JP3692871B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図２４は第１の従来例の回路を示しており、この従来例は交流電源Ｖｉｎと、コンデンサＣ０１、インダクタＬ０１、Ｌ０２からなる電源用ローパスフィルタ回路Ｆと、フィルタ用コンデンサＣ０２と、ダイオードブリッジからなる整流器ＤＢと、チョッパ用インダクタＬｃｐと、ダイオードＤ４、平滑コンデンサＣ１、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ３、スイッチング素子Ｑ３を制御するチョッパ制御手段１により構成された昇圧チョッパ回路１と、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、直流カット用のコンデンサＣ３、共振用インダクタＬ１、共振用コンデンサＣ２、例えば蛍光灯のような放電灯Ｌａ等からなるハーフブリッジ型のインバータ回路２とを組み合わせたものである。
【０００３】
インバータ回路２の制御は自励方式を用いており、駆動トランスＣＴ、ゲート抵抗Ｒ５、Ｒ６、ゲート保護用ツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２からなる駆動回路２と、抵抗Ｒ７〜Ｒ１０、起動用コンデンサＣ５、トリガ素子ＴＤ１、ダイオードＤ５からなる起動回路３と、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ４、ダイオードＤ６〜Ｄ８、タイマ用コンデンサＣ６、コンデンサＣ７、トランジスタＴｒ１からなる予熱回路４によりインバータ回路２が動作する。
【０００４】
この従来例の回路の動作を説明する。
【０００５】
交流電源Ｖｉｎが投入されると、起動回路３では抵抗Ｒ７〜Ｒ９を介してコンデンサＣ５が充電され、所定の電圧になるとトリガ素子ＴＤ１がオンし、スイッチング素子Ｑ２のゲートに起動信号が入ってスイッチング素子Ｑ２がオンする。
【０００６】
同時にコンデンサＣ５の電荷は抵抗Ｒ１０、ダイオードＤ２、スイッチング素子Ｑ２を介して放電する。スイッチング素子Ｑ２がオンすると、駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１に電流が流れ、自励動作によりスイッチング素子Ｑ２はオフし、続いてスイッチング素子Ｑ２側の駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２とは逆極性に接続されたスイッチング素子Ｑ１側の２次巻線ＣＴ２１によりスイッチング素子Ｑ１にゲート駆動電圧が発生し、スイッチング素子Ｑ１がオンする。以後スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン、オフを繰り返して自励発振動作を行う。
【０００７】
予熱回路４は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ７からなるＣＲ時定数回路、タイマ用コンデンサＣ６、ダイオードＤ８、トランジスタＴｒ１、抵抗Ｒ４から成るスイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号の引抜き回路から構成され、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に接続されている。
【０００８】
駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２に電圧が発生すると、駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２→抵抗Ｒ６→抵抗Ｒ１→ダイオードＤ６→コンデンサＣ６→コンデンサＣ７、抵抗Ｒ４、トランジスタＴｒ１の回路→駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２の経路で電流が流れる（この動作をモード１と言う（スイッチング素子Ｑ２のオン））。
【０００９】
コンデンサＣ７の電圧が所定の電圧に上昇すると抵抗Ｒ４を通じてベース電流がトランジスタＴｒ１のベースに流れて、トランジスタＴｒ１がオンし、駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２→抵抗Ｒ６→抵抗Ｒ１→ダイオードＤ８→トランジスタＴｒ１→駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２の経路でスイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号を短絡する（この動作をモード２と言う（スイッチング素子Ｑ２のオフ））。
【００１０】
このようにＣＲ時定数回路によりスイッチング素子Ｑ２のオンデュティが決定されると、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は自励動作により自ずと決まる。
【００１１】
共振用インダクタＬ１、共振用コンデンサＣ２を含むＬＣ共振回路の共振により駆動トランスＣＴの巻線電圧が反転すると、スイッチング素子Ｑ１にゲート駆動信号が発生し、スイッチング素子Ｑ１がオンする。このオンにより再び駆動トランスＣＴの巻線電圧が反転し、以下同じ動作を繰り返しながらタイマ用コンデンサＣ６が徐々に充電されていく。
【００１２】
タイマ用コンデンサＣ６の電位が高くなるに従いＣＲ時定数回路に流れる電流が減少し、トランジスタＴｒ１がオンするまでの時間が長くなるため、スイッチング素子Ｑ２のオンデュティは大きくなる。やがてゲート電圧のピーク値と略等しくなるまでタイマ用コンデンサＣ６が充電されると、ＣＲ時定数回路への電流が流れなくなるため、ゲート駆動信号の引き抜きは行われなくなる。そしてタイマ用コンデンサＣ６が充電されて行くのに応じてスイッチング素子Ｑ２のオンデュティは５０％に近づくことになる。このスイッチング素子Ｑ２のオンデュティの変化（スィープ）に伴い、動作周波数は低くなる方向に変化するため、出力電圧は増加していき、やがて放電灯Ｌａは始動する。
【００１３】
図２５（ｂ）に上記の予熱時の予熱電流或いは放電灯Ｌａの両端電圧の波形を示す。上述のようにスィープを用いた予熱方法は、回路構成が比較的簡単で安価なことも有り、自励式のインバータ回路を用いた電源装置に良く用いられている。
【００１４】
ところが他励制御式のインバータ回路を用いた電源装置によく用いられる予熱電流一定型の方法に比べランプ寿命が悪いということが良く知られている。図２５（ａ）はこの予熱電流一定型の予熱電流或いは放電灯Ｌａの両端電圧の波形を示す。
【００１５】
他励制御式のインバータ回路を用いた電源装置としては特開平９−１２１５５０号に開示された図２６に示す従来例（以下第２の従来例と言う）がある。
【００１６】
この従来例は、ダイオードＤ１０，Ｄ１１の直列接続及びダイオードＤ２の両端に並列接続されたインピーダンス要素たるコンデンサＣ９からなる回路を整流器ＤＢの負側出力端に接続し、インバータ回路１では放電灯Ｌａ、共振用コンデンサＣ２、共振用インダクタＬ１のからなる共振負荷回路をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、ダイオードＤ１０とＤ１１の接続点との間にコンデンサＣ３を介して接続し、降圧チョッパ用のインダクタＬ２と平滑コンデンサＣ１の直列回路をダイオードＤ１２を介してスイッチング素子Ｑ１の両端に並列接続し、またダイオードＤ１２を介してスイッチング素子Ｑ２の両端にダイオードＤ１３を並列接続し、整流器ＤＢの入力端と交流電源Ｖｉｎとの間にローパスフィルタ回路Ｆを、また整流器ＤＢの出力端間にフィルタ用コンデンサＣ０２を、更にインダクタＬ２と、平滑コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１３の直列回路にコンデンサＣ８を並列に接続し、制御回路５からスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート駆動信号を出力するようになっている。ここで平滑コンデンサＣ１、インダクタＬ２、ダイオードＤ１３の直列回路、コンデンサＣ８、ダイオードＤ１２で所謂谷埋め電源回路を構成している。
【００１７】
制御回路５は、放電灯Ｌａの始動時などの軽負荷時の平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１（以下、電圧Ｖｃ１と呼ぶ。）の昇圧を抑制をさせるように動作する。Ｏｕｔ１，ｏｕｔ２は制御回路５がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に出力するゲート駆動信号を示す。
【００１８】
つまり軽負荷時の電圧Ｖｃ１の昇圧は、インバータ回路１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振周波数と、スイッチング素子Ｑ１のオン時に図示するループに電流Ｉ１が流れるモード、つまり交流電源Ｖｉｎから直接共振負荷回路に電力供給される動作モードとが影響していると考えられる。このモードの発生時間が長ければ長いほど、またこのモードが発生している時の交流電源Ｖｉｎの電圧値が高ければ高いほど、電圧Ｖｃ１の昇圧度は大きくなる。
【００１９】
そこで、この動作モードを少なくするために、軽負荷時に於て、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン時間をスイッチング素子Ｑ１よりスイッチング素子Ｑ２の方が長くなるようにアンバランス制御し、電圧Ｖｃ１の昇圧を抑制するために、交流電源Ｖｉｎと追従した谷埋め電圧を検出して、交流電源Ｖｉｎの電圧波形の山部でのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数を交流電源Ｖｉｎの電圧波形の谷部でのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数よりも高く制御することが考えられる。またスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数を全体的に高くすれば当然電圧Ｖｃ１の昇圧は低減されるが、放電灯Ｌａへの予熱電力が十分には得にくくなる。
【００２０】
図示する従来例回路ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のアンバランス制御と、交流電源Ｖｉｎの山部と谷部とでの周波数変調とを組み合わせることにより、放電灯Ｌａのへの予熱電力を確保しつつ電圧Ｖｃ１の昇圧抑制効果を実現するものである。
【００２１】
ところで本従来例では負荷（放電灯Ｌａ）の両端電圧の波形は図２７（ｂ）に示すように図２７（ａ）に示す交流電源Ｖｉｎの電圧波形のピーク付近と零クロス付近で二つのピークを持つ波形となり、電源電圧変動特性が悪いという問題があった。また予熱時においては低周波リップルが比較的大きく、実効値電圧に対してピーク値電圧が高くなるため、先行予熱電流を確保した場合に、放電灯Ｌａが点灯してしまう場合がある。つまりコールドスタートによりフィラメントの断線、黒化しやすくなることから、ランプ寿命が短くなるという問題があった。
【００２２】
図２８は第３の従来例の回路を示しており、この従来例では交流電源Ｖｉｎにローパスフィルタ回路Ｆを介して接続した整流器ＤＢの出力端間に接続したフィルタ用コンデンサＣ０２を接続し、整流器ＤＢの正側出力端にダイオードＤ１０、ダイオードＤ１１の直列回路を挿入し、該直列回路を介して整流器ＤＢの出力端間にインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路及び谷埋め電源回路６を接続してある。尚起動回路の図示は省略してある。
【００２３】
ダイオードＤ１１にはインピーダンス要素たるコンデンサＣ９を並列に接続してある。そして両ダイオードＤ１０，Ｄ１１の接続点と、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とのアＩＤ間に駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１と漏洩トランスＴＬの１次巻線と、直流カット用のコンデンサＣ３との直列回路を接続し、漏洩トランスＴＬの２次巻線の両端を蛍光灯からなる放電灯Ｌａの両フィラメント電極の夫々の一端に接続し、両フィラメント電極の非電源側端間には漏洩トランスＴＬのインダクタンス成分とＬＣ共振回路を構成する共振用コンデンサＣ２を接続してある。
【００２４】
一方駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２１，２２は夫々抵抗Ｒ３、Ｒ６を介してスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間に接続され、ゲート駆動信号を与えるようになっている。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間に保護用のツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ３の逆直列回路、ツェナーダイオードＺＤ２、ＺＤ４の直逆列回路を夫々接続してある。
【００２５】
谷埋め電源回路６は平滑コンデンサＣ１、インダクタＬ２、ダイオードＤ１３の直列回路と、該直列回路に並列に接続したコンデンサＣ８と、ダイオードＤ１３とインダクタＬ２の接続点にアノードを接続し、カソードを漏洩トランスＴＬの１次巻線と駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１との接続点にカソードを接続したダイオードＤ１２とからなる。
【００２６】
上記のような回路によりインバータ回路１は自励型のインバータ回路を構成しているが、放電灯Ｌａを調光制御するために、外部から入力するＰＷＭ信号から調光信号Ｓ１を直流変換するためのＤＣ変換回路７と、スイッチング素子Ｑ２のオンデュティをＤＣ変換回路７の出力に基づいて制御する他制御回路８とを備えている。
【００２７】
ＤＣ変換回路７は電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ３，Ｒ１１で分圧する回路と、抵抗Ｒ１１に並列に接続されたトランジスタＴｒ２と、出力用ホトトランジスタＰＴを抵抗Ｒ１７を介してトランジスタＴｒ２に接続し、外部からの調光信号Ｓ１を整流器ＤＢ１で全波整流して得られる直流電圧により駆動される発光ダイオードＬＤの光でホトトランジスタＰＴがオンオフされ、オン時にトランジスタＴｒ２に流れるベース電流をバイパスするホトカプラＰＣ及び抵抗Ｒ１１に並列に接続されたコンデンサＣ１１からなり、トランジスタＴｒ２のオフ時に抵抗Ｒ１１の両端電圧を出力するようになっている。
【００２８】
他制御回路８は、ＤＣ変換回路７から出力される電圧によりダイオードＤ１４、抵抗Ｒ１３を通じて充電されるコンデンサＣ１０と、このコンデンサＣ１０の電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較するコンパレータＣＰと、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に接続されコンパレータＣＰの出力が”Ｈ”のときにオンしてゲート駆動信号をバイパスするトランジスタＴｒ３と、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間に接続した抵抗Ｒ１４、Ｒ１５の分圧出力が所定レベル以上のときにオンしてコンデンサＣ１０の両端を短絡するトランジスタＴｒ４と、コンパレータＣＰの出力端とトランジスタＴｒ３のベースの間に接続した抵抗Ｒ１６とで構成される。
【００２９】
以上のように構成された第３の従来例では、次のように動作する。
【００３０】
まずスイッチング素子Ｑ２がオンし、スイッチング素子Ｑ１がオフしているときには、谷埋め電源回路６→コンデンサＣ９→コンデンサＣ３→漏洩トランスＴＬ，放電灯Ｌａ、コンデンサＣ２からなる共振負荷回路→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ２→谷埋め電源回路６の経路で共振電流が流れ、コンデンサＣ９の電位と整流器ＤＢの出力電位との和が谷埋め電源回路６の電位と釣り合うと、入力側よりダイオードＤ１０→コンデンサＣ３→共振負荷回路→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ２→入力側の経路で共振電流が流れ、また同時に入力電流が流れ込むこととなる。
【００３１】
またスイッチング素子Ｑ２がオフし、スイッチング素子Ｑ１がオンすると回生電流モードとなり、漏洩トランスＴＬの１次巻線から回生電流が駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→谷埋め電源回路６のコンデンサＣ８→整流器ＤＢ→ダイオードＤ１０→コンデンサＣ３→漏洩トランスＴＬの１次巻線の経路で流れ、同時に入力電流が流れ込むこととなる。
【００３２】
回生電流モードが終了した後のスイッチング素子Ｑ２がオフ、スイッチング素子Ｑ１がオンしている状態では、コンデンサＣ３からコンデンサＣ９→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→共振負荷回路→コンデンサＣ３の経路で共振電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオンしている時にコンデンサＣ９に蓄えられた電荷が放出され、コンデンサＣ９の電荷が０になると、コンデンサＣ３→ダイオードＤ１１→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→共振負荷回路→コンデンサＣ３の経路で共振電流が流れる。
【００３３】
次にスイッチング素子Ｑ２がオン、スイッチング素子Ｑ１がオフすると回生電流モードとなり、漏洩トランスＴＬの１次巻線からコンデンサＣ３→ダイオードＤ１１→谷埋め電源回路６のコンデンサＣ８→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→漏洩トランスＴＬの１次巻線の経路で回生電流が流れる。そして上述の動作に移行する。
【００３４】
一方、谷埋め電源回路６では、スイッチング素子Ｑ２のオン時には、整流器ＤＢの出力から平滑コンデンサＣ１→インダクタＬ２→ダイオードＤ１２→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ２→整流器ＤＢの経路で充電され、整流器ＤＢの整流出力のピーク値よりも低い電圧で平滑される。図２９（ｂ）はコンデンサＣ８の両端電圧Ｖｃ８を示す。また同図（ａ）に示す交流電源Ｖｉｎの電圧のピーク値が平滑コンデンサＣ１の電位よりも低くなる場合には平滑コンデンサＣ１よりインバータ回路１へ電力供給を行う。
【００３５】
以上の一連の動作を繰り返すことにより、インバータ回路１の負荷である放電灯Ｌａに高周波電力を供給する。また同時に上記動作モードの一部において、交流電源Ｖｉｎに比例した、入力電流を流すことにより、この電流をローパスフィルタ回路Ｆにて、正弦波状の入力電流を得ることができる。従ってこの従来例では入力力率の改善と、入力電流の歪みの改善を可能としている。
【００３６】
ところでＤＣ変換回路７に入力される調光信号Ｓ１は、周波数一定でパルス幅が可変するＰＷＭ信号であって、整流器ＤＢ１で整流された後のパルス幅が狭いほど出力を上昇させるようになっている。
【００３７】
この調光信号Ｓ１は整流器ＤＢ１で整流され、ホトカプラＰＣを介してトランジスタＴｒ２をオンオフさせる。この動作からコンデンサＣ１１の両端にはトランジスタＴｒ２のオンオフデュティに応じた直流電圧が発生して他制御回路８へ出力されることになる。
【００３８】
他制御回路８のトランジスタＴｒ４はスイッチング素子Ｑ２のオンオフに応じて、オンオフ動作をおこない、スイッチング素子Ｑ２がオンしている時にはオフし、ＤＣ変換回路７の出力によりダイオードＤ１４→抵抗Ｒ１３→コンデンサＣ１０の経路でコンデンサＣ１０を充電する。このコンデンサＣ１０の両端電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを越えると、コンパレータＣＰの出力によりトランジスタＴｒ３がオンして、スイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号をバイパスし強制的にスイッチング素子Ｑ２をオフさせる。つまり調光信号Ｓ１の所定のデュティに応じてスイッチング素子Ｑ２のオン幅を可変して、放電灯Ｌａに供給する電力を制御し、放電灯Ｌａを調光するのである。
【００３９】
かかる第３の従来例では、交流電源Ｖｉｎの位相に関係なく、調光信号たる調光信号Ｓ１に応じてスイッチング素子Ｑ２のオン幅を一定の幅で制御するのであるが、このような一定のオン幅で、スイッチング素子Ｑ２のオン幅を狭めて調光すると、放電灯Ｌａでの消費電力が低下するため、入出力のバランスがずれてくる。このため谷埋め電源回路６に充電される電力量が増加し、その結果谷埋め電源回路６の電圧が上昇してくる。さらに交流電源Ｖｉｎの位相によるリップル差も小さくなるので、調光するほど、ランプ電流のリップルが小さくなってしまい、低光束時の点灯維持性能が困難となり、立ち消えやちらつきが発生するという問題があった。尚図２９（ｃ）は調光前のランプ電流を、同図（ｄ）は調光後のコンデンサＣ８の両端電圧Ｖｃ８を、また同図（ｅ）は調光時のランプ電流を示す。
