JP3891986B2 - マルチキャリア伝送の方法および装置 - Google Patents

Description

本発明は、データのマルチキャリア（multi-carrier）伝送の方法および装置に関する。具体的には、本発明は、無線伝送に特に適する効率的な伝送ダイバーシティ（diversity）方式に関する。

マルチキャリア変調が、欧州のＤＶＢ（Digital VideoBroadcasting）標準規格などの放送応用例と、北米のＩＥＥＥ ８０２．１１ａ標準規格および欧州のＨＩＰＥＲＬＡＮ−２標準規格などの高速無線ローカル・エリア・ネットワーク（Ｗ−ＬＡＮ）の両方について提案されており、これらのすべてが、符号化直交周波数分割多重（codedorthogonal frequency division multiplexing、coded ＯＦＤＭ）に頼る。これらの標準規格では、５４Ｍｂｐｓまでの高データ・レート無線伝送がサポートされる。

ＯＦＤＭの背後にある発想は、着信データ・ストリームをより低いレート（したがって、より長いシンボル期間Ｔ_ｓ）の複数の平行ストリームに分割し、これらのそれぞれを異なるサブチャネルで伝送することである。これらは、１／Ｔ_ｓだけ離隔した異なるサブキャリアを使用して伝送される。このサブキャリア間隔の選択によって、サブキャリアが、適当にサンプリングされる時に直交し、サブチャネルの周波数オーバーラップが可能になり、伝送のスペクトル効率が最大になる。

ＯＦＤＭの長所は、無線チャネルに共通する多重路伝搬によって引き起こされる符号間干渉（ＩＳＩ）に対する弾力性である。この弾力性は、ガード・インターバル（guard interval）による信号の巡回拡大（cyclic extension）を介して達成でき、ガード・インターバルは、チャネルの最大遅延より長くしなければならない。

ブロードバンド無線システムは、通常は、周波数選択的フェージング（fading）の特徴を有する、すなわち、異なるフェージングが、異なる周波数で観察される。ｃｏｄｅｄ ＯＦＤＭでは、データ・ビットが、異なるサブキャリアにまたがって符号化され、これによって、周波数選択的チャネルに対するある保護が提供される。しかし、隣接周波数が強く相関する可能性が高く、その結果、強いフェージングが複数のサブチャネルに影響する傾向があるので、この保護は、限られている。

フェージングと戦う代替案の１つが、複数のアンテナを使用して空間ダイバーシティを得ることである。十分なダイバーシティを得るためには、異なるアンテナのチャネルが、低い相関を有することが必要であり、これは、これらのチャネルが互いに十分に離れていなければならないことを意味する。その他に、各アンテナは、別々のラジオ・フロント・エンド（radio front end）を必要とし、したがって、トランシーバ・コストが増える。これらの問題によって、複数アンテナの使用は、基地局だけである可能性が高く、したがって、ダウンリンク・ダイバーシティ技法は、送信器側で使用しなければならない。

高速Ｗ−ＬＡＮシステムは、室内環境で静的またはゆっくり移動する応用例を目標にされている。このタイプの使用について、チャネル変化は、非常に遅く、たとえば、歩く速度（１ｍ／ｓ）で搬送波周波数ｆ_ｃ＝５ＧＨｚでは、コヒーレンス時間がＴ_ｃ＝２５ｍｓであり、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２の２ｍｓＭＡＣフレーム１３個以上に対応する。静的（ポータブル）端末では、フェージングが、数百ミリ秒にわたって存続する場合がある。データ応用例について、ＡＲＱ（Automatic Repeat Request）方式または単純なパケット再送信を使用して、少ないパケット消失とほぼエラーなしの伝送を保証することができる。しかし、上で述べたチャネル条件の下では、パケットがエラーなしで受け取られるまでに、パケットを何回も再送信するか、再送信の間に長い遅延を設ける必要がある場合があり、したがって、システム・スループットが低下し、伝送遅延が増える。

いわゆるｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＯＦＤＭシステムが、米国特許第５９１４９３３号明細書で提案され、このシステムでは、連続するサブキャリアの異なるサブセットが、各アンテナに割り当てられる。このシステムは、隣接するサブキャリアが同一のアンテナから送信され、したがって相関するので、周波数ダイバーシティをほとんど得ることができないという短所を有する。

米国特許第６００５８７６号明細書に、サブキャリアが帯域幅全体に均等に分散するようにされたサブセットを有する高速無線伝送システムが記載されている。これは、周波数領域でのアンテナ・ホッピングと考えることができる。このシステムは、スループットに鑑みて、反復方式に関する短所を有する。この手法は、周波数ダイバーシティに関する進歩を表すが、サブキャリアが変更される場合であっても、ＡＲＱによる時間ダイバーシティに関して得られるものがほとんどない。
米国特許第５９１４９３３号明細書 米国特許第６００５８７６号明細書

上記から、ＯＦＤＭベースの標準規格など、既存の標準規格に適用できる効率的な伝送ダイバーシティ方式が非常に望ましいことが明白になる。さらに、伝送の性能の改善およびより高い信頼性を得るために、エラー・レートの低下、したがってより高いデータ・スループットを達成できなければならない。

本発明の１態様によれば、データのマルチキャリア伝送の方法が提供される。この方法には、
データのストリームを供給するステップと、
複数の複素数値を作成するために前記データのストリームをエンコードするステップと、
複数のチャネルの１つを形成する複数のサブチャネルの１つに前記複数の複素数値のそれぞれを割り当てるステップと、
前記複数のサブチャネルのそれぞれに分離値を割り当てるステップと、
前記複数のサブチャネルのそれぞれの乗算された値を生成するために、前記複数のサブチャネルのそれぞれに前記割り当てられた分離値をかけるステップと、
前記複数のチャネルのそれぞれの変調された信号を生成するために、サブキャリアに前記複数のサブチャネルのそれぞれの前記乗算された値を変調するステップと、
前記複数のチャネルのそれぞれの前記変調された信号を同時に送信するステップと
が含まれる。

この方法は、どのみち複数のアンテナが使用される場合にわずかな追加の複雑さを有するので、この方法によって、ＯＦＤＭベースのＷ−ＬＡＮ標準規格などの既存の標準規格の修正なしまたはわずかな修正で標準規格に適用できる効率的な伝送ダイバーシティ方式が提供される。さらに、エラー・レートの実質的な低下を達成することができる。したがって、より高いデータ・スループットを達成可能である。したがって、伝送の性能の改善およびより高い信頼性をもたらすことができる。

この方法によって、基本的に、周波数領域予ひずみが提供され、複数の送信アンテナを使用して、マルチキャリア・システムの周波数ダイバーシティが高められる。この方法を使用して、時間ダイバーシティを有するシステムを提供することもでき、この時間ダイバーシティは、データ・スループットを高めるために、上位レイヤのエラー制御機能（たとえば、ＡＲＱ（Automatic Repeat Request））によって利用することができる。

前記割り当てられた分離値をかける前記ステップは、前記サブキャリア内の位相シフトまたは振幅変化あるいはその両方を提供することができる。これを行うことによって、周波数領域での自己相関が小さくなる。さらに、適用されるコードをより効率的に使用することができる。

あるサブキャリアから次のサブキャリアへの位相シフトの差が一定であるならば、有利になる可能性がある。これによって、チャネル内の遅延がもたらされる。受信器側では、したがって、チャネル推定をより効率的に実行することができる。

前記複数のサブチャネルのそれぞれに前記分離値を割り当てる前記ステップに、前記分離値で使用されるランダム変数を提供することを含めることができる。ランダム変数を使用することによって、チャネルの周波数選択性が高まり、使用されるコードがより効率的になる。

