JP3871213B2

JP3871213B2 - Synchronous rectification switching power supply

Info

Publication number: JP3871213B2
Application number: JP2003113618A
Authority: JP
Inventors: 芳通廣川
Original assignee: Cosel Co Ltd
Current assignee: Cosel Co Ltd
Priority date: 2003-04-18
Filing date: 2003-04-18
Publication date: 2007-01-24
Anticipated expiration: 2023-04-18
Also published as: JP2004320929A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、直流入力電圧を所望の電圧に変換し、電子機器に供給するスイッチング電源であって、特にフライバック式の同期整流スイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】
特開２０００−１１６１２２号公報
従来の同期整流型の整流回路を備えたフライバック式のスイッチング電源装置１０として、例えば図３に示すような電源装置があった。このスイッチング電源装置１０は、直流電源の入力端子１１，１２と並列に入力コンデンサＣ１が設けられ、入力コンデンサＣ１の両端に、トランスＴの１次巻線Ｎ１とインバータトランジスタＱ１より成る直列回路が接続されている。トランスＴの１次巻線Ｎ１はドットのある方が入力端子１１に接続され、ドットの無い方がインバータトランジスタＱ１に接続されている。インバータトランジスタＱ１はＭＯＳ−ＦＥＴ等の半導体スイッチ素子からなる。トランスＴの２次巻線Ｎ２は、ドットのない方の端子が出力端子１３に接続され、ドットのある方の端子には、ＭＯＳ−ＦＥＴ等の同期整流用素子ＴＲ１が直列に設けられて基準電位側の出力端子１４に接続されている。さらに、出力端子１３，１４間には、平滑用の出力コンデンサＣ２が設けられている。
【０００３】
同期整流用素子ＴＲ１のドレイン−ソース間には、２次側に設けられた別電源１６が設けられている。別電源１６は、同期整流用素子ＴＲ１のドレインに一端が接続されたコンデンサＣ５を備え、コンデンサＣ５の他端が抵抗Ｒ３の一端に接続され、抵抗Ｒ３の他端はツェナーダイオードＺＤ１のカソードに接続され、ツェナーダイオードＺＤ１のアノードが基準電位に接続されている。さらに、抵抗Ｒ３の他端はダイオードＤ３のアノードに接続され、ダイオードＤ３のカソードがコンデンサＣ６を介して基準電位に接続されている。ダイオードＤ３のカソードとコンデンサＣ６の中点が、この別電源１６の出力となっている。
【０００４】
さらに、トランスＴの２次側には、同期整流用素子ＴＲ１の駆動手段としての補助巻線Ｎ３が設けられ、この補助巻線Ｎ３のドットを付した側の端子が基準電位に接続され、ドットのない側の端子は、スピードアップ用のコンデンサＣ４を介して同期整流用素子ＴＲ１のゲートに接続されている。さらに、補助巻線３のドットのない側の端子は、ダイオードＤ１のカソードに接続され、ダイオードＤ１のアノードが抵抗Ｒ１、コンデンサＣ３の直列回路を経て基準電位に接続されている。抵抗Ｒ１とタイミングコンデンサＣ３の中点は、別電源１６のダイオードＤ３のカソードとコンデンサＣ６の中点に、抵抗Ｒ２を介して接続されている。さらに、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３の中点は、ＮＰＮ型のトランジスタＴＲ２のベースに接続されている。トランジスタＴＲ２のコレクタは、同期整流用素子ＴＲ１のゲートに接続され、エミッタは基準電位に接続されている。また、同期整流用素子ＴＲ１のゲートには、ダイオードＤ２のカソードが接続され、ダイオードＤ２のアノードが基準電位に接続されている。
【０００５】
このスイッチング電源装置１０の動作は、ＭＯＳ−ＦＥＴのインバータトランジスタＱ１を、図示しない制御回路によりオン・オフしＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。インバータトランジスタＱ1のオン期間には、同期整流用素子ＴＲ１はオフしており電流は流れず、別電源１６のコンデンサＣ６がコンデンサＣ５を介して充電される。充電電圧は、ツェナーダイオードＺＤ１により設定される電圧である。また、インバータトランジスタＱ１のオン期間に、補助巻線Ｎ３によりコンデンサＣ４がダイオードＤ２のカソード側をプラスにして充電される。
【０００６】