【００４０】
図３０は第４の従来例の回路を示しており、この従来例では谷埋め電源回路６のダイオードＤ１２のカソードを直流カット用コンデンサＣ３と漏洩トランスＴＬの１次巻線との接続点に接続し、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間に抵抗Ｒ２０とコンデンサＣ１２との直列回路を接続し、ゲートとドレイン間にはトリガ素子ＴＤ１と抵抗Ｒ１９とダイオードＤ１５との直列回路を接続するとともにトリガ素子ＴＤ１と抵抗Ｒ１９の接続点を抵抗Ｒ２０とコンデンサＣ１２の接続点に接続し、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間に平滑コンデンサＣ１３と抵抗Ｒ２１の並列回路を接続している点と、平滑コンデンサＣ１４を漏洩トランスＴＬの２次巻線と放電灯Ｌａとの間に接続し、また他制御回路及びＤＣ変換回路を設けていない点で第３の従来例と相違し、駆動トランスＣＴにより各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート駆動信号を得て自励動作するようになっている。
【００４１】
この従来例回路は回路部品が少ない構成で、高調波歪みを抑制でき、安価な回路構成を提供できる点に特徴があるものの、電源電圧が変動して増加したときには、共振電流が増大し、放電灯Ｌａのような負性抵抗の負荷の場合では、ランプインピーダンスが小さくなるため、このような自励駆動の回路では、ランプインピーダンスの減少によって、主回路の共振周波数が低くなることや、共振電流の増大による駆動トランスＣＴの２次側の電流が増大することにより、動作周波数が低くなるため、ＬＣ共振を用いて構成される主回路の出力はさらに増大する。
【００４２】
また電源電圧が減少したときには、共振電流が減少し、ランプインピーダンスが大きくなるため、当該従来例のような自励動作するものは、周波数が一定の他励動作するものに比べると、電源電圧変動時に、出力変動が大きくなるという問題があった。
【００４３】
【発明が解決しようとする課題】
上述した各従来例には、夫々問題点があり、それらの問題点を解消する必要があった。
【００４４】
本発明は上記の問題点に鑑みて為されたもので、その目的とするとところは、電源電圧が変動して出力増大傾向になっても出力変動を抑制することができる電源装置を提供することにある。
【００４５】
また併せて、負荷として放電灯を用いて調光を行う場合に、低光束調光時の点灯維持特性を改善できる電源装置を提供することにある。
【００４６】
更に放電灯として予熱型放電灯を用いる場合に予熱時にコールドスタートを改善してランプ寿命を延ばすことができる電源装置を提供することにある。
【００４７】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明では、交流電源と、該交流電源を整流する整流器と、該整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、これら整流器や平滑コンデンサで得られる直流を電源として動作し、第１，第２のスイッチング素子を直列接続して自励駆動手段により第１，第２のスイッチング素子を交互にオンオフし、このオンオフにより上記整流器の出力経路に接続された負荷及びＬＣ共振回路を含む負荷回路に高周波の電流を流すインバータ回路と、該インバータ回路の入力側に帰還する手段とを備えるとともに、上記自励駆動手段の駆動とは独立して上記スイッチング素子のスイッチングのオンデュティ若しくはスイッチング周波数を調整する他制御手段とを具備したことを特徴とする。
【００４８】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、上記平滑コンデンサを上記整流器の出力端間にダイオードを介して接続され、上記平滑コンデンサの両端には上記第１、第２のスイッチング素子の直列回路を接続し、上記整流器の出力端と上記ダイオードの接続点と、上記第１、第２のスイッチング素子の接続点との間に上記負荷回路を接続し、上記ダイオードの両端にインピーダンス要素を接続したことを特徴とする。
【００４９】
請求項３の発明では、請求項１の発明において、上記整流器の両出力端間に、インピーダンス要素を並列接続したダイオードを介して上記第１、第２のスイッチング素子の直列回路を接続し、上記整流器の一端と上記ダイオードの接続点と、上記第１、第２のスイッチング素子の接続点との間に、直流カット用のコンデンサと、共振用インダクタ、共振用コンデンサから構成される上記負荷回路と、上記駆動手段を構成する駆動トランスの１次巻線との直列回路を挿入し、上記駆動トランスの２次出力で上記台１、第２のスイッチング素子を交互に駆動するものであって、上記第１、第２のスイッチング素子の一方と、降圧チョッパ用のインダクタを介して上記平滑コンデンサを充電する補助電源手段を備え、上記平滑コンデンサの電圧を交流電源の所定電圧以下とすることを特徴とする。
【００５０】
請求項４の発明では、請求項１の発明において、上記整流器の両出力端間に、インピーダンス要素を並列接続したダイオードを介して上記第１、第２のスイッチング素子の直列回路を接続し、上記整流器の一端と上記ダイオードの接続点と、上記第１、第２のスイッチング素子の接続点との間に、トランスと、直流カット用のコンデンサと、共振用インダクタ、共振用コンデンサから構成される上記負荷回路と、上記駆動手段を構成する駆動トランスの１次巻線との直列回路を挿入し、上記駆動トランスの２次出力で上記台１、第２のスイッチング素子を交互に駆動するものであって、上記第１、第２のスイッチング素子の一方と、上記トランスの１次巻線とを介して上記平滑コンデンサを充電する補助電源手段を備え、上記平滑コンデンサの電圧を交流電源の所定電圧以下とすることを特徴とする。
【００５１】
請求項５の発明では、請求項１乃至４の何れかの発明において、上記他制御手段の電源を低周波リップルを生じる高周波出力電圧に相当する電圧から取ることを特徴とする。
【００５２】
請求項６の発明では、請求項５の発明において、上記他制御手段を、ＣＲ時定数回路と該ＣＲ時定数回路のＣＲ時定数に応じて上記第１、第２のスイッチング素子のいずれか一方のスイッチング素子の駆動信号を引抜く少なくとも一つのスイッチ要素を含む駆動信号引抜きとで構成したことを特徴とする。
【００５３】
請求項７の発明では、請求項６の発明において、上記他制御手段の電源を上記ＬＣ共振回路のインダクタに設けた２次巻線からとることを特徴とする。
【００５４】
請求項７の発明では、請求項６の発明において、上記他制御手段の電源を上記トランスに設けた３次巻線からとることを特徴とする。
【００５５】
請求項９の発明では、請求項６の発明において、上記他制御手段の電源を上記駆動トランスの２次巻線から得ることを特徴とする。
【００５６】
請求項１０の発明では、請求項９の発明において、上記第１、第２のスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴからなり、上記駆動トランスに設けた二つの２次巻線の一端を夫々が対応する上記スイッチング素子のソースに接続し、上記各２次巻線の他端と対応する上記スイッチング素子のゲートの問に夫々ゲート抵抗を接続し、どちらか一方のスイッチング素子側の上記駆動トランスの２次巻線の両端に上記ＣＲ時定数回路を接続したことを特徴とする。
【００５７】
請求項１１の発明では、請求項９の発明において、上記第１、第２のスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴからなり、上記駆動トランスに設けた二つの２次巻線の一端を夫々が対応する上記スイッチング素子のソースに接続し、上記各２次巻線の他端と対応する上記スイッチング素子のゲートの問に夫々ゲート抵抗を接続するともに、何れかのゲート抵抗が二つの抵抗の直列回路からなりこの両抵抗の接続点と、どちらか一方のスイッチング素子のソースの間に上記ＣＲ時定数回路を接続して上記駆動信号引抜き手段を当該スイッチング素子のゲートとソースの問に接続したことを特徴とする。
【００５８】
請求項１２の発明では、請求項７乃至請求項１１の発明において、上記負荷回路の負荷が予熱型の放電灯であり、上記ＣＲ時定数回路を第１の抵抗とコンデンサの直列回路と、上記第１の抵抗の両端に接続される第２の抵抗とスイッチ要素の直列回路とで構成するとともに、上記スイッチ要素のオン・オフを制御する制御手段を備えて、上記ＣＲ時定数回路の時定数を切り替えることを特徴とする。
【００５９】
請求項１３の発明では、請求項７乃至請求項１１の発明において、上記負荷回路がの負荷が予熱型の放電灯であり、上記ＣＲ時定数回路がタイマ用コンデンサを備えていることを特徴とする。
【００６０】
請求項１４の発明では、請求項１３の発明において、上記タイマ用コンデンサの両端に、抵抗とスイッチ要素の直列回路を接続し、上記スイッチ要素のオン・オフを制御する制御手段により、上記タイマ用コンデンサのタイマ動作を所定時間止めることを特徴とする。
【００６１】
請求項１５の発明では、請求項１の発明において、上記負荷回路の負荷が放電灯であり、上記他制御手段の動作タイミングが、調光信号と上記インバータ回路の電源電圧の大きさにより、決定されることを特徴とする。
【００６２】
請求項１６の発明では、請求項１５の発明において、上記インバータ回路の電源を、上記交流電源の全波整流波形の山部と山部との谷部を埋めるような谷埋め波形の電圧を出力する谷埋め電源回路により得ることを特徴とする。
【００６３】
請求項１７の発明では、請求項１の発明において、上記負荷回路の負荷が放電灯であり、上記他制御手段の動作タイミングが、調光信号と上記インバータ回路の電源電圧を整流して得られた脈流の大きさにより決定されることを特徴とする。
【００６４】
請求項１８の発明では、請求項１７の発明において、上記インバータ回路の電源を、上記交流電源の全波整流波形の山部と山部との谷部を埋めるような谷埋め波形の電圧を出力する谷埋め電源回路により得ることを特徴とする。
【００６５】
【発明の実施の形態】
本発明を実施形態により説明する。
【００６６】
（実施形態１）
図１は本実施形態の回路を示しており、この回路は交流電源Ｖｉｎに整流器ＤＢをコンデンサＣ０１、インダクタＬ０１、Ｌ０２からなるローパスフィルタ回路Ｆを介して接続し、整流器ＤＢの出力端間にはフィルタ用コンデンサＣ０２を並列に接続するとともに、抵抗Ｒ０とコンデンサＣ５の直列回路を接続し、更にダイオードＤ１０、ダイオードＤ１１とインピーダンス要素たるコンデンサＣ９の並列回路を介して平滑コンデンサＣ１を接続している。
【００６７】
平滑コンデンサＣ１にはインバータ回路１の第１のスイッチング素子Ｑ１と、第２のスイッチング素子Ｑ２との直列回路を接続し、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、上記ダイオードＤ１０、Ｄ１１の接続点との間には、蛍光灯のような放電灯Ｌａ、直流カット用のコンデンサＣ３、共振用のインダクタＬ１の１次巻線、駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１の直列回路を接続している。放電灯Ｌａの両側のフィラメント電極の非電源側端間には、放電灯Ｌａ、インダクタＬ１を含んで共振負荷回路を構成する共振用のコンデンサＣ２を接続している。
【００６８】
駆動トランスＣＴは２次巻線ＣＴ２１，ＣＴ２２を夫々抵抗Ｒ５，Ｒ６を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間に接続してある。
【００６９】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間には夫々保護用のツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２を接続してゲート・ソース間に与えるゲート駆動電圧を所定電圧にクリップするようになっている。
【００７０】
抵抗Ｒ０とコンデンサＣ５の接続点と、スイッチング素子Ｑ２のゲートとの間にはコンデンサＣ５の電圧がブレークオーバー電圧に達すると導通してスイッチング素子Ｑ２にゲート駆動信号を与えるトリガ素子ＴＤ１を接続している。またコンデンサＣ５とスイッチング素子Ｑ２のドレインとの間には抵抗Ｒ１０とダイオードＤ１０の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ２のオン時にコンデンサＣ５の電荷を放電する放電経路を構成している。これらの抵抗Ｒ０、コンデンサＣ５、トリガ素子ＴＤ及び放電経路で起動回路が構成される。
【００７１】
インダクタＬ１は２次巻線を有するもので、２次巻線の両端に他制御回路８内の抵抗Ｒ３０とコンデンサＣ２０とからなるＣＲ時定数回路を主回路のグランドラインを介して接続している。
【００７２】
他制御回路８は上記ツェナーダイオードＺＤ２に並列接続したトランジスタＴｒ５のベース・エミッタ間に抵抗Ｒ３１を介してコンデンサＣ２０を接続しており、インタクタＬ１の２次出力によって抵抗Ｒ３０を介してコンデンサＣ２０が充電され、その電圧が所定以上になるとトランジスタＴｒ５がオンしてスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間を短絡し、スイッチング素子Ｑ２を強制的にオフするようになっている。
【００７３】
次に本実施形態の動作を説明する。
【００７４】
まず交流電源Ｖｉｎが投入されると、抵抗Ｒ０を通じてコンデンサＣ５に電流が流れて充電されるとともに、平滑コンデンサＣ１にダイオードＤ１０，Ｄ１１を通じて電流が流れて充電される。
【００７５】
コンデンサＣ５の電圧が充電につれて上昇し、その電圧がトリガ素子ＴＤ１のブレークオーバー電圧に達すると、トリガ素子ＴＤ１が導通してスイッチング素子Ｑ２をオンさせる。
【００７６】
このスイッチング素子Ｑ２がオンすると、整流器ＤＢからダイオードＤ１０、放電灯Ｌａの一方のフィラメント電極、コンデンサＣ２、他方のフィラメント電極、コンデンサＣ３、インダクタＬ１、駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１、スイッチング素子Ｑ１の経路で電流が流れて予熱が為される。そして駆動トランスＣＴのトランス作用により２次側には電圧が発生して自励動作が開始されることになる。
【００７７】
さて上記の経路でコンデンサＣ２とインダクタンスＬ１の共振によって流れる共振電流が反転すると、駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１に流れる電流が減少してスイッチング素子Ｑ２はオフし、スイッチング素子Ｑ１がオンする。
【００７８】
この時インダクタンスＬ１に蓄積されたエネルギがインダクタＬ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→平滑コンデンサＣ１→整流器ＤＢ→ダイオードＤ１０→放電灯Ｌａの一方のフィラメント電極→コンデンサＣ２→他方のフィラメント電極→コンデンサＣ３→インダクタＬ１の経路で放出されて回生電流が流れ、また整流器ＤＢ→ダイオードＤ１０→放電灯Ｌａの一方のフィラメント電極→コンデンサＣ２→他方のフィラメント電極→コンデンサＣ３→インダクタＬ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→平滑コンデンサＣ１→整流器ＤＢの経路で入力電流が流れる。
【００７９】
回生電流が流れ終わると、コンデンサＣ３を電源として、コンデンサＣ３→放電灯Ｌａの他方のフィラメント→コンデンサＣ２、放電灯Ｌａの一方のフィラメント→ダイオードＤ１１→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→インダクタＬ１→コンデンサＣ３の経路で電流が流れる。
【００８０】
そして経路でコンデンサＣ２とインダクタンスＬ１の共振により流れている共振電流が反転すると、スイッチング素子Ｑ１はオフし、スイッチング素子Ｑ２がオンする。
【００８１】
この時インダクタンスＬ１に蓄積されたエネルギがインダクタＬ１→コンデンサＣ３→放電灯Ｌａの他方のフィラメント電極→コンデンサＣ２→放電灯Ｌａの一方のフィラメント電極→ダイオードＤ１１→平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→インダクタＬ１の経路で放出されて回生電流が流れる。
【００８２】
この回生電流の流れが終了するとスイッチング素子Ｑ２がオン、スイッチングＱ１がオフの時の上述の動作に戻ることになる。そして平滑コンデンサＣ１の電圧が整流器ＤＢの出力電圧を越えない期間中、上記の動作が繰り返される。また放電灯Ｌａが始動すると、コンデンサＣ２と放電灯Ｌａの並列回路が電流の流れる経路となる。
【００８３】
さて平滑コンデンサＣ１の電圧が整流器ＤＢの出力電圧以上の期間では、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンとなると、平滑コンデンサＣ１を電源として、平滑コンデンサＣ１→コンデンサＣ９→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ２→コンデンサＣ３→インダクタＬ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ２の経路で電流が流れ、コンデンサＣ９が充電される。
【００８４】
そしてスイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンのままでコンデンサＣ９の両端電圧が徐々に上昇し、整流器ＤＢの出力電圧に対して、コンデンサＣ９の電圧と平滑コンデンサＣ１の電圧の加算電圧が同じになると、整流器ＤＢ→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ２→コンデンサＣ３→インダクタＬ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ２→整流器ＤＢの経路で入力電流が流れる。
【００８５】
次に、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、インダクタンスＬ１に蓄積されたエネルギがインダクタＬ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→平滑コンデンサＣ１→整流器ＤＢ→ダイオードＤ１０→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ２→コンデンサＣ３→インダクタＬ１の経路で放出されて回生電流が流れ、また整流器ＤＢ→ダイオードＤ１０→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ２→→コンデンサＣ３→インダクタＬ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→平滑コンデンサＣ１→整流器ＤＢの経路で入力電流が流れる。
【００８６】
回生電流が流れ終わると、コンデンサＣ９→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→インダクタＬ１→コンデンサＣ３→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ２→コンデンサＣ９の経路でコンデンサＣ９の電荷が放電される。
【００８７】
この放電が終了すると、コンデンサＣ３を電源として、コンデンサＣ３→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ２→ダイオードＤ１１→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→インダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ２→コンデンサＣ３の経路で電流が流れる。
【００８８】
そしてスイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、インダクタＬ１の蓄積エネルギが、インダクタＬ１→コンデンサＣ３→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ２→ダイオードＤ１１→平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→インダクタＬ１の経路で回生電流が流れ、この回生電流が流れ終わると、上述の動作に戻ることになる。
【００８９】
以上のような動作が為されて放電灯Ｌａは始動、点灯される。本実施形態の高周波出力は図２（ｂ）に示すように同図（ａ）に示す交流電源Ｖｉｎの出力波形の零クロス付近でピーク値を持つようなリップルが大きな波形となる。
【００９０】
ところで本実施形態では他制御回路８を設けており、この他制御回路８は、インダクタＬ１の２次出力でコンデンサＣ２０が抵抗Ｒ３０を介して充電され、ＣＲ時定数に応じてトランジスタＴｒ５をオンさせ、スイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号をバイパスしてスイッチング素子Ｑ２を強制的にオフさせる。この時定数によりスイッチング素子Ｑ２はオンデュティが制御されることになる。
【００９１】
