DE69728383T2 - Verfahren und Apparat für Zeitsynchronisierung in einem Empfänger für ein Mehrträgersignal - Google Patents

Verfahren und Apparat für Zeitsynchronisierung in einem Empfänger für ein Mehrträgersignal Download PDF

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Description

  • Die Erfindung betrifft das Senden von digitalen Mehrfachträgersignalen, d. h., Signale, die eine Vielzahl von gleichzeitig gesendeten Mehrfachträgerfrequenzen einsetzen, von der jede durch verschiedene Datenelemente moduliert wird. Genauer gesagt betrifft die Erfindung die zeitliche Synchronisation von Empfängern für derartige Signale.
  • Mehrfachträgersignale werden im Allgemeinen mit dem Ausdruck FDM (Frequency Division Multiplex (Frequenzmultiplex)) bezeichnet. Ein besonderes Beispiel für derartige Signale, auf das die Erfindung besonders anwendbar ist, bilden die OFDM-Signale (Orthogonal Frequency Division Multiplex (Multiplexieren orthogonaler Frequenzen)).
  • Ein OFDM-Signal wird beispielsweise im digitalen Sendesystem eingesetzt, dessen Beschreibung insbesondere in der am 2. Juli 1986 eingereichten französischen Patentanmeldung FR-A-2 601 210 sowie im Dokument „Prinzipien der Modulation und Kanalkodierung beim digitalen Funkverkehr mit mobilen Stationen" (M. Alard und R. Lassalle; Zeitschrift der UER, Nr. 224, August 1987, Seiten 168–190), auch bekannt als COFDM-System (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex (Multiplexieren orthogonaler kodierter Frequenzen)), zu finden ist.
  • Dieses COFDM-System wurde insbesondere im Rahmen des europäischen DAB-Projektes (Digital Audio Broadcasting (digitaler Hörfunk)) entwickelt. Es ist ebenfalls ein Kandidat für die Normierung des terrestrischen Sendens des digitalen Fernsehens (insbesondere DVB-T-Standard). Allgemeiner ermöglicht das COFDM-System das Senden jeder Art von digitalen Signalen (oder von abgetasteten, jedoch nicht notwendigerweise quantifizierten, Analogsignalen).
  • Es basiert auf der gemeinsamen Verwendung einer Vorrichtung zur Kanalkodierung sowie einem Verfahren zur Modulation durch Multiplexieren orthogonaler Frequenzen. Dieses System ist besonders zum Senden digitaler Signale mit hohem Durchsatz (einige Megabits in der Sekunde) geeignet, in mit Mehrweg-Ausbreitung behafteten Kanälen, deren Eigenschaften zeitlich variieren (mobiler Empfang in städtischer Umgebung).
  • Das Modulationsverfahren an sich ermöglicht es, sich von Problemen zu befreien, die mit der Frequenzselektivität des Kanals zusammenhängen. Es besteht darin, die zu sendende Information über eine große Zahl benachbarter und bei niedrigem Durchsatz modulierter Trägerfrequenzen zu verteilen. Ein System zum Verschachteln der zu sendenden Information wird mit dem Kodierungsverfahren assoziiert, um die größte statistische Unabhängigkeit der Abtastwerte am Eingang des Decoders sicherzustellen.
  • Die zeitliche Synchronisation eines COFDM-Empfängers besteht darin, in dem Raster des empfangenen OFDM-Signals, den Platz des nützlichen Teils eines jeden Symbols (bestehend aus einem Schutzintervall und aus einem nützlichen Teil) zu bestimmen, um darauf das FFT-Fenster anzuwenden, welches die Auswahl des nützlichen Teils eines jeden Symbols ermöglicht. Diese Information bezüglich der zeitlichen Synchronisation wird auch zum Steuern des Taktgebers des Empfängers benutzt, um die Vorrichtung zum Wiedererlangen des Taktes einzusetzen.
  • Diese zeitliche Synchronisationsfunktion des Empfängers teilt sich im Allgemeinen nach einer groben zeitlichen Synchronisation (während der Acquisitionsphase) und einer feinen zeitlichen Synchronisation auf.
  • Nach einer bekannten Technik, die insbesondere im digitalen Sendeprogramm DAB zum Einsatz kommt, kann sich die zeitliche Synchronisation auf zu diesem Zweck vorgesehene spezielle Symbole stützen, die sich im Allgemeinen am Anfang des Rasters befinden.
  • In diesem Falle beginnt ein jedes Raster vorteilhafterweise mit mindestens zwei besonderen Symbolen S1 und S2, die für die Synchronisation eingesetzt werden. Es umfasst dann eine bestimmte Anzahl nützlicher Symbole, die jeweils eine Vielzahl orthogonaler, modulierter Trägerfrequenzen umfassen.
  • Das Symbol S1 ist ein Nullsymbol, mit dem einerseits eine grobe Synchronisation durchgeführt werden kann. Das Symbol S2 ist ein zweites Synchronisationssymbol, bestehend aus einem nicht modulierten Multiplex aller Trägerfrequenzen, mit einer in etwa konstanten Umhüllenden. Damit lässt sich die Synchronisation durch Analyse der Impulsantwort des Kanals genauer erneut berechnen. Die Rolle und die Ausführungsart dieser Symbole S1 und S2 sind in der Patentschrift FR-A-2 639 495 derselben Anmelder beschrieben.
  • Das S2-Symbol ist ebenfalls unter den Bezeichnungen CAZAC-Symbol und TFPC-Symbol in anderen Ausführungen bekannt.
  • Es wird derzeit daran gedacht, COFDM-Signale zu erzeugen, die keine derartigen, der zeitlichen Synchronisation nutzenden, Sondersymbole aufweisen. Dies ist insbesondere der Fall für digitale Fernsehsignale, die sich in der Normierung befinden.
  • Es müssen demnach andere Synchronisationsmethoden entwickelt werden. So ist eine als Korrelation des Schutzintervalls bezeichnete Technik bekannt, die eine grobe Synchronisation ermöglicht.
  • Das Schutzintervall eines OFDM-Symbols besteht im Wiederholen der Abtastwerte am Ende des besagten OFDM-Symbols. Die Methode besteht im Berechnen der Korrelation zwischen den das Schutzintervall bildenden Abtastwerten und den Abtastwerten am Ende des Symbols, um einen „Korrelationsscheitelpunkt" daraus zu extrahieren.
  • Nach der zeitlichen Filterung kann dieser „Korrelationsscheitelpunkt" dann als Synchronisationsimpuls genutzt werden, um die Länge des OFDM-Symbols und des Schutzintervalls Δ und somit den Anfang des FFT-Fensters zu ermitteln. Diese Operation erfolgt vor der Demodulations-FFT an dem im zeitlichen Bereich empfangenen COFDM-Signal.
  • Bezeichnet man das im zeitlichen Bereich empfangene COFDM-Signal mit x(t), so wird das Maß der Korrelation zum Zeitpunkt t = Tn durch den folgenden Ausdruck gegeben:
    Figure 00040001
    wobei * die „Konjugierte" einer komplexen Zahl und || der „Betrag" einer komplexen Zahl bedeuten.