前記複数のサブチャネルのそれぞれに前記分離値を割り当てる前記ステップは、前記分離値で使用される異なる位相値を有する一定振幅値を提供することを含むことができる。これは、伝送性能に顕著な影響を与えずに、サブキャリアの間の電力割振りが維持されるので、有利である。

複素乗算を単純化できるので、異なる位相値を可能な固定された値の組に属するものとすることができる。

データの前記ストリームは、パケットを含み、パケットごとに、１つの分離値が適用される、すなわち、前記分離値は、パケットごとに異なる。それを行うことによって、めいめいのパケットへの分離値の定義された割り当てを達成することができ、これは時間ダイバーシティにつながる。

前記複数のサブチャネルの１つのチャネル利得が既知である時に、前記分離値が前記複数のサブチャネルの前記１つの前記位相の逆位相に対応する位相シフトを提供するように、前記分離値の位相を変更することが有利である。というのは、異なるアンテナからの信号がコヒーレントに受信可能であるという長所が生じるからである。

チャネル利得が既知の時、すなわち、チャネル推定が成功であった時には、前記分離値の振幅値が、前記複数のサブチャネルの前記１つの前記振幅に比例するように前記分離値の前記振幅値を適応させることが、さらに有利である。というのは、信号がコヒーレントに受信可能であり、信号対雑音比（ＳＮＲ）を最大にすることができるという長所が生じるからである。

変調するステップに、ＯＦＤＭ変調を含めることができる。これによって、提案される方式を標準変調技法に使用できることが示される。

本発明の第２の態様によれば、データのマルチキャリア伝送の装置であって、
データのストリームを受け取り、複数の複素数値を作成するエンコーダ・ユニットと、
複数のチャネルの１つを形成する複数のサブチャネルの１つに前記複数の複素数値のそれぞれを割り当てるデマルチプレクサと、
前記複数のサブチャネルのそれぞれの乗算された値を生成するために、前記複数のサブチャネルのそれぞれに分離値をかける乗算ユニットと、
前記複数のチャネルの変調された信号を生成するために、サブキャリアに前記複数のサブチャネルのそれぞれの前記乗算された値を変調する変調器と、
送信アンテナを介して前記変調された信号を同時に送信する送信器であって、前記複数のチャネルのそれぞれが、それに割り当てられた送信アンテナを有する、送信器と
を含む装置が提供される。

したがって、本発明のこの態様の実施形態では、上で述べたものに類似する原理が使用される。

本発明の好ましい実施形態を、例としてのみ、概略図に関して下で詳細に説明する。

図面は、例示のみのために提供され、必ずしも、本発明の実際的な例を原寸道りに表すものではない。

本発明は、さまざまなマルチキャリア伝送応用例に適用可能であるが、無線システムすなわち、無線ローカル・エリア・ネットワーク（Ｗ−ＬＡＮ）標準規格ＩＥＥＥ ８０２．１１ａおよびＨＩＰＥＲＬＡＮ−２で使用される直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を使用するＷ−ＬＡＮへの応用例に焦点を合わせて本発明を説明する。本発明の実施形態を説明する前に、本発明による基礎をとりあげる。

一般に、提案される伝送ダイバーシティ方式では、めいめいのサブキャリアのｋ番目のサブチャネルで、分離値（separate value）とも称する係数ａ_ｌ，ｋによって、アンテナＡ_ｌで送信される、複素数値とも称する複数のシンボルｘ_ｋ（ｉ）が適用される。式ｉは、ｉ番目のＯＦＤＭシンボルに対応する。各分離値ａ_ｌ，ｋに、下で詳細に説明するように、振幅値α_ｌ，ｋおよび位相値φ_ｌ，ｋが含まれる。分離値ａ_ｌ，ｋは、複素数の値と考えることができる。少なくとも２つのアンテナＡ_ｌを有するシステムで最良の結果が達成され、これは、少なくとも２つのチャネルｌを有することを意味する。図３に示されているように、単一の受信アンテナ５２を検討すると、ｋ番目のサブチャネルでの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）後の受信信号は
ｒ_ｋ（ｉ）＝ｈ_ｅｑ，ｋ ｘ_ｋ（ｉ）
になる。ここで、ｈ_ｅｑ，ｋは、すべてのチャネルｌによって構成される同等のチャネルの利得であり、等価チャネル利得ｈ_ｅｑ，ｋとも称する。