ここでＣＲ時定数の電源は高周波出力と同様にリップルを生じるインダクタＬ１の２次出力を用いており、そのため交流電源Ｖｉｎの電圧の零クロス付近では、高周波出力のピーク値ＶＰＨが、交流電源Ｖｉｎの電圧のピーク値付近のピーク値ＶＰＬに比べて高いため、トランジスタＴｒ５は早くオンし、スイッチング素子Ｑ２のオンデュティは小さくなる。
【００９２】
よって駆動周波数は交流電源Ｖｉｎの零クロス付近でピーク付近よりも高くなり、ピーク値ＶＰＨとＶＰＬの差△ＶＰが大きいほど周波数変調幅が大きくなる。従って高周波出力波形は図２（ｂ）の破線で示すように交流電源Ｖｉｎの零クロス付近でピーク値が抑えられたリップルの少ない波形となる。このとき負荷電流波形も同様にリップルが少なくなり、クレストファクタを改善することが可能であるという効果を有する。
【００９３】
このように高周波出力波形のリップルが大きい主回路において自励制御と、他制御回路８とを組合わせ、且つ他制御回路８の電源として高周波出力波形と同様な低周波リップルを生じる電圧を用いることにより比較的簡単な回路構成で安価に高周波出力波形のクレストファクタを改善することができるのである。
【００９４】
また、例えば電源電圧変動により出力が増大したときには他制御回路８によりリップルを抑えることにより出力変動を抑制することが可能であるという効果を有する。
【００９５】
また、さらに先行予熱時に他制御回路８が動作するようにすればリップルを抑えることでコールドスタートの改善が可能であるという効果を有する。
（実施形態２）
本実施形態は図３に示すように共振負荷回路の前段に昇圧用のトランスＴを挿入し、トランスＴの２次側に共振用のインダクタＬ１を介して放電灯Ｌａと共振用コンデンサＣ２の並列回路を接続し、他制御回路８の電源をインダクタＬ１の２次出力で得るようにした点で実施形態１と相違する。
【００９６】
その他の構成及び基本的な回路動作は実施形態１と略同じであるため同一の構成には同一符号を付して説明は省略する。
【００９７】
而して本実施形態も実施形態１と同様の作用効果を有する。
（実施形態３）
本実施形態は図４に示すように上記トランスＴとインダクタンスＬ１の代わりに漏洩トランスＴＬを用いるとともに駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１を漏洩トランスＴＬの２次側に挿入し、他制御回路８の電源を漏洩トランスＴＬに設けた３次巻線の出力より得る点が実施形態２と異なる。基本的な回路動作はほぼ実施形態１と同じであるため同一の構成には同一符号を付して説明は省略する。
【００９８】
而して本実施形態も実施形態と１同様の作用効果を有する。
（実施形態４）
本実施形態５は、図５に示すようにダイオードＤ１０と、ダイオードＤ１１、コンデンサＣ９の並列回路との直列回路を整流器ＤＢの負側出力とスイッチング素子Ｑ２のソースとの間に挿入し、駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１と、漏洩トランスＴＬの１次巻線と、直流カット用のコンデンサＣ３との直列回路をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、ダイオードＤ１０、Ｄ１１の接続点との間に接続し、他制御回路８のトランジスタＴｒ５をスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に接続し、他制御回路８の電源を漏洩トランスＴＬに設けた３次巻線から得るようにした点及び各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間の各々に保護用ツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ３を逆直列接続した直列回路又はツェナーダイオードＺＤ２，ＺＤ４を逆直列接続した直列回路を接続している点で相違する。
尚基本的な回路動作はほぼ実施形態１と同じであるため同一の構成には同一符号を付して説明は省略する。
【００９９】
而して本実施形態も実施形態１と同様の作用効果を有する。
（実施形態５）
本実施形態は図６に示すように上記実施形態４において平滑コンデンサＣ１を単独で用いずに第２の従来例と同様に谷埋め電源回路６を用い、他制御回路８をスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に接続している。
【０１００】
また他制御回路８はトランジスタＴｒ５のコレクタに逆流防止のダイオードＤ２０を直列接続し、またコンデンサＣ２０には逆印加防止用のダイオードＤ２１を並列接続し、電源を駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２とスイッチング素子Ｑ２のゲートとの間に挿入した抵抗Ｒ６とスイッチング素子Ｑ２のゲートの接続点から得るようになっている。
【０１０１】
本実施形態では谷埋め電源回路６のコンデンサＣ８及びダイオードＤ１３により高周波電流をバイパスすることで、整流器ＤＢに高速ダイオードを用いなくてよくなる。
【０１０２】
尚基本的な主回路動作は第２の従来例と同じであり、また他制御回路８の動作は上記の各実施形態とほぼ同じであるので、谷埋め電源回路６の回路要素には第２の従来例の谷埋め電源回路の回路要素と同一符号を付し、その他の回路要素には実施形態４の回路要素と同一符号を付して説明は省略する。
【０１０３】
而して本実施形態では、高周波出力波形は図７（ａ）に示す交流電源Ｖｉｎの波形に対して図７（ｂ）に示すリップル波形となる。尚ＶＰＨ，ＶＰＬはピーク値を示し、ΔＶＰはその差を示す。
【０１０４】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間にはツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ３の逆直列回路、ツェナーダイオードＺＤ２、ＺＤ４の逆直列回路が夫々接続されているため他制御回路８の電源にリップルが現れるように駆動トランスＣＴの巻数比とツェナー電圧を選択する必要がある。
【０１０５】
例えば、駆動トランスＣＴの２次巻線電圧よりもツェナー電圧を高くするとよい。すると本実施形態の回路構成においても、第１の実施形態と同様の作用効果を有することになる。
（実施形態６）
本実施形態は図８に示すように、実施形態５の回路における谷埋め電源回路６の降圧チョッパ用のインダクタＬ２を、漏洩トランスＴＬの１次側の励磁インダクタと兼用させ、部品点数の削減を図った点に特徴がある。
【０１０６】
また他制御回路８は逆流防止用Ｄ２０のアノードを抵抗Ｒ６とスイッチング素子Ｑ２のゲートとの接続点に接続し、抵抗Ｒ３０の入力側端を駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２との接続点に接続することで電源を得ている。
【０１０７】
つまり駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２の両端にＣＲ時定数回路を接続したことを特徴とする。このようにすることで、例えばスイッチングロス低減、または駆動周波数調整のためにスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間にかかる電圧がツェナー電圧を越えるように設計して、Ｇ点のリップル電圧がフラットになる場合にも、抵抗Ｒ６の電圧降下分によりＡ点の電圧にリップルが現れる。
【０１０８】
またトランジスタＴｒ５によるゲート駆動信号の引抜き回路をゲート・ソース間に接続し、トランジスタＴｒ５でゲート・ソース間を短絡することにより確実に発振を止めることができる。また、駆動信号引抜き回路をＡ点とスイッチング素子Ｑ２のソース間、つまり駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２の両端に接続してもよい。この場合巻線電圧を完全に短絡できるので異常発振を防止することができる。
【０１０９】
尚その他の回路動作は第２の従来例及び上記各実施形態の準ずるため説明は省略する。また図８の回路要素において、図６の回路要素と対応するものには同一符号を付し、説明は省略する。
【０１１０】
而して本実施形態においても実施形態１と同様の作用効果を有する。
（実施形態７）
本実施形態は、実施形態５の回路における抵抗Ｒ６を、図９に示すように抵抗Ｒ６１，Ｒ６２に分割した点に特徴を有する。
【０１１１】
つまり他制御回路８の電源は抵抗Ｒ６１，Ｒ６２の中点から取ってあるため、抵抗Ｒ６１，Ｒ６２の抵抗値比を変えることによりＡ点に現れるリップル電圧のピーク値が変化する。
【０１１２】
従って本実施形態では、抵抗Ｒ６１，Ｒ６２の抵抗値比を変えることで周波数変調度合いを調整することができることになる。勿論実施形態１と同様の作用効果を有することは言うまでもない。
【０１１３】
尚その他の回路動作は第２の従来例及び上記各実施形態の準ずるため説明は省略する。
【０１１４】
（実施形態８）
本実施形態は他制御回路８を予熱回路として用いた点に特徴を有し、図１０に示すように抵抗Ｒ３２，スイッチ手段ＳＷ１の直列回路を抵抗Ｒ３０に並列に接続するとともに、スイッチ手段ＳＷを制御する制御手段１１を設け、制御手段１１によりスイッチ手段ＳＷ１をオンして他制御回路８のＣＲ時定数を変えることができるようにした点で図８に示す実施形態６と相違する。
【０１１５】
つまり抵抗Ｒ３０の抵抗値と、抵抗Ｒ３２の抵抗値を、例えばＲ３０＞Ｒ３２とし、予熱時は所定時間スイッチ手段ＳＷ１をオンして所定の予熱電流を流すようにし、始動後はスイッチング手段ＳＷ１をオフして所定の電圧を放電灯Ｌａの両端に印加するようになっている。
【０１１６】
従って予熱電流、或いは放電灯Ｌａの両端電圧は図１１のような波形となる。よって予熱時において放電灯Ｌａの両端に印加される電圧のリップルを抑えることが可能で、その結果コールドスタートを改善することができるという効果を有する。
【０１１７】
（実施形態９）
本実施形態は実施形態８と同様に他制御回路８を予熱回路として用いたことを特徴とする。
【０１１８】
本実施形態１２の他制御回路８は図１２に示すように、タイマ用コンデンサＣ２１を抵抗Ｒ３０とコンデンサＣ２０との間にダイオードＤ２２を介して接続し、ダイオードＤ２２とコンデンサＣ１とのこの直列回路にダイオードＤ２２と逆方向にダイオードＤ２３を並列接続し、またＧ点とダイオードＤ２０との間に抵抗Ｒ３３を挿入し、この抵抗Ｒ３３と、ダイオードＤ２０と、トランジスタＴｒ５との直列回路にｐｎｐ型のトランジスタＴｒ６とダイオードＤ２４の直列回路を並列に接続し、トランジスタＴｒ６のベースを抵抗Ｒ３３とダイオードＤ２０との接続点に接続した構成となっている。
【０１１９】
而して電源投入からインバータ回路１が動作して駆動トランスＣＴの２次出力が発生することにより、タイマ用コンデンサＣ２１が徐々に充電されていく。
【０１２０】
タイマ用コンデンサＣ２１の電位が高くなるに従いＣＲ時定数回路に流れる電流が減少し、トランジスタＴｒ５がオンするまでの時間が長くなるため、スイッチング素子Ｑ２のオンデュティは大きくなる。やがてゲート電圧のピーク値と略等しくなるまでタイマ用コンデンサＣ２１が充電されると、ＣＲ時定数回路への電流は流れなくなるため、ゲート駆動信号の引き抜きは行われなくなる。そしてタイマ用コンデンサＣ２１が充電されて行くのに応じてスイッチング素子Ｑ２のオンデュティは５０％に近づくことになる。このスイッチング素子Ｑ２のオンデュティの変化（スィープ）に伴い、動作周波数は低くなる方向に変化するため、出力電圧が増加していき、やがて放電灯Ｌａは始動するのである。
【０１２１】
尚本実施形態による予熱電流或いは予熱時の放電灯両端の電圧の波形は図１３のようになる。
【０１２２】
また主要な回路の動作は第２の従来例及び上記各実施形態に準ずるため、説明は省略する。
【０１２３】
本実施形態によれば、実施形態８のように制御手段１１を別途設け、スイッチ手段ＳＷの切替をしなくても予熱始動を行うことが可能であり、実施形態８と同様の効果を有する。
【０１２４】
（実施形態１０）
本実施形態は図１４に示すように実施形態９と同様に他制御回路８を予熱回路として用いたことを特徴とするものであって、実施形態９との違いは抵抗Ｒ３３、トランジスタＴｒ７の直列回路をダイオードＤ２２とコンデンサＣ２１の直列回路に並列接続するとともにトランジスＴｒ７をオンオフする制御手段１１を追加したことである。
【０１２５】
つまり本実施形態では制御手段１１により予熱時には所定時間スイッチ要素Ｔｒ７をオンしてスィープさせずに所定の予熱電流を流し、始動時にスイッチ要素Ｔｒ７をオフしてスイープを開始して高電圧を放電灯Ｌａの両端に印加するようになっている。
【０１２６】
このときタイマ用コンデンサＣ２１の容量を比較的小さくし、スイッチ要素Ｔｒ７がオフすると瞬時に放電灯Ｌａの両端に高電圧が印加されるようにすれば、ランプ寿命がよくなる傾向がある。
【０１２７】
本実施形態による予熱電流或いは予熱時の放電灯Ｌａの両端電圧の波形は図１５のようになる。
【０１２８】
而して本実施形態によれば、予熱時において放電灯Ｌａの両端に印加される電圧のリップルを押えることが可能であり、実施形態９よりもコールドスタートを改善することが可能であるという効果を有する。
【０１２９】
ところで上記実施形態１〜９において用いた主回路の構成は図示するもの以外に出力波形にリップルがあるものであればよく、例えば、特開平１０−２８５９４６号或いは特開平１０−２７１８４５号に示される回路を用いても良い。
【０１３０】
図１６は前者、図１７は後者の回路例を示しており、これらの回路において、他制御回路８の電源を高周波出力波形に相当する低周波リップルを含む高周波電圧が得られるものであればどこから取ってもよいことは言うまでもない。
【０１３１】
尚図１６の回路の動作の概略は次の通りである。
【０１３２】
既に起動されて自励動作が為されているものとし、今スイッチング素子Ｑ１がオンし、スイッチング素子Ｑ２がオフしたとすると、平滑コンデンサＣ１の放電により、平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→漏洩トランスＴＬの１次巻線→コンデンサＣ３０→平滑コンデンサＣ１に電流が流れ、コンデンサＣ３０の電圧が漏洩トランスＴＬのインダクタンスとコンデンサＣ２による共振により上昇する。
【０１３３】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、漏洩トランスＴＬの蓄積エネルギが放出され、漏洩トランスＴＬの１次巻線→コンデンサＣ３０→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→漏洩トランスＴＬの１次巻線の経路で電流が流れ、さらにコンデンサＣ３０の電圧が上昇する。
【０１３４】
続いてスイッチ要素Ｑ２がオンすると、漏洩トランスＴＬのインダクタンスと、コンデンサＣ３０，Ｃ２との共振作用により、コンデンサ３０→漏洩トランスＴＬの１次巻線→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサ３０の経路で共振電流が流れ、コンデンサＣ３０の電圧が下降し始める。
【０１３５】
この電圧が整流器ＤＢの出力電圧よりも低くなると、交流電源Ｖｉｎから入力電流が引き込まれて、交流電源Ｖｉｎ→ローパスフィルタ回路Ｆ→整流器ＤＢ→ダイオードＤ４０→漏洩トランスＴＬの１次巻線→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ２→整流器ＤＢ→ローパスフィルタ回路Ｆ→交流電源Ｖｉｎの経路で電流が流れる。またスイッチング素子Ｑ２がオフしても、交流電源Ｖｉｎ→整流器ＤＢ→ダイオードＤ４０→漏洩トランスＴＬの１次巻線→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→平滑コンデンサＣ１→整流器ＤＢ→ローパスフィルタ回路Ｆ→交流電源Ｖｉｎの経路で電流が流れる。
【０１３６】
そして上記の動作が繰り返されることにより漏洩トランスＴＬの２次側は高周波電圧が発生し放電灯Ｌａに電力が供給されるのである。
【０１３７】
後者の回路の概略動作は次の通りである。
【０１３８】
既に起動されて自励動作が為されているものとし、今スイッチング素子Ｑ１がオンし、スイッチング素子Ｑ２がオフしたとすると、平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→漏洩トランスＴＬの１次巻線→コンデンサＣ３０→平滑コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、コンデンサＣ３０の電圧が漏洩トランスＴＬのインダクタンスとコンデンサＣ２とによる共振により上昇する。
【０１３９】
この電圧が整流器ＤＢの出力電圧と等しくなると交流電源Ｖｉｎから入力電流が引き込まれて、交流電源Ｖｉｎ→ローパスフィルタ回路Ｆ→ダイオードＤ４０→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→漏洩トランスＴＬの１次巻線→整流器ＤＢ→ローパスフィルタ回路Ｆ→交流電源Ｖｉｎの経路で電流が流れる。
【０１４０】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、交流電源Ｖｉｎ→ローパスフィルタ回路Ｆ→ダイオードＤ４０→平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→漏洩トランスＴＬの１次巻線→ローパスフィルタ回路Ｆ→交流電源ＤＢの経路で電流が流れ、漏洩トランスＴＬの蓄積エネルギの放出とともに平滑コンデンサＣ１を充電する。
【０１４１】
これにより平滑コンデンサＣ１の電圧が交流電源電圧よりも昇圧されると、コンデンサＣ３０は主としてコンデンサＣ３０→漏洩トランスＴＬの１次巻線→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ３０の経路で電荷を放電する。
【０１４２】
次にスイッチング素子Ｑ２がオフすると、漏洩トランスＴＬの１次巻線→駆動トランスＣＴの１次巻線→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→平滑コンデンサＣ１→コンデンサＣ３０→漏洩トランスＴＬの１次巻線の経路で電流が流れる。そして漏洩トランスＴＬの蓄積エネルギ及びコンデンサ３０の電荷が放出されると、平滑コンデンサＣ１の電圧がコンデンサＣ３０、漏洩トランスＴＬの１次巻線の直列回路の電圧よりも高くなる。
【０１４３】
そして上記の動作が繰り返されることにより漏洩トランスＴＬの２次側は高周波電圧が発生し放電灯Ｌａに電力が供給されるのである。
（実施形態１１）
本実施形態は第３の従来例の回路構成（図２８）に示す回路と基本的に同じ構成を為すものであって、その相違点は図１８に示すように谷埋め電源回路６のコンデンサＣ８に並列に抵抗Ｒ４０，Ｒ４１の直列回路を並列に接続し、両抵抗Ｒ４１の両端（ａ−ｂ）間電圧を他制御回路８のコンパレータＣＰの基準電圧Ｖｒｅｆとして用いる点にある。尚起動回路の図示は省略している。
【０１４４】
他の構成は図２８の回路と同じであるの同一要素には同一符号を付して説明は省略する。またインバータ回路１の動作も同じであるので動作説明は、本実施形態の特徴点について説明する。
【０１４５】
本実施形態は図２８の回路と同様に、調光信号Ｓ１が、周波数一定でパルス幅が可変するＰＷＭ信号であり、ＤＣ変換回路７の整流器ＤＢ１で整流された後のパルス幅が狭いほど、高周波出力を上昇させるように他制御回路８がスイッチング素子Ｑ２を制御する。ＤＣ変換回路７は入力する調光信号Ｓ１を整流器ＤＢ１で整流し、その整流出力によりフォトカプラＰＣを介して、トランジスタＴｒ２をオンオフさせる。
【０１４６】
この動作から、コンデンサＣ１１には、トランジスタＴｒ２のオンオフデュティに応じた直流電圧が出力される。
【０１４７】
他制御回路８のトランジスタＴｒ４はスイッチング素子Ｑ２のオンオフに応じてオンオフ動作を行い、スイッチング素子Ｑ２がオンしているときにはオフし、ＤＣ変換回路７からの出力からダイオードＤ１４→抵抗Ｒ１３→コンデンサＣ１０の経路で、コンデンサＣ１０を充電する。
【０１４８】
コンデンサＣ１０がコンパレータＣＰの反転入力端に印加される電圧、つまり抵抗Ｒ４１の両端電圧を越えると、コンパレータＣＰの出力が”Ｈ”となり、トランジスタＴｒ３はオンするので、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間が短絡され、スイッチング素子Ｑ２はオフされる。
【０１４９】
つまり、スイッチング素子Ｑ２を他制御することにより、放電灯Ｌａに供給される高周波電力を制御して調光を行うのである。要するに調光信号Ｓ１の所定のディティに応じて、スイッチング素子Ｑ２のオン幅を可変し、放電灯Ｌａを調光するものである。
【０１５０】
但し、本実施形態では、コンデンサＣ１０の電圧と比較するコンパレータＣＰの基準電圧が谷埋め電源回路６のコンデンサＣ８の電圧を分圧した電圧であるのえ、電源の位相、谷埋め電源回路６の出力の振幅（図１９（ａ）に示す）に応じてスイッチング素子Ｑ２のオン時間が変化する。
【０１５１】
