってサブサンプリングされた虚偽の同期シンボルを形成するために、前記引き出された参照係数を一緒にブループ化するステップと、
ｔ_sを一シンボルの有用期間としたときに、期間ｔ_s／Ｒ上に広がるパルス応答

の評価を取得するために、前記虚偽の同期シンボルを逆フーリエ変換するステップとから成るように構成されると有利である。
参照搬送波のこの分布（五の目型配置）はもちろん一例であって、多くの他の分布形態も可能と考えられる。もし、他の可能性が存在しないならば、唯一つのシンボルの参照搬送波を使用してよいが、この場合にはパルス応答はかなりサブサンプリングされる。
すでに言及したように、ある一定の場合には、サブサンプリングすることによって（先行、または遅延して）実行される同期補正に関して不確定性が導入される。この問題を克服するために、前記パルス応答

の前記評価を解析する前記ステップは、
前記送信チャネルにおける信号の第１の経路を表すパルスを探し出すステップと、
前記第１の経路を表すパルスを、それがエコーかプリエコーかを決定するために解析するステップとから成るとともに、
前記シンボルの各々の有用部分の始まりを決定する前記ステップは、前記受信信号における時間的な選択ウインドウの位置をチェックして、前記パルス応答

の前記評価において前記第１の経路を表すパルスを実質的にｔ＝０の瞬間に位置づけ、前記ウインドウは、もしそれがエコーならば遅らされ、もしそれがプリエコーならば早められなければならないように構成される。
また、この場合、その上で前記パルス応答

の前記評価が広がる時間範囲［０、ｔ_max］は、
０の瞬間からｔ_limの瞬間まで広がる先行フィールドと呼ばれる第１のフィールドと、
ｔ_limの瞬間からｔ_maxの瞬間まで広がる遅延フィールドと呼ばれる第２のフィールドとに分割され、
前記第１の経路を表すパルスは、もしそれが前記先行フィールド内に存在するならばエコーと判定され、もしそれが前記遅延フィールド内に存在するならばプリエコーと判定されるように構成されることが好ましい。
ｔ_limは、前記シンボルの各々の有用部分の先に立つ保護間隔の継続期間Δに等しいか、それ以上となるように選んでよい。
本発明の方法は、前記精密な時間的同期の段階（phase）と同時に実行される粗い同期の段階（phase）を有するとともに、
前記粗い同期の段階は、前記シンボルの各々の有用部分の先に立つ保護間隔と前記シンボルの前記有用部分の終わりの内容の間の相関ピークを探して、前記シンボルの継続期間を決定することを含む、前記保護間隔の相関に対するステップから成るように構成されるのが好ましい。
粗い同期は別として、保護間隔の相関は、ある一定の特殊な場合において、本発明の精密な同期をさらに改善させるための新規な方法で使用してもよい。
実際、本方法は、前記第１の経路を表すパルスが前記遅延フィールド内に存在するときに、前記保護間隔の相関の測定値を解析して、長いエコーとプリエコーとを区別するためのステップを含み、
前記ステップは、決定しきい値よりも大きな相関の前記測定値を有するサンプル数を決定して、前記第１の経路を表すパルスが、前記サンプル数が所定値よりも大きいときには、長いエコーと判定されるように構成されると有利である。
本技術は、非常に長いエコーとプリエコーとの間のある一定のボーダライン事情における不確定性を取り除くことを可能にする。
前記決定しきい値は、「先行」または「遅延」と呼ばれる前記フィールドの各々の最高パルスに対応する２つの振幅の最も小さな振幅に実質的に比例することが有利である。
本発明は前記方法を実行する装置にも関係している。この種の時間的同期装置は、その各々が複数の搬送波周波数によって形成されたシンボルの一系列からなり、前記複数の搬送波周波数の各々が変調係数によって変調された、多重搬送波信号の受信機の時間的同期のための装置であって、
時間−周波数空間における位置が前記受信機に知られた前記周波数のある一定のものは、前記受信機に知られた値に参照係数を付与する参照搬送波周波数であり、
少なくとも２つの受信されたシンボルに属する参照係数に基づいて前記信号の送信チャネルのパルス応答