これは、
ｈ_ｅｑ，ｋ＝Σ_ｌ ａ_ｌ，ｋ ｈ_ｌ，ｋ
によって与えられ、ここで、ｈ_ｌ，ｋは、ｌ番目のアンテナＡ_ｌおよびｋ番目のサブチャネルのチャネル利得である。伝送アンテナＡ_ｌの数および分離値ａ_ｌ，ｋの選択は、受信器には等価的であり、余分なシグナリングは不要である。受信器は、等価チャネル利得ｈ_ｅｑ，ｋによって修正された送信信号ｘ_ｋ（ｉ）を、単一のアンテナＡから送信されたかのように受信する。したがって、受信器は、等価チャネル利得ｈ_ｅｑ，ｋだけを見、分離値ａ_ｌ，ｋもトレーニング・プリアンブルに適用される場合に、等価チャネル利得ｈ_ｅｑ，ｋを、当技術分野で既知のように、普通のチャネル推定技法によって得ることができる。

時間ダイバーシティを提供するためには、分離値ａ_ｌ，ｋを各パケットで変更しなければならない。ｎ番目のパケットに対応する分離値ａ_ｌ，ｋ（ｎ）を選択する、複数の異なる方法がある。第１の例では、
ａ_ｌ，ｋ（ｎ）＝α_ｌ，ｋ ｅｘｐ（ｊφ_ｌ，ｋ（ｎ））
を作ることによって、分離値のすべてが振幅α_ｌ，ｋおよびランダムな位相を有するようにすることが提案される。ここで、位相値φ_ｌ，ｋ（ｎ）に、区間［０、２π）の独立の均一な乱数が含まれる。単一アンテナ・システムで同一の送信電力が望まれる場合には、振幅を、

になるように選択することができ、ここで、Ｌは、アンテナＡ_ｌの総数である。このシステムの周波数ダイバーシティが、この選択によって増加する、すなわち、異なるサブチャネルｋのチャネル利得の間の相関が、単一アンテナ・システムと比較して減ることを示すことができる。これによって、エラー・レートの実質的な減少がもたらされる。その代わりに、第２の例で、振幅α_ｌ，ｋをランダムに選択することができる。第１の実施形態による乱数位相手法を使用した性能は、第２の例に似る。

既に述べたように、提案される伝送ダイバーシティ方式の時間的に変化する性質によって、ＡＲＱ（Automatic Repeat Request）などのパケット反復方式が使用される時に、時間ダイバーシティがもたらされる。この技法を、受信器でパケット・コンバイニング（packetcombining）と共に使用して、さらなる性能増加を達成することができる。エラーと共に受け取られたパケットを、捨ててはならない。これらは、その代わりに保管され、理想的には最大比合成法（maximumratio combining）を使用して、同一のパケットの後に繰り返された版と組み合わされる。伝送ダイバーシティとのパケット・コンバイニングの関連付けによって、ＯＦＤＭ無線システムのスループットを高めることができる。これによって、容量増加および伝送遅延の減少がもたらされ、既存のシステムでこれを使用することもできる。