つまり、所定の調光レベルにおいても、電源ピーク（山部）付近では、図１９（ｂ）に示すようにコンデンサＣ１０の電圧が変化してスイッチング素子Ｑ２のオン時間が長くなり、電源の零クロス付近では、図１９（ｃ）に示すようにコンデンサＣ１０の電圧が変化してスイッチング素子Ｑ１のオン時間が短くなって、変調がかかる。よって、調光時の放電灯Ｌａの電流波形は図１９（ｄ）に示すように電源電圧のピーク付近の振幅は大きく、谷部付近では振幅が小さくなり、そのため電源電圧のピーク付近の放電灯Ｌａの点灯維持電圧が確保しやすくなり、低光束時の点灯維持性能を改善できるのである。
【０１５２】
以上のように構成した本実施形態では、放電灯Ｌａを調光する際に、意図的にランプ電流にリップルを持たせることができ、低光東時の放電灯Ｌａの点灯維持性能を改善することが可能になり、低光束点灯時のチラツキや立ち消えを防止することができる
尚図２０に示すように図１８の回路における、谷埋め電源回路６のインダクタＬ２の代わりに、共振負荷回路の漏洩トランスＴＬのインダクタンスを用いても良い。この場合も図１８の回路と同様な作用効果が得られる。
（実施形態１２）
上記実施形態１１では、他制御回路８のコンパレータＣＰの基準電圧として谷埋め電源回路６のコンデンサＣ８の両端電圧を分圧した電圧を用いていたが、本実施形態では、図２１に示すように整流器ＤＢの出力電圧を抵抗Ｒ４２，Ｒ４３で分圧した電圧と、所定直流電圧源ＶＲの電圧とをダイオードオア回路で接続して用いた点で実施形態１１と異なる。インバータ回路１、谷埋め電源回路６の動作は同一であるので、図１８と同じ回路要素に同一符号を付して構成及び動作の説明は省略する。また起動回路の図示も省略している。
【０１５３】
而して本実施形の他制御回路８ではコンデンサＣ１０の電圧を比較するコンパレータＣＰの基準電圧が、整流器ＤＢの出力電圧を分圧した電圧と所定の直流電圧源VＲの電圧とのオアで構成されているため、整流器ＤＢの脈流の電圧を部分平滑した電圧となっている。
【０１５４】
従って、実施形態１１と同様に電源の位相、振幅に応じて、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が変化する。つまり、所定の調光レベルにおいても、電源ピーク付近では、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が長く、零クロス付近では、オン幅が短くなって、変調がかかる。よって、実施形態１１と同様に調光時の放電灯Ｌａの電流波形は電源電圧のピーク付近の振幅が大きく、谷部近では小さくなって、電源電圧のピーク付近の放電灯Ｌａの点灯維持電圧が確保しやすくなり、低光東時の点灯維持性能を改善できる。
【０１５５】
本実施形態も実施形態１１と同様に放電灯Ｌａを調光する際に、意図的にランプ電流にリップルを持たせて、低光束時の放電灯Ｌａの点灯維持性能を改善することが可能になり、低光束点灯時のチラツキや立ち消えを防止することができる。
【０１５６】
尚図２２に示すように図２１の回路おける、谷埋め電源回路のインダクタＬ２の代わりに、共振負荷回路の漏洩トランスＴＬのインダクタンスを用いても良い。この場合も図２１の回路と同様な作用効果がある。
（実施形態１３）
本実施形態は第４の従来例の回路を基本回路とし、この基本回路に図２３に示すように他制御回路８を加えてものである。
【０１５７】
他制御回路８の構成は図１４の回路における他制御回路８と基本的に同じ構成となっているが、抵抗Ｒ３０をスイッチング素子Ｑ２のゲートと抵抗Ｒ６との接続点に接続し、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間に接続した抵抗Ｒ７１，Ｒ７２，Ｒ７３の直列回路中抵抗Ｒ７２，Ｒ７３の接続点にトランジスタＴｒ７のベースをツェナーダイオードＺＤ５を介して接続し、抵抗Ｒ３２とトランジスタＴｒ７の直列回路はタイマ用コンデンサＣ２１に並列に接続し、またコンデンサＣ２１に抵抗Ｒ７４を並列接続した点で図１４の他制御回路８と異なる。
【０１５８】
.次に、本実施形態の動作を説明する。
【０１５９】
今電源が投入されると、抵抗Ｒ１９，Ｒ２６，Ｒ７１〜７３，コンデンサＣ１２、ダイオードＤ１５，トリガ素子ＴＤ１で構成される起動回路により、スイッチング素子Ｑ１に起動信号が与えられてオン動作し、その後駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１に電流が流れて、２次巻線ＣＴ２１，ＣＴ２２から交互にゲート駆動信号がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に供給され、スイッチング素子Ｑ１，スＱ２が交互にオンオフする。
【０１６０】
他制御回路８では電源投入時にタイマ用コンデンサＣ２１の電圧が０付近であり、コンデンサＣ２０の電圧はスイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号電圧を電源として抵抗Ｒ７４を介して充電されていくため短時間でトランジスタＴｒ５をオンし、高い動作周波数となって、放電灯Ｌａを予熱する。
【０１６１】
その後、徐々に、タイマ用コンデンサＣ２１が充電されていき、タイマ用コンデンサＣ２１，コンデンサＣ２０で構成されるタイマ回路の電源電圧が徐々に落ちていくため、コンデンサＣ２０を充電していく時間も長くなり、その結果動作周波数も低周波になっていき、始動電圧を放電灯Ｌａに印加後、点灯に至る。点灯後、交流電源Ｖｉｎの電圧が高くなると、交流電源Ｖｉｎからの入力電流を共振電流の一部としている回路構成により、スイッチング素子Ｑ２のオフ時の両端電圧も高くなり、抵抗Ｒ７１〜Ｒ７３で分圧される抵抗Ｒ７３の電圧も高くなる。
【０１６２】
抵抗Ｒ７３の電圧が、ツェナーダイオードＺＤ５のツェナー電圧よりも高くなるとトランジスタＴｒ７がオンし、タイマ用コンデンサＣ２１の電荷が抵抗Ｒ３２とトランジスタＴｒを介して放電され、タイマ用コンデンサＣ２１，コンデンサＣ２０で構成されるタイマ回路の電源電圧が上昇するため、コンデンサＣ２０が充電されるようになり高い動作周波数になっていく。.つまり、電源電圧が高くなると、周波数が高くなって、出力を抑制する動作となる。
【０１６３】
以上の動作により、電源電圧が高くなっても出力は抑制できるので、部品ストレスを増大させることなく動作させることが可能となり、そのため部品コストを増大させることがなく、安価な回路を提供できる。
【０１６４】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源と、該交流電源を整流する整流器と、該整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、これら整流器や平滑コンデンサで得られる直流を電源として動作し、第１，第２のスイッチング素子を直列接続して自励駆動手段により第１，第２のスイッチング素子を交互にオンオフし、このオンオフにより上記整流器の出力経路に接続された負荷及びＬＣ共振回路を含む負荷回路に高周波の電流を流すインバータ回路と、該インバータ回路の入力側に帰還する手段とを備えるとともに、上記自励駆動手段の駆動とは独立して上記スイッチング素子のスイッチングのオンデュティ若しくはスイッチング周波数を調整する他制御手段とを具備したので、電源電圧変動により出力が増大傾向にあっても出力変動を抑制することができるという効果がある。
【０１６５】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、上記平滑コンデンサを上記整流器の出力端間にダイオードを介して接続され、上記平滑コンデンサの両端には上記第１、第２のスイッチング素子の直列回路を接続し、上記整流器の出力端と上記ダイオードの接続点と、上記第１、第２のスイッチング素子の接続点との間に上記負荷回路を接続し、上記ダイオードの両端にインピーダンス要素を接続したことで、上記効果を得ることができる。
【０１６６】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、上記整流器の両出力端間に、インピーダンス要素を並列接続したダイオードを介して上記第１、第２のスイッチング素子の直列回路を接続し、上記整流器の一端と上記ダイオードの接続点と、上記第１、第２のスイッチング素子の接続点との間に、直流カット用のコンデンサと、共振用インダクタ、共振用コンデンサから構成される上記負荷回路と、上記駆動手段を構成する駆動トランスの１次巻線との直列回路を挿入し、上記駆動トランスの２次出力で上記台１、第２のスイッチング素子を交互に駆動するものであって、上記第１、第２のスイッチング素子の一方と、降圧チョッパ用のインダクタを介して上記平滑コンデンサを充電する補助電源手段を備え、上記平滑コンデンサの電圧を交流電源の所定電圧以下とすることで、上記請求項１の発明の効果を得るとともに入力力率の改善や入力歪みの改善が図れ、しかも電源電圧の変動があっても負荷電流を安定させることができる。
【０１６７】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、上記整流器の両出力端間に、インピーダンス要素を並列接続したダイオードを介して上記第１、第２のスイッチング素子の直列回路を接続し、上記整流器の一端と上記ダイオードの接続点と、上記第１、第２のスイッチング素子の接続点との間に、トランスと、直流カット用のコンデンサと、共振用インダクタ、共振用コンデンサから構成される上記負荷回路と、上記駆動手段を構成する駆動トランスの１次巻線との直列回路を挿入し、上記駆動トランスの２次出力で上記台１、第２のスイッチング素子を交互に駆動するものであって、上記第１、第２のスイッチング素子の一方と、上記トランスの１次巻線とを介して上記平滑コンデンサを充電する補助電源手段を備え、上記平滑コンデンサの電圧を交流電源の所定電圧以下とすることで、上記請求項１の発明の効果を得るとともに、入力力率及び入力歪みの改善と、電源電圧の変動によっても負荷電流を安定させることができる。
【０１６８】
請求項５の発明は、請求項１乃至４の何れかの発明において、上記他制御手段の電源を低周波リップルを生じる高周波出力電圧に相当する電圧から取るので、上記効果を得られる上に、高周波出力波形のクレストファクタを改善できる。
【０１６９】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、上記他制御手段を、ＣＲ時定数回路と該ＣＲ時定数回路のＣＲ時定数に応じて上記第１、第２のスイッチング素子のいずれか一方のスイッチング素子の駆動信号を引抜く少なくとも一つのスイッチ要素を含む駆動信号引抜きとで構成したことで、請求項５の効果が比較的簡単な回路構成で安価に得られる。
【０１７０】
請求項７の発明は、請求項６の発明において、上記他制御手段の電源を上記ＬＣ共振回路のインダクタに設けた２次巻線からとることで、請求項５の効果が得られる請求項６の発明を容易に実現できる。
【０１７１】
請求項７の発明は、請求項６の発明において、上記他制御手段の電源を上記トランスに設けた３次巻線からとることを請求項５の効果が得られる請求項６の発明を容易に実現できる。
【０１７２】
請求項９の発明は、請求項６の発明において、上記他制御手段の電源を上記駆動トランスの２次巻線から得ることで、請求項５の効果が得られる請求項６の発明を容易に実現できる。
【０１７３】
請求項１０の発明は、請求項９の発明において、上記第１、第２のスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴからなり、上記駆動トランスに設けた二つの２次巻線の一端を夫々が対応する上記スイッチング素子のソースに接続し、上記各２次巻線の他端と対応する上記スイッチング素子のゲートの問に夫々ゲート抵抗を接続し、どちらか一方のスイッチング素子側の上記駆動トランスの２次巻線の両端に上記ＣＲ時定数回路を接続したので、請求項９の発明を実現できる。
【０１７４】
請求項１１の発明は、請求項９の発明において、上記第１、第２のスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴからなり、上記駆動トランスに設けた二つの２次巻線の一端を夫々が対応する上記スイッチング素子のソースに接続し、上記各２次巻線の他端と対応する上記スイッチング素子のゲートの問に夫々ゲート抵抗を接続するともに、何れかのゲート抵抗が二つの抵抗の直列回路からなりこの両抵抗の接続点と、どちらか一方のスイッチング素子のソースの間に上記ＣＲ時定数回路を接続して上記駆動信号引抜き手段を当該スイッチング素子のゲートとソースの問に接続したので、請求項９の発明の奏する効果に加え、二つの抵抗の値の比を変えることで、リップル電圧のリップル値を変化させることができる。
【０１７５】
請求項１２の発明は、請求項７乃至請求項１１の発明において、上記負荷回路の負荷が予熱型の放電灯であり、ＣＲ時定数回路を第１の抵抗とコンデンサの直列回路と、上記第１の抵抗の両端に接続される第２の抵抗とスイッチ要素の直列回路とで構成するとともに、上記スイッチ要素のオン・オフを制御する制御手段を備えて、上記ＣＲ時定数回路の時定数を切り替えるので、スイッチ要素のオン・オフで時定数を変えることで、他制御回路を予熱回路とすることができ、予熱時に放電灯の両端に印加される電圧のリップルを抑えることが可能であって、コールドスタートを改善することができる。
【０１７６】
請求項１３の発明は、請求項７乃至請求項１１の発明において、上記ＣＲ時定数回路がタイマ用コンデンサを備えているので、他制御回路を予熱回路とすることができ、予熱時に放電灯の両端に印加される電圧のリップルを抑えることが可能であって、コールドスタートを改善することができる。
【０１７７】
請求項１４の発明は、請求項１３の発明において、上記タイマ用コンデンサの両端に、抵抗とスイッチ要素の直列回路を接続し、上記スイッチ要素のオン・オフを制御する制御手段により、上記タイマ用コンデンサのタイマ動作を所定時間止めることで、予熱時にスィープさせずに所定の予熱電流を流し、予熱時に放電灯の両端に印加される電圧のリップルを抑えることが可能であって、コールドスタートを改善することができる。
【０１７８】
請求項１５の発明は、請求項１の発明において、上記負荷回路の負荷が放電灯であって、上記他制御手段の動作タイミングが、調光信号と上記インバータ回路の電源電圧の大きさにより、決定されるので、調光する際に意図的にランプ電流にリップルを持たせることができ、低光束時の点灯維持性能を改善することができ、低光束時の点灯維持性能を改善でき、結果低光束時の放電灯のちらつきや立ち消えを防止できる。
【０１７９】
請求項１６の発明は、請求項１５の発明において、上記インバータ回路の電源を、上記交流電源の全波整流波形の山部と山部との谷部を埋めるような谷埋め波形の電圧を出力する谷埋め電源回路により構成してあるので、電源電圧のピーク付近での放電灯の点灯維持電圧を確保し易くなり、低光束時の点灯維持性能を改善でき、結果低光束時の放電灯のちらつきや立ち消えを防止できる上に入力力率や入力電流の歪みを改善できる。
【０１８０】
請求項１７の発明は、請求項１の発明において、上記負荷回路の負荷が放電灯であり、上記他制御手段の動作タイミングが、調光信号と上記インバータ回路の電源電圧を整流して得られた脈流の大きさにより決定されるので、調光する際に意図的にランプ電流にリップルを持たせることができ、低光束時の点灯維持性能を改善することができ、結果低光束時の点灯維持性能を改善でき、低光束時の放電灯のちらつきや立ち消えを防止できる。
【０１８１】
請求項１８の発明は、請求項１７の発明において、上記インバータ回路の電源を、上記交流電源の全波整流波形の山部と山部との谷部を埋めるような谷埋め波形の電圧を出力する谷埋め電源回路により構成したので、電源電圧のピーク付近での放電灯の点灯維持電圧を確保し易くなり、低光束時の点灯維持性能を改善でき、結果低光束時の放電灯のちらつきや立ち消えを防止できる上に入力力率や入力電流の歪みを改善できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１の回路図である。
【図２】同上の動作説明用波形図である。
【図３】本発明の実施形態２の回路図である。
【図４】本発明の実施形態３の回路図である。
【図５】本発明の実施形態４の回路図である。
【図６】本発明の実施形態５の回路図である。
【図７】同上の動作説明用波形図である。
【図８】本発明の実施形態６の回路図である。
【図９】本発明の実施形態７の回路図である。
【図１０】本発明の実施形態８の回路図である。
【図１１】同上の動作説明用波形図である。
【図１２】本発明の実施形態９の回路図である。
【図１３】同上の動作説明用波形図である。
【図１４】本発明の実施形態１０の回路図である。
【図１５】同上の動作説明用波形図である。
【図１６】本発明に用いることができる主回路の例の回路図である。
【図１７】本発明に用いることができる主回路の例の回路図である。
【図１８】本発明の実施形態１１の回路図である。
【図１９】同上の動作説明用波形図である。
【図２０】同上の他の例の回路図である。
【図２１】本発明の実施形態１２の回路図である。
【図２２】同上の他の例の回路図である。
【図２３】本発明の実施形態１３の回路図である。
【図２４】第１の従来例の回路図である。
【図２５】同上の動作説明用波形図である。
【図２６】第２の従来例の回路図である。
【図２７】同上の動作説明用波形図である。
【図２８】第３の従来例の回路図である。
【図２９】同上の動作説明用波形図である。
【図３０】第４の従来例の回路図である。
【符号の説明】
Ｖｉｎ 交流電源
Ｆ ローパスフィルタ回路
Ｌａ 放電灯
Ｌ１ インダクタ
ＣＴ 駆動トランス
ＣＴ１１ １次巻線
ＣＴ２１， ＣＴ２２ ２次巻線
Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素子
Ｃ１ 平滑コンデンサ
ＴＤ１ トリガ素子
Ｃ３ 直流カット用コンデンサ
Ｃ２、Ｃ９ コンデンサ
Ｄ１０，Ｄ１１ ダイオード
ＺＤ１，ＺＤ２ ツェナーダイオード
Ｔｒ５ トランジスタ
Ｃ２０ コンデンサ
Ｒ３０，Ｒ３１ 抵抗
１ インバータ回路
８ 他制御回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図２４は第１の従来例の回路を示しており、この従来例は交流電源Ｖｉｎと、コンデンサＣ０１、インダクタＬ０１、Ｌ０２からなる電源用ローパスフィルタ回路Ｆと、フィルタ用コンデンサＣ０２と、ダイオードブリッジからなる整流器ＤＢと、チョッパ用インダクタＬｃｐと、ダイオードＤ４、平滑コンデンサＣ１、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ３、スイッチング素子Ｑ３を制御するチョッパ制御手段１により構成された昇圧チョッパ回路１と、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、直流カット用のコンデンサＣ３、共振用インダクタＬ１、共振用コンデンサＣ２、例えば蛍光灯のような放電灯Ｌａ等からなるハーフブリッジ型のインバータ回路２とを組み合わせたものである。
【０００３】
インバータ回路２の制御は自励方式を用いており、駆動トランスＣＴ、ゲート抵抗Ｒ５、Ｒ６、ゲート保護用ツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２からなる駆動回路２と、抵抗Ｒ７〜Ｒ１０、起動用コンデンサＣ５、トリガ素子ＴＤ１、ダイオードＤ５からなる起動回路３と、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ４、ダイオードＤ６〜Ｄ８、タイマ用コンデンサＣ６、コンデンサＣ７、トランジスタＴｒ１からなる予熱回路４によりインバータ回路２が動作する。
【０００４】
この従来例の回路の動作を説明する。
【０００５】
交流電源Ｖｉｎが投入されると、起動回路３では抵抗Ｒ７〜Ｒ９を介してコンデンサＣ５が充電され、所定の電圧になるとトリガ素子ＴＤ１がオンし、スイッチング素子Ｑ２のゲートに起動信号が入ってスイッチング素子Ｑ２がオンする。
【０００６】
同時にコンデンサＣ５の電荷は抵抗Ｒ１０、ダイオードＤ２、スイッチング素子Ｑ２を介して放電する。スイッチング素子Ｑ２がオンすると、駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１に電流が流れ、自励動作によりスイッチング素子Ｑ２はオフし、続いてスイッチング素子Ｑ２側の駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２とは逆極性に接続されたスイッチング素子Ｑ１側の２次巻線ＣＴ２１によりスイッチング素子Ｑ１にゲート駆動電圧が発生し、スイッチング素子Ｑ１がオンする。以後スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン、オフを繰り返して自励発振動作を行う。
【０００７】
予熱回路４は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ７からなるＣＲ時定数回路、タイマ用コンデンサＣ６、ダイオードＤ８、トランジスタＴｒ１、抵抗Ｒ４から成るスイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号の引抜き回路から構成され、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に接続されている。
【０００８】
駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２に電圧が発生すると、駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２→抵抗Ｒ６→抵抗Ｒ１→ダイオードＤ６→コンデンサＣ６→コンデンサＣ７、抵抗Ｒ４、トランジスタＴｒ１の回路→駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２の経路で電流が流れる（この動作をモード１と言う（スイッチング素子Ｑ２のオン））。
【０００９】
コンデンサＣ７の電圧が所定の電圧に上昇すると抵抗Ｒ４を通じてベース電流がトランジスタＴｒ１のベースに流れて、トランジスタＴｒ１がオンし、駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２→抵抗Ｒ６→抵抗Ｒ１→ダイオードＤ８→トランジスタＴｒ１→駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２の経路でスイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号を短絡する（この動作をモード２と言う（スイッチング素子Ｑ２のオフ））。
【００１０】
このようにＣＲ時定数回路によりスイッチング素子Ｑ２のオンデュティが決定されると、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は自励動作により自ずと決まる。
【００１１】
共振用インダクタＬ１、共振用コンデンサＣ２を含むＬＣ共振回路の共振により駆動トランスＣＴの巻線電圧が反転すると、スイッチング素子Ｑ１にゲート駆動信号が発生し、スイッチング素子Ｑ１がオンする。このオンにより再び駆動トランスＣＴの巻線電圧が反転し、以下同じ動作を繰り返しながらタイマ用コンデンサＣ６が徐々に充電されていく。
【００１２】
タイマ用コンデンサＣ６の電位が高くなるに従いＣＲ時定数回路に流れる電流が減少し、トランジスタＴｒ１がオンするまでの時間が長くなるため、スイッチング素子Ｑ２のオンデュティは大きくなる。やがてゲート電圧のピーク値と略等しくなるまでタイマ用コンデンサＣ６が充電されると、ＣＲ時定数回路への電流が流れなくなるため、ゲート駆動信号の引き抜きは行われなくなる。そしてタイマ用コンデンサＣ６が充電されて行くのに応じてスイッチング素子Ｑ２のオンデュティは５０％に近づくことになる。このスイッチング素子Ｑ２のオンデュティの変化（スィープ）に伴い、動作周波数は低くなる方向に変化するため、出力電圧は増加していき、やがて放電灯Ｌａは始動する。
【００１３】
図２５（ｂ）に上記の予熱時の予熱電流或いは放電灯Ｌａの両端電圧の波形を示す。上述のようにスィープを用いた予熱方法は、回路構成が比較的簡単で安価なことも有り、自励式のインバータ回路を用いた電源装置に良く用いられている。
【００１４】
ところが他励制御式のインバータ回路を用いた電源装置によく用いられる予熱電流一定型の方法に比べランプ寿命が悪いということが良く知られている。図２５（ａ）はこの予熱電流一定型の予熱電流或いは放電灯Ｌａの両端電圧の波形を示す。
【００１５】
他励制御式のインバータ回路を用いた電源装置としては特開平９−１２１５５０号に開示された図２６に示す従来例（以下第２の従来例と言う）がある。
【００１６】
この従来例は、ダイオードＤ１０，Ｄ１１の直列接続及びダイオードＤ２の両端に並列接続されたインピーダンス要素たるコンデンサＣ９からなる回路を整流器ＤＢの負側出力端に接続し、インバータ回路１では放電灯Ｌａ、共振用コンデンサＣ２、共振用インダクタＬ１のからなる共振負荷回路をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、ダイオードＤ１０とＤ１１の接続点との間にコンデンサＣ３を介して接続し、降圧チョッパ用のインダクタＬ２と平滑コンデンサＣ１の直列回路をダイオードＤ１２を介してスイッチング素子Ｑ１の両端に並列接続し、またダイオードＤ１２を介してスイッチング素子Ｑ２の両端にダイオードＤ１３を並列接続し、整流器ＤＢの入力端と交流電源Ｖｉｎとの間にローパスフィルタ回路Ｆを、また整流器ＤＢの出力端間にフィルタ用コンデンサＣ０２を、更にインダクタＬ２と、平滑コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１３の直列回路にコンデンサＣ８を並列に接続し、制御回路５からスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート駆動信号を出力するようになっている。ここで平滑コンデンサＣ１、インダクタＬ２、ダイオードＤ１３の直列回路、コンデンサＣ８、ダイオードＤ１２で所謂谷埋め電源回路を構成している。
【００１７】
制御回路５は、放電灯Ｌａの始動時などの軽負荷時の平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１（以下、電圧Ｖｃ１と呼ぶ。）の昇圧を抑制をさせるように動作する。Ｏｕｔ１，ｏｕｔ２は制御回路５がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に出力するゲート駆動信号を示す。
【００１８】
つまり軽負荷時の電圧Ｖｃ１の昇圧は、インバータ回路１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振周波数と、スイッチング素子Ｑ１のオン時に図示するループに電流Ｉ１が流れるモード、つまり交流電源Ｖｉｎから直接共振負荷回路に電力供給される動作モードとが影響していると考えられる。このモードの発生時間が長ければ長いほど、またこのモードが発生している時の交流電源Ｖｉｎの電圧値が高ければ高いほど、電圧Ｖｃ１の昇圧度は大きくなる。
【００１９】
そこで、この動作モードを少なくするために、軽負荷時に於て、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン時間をスイッチング素子Ｑ１よりスイッチング素子Ｑ２の方が長くなるようにアンバランス制御し、電圧Ｖｃ１の昇圧を抑制するために、交流電源Ｖｉｎと追従した谷埋め電圧を検出して、交流電源Ｖｉｎの電圧波形の山部でのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数を交流電源Ｖｉｎの電圧波形の谷部でのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数よりも高く制御することが考えられる。またスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数を全体的に高くすれば当然電圧Ｖｃ１の昇圧は低減されるが、放電灯Ｌａへの予熱電力が十分には得にくくなる。
【００２０】
図示する従来例回路ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のアンバランス制御と、交流電源Ｖｉｎの山部と谷部とでの周波数変調とを組み合わせることにより、放電灯Ｌａのへの予熱電力を確保しつつ電圧Ｖｃ１の昇圧抑制効果を実現するものである。
【００２１】
ところで本従来例では負荷（放電灯Ｌａ）の両端電圧の波形は図２７（ｂ）に示すように図２７（ａ）に示す交流電源Ｖｉｎの電圧波形のピーク付近と零クロス付近で二つのピークを持つ波形となり、電源電圧変動特性が悪いという問題があった。また予熱時においては低周波リップルが比較的大きく、実効値電圧に対してピーク値電圧が高くなるため、先行予熱電流を確保した場合に、放電灯Ｌａが点灯してしまう場合がある。つまりコールドスタートによりフィラメントの断線、黒化しやすくなることから、ランプ寿命が短くなるという問題があった。
【００２２】
図２８は第３の従来例の回路を示しており、この従来例では交流電源Ｖｉｎにローパスフィルタ回路Ｆを介して接続した整流器ＤＢの出力端間に接続したフィルタ用コンデンサＣ０２を接続し、整流器ＤＢの正側出力端にダイオードＤ１０、ダイオードＤ１１の直列回路を挿入し、該直列回路を介して整流器ＤＢの出力端間にインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路及び谷埋め電源回路６を接続してある。尚起動回路の図示は省略してある。
【００２３】
ダイオードＤ１１にはインピーダンス要素たるコンデンサＣ９を並列に接続してある。そして両ダイオードＤ１０，Ｄ１１の接続点と、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とのアＩＤ間に駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１と漏洩トランスＴＬの１次巻線と、直流カット用のコンデンサＣ３との直列回路を接続し、漏洩トランスＴＬの２次巻線の両端を蛍光灯からなる放電灯Ｌａの両フィラメント電極の夫々の一端に接続し、両フィラメント電極の非電源側端間には漏洩トランスＴＬのインダクタンス成分とＬＣ共振回路を構成する共振用コンデンサＣ２を接続してある。
【００２４】
一方駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２１，２２は夫々抵抗Ｒ３、Ｒ６を介してスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間に接続され、ゲート駆動信号を与えるようになっている。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間に保護用のツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ３の逆直列回路、ツェナーダイオードＺＤ２、ＺＤ４の直逆列回路を夫々接続してある。
【００２５】
谷埋め電源回路６は平滑コンデンサＣ１、インダクタＬ２、ダイオードＤ１３の直列回路と、該直列回路に並列に接続したコンデンサＣ８と、ダイオードＤ１３とインダクタＬ２の接続点にアノードを接続し、カソードを漏洩トランスＴＬの１次巻線と駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１との接続点にカソードを接続したダイオードＤ１２とからなる。
【００２６】
上記のような回路によりインバータ回路１は自励型のインバータ回路を構成しているが、放電灯Ｌａを調光制御するために、外部から入力するＰＷＭ信号から調光信号Ｓ１を直流変換するためのＤＣ変換回路７と、スイッチング素子Ｑ２のオンデュティをＤＣ変換回路７の出力に基づいて制御する他制御回路８とを備えている。
【００２７】
ＤＣ変換回路７は電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ３，Ｒ１１で分圧する回路と、抵抗Ｒ１１に並列に接続されたトランジスタＴｒ２と、出力用ホトトランジスタＰＴを抵抗Ｒ１７を介してトランジスタＴｒ２に接続し、外部からの調光信号Ｓ１を整流器ＤＢ１で全波整流して得られる直流電圧により駆動される発光ダイオードＬＤの光でホトトランジスタＰＴがオンオフされ、オン時にトランジスタＴｒ２に流れるベース電流をバイパスするホトカプラＰＣ及び抵抗Ｒ１１に並列に接続されたコンデンサＣ１１からなり、トランジスタＴｒ２のオフ時に抵抗Ｒ１１の両端電圧を出力するようになっている。
【００２８】
他制御回路８は、ＤＣ変換回路７から出力される電圧によりダイオードＤ１４、抵抗Ｒ１３を通じて充電されるコンデンサＣ１０と、このコンデンサＣ１０の電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較するコンパレータＣＰと、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に接続されコンパレータＣＰの出力が”Ｈ”のときにオンしてゲート駆動信号をバイパスするトランジスタＴｒ３と、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間に接続した抵抗Ｒ１４、Ｒ１５の分圧出力が所定レベル以上のときにオンしてコンデンサＣ１０の両端を短絡するトランジスタＴｒ４と、コンパレータＣＰの出力端とトランジスタＴｒ３のベースの間に接続した抵抗Ｒ１６とで構成される。
【００２９】
以上のように構成された第３の従来例では、次のように動作する。
【００３０】
まずスイッチング素子Ｑ２がオンし、スイッチング素子Ｑ１がオフしているときには、谷埋め電源回路６→コンデンサＣ９→コンデンサＣ３→漏洩トランスＴＬ，放電灯Ｌａ、コンデンサＣ２からなる共振負荷回路→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ２→谷埋め電源回路６の経路で共振電流が流れ、コンデンサＣ９の電位と整流器ＤＢの出力電位との和が谷埋め電源回路６の電位と釣り合うと、入力側よりダイオードＤ１０→コンデンサＣ３→共振負荷回路→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ２→入力側の経路で共振電流が流れ、また同時に入力電流が流れ込むこととなる。
【００３１】
またスイッチング素子Ｑ２がオフし、スイッチング素子Ｑ１がオンすると回生電流モードとなり、漏洩トランスＴＬの１次巻線から回生電流が駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→谷埋め電源回路６のコンデンサＣ８→整流器ＤＢ→ダイオードＤ１０→コンデンサＣ３→漏洩トランスＴＬの１次巻線の経路で流れ、同時に入力電流が流れ込むこととなる。
【００３２】
回生電流モードが終了した後のスイッチング素子Ｑ２がオフ、スイッチング素子Ｑ１がオンしている状態では、コンデンサＣ３からコンデンサＣ９→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→共振負荷回路→コンデンサＣ３の経路で共振電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオンしている時にコンデンサＣ９に蓄えられた電荷が放出され、コンデンサＣ９の電荷が０になると、コンデンサＣ３→ダイオードＤ１１→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→共振負荷回路→コンデンサＣ３の経路で共振電流が流れる。
【００３３】
次にスイッチング素子Ｑ２がオン、スイッチング素子Ｑ１がオフすると回生電流モードとなり、漏洩トランスＴＬの１次巻線からコンデンサＣ３→ダイオードＤ１１→谷埋め電源回路６のコンデンサＣ８→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→漏洩トランスＴＬの１次巻線の経路で回生電流が流れる。そして上述の動作に移行する。
【００３４】
一方、谷埋め電源回路６では、スイッチング素子Ｑ２のオン時には、整流器ＤＢの出力から平滑コンデンサＣ１→インダクタＬ２→ダイオードＤ１２→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ２→整流器ＤＢの経路で充電され、整流器ＤＢの整流出力のピーク値よりも低い電圧で平滑される。図２９（ｂ）はコンデンサＣ８の両端電圧Ｖｃ８を示す。また同図（ａ）に示す交流電源Ｖｉｎの電圧のピーク値が平滑コンデンサＣ１の電位よりも低くなる場合には平滑コンデンサＣ１よりインバータ回路１へ電力供給を行う。
【００３５】
以上の一連の動作を繰り返すことにより、インバータ回路１の負荷である放電灯Ｌａに高周波電力を供給する。また同時に上記動作モードの一部において、交流電源Ｖｉｎに比例した、入力電流を流すことにより、この電流をローパスフィルタ回路Ｆにて、正弦波状の入力電流を得ることができる。従ってこの従来例では入力力率の改善と、入力電流の歪みの改善を可能としている。
【００３６】
ところでＤＣ変換回路７に入力される調光信号Ｓ１は、周波数一定でパルス幅が可変するＰＷＭ信号であって、整流器ＤＢ１で整流された後のパルス幅が狭いほど出力を上昇させるようになっている。
【００３７】
この調光信号Ｓ１は整流器ＤＢ１で整流され、ホトカプラＰＣを介してトランジスタＴｒ２をオンオフさせる。この動作からコンデンサＣ１１の両端にはトランジスタＴｒ２のオンオフデュティに応じた直流電圧が発生して他制御回路８へ出力されることになる。
【００３８】
他制御回路８のトランジスタＴｒ４はスイッチング素子Ｑ２のオンオフに応じて、オンオフ動作をおこない、スイッチング素子Ｑ２がオンしている時にはオフし、ＤＣ変換回路７の出力によりダイオードＤ１４→抵抗Ｒ１３→コンデンサＣ１０の経路でコンデンサＣ１０を充電する。このコンデンサＣ１０の両端電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを越えると、コンパレータＣＰの出力によりトランジスタＴｒ３がオンして、スイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号をバイパスし強制的にスイッチング素子Ｑ２をオフさせる。つまり調光信号Ｓ１の所定のデュティに応じてスイッチング素子Ｑ２のオン幅を可変して、放電灯Ｌａに供給する電力を制御し、放電灯Ｌａを調光するのである。
【００３９】
かかる第３の従来例では、交流電源Ｖｉｎの位相に関係なく、調光信号たる調光信号Ｓ１に応じてスイッチング素子Ｑ２のオン幅を一定の幅で制御するのであるが、このような一定のオン幅で、スイッチング素子Ｑ２のオン幅を狭めて調光すると、放電灯Ｌａでの消費電力が低下するため、入出力のバランスがずれてくる。このため谷埋め電源回路６に充電される電力量が増加し、その結果谷埋め電源回路６の電圧が上昇してくる。さらに交流電源Ｖｉｎの位相によるリップル差も小さくなるので、調光するほど、ランプ電流のリップルが小さくなってしまい、低光束時の点灯維持性能が困難となり、立ち消えやちらつきが発生するという問題があった。尚図２９（ｃ）は調光前のランプ電流を、同図（ｄ）は調光後のコンデンサＣ８の両端電圧Ｖｃ８を、また同図（ｅ）は調光時のランプ電流を示す。
【００４０】
図３０は第４の従来例の回路を示しており、この従来例では谷埋め電源回路６のダイオードＤ１２のカソードを直流カット用コンデンサＣ３と漏洩トランスＴＬの１次巻線との接続点に接続し、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間に抵抗Ｒ２０とコンデンサＣ１２との直列回路を接続し、ゲートとドレイン間にはトリガ素子ＴＤ１と抵抗Ｒ１９とダイオードＤ１５との直列回路を接続するとともにトリガ素子ＴＤ１と抵抗Ｒ１９の接続点を抵抗Ｒ２０とコンデンサＣ１２の接続点に接続し、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間に平滑コンデンサＣ１３と抵抗Ｒ２１の並列回路を接続している点と、平滑コンデンサＣ１４を漏洩トランスＴＬの２次巻線と放電灯Ｌａとの間に接続し、また他制御回路及びＤＣ変換回路を設けていない点で第３の従来例と相違し、駆動トランスＣＴにより各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート駆動信号を得て自励動作するようになっている。
【００４１】
この従来例回路は回路部品が少ない構成で、高調波歪みを抑制でき、安価な回路構成を提供できる点に特徴があるものの、電源電圧が変動して増加したときには、共振電流が増大し、放電灯Ｌａのような負性抵抗の負荷の場合では、ランプインピーダンスが小さくなるため、このような自励駆動の回路では、ランプインピーダンスの減少によって、主回路の共振周波数が低くなることや、共振電流の増大による駆動トランスＣＴの２次側の電流が増大することにより、動作周波数が低くなるため、ＬＣ共振を用いて構成される主回路の出力はさらに増大する。
【００４２】
また電源電圧が減少したときには、共振電流が減少し、ランプインピーダンスが大きくなるため、当該従来例のような自励動作するものは、周波数が一定の他励動作するものに比べると、電源電圧変動時に、出力変動が大きくなるという問題があった。
【００４３】
【発明が解決しようとする課題】
上述した各従来例には、夫々問題点があり、それらの問題点を解消する必要があった。
【００４４】
本発明は上記の問題点に鑑みて為されたもので、その目的とするとところは、電源電圧が変動して出力増大傾向になっても出力変動を抑制することができる電源装置を提供することにある。
【００４５】
また併せて、負荷として放電灯を用いて調光を行う場合に、低光束調光時の点灯維持特性を改善できる電源装置を提供することにある。
【００４６】
更に放電灯として予熱型放電灯を用いる場合に予熱時にコールドスタートを改善してランプ寿命を延ばすことができる電源装置を提供することにある。
【００４７】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明では、交流電源と、該交流電源を整流する整流器と、該整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、これら整流器や平滑コンデンサで得られる直流を電源として動作し、第１，第２のスイッチング素子を直列接続して自励駆動手段により第１，第２のスイッチング素子を交互にオンオフし、このオンオフにより上記整流器の出力経路に接続された負荷及びＬＣ共振回路を含む負荷回路に高周波の電流を流すインバータ回路と、該インバータ回路の入力側に帰還する手段とを備えるとともに、上記自励駆動手段の駆動とは独立して上記スイッチング素子のスイッチングのオンデュティ若しくはスイッチング周波数を調整する他制御手段とを具備したことを特徴とする。