  • Das Messen der Korrelation erfolgt an Blöcken der Länge Ti, die gleich oder kürzer als die Länge des Schutzintervalls Δ ist. Sollte der Empfänger die Länge des Schutzintervalls nicht im Voraus kennen (bei einigen Systemen werden, je nach Anwendung, variable Längen vorgesehen), so erfolgt die Messung der Korrelation am Anfang an Blöcken der gleichen Länge als die minimale Länge des Schutzintervalls.
  • Unter idealen Bedingungen, bei denen es weder Rauschen, Mehrwege oder Co-Kanal-Interferenzen gibt, kann der erhaltene „Korrelationsscheitelpunkt" (oder „Impulsscheitelpunkt") verwendet werden, um die „grobe" zeitliche Synchronisation zu erzeugen.
  • Als Beispiel zeigt 1 das Maß der nach zeitlichem Filtern im Falle einer idealen, von Rauschen behafteten (11) und rauschfreien (12) Sendung sowie mit einer Impulsantwort h(t) 13 des Einwegkanals 14 erhaltenen Korrelation.
  • Diese Information kann ebenfalls zum zeitlichen Feinsynchronisieren verwendet werden: misst man den Abstand 15 zwischen 2 aufeinander folgenden „Korrelationsscheitelpunkten", so lässt sich die Länge Ts = ts + Δ eines OFDM-Symbols und somit die Länge des Schutzintervalls Δ ableiten.
  • Dagegen ist, in Gegenwart starker Echos oder eines starken Interferenzpegels, der erhaltene Korrelationsscheitelpunkt stark verzerrt und ist mehr oder weniger, abhängig von der Ausbreitung der Echos, ausgedehnt.
  • 2 zeigt das Maß der nach zeitlicher Filterung erhaltenen Korrelation, für den Fall einer von Rauschen behafteten (21) und rauschfreien (22) Sendung, die jedoch durch eine Impulsantwort h(t) 23 des Kanals charakterisiert ist, welche zwei Wege 241 und 242 aufweist, deren Abstand untereinander die Länge des Schutzintervalls Δ ist und die mit der identischen Leistung empfangen werden.
  • Der Korrelationsscheitelpunkt 25 kann dann genutzt werden, um die Länge eines OFDM-Symbols zu bestimmen und die grobe zeitliche Synchronisation zu erzeugen. Jedoch reicht seine Genauigkeit nicht aus, um eine zeitliche Feinsynchronisation abzuleiten.
  • Ändern sich nämlich die Empfangsbedingungen mit der Zeit, was der Fall beim tragbaren sowie beim mobilen Empfang ist, so weist das Maß der Korrelation des Schutzintervalls starke Schwankungen auf. Eine zeitliche Feinsynchronisation, die nur auf der Grundlage dieser Information erzeugt wird, wäre dann von starkem Zittern behaftet, auch wenn diese Information zeitlich gefiltert würde.
  • Ferner ist das Korrelationsmaß des Schutzintervalls in Gegenwart von auf die Gegenwart von Echos verursachten Interferenzen zwischen den Symbolen stark verunreinigt.
  • Die Erfindung soll insbesondere diesen Nachteilen des Standes der Technik entgegenwirken.
  • Genauer gesagt, besteht ein Zweck der Erfindung im Bereitstellen eines Verfahrens und einer Vorrichtung zur zeitlichen Synchronisation für Empfänger von Mehrfachträgersignalen, die kein Senden von für diese Funktion spezifischen Symbolen benötigen.
  • Insbesondere ist ein Zweck der Erfindung das Bereitstellen eines Verfahrens und einer Vorrichtung, die mit der derzeit für das terrestrische Senden von Digitalfernsehen vorgeschlagenen Signalstruktur kompatibel sein soll.
  • Ein weiterer Zweck der Erfindung ist das Bereitstellen eines Verfahrens und einer Vorrichtung, die eine Feinsynchronisation guter Qualität auch in Gegenwart eines stark gestörten empfangenen Signals ermöglicht. Insbesondere soll die Erfindung ein korrektes Arbeiten in Gegenwart langer Echos, die eventuell länger als die Dauer des Schutzintervalls sein können, gewährleisten.
  • Ein weiterer Zweck der Erfindung ist das Bereitstellen eines Verfahrens und einer Vorrichtung, die leicht in allen möglichen Empfängern einzusetzen sein sollen, und deren technische Komplexität und Produktionskosten sich in Grenzen halten sollen.
  • Diese Ziele sowie andere, die im Nachhinein ersichtlich werden, erreicht man nach der Erfindung mit Hilfe eines Verfahren zur zeitlichen Synchronisation in einem Empfänger für ein Mehrfachträgersignal, bestehend aus einer Folge von Symbolen, die jeweils von einer Vielzahl von Trägerfrequenzen gebildet sind, von denen eine jede durch einen Modulationskoeffizienten moduliert wird,
    wobei einige dieser Trägerfrequenzen, deren Position im Zeit-Frequenz-Raum vom Empfänger bekannt ist, Referenzträgerfrequenzen sind, die einen Referenzkoeffizienten tragen, dessen Wert vom Empfänger bekannt ist,
    wobei das Verfahren eine Feinsynchronisierungsphase mit den folgenden Schritten umfasst:
    • – Schätzung der Impulsantwort ĥn des Sendekanals für das besagte Signal, ausgehend von Referenzkoeffizienten, die mindestens zu zwei empfangenen Symbolen gehören;
    • – Feststellung des Anfangs des nützlichen Teils eines jeden dieser Symbole und/oder Rückkopplung eines Taktgebers des Empfängers durch Analyse der Schätzung der Impulsantwort ĥn.
  • Anders ausgedrückt, schlägt die Erfindung das Erzeugen eines fiktiven zeitlichen Synchronisationssymbols durch Umgruppierung mehrerer Referenzelemente aus mehreren Symbolen vor. Das so erhaltene fiktive Symbol ermöglicht das Bestimmen einer Schätzung der Impulsantwort sowie daraus eine Feinsynchronisation abzuleiten.
  • Diese Technik ist ganz neu und erfinderisch für den Fachmann, der immer der Meinung war, dass es erforderlich sei, mindestens ein besonderes Synchronisationssymbol zu senden, um eine Schätzung der Impulsantwort zu bestimmen.
  • Andererseits benötigt sie nicht offensichtliche Anpassungen, die weiter unten vorgestellt werden, wenn die nach der Erfindung erhaltene Impulsantwort unterabgetastet wird, wie es im Allgemeinen der Fall ist.
  • Vorteilhafterweise umfasst der Schritt zum Schätzen der Impulsantwort ĥn die folgenden Schritte:
    • – Extraktion der M Symbolen angehörenden Referenzkoeffizienten, welche aufeinander folgende Referenzträgerfrequenzen enthalten, wobei diese Referenzträgerfrequenzen durch L im selben Symbol nützliche Trägerfrequenzen getrennt und um R Trägerfrequenzen zwischen zwei Symbolen getrennt sind, wobei diese Trägerfrequenzen aufeinander folgende Referenzträgerfrequenzen umfassen und wobei M und L größer oder gleich 2 und R = (L + 1)/M sind;
    • – Umgruppierung der extrahierten Referenzkoeffizienten, um einen fiktiven Synchronisierungskoeffizienten zu bilden, welcher um einen Faktor R unterabgetastet wird;
    • – inverse Fourier-Transformation des fiktiven Synchronisierungssymbols, um eine Schätzung der Impulsantwort ĥn zu erhalten, die sich über eine Zeitdauer ts/R erstreckt, wobei ts die nützliche Dauer eines Symbols ist.