図１に、マルチキャリア伝送装置２の概略図を示す。エンコーダ・ユニット１０によって、その入力でデータのストリームｂが受け取られ、その出力で複数の複素数値ｘが供給される。エンコーダ・ユニット１０は、ＢＩＣＭ（bit interleaved coded modulation）ユニット１０としても企図され、このＢＩＣＭユニット１０には、エンコーダ１１およびマッパー１２が含まれ、マッパー１２によって、位相偏移キーイング（ＰＳＫ）または直交振幅変調（ＱＡＭ）のいずれかが適用される。エンコーダ１１とマッパー１２の間のインターリーバ（interleaver）ユニットは、図を単純にするために図示されていない。エンコーダ・ユニット１０の出力は、２つのデマルチプレクサ１４に接続され、デマルチプレクサ１４のそれぞれは、チャネルｌに対応する。チャネルの数ｌは、図２に示されているように、３以上とすることができる。以下では、ユニットの機能が同一なので、１つのチャネルだけを考慮する。デマルチプレクサ１４によって、複数の複素数ｘ_ｋのそれぞれが、複数のサブチャネルｋの１つに割り当てられる。乗算ユニット１６が、複数のサブチャネルｋのそれぞれに接続される。分離値ａ_ｌ，ｋが、乗算ユニット１６に供給され、分離値ａ_ｌ，ｋは、上で説明したように指定可能である。各チャネルｌで、複数のサブチャネルｋが、変調器２０に接続される。変調器２０には、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニット２２が含まれ、ＩＦＦＴユニット２２は、マルチプレクサ２４に接続される。マルチプレクサ２４によって、それが逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニット２２から受け取る信号ストリームが直列化される。直列化された信号が、巡回拡大ユニット２６に供給される。巡回拡大ユニット２６の出力は、変調器２０の出力でもあるが、送信器３０に供給される。そのような送信器３０に、通常は、送信器フィルタまたはＴＸフィルタとＲＦ（ラジオ周波数）フロント・エンドが含まれるが、これらは、図を単純にするために図示されていない。変調された信号ｓ_ｌが、送信アンテナＡ_ｌから送信可能である。各チャネルｌは、その送信アンテナＡ_１、およびＡ_２を有する。

マルチキャリア伝送装置２は、下記のように動作する。データのストリームｂが、エンコーダ・ユニット１０によって、複数の複素数値ｘにエンコードされる。複数の複素数値ｘ_ｋのそれぞれは、複数のサブチャネルｋの１つに割り当てられる。さらに、複数のサブチャネルｋのそれぞれに、１つの分離値ａ_ｌ，ｋが割り当てられる。各分離値ａ_ｌ，ｋは、上で説明したように作成することができるが、複数の変形が可能である。また、分離値ａ_ｌ，ｋを、チャネル条件に適合させることができる。図１からわかるように、複数のサブチャネルｋのそれぞれに、割り荒れられた分離値ａ_ｌ，ｋをかけて、複数のサブチャネルｋのそれぞれの乗算された値ｍ_ｌ，ｋを生成する。これは、乗算ユニット１６内の乗算記号によって示されている。変調器２０内で、複数のサブチャネルｋのそれぞれの乗算された値ｍ_ｌ，ｋを、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニット２２に供給する。マルチプレクサ２４による直列化および巡回拡大ユニット２６による処理の後に、変調された信号ｓ_ｌが、送信器３０に供給される。各チャネルｌの変調された信号ｓ_ｌは、めいめいのチャネルｌに割り当てられた送信アンテナＡ_１およびＡ_２を介して同時に送信される。

図２に、複数のチャネルｌを有するマルチキャリア伝送装置２のさらなる実施形態の概略図を示す。下線付きの文字によって示されるように、ベクトルを使用してデータが表される。全般的な構造および機能は、図１の構造および機能に似る。同一の符号は、同一のまたは類似する要素を示すのに使用されている。入力データ・シーケンスとも称する、長さＮ_ｐａｃｋのデータのストリームｂ（ｎ）が、エンコーダ１１を使用してＮ_{ｐａｃｋ，ｃ}＝Ｎ_ｐａｃｋ／Ｒ_ｃ個のコード・ビットに符号化され（Ｒ_ｃはコード・レートである）、これが、ｉ番目のＯＦＤＭシンボルに対応するＮ_ｃビットの

個のブロックｃ（ｉ）に分割される。次に、これらが、マッパー１２を使用することによって、Ｋ_ｄ＝Ｎ_ｃ／ｌｏｇ_２（Ｍ）個のＱＡＭシンボルまたはＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）シンボルにマッピングされ、これを、複素数値ベクトル