【００４８】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、上記平滑コンデンサを上記整流器の出力端間にダイオードを介して接続され、上記平滑コンデンサの両端には上記第１、第２のスイッチング素子の直列回路を接続し、上記整流器の出力端と上記ダイオードの接続点と、上記第１、第２のスイッチング素子の接続点との間に上記負荷回路を接続し、上記ダイオードの両端にインピーダンス要素を接続したことを特徴とする。
【００４９】
請求項３の発明では、請求項１の発明において、上記整流器の両出力端間に、インピーダンス要素を並列接続したダイオードを介して上記第１、第２のスイッチング素子の直列回路を接続し、上記整流器の一端と上記ダイオードの接続点と、上記第１、第２のスイッチング素子の接続点との間に、直流カット用のコンデンサと、共振用インダクタ、共振用コンデンサから構成される上記負荷回路と、上記駆動手段を構成する駆動トランスの１次巻線との直列回路を挿入し、上記駆動トランスの２次出力で上記台１、第２のスイッチング素子を交互に駆動するものであって、上記第１、第２のスイッチング素子の一方と、降圧チョッパ用のインダクタを介して上記平滑コンデンサを充電する補助電源手段を備え、上記平滑コンデンサの電圧を交流電源の所定電圧以下とすることを特徴とする。
【００５０】
請求項４の発明では、請求項１の発明において、上記整流器の両出力端間に、インピーダンス要素を並列接続したダイオードを介して上記第１、第２のスイッチング素子の直列回路を接続し、上記整流器の一端と上記ダイオードの接続点と、上記第１、第２のスイッチング素子の接続点との間に、トランスと、直流カット用のコンデンサと、共振用インダクタ、共振用コンデンサから構成される上記負荷回路と、上記駆動手段を構成する駆動トランスの１次巻線との直列回路を挿入し、上記駆動トランスの２次出力で上記台１、第２のスイッチング素子を交互に駆動するものであって、上記第１、第２のスイッチング素子の一方と、上記トランスの１次巻線とを介して上記平滑コンデンサを充電する補助電源手段を備え、上記平滑コンデンサの電圧を交流電源の所定電圧以下とすることを特徴とする。
【００５１】
請求項５の発明では、請求項１乃至４の何れかの発明において、上記他制御手段の電源を低周波リップルを生じる高周波出力電圧に相当する電圧から取ることを特徴とする。
【００５２】
請求項６の発明では、請求項５の発明において、上記他制御手段を、ＣＲ時定数回路と該ＣＲ時定数回路のＣＲ時定数に応じて上記第１、第２のスイッチング素子のいずれか一方のスイッチング素子の駆動信号を引抜く少なくとも一つのスイッチ要素を含む駆動信号引抜きとで構成したことを特徴とする。
【００５３】
請求項７の発明では、請求項６の発明において、上記他制御手段の電源を上記ＬＣ共振回路のインダクタに設けた２次巻線からとることを特徴とする。
【００５４】
請求項７の発明では、請求項６の発明において、上記他制御手段の電源を上記トランスに設けた３次巻線からとることを特徴とする。
【００５５】
請求項９の発明では、請求項６の発明において、上記他制御手段の電源を上記駆動トランスの２次巻線から得ることを特徴とする。
【００５６】
請求項１０の発明では、請求項９の発明において、上記第１、第２のスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴからなり、上記駆動トランスに設けた二つの２次巻線の一端を夫々が対応する上記スイッチング素子のソースに接続し、上記各２次巻線の他端と対応する上記スイッチング素子のゲートの問に夫々ゲート抵抗を接続し、どちらか一方のスイッチング素子側の上記駆動トランスの２次巻線の両端に上記ＣＲ時定数回路を接続したことを特徴とする。
【００５７】
請求項１１の発明では、請求項９の発明において、上記第１、第２のスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴからなり、上記駆動トランスに設けた二つの２次巻線の一端を夫々が対応する上記スイッチング素子のソースに接続し、上記各２次巻線の他端と対応する上記スイッチング素子のゲートの問に夫々ゲート抵抗を接続するともに、何れかのゲート抵抗が二つの抵抗の直列回路からなりこの両抵抗の接続点と、どちらか一方のスイッチング素子のソースの間に上記ＣＲ時定数回路を接続して上記駆動信号引抜き手段を当該スイッチング素子のゲートとソースの問に接続したことを特徴とする。
【００５８】
請求項１２の発明では、請求項７乃至請求項１１の発明において、上記負荷回路の負荷が予熱型の放電灯であり、上記ＣＲ時定数回路を第１の抵抗とコンデンサの直列回路と、上記第１の抵抗の両端に接続される第２の抵抗とスイッチ要素の直列回路とで構成するとともに、上記スイッチ要素のオン・オフを制御する制御手段を備えて、上記ＣＲ時定数回路の時定数を切り替えることを特徴とする。
【００５９】
請求項１３の発明では、請求項７乃至請求項１１の発明において、上記負荷回路がの負荷が予熱型の放電灯であり、上記ＣＲ時定数回路がタイマ用コンデンサを備えていることを特徴とする。
【００６０】
請求項１４の発明では、請求項１３の発明において、上記タイマ用コンデンサの両端に、抵抗とスイッチ要素の直列回路を接続し、上記スイッチ要素のオン・オフを制御する制御手段により、上記タイマ用コンデンサのタイマ動作を所定時間止めることを特徴とする。
【００６１】
請求項１５の発明では、請求項１の発明において、上記負荷回路の負荷が放電灯であり、上記他制御手段の動作タイミングが、調光信号と上記インバータ回路の電源電圧の大きさにより、決定されることを特徴とする。
【００６２】
請求項１６の発明では、請求項１５の発明において、上記インバータ回路の電源を、上記交流電源の全波整流波形の山部と山部との谷部を埋めるような谷埋め波形の電圧を出力する谷埋め電源回路により得ることを特徴とする。
【００６３】
請求項１７の発明では、請求項１の発明において、上記負荷回路の負荷が放電灯であり、上記他制御手段の動作タイミングが、調光信号と上記インバータ回路の電源電圧を整流して得られた脈流の大きさにより決定されることを特徴とする。
【００６４】
請求項１８の発明では、請求項１７の発明において、上記インバータ回路の電源を、上記交流電源の全波整流波形の山部と山部との谷部を埋めるような谷埋め波形の電圧を出力する谷埋め電源回路により得ることを特徴とする。
【００６５】
【発明の実施の形態】
本発明を実施形態により説明する。
【００６６】
（実施形態１）
図１は本実施形態の回路を示しており、この回路は交流電源Ｖｉｎに整流器ＤＢをコンデンサＣ０１、インダクタＬ０１、Ｌ０２からなるローパスフィルタ回路Ｆを介して接続し、整流器ＤＢの出力端間にはフィルタ用コンデンサＣ０２を並列に接続するとともに、抵抗Ｒ０とコンデンサＣ５の直列回路を接続し、更にダイオードＤ１０、ダイオードＤ１１とインピーダンス要素たるコンデンサＣ９の並列回路を介して平滑コンデンサＣ１を接続している。
【００６７】
平滑コンデンサＣ１にはインバータ回路１の第１のスイッチング素子Ｑ１と、第２のスイッチング素子Ｑ２との直列回路を接続し、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、上記ダイオードＤ１０、Ｄ１１の接続点との間には、蛍光灯のような放電灯Ｌａ、直流カット用のコンデンサＣ３、共振用のインダクタＬ１の１次巻線、駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１の直列回路を接続している。放電灯Ｌａの両側のフィラメント電極の非電源側端間には、放電灯Ｌａ、インダクタＬ１を含んで共振負荷回路を構成する共振用のコンデンサＣ２を接続している。
【００６８】
駆動トランスＣＴは２次巻線ＣＴ２１，ＣＴ２２を夫々抵抗Ｒ５，Ｒ６を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間に接続してある。
【００６９】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間には夫々保護用のツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２を接続してゲート・ソース間に与えるゲート駆動電圧を所定電圧にクリップするようになっている。
【００７０】
抵抗Ｒ０とコンデンサＣ５の接続点と、スイッチング素子Ｑ２のゲートとの間にはコンデンサＣ５の電圧がブレークオーバー電圧に達すると導通してスイッチング素子Ｑ２にゲート駆動信号を与えるトリガ素子ＴＤ１を接続している。またコンデンサＣ５とスイッチング素子Ｑ２のドレインとの間には抵抗Ｒ１０とダイオードＤ１０の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ２のオン時にコンデンサＣ５の電荷を放電する放電経路を構成している。これらの抵抗Ｒ０、コンデンサＣ５、トリガ素子ＴＤ及び放電経路で起動回路が構成される。
【００７１】
インダクタＬ１は２次巻線を有するもので、２次巻線の両端に他制御回路８内の抵抗Ｒ３０とコンデンサＣ２０とからなるＣＲ時定数回路を主回路のグランドラインを介して接続している。
【００７２】
他制御回路８は上記ツェナーダイオードＺＤ２に並列接続したトランジスタＴｒ５のベース・エミッタ間に抵抗Ｒ３１を介してコンデンサＣ２０を接続しており、インタクタＬ１の２次出力によって抵抗Ｒ３０を介してコンデンサＣ２０が充電され、その電圧が所定以上になるとトランジスタＴｒ５がオンしてスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間を短絡し、スイッチング素子Ｑ２を強制的にオフするようになっている。
【００７３】
次に本実施形態の動作を説明する。
【００７４】
まず交流電源Ｖｉｎが投入されると、抵抗Ｒ０を通じてコンデンサＣ５に電流が流れて充電されるとともに、平滑コンデンサＣ１にダイオードＤ１０，Ｄ１１を通じて電流が流れて充電される。
【００７５】
コンデンサＣ５の電圧が充電につれて上昇し、その電圧がトリガ素子ＴＤ１のブレークオーバー電圧に達すると、トリガ素子ＴＤ１が導通してスイッチング素子Ｑ２をオンさせる。
【００７６】
このスイッチング素子Ｑ２がオンすると、整流器ＤＢからダイオードＤ１０、放電灯Ｌａの一方のフィラメント電極、コンデンサＣ２、他方のフィラメント電極、コンデンサＣ３、インダクタＬ１、駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１、スイッチング素子Ｑ１の経路で電流が流れて予熱が為される。そして駆動トランスＣＴのトランス作用により２次側には電圧が発生して自励動作が開始されることになる。
【００７７】
さて上記の経路でコンデンサＣ２とインダクタンスＬ１の共振によって流れる共振電流が反転すると、駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１に流れる電流が減少してスイッチング素子Ｑ２はオフし、スイッチング素子Ｑ１がオンする。
【００７８】
この時インダクタンスＬ１に蓄積されたエネルギがインダクタＬ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→平滑コンデンサＣ１→整流器ＤＢ→ダイオードＤ１０→放電灯Ｌａの一方のフィラメント電極→コンデンサＣ２→他方のフィラメント電極→コンデンサＣ３→インダクタＬ１の経路で放出されて回生電流が流れ、また整流器ＤＢ→ダイオードＤ１０→放電灯Ｌａの一方のフィラメント電極→コンデンサＣ２→他方のフィラメント電極→コンデンサＣ３→インダクタＬ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→平滑コンデンサＣ１→整流器ＤＢの経路で入力電流が流れる。
【００７９】
回生電流が流れ終わると、コンデンサＣ３を電源として、コンデンサＣ３→放電灯Ｌａの他方のフィラメント→コンデンサＣ２、放電灯Ｌａの一方のフィラメント→ダイオードＤ１１→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→インダクタＬ１→コンデンサＣ３の経路で電流が流れる。
【００８０】
そして経路でコンデンサＣ２とインダクタンスＬ１の共振により流れている共振電流が反転すると、スイッチング素子Ｑ１はオフし、スイッチング素子Ｑ２がオンする。
【００８１】
この時インダクタンスＬ１に蓄積されたエネルギがインダクタＬ１→コンデンサＣ３→放電灯Ｌａの他方のフィラメント電極→コンデンサＣ２→放電灯Ｌａの一方のフィラメント電極→ダイオードＤ１１→平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→インダクタＬ１の経路で放出されて回生電流が流れる。
【００８２】
この回生電流の流れが終了するとスイッチング素子Ｑ２がオン、スイッチングＱ１がオフの時の上述の動作に戻ることになる。そして平滑コンデンサＣ１の電圧が整流器ＤＢの出力電圧を越えない期間中、上記の動作が繰り返される。また放電灯Ｌａが始動すると、コンデンサＣ２と放電灯Ｌａの並列回路が電流の流れる経路となる。
【００８３】
さて平滑コンデンサＣ１の電圧が整流器ＤＢの出力電圧以上の期間では、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンとなると、平滑コンデンサＣ１を電源として、平滑コンデンサＣ１→コンデンサＣ９→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ２→コンデンサＣ３→インダクタＬ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ２の経路で電流が流れ、コンデンサＣ９が充電される。
【００８４】
そしてスイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンのままでコンデンサＣ９の両端電圧が徐々に上昇し、整流器ＤＢの出力電圧に対して、コンデンサＣ９の電圧と平滑コンデンサＣ１の電圧の加算電圧が同じになると、整流器ＤＢ→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ２→コンデンサＣ３→インダクタＬ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ２→整流器ＤＢの経路で入力電流が流れる。
【００８５】
次に、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、インダクタンスＬ１に蓄積されたエネルギがインダクタＬ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→平滑コンデンサＣ１→整流器ＤＢ→ダイオードＤ１０→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ２→コンデンサＣ３→インダクタＬ１の経路で放出されて回生電流が流れ、また整流器ＤＢ→ダイオードＤ１０→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ２→→コンデンサＣ３→インダクタＬ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→平滑コンデンサＣ１→整流器ＤＢの経路で入力電流が流れる。
【００８６】
回生電流が流れ終わると、コンデンサＣ９→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→インダクタＬ１→コンデンサＣ３→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ２→コンデンサＣ９の経路でコンデンサＣ９の電荷が放電される。
【００８７】
この放電が終了すると、コンデンサＣ３を電源として、コンデンサＣ３→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ２→ダイオードＤ１１→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→インダクタＬ１→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ２→コンデンサＣ３の経路で電流が流れる。
【００８８】
そしてスイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、インダクタＬ１の蓄積エネルギが、インダクタＬ１→コンデンサＣ３→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ２→ダイオードＤ１１→平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→インダクタＬ１の経路で回生電流が流れ、この回生電流が流れ終わると、上述の動作に戻ることになる。
【００８９】
以上のような動作が為されて放電灯Ｌａは始動、点灯される。本実施形態の高周波出力は図２（ｂ）に示すように同図（ａ）に示す交流電源Ｖｉｎの出力波形の零クロス付近でピーク値を持つようなリップルが大きな波形となる。
【００９０】
ところで本実施形態では他制御回路８を設けており、この他制御回路８は、インダクタＬ１の２次出力でコンデンサＣ２０が抵抗Ｒ３０を介して充電され、ＣＲ時定数に応じてトランジスタＴｒ５をオンさせ、スイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号をバイパスしてスイッチング素子Ｑ２を強制的にオフさせる。この時定数によりスイッチング素子Ｑ２はオンデュティが制御されることになる。
【００９１】
ここでＣＲ時定数の電源は高周波出力と同様にリップルを生じるインダクタＬ１の２次出力を用いており、そのため交流電源Ｖｉｎの電圧の零クロス付近では、高周波出力のピーク値ＶＰＨが、交流電源Ｖｉｎの電圧のピーク値付近のピーク値ＶＰＬに比べて高いため、トランジスタＴｒ５は早くオンし、スイッチング素子Ｑ２のオンデュティは小さくなる。
【００９２】
よって駆動周波数は交流電源Ｖｉｎの零クロス付近でピーク付近よりも高くなり、ピーク値ＶＰＨとＶＰＬの差△ＶＰが大きいほど周波数変調幅が大きくなる。従って高周波出力波形は図２（ｂ）の破線で示すように交流電源Ｖｉｎの零クロス付近でピーク値が抑えられたリップルの少ない波形となる。このとき負荷電流波形も同様にリップルが少なくなり、クレストファクタを改善することが可能であるという効果を有する。
【００９３】
このように高周波出力波形のリップルが大きい主回路において自励制御と、他制御回路８とを組合わせ、且つ他制御回路８の電源として高周波出力波形と同様な低周波リップルを生じる電圧を用いることにより比較的簡単な回路構成で安価に高周波出力波形のクレストファクタを改善することができるのである。
【００９４】
また、例えば電源電圧変動により出力が増大したときには他制御回路８によりリップルを抑えることにより出力変動を抑制することが可能であるという効果を有する。
【００９５】
また、さらに先行予熱時に他制御回路８が動作するようにすればリップルを抑えることでコールドスタートの改善が可能であるという効果を有する。
（実施形態２）
本実施形態は図３に示すように共振負荷回路の前段に昇圧用のトランスＴを挿入し、トランスＴの２次側に共振用のインダクタＬ１を介して放電灯Ｌａと共振用コンデンサＣ２の並列回路を接続し、他制御回路８の電源をインダクタＬ１の２次出力で得るようにした点で実施形態１と相違する。
【００９６】
その他の構成及び基本的な回路動作は実施形態１と略同じであるため同一の構成には同一符号を付して説明は省略する。
【００９７】
而して本実施形態も実施形態１と同様の作用効果を有する。
（実施形態３）
本実施形態は図４に示すように上記トランスＴとインダクタンスＬ１の代わりに漏洩トランスＴＬを用いるとともに駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１を漏洩トランスＴＬの２次側に挿入し、他制御回路８の電源を漏洩トランスＴＬに設けた３次巻線の出力より得る点が実施形態２と異なる。基本的な回路動作はほぼ実施形態１と同じであるため同一の構成には同一符号を付して説明は省略する。
【００９８】
而して本実施形態も実施形態と１同様の作用効果を有する。
（実施形態４）
本実施形態５は、図５に示すようにダイオードＤ１０と、ダイオードＤ１１、コンデンサＣ９の並列回路との直列回路を整流器ＤＢの負側出力とスイッチング素子Ｑ２のソースとの間に挿入し、駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１と、漏洩トランスＴＬの１次巻線と、直流カット用のコンデンサＣ３との直列回路をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、ダイオードＤ１０、Ｄ１１の接続点との間に接続し、他制御回路８のトランジスタＴｒ５をスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に接続し、他制御回路８の電源を漏洩トランスＴＬに設けた３次巻線から得るようにした点及び各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間の各々に保護用ツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ３を逆直列接続した直列回路又はツェナーダイオードＺＤ２，ＺＤ４を逆直列接続した直列回路を接続している点で相違する。