  • Diese Verteilung der Referenzträgerfrequenzen (im Quincunx) ist selbstverständlich nur ein Beispiel, und es sind viele andere Verteilungen denkbar. Im Grenzfall könnten die Referenzträgerfrequenzen eines einzigen Symbols verwendet werden, wobei dann die Impulsantwort stark unterabgetastet ist.
  • Wie bereits oben erwähnt, fügt das Unterabtasten unter bestimmten Bedingungen Unsicherheiten bezüglich der erforderlichen Synchronisationskorrektur (Vorziehen oder Verzögerung) ein. Um diesem Problem entgegenzuwirken, umfasst die Analyse der Schätzung der Impulsantwort ĥn die folgenden Schritte:
    • – Suchen eines Impulses, der für die erste Wegstrecke des Signals im Sendekanal repräsentativ ist;
    • – Analysieren dieses für die erste Wegstrecke repräsentativen Impulses, um festzustellen, ob es sich um ein Echo oder ein Vorecho handelt,
    wobei der Schritt zum Feststellen des Anfangs des nützlichen Teils eines jeden der Symbole das Positionieren eines Auswahlzeitfensters auf dem empfangenen Signal steuert, um den für die erste Wegstrecke repräsentativen Impuls in etwa am Zeitpunkt t = 0 innerhalb der Schätzung der Impulsantwort ĥn zu positionieren, wobei das Fenster verzögert werden muss, wenn es sich um ein Echo handelt bzw. vorgezogen werden muss, wenn es sich um ein Vorecho handelt.
  • In diesem Falle ist der Zeitbereich [0, tmax], über welchen sich die Schätzung der Impulsantwort ĥn erstreckt, bevorzugterweise in zwei Felder aufgeteilt:
    • – ein erstes, als vorauseilendes Feld bezeichnetes Feld, das sich vom Zeitpunkt 0 bis zu einem Zeitpunkt tlim erstreckt und
    • – ein zweites, als verzögertes Feld bezeichnetes Feld, das sich vom Zeitpunkt tlim bis zum Zeitpunkt tmax erstreckt,
    wobei der erste, für die erste Wegstrecke repräsentative Impuls, als Echo betrachtet wird, wenn es sich im vorauseilenden Feld befindet und als Vorecho, wenn es sich im verzögerten Feld befindet.
  • So kann tlim größer oder gleich der Zeitdauer Δ des Schutzintervalls gewählt werden, das vor dem nützlichen Teil eines jeden der besagten Symbole liegt.
  • Bevorzugterweise umfasst das Verfahren der Erfindung ebenfalls eine Phase der Grobsynchronisierung, die parallel zu der Feinsynchronisierungsphase eingesetzt wird, die eine (an sich bekannte und in der Präambel beschriebene) Korrelationsphase des Schutzintervalls umfasst, darin bestehend, dass ein Korrelationsscheitelpunkt zwischen dem Inhalt eines vor dem nützlichen Teil eines jeden der besagten Symbole und dem Ende des nützlichen Teils dieses Symbols liegenden Schutzintervalls gesucht wird, um die Dauer des Symbols festzustellen.
  • Außer der Grobsynchronisation, kann die Korrelation des Schutzintervalls auch in neuer Weise verwendet werden, um die Feinsynchronisation der Erfindung unter bestimmten besonderen Bedingungen noch zu verbessern.
  • In der Tat umfasst das Verfahren vorteilhafterweise einen Schritt zum Unterscheiden zwischen einem langen Echo und einem Vorecho, wenn der besagte, für die erste Wegstrecke repräsentative Impuls sich in dem verzögerten Feld befindet, durch Analyse des Maßes der Korrelation des Schutzintervalls, wobei das Verfahren darin besteht, die Zahl der oberhalb eines Entscheidungsschwellenwertes liegenden Abtastwerte des Maßes der Korrelation festzustellen, wobei der für die erste Wegstrecke repräsentative Impuls als langes Echo betrachtet wird, wenn die Zahl der Abtastwerte größer als ein vorgegebener Wert ist.
  • Diese Technik ermöglicht es, die bei gewissen Grenzfällen auftretende Unsicherheit zwischen einem sehr langen Echo und einem Vorecho aufzuheben.
  • Vorteilhafterweise ist der Entscheidungsschwellenwert in etwa proportional zur kleineren Amplitude unter den zwei Amplituden, die dem größeren Impuls eines jeden der Felder, das „vorauseilende" Feld und das „verzögerte" Feld, entsprechen.
  • Die Erfindung betrifft ebenfalls Vorrichtungen, bei denen das oben beschriebene Verfahren eingesetzt wird. Eine solche Vorrichtung zur zeitlichen Synchronisation in einem Empfänger für ein Mehrfachträgersignal weist Mittel zur Feinsynchronisation auf, die folgendes umfassen:
    • – Mittel zum Schätzen der Impulsantwort ĥn des Sendekanals für das besagte Signal, ausgehend von Referenzkoeffizienten, die mindestens zu zwei empfangenen Symbolen gehören;
    • – Mittel zum Feststellen des Anfangs des nützlichen Teils eines jeden dieser Symbole durch Analyse der Schätzung der Impulsantwort ĥn.
  • Weitere Eigenschaften und Vorteile der Erfindung werden beim Lesen der nachfolgenden Beschreibung einer bevorzugten Ausführung der Erfindung, die lediglich als veranschaulichendes Beispiel, ohne einschränkende Wirkung, vorgestellt wird, sowie beim Betrachten der beigefügten Figuren deutlich, wobei:
  • die 1 und 2 das Prinzip der bekannten Grobsynchronisationstechnik durch Korrelieren des Schutzintervalls veranschaulichen, wie bereits in der Präambel erläutert, für den Fall, dass die Impulsantwort des Sendekanals jeweils einen einzelnen Weg bzw. zwei Wege aufweist;
  • 3 ein Beispiel für die Verteilung der Referenzträgerfrequenzen im Zeit-Frequenz-Raum angibt;
  • 4 ein Beispiel für die Schätzung der Impulsantwort des Sendekanals zeigt, die auf der Grundlage der Referenzelemente der 3 nach dem Verfahren der Erfindung erzielt wurde;
  • die 5A und 5B zwei Beispiele für das Schätzen der Impulsantwort zeigen, die nach der Erfindung auftreten kann und jeweils einem Vorecho bzw. einem Echo entsprechen;
  • die 6A und 6B eine Methode zum Differenzieren zwischen einem Vorecho (6A) und einem langen Echo (6B) darstellen, und zwar mit Hilfe des Korrelationsmaßes des Schutzintervalls;
  • 7 eine schematische Übersicht einer Vorrichtung zum Akquirieren der zeitlichen Synchronisation nach der Erfindung zeigt.
  • Die Erfindung betrifft die Akquisition der zeitlichen Synchronisation in Empfängern von COFDM-Signalen, die keine der Synchronisation gewidmeten Symbole umfassen. Die unten beschriebene bevorzugte Ausführung ist insbesondere auf digitale Fernsehsignale nach der DVB-T-Norm anwendbar.