を評価する手段と、
前記パルス応答

の前記評価を解析して、前記シンボルの各々の有用部分の始まりを決定し、かつ／または、前記受信機のクロックのフィードバック制御を行う手段とから成る精密な時間的同期手段を備えたことを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
本発明の他の特徴と利点は、以下の本発明の好ましい実施態様に関する、本添付図面を参照しながらの説明から明かとなる。ただし、ここに紹介される実施態様は説明を簡明にするめのもので限定的に考えてはならない。
図１および図２は、従来技術による、発明の背景ですでに言及された保護間隔の相関による粗い時間的同期の原理を説明するための図である。これらの図では、送信チャネルのパルス応答はそれぞれ単一および２つの経路を有する。
図３は時間−周波数空間における参照搬送波の分布の一例を示した図である。
図４は本発明の方法による図３の参照要素から得られる、送信チャネルのパルス応答の評価の一例を示した図である。
図５Ａおよび図５Ｂは本発明において遭遇しやすく、それぞれプリエコーおよびエコーに対応する、パルス応答の評価の２つの例を示した図である。
図６Ａおよび図６Ｂは、保護間隔の相関測定を使用して、プリエコー（図６Ａ）と長いエコー（図６Ｂ）とを区別する方法を説明するための図である。
図７は本発明による時間的同期を取得する装置のブロック図である。
詳細な説明
本発明は、専用の同期シンボルを含まないＣＯＦＤＭ信号の受信機における時間的同期を取得することに適用される。ここで説明される好ましい実施態様は特に、ＤＶＢ−Ｔ標準によるデジタルテレビ信号の受信機に適用できる。
本発明を詳細に説明する前に、送信信号の主な特徴を短く振り返ることにする。
送信信号（transmitted signal）は、多重化されたＮ個の直交搬送波を形成する、変調シンボルの一系列から成る。
（ｆ_k）を搬送波の一集合とする。ただし、
ｆ_k＝ｋ／ｔｓ、ｋ＝０〜Ｎ−１
ここで、ｔｓは変調信号に割り当てられた継続期間を表す。
基本信号の基底はそのとき次式で定義される。
Ψ_j,t（ｔ）
ここで、ｋ＝０〜Ｎ−１、ｊ＝−∞〜＋∞。
また、
Ψ_j,t（ｔ）＝ｇ_k（ｔ−ｊｔ_s）
ここで、０≦ｔ＜ｔ_sに対して、

それ以外は、
ｇ_k（ｔ）＝０
となる。
次に有限のアルファベットに値を持つ複素数の一集合（Ｃ_j,k）を採ることにする。
付随するＯＦＤＭ信号は次式のように表現される。

ここで、ｆ０はＣＯＦＤＭ多重の搬送波周波数である。
チャネルの周波数選択度のいかなる問題も克服するために、シンボル間のスクランブリングを吸収するために各信号Ψ_j,t（ｔ）の前に継続期間Δを有する保護間隔が挿入される。
今後、ｔｓは有用信号の継続期間を表し、Δは保護間隔の継続期間、Ｔｓ＝ｔｓ＋Δはシンボルの継続期間を表す。
送信された信号はそのとき以下の関係式で定義される。
Ψ_j,t（ｔ）＝ｇ_k（ｔ−ｊＴ_s）
ここで、−Δ≦ｔ＜ｔ_sに対しては、

それ以外は、
ｇ_k（ｔ）＝０
である。
チャネルは以下の関係式で表される。
Ｙ_j,k＝Ｈ_j,kＣ_j,k＋Ｎ_j,k
ここで、Ｈ_j,kは周波数ｆ_kで、かつｊＴｓの瞬間におけるチャネルの複素応答である。
Ｎ_j,kは複素ガウスノイズである。
Ｙ_j,kは各搬送波ｋで、かつ各瞬間ｊにおいて受信されたＣＯＦＤＭ信号の発射後に得られるシンボルである。
組（ｊ、ｋ）は、いわゆるセルを定義する。すなわちシンボル時間（ｊ）の間の搬送波（ｋ）である。
受信において、ＯＦＤＭ多重のコヒーレントな復調を実現するために、いつでも多重のすべての周波数に対して位相と振幅におけるチャネルの応答を評価することが必要である。ＣＯＦＤＭ信号は、時間−周波数空間で注意深く分布させられたある一定のいわゆる参照搬送波から成る。
この技術は、本特許出願と同一の出願者に代って、出願された仏国特許ＦＲ−９０ ０１４９１号に説明されている。
本発明は、他の目的にも、すなわち時間的同期にもこれらの参照搬送波を使用できるように提供される。
送信の間、チャネルは以下の関係式によって与えられる。
Ｙ_j,k＝Ｈ_j,kＣ_j,k＋Ｎ_j,k
ここで、Ｈ_j,kは周波数ｆ_kで、かつｊＴｓの瞬間におけるチャネルの複素応答である。
Ｎ_j,kは複素ガウスノイズである。
Ｙ_j,kは、ＣＯＦＤＭ信号の復調に対するフーリエ変換後に各搬送波ｋで、かつ各瞬間ｊＴｓに対して得られるサンプルである。
コヒーレントな復調に使用される搬送波回復装置は、すべてのシンボルｊおよびすべての周波数ｋに対して、次式で与えられるチャネルの応答の評価を与えることができなければならない。
Ｈ_j,k＝ｐ_j,kｅｅ^iφj,k
この目的のために、ＣＯＦＤＭ信号は、位相および振幅の参照パイロット周波数として使用される、時間−周波数領域内で注意深く分布させられたある一定の周波数を有する。サンプルＹ_j,k（フーリエ変換の出力において得られる）から、そして既知の参照搬送波を変調させたシンボルＣ_j,kを使って、以下の式に注意して前記参照搬送波に対応する量Ｈ_j,kの評価を取得することができる。