尚基本的な回路動作はほぼ実施形態１と同じであるため同一の構成には同一符号を付して説明は省略する。
【００９９】
而して本実施形態も実施形態１と同様の作用効果を有する。
（実施形態５）
本実施形態は図６に示すように上記実施形態４において平滑コンデンサＣ１を単独で用いずに第２の従来例と同様に谷埋め電源回路６を用い、他制御回路８をスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に接続している。
【０１００】
また他制御回路８はトランジスタＴｒ５のコレクタに逆流防止のダイオードＤ２０を直列接続し、またコンデンサＣ２０には逆印加防止用のダイオードＤ２１を並列接続し、電源を駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２とスイッチング素子Ｑ２のゲートとの間に挿入した抵抗Ｒ６とスイッチング素子Ｑ２のゲートの接続点から得るようになっている。
【０１０１】
本実施形態では谷埋め電源回路６のコンデンサＣ８及びダイオードＤ１３により高周波電流をバイパスすることで、整流器ＤＢに高速ダイオードを用いなくてよくなる。
【０１０２】
尚基本的な主回路動作は第２の従来例と同じであり、また他制御回路８の動作は上記の各実施形態とほぼ同じであるので、谷埋め電源回路６の回路要素には第２の従来例の谷埋め電源回路の回路要素と同一符号を付し、その他の回路要素には実施形態４の回路要素と同一符号を付して説明は省略する。
【０１０３】
而して本実施形態では、高周波出力波形は図７（ａ）に示す交流電源Ｖｉｎの波形に対して図７（ｂ）に示すリップル波形となる。尚ＶＰＨ，ＶＰＬはピーク値を示し、ΔＶＰはその差を示す。
【０１０４】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間にはツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ３の逆直列回路、ツェナーダイオードＺＤ２、ＺＤ４の逆直列回路が夫々接続されているため他制御回路８の電源にリップルが現れるように駆動トランスＣＴの巻数比とツェナー電圧を選択する必要がある。
【０１０５】
例えば、駆動トランスＣＴの２次巻線電圧よりもツェナー電圧を高くするとよい。すると本実施形態の回路構成においても、第１の実施形態と同様の作用効果を有することになる。
（実施形態６）
本実施形態は図８に示すように、実施形態５の回路における谷埋め電源回路６の降圧チョッパ用のインダクタＬ２を、漏洩トランスＴＬの１次側の励磁インダクタと兼用させ、部品点数の削減を図った点に特徴がある。
【０１０６】
また他制御回路８は逆流防止用Ｄ２０のアノードを抵抗Ｒ６とスイッチング素子Ｑ２のゲートとの接続点に接続し、抵抗Ｒ３０の入力側端を駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２との接続点に接続することで電源を得ている。
【０１０７】
つまり駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２の両端にＣＲ時定数回路を接続したことを特徴とする。このようにすることで、例えばスイッチングロス低減、または駆動周波数調整のためにスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間にかかる電圧がツェナー電圧を越えるように設計して、Ｇ点のリップル電圧がフラットになる場合にも、抵抗Ｒ６の電圧降下分によりＡ点の電圧にリップルが現れる。
【０１０８】
またトランジスタＴｒ５によるゲート駆動信号の引抜き回路をゲート・ソース間に接続し、トランジスタＴｒ５でゲート・ソース間を短絡することにより確実に発振を止めることができる。また、駆動信号引抜き回路をＡ点とスイッチング素子Ｑ２のソース間、つまり駆動トランスＣＴの２次巻線ＣＴ２２の両端に接続してもよい。この場合巻線電圧を完全に短絡できるので異常発振を防止することができる。
【０１０９】
尚その他の回路動作は第２の従来例及び上記各実施形態の準ずるため説明は省略する。また図８の回路要素において、図６の回路要素と対応するものには同一符号を付し、説明は省略する。
【０１１０】
而して本実施形態においても実施形態１と同様の作用効果を有する。
（実施形態７）
本実施形態は、実施形態５の回路における抵抗Ｒ６を、図９に示すように抵抗Ｒ６１，Ｒ６２に分割した点に特徴を有する。
【０１１１】
つまり他制御回路８の電源は抵抗Ｒ６１，Ｒ６２の中点から取ってあるため、抵抗Ｒ６１，Ｒ６２の抵抗値比を変えることによりＡ点に現れるリップル電圧のピーク値が変化する。
【０１１２】
従って本実施形態では、抵抗Ｒ６１，Ｒ６２の抵抗値比を変えることで周波数変調度合いを調整することができることになる。勿論実施形態１と同様の作用効果を有することは言うまでもない。
【０１１３】
尚その他の回路動作は第２の従来例及び上記各実施形態の準ずるため説明は省略する。
【０１１４】
（実施形態８）
本実施形態は他制御回路８を予熱回路として用いた点に特徴を有し、図１０に示すように抵抗Ｒ３２，スイッチ手段ＳＷ１の直列回路を抵抗Ｒ３０に並列に接続するとともに、スイッチ手段ＳＷを制御する制御手段１１を設け、制御手段１１によりスイッチ手段ＳＷ１をオンして他制御回路８のＣＲ時定数を変えることができるようにした点で図８に示す実施形態６と相違する。
【０１１５】
つまり抵抗Ｒ３０の抵抗値と、抵抗Ｒ３２の抵抗値を、例えばＲ３０＞Ｒ３２とし、予熱時は所定時間スイッチ手段ＳＷ１をオンして所定の予熱電流を流すようにし、始動後はスイッチング手段ＳＷ１をオフして所定の電圧を放電灯Ｌａの両端に印加するようになっている。
【０１１６】
従って予熱電流、或いは放電灯Ｌａの両端電圧は図１１のような波形となる。よって予熱時において放電灯Ｌａの両端に印加される電圧のリップルを抑えることが可能で、その結果コールドスタートを改善することができるという効果を有する。
【０１１７】
（実施形態９）
本実施形態は実施形態８と同様に他制御回路８を予熱回路として用いたことを特徴とする。
【０１１８】
本実施形態１２の他制御回路８は図１２に示すように、タイマ用コンデンサＣ２１を抵抗Ｒ３０とコンデンサＣ２０との間にダイオードＤ２２を介して接続し、ダイオードＤ２２とコンデンサＣ１とのこの直列回路にダイオードＤ２２と逆方向にダイオードＤ２３を並列接続し、またＧ点とダイオードＤ２０との間に抵抗Ｒ３３を挿入し、この抵抗Ｒ３３と、ダイオードＤ２０と、トランジスタＴｒ５との直列回路にｐｎｐ型のトランジスタＴｒ６とダイオードＤ２４の直列回路を並列に接続し、トランジスタＴｒ６のベースを抵抗Ｒ３３とダイオードＤ２０との接続点に接続した構成となっている。
【０１１９】
而して電源投入からインバータ回路１が動作して駆動トランスＣＴの２次出力が発生することにより、タイマ用コンデンサＣ２１が徐々に充電されていく。
【０１２０】
タイマ用コンデンサＣ２１の電位が高くなるに従いＣＲ時定数回路に流れる電流が減少し、トランジスタＴｒ５がオンするまでの時間が長くなるため、スイッチング素子Ｑ２のオンデュティは大きくなる。やがてゲート電圧のピーク値と略等しくなるまでタイマ用コンデンサＣ２１が充電されると、ＣＲ時定数回路への電流は流れなくなるため、ゲート駆動信号の引き抜きは行われなくなる。そしてタイマ用コンデンサＣ２１が充電されて行くのに応じてスイッチング素子Ｑ２のオンデュティは５０％に近づくことになる。このスイッチング素子Ｑ２のオンデュティの変化（スィープ）に伴い、動作周波数は低くなる方向に変化するため、出力電圧が増加していき、やがて放電灯Ｌａは始動するのである。
【０１２１】
尚本実施形態による予熱電流或いは予熱時の放電灯両端の電圧の波形は図１３のようになる。
【０１２２】
また主要な回路の動作は第２の従来例及び上記各実施形態に準ずるため、説明は省略する。
【０１２３】
本実施形態によれば、実施形態８のように制御手段１１を別途設け、スイッチ手段ＳＷの切替をしなくても予熱始動を行うことが可能であり、実施形態８と同様の効果を有する。
【０１２４】
（実施形態１０）
本実施形態は図１４に示すように実施形態９と同様に他制御回路８を予熱回路として用いたことを特徴とするものであって、実施形態９との違いは抵抗Ｒ３３、トランジスタＴｒ７の直列回路をダイオードＤ２２とコンデンサＣ２１の直列回路に並列接続するとともにトランジスＴｒ７をオンオフする制御手段１１を追加したことである。
【０１２５】
つまり本実施形態では制御手段１１により予熱時には所定時間スイッチ要素Ｔｒ７をオンしてスィープさせずに所定の予熱電流を流し、始動時にスイッチ要素Ｔｒ７をオフしてスイープを開始して高電圧を放電灯Ｌａの両端に印加するようになっている。
【０１２６】
このときタイマ用コンデンサＣ２１の容量を比較的小さくし、スイッチ要素Ｔｒ７がオフすると瞬時に放電灯Ｌａの両端に高電圧が印加されるようにすれば、ランプ寿命がよくなる傾向がある。
【０１２７】
本実施形態による予熱電流或いは予熱時の放電灯Ｌａの両端電圧の波形は図１５のようになる。
【０１２８】
而して本実施形態によれば、予熱時において放電灯Ｌａの両端に印加される電圧のリップルを押えることが可能であり、実施形態９よりもコールドスタートを改善することが可能であるという効果を有する。
【０１２９】
ところで上記実施形態１〜９において用いた主回路の構成は図示するもの以外に出力波形にリップルがあるものであればよく、例えば、特開平１０−２８５９４６号或いは特開平１０−２７１８４５号に示される回路を用いても良い。
【０１３０】
図１６は前者、図１７は後者の回路例を示しており、これらの回路において、他制御回路８の電源を高周波出力波形に相当する低周波リップルを含む高周波電圧が得られるものであればどこから取ってもよいことは言うまでもない。
【０１３１】
尚図１６の回路の動作の概略は次の通りである。
【０１３２】
既に起動されて自励動作が為されているものとし、今スイッチング素子Ｑ１がオンし、スイッチング素子Ｑ２がオフしたとすると、平滑コンデンサＣ１の放電により、平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→漏洩トランスＴＬの１次巻線→コンデンサＣ３０→平滑コンデンサＣ１に電流が流れ、コンデンサＣ３０の電圧が漏洩トランスＴＬのインダクタンスとコンデンサＣ２による共振により上昇する。
【０１３３】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、漏洩トランスＴＬの蓄積エネルギが放出され、漏洩トランスＴＬの１次巻線→コンデンサＣ３０→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→漏洩トランスＴＬの１次巻線の経路で電流が流れ、さらにコンデンサＣ３０の電圧が上昇する。
【０１３４】
続いてスイッチ要素Ｑ２がオンすると、漏洩トランスＴＬのインダクタンスと、コンデンサＣ３０，Ｃ２との共振作用により、コンデンサ３０→漏洩トランスＴＬの１次巻線→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサ３０の経路で共振電流が流れ、コンデンサＣ３０の電圧が下降し始める。
【０１３５】
この電圧が整流器ＤＢの出力電圧よりも低くなると、交流電源Ｖｉｎから入力電流が引き込まれて、交流電源Ｖｉｎ→ローパスフィルタ回路Ｆ→整流器ＤＢ→ダイオードＤ４０→漏洩トランスＴＬの１次巻線→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ２→整流器ＤＢ→ローパスフィルタ回路Ｆ→交流電源Ｖｉｎの経路で電流が流れる。またスイッチング素子Ｑ２がオフしても、交流電源Ｖｉｎ→整流器ＤＢ→ダイオードＤ４０→漏洩トランスＴＬの１次巻線→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→平滑コンデンサＣ１→整流器ＤＢ→ローパスフィルタ回路Ｆ→交流電源Ｖｉｎの経路で電流が流れる。
【０１３６】
そして上記の動作が繰り返されることにより漏洩トランスＴＬの２次側は高周波電圧が発生し放電灯Ｌａに電力が供給されるのである。
【０１３７】
後者の回路の概略動作は次の通りである。
【０１３８】
既に起動されて自励動作が為されているものとし、今スイッチング素子Ｑ１がオンし、スイッチング素子Ｑ２がオフしたとすると、平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→漏洩トランスＴＬの１次巻線→コンデンサＣ３０→平滑コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、コンデンサＣ３０の電圧が漏洩トランスＴＬのインダクタンスとコンデンサＣ２とによる共振により上昇する。
【０１３９】
この電圧が整流器ＤＢの出力電圧と等しくなると交流電源Ｖｉｎから入力電流が引き込まれて、交流電源Ｖｉｎ→ローパスフィルタ回路Ｆ→ダイオードＤ４０→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→漏洩トランスＴＬの１次巻線→整流器ＤＢ→ローパスフィルタ回路Ｆ→交流電源Ｖｉｎの経路で電流が流れる。
【０１４０】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、交流電源Ｖｉｎ→ローパスフィルタ回路Ｆ→ダイオードＤ４０→平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→漏洩トランスＴＬの１次巻線→ローパスフィルタ回路Ｆ→交流電源ＤＢの経路で電流が流れ、漏洩トランスＴＬの蓄積エネルギの放出とともに平滑コンデンサＣ１を充電する。
【０１４１】
これにより平滑コンデンサＣ１の電圧が交流電源電圧よりも昇圧されると、コンデンサＣ３０は主としてコンデンサＣ３０→漏洩トランスＴＬの１次巻線→駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ３０の経路で電荷を放電する。
【０１４２】
次にスイッチング素子Ｑ２がオフすると、漏洩トランスＴＬの１次巻線→駆動トランスＣＴの１次巻線→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→平滑コンデンサＣ１→コンデンサＣ３０→漏洩トランスＴＬの１次巻線の経路で電流が流れる。そして漏洩トランスＴＬの蓄積エネルギ及びコンデンサ３０の電荷が放出されると、平滑コンデンサＣ１の電圧がコンデンサＣ３０、漏洩トランスＴＬの１次巻線の直列回路の電圧よりも高くなる。
【０１４３】
そして上記の動作が繰り返されることにより漏洩トランスＴＬの２次側は高周波電圧が発生し放電灯Ｌａに電力が供給されるのである。
（実施形態１１）
本実施形態は第３の従来例の回路構成（図２８）に示す回路と基本的に同じ構成を為すものであって、その相違点は図１８に示すように谷埋め電源回路６のコンデンサＣ８に並列に抵抗Ｒ４０，Ｒ４１の直列回路を並列に接続し、両抵抗Ｒ４１の両端（ａ−ｂ）間電圧を他制御回路８のコンパレータＣＰの基準電圧Ｖｒｅｆとして用いる点にある。尚起動回路の図示は省略している。
【０１４４】
他の構成は図２８の回路と同じであるの同一要素には同一符号を付して説明は省略する。またインバータ回路１の動作も同じであるので動作説明は、本実施形態の特徴点について説明する。
【０１４５】
本実施形態は図２８の回路と同様に、調光信号Ｓ１が、周波数一定でパルス幅が可変するＰＷＭ信号であり、ＤＣ変換回路７の整流器ＤＢ１で整流された後のパルス幅が狭いほど、高周波出力を上昇させるように他制御回路８がスイッチング素子Ｑ２を制御する。ＤＣ変換回路７は入力する調光信号Ｓ１を整流器ＤＢ１で整流し、その整流出力によりフォトカプラＰＣを介して、トランジスタＴｒ２をオンオフさせる。
【０１４６】
この動作から、コンデンサＣ１１には、トランジスタＴｒ２のオンオフデュティに応じた直流電圧が出力される。
【０１４７】
他制御回路８のトランジスタＴｒ４はスイッチング素子Ｑ２のオンオフに応じてオンオフ動作を行い、スイッチング素子Ｑ２がオンしているときにはオフし、ＤＣ変換回路７からの出力からダイオードＤ１４→抵抗Ｒ１３→コンデンサＣ１０の経路で、コンデンサＣ１０を充電する。
【０１４８】
コンデンサＣ１０がコンパレータＣＰの反転入力端に印加される電圧、つまり抵抗Ｒ４１の両端電圧を越えると、コンパレータＣＰの出力が”Ｈ”となり、トランジスタＴｒ３はオンするので、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間が短絡され、スイッチング素子Ｑ２はオフされる。
【０１４９】
つまり、スイッチング素子Ｑ２を他制御することにより、放電灯Ｌａに供給される高周波電力を制御して調光を行うのである。要するに調光信号Ｓ１の所定のディティに応じて、スイッチング素子Ｑ２のオン幅を可変し、放電灯Ｌａを調光するものである。
【０１５０】
但し、本実施形態では、コンデンサＣ１０の電圧と比較するコンパレータＣＰの基準電圧が谷埋め電源回路６のコンデンサＣ８の電圧を分圧した電圧であるのえ、電源の位相、谷埋め電源回路６の出力の振幅（図１９（ａ）に示す）に応じてスイッチング素子Ｑ２のオン時間が変化する。
【０１５１】
つまり、所定の調光レベルにおいても、電源ピーク（山部）付近では、図１９（ｂ）に示すようにコンデンサＣ１０の電圧が変化してスイッチング素子Ｑ２のオン時間が長くなり、電源の零クロス付近では、図１９（ｃ）に示すようにコンデンサＣ１０の電圧が変化してスイッチング素子Ｑ１のオン時間が短くなって、変調がかかる。よって、調光時の放電灯Ｌａの電流波形は図１９（ｄ）に示すように電源電圧のピーク付近の振幅は大きく、谷部付近では振幅が小さくなり、そのため電源電圧のピーク付近の放電灯Ｌａの点灯維持電圧が確保しやすくなり、低光束時の点灯維持性能を改善できるのである。
【０１５２】
以上のように構成した本実施形態では、放電灯Ｌａを調光する際に、意図的にランプ電流にリップルを持たせることができ、低光東時の放電灯Ｌａの点灯維持性能を改善することが可能になり、低光束点灯時のチラツキや立ち消えを防止することができる
尚図２０に示すように図１８の回路における、谷埋め電源回路６のインダクタＬ２の代わりに、共振負荷回路の漏洩トランスＴＬのインダクタンスを用いても良い。この場合も図１８の回路と同様な作用効果が得られる。
（実施形態１２）
上記実施形態１１では、他制御回路８のコンパレータＣＰの基準電圧として谷埋め電源回路６のコンデンサＣ８の両端電圧を分圧した電圧を用いていたが、本実施形態では、図２１に示すように整流器ＤＢの出力電圧を抵抗Ｒ４２，Ｒ４３で分圧した電圧と、所定直流電圧源ＶＲの電圧とをダイオードオア回路で接続して用いた点で実施形態１１と異なる。インバータ回路１、谷埋め電源回路６の動作は同一であるので、図１８と同じ回路要素に同一符号を付して構成及び動作の説明は省略する。また起動回路の図示も省略している。
【０１５３】
而して本実施形の他制御回路８ではコンデンサＣ１０の電圧を比較するコンパレータＣＰの基準電圧が、整流器ＤＢの出力電圧を分圧した電圧と所定の直流電圧源VＲの電圧とのオアで構成されているため、整流器ＤＢの脈流の電圧を部分平滑した電圧となっている。
【０１５４】
従って、実施形態１１と同様に電源の位相、振幅に応じて、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が変化する。つまり、所定の調光レベルにおいても、電源ピーク付近では、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が長く、零クロス付近では、オン幅が短くなって、変調がかかる。よって、実施形態１１と同様に調光時の放電灯Ｌａの電流波形は電源電圧のピーク付近の振幅が大きく、谷部近では小さくなって、電源電圧のピーク付近の放電灯Ｌａの点灯維持電圧が確保しやすくなり、低光東時の点灯維持性能を改善できる。
【０１５５】
本実施形態も実施形態１１と同様に放電灯Ｌａを調光する際に、意図的にランプ電流にリップルを持たせて、低光束時の放電灯Ｌａの点灯維持性能を改善することが可能になり、低光束点灯時のチラツキや立ち消えを防止することができる。
【０１５６】
尚図２２に示すように図２１の回路おける、谷埋め電源回路のインダクタＬ２の代わりに、共振負荷回路の漏洩トランスＴＬのインダクタンスを用いても良い。この場合も図２１の回路と同様な作用効果がある。
（実施形態１３）
本実施形態は第４の従来例の回路を基本回路とし、この基本回路に図２３に示すように他制御回路８を加えてものである。
【０１５７】
他制御回路８の構成は図１４の回路における他制御回路８と基本的に同じ構成となっているが、抵抗Ｒ３０をスイッチング素子Ｑ２のゲートと抵抗Ｒ６との接続点に接続し、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間に接続した抵抗Ｒ７１，Ｒ７２，Ｒ７３の直列回路中抵抗Ｒ７２，Ｒ７３の接続点にトランジスタＴｒ７のベースをツェナーダイオードＺＤ５を介して接続し、抵抗Ｒ３２とトランジスタＴｒ７の直列回路はタイマ用コンデンサＣ２１に並列に接続し、またコンデンサＣ２１に抵抗Ｒ７４を並列接続した点で図１４の他制御回路８と異なる。