  • Vor der detaillierten Beschreibung der Erfindung sollen nun kurz die Hauptmerkmale des gesendeten Signals erläutert werden.
  • Das gesendete Signal besteht aus einer Folge von Modulationssymbolen, die ein Multiplex von N orthogonalen Trägerfrequenzen bilden.
  • Sei {fk} die Menge der Trägerfrequenzen, die betrachtet werden mit: fk = k/ts, k = 0 bis N – 1wobei ts die einem Modulationssymbol zugeordnete Zeitdauer darstellt.
  • Man definiert dann eine Basis elementarer Signale: Ψj,t(t) mit k = 0 bis N – 1, j = –∞ bis +∞; Ψj,t(t) = gk(t – jts)mit: 0 ≤ t < ts: gk(t) = e2iπfkt
    andernfalls: gk(t) = 0
  • Sei dann eine Menge komplexer Zahlen {Cj,k}, die ihre Werte in einem endlichen Alphabet nehmen.
  • Das assoziierte OFDM-Signal wird folgendermaßen ausgedrückt:
    Figure 00120001
    wobei f0 die Trägerfrequenz des COFDM-Multiplexes ist.
  • Um sich von etwaigen Problemen der Frequenzselektivität des Kanals zu befreien, wird vor jedem Signal Ψj,t(t) ein Schutzintervall der Zeitdauer Δ eingefügt, um die Störungen zwischen den Symbolen zu absorbieren.
  • Somit stellt ts nun mehr die Dauer des Nutzsignals, Δ die Dauer des Schutzintervalls und Ts = ts + Δ die Dauer des Symbols dar.
  • Die gesendeten Signale werden dann durch die folgende Beziehung definiert: Ψj,t(t) = gk(t – jTs)mit: –Δ ≤ t < ts: gk(t) = e2iπfkt
    andernfalls: gk(t) = 0
  • Der Kanal wird durch die folgende Beziehung modelliert: Yj,k = Hj,kCj,k + Nj,k wobei; Hj,k die komplexe Antwort des Kanals bei der Frequenz fk und zum Zeitpunkt jTs ist;
    Nj,k ein komplexes Gauss'sches Rauschen ist;
    Yj,k das nach Projektion des empfangenen CODFM-Signals auf jede Trägerfrequenz k und zu jedem Zeitpunkt j erhaltene Symbol ist.
  • Das Paar (j, k) definiert das, was man eine Zelle nennt, d. h., eine Trägerfrequenz (k) während einer Symbolzeit (j).
  • Um beim Empfang die kohärente Demodulation des OFDM-Multiplexes einzusetzen, ist das Schätzen der Antwort des Kanals nach Phase und Amplitude zu jedem Zeitpunkt und für alle Frequenzen des Multiplexes erforderlich. Zu diesem Zweck umfasst das COFDM-Signal einige Referenzträger genannte Trägerfrequenzen, die in sinnvoller Weise im Zeit-Frequenz-Raum verteilt sind.
  • Diese Technik wird insbesondere in der Patentanmeldung FR-A-2 658 016 beschrieben, die von denselben Anmeldern wie dieses Patent eingereicht wurde.
  • Die Erfindung schlägt ebenfalls die Verwendung dieser Referenzträgerfrequenzen zu einem anderen Zweck vor, nämlich die zeitliche Synchronisation.
  • Beim Senden kann der Kanal durch die folgende Beziehung modelliert werden: Yj,k = Hj,kCj,k + Nj,k wobei Hj,k die komplexe Antwort des Kanals bei der Frequenz fk und zum Zeitpunkt jTs ist,
    Nj,k ein komplexes Gauss'sches Rauschen ist,
    Yj,k der für jede Trägerfrequenz k zu jedem Zeitpunkt jTs erhaltene Abtastwert ist, nach der Fourier-Transformation zur Demodulation des COFDM-Signals.
  • Die in kohärenter Demodulation verwendete Vorrichtung zum Wiedergewinnen der Trägerfrequenz muss in der Lage sein, eine Schätzung der Kanalantwort zu liefern: Hj,k = ρj,keiφj,k für alle Symbole j und alle Frequenzen k.
  • Zu diesem Zweck umfasst das COFDM-Signal demnach einige Referenzträgerfrequenzen, die sinnvoll im Zeit-Frequenz-Raum verteilt sind und als Referenz-Pilotfrequenzen für Phase und Amplitude verwendet werden. Ausgehend von den Abtastwerten Yj,k, (die am Ausgang der Fourier-Transformation erhalten werden) und bei Kenntnis der Symbole Cj,k, welche die Referenzträgerfrequenzen moduliert haben, ist es möglich, eine Schätzung der den besagten Referenzträgerfrequenzen entsprechenden Mengen Hj,k zu erhalten, wobei auf die folgende Beziehung hingewiesen wird:
  • Figure 00140001
  • 3 zeigt ein Beispiel der Verteilung der in Quincunx angeordneten Referenzträgerfrequenzen im Zeit-Frequenz-Raum.
  • In dieser Figur sind die Referenz-Pilotträgerfrequenzen 31 durch Punkte dargestellt und die Nutzträgerfrequenzen 32 (die Nutzdaten tragen) durch Kreuze.
  • In diesem Beispiel sieht man, dass:
    • – in einem selben Symbol, zwei aufeinander folgende Referenzträgerfrequenzen durch L = 11 Nutzträgerfrequenzen getrennt sind;
    • – die erste Referenzträgerfrequenz eines gegebenen Symbols um R = 3 Trägerfrequenzen gegenüber dem vorhergehenden Symbol (Modulo 12) versetzt ist;
    • – als Folge dieser Tatsachen, sich das selbe Muster alle M = (L + 1)/R = 4 Symbole wiederholt.
  • Gruppiert man mehrere OFDM-Symbole, welche in Quincunx angeordnete Referenzträgerfrequenzen umfassen, einmal alle R Trägerfrequenzen um, so kann man ein fiktives Symbol bilden, das N/R vom Empfänger bekannte Referenzelemente umfasst. Es ist dann möglich, wie von der Erfindung vorgeschlagen, eine mit Rauschen behaftete Schätzung der unterabgetasteten Kanal-Frequenzantwort zu erhalten, dargestellt durch:
    Hk für k = n·R, n: 0 ... (N/R) – 1
  • Für den in 3 dargestellten Fall kann man nachweisen, dass durch Umgruppierung von M = 4 aufeinander folgende Symbole, man eine Schätzung der N/3 Mengen Hk für k = 3n erreicht, welche eine im Verhältnis 3 unterabgetastete Frequenzantwort des Kanals darstellt.
  • Ausgehend von dieser Schätzung der unterabgetasteten Frequenzantwort des Kanals ist es dann möglich, durch Anwendung einer diskreten inversen Fourier-Transformation auf N/R Punkte, eine Schätzung der Impulsantwort ĥn des Kanals zu erhalten, dargestellt über N/R abgetastete Werte, bei einem Horizont von ts/R.