図３には、参照搬送波の時間−周波数空間内に五の目型に配置された例示的な分布が示されている。
この図には、参照パイロット搬送波３１がドットで表されており、（有用データを運んでいる）有用搬送波３２がクロスで表されている。
本例において以下のことに注目する。すなわち、一つかつ同一のシンボルにおいて、２つの連続する参照搬送波が、Ｌ＝１１個の有用搬送波によって分離される。与えられたシンボルの第１の参照搬送波は、前の搬送波に対してＲ＝３（１２の剰余）だけずらして配置される。結果的に、同一パタンがどのＭ＝（Ｌ＋１）／Ｒ＝４個のシンボルにも生じる。
Ｒ個の搬送波ごとに一個の割で、五の目型に配置された参照搬送波を含むようにいくつかのＯＦＤＭシンボルを組合せることによって、受信機に知られたＮ／Ｒ個の参照要素から成る虚偽シンボルを形成することが可能である。
本発明にしたがって提供されるときには、以下の式で表されるチャネルの副標本がとられた（サブサンプリングされた）周波数応答の、ノイズに影響された評価を得ることが可能である。
Ｈ_k
ただしｋ＝ｎＲ、ｎは０．．．．（Ｎ／Ｒ）−１。
図３に示された場合のように、Ｍ＝４個の連続するシンボルをグループ化することによって、３の割合で副標本がとられたチャネルの周波数応答を表す、ｋ＝３ｎに対するＮ／３個の量Ｈ_kの評価が得られることを確かめることができる。
次いで、チャネルの副標本がとられた周波数応答の評価から、Ｎ／Ｒ個のポイント上での逆離散的フーリエ変換を適用することによってチャネルのパルス応答

の評価を得ることが可能である。このチャネルのパルス応答の評価

はＮ／Ｒ個のサンプル上で表されたもので、ｔｓ／Ｒの範囲（horizon）を有する。
図４には、この種の評価の例が示されている。この評価は（しきい値設定の後）４つのピークから成る。第１のピーク４１は第１の経路、または送信チャネルの受信された経路（一般的にはまっすぐな軌跡）に対応する。ピーク４２はこのチャネルの二次的な軌跡に対応する。
この応答

の解析によって、受信されたＣＯＦＤＭのフレーム内の各シンボルの有用部分の位置を、それにＦＦＴウインドウを適用するために、決定することができる。
この解析は、考慮しなければならない受信された第１の経路に対応する応答

の第１のパルスがどれかを決定することにある。これは、この応答

の評価の異ったサンプルの振幅をしきい値と比較し、次いで受信された第１の経路に対応する第１の意味のあるパルスを決定することによって、単純に実行される。
この目的のため、チャネルのパルス応答の範囲（ｔ_s／Ｒに等しい）は２つのフィールド（「先行」フィールド４３および「遅延」フィールド４４）に分割され、解析の観点からＦＦＴウインドウが理想的な位置に関して先行または遅延しているかどうかが決定される。
たとえば、図３に示された場合に対して、パルス応答の評価