【０１５８】
.次に、本実施形態の動作を説明する。
【０１５９】
今電源が投入されると、抵抗Ｒ１９，Ｒ２６，Ｒ７１〜７３，コンデンサＣ１２、ダイオードＤ１５，トリガ素子ＴＤ１で構成される起動回路により、スイッチング素子Ｑ１に起動信号が与えられてオン動作し、その後駆動トランスＣＴの１次巻線ＣＴ１１に電流が流れて、２次巻線ＣＴ２１，ＣＴ２２から交互にゲート駆動信号がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に供給され、スイッチング素子Ｑ１，スＱ２が交互にオンオフする。
【０１６０】
他制御回路８では電源投入時にタイマ用コンデンサＣ２１の電圧が０付近であり、コンデンサＣ２０の電圧はスイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号電圧を電源として抵抗Ｒ７４を介して充電されていくため短時間でトランジスタＴｒ５をオンし、高い動作周波数となって、放電灯Ｌａを予熱する。
【０１６１】
その後、徐々に、タイマ用コンデンサＣ２１が充電されていき、タイマ用コンデンサＣ２１，コンデンサＣ２０で構成されるタイマ回路の電源電圧が徐々に落ちていくため、コンデンサＣ２０を充電していく時間も長くなり、その結果動作周波数も低周波になっていき、始動電圧を放電灯Ｌａに印加後、点灯に至る。点灯後、交流電源Ｖｉｎの電圧が高くなると、交流電源Ｖｉｎからの入力電流を共振電流の一部としている回路構成により、スイッチング素子Ｑ２のオフ時の両端電圧も高くなり、抵抗Ｒ７１〜Ｒ７３で分圧される抵抗Ｒ７３の電圧も高くなる。
【０１６２】
抵抗Ｒ７３の電圧が、ツェナーダイオードＺＤ５のツェナー電圧よりも高くなるとトランジスタＴｒ７がオンし、タイマ用コンデンサＣ２１の電荷が抵抗Ｒ３２とトランジスタＴｒを介して放電され、タイマ用コンデンサＣ２１，コンデンサＣ２０で構成されるタイマ回路の電源電圧が上昇するため、コンデンサＣ２０が充電されるようになり高い動作周波数になっていく。.つまり、電源電圧が高くなると、周波数が高くなって、出力を抑制する動作となる。
【０１６３】
以上の動作により、電源電圧が高くなっても出力は抑制できるので、部品ストレスを増大させることなく動作させることが可能となり、そのため部品コストを増大させることがなく、安価な回路を提供できる。
【０１６４】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源と、該交流電源を整流する整流器と、該整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、これら整流器や平滑コンデンサで得られる直流を電源として動作し、第１，第２のスイッチング素子を直列接続して自励駆動手段により第１，第２のスイッチング素子を交互にオンオフし、このオンオフにより上記整流器の出力経路に接続された負荷及びＬＣ共振回路を含む負荷回路に高周波の電流を流すインバータ回路と、該インバータ回路の入力側に帰還する手段とを備えるとともに、上記自励駆動手段の駆動とは独立して上記スイッチング素子のスイッチングのオンデュティ若しくはスイッチング周波数を調整する他制御手段とを具備したので、電源電圧変動により出力が増大傾向にあっても出力変動を抑制することができるという効果がある。
【０１６５】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、上記平滑コンデンサを上記整流器の出力端間にダイオードを介して接続され、上記平滑コンデンサの両端には上記第１、第２のスイッチング素子の直列回路を接続し、上記整流器の出力端と上記ダイオードの接続点と、上記第１、第２のスイッチング素子の接続点との間に上記負荷回路を接続し、上記ダイオードの両端にインピーダンス要素を接続したことで、上記効果を得ることができる。
【０１６６】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、上記整流器の両出力端間に、インピーダンス要素を並列接続したダイオードを介して上記第１、第２のスイッチング素子の直列回路を接続し、上記整流器の一端と上記ダイオードの接続点と、上記第１、第２のスイッチング素子の接続点との間に、直流カット用のコンデンサと、共振用インダクタ、共振用コンデンサから構成される上記負荷回路と、上記駆動手段を構成する駆動トランスの１次巻線との直列回路を挿入し、上記駆動トランスの２次出力で上記台１、第２のスイッチング素子を交互に駆動するものであって、上記第１、第２のスイッチング素子の一方と、降圧チョッパ用のインダクタを介して上記平滑コンデンサを充電する補助電源手段を備え、上記平滑コンデンサの電圧を交流電源の所定電圧以下とすることで、上記請求項１の発明の効果を得るとともに入力力率の改善や入力歪みの改善が図れ、しかも電源電圧の変動があっても負荷電流を安定させることができる。
【０１６７】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、上記整流器の両出力端間に、インピーダンス要素を並列接続したダイオードを介して上記第１、第２のスイッチング素子の直列回路を接続し、上記整流器の一端と上記ダイオードの接続点と、上記第１、第２のスイッチング素子の接続点との間に、トランスと、直流カット用のコンデンサと、共振用インダクタ、共振用コンデンサから構成される上記負荷回路と、上記駆動手段を構成する駆動トランスの１次巻線との直列回路を挿入し、上記駆動トランスの２次出力で上記台１、第２のスイッチング素子を交互に駆動するものであって、上記第１、第２のスイッチング素子の一方と、上記トランスの１次巻線とを介して上記平滑コンデンサを充電する補助電源手段を備え、上記平滑コンデンサの電圧を交流電源の所定電圧以下とすることで、上記請求項１の発明の効果を得るとともに、入力力率及び入力歪みの改善と、電源電圧の変動によっても負荷電流を安定させることができる。
【０１６８】
請求項５の発明は、請求項１乃至４の何れかの発明において、上記他制御手段の電源を低周波リップルを生じる高周波出力電圧に相当する電圧から取るので、上記効果を得られる上に、高周波出力波形のクレストファクタを改善できる。
【０１６９】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、上記他制御手段を、ＣＲ時定数回路と該ＣＲ時定数回路のＣＲ時定数に応じて上記第１、第２のスイッチング素子のいずれか一方のスイッチング素子の駆動信号を引抜く少なくとも一つのスイッチ要素を含む駆動信号引抜きとで構成したことで、請求項５の効果が比較的簡単な回路構成で安価に得られる。
【０１７０】
請求項７の発明は、請求項６の発明において、上記他制御手段の電源を上記ＬＣ共振回路のインダクタに設けた２次巻線からとることで、請求項５の効果が得られる請求項６の発明を容易に実現できる。
【０１７１】
請求項７の発明は、請求項６の発明において、上記他制御手段の電源を上記トランスに設けた３次巻線からとることを請求項５の効果が得られる請求項６の発明を容易に実現できる。
【０１７２】
請求項９の発明は、請求項６の発明において、上記他制御手段の電源を上記駆動トランスの２次巻線から得ることで、請求項５の効果が得られる請求項６の発明を容易に実現できる。
【０１７３】
請求項１０の発明は、請求項９の発明において、上記第１、第２のスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴからなり、上記駆動トランスに設けた二つの２次巻線の一端を夫々が対応する上記スイッチング素子のソースに接続し、上記各２次巻線の他端と対応する上記スイッチング素子のゲートの問に夫々ゲート抵抗を接続し、どちらか一方のスイッチング素子側の上記駆動トランスの２次巻線の両端に上記ＣＲ時定数回路を接続したので、請求項９の発明を実現できる。
【０１７４】
請求項１１の発明は、請求項９の発明において、上記第１、第２のスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴからなり、上記駆動トランスに設けた二つの２次巻線の一端を夫々が対応する上記スイッチング素子のソースに接続し、上記各２次巻線の他端と対応する上記スイッチング素子のゲートの問に夫々ゲート抵抗を接続するともに、何れかのゲート抵抗が二つの抵抗の直列回路からなりこの両抵抗の接続点と、どちらか一方のスイッチング素子のソースの間に上記ＣＲ時定数回路を接続して上記駆動信号引抜き手段を当該スイッチング素子のゲートとソースの問に接続したので、請求項９の発明の奏する効果に加え、二つの抵抗の値の比を変えることで、リップル電圧のリップル値を変化させることができる。
【０１７５】
請求項１２の発明は、請求項７乃至請求項１１の発明において、上記負荷回路の負荷が予熱型の放電灯であり、ＣＲ時定数回路を第１の抵抗とコンデンサの直列回路と、上記第１の抵抗の両端に接続される第２の抵抗とスイッチ要素の直列回路とで構成するとともに、上記スイッチ要素のオン・オフを制御する制御手段を備えて、上記ＣＲ時定数回路の時定数を切り替えるので、スイッチ要素のオン・オフで時定数を変えることで、他制御回路を予熱回路とすることができ、予熱時に放電灯の両端に印加される電圧のリップルを抑えることが可能であって、コールドスタートを改善することができる。
【０１７６】
請求項１３の発明は、請求項７乃至請求項１１の発明において、上記ＣＲ時定数回路がタイマ用コンデンサを備えているので、他制御回路を予熱回路とすることができ、予熱時に放電灯の両端に印加される電圧のリップルを抑えることが可能であって、コールドスタートを改善することができる。
【０１７７】
請求項１４の発明は、請求項１３の発明において、上記タイマ用コンデンサの両端に、抵抗とスイッチ要素の直列回路を接続し、上記スイッチ要素のオン・オフを制御する制御手段により、上記タイマ用コンデンサのタイマ動作を所定時間止めることで、予熱時にスィープさせずに所定の予熱電流を流し、予熱時に放電灯の両端に印加される電圧のリップルを抑えることが可能であって、コールドスタートを改善することができる。
【０１７８】
請求項１５の発明は、請求項１の発明において、上記負荷回路の負荷が放電灯であって、上記他制御手段の動作タイミングが、調光信号と上記インバータ回路の電源電圧の大きさにより、決定されるので、調光する際に意図的にランプ電流にリップルを持たせることができ、低光束時の点灯維持性能を改善することができ、低光束時の点灯維持性能を改善でき、結果低光束時の放電灯のちらつきや立ち消えを防止できる。
【０１７９】
請求項１６の発明は、請求項１５の発明において、上記インバータ回路の電源を、上記交流電源の全波整流波形の山部と山部との谷部を埋めるような谷埋め波形の電圧を出力する谷埋め電源回路により構成してあるので、電源電圧のピーク付近での放電灯の点灯維持電圧を確保し易くなり、低光束時の点灯維持性能を改善でき、結果低光束時の放電灯のちらつきや立ち消えを防止できる上に入力力率や入力電流の歪みを改善できる。
【０１８０】
請求項１７の発明は、請求項１の発明において、上記負荷回路の負荷が放電灯であり、上記他制御手段の動作タイミングが、調光信号と上記インバータ回路の電源電圧を整流して得られた脈流の大きさにより決定されるので、調光する際に意図的にランプ電流にリップルを持たせることができ、低光束時の点灯維持性能を改善することができ、結果低光束時の点灯維持性能を改善でき、低光束時の放電灯のちらつきや立ち消えを防止できる。
【０１８１】
請求項１８の発明は、請求項１７の発明において、上記インバータ回路の電源を、上記交流電源の全波整流波形の山部と山部との谷部を埋めるような谷埋め波形の電圧を出力する谷埋め電源回路により構成したので、電源電圧のピーク付近での放電灯の点灯維持電圧を確保し易くなり、低光束時の点灯維持性能を改善でき、結果低光束時の放電灯のちらつきや立ち消えを防止できる上に入力力率や入力電流の歪みを改善できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１の回路図である。
【図２】同上の動作説明用波形図である。
【図３】本発明の実施形態２の回路図である。
【図４】本発明の実施形態３の回路図である。
【図５】本発明の実施形態４の回路図である。
【図６】本発明の実施形態５の回路図である。
【図７】同上の動作説明用波形図である。
【図８】本発明の実施形態６の回路図である。
【図９】本発明の実施形態７の回路図である。
【図１０】本発明の実施形態８の回路図である。
【図１１】同上の動作説明用波形図である。
【図１２】本発明の実施形態９の回路図である。
【図１３】同上の動作説明用波形図である。
【図１４】本発明の実施形態１０の回路図である。
【図１５】同上の動作説明用波形図である。
【図１６】本発明に用いることができる主回路の例の回路図である。
【図１７】本発明に用いることができる主回路の例の回路図である。
【図１８】本発明の実施形態１１の回路図である。
【図１９】同上の動作説明用波形図である。
【図２０】同上の他の例の回路図である。
【図２１】本発明の実施形態１２の回路図である。
【図２２】同上の他の例の回路図である。
【図２３】本発明の実施形態１３の回路図である。
【図２４】第１の従来例の回路図である。
【図２５】同上の動作説明用波形図である。
【図２６】第２の従来例の回路図である。
【図２７】同上の動作説明用波形図である。
【図２８】第３の従来例の回路図である。
【図２９】同上の動作説明用波形図である。
【図３０】第４の従来例の回路図である。
【符号の説明】
Ｖｉｎ 交流電源
Ｆ ローパスフィルタ回路
Ｌａ 放電灯
Ｌ１ インダクタ
ＣＴ 駆動トランス
ＣＴ１１ １次巻線
ＣＴ２１， ＣＴ２２ ２次巻線
Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素子
Ｃ１ 平滑コンデンサ
ＴＤ１ トリガ素子
Ｃ３ 直流カット用コンデンサ
Ｃ２、Ｃ９ コンデンサ
Ｄ１０，Ｄ１１ ダイオード
ＺＤ１，ＺＤ２ ツェナーダイオード
Ｔｒ５ トランジスタ
Ｃ２０ コンデンサ
Ｒ３０，Ｒ３１ 抵抗
１ インバータ回路
８ 他制御回路
Claims (18)
- 交流電源と、該交流電源を整流する整流器と、該整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、これら整流器や平滑コンデンサで得られる直流を電源として動作し、第１，第２のスイッチング素子を直列接続して自励駆動手段により第１，第２のスイッチング素子を交互にオンオフし、このオンオフにより上記整流器の出力経路に接続された負荷及びＬＣ共振回路を含む負荷回路に高周波の電流を流すインバータ回路と、該インバータ回路の入力側に帰還する手段とを備えるとともに、上記自励駆動手段の駆動とは独立して上記スイッチング素子のスイッチングのオンデュティ若しくはスイッチング周波数を調整する他制御手段とを具備したことを特徴とする電源装置。
- 上記平滑コンデンサを上記整流器の出力端間にダイオードを介して接続され、上記平滑コンデンサの両端には上記第１、第２のスイッチング素子の直列回路を接続し、上記整流器の出力端と上記ダイオードの接続点と、上記第１、第２のスイッチング素子の接続点との間に上記負荷回路を接続し、上記ダイオードの両端にインピーダンス要素を接続したことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
- 上記整流器の両出力端間に、インピーダンス要素を並列接続したダイオードを介して上記第１、第２のスイッチング素子の直列回路を接続し、上記整流器の一端と上記ダイオードの接続点と、上記第１、第２のスイッチング素子の接続点との間に、直流カット用のコンデンサと、共振用インダクタ、共振用コンデンサから構成される上記負荷回路と、上記駆動手段を構成する駆動トランスの１次巻線との直列回路を挿入し、上記駆動トランスの２次出力で上記台１、第２のスイッチング素子を交互に駆動するものであって、上記第１、第２のスイッチング素子の一方と、降圧チョッパ用のインダクタを介して上記平滑コンデンサを充電する補助電源手段を備え、上記平滑コンデンサの電圧を交流電源の所定電圧以下とすることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
- 上記整流器の両出力端間に、インピーダンス要素を並列接続したダイオードを介して上記第１、第２のスイッチング素子の直列回路を接続し、上記整流器の一端と上記ダイオードの接続点と、上記第１、第２のスイッチング素子の接続点との間に、トランスと、直流カット用のコンデンサと、共振用インダクタ、共振用コンデンサから構成される上記負荷回路と、上記駆動手段を構成する駆動トランスの１次巻線との直列回路を挿入し、上記駆動トランスの２次出力で上記台１、第２のスイッチング素子を交互に駆動するものであって、上記第１、第２のスイッチング素子の一方と、上記トランスの１次巻線とを介して上記平滑コンデンサを充電する補助電源手段を備え、上記平滑コンデンサの電圧を交流電源の所定電圧以下とすることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
- 上記他制御手段の電源を低周波リップルを生じる高周波出力電圧に相当する電圧から取ることを特徴とする請求項１乃至４の何れか記載の電源装置。
- 上記他制御手段を、ＣＲ時定数回路と該ＣＲ時定数回路のＣＲ時定数に応じて上記第１、第２のスイッチング素子のいずれか一方のスイッチング素子の駆動信号を引抜く少なくとも一つのスイッチ要素を含む駆動信号引抜きとで構成したことを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
- 上記他制御手段の電源を上記ＬＣ共振回路のインダクタに設けた２次巻線からとることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
- 上記他制御手段の電源を上記トランスに設けた３次巻線からとることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
- 上記他制御手段の電源を上記駆動トランスの２次巻線から得ることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
- 上記第１、第２のスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴからなり、上記駆動トランスに設けた二つの２次巻線の一端を夫々が対応する上記スイッチング素子のソースに接続し、上記各２次巻線の他端と対応する上記スイッチング素子のゲートの問に夫々ゲート抵抗を接続し、どちらか一方のスイッチング素子側の上記駆動トランスの２次巻線の両端に上記ＣＲ時定数回路を接続したことを特徴とする請求項９に記載の電源装置。
- 上記第１、第２のスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴからなり、上記駆動トランスに設けた二つの２次巻線の一端を夫々が対応する上記スイッチング素子のソースに接続し、上記各２次巻線の他端と対応する上記スイッチング素子のゲートの問に夫々ゲート抵抗を接続するともに、何れかのゲート抵抗が二つの抵抗の直列回路からなりこの両抵抗の接続点と、どちらか一方のスイッチング素子のソースの間に上記ＣＲ時定数回路を接続して上記駆動信号引抜き手段を当該スイッチング素子のゲートとソースの問に接続したことを特徴とする請求項９に記載の電源装置。
- 上記負荷回路の負荷が予熱型の放電灯であり、上記ＣＲ時定数回路を第１の抵抗とコンデンサの直列回路と、上記第１の抵抗の両端に接続される第２の抵抗とスイッチ要素の直列回路とで構成するとともに、上記スイッチ要素のオン・オフを制御する制御手段を備えて、上記ＣＲ時定数回路の時定数を切り替えることを特徴とする請求項７乃至請求項１１の何れか記載の電源装置。
- 上記負荷回路の負荷が予熱型の放電灯であり、上記ＣＲ時定数回路がタイマ用コンデンサを備えていることを特徴とする請求項７乃至請求項１１の何れか記載の電源装置。
- 上記タイマ用コンデンサの両端に、抵抗とスイッチ要素の直列回路を接続し、上記スイッチ要素のオン・オフを制御する制御手段により、上記タイマ用コンデンサのタイマ動作を所定時間止めることを特徴とする請求項１３記載の電源装置。
- 上記負荷回路の負荷が放電灯であり、他制御手段の動作タイミングが、調光信号とインバータ回路の電源電圧の大きさにより、決定されることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
- 上記インバータ回路の電源を、上記交流電源の全波整流波形の山部と山部との谷部を埋めるような谷埋め波形の電圧を出力する谷埋め電源回路により得ることを特徴とする請求項１５記載の電源装置。
- 上記負荷回路の放電灯が負荷であり、上記他制御手段の動作タイミングが、調光信号と上記インバータ回路の電源電圧を整流して得られた脈流の大きさにより決定されることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
- 上記インバータ回路の電源を、上記交流電源の全波整流波形の山部と山部との谷部を埋めるような谷埋め波形の電圧を出力する谷埋め電源回路により得ることを特徴とする請求項１７記載の電源装置。
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