  • Ein Beispiel einer derartigen Schätzung ist in 4 dargestellt. Diese Schätzung umfasst (nach Bestimmung eines Schwellenwertes) 4 Scheitelpunkte, wobei ein erster Scheitelpunkt 41 einem ersten Weg oder empfangenen Weg (direkter Weg im Allgemeinen) des Sendekanals entspricht, sowie Scheitelpunkte 42, die den sekundären Wegen des Kanals entsprechen.
  • Die Analyse dieser Antwort ĥn ermöglicht es, die Stellung des nützlichen Teils eines jeden Symbols im Raster des empfangenen COFDM-Signals festzustellen, um darauf das FFT-Fenster anzuwenden. Somit wird eine zeitliche Feinsynchronisation erzeugt.
  • Diese Analyse besteht darin festzustellen, welcher der erste Impuls der Antwort ĥn ist, die dem ersten empfangenen Weg entspricht, der berücksichtigt werden muss. Dies erfolgt ganz einfach durch Vergleich der Amplituden der verschiedenen Abtastwerte der Schätzung der Antwort ĥn mit einem Schwellenwert, gefolgt von der Ermittlung des ersten signifikativen Impulses, der dem ersten empfangenen Weg entspricht.
  • Dazu wird der Horizont (der gleich ts/R ist) der Impulsantwort des Kanals in zwei Felder geteilt (ein „vorauseilendes" Feld 43 und ein „verzögertes" Feld 44), um zu entscheiden, ob das FFT-Fenster anbetracht der Analyse gegenüber der idealen Position vorauseilt oder verzögert ist.
  • So ist beispielsweise für den in 3 dargestellten Fall der Horizont der Schätzung ĥn der Impulsantwort gleich ts/3. Nimmt man an, dass der Maximalwert des Schutzintervalls Δ gleich ts/4 ist, so könnte die Grenze 45, welche beide Felder trennt, gleich ts/4 gewählt werden.
  • Nimmt man nun Bezug auf 5A, so bedeutet das, dass ein Impuls 51, dessen Wert höher als der zwischen ts/4 und ts/3 liegende Schwellenwert ist, nicht als Echo zu betrachten wäre, sondern als Vorecho. Da dieser Impuls 51 dem ersten empfangenen Weg entspricht, muss das FFT-Fenster vorgerückt werden (52), um es nach diesem ersten Weg „auszurichten".
  • Liegt dagegen der erste bedeutende Impuls 53, d. h., der erste Impuls, der höher als der Schwellenwert ist, zwischen 0 und ts/4, so muss das FFT-Fenster verzögert werden (54), um es nach diesem ersten Weg auszurichten, wie in 5B dargestellt.
  • Das Verfahren der Erfindung, welches diese Analyse der aus Pilotträgerfrequenzen erhaltenen Impulsantwort benutzt, kann in vielen Fällen in zufrieden stellender Weise eine zeitliche Feinsynchronisation erzeugen. In Gegenwart eines sehr langen Echos ist sie jedoch von Nachteil, wenn sie alleine verwendet wird.
  • Um diesen Nachteil zu beschreiben, nimmt man Bezug auf das Beispiel aus 3, das durch einen Horizont der Impulsantwort gekennzeichnet ist, das ts/3 gleicht, wobei die Trennung zwischen dem „vorauseilenden" und dem „verzögerten" Feld bei ts/4 liegt.
  • Im Falle eines langen Echos mit einer Verzögerung von mehr als ts/4 und weniger als ts/3, umfasst die Schätzung ĥn einen Impuls zwischen ts/4 und ts/3.
  • Dieser Impuls wird dann fehlerhaft (s. 5A) vom Empfänger nicht als Echo, sondern als Vorecho angenommen. Der Empfänger richtet das FFT-Fenster über das, was er als ersten Weg annimmt, aus, was die Leistung stark verschlechtert. Der Empfänger ist in diesem Falle zeitlich schlecht synchronisiert.
  • Um eine derartige Situation zu vermeiden, wird die gleichzeitige Verwendung des Verfahrens der Erfindung und des bereits beschriebenen Verfahrens der Korrelation des Schutzintervalls vorgeschlagen, da sich herausgestellt hat, dass diese Verfahren sich gegenseitig ergänzen.
  • Das oben beschriebene Problem, auf das man mit dem Verfahren der Erfindung stößt, ergibt sich aus der Tatsache, dass der Empfänger beim Analysieren der Impulsantwort nicht in der Lage ist, zwischen einem langen Echo (das größer ist als die Grenze, welche das „vorauseilende" und das „verzögerte" Feld trennt) und einem Vorecho zu unterscheiden.
  • Um diese Zweideutigkeit auszuräumen wird vorgeschlagen, das Korrelationsmaß des Schutzintervalls zu analysieren.
  • Es wurde vorher gezeigt, dass die Schätzung der Entfernung zwischen zwei aufeinander folgenden „Scheitelpunkten" des Korrelationsmaßes des Schutzintervalls das Bestimmen der Länge Ts = ts + Δ eines OFDM-Symbols und somit der Länge Δ des Schutzintervalls ermöglicht.
  • Ferner hängt die Ausbreitung der Messung dieser Korrelation direkt von der Ausbreitung der Wege ab. Dies wird beim Vergleich der 1 und 2 ersichtlich, welche das Maß der Korrelation zeigen, das mit einem Weg bzw. mit 2 Wegen, die den Abstand Δ untereinander aufweisen, erzielt wurde. Es ist demnach möglich, durch Abzählen der einen gegebenen Schwellenwert überschreitenden Abtastwerte, die Ausbreitung der Echos zu schätzen und somit zwischen einem langen Echo und einem Vorecho zu unterscheiden.
  • Es wird immer das Beispiel der Verteilung von Referenzträgerfrequenzen der 3 betrachtet, mit der man eine Schätzung der Impulsantwort des Kanals über einen Horizont von ts/3 erreichen kann.
  • Die 6A und 6B zeigen die Impulsantwort h(t) 61i des Kanals, die vom Empfänger dieser Antwort berechnete Schätzung ĥn 62i und das Maß der Korrelation des Schutzintervalls 63i für die zwei folgenden Fälle:
    • – 6A: Erscheinen eines Vorechos 69 bei –T, wobei der Empfänger ursprünglich über den einzigen bei t = 0 existierenden Weg 68 gut synchronisiert ist; beide Wege werden mit identischer Leistung empfangen, das Senden ist rauschfrei;
    • – 6B: Erscheinen eines langen Echos 64 mit der Verzögerung ts/3 – T, wobei der Empfänger ursprünglich über den einzigen bei t = 0 existierenden Weg 67 gut synchronisiert ist; beide Wege werden mit identischer Leistung empfangen, das Senden ist rauschfrei.
  • Die Messung der Korrelation des Schutzintervalls erfolgt über Blöcke der Länge Ti = ts/4. In beiden Fällen ist die vom Empfänger der Impulsantwort des Kanals berechnete Schätzung ĥn 62A , und 62B identisch, mit einem Scheitelpunkt 65 bei ts/3 – T.
  • Dagegen ist das Maß der Korrelation des Schutzintervalls für den Fall des langen Echos 64 viel weiter ausgebreitet (63B ) als dies der Fall (63A ) für den Fall des Vorechos 69 ist.
