JP2000209185A - 初期捕捉回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 同一拡散符号多重ＳＳシステムの送信装置か
ら送信された多重ＲＦ信号に乗算されている拡散符号系
列と、受信装置側で逆拡散時に用いる拡散符号系列との
高精度な符号同期を受信信号の同相成分および直交成分
の相関値をそれぞれ算出する一組のみの相関値を用い
て、実現する初期捕捉回路を得る。 【解決手段】 同一拡散符号多重ＳＳシステムにおい
て、同一の拡散符号を乗算されたパラレル送信情報系列
にそれぞれ異なる特定の遅延時間を与えて多重された多
重ＲＦ信号に対して、遅延補正手段を用いて、多重され
ている全ての信号の二乗相関値のピーク値を揃えて加算
して多重二乗相関値を算出することにより、直交成分及
び同相成分それぞれ一組の相関器のみを用いて符号同期
を実現できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直接拡散スペクト
ラム拡散通信システムにおけて、並列データ系列に対し
て同一の拡散符号系列を用いてスペクトル拡散を行い、
その後時間オフセットを与えて多重された送信信号に対
して、送信信号に乗算されている拡散符号系列と受信装
置側の相関器で用いる拡散符号系列との符号同期を行う
初期捕捉回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動体通信システムや衛星通信シ
ステムでは、画像、音声やデータ等のトラヒックの伝送
方式の一つとしてスペクトラム拡散方式を用いた符号分
割多元接続通信方式が検討されている。スペクトラム拡
散通信方式の一つである直接拡散方式は、情報信号より
もはるかに広帯域の拡散符号系列を情報信号に直接乗算
させることにより、情報信号を拡散して通信を行う方式
である。そして、初期捕捉回路は、送信側で乗算された
拡散符号系列と受信側の相関器で用いる拡散符号系列と
の符号同期を得るものである。以下での符号同期状態と
は、データ復調時において受信信号に乗算されている拡
散符号と相関器で用いている拡散符号との位相が等しい
状態のことである。

【０００３】図８及び図９は、それぞれ、特開平６−１
９７０９６に示されている従来のパラレルデータに対し
て同一の拡散符号を用いてスペクトル拡散を行い、その
後時間オフセットを与えて多重してデータ通信を行うス
ペクトラム拡散通信システム（以下では、同一拡散符号
多重ＳＳシステム）の送信装置及び受信装置の構成図で
ある。図８は、従来の同一拡散符号多重ＳＳシステムの
送信装置を示す構成図である。図８において、２１１は
データ発生手段、２１２はシリアル／パラレル変換手
段、２１３はクロック発生手段、２１４は拡散符号発生
手段、２２１から２２ｎは拡散変調手段、２３１から２
３ｎは遅延手段、２４１は多重手段、２４２は周波数変
換手段、２４３は電力増幅手段であり、２４４は送信ア
ンテナである。

【０００４】次に、従来の同一拡散符号多重ＳＳシステ
ムの送信装置の動作について説明する。図８において、
従来の同一拡散符号多重ＳＳシステムの送信装置は、ま
ず、データ発生手段２１１により、“１”又は“−１”
の値を持つディジタル情報信号を生成する。以下では、
ディジタル情報信号の発生速度をビットレートと呼び、
ディジタル情報信号のビットレートの値をＲ_bと表記す
る。次に、シリアル／パラレル変換手段２１２によりデ
ィジタル情報信号をｎチャネルの並列情報信号に変換す
る。ここで、多重数ｎは、拡散符号長Ｌ［ビット］以下
の値である。また、以下では、各チャネルでの並列情報
信号の発生速度を並列ビットレートと呼び、並列ビット
レートの値をＲ_p（＝Ｒ_b／ｎ）と表記する。従来の同一
拡散符号多重ＳＳシステムの送信装置で用いる拡散符号
系列は、拡散符号発生手段２１４で生成され、“１”又
は“−１”の値を持ち、かつ符号長Ｌ［ビット］の拡散
符号系列であり、クロック発生手段２１３で作成された
Ｒ_p×Ｌのクロック周波数帯域を持つ。

【０００５】拡散符号系列としては、符号作成回路構成
が容易、かつ自己相関及び各符号間での相互相関が小さ
い符号、例えばＭ系列やＧｏｌｄ符号等が使用される。
また、以下では、クロック発生手段２１３で作成された
クロックレートをチップレートＲ_c（＝Ｒ_p×Ｌ）、チッ
プレートＲ_cを持つクロック周期をチップ周期Ｔ_c（＝１
／Ｒ_c）と呼ぶ。そして、拡散変調手段２２１〜２２ｎ
で、ｎチャネルの各並列情報信号と拡散符号発生手段２
１４で生成された拡散符号とを乗算することによりｎチ
ャネルの並列スペクトル拡散信号を生成する。ここで、
並列スペクトル拡散信号は、チップレートＲ_cを持つ。