とも称し、ここで、Ｍは、コンステレーション・サイズ（constellationsize）である。表記を単純にするために、単一のＯＦＤＭシンボルまたは複素数値ベクトル

を考慮する間は、時間インデックスｉを省略する。複素数値ベクトル

は、周波数領域のＯＦＤＭ信号に対応する。めいめいのサブチャネルに関するＫ_ｐ個のパイロット・サブキャリアおよびＫ_ｚ個の０サブキャリアが、導入され、信号は、変調器２０（図示せず）内で実施されるＫ点逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を受け、ここで、Ｋ＝Ｋ_ｄ＋Ｋ_ｐ＋Ｋ_ｚである。このようにして得られた時間領域信号に対して、やはり変調器２０内に含まれる巡回拡大ユニット２６（図示せず）内で実行される、Ｇサンプルの循環プレフィックスを追加するが、これは、Ｔ_Ｇ＝ＧＴ_ｓのディレイ・スプレッド（delay spread）までの多経路干渉を除去するためであり、ここで、Ｔ_ｓは、サンプリング間隔である。結果の変調された信号ｓ_ｌが、フィルタリングされ、送信器３０を使用することによってラジオ周波数に変換され、送信アンテナＡ_ｌを介し、多経路チャネルを介して送信される。

マルチキャリア伝送装置２では、乗算ユニット１６内の各サブチャネルｋの乗算器号によって示されるように、周波数領域で予ひずみを使用する。予ひずみは、複素数値ベクトル

の要素に分離値ベクトル

の要素をかけることによって実行される。ｋ番目のサブキャリアでｌ番目のアンテナＡ_ｌによって送信される信号は、
ｘ_ｌ，ｋ＝ａ_ｌ，ｋ ｘ_ｋ
である。受信器は、逆の演算を実行する。受信された信号は、フィルタリングされ、ベースバンドに変換され、レート１／Ｔ_ｓでサンプリングされる。巡回拡大が、除去され、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）が実行される。０サブキャリアおよびパイロット・サブキャリアが、除去され、この動作の後にｋ番目のサブチャネルの信号は、
ｙ_ｋ＝ｈ_ｋ ｘ_ｋ＋ｖ_ｋ
になる。ここで、ｈ_ｋは、等価チャネル利得であり、ｖ_ｋは、分散Ｎ_０を有する複素雑音成分である。チャネル推定

に基づいて、受信信号を等化して、信号推定値

を得る。シンボル推定値

およびチャネル・ベクトル推定値

を用いて、コード・ビット

の対数尤度比を得ることができ、これを、たとえばソフト入力ビタビ・デコーダを使用してデコードすることができる。

既知のプリアンブルが、各データ・パケットの前に送られて、受信器の同期化およびチャネル推定ならびに周波数オフセットの初期獲得が可能になる。また、プリアンブルは、分離値ａ_ｌ，ｋを用いて修正される。ＯＦＤＭシステムは、周波数推定誤差に非常に敏感なので、複数のパイロット・サブキャリアを導入して、パケット中の周波数オフセットの推定および訂正を改善する。ＩＥＥＥ ８０２．１１ａでは、可変ビット・レートがサポートされるが、これは、異なる変調方式および異なる符号化レートを介して達成することができる。

受信器側で、各受信アンテナの周波数領域信号を、要素単位でベクトルと乗算することができ、すべての受信アンテナからの信号が、一緒に加算される。重みベクトルを、たとえば信号対雑音比（ＳＮＲ）の最大化のための最大比合成法など、組合せ方式に従って選択することができる。