  • Durch Abzählen der einen gegebenen Entscheidungsschwellenwert 66 (oder das Verhältnis der Zahl der diesen Schwellenwert überschreitenden Abtastwerte zur Zahl der unterhalb dieses Schwellenwertes liegenden Abtastwerte) überschreitenden Abtastwerte dieses Maßes, ist es demnach möglich, die Zweideutigkeit auszuräumen und zwischen einem Vorecho und einem langen Echo zu unterscheiden.
  • Die Höhe dieses Entscheidungsschwellenwertes 66 kann vorteilhafterweise wie folgt festgelegt werden. Ziel ist es, zwischen einem Vorecho und einem langen Echo innerhalb des „Unsicherheitsbereichs" zu unterscheiden. In dem vorher diskutierten Fall liegt dieser Bereich zwischen ts/4 und ts/3.
  • Dazu wird versucht, den reellen zeitlichen Abstand zwischen zwei signifikativen Impulsen, die sich im ersten („vorauseilenden") Feld (43) bzw. im zweiten („verzögerten" oder überdies im „Unsicherheitsbereich") Feld (44) befinden, zu schätzen.
  • Man kann insbesondere die Amplitude des größeren Impulses in jedem der zwei Felder 43 und 44 schätzen. Um sicher zu sein, dass die Beiträge dieser Hauptwege gut berücksichtigt werden, kann die Höhe des Entscheidungsschwellenwertes dann eine Funktion der geringeren Amplitude dieser zwei maximalen Impulse sein. Wenn demnach die maximale Amplitude der im Unsicherheitsbereich befindlichen Impulse gering ist, so wird der auf die Korrelation des Schutzintervalls angewandte Entscheidungspegel tiefer gesetzt und es wird möglich, eindeutig zwischen einem langen Echo und einem Vorecho zu unterscheiden.
  • 7 ist ein vereinfachtes Schema einer Vorrichtung nach der Erfindung bei dem die verschiedenen, oben erläuterten, Aspekte zum Einsatz kommen.
  • Das empfangene Signal x(t) wird bei der Frequenz Hs abgetastet (71) und dann im Frequenzraum transformiert, mit Hilfe einer FFT 72 mit N Punkten, um das Signal Yj,k = Hj,k·Cj,k + Nj,k nach der Verarbeitungskette zu liefern.
  • Zweck der Erfindung ist das korrekte Positionieren des FFT-Fensters 73, um den nützlichen Teil eines jeden Symbols zu wählen und den Taktgeber Hs 74 des Empfängers zu steuern.
  • Dazu umfasst die Vorrichtung Mittel 75 zur Verarbeitung des Signals, die einerseits durch Mittel 76 zum Messen der Korrelation des Schutzintervalls und andererseits durch Mittel 77 zum Berechnen der Schätzung der Impulsantwort versorgt werden.
  • Die Mittel 76 zum Messen der Korrelation des Schutzintervalls umfassen eine Korrelier-Akkumulier-Addiereinheit 761, die einerseits mit dem abgetasteten Signal x(t) und andererseits mit demselben, um die Zeitdauer ts verzögerten (762) Signal x(t) gespeist werden.
  • Die Mittel 77 zum Berechnen der Schätzung der Impulsantwort umfassen Mittel 771 zum Wiederherstellen eines fiktiven Synchronisationssymbols durch Extraktion, das ein unterabgetastetes Symbol Yk = Hk·Ck + Nk (N/R Abtastwerte) liefert. Dieses fiktive Symbol wird durch Multiplikation 772 mit C* k/|C2 k| normiert und dann einer inversen Fourier-Transformation 773 über N/R Punkte unterworfen, um die Schätzung der Impulsantwort ĥn zu liefern.
  • Die Bearbeitungsmittel 75 führen dann folgendes aus:
    • – eine Grobsynchronisation mit Hilfe des Korrelationsmaßes des Schutzintervalls und,
    • – eine Feinsynchronisation mit Hilfe der Schätzung der Impulsantwort ĥn nach der Erfindung, wobei gegebenenfalls das Korrelationsmaß des Schutzintervalls, wie oben beschrieben, berücksichtigt wird.

Claims (9)

  1. Verfahren zur zeitlichen Synchronisation in einem Empfänger für ein Mehrfachträgersignal, bestehend aus einer Folge von Symbolen, die jeweils von einer Vielzahl von Trägerfrequenzen gebildet sind, von der eine jede durch einen Modulationskoeffizienten moduliert wird, wobei einige dieser Trägerfrequenzen, deren Position im Zeit-Frequenz-Raum vom Empfänger bekannt ist, Referenzträgerfrequenzen sind, die einen Referenzkoeffizienten tragen, dessen Wert vom Empfänger bekannt ist, dadurch gekennzeichnet, dass es eine Feinsynchronisierungsphase mit den folgenden Schritten umfasst: – Schätzung (773) der Impulsantwort ĥn des Sendekanals für das besagte Signal, ausgehend von Referenzkoeffizienten, die mindestens zu zwei empfangenen Symbolen gehören; – Feststellung (75) des Anfangs des nützlichen Teils eines jeden dieser Symbole und/oder Rückkopplung eines Taktgebers des Empfängers durch Analyse der Schätzung der Impulsantwort ĥn.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt zum Schätzen der Impulsantwort ĥn die folgenden Schritte umfasst: – Extraktion (771) der M Symbolen angehörenden Referenzkoeffizienten, welche aufeinander folgende Referenzträgerfrequenzen enthalten, wobei diese Referenzträgerfrequenzen durch L im selben Symbol nützliche Trägerfrequenzen getrennt und um R Trägerfrequenzen zwischen zwei Symbolen getrennt sind, wobei diese Trägerfrequenzen aufeinander folgende Referenzträgerfrequenzen umfassen und wobei M und L größer oder gleich 2 und R = (L + 1)/M sind; – Umgruppierung (771) der extrahierten Referenzkoeffizienten, um einen fiktiven Synchronisierungskoeffizienten zu bilden, welcher um einen Faktor R unterabgetastet wird; – umgekehrte Fourier Transformation (773) des fiktiven Synchronisierungssymbols, um eine Schätzung der Impulsantwort ĥn zu erhalten, die sich über eine Zeitdauer ts/R erstreckt, wobei ts die nützliche Dauer eines Symbols ist.
  3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Analyse der Schätzung der Impulsantwort ĥn die folgenden Schritte umfasst: – Suche eines Impulses (41, 51, 53), der für die erste Wegstrecke des Signals im Sendekanal repräsentativ ist; – Analyse dieses für die erste Wegstrecke repräsentativen Impulses, um festzustellen, ob es sich um ein Echo (53) oder ein Vorecho (51) handelt, und dadurch, dass der Schritt zum Feststellen des Anfangs des nützlichen Teils eines jeden der Symbole das Positionieren eines Auswahlzeitfensters (73) auf dem empfangenen Signal steuert, um den für die erste Wegstrecke repräsentativen Impuls in etwa am Zeitpunkt t = 0 innerhalb der Schätzung der Impulsantwort ĥn zu positionieren, wobei das Fenster verzögert werden muss, wenn es sich um ein Echo bzw. vorgezogen werden muss, wenn es sich um ein Vorecho handelt.