インバータトランジスタＱ１がオフすると、同期整流用素子ＴＲ１のゲートには、補助巻線Ｎ３のドットのない側の端子の電圧にコンデンサＣ４の充電電圧が加えられて充電され、同期整流用素子ＴＲ１がオンする。同時に、２次巻線Ｎ２に発生するフライバック電圧により、２次巻線Ｎ２に蓄えられたエネルギーが出力コンデンサＣ２に充電される。
【０００７】
また、インバータトランジスタＱ１がオフすると同時に、別電源１６によりタイミングコンデンサＣ３の充電が抵抗Ｒ２を介して開始される。そして、タイミングコンデンサＣ３の電位が次第に上昇し、トランジスタＴＲ２がオンする電位に達すると、トランジスタＴＲ２がオンし同期整流用素子ＴＲ１のゲートの電荷を放電して、同期整流用素子ＴＲ１をオフする。トランジスタＴＲ２がオンするタイミングは、インバータトランジスタＱ１がオンする前のタイミングに設定される。そしてインバータトランジスタＱ１がオンすると、再び別電源１６のコンデンサＣ６の充電が開始するとともに、タイミングコンデンサＣ３が抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１を経て放電する。以上の動作を繰り返して、このスイッチング電源装置１０は、インバータトランジスタＱ１と同期整流用素子ＴＲ１が同時にオンすることなく、同期整流動作を行い、出力側に電力を供給する。
【０００８】
また、特許文献１に開示された電源装置も、同様にインバータトランジスタと同期整流用素子が同時にオンしないように、同期整流用素子を強制的にオフさせる遮断回路を備えたものである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
このフライバック式の同期整流スイッチング電源装置１０の場合、同期整流用素子ＴＲ１のオフタイミングがずれて、２次側の同期整流用素子ＴＲ１がオン状態のままインバータトランジスタＱ１がオンすると、２次側の回路がショートした状態となり、インバータトランジスタＱ１に大きなサージ電流が流れてしまい、インバータトランジスタＱ１や同期整流用素子ＴＲ１等の破壊に至る場合がある。例えば、出力に接続された負荷が、重負荷から軽負荷に急激に変化し、インバータトランジスタＱ１がスイッチングを停止すると、別電源１６のコンデンサＣ６の電圧が必要な電圧以下に低下してしまう場合がある。これにより、次にインバータトランジスタＱ１がスイッチングを開始したときに、同期整流用素子ＴＲ1がオンしている期間のコンデンサＣ３の充電が遅れ、インバータトランジスタＱ１がオンする前である所定の期間内に、トランジスタＴＲ２がオンせず従って同期整流用素子ＴＲ１をオフできない場合が生じ、回路に貫通電流が流れてしまうというものである。
【００１０】
また、出力電圧端子１３，１４間に外部から設定電圧以上の電圧が印加された場合や、出力端子間に外部の大容量のコンデンサを付けたときの電源停止時にも、２次側の同期整流用素子をオフできずに貫通電流が流れたり、出力端子間に接続された大容量の外部コンデンサの電力により、２次側の回路で自励発振したりするという問題もあった。
【００１１】
この発明は、上記の従来の技術の問題点に鑑みてなされたもので、少ない部品点数で、負荷の急変や出力端子間に接続された外部機器にかかわらず、貫通電流や自励発振を防止することができるフライバック式の同期整流スイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明は、一定の周期内でオン・オフするインバータトランジスタがトランスの１次巻線と直列に接続されて入力端子間に設けられ、上記トランスの２次巻線と出力端子との間に直列に接続された同期整流用素子を有するとともに、上記インバータトランジスタのスイッチングによる上記２次巻線のパルス電圧により所定電位に充電される別電源と、上記同期整流用素子を上記インバータトランジスタと相補的にオン・オフさせる駆動手段である補助巻線と、上記同期整流用素子をオフさせるスイッチ素子を備えたフライバック式の同期整流スイッチング電源装置であって、上記別電源の出力電圧と上記出力端子の出力電圧とを比較して上記別電源の出力電圧が一定値以下に低下した場合に、上記スイッチ素子により上記同期整流用素子をオフさせるスイッチ素子制御手段を備えた同期整流式スイッチング電源である。
【００１３】