図３に、図１および２に示されたマルチキャリア伝送装置２に関して適用可能な受信器５０の概略図を示す。受信器５０には、単一受信アンテナ５２、復調器ユニット５４および５６、ならびにデコーダ５８が含まれ、これらは、一列に接続される。復調器ユニット５４および５６によって、コヒーレント検出または差動検出などの既知の技法を使用して、受信信号、たとえばＯＦＤＭ信号が復調される。デコーダ５８は、エラー訂正デコーダとして使用される。複数の受信器５０を、送信された信号ｓ_ｌの受信に適用できることを理解されたい。予ひずみは、原則として、受信器５０に透過的であり、受信器５０は、どの伝送ダイバーシティが使用されたかを知る必要がなく、単に、等価チャネル利得ｈ_ｅｑ，ｋの推定を試みる。

ランダムな位相を使用する、提案される伝送ダイバーシティ方式による性能改善を、図４に示す。４つの送信アンテナを有するシステムを検討し、曲線ＩＶに示された、提案される伝送ダイバーシティ方式を、曲線Ｉの単一アンテナ・システムならびに曲線ＩＩおよびＩＩＩの既知の伝送ダイバーシティ方式の両方と比較する。詳細には、曲線ＩＩによって、遅延ダイバーシティ方式が示され、曲線ＩＩＩによって、周波数領域でのアンテナ・ホッピングが示される。性能は、スループットに関して測定され、このスループットは、正しく受信されたパケット数を送信されたパケットの総数で割った値である。ＡＲＱ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｒｅｐｅａｔ Ｒｅｑｕｅｓｔ）を、４つのすべての事例で検討した。４つのグラフについて、曲線ＩＶに最良の性能が示されていることが明らかになる。

開示された実施形態のどれでも、図示のまたは説明された他の実施形態の１つまたは複数と組み合わせることができる。これは、実施形態の１つまたは複数の特徴についても可能である。

本発明は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアの組合せで実現することができる。あらゆる種類のコンピュータ・システムまたは、本明細書に記載の方法を実行するように適合された他の装置が、適する。ハードウェアとソフトウェアの通常の組合せは、ロードされ実行される時に、本明細書に記載の方法を実行するようにコンピュータ・システムを制御するコンピュータ・プログラムを有する汎用コンピュータ・システムとすることができる。本発明は、本明細書に記載の方法の実施形態を可能にするすべての特徴を含み、コンピュータ・システムにロードされた時にこれらの方法を実行することができるコンピュータ・プログラム製品で実施することもできる。

この文脈でのコンピュータ・プログラム手段またはコンピュータ・プログラムは、ａ）別の言語、コード、または表記への変換、ｂ）異なる材料形態での複製のいずれかまたは両方の後にまたは直接に、情報処理能力を有するシステムに、特定の機能を実行させることを意図された命令の組の、あらゆる言語、コード、または表記でのすべての表現を意味する。

本発明によるマルチキャリア伝送装置を示す概略図である。 より抽象的な形でマルチキャリア伝送装置を示す概略図である。 対応する受信器を示す概略図である。 異なる伝送方式に関するデータ・スループットを示す図である。

Claims (12)