  4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Zeitbereich [0, tmax], über welchen sich die Schätzung der Impulsantwort ĥn erstreckt, in zwei Felder aufgeteilt ist: – ein erstes, als vorauseilendes Feld bezeichnetes Feld (43), das sich vom Zeitpunkt 0 bis zu einem Zeitpunkt tlim erstreckt und – ein zweites, als verzögertes Feld bezeichnetes Feld (44), das sich vom Zeitpunkt tlim bis zum Zeitpunkt tmax erstreckt, wobei der erste, für die erste Wegstrecke repräsentative Impuls, als Echo betrachtet wird, wenn es sich im vorauseilenden Feld befindet und als Vorecho, wenn es sich im verzögerten Feld befindet.
  5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass tlim größer oder gleich der Zeitdauer Δ des Schutzintervalls ist, das vor dem nützlichen Teil eines jeden der besagten Symbole liegt.
  6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass es eine Phase der Grobsynchronisierung (76) umfasst, die parallel zu der Feinsynchronisierungsphase eingesetzt wird, die eine Korrelationsphase des Schutzintervalls umfasst, darin bestehend, dass ein Korrelationsscheitelpunkt zwischen dem Inhalt eines vor dem nützlichen Teil eines jeden der besagten Symbole und dem Ende des nützlichen Teils dieses Symbols liegenden Schutzintervalls gesucht wird, um die Dauer des Symbols festzustellen.
  7. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass es einen Schritt zum Unterscheiden zwischen einem langen Echo und einem Vorecho umfasst, wenn der besagte, für die erste Wegstrecke repräsentative Impuls sich in dem verzögerten Feld befindet, durch Analyse des Maßes (63i ) der Korrelation des Schutzintervalls, wobei das Verfahren darin besteht, die Zahl der oberhalb eines Entscheidungsschwellenwertes (66) liegenden Abtastwerte des Maßes der Korrelation festzustellen, wobei der für die erste Wegstrecke repräsentative Impuls als langes Echo betrachtet wird, wenn die Zahl der Abtastwerte größer als ein vorgegebener Wert ist.
  8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Entscheidungsschwellenwert (66) in etwa proportional zur kleineren Amplitude unter den zwei Amplituden ist, die dem größeren Impuls eines jeden der Felder, das „vorauseilende" Feld und das „verzögerte" Feld, entsprechen.
  9. Vorrichtung zur zeitlichen Synchronisation in einem Empfänger für ein Mehrfachträgersignal, bestehend aus einer Folge von Symbolen, die jeweils von einer Vielzahl von Trägerfrequenzen gebildet sind, von denen eine jede durch einen Modulationskoeffizient moduliert wird, wobei einige dieser Trägerfrequenzen, deren Position im Zeit-Frequenz-Raum vom Empfänger bekannt ist, Referenzträgerfrequenzen sind, die einen Referenzkoeffizienten tragen, dessen Wert vom Empfänger bekannt ist, dadurch gekennzeichnet, dass sie Feinsynchronisierungsmittel aufweist, die folgendes umfassen: – Mittel (773) zum Schätzen der Impulsantwort ĥn des Sendekanals für das besagte Signal, ausgehend von Referenzkoeffizienten, die mindestens zu zwei empfangenen Symbolen gehören; – Mittel (75) zum Feststellen des Anfangs des nützlichen Teils eines jeden dieser Symbole durch Analyse der Schätzung der Impulsantwort ĥn
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Families Citing this family (66)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI102231B (fi) * 1996-09-16 1998-10-30 Nokia Technology Gmbh Symbolitahdistuksen ja näytteenottotaajuuden säätömenetelmä OFDM-modul oituja lähetyksiä vastaanottavassa laitteessa sekä menetelmän toteutta va laite
JP3453696B2 (ja) * 1996-11-07 2003-10-06 株式会社ケンウッド 復調器
KR100221336B1 (ko) 1996-12-28 1999-09-15 전주범 직교 주파수 분할 다중화 수신 시스템의 프레임 동기 장치 및 그 방법
FR2764143A1 (fr) * 1997-05-27 1998-12-04 Philips Electronics Nv Procede de determination d'un format d'emission de symboles dans un systeme de transmission et systeme
EP0895388B1 (de) * 1997-07-28 2004-09-22 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Symboltaktsynchronisierung und Moduserfassung für Mehrträgersignale
EP0895387A1 (de) 1997-07-28 1999-02-03 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Erkennung des Übertragungsmodus eines DVB-Signales
US5991289A (en) * 1997-08-05 1999-11-23 Industrial Technology Research Institute Synchronization method and apparatus for guard interval-based OFDM signals
KR100224864B1 (ko) * 1997-08-20 1999-10-15 윤종용 Ofdm 수신기를 위한 등화 방법과 등화기
KR100224863B1 (ko) * 1997-08-20 1999-10-15 윤종용 Ofdm 수신기를 위한 등화 방법과 등화기
KR100234330B1 (ko) * 1997-09-30 1999-12-15 윤종용 Ofdm 시스템 수신기의 보호 구간 종류 검출장치 및 그 방법
JP3981898B2 (ja) * 1998-02-20 2007-09-26 ソニー株式会社 信号受信装置および方法、並びに記録媒体
FI106592B (fi) 1998-05-07 2001-02-28 Nokia Multimedia Network Termi Menetelmä ja laite symbolitahdistuksen saavuttamiseksi ja ylläpitämiseksi erityisesti OFDM-järjestelmässä
JP3335933B2 (ja) * 1998-11-30 2002-10-21 株式会社東芝 Ｏｆｄｍ復調装置
FR2790344B1 (fr) * 1999-02-26 2001-05-18 St Microelectronics Sa Demodulateur cofdm avec compensation de deplacement de fenetre d'analyse fft
US7023938B1 (en) * 1999-04-08 2006-04-04 Nec Usa, Inc. Receiver for discrete multitone modulated signals having window function
US6785349B1 (en) 1999-05-28 2004-08-31 3Com Corporation Correlation based method of determining frame boundaries of data frames that are periodically extended
US6735255B1 (en) 1999-05-28 2004-05-11 3Com Corporation Correlation based method of determining frame boundaries of data frames that are periodically extended
GB2352368A (en) * 1999-07-19 2001-01-24 Oak Technology Inc Receiver circuit
GB2352369A (en) * 1999-07-19 2001-01-24 Oak Technology Inc Controlling the sampling rate of a receiver
CN1172460C (zh) 1999-09-29 2004-10-20 三星电子株式会社 正交频分复用***中补偿定时误差的***和方法
FR2799597B1 (fr) * 1999-10-08 2004-02-20 Mitsubishi Electric Inf Tech Procede de transmission de donnees sur porteuses multiples d'un emetteur a un recepteur et recepteur prevu pour la mise en oeuvre dudit procede
US6650617B1 (en) * 2000-02-22 2003-11-18 Thomson Licensing S.A. Reduced complexity FFT window synchronization for an orthogonal frequency division multiplexing system
WO2001065794A1 (en) * 2000-02-29 2001-09-07 3Com Corporation Method of multicarrier symbol synchronisation by using correlation
US6728326B1 (en) * 2000-03-20 2004-04-27 Ericsson Inc. Reduced complexity for initial mobile terminal synchronization
JP4378837B2 (ja) * 2000-04-07 2009-12-09 ソニー株式会社 受信装置