上記スイッチ素子は上記同期整流用素子をオフさせるＮＰＮトランジスタであり、このＮＰＮトランジスタのベースと基準電位との間にタイミングコンデンサが接続され、上記ＮＰＮトランジスタのベースに上記別電源の出力が接続され、上記スイッチ素子制御手段は、上記出力端子にエミッタが接続されコレクタが上記ＮＰＮトランジスタのベースに接続されたＰＮＰトランジスタであり、このＰＮＰトランジスタのベースに上記別電源の出力電圧が接続されている。上記別電源の出力電圧を分圧して、上記ＰＮＰトランジスタのベースに入力させても良いものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態について図面に基づいて説明する。図１は、この発明の一実施形態のフライバック式の同期整流スイッチング電源装置２０の回路を示すもので、図３に示す回路と同様の構成は同一の符号を付す。この同期整流スイッチング電源装置２０は、直流電源の入力端子１１，１２と並列に入力コンデンサＣ１が設けられ、入力コンデンサＣ１の両端に、トランスＴの１次巻線Ｎ１とインバータトランジスタＱ１より成る直列回路が接続されている。トランスＴの１次巻線Ｎ１はドットのある方が入力端子１１に接続され、ドットの無い方がインバータトランジスタＱ１に接続されている。インバータトランジスタＱ１はＭＯＳ−ＦＥＴ等の半導体スイッチ素子からなる。トランスＴの２次巻線Ｎ２は、ドットのない方の端子が出力端子１３に接続され、ドットのある方の端子には、ＭＯＳ−ＦＥＴ等の同期整流用素子ＴＲ１が直列に設けられて基準電位側の出力端子１４に接続されている。さらに、出力端子１３，１４間には、平滑用の出力コンデンサＣ２が設けられている。
【００１５】
同期整流用素子ＴＲ１のドレイン−ソース間には、２次側に設けられた別電源１６が設けられている。別電源１６は、ＭＯＳ−ＦＥＴ等の同期整流用素子ＴＲ１のドレインに一端が接続されたコンデンサＣ５を備え、コンデンサＣ５の他端が抵抗Ｒ３の一端に接続され、抵抗Ｒ３の他端はツェナーダイオードＺＤ１のカソードに接続され、ツェナーダイオードＺＤ１のアノードが基準電位に接続されている。さらに、抵抗Ｒ３の他端はダイオードＤ３のアノードに接続され、ダイオードＤ３のカソードがコンデンサＣ６を介して基準電位に接続されている。ダイオードＤ３のカソードとコンデンサＣ６の中点が、この別電源１６の出力となっている。
【００１６】
さらに、トランスＴの２次側には、同期整流用素子ＴＲ１の駆動手段としての補助巻線Ｎ３が設けられ、この補助巻線Ｎ３のドットを付した側の端子が基準電位に接続され、ドットのない側の端子は、スピードアップ用のコンデンサＣ４を介して同期整流用素子ＴＲ１のゲートに接続されている。さらに、補助巻線３のドットのない側の端子は、ダイオードＤ１のカソードに接続され、ダイオードＤ１のアノードが抵抗Ｒ１、タイミングコンデンサＣ３の直列回路を経て基準電位に接続されている。抵抗Ｒ１とタイミングコンデンサＣ３の中点は、別電源１６のダイオードＤ３のカソードとコンデンサＣ６の中点に、抵抗Ｒ２を介して接続されている。さらに、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３の中点は、ＮＰＮ型のトランジスタＴＲ２のベースに接続されている。トランジスタＴＲ２のコレクタは、同期整流用素子ＴＲ１のゲートに接続され、エミッタは基準電位に接続されている。また、同期整流用素子ＴＲ１のゲートには、ダイオードＤ２のカソードが接続され、ダイオードＤ２のアノードが基準電位に接続されている。
【００１７】
出力端子１３とトランジスタＴＲ２のベースとの間には、スイッチ素子制御手段であるＰＮＰ型のトランジスタＴＲ３が接続されている。トランジスタＴＲ３は、エミッタが出力端子１３２に接続され、コレクタが抵抗Ｒ４を解してトランジスタＴＲ２のベースに接続されている。トランジスタＴＲ３のベースは、別電源１６の出力であるダイオードＤ３のカソードとコンデンサＣ６の中点に接続されている。
【００１８】
このスイッチング電源装置２０の動作は、インバータトランジスタＱ１を、図示しない制御回路によりオン・オフしＰＷＭ制御する。インバータトランジスタＱ1のオン期間には、同期整流用素子ＴＲ１はオフしており電流は流れず、別電源１６のコンデンサＣ６がコンデンサＣ５を介して充電される。コンデンサＣ５はコンデンサＣ６の充電量を制限するものである。コンデンサＣ６の充電電圧は、ツェナーダイオードＺＤ１により設定される電圧である。また、インバータトランジスタＱ１のオン期間に、補助巻線Ｎ３によりコンデンサＣ４がダイオードＤ２のカソード側をプラスにして充電される。
【００１９】
インバータトランジスタＱ１がオフすると、同期整流用素子ＴＲ１のゲートには、補助巻線Ｎ３のドットのない側の端子の電圧にコンデンサＣ４の充電電圧が加えられて充電され、同期整流用素子ＴＲ１がオンする。同時に、２次巻線Ｎ２に発生するフライバック電圧により、２次巻線Ｎ２に蓄えられたエネルギーが出力コンデンサＣ２に充電される。
【００２０】
また、インバータトランジスタＱ１がオフすると同時に、別電源１６によりタイミングコンデンサＣ３の充電が抵抗Ｒ２を介して開始される。そして、タイミングコンデンサＣ３の電位が次第に上昇し、トランジスタＴＲ２がオンする電位に達すると、トランジスタＴＲ２がオンし同期整流用素子ＴＲ１のゲートの電荷を放電して、同期整流用素子ＴＲ１をオフする。トランジスタＴＲ２がオンするタイミングは、インバータトランジスタＱ１がオンする前のタイミングに設定される。そしてインバータトランジスタＱ１がオンすると、再び別電源１６のコンデンサＣ６の充電が開始するとともに、コンデンサＣ３が抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１を経て放電する。