1. データのマルチキャリア伝送の方法であって、
   データのストリーム（ｂ）を供給するステップと、
   複数の複素数値（ｘ）を作成するためにデータの前記ストリームをエンコードするステップと、
   ２つ以上のチャネル（ｌ）の１つを形成する複数のサブチャネルの１つ（ｋ）に前記複数の複素数値のそれぞれ（ｘ_ｋ）を割り当てるステップと、
   前記複数のサブチャネルのそれぞれ（ｋ）に分離値（ａ_ｌ，ｋ）を割り当てるステップであって、ランダム変数が、分離値（ａ _ｌ，ｋ ）での使用のために提供されるステップと、
   前記複数のサブチャネルのそれぞれ（ｋ）の乗算された値（ｍ_ｌ，ｋ）を生成するために、前記複数の複素数値のそれぞれ（ｘ _ｋ ）に、前記割り当てられた分離値（ａ_ｌ，ｋ）をかけるステップと、
   前記２つ以上のチャネルのそれぞれ（ｌ）の変調された信号（ｓ_ｌ）を生成するために、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を使用して異なるサブキャリアに前記複数のサブチャネルのそれぞれ（ｋ）の前記乗算された値（ｍ_ｌ，ｋ）を変調するステップと、
   前記２つ以上のチャネルのそれぞれ（ｌ）の前記変調された信号（ｓ_ｌ）を同時に送信するステップと
   を含む方法。
2. 前記割り当てられた分離値（ａ_ｌ，ｋ）をかける前記ステップが、サブキャリア内の位相シフトまたは振幅変化あるいはその両方を提供する、請求項１に記載の方法。
3. あるサブキャリアから別のサブキャリアへの位相シフトの差が、一定である、請求項２に記載の方法。
4. 分離値（ａ _ｌ，ｋ ）のランダム変数について、区間［０,２π）内の変数が使用される、請求項１に記載の方法。
5. 前記分離値（ａ_ｌ，ｋ）を前記複数のサブチャネルのそれぞれ（ｋ）に割り当てる前記ステップが、前記分離値（ａ_ｌ，ｋ）で使用される異なる位相値を有する一定振幅値を供給することを含む、請求項１に記載の方法。
6. 前記複数のサブチャネルの１つ（ｋ）のチャネル利得が既知の時に、前記分離値（ａ_ｌ，ｋ）が前記複数のサブチャネルの前記１つ（ｋ）の前記位相の逆位相に対応する位相シフトを提供するように、前記分離値（ａ_ｌ，ｋ）の位相値（φ_ｌ，ｋ）を変更するステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
7. 前記分離値（ａ_ｌ，ｋ）の振幅値（α）が前記複数のサブチャネルの前記１つ（ｋ）の前記振幅に比例するように、前記振幅値（α）を適応させるステップをさらに含む、請求項６に記載の方法。
8. 変調する前記ステップが、ＯＦＤＭ変調を含む、請求項１に記載の方法。
9. データの前記ストリーム（ｂ）が、パケットを含み、パケットごとに１つの分離値（ａ_ｌ，ｋ）が適用される、前の請求項のいずれかに記載の方法。
10. コンピュータ・プログラム要素であって、前記コンピュータ・プログラム要素がコンピュータで実行される時に、前の請求項のいずれかに記載の方法を実行するプログラム・コード手段を含むコンピュータ・プログラム要素。
11. コンピュータ・プログラム製品であって、前記コンピュータ・プログラム製品がコンピュータで実行される時に、請求項１ないし９のいずれかに記載の方法を実行する、コンピュータ可読媒体に保管されたプログラム・コード手段を含むコンピュータ・プログラム製品。
12. データのマルチキャリア伝送の装置（２）であって、
    データのストリーム（ｂ）を受け取り、複数の複素数値（ｘ）を作成するエンコーダ・ユニット（１０）と、
    複数のチャネルの１つ（ｌ）を形成する複数のサブチャネルの１つ（ｋ）に前記複数の複素数値の１つ（ｘ_ｋ）を割り当てるデマルチプレクサ（１４）と、
    前記複数のサブチャネルのそれぞれ（ｋ）の乗算された値（ｍ_ｌ，ｋ）を生成するために、前記複数の複素数値のそれぞれ（ｘ _ｋ ）に分離値（ａ_ｌ，ｋ）をかける乗算ユニット（１６）と、
    前記複数のチャネルのそれぞれ（ｌ）の変調された信号（ｓ_ｌ）を生成するために、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を使用して異なるサブキャリアに前記複数のサブチャネルのそれぞれ（ｋ）の前記乗算された値（ｍ_ｌ，ｋ）を変調する変調器（２０）と、
    送信アンテナ（Ａ_ｌ）を介して前記変調された信号（ｓ_ｌ）を同時に送信する送信器（３０）であって、前記複数のチャネルのそれぞれ（ｌ）が、それに割り当てられた送信アンテナ（Ａ_ｌ）を有する、送信器と
    を含む装置。

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