【０００６】そして、ｎチャネルの各並列スペクトル拡
散信号系列に対して、遅延手段２３１〜２３ｎでそれぞ
れ異なるｎ個の遅延時間｛τ₁Ｔ_c，τ₂Ｔ_c，τ₃Ｔ_c，・
・・，τ_nＴ_c｝（但し、以下では｛τ₁，τ₂，τ₃，・
・・，τ_n｝を遅延係数と呼び、遅延係数｛τ₁，τ₂，
τ₃，・・・，τ_n｝は、０≦τ₁＜τ₂＜τ₃＜・・・＜
τ_n＜Ｌを満たす整数である）を与え、その後、多重手
段２４１で遅延されたｎチャネルの並列スペクトル拡散
信号を全て加算することにより、多重スペクトル拡散信
号を生成する。ｎチャネルの各並列スペクトル拡散信号
系列は、並列情報信号を同一の拡散符号系列でスペクト
ル拡散されているが、それぞれ異なる遅延時間が与えら
れて多重されているため、各データ系列の符号同期時に
おける各データ系列間の相互相関は小さな値を持つ。

【０００７】さらに、多重スペクトル拡散信号を、周波
数変換手段２４２で無線周波数（ＲＦ）に周波数変換
し、その後、電力増幅手段２４３で電力増幅することに
より多重ＲＦ信号を生成する。そして、多重ＲＦ信号を
送信アンテナ２４４を用いて通信相手方へ送信する。ま
た、図９は、従来の同一拡散符号多重ＳＳシステムの受
信装置を示す構成図である。図９において、３１１は受
信アンテナ、３１２はＲＦ増幅手段、１１１は準同期検
波手段、１１２は相関値算出手段、１４１は初期捕捉手
段であり、３１３はパラレル／シリアル変換手段、３２
１〜３２ｎは遅延補正手段であり、３３１〜３３ｎはデ
ータ復調手段である。そして、準同期検波手段１１１
は、ＶＣＯ３４１、π／２移相手段３４２、乗算手段３
４３及び３４４、ローパスフィルタ３４５及び３４６、
Ａ／Ｄ変換手段３４７及び３４８で構成され、相関値算
出手段１１２は、同相相関値算出手段３５１及び直交相
関値算出手段３５２で構成される。

【０００８】次に、従来の同一拡散符号多重ＳＳシステ
ムの受信装置の動作について説明する。図９において、
従来の同一拡散符号多重ＳＳシステムの受信装置は、ま
ず、受信アンテナ３１１で受信した上述の従来の同一拡
散符号多重ＳＳシステムの送信装置で送信された多重Ｒ
Ｆ信号に対して、ＲＦ増幅手段３１２でＲＦ増幅する。
そして、準同期検波手段１１１において、乗算手段３４
３で電圧制御発信器（ＶＣＯ）３４１から出力されるチ
ップレートＲ_cの周波数帯域を持つ局部搬送波とＲＦ増
幅された多重ＲＦ信号とを乗算し、ローパスフィルタ３
４５により高調波成分を除去し、更にＡ／Ｄ変換手段３
４７によりディジタルデータに変換することにより、チ
ップレートＲ_cの周波数帯域を持つ複素スペクトル拡散
信号の同相成分を生成する。

【０００９】同様に、準同期検波手段１１１において、
乗算手段３４４で移相手段３４２によりπ／２移相され
たチップレートＲ_cを持つ局部搬送波とＲＦ増幅された
多重ＲＦ信号とを乗算し、ローパスフィルタ３４６、Ａ
／Ｄ変換手段３４８を介して、チップレートＲ_cの周波
数帯域を持つ複素スペクトル拡散信号の直交成分を生成
する。次に、相関値算出手段１１２において、複素スペ
クトル拡散信号の同相成分及び直交成分を、同相相関値
算出手段３５１及び直交相関値算出手段３５２で、それ
ぞれ多重ＲＦ信号に乗算されている符号と同系列の拡散
符号系列と相関演算を行うことにより同相相関値及び直
交相関値を算出する。ここで、同相相関値算出手段３５
１及び直交相関算出手段３５２では、マッチドフィルタ
等が用いられる。また、初期捕捉手段１４１で、直交相
関値及び同相相関値から、多重ＲＦ信号に乗算されてい
る拡散符号系列の周期に同期したシンボルクロックを生
成する。

【００１０】そして、遅延補正手段３２１〜３２ｎで、
直交相関値及び同相相関値に対して、それぞれ｛Ｔ_P−
τ₁Ｔ_c，Ｔ_P−τ₂Ｔ_c，Ｔ_P−τ₃Ｔ_c，・・・，Ｔ_P−τ_n
Ｔ_c｝（ここで、Ｔ_pは並列ビット周期であり、Ｔ_p＝１
／Ｒ_pを満たす）の遅延補正時間を与えることにより、
各チャネルに乗算された拡散符号系列の位相とシンボル
クロックとのタイミング同期が可能である。さらに、デ
ータ復調手段３３１〜３３ｎにより、各チャネルに対し
て、シンボルクロックに同期したタイミングで算出され
た同相相関値及び直交相関値から並列復調データを算出
する。ここで、多重ＲＦ信号は、同一の拡散符号が乗算
された並列情報信号系列が多重されることにより生成さ
れる。