【００２１】
ここで、トランジスタＴＲ３のベースには、別電源１６のコンデンサＣ６の電位が印加され、別電源１６の出力電圧と出力端子１３の出力電圧とを比較し、インバータトランジスタＱ１が停止して、別電源１６のコンデンサＣ６の電圧が低下し、トランジスタＴＲ３がオンする所定の電位以下となると、ＰＮＰ型のトランジスタＴＲ３がオンし、抵抗Ｒ４を介してタイミングコンデンサＣ３を充電し、トランジスタＴＲ２をオンさせる。これにより同期整流用素子ＴＲ１のゲート電荷が放電され、同期整流用素子ＴＲ１はオフする。トランジスタＴＲ３がオンしている間、すなわち、インバータトランジスタＱ１の停止等により別電源１６のコンデンサＣ６の電位が所定電位以下である間は、トランジスタＴＲ２がオンし、同期整流用素子ＴＲ１はオフしている。この間にインバータトランジスタＱ１がスイッチングをはじめると、同期整流用素子ＴＲ１はそのボディーダイオードによる整流を行う。また、別電源１６への充電が、ＴＲ３を介しても行われ、別電源１６の充電がより迅速になされる。
【００２２】
以上の動作を繰り返して、このスイッチング電源装置２０は、インバータトランジスタＱ１と同期整流用素子ＴＲ１が同時にオンすることなく、同期整流動作を行い、出力側に電力を供給する。
【００２３】
この実施形態のスイッチング電源装置２０によれば、負荷の急変によりインバータトランジスタＱ１が停止していた後、スイッチングを再開した場合にも、同期整流用素子ＴＲ１を確実にオフさせ、別電源１６の出力電圧が所定値以上となり、タイミングコンデンサＣ３及びトランジスタＴＲ２により正常に且つ確実に同期整流用素子ＴＲ１を駆動可能となるまで、同期整流用素子ＴＲ１をオンさせないようにしている。これにより貫通電流が電源回路に流れることがなく、回路素子の損傷等を確実に防止することができる。
【００２４】
また、出力端子１３，１４間に外部の装置により設定電圧よりも高い電圧がかかった場合も、インバータトランジスタＱ１が停止し、別電源１６の出力電圧は低下する。この場合も、上記と同様に別電源１６の電位の低下によりトランジスタＴＲ３がオンし、トランジスタＴＲ２により同期整流用素子ＴＲ１をオフ状態にし、自励発振を防止する。
【００２５】
さらに、出力端子１３，１４間の外部装置として大容量のコンデンサを接続した状態で、リモコンや入力電圧の遮断によりインバータトランジスタＱ１が動作を停止した場合にも、２次側の別電源１６の電圧は低下し、同期整流用トランジスタＴＲ１がオフさせられる。これにより、出力端子１３，１４間の外部の大容量コンデンサに蓄えられたエネルギーによる自励発振を防止することができ、さらに、大容量コンデンサに貯えられたエネルギーを抵抗Ｒ４で消費させ、速やかに出力電圧を低下させる。
【００２６】
なお、この発明のフライバック式の同期整流スイッチング電源装置は上記実施形態に限定されるものではなく、例えば図２に示すように、別電源１６の出力電位を抵抗Ｒ５、Ｒ６で分圧して、トランジスタＴＲ３のベースに入力させるようにしても良い。これにより、抵抗Ｒ５、Ｒ６を適宜設定して、トランジスタＴＲ３のオン電位を任意に設定することができる。さらに、その他適宜の他の回路を組み合わせたものでも良い。
【００２７】
【発明の効果】
この発明の同期整流スイッチング電源装置は、負荷の急変による貫通電流や、電源停止時又は外部電圧印加時に自励発振するという現象を確実に防止することができ、装置の構成部品の小型化を可能にし、装置全体の小型化や低コスト化に大きく寄与するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施形態の同期整流スイッチング電源装置の概略回路図である。
【図２】この発明の他の実施形態の同期整流スイッチング電源装置の概略回路図である。
【図３】従来のフライバック式同期整流スイッチング電源装置の概略回路図である。
【符号の説明】
１１，１２入力端子
１３，１４出力端子
１６別電源
Ｃ３タイミングコンデンサ
Ｎ１１次巻線
Ｎ２２次巻線
Ｎ３第３の巻線
Ｑ１インバータトランジスタ
Ｔトランス
Ｔｒ１同期整流用素子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply that converts a DC input voltage into a desired voltage and supplies the converted voltage to an electronic device, and particularly relates to a flyback type synchronous rectification switching power supply apparatus.