の範囲は、ｔ_s／３に等しい。もし、保護間隔Δの最大値がｔ_s／４に等しいならば、２つのフィールドをはっきり分ける境界４５は、ｔ_s／４に等しくなるように選択できる。
こうして、図５Ａを参照すると、このことは、ｔ_s／４とｔ_s／３との間に位置する振幅しきい値より大きな値を有するパルス５１はエコーではなく、プリエコーと考えられることを意味している。このパルス５１は受信された第１の経路に対応しているので、この第１の経路上に「それをそろえる」ために、ＦＦＴウインドウを先行させる（５２）ことが必要である。
これとは対照的に、もし第１の意味のあるパルス５３、すなわちしきい値より大きなパルスが０とｔ_s／４との間に位置しているならば、図５Ｂに示されているように、この第１の経路上にそれをそろえるために、ＦＦＴウインドウを遅延させる（５４）ことが必要である。
パイロット搬送波から得られるパルス応答のこの解析を使用する本発明の方法は、多くの場合において、精密な時間的同期にとって満足できるものである。しかしながら、非常に長いエコーが存在するときには、それが独立して使用されるときに欠点が存在する。
この欠点を説明するため、ｔ_s／３に等しいパルス応答の範囲、ｔ_s／４に位置づけられた「先行」フィールドおよび「遅延」フィールドの２つのフィールドの境界、によって特徴付けられる図３の例を引用する。
ｔ_s／４よりも大きく、かつｔ_s／３よりも小さく遅延した長いエコーの場合、評価

は、ｔ_s／４とｔ_s／３の間に位置するパルスを有する。このパルスは、そのとき受信機によってエコーではなくプリエコーとして間違って判断される（図５Ａ参照）。受信機は、ＦＦＴウインドウを、第１の経路と信じられるものの上にそろえる。これによって実行特性が劣化する。受信機は、その後に悪く時間的に同期させられる。
このタイプの状況を抑えるために、本発明の方法とすでに説明された保護間隔の相関の方法を同時に使用することが考えられる。これは補足的である。
本発明の方法において遭遇するすでに説明された問題は、受信機が、パルス応答の解析において、長いエコー（２つのフィールド、すなわち「先行」フィールドと「遅延」フィールドとの境界よりも大きい）と、プリエコーとを区別できないという事実の結果である。
このあいまいさを取り除くため、保護間隔の相関の測定値を解析するものとされる。
ここですでに見てきたように、保護間隔の相関の測定値の２個の連続する「ピーク」の間の距離の評価が、ＯＦＤＭシンボルの長さＴ_s＝ｔ_s＋Δ、およびそれゆえに保護間隔の長さΔを決定するのに使用される。
さらに、この相関の測定値の広がりは、直接、経路の広がりに依存する。このことは、一つの経路およびΔだけ隔てられた２つの経路をそれぞれ有する２つの図１および図２の比較によって明らかになる。それゆえ、与えられたしきい値を超えるサンプル数を計数することによって、エコーの広がりを評価し、それによってプリエコーと長いエコーを区別することが可能である。
再び、ｔ_s／３の範囲上でチャネルのパルス応答の評価を取得することを可能にする図３の参照搬送波の分布の例を議論する。
図６Ａおよび図６Ｂは、以下の２つの場合に対して、チャネルのパルス応答ｈ（ｔ）６１_i、この応答の受信機によって計算された評価

および保護間隔の相関の測定値６３_iを示している。まず、図６Ａの場合では、受信機はｔ＝０に存在する単一の経路６８上で初期的によく同期させられており、−Ｔにおいてプリエコー６９が出現している。この場合、２つの経路が同一のパワーで受信され、かつ送信はノイズによって影響を受けていない。次に、図６Ｂの場合では、受信機は同様にｔ＝０に存在する単一の経路６７上で初期的によく同期させられており、ｔ_s／３−Ｔの遅延を有する長いエコー６４が出現している。この場合、２つの経路が同一のパワーで受信され、かつ送信はノイズによって影響を受けていない。
保護間隔の相関測定は、長さがＴ_i＝ｔ_s／４のブロック上で行われる。両方の場合において、チャネルのパルス応答の受信機によって計算された評価