US6961364B1 (en) * 2000-04-18 2005-11-01 Flarion Technologies, Inc. Base station identification in orthogonal frequency division multiplexing based spread spectrum multiple access systems
GB2364865B (en) 2000-07-12 2004-01-21 Conexant Systems Inc Receiver circuit
FR2814303A1 (fr) * 2000-09-20 2002-03-22 France Telecom Signal multiporteuse a symbole de reference concu pour limiter l'interference, procede de reception, procede de construction, recepteur et dispositif correspondants
EP1267536A1 (de) * 2001-06-13 2002-12-18 Conexant Systems, Inc. Mehrträgerempfänger mit Erfassung des Übertragungsmodus und der Länge des Schutzintervalles
GB2376855A (en) * 2001-06-20 2002-12-24 Sony Uk Ltd Determining symbol synchronisation in an OFDM receiver in response to one of two impulse response estimates
WO2003001696A2 (en) 2001-06-21 2003-01-03 Flarion Technologies, Inc. Method of tone allocation for tone hopping sequences
EP1296493A3 (de) * 2001-09-19 2006-08-16 Electronics and Telecommunications Research Institute Symbolsynchronisierung in einem Mehrträgerempfänger
US7394877B2 (en) * 2001-12-20 2008-07-01 Texas Instruments Incorporated Low-power packet detection using decimated correlation
FR2840142B1 (fr) * 2002-05-24 2004-09-10 Dibcom Procede et dispositif de synchronisation a la reception d'un signal et d'echos
GB0215639D0 (en) * 2002-07-05 2002-08-14 British Broadcasting Corp OFDM receivers
US6996189B1 (en) 2002-07-26 2006-02-07 Jabil Circuit, Inc. Symmetric spherical QAM constellation
KR20040009938A (ko) * 2002-07-26 2004-01-31 주식회사 오픈솔루션 초기심볼 동기 검출장치 및 그 방법
US7366200B2 (en) 2002-08-26 2008-04-29 Qualcomm Incorporated Beacon signaling in a wireless system
US6985498B2 (en) 2002-08-26 2006-01-10 Flarion Technologies, Inc. Beacon signaling in a wireless system
US7133354B2 (en) 2002-08-26 2006-11-07 Qualcomm Incorporated Synchronization techniques for a wireless system
US7388845B2 (en) 2002-08-26 2008-06-17 Qualcomm Incorporated Multiple access wireless communications system using a multisector configuration
GB2395094A (en) * 2002-10-28 2004-05-12 Sony Uk Ltd Determining a symbol synch time in an OFDM receiver
US7324612B2 (en) * 2003-02-21 2008-01-29 Conexant, Inc. Carrier tracking circuit and method including dual numerically controlled oscillators and feedforward phase correction coefficient
US8116195B2 (en) 2004-07-27 2012-02-14 Zte (Usa) Inc. Transmission and reception of reference preamble signals in OFDMA or OFDM communication systems
DE102004039016A1 (de) * 2004-08-11 2006-02-23 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Verfahren und Vorrichtung zum Schätzen der Frequenz und/oder der Phase mit blockweiser Grobschätzung
US7379446B2 (en) 2004-10-14 2008-05-27 Qualcomm Incorporated Enhanced beacon signaling method and apparatus
US7715845B2 (en) 2004-10-14 2010-05-11 Qualcomm Incorporated Tone hopping methods and apparatus
JP4917595B2 (ja) * 2005-04-21 2012-04-18 テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） Ｏｆｄｍシステムにおけるドップラスプレッド推定
US7602852B2 (en) * 2005-04-21 2009-10-13 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Initial parameter estimation in OFDM systems
US8009745B2 (en) * 2005-11-15 2011-08-30 Qualcomm Incorporated Time tracking for a receiver with guard interval correlation
US8144818B2 (en) * 2005-12-15 2012-03-27 Qualcomm Incorporated Apparatus and methods for determining timing in a communication system
US8130726B2 (en) * 2005-12-20 2012-03-06 Qualcomm Incorporated Coarse bin frequency synchronization in a communication system
WO2007091562A1 (ja) * 2006-02-06 2007-08-16 Sony Corporation 復調装置、方法及びプログラム
US8351405B2 (en) 2006-07-14 2013-01-08 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for signaling beacons in a communication system
US8031816B2 (en) * 2006-07-17 2011-10-04 Mediatek Inc. Method and apparatus for determining boundaries of information elements
US9391813B2 (en) * 2007-02-16 2016-07-12 Maxlinear, Inc. Long echo detection and channel estimation for OFDM systems
US7684313B2 (en) * 2007-03-30 2010-03-23 Zoran Corporation System and method for FFT window timing synchronization for an orthogonal frequency-division multiplexed data stream
US7778318B1 (en) * 2007-08-15 2010-08-17 Agilent Technologies, Inc. OFDM gain compression measurement
US7903750B2 (en) * 2007-09-11 2011-03-08 Zoran Corporation System and method for determining transmission parameters in an orthogonal frequency-division multiplexed data stream
JP5098553B2 (ja) * 2007-10-10 2012-12-12 富士通セミコンダクター株式会社 Ｏｆｄｍ受信装置およびｏｆｄｍ受信方法
JP4412387B2 (ja) * 2007-10-30 2010-02-10 ソニー株式会社 受信装置、受信方法、およびプログラム
JP5320198B2 (ja) * 2009-07-21 2013-10-23 ラピスセミコンダクタ株式会社 伝送路推定器及びｏｆｄｍ復調器
CN103297376B (zh) * 2013-06-05 2016-08-10 北京邮电大学 一种ofdm***的符号同步方法
GB2539130B (en) 2015-06-04 2017-10-25 Imagination Tech Ltd Channel centering at an OFDM receiver
US10979899B2 (en) * 2016-08-05 2021-04-13 Tendyron Corporation Data communication method and system
CN111600825B (zh) * 2020-05-16 2023-05-12 青岛鼎信通讯股份有限公司 一种基于等间隔时间脉冲的同步方法

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2658016B1 (fr) * 1990-02-06 1994-01-21 Etat Francais Cnet Procede de diffusion de donnees numeriques, notamment pour la radiodiffusion a haut debit vers des mobiles, a entrelacement temps-frequence et demodulation coherente, et recepteur correspondant.
FR2658017B1 (fr) * 1990-02-06 1992-06-05 France Etat Procede de diffusion de donnees numeriques, notamment pour la radiodiffusion a haut debit vers des mobiles, a entrelacement temps-frequence et aide a l'acquisition de la commande automatique de frequence, et recepteur correspondant.
FR2671923B1 (fr) * 1991-01-17 1993-04-16 France Etat Dispositif de demodulation coherente de donnees numeriques entrelacees en temps et en frequence, a estimation de la reponse frequentielle du canal de transmission et seuillage, et emetteur correspondant.
JP3041175B2 (ja) * 1993-11-12 2000-05-15 株式会社東芝 Ｏｆｄｍ同期復調回路
US5450456A (en) * 1993-11-12 1995-09-12 Daimler Benz Ag Method and arrangement for measuring the carrier frequency deviation in a multi-channel transmission system
FI96372C (fi) * 1994-06-16 1996-06-10 Nokia Technology Gmbh Kehystahdistus digitaalisia radiolähetyksiä vastaanottavassa laitteessa

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