[0002]
[Prior art]
[Patent Document 1]
JP, 2000-116122, A As a flyback type switching power supply 10 provided with the conventional synchronous rectification type rectifier circuit, there was a power supply device as shown, for example in FIG. This switching power supply device 10 is provided with an input capacitor C1 in parallel with DC power supply input terminals 11 and 12, and a series circuit comprising a primary winding N1 of a transformer T and an inverter transistor Q1 is connected to both ends of the input capacitor C1. Has been. The primary winding N1 of the transformer T has a dot connected to the input terminal 11, and the one without a dot connected to the inverter transistor Q1. The inverter transistor Q1 is composed of a semiconductor switch element such as a MOS-FET. The secondary winding N2 of the transformer T has a terminal without a dot connected to the output terminal 13, and a terminal with a dot is provided with a synchronous rectifying element TR1 such as a MOS-FET in series. It is connected to the output terminal 14 on the potential side. Further, a smoothing output capacitor C2 is provided between the output terminals 13 and 14.
[0003]
A separate power source 16 provided on the secondary side is provided between the drain and source of the synchronous rectification element TR1. The separate power supply 16 includes a capacitor C5 having one end connected to the drain of the synchronous rectification element TR1, the other end of the capacitor C5 is connected to one end of the resistor R3, and the other end of the resistor R3 is connected to the cathode of the Zener diode ZD1. The anode of the Zener diode ZD1 is connected to the reference potential. Further, the other end of the resistor R3 is connected to the anode of the diode D3, and the cathode of the diode D3 is connected to the reference potential via the capacitor C6. The middle point of the cathode of the diode D3 and the capacitor C6 is the output of the separate power source 16.
[0004]
Further, on the secondary side of the transformer T, an auxiliary winding N3 is provided as a driving means for the synchronous rectification element TR1, and a terminal on the side of the auxiliary winding N3 with a dot is connected to a reference potential, The terminal on the side where no is present is connected to the gate of the synchronous rectifying element TR1 through the capacitor C4 for speeding up. Further, the terminal of the auxiliary winding 3 on the side without dots is connected to the cathode of the diode D1, and the anode of the diode D1 is connected to the reference potential through a series circuit of the resistor R1 and the capacitor C3. The middle point of the resistor R1 and the timing capacitor C3 is connected to the cathode of the diode D3 of the separate power source 16 and the middle point of the capacitor C6 via the resistor R2. Further, the middle point of the resistor R1 and the capacitor C3 is connected to the base of the NPN transistor TR2. The collector of the transistor TR2 is connected to the gate of the synchronous rectification element TR1, and the emitter is connected to the reference potential. Further, the cathode of the diode D2 is connected to the gate of the synchronous rectification element TR1, and the anode of the diode D2 is connected to the reference potential.
[0005]
In the operation of the switching power supply device 10, the inverter transistor Q1 of the MOS-FET is turned on / off by a control circuit (not shown) to perform PWM (Pulse Width Modulation) control. During the ON period of the inverter transistor Q1, the synchronous rectification element TR1 is off and no current flows, and the capacitor C6 of the separate power source 16 is charged via the capacitor C5. The charging voltage is a voltage set by the Zener diode ZD1. Further, during the ON period of the inverter transistor Q1, the capacitor C4 is charged by the auxiliary winding N3 with the cathode side of the diode D2 being positive.
[0006]
When the inverter transistor Q1 is turned off, the synchronous rectification element TR1 is charged by adding the charging voltage of the capacitor C4 to the voltage of the terminal on the non-dot side of the auxiliary winding N3 and the synchronous rectification element TR1 is turned on. To do. At the same time, the energy stored in the secondary winding N2 is charged in the output capacitor C2 by the flyback voltage generated in the secondary winding N2.
[0007]
At the same time as the inverter transistor Q1 is turned off, charging of the timing capacitor C3 by the separate power source 16 is started via the resistor R2. When the potential of the timing capacitor C3 gradually rises and reaches the potential at which the transistor TR2 is turned on, the transistor TR2 is turned on to discharge the gate charge of the synchronous rectification element TR1 and turn off the synchronous rectification element TR1. The timing at which the transistor TR2 is turned on is set to the timing before the inverter transistor Q1 is turned on. When the inverter transistor Q1 is turned on, charging of the capacitor C6 of the separate power source 16 starts again, and the timing capacitor C3 is discharged through the resistor R1 and the diode D1. By repeating the above operation, the switching power supply device 10 performs the synchronous rectification operation and supplies power to the output side without the inverter transistor Q1 and the synchronous rectification element TR1 being simultaneously turned on.