６２_Bはｔ_s／３−Ｔにおけるピーク６５と同一視される。
一方、保護間隔の相関の測定値は、長いエコー６４の場合（６３_B）においては、プリエコー６９の場合（６３_A）におけるよりもかなり大きな程度まで広がる。
与えられた決定しきい値６６を超える、この測定のサンプルの数を計数することによって（または、このしきい値より大きなサンプルの数の、そのしきい値を下回るサンプルの数に対する比率）、あいまいさを取り除いて、プリエコーとエコーとを区別することが可能となる。
この決定しきい値６６のレベルは、以下のように有利に固定することができる。最終目標は、「不確定性」ゾーンにおいて、プリエコーと長いエコーを区別することである。ここですでに説明された場合では、この不確定性ゾーンはｔ_s／４とｔ_s／３との間に位置する。
この目的のため、第１のフィールド４３（「先行」）と第２のフィールド４４（「遅延」または再び「不確定性」ゾーン）にそれぞれ位置する２つの意味のあるパルスの間の、実際の時間ギャップを評価することが要求される。
特に、２つのフィールド４３および４４の各々における最大パルスの振幅を評価することは可能である。これら２つの主な経路の寄与を考慮するために、次に、決定しきい値のレベルをこれら２つの最大パルスの最も小さな振幅の関数とすることができる。こうして、不確定性ゾーンに位置するパルスの最大振幅が小さなときは、保護間隔の相関に適用される決定レベルは降下し、あいまいさなくプリエコーと長いエコーとを区別することができるだろう。
図７はここですでに議論された方法を実行する本発明による装置の略図である。
受信信号ｘ（ｔ）は、周波数Ｈ_sでサンプリングされ（７１）、次にＮポイントＦＦＴ７２を使って周波数空間に変換され、その結果以下の系列にしたがって信号Ｙ_j,k＝Ｈ_j,kＣ_j,k＋Ｎ^j,kが与えられる。
本発明は、各シンボルの有用部分を選択するため、かつ、受信機のクロックＨ_s７４のフィードバック制御を実現するため、ＦＦＴウインドウ７３を正確に位置決めすることを目標としている。
この目的のため、本装置は、第１に保護間隔の相関を測定するための手段７６と、第２にパルス応答の評価を計算するための手段７７とによって供給される信号処理手段７５を備える。
保護間隔相関を測定するための手段７６は、第１にサンプル信号ｘ（ｔ）、そして第２に時間ｔ_sだけ遅延された（７６２）同一の信号ｘ（ｔ）の供給を受ける相関器および加算アキュムレータ７６１から成る。
パルス応答の評価を計算するための手段７７は、参照搬送波に対応するサンプルを引き出しかつグループ化することによって虚偽の同期シンボルを再構成するための手段７７１を備え、手段７７１によってサブサンプリングされたシンボルＹ_k＝Ｈ_kＣ_k＋Ｎ_k（Ｎ／Ｒ個のサンプル）が与えられる。この虚偽のシンボルはＣ^* _k／｜Ｃ_k｜²による乗算７７２によって標準化され、次いで、Ｎ／Ｒ個のポイント上で逆フーリエ変換７７３され、パルス応答の評価

が与えられる。
本発明によれば処理手段７５は、次いで、すでにここで説明したようにもし必要ならば保護間隔の相関の測定を考慮する際に、保護間隔の相関の測定の手段による粗い同期と、パルス応答の評価

の評価の手段による精密な同期とを実行する。

Claims (9)

1. その各々が複数の搬送波周波数によって形成されたシンボルの一系列からなり、該複数の搬送波周波数の各々がひとつの変調係数によって変調された、多重搬送波信号の受信機の時間的同期のための方法であって、
   時間−周波数空間における位置が、前記受信機に知られた前記搬送波周波数のある一定のものは、前記受信機に知られた値に参照係数を付与する参照搬送波周波数である前記方法において、
   少なくとも２つの受信されたシンボルに属する参照係数に基づいて前記信号の送信チャネルのパルス応答
   

   

   を評価するステップ（７７３）と、
   前記パルス応答
   

   

   の前記評価を解析して、前記シンボルの各々の有用部分の始まりを決定し、かつ／または、前記受信機のクロックのフィードバック制御を行うステップ（７５）とから成る、精密な時間的同期の段階を有することを特徴とする時間的同期方法。
2. 送信チャネルのパルス応答
   

   