【００１１】しかし、多重ＲＦ信号は、多重されている
各チャネルに対してそれぞれ異なる遅延時間が与えられ
ているので、データ復調時での各チャネル間の相互相関
は小さな値となるため、各チャネルに対して復調作業が
可能である。ここでは、並列復調データは、並列ビット
レートＲ_pを持ち、かつ“１”又は“−１”の値を持つ
信号である。更に、パラレル／シリアル変換手段３１３
で、ｎチャネルの並列ビットレートＲ_pを持つ並列復調
データからビットレートＲ_b（＝ｎＲ_p）を持つ復調デー
タの生成を行う。この上記の動作により、多重ＲＦ信号
から復調データを抽出することが可能である。

【００１２】次に初期捕捉手段１４１について説明す
る。図１０は、スペクトル拡散通信システム（横山光雄
著，科学技術出版社）のｐ．３２５からｐ．３２９に
示されている従来の直接拡散方式の初期捕捉回路の構成
図である。図１０において、１１１は準同期検波手段、
１１２は相関値算出手段、１１３及び１１４は二乗算出
手段、１１５は加算手段、４１１は符号同期点検出手段
であり、１３３はシンボルクロック生成手段である。こ
の従来の初期捕捉回路は、まず、準同期検波手段１１１
において、受信ＲＦ信号から複素スペクトル拡散信号の
同相成分（実数成分）及び直交成分（虚数成分）を生成
する。

【００１３】そして、準同期検波手段１１１で生成され
た複素スペクトル拡散信号の同相成分及び直交成分を、
相関値算出手段１１２でそれぞれ受信ＲＦ信号に乗算さ
れている符号と同系列の拡散符号系列と相関演算を行う
ことにより同相相関値及び直交相関値を算出する。そし
て、相関値算出手段から出力される同相相関値及び直交
相関値を二乗算出手段１１３及び１１４で二乗して、そ
の後、加算手段１１５で加算することにより二乗相関値
を算出する。さらに、符号同期点検出手段４１１で、１
拡散符号周期内で二乗相関値が最大値を示す時刻で、符
号同期位置を示す捕捉パルスを生成する。

【００１４】最後に、シンボルクロック生成手段１３３
で捕捉パルスのタイミングに同期したシンボルクロック
を生成する。このシンボルクロックにより、受信ＲＦ信
号と受信装置内の相関器で用いられる拡散符号との符号
同期の確立が可能である。

【００１５】前記の動作を式を用いて説明する。送信搬
送波角周波数をω_c、時刻ｔにおけるディジタル情報信
号をＤ_m（ｍ＝１，２，３，・・・）、拡散符号系列を
ｃ_i＝｛ｃ₀，ｃ₁，ｃ₂，・・・，ｃ_L-1｝とすると、受
信ＲＦ信号ｆ（ｔ）は ｆ（ｔ）＝Ｄ_mｃ_icos（ω_cｔ）＋ｊＤ_mｃ_isin（ω_cｔ） となる。

【００１６】以下では、ＶＣＯ３４１より発生される局
部搬送波の周波数が送信搬送波角周波数と同じ値ω_cを
持つと仮定する。そして、受信ＲＦ信号とＶＣＯ３４１
より発生される局部搬送波とを乗算手段３４３で乗算さ
れ、ローパスフィルタ３４５でフィルタリングされた信
号ｒ（ｔ）は、 ｒ（ｔ）＝Ｄ_mｃ_icos（Δθ） 同様に、乗算手段３４４で乗算され、ローパスフィルタ
３４６でフィルタリングされた信号ｉ（ｔ）は、 ｉ（ｔ）＝Ｄ_mｃ_isin（Δθ） ここで、Δθは送受信間のキャリア位相誤差である。そ
して、ｒ（ｔ）及びｉ（ｔ）を、同相相関値算出手段３
５１及び直交相関値算出手段３５２でそれぞれ送信装置
で用られたのと同じ拡散符号系列ｃ_i’＝｛ｃ₀’，
ｃ₁’，ｃ₂’，・・・，ｃ_L-1’｝と相関演算した場合
を考慮する。

【００１７】もし、拡散符号系列ｃ_i’と拡散符号系列
ｃ_iとの位相が異なる場合では、同相成分ｒ（ｔ）及び
直交成分ｉ（ｔ）の各相関値の二乗和は小さな値を持
つ。また、拡散符号系列ｃ_i’と拡散符号系列ｃ_iの位相
が一致している（符号同期している）場合には、各相関
値の二乗和は大きな値となる。これは、拡散