[0008]
Similarly, the power supply device disclosed in Patent Document 1 includes a cutoff circuit that forcibly turns off the synchronous rectification element so that the inverter transistor and the synchronous rectification element are not turned on at the same time.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
In the case of the flyback type synchronous rectification switching power supply device 10, when the off timing of the synchronous rectification element TR1 is shifted and the inverter transistor Q1 is turned on while the secondary side synchronous rectification element TR1 is on, the secondary side In this case, a large surge current flows through the inverter transistor Q1 and the inverter transistor Q1, the synchronous rectifying element TR1, and the like may be destroyed. For example, when the load connected to the output suddenly changes from a heavy load to a light load and the inverter transistor Q1 stops switching, the voltage of the capacitor C6 of the separate power supply 16 may drop below a necessary voltage. is there. As a result, when the inverter transistor Q1 starts switching next, charging of the capacitor C3 during the period in which the synchronous rectifying element TR1 is on is delayed, and within a predetermined period before the inverter transistor Q1 is turned on, There is a case where the transistor TR2 is not turned on, and therefore the synchronous rectifying element TR1 cannot be turned off, and a through current flows in the circuit.
[0010]
Also, when a voltage higher than the set voltage is applied between the output voltage terminals 13 and 14 from the outside, or when a large external capacitor is connected between the output terminals, the secondary side synchronous rectification is also performed. There is also a problem that a through current flows without turning off the power element, or that self-excited oscillation occurs in the secondary circuit due to the power of a large-capacity external capacitor connected between the output terminals.
[0011]
The present invention has been made in view of the above-mentioned problems of the prior art, and prevents a through current and self-oscillation with a small number of parts, regardless of a sudden change in load or an external device connected between output terminals. It is an object of the present invention to provide a flyback type synchronous rectification switching power supply device that can be used.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
In the present invention, an inverter transistor that is turned on / off within a certain period is connected in series with a primary winding of a transformer and is provided between input terminals, and is connected in series between the secondary winding of the transformer and an output terminal. A separate power source charged to a predetermined potential by the pulse voltage of the secondary winding by switching of the inverter transistor, and the synchronous rectifier element complementary to the inverter transistor. A flyback-type synchronous rectification switching power supply device comprising an auxiliary winding as a driving means for turning on and off and a switch element for turning off the synchronous rectification element, wherein the output voltage of the separate power source and the output terminal When the output voltage of the separate power source is reduced below a certain value by comparing with the output voltage, the synchronous rectifier element is A synchronous switching power supply with switching element control means for off.
[0013]
The switch element is an NPN transistor that turns off the synchronous rectification element, a timing capacitor is connected between the base of the NPN transistor and a reference potential, and an output of the separate power source is connected to the base of the NPN transistor, The switch element control means is a PNP transistor having an emitter connected to the output terminal and a collector connected to the base of the NPN transistor, and the output voltage of the separate power source is connected to the base of the PNP transistor. The output voltage of the separate power source may be divided and input to the base of the PNP transistor.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows a circuit of a flyback-type synchronous rectification switching power supply apparatus 20 according to an embodiment of the present invention. The same components as those shown in FIG. This synchronous rectification switching power supply device 20 is provided with an input capacitor C1 in parallel with DC power supply input terminals 11 and 12, and a series circuit comprising a primary winding N1 of a transformer T and an inverter transistor Q1 at both ends of the input capacitor C1. Is connected. The primary winding N1 of the transformer T has a dot connected to the input terminal 11, and the one without a dot connected to the inverter transistor Q1. The inverter transistor Q1 is composed of a semiconductor switch element such as a MOS-FET. The secondary winding N2 of the transformer T has a terminal without a dot connected to the output terminal 13, and a terminal with a dot is provided with a synchronous rectifying element TR1 such as a MOS-FET in series. It is connected to the output terminal 14 on the potential side. Further, a smoothing output capacitor C2 is provided between the output terminals 13 and 14.
[0015]
A separate power source 16 provided on the secondary side is provided between the drain and source of the synchronous rectification element TR1. The separate power supply 16 includes a capacitor C5 having one end connected to the drain of the synchronous rectifying element TR1 such as a MOS-FET, the other end of the capacitor C5 is connected to one end of the resistor R3, and the other end of the resistor R3 is a Zener diode. It is connected to the cathode of ZD1, and the anode of Zener diode ZD1 is connected to the reference potential. Further, the other end of the resistor R3 is connected to the anode of the diode D3, and the cathode of the diode D3 is connected to the reference potential via the capacitor C6. The middle point of the cathode of the diode D3 and the capacitor C6 is the output of the separate power source 16.
[0016]
Further, on the secondary side of the transformer T, an auxiliary winding N3 is provided as a driving means for the synchronous rectification element TR1, and a terminal on the side of the auxiliary winding N3 with a dot is connected to a reference potential, The terminal on the side where no is present is connected to the gate of the synchronous rectifying element TR1 through the capacitor C4 for speeding up. Further, the terminal of the auxiliary winding 3 on the side without dots is connected to the cathode of the diode D1, and the anode of the diode D1 is connected to the reference potential through a series circuit of the resistor R1 and the timing capacitor C3. The middle point of the resistor R1 and the timing capacitor C3 is connected to the cathode of the diode D3 of the separate power source 16 and the middle point of the capacitor C6 via the resistor R2. Further, the middle point of the resistor R1 and the capacitor C3 is connected to the base of the NPN transistor TR2. The collector of the transistor TR2 is connected to the gate of the synchronous rectification element TR1, and the emitter is connected to the reference potential. Further, the cathode of the diode D2 is connected to the gate of the synchronous rectification element TR1, and the anode of the diode D2 is connected to the reference potential.
[0017]
Between the output terminal 13 and the base of the transistor TR2, a PNP transistor TR3, which is a switch element control means, is connected. The transistor TR3 has an emitter connected to the output terminal 132 and a collector connected to the base of the transistor TR2 through the resistor R4. The base of the transistor TR3 is connected to the cathode of the diode D3, which is the output of the separate power supply 16, and the midpoint of the capacitor C6.
[0018]
In the operation of the switching power supply device 20, the inverter transistor Q1 is turned on / off by a control circuit (not shown) and PWM controlled. During the ON period of the inverter transistor Q1, the synchronous rectification element TR1 is off and no current flows, and the capacitor C6 of the separate power source 16 is charged via the capacitor C5. Capacitor C5 limits the amount of charge of capacitor C6. The charging voltage of the capacitor C6 is a voltage set by the Zener diode ZD1. Further, during the ON period of the inverter transistor Q1, the capacitor C4 is charged by the auxiliary winding N3 with the cathode side of the diode D2 being positive.
[0019]
When the inverter transistor Q1 is turned off, the synchronous rectification element TR1 is charged by adding the charging voltage of the capacitor C4 to the voltage of the terminal on the non-dot side of the auxiliary winding N3 and the synchronous rectification element TR1 is turned on. To do. At the same time, the energy stored in the secondary winding N2 is charged in the output capacitor C2 by the flyback voltage generated in the secondary winding N2.
[0020]
At the same time as the inverter transistor Q1 is turned off, charging of the timing capacitor C3 by the separate power source 16 is started via the resistor R2. When the potential of the timing capacitor C3 gradually rises and reaches the potential at which the transistor TR2 is turned on, the transistor TR2 is turned on to discharge the gate charge of the synchronous rectification element TR1 and turn off the synchronous rectification element TR1. The timing at which the transistor TR2 is turned on is set to the timing before the inverter transistor Q1 is turned on. When the inverter transistor Q1 is turned on, charging of the capacitor C6 of the separate power source 16 starts again, and the capacitor C3 is discharged through the resistor R1 and the diode D1.
[0021]
Here, the potential of the capacitor C6 of the separate power supply 16 is applied to the base of the transistor TR3, the output voltage of the separate power supply 16 and the output voltage of the output terminal 13 are compared, and the inverter transistor Q1 is stopped, so that the separate power supply When the voltage of the sixteen capacitor C6 drops and falls below a predetermined potential at which the transistor TR3 is turned on, the PNP transistor TR3 is turned on, the timing capacitor C3 is charged via the resistor R4, and the transistor TR2 is turned on. As a result, the gate charge of the synchronous rectification element TR1 is discharged, and the synchronous rectification element TR1 is turned off. While the transistor TR3 is on, that is, while the potential of the capacitor C6 of the separate power supply 16 is equal to or lower than the predetermined potential due to the stop of the inverter transistor Q1, the transistor TR2 is turned on and the synchronous rectifying element TR1 is turned off. Yes. When the inverter transistor Q1 starts switching during this time, the synchronous rectification element TR1 performs rectification by the body diode. Further, the charging to the separate power source 16 is also performed via TR3, and the charging of the separate power source 16 is performed more quickly.
[0022]
By repeating the above operation, the switching power supply device 20 performs the synchronous rectification operation without supplying the inverter transistor Q1 and the synchronous rectification element TR1 simultaneously, and supplies power to the output side.
[0023]
According to the switching power supply device 20 of this embodiment, even when switching is resumed after the inverter transistor Q1 is stopped due to a sudden change in load, the synchronous rectification element TR1 is reliably turned off, and the output of the separate power supply 16 is output. The synchronous rectification element TR1 is not turned on until the voltage exceeds a predetermined value and the synchronous rectification element TR1 can be normally and reliably driven by the timing capacitor C3 and the transistor TR2. As a result, no through current flows through the power supply circuit, and damage to circuit elements can be reliably prevented.
[0024]
Also, when a voltage higher than the set voltage is applied between the output terminals 13 and 14 by an external device, the inverter transistor Q1 stops and the output voltage of the separate power source 16 decreases. Also in this case, similarly to the above, the transistor TR3 is turned on by the potential drop of the separate power supply 16, and the transistor TR2 turns off the synchronous rectifying element TR1 to prevent self-excited oscillation.
[0025]
Further, even when the inverter transistor Q1 stops operating due to the remote control or the interruption of the input voltage with a large-capacitance capacitor connected as an external device between the output terminals 13 and 14, the voltage of the secondary power supply 16 on the secondary side And the synchronous rectification transistor TR1 is turned off. As a result, self-excited oscillation due to the energy stored in the external large-capacity capacitor between the output terminals 13 and 14 can be prevented, and furthermore, the energy stored in the large-capacitance capacitor is consumed by the resistor R4 and promptly Reduce the output voltage.
[0026]
Note that the flyback type synchronous rectification switching power supply apparatus of the present invention is not limited to the above-described embodiment. For example, as shown in FIG. 2, the output potential of the separate power supply 16 is divided by resistors R5 and R6. You may make it input into the base of transistor TR3. Thus, the on-potential of the transistor TR3 can be arbitrarily set by appropriately setting the resistors R5 and R6. Furthermore, a combination of other appropriate circuits may be used.
[0027]
【The invention's effect】
The synchronous rectification switching power supply apparatus according to the present invention can reliably prevent a shoot-through current due to a sudden load change or a phenomenon of self-oscillation when the power is stopped or an external voltage is applied, and the components of the apparatus can be downsized. In addition, this greatly contributes to downsizing and cost reduction of the entire apparatus.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic circuit diagram of a synchronous rectification switching power supply apparatus according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a schematic circuit diagram of a synchronous rectification switching power supply apparatus according to another embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a schematic circuit diagram of a conventional flyback type synchronous rectification switching power supply device;
[Explanation of symbols]
11, 12 Input terminals 13, 14 Output terminal 16 Separate power source C3 Timing capacitor N1 Primary winding N2 Secondary winding N3 Third winding Q1 Inverter transistor T Transformer Tr1 Synchronous rectification element

Claims

一定の周期内でオン・オフするインバータトランジスタがトランスの１次巻線と直列に接続されて入力端子間に設けられ、上記トランスの２次巻線と出力端子との間に直列に接続された同期整流用素子を有するとともに、上記インバータトランジスタのスイッチングによる上記２次巻線のパルス電圧により所定電位に充電される別電源と、上記同期整流用素子を上記インバータトランジスタと相補的にオン・オフさせる駆動手段と、上記同期整流用素子をオフさせるスイッチ素子を備えたフライバック式の同期整流スイッチング電源装置において、上記別電源の出力電圧と上記出力端子の出力電圧とを比較して上記別電源の出力電圧が一定値以下に低下した場合に、上記スイッチ素子により上記同期整流用素子をオフさせるスイッチ素子制御手段を備えたことを特徴とする同期整流スイッチング電源。An inverter transistor that is turned on and off within a certain period is connected in series with the primary winding of the transformer and provided between the input terminals, and is connected in series between the secondary winding of the transformer and the output terminal. In addition to having a synchronous rectifying element, another power source charged to a predetermined potential by the pulse voltage of the secondary winding by switching of the inverter transistor, and the synchronous rectifying element are turned on / off complementarily with the inverter transistor In a flyback type synchronous rectification switching power supply device having a driving means and a switching element for turning off the synchronous rectification element, the output voltage of the separate power source and the output voltage of the output terminal are compared to compare the output voltage of the separate power source. Switch element control for turning off the synchronous rectifier element by the switch element when the output voltage drops below a certain value Synchronous rectification switching power supply, characterized in that it comprises a stage.

上記スイッチ素子は上記同期整流用素子をオフさせるＮＰＮトランジスタであり、上記スイッチ素子制御手段は、上記出力端子にエミッタが接続されコレクタが上記ＮＰＮトランジスタのベースに接続されたＰＮＰトランジスタであり、このＰＮＰトランジスタのベースに上記別電源の出力電圧が接続されていることを特徴とする請求項１記載の同期整流スイッチング電源。The switch element is an NPN transistor that turns off the synchronous rectifier element, and the switch element control means is a PNP transistor having an emitter connected to the output terminal and a collector connected to the base of the NPN transistor. 2. The synchronous rectification switching power supply according to claim 1, wherein an output voltage of the separate power supply is connected to a base of the transistor.

上記別電源の出力電圧を分圧して、上記ＰＮＰトランジスタのベースに入力させたことを特徴とする請求項２記載の同期整流スイッチング電源。3. The synchronous rectification switching power supply according to claim 2, wherein the output voltage of the separate power supply is divided and input to the base of the PNP transistor.