   を評価する前記ステップは、
   一連の参照搬送波を含むＭ個のシンボルに属する参照係数を引き出すステップ（７７１）であって、前記各参照搬送波は、一つの同一シンボル内においてＬ個の有用な搬送波によって分離され、かつ、前記一連の参照搬送波を含む２つのシンボル間でＲ個の搬送波分だけずらされ、前記ＭおよびＬが２、または２以上で、かつＲ＝（Ｌ＋１）／Ｍの関係を有するステップ（７７１）と、
   因子Ｒによってサブサンプリングされた虚偽の同期シンボルを形成するために、前記引き出された参照係数を一緒にグループ化するステップ（７７１）と、
   ｔ_sを一シンボルの有用期間としたときに、期間ｔ_s／Ｒ上に広がる前記パルス応答
   

   

   の評価を取得するために、前記虚偽の同期シンボルを逆フーリエ変換するステップ（７７５）と、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の時間的同期方法。
3. 前記パルス応答
   

   

   の前記評価を解析する前記ステップは、
   前記送信チャネルにおける信号の第１の経路を表すパルス（４１、５１、５３）を探し出すステップと、
   前記第１の経路を表すパルスを、それがエコー（５３）かプリエコー（５１）かを決定するために解析するステップとから成るとともに、
   前記シンボルの各々の有用部分の始まりを決定する前記ステップは、前記受信信号における時間的な選択ウインドウ（７３）の位置をチェックして、前記パルス応答
   

   

   の前記評価において前記第１の経路を表すパルスを実質的にｔ＝０の瞬間に位置づけ、前記ウインドウは、もしそれがエコーならば遅らされ、もしそれがプリエコーならば早められなければならないように構成されたことを特徴とする請求項１または２に記載の時間的同期方法。
4. 前記パルス応答
   

   

   の前記評価が広がる時間範囲［０、ｔ_max］は、
   ０の瞬間からｔ_limの瞬間まで広がる先行フィールドと呼ばれる第１のフィールド（４３）と、
   ｔ_limの瞬間からｔ_maxの瞬間まで広がる遅延フィールドと呼ばれる第２のフィールド（４４）とに分割され、
   前記第１の経路を表すパルスは、もしそれが前記先行フィールド内に存在するならばエコーと判定され、もしそれが前記遅延フィールド内に存在するならばプリエコーと判定されるように構成されたことを特徴とする請求項３に記載の時間的同期方法。
5. 前記ｔ_limは、前記シンボルの各々の有用部分の先に立つ保護間隔の継続期間Δに等しいか、それ以上であることを特徴とする請求項４に記載の時間的同期方法。
6. 前記精密な時間的同期の段階と同時に実行される粗い同期の段階（７６）を有するとともに、
   前記粗い同期の段階は、前記シンボルの各々の有用部分の先に立つ保護間隔と前記シンボルの前記有用部分の終わりの内容の間の相関ピークを探して、前記シンボルの継続期間を決定することを含む、前記保護間隔の相関に対するステップから成ることを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の時間的同期方法。
7. 前記第１の経路を表すパルスが前記遅延フィールド内に存在するときに、前記保護間隔の相関の測定値（６３１）を解析して、長いエコーとプリエコーとを区別するためのステップを含み、
   前記ステップは、決定しきい値（６６）よりも大きな相関の前記測定値を有するサンプル数を決定して、前記第１の経路を表すパルスが、前記サンプル数が所定値よりも大きいときには、長いエコーと判定されるように構成されたことを特徴とする請求項４または６に記載の時間的同期方法。
8. 前記決定しきい値（６６）は、「先行」または「遅延」と呼ばれる前記フィールドの各々の最高パルスに対応する２つの振幅の最も小さな振幅に実質的に比例することを特徴とする請求項７に記載の時間的同期方法。
9. その各々が複数の搬送波周波数によって形成されたシンボルの一系列からなり、前記複数の搬送波周波数の各々が変調係数によって変調された、多重搬送波信号の受信機の時間的同期のための装置であって、
   時間−周波数空間における位置が前記受信機に知られた前記搬送波周波数のある一定のものは、前記受信機に知られた値に参照係数を付与する参照搬送波周波数である前記装置において、
   少なくとも２つの受信されたシンボルに属する参照係数に基づいて前記信号の送信チャネルのパルス応答
   

   

   を評価する手段（７７３）と、
   前記パルス応答
   

   

   の前記評価を解析して、前記シンボルの各々の有用部分の始まりを決定し、かつ／または、前記受信機のクロックのフィードバック制御を行う手段（７５）とから成る精密な時間的同期手段を備えたことを特徴とする時間的同期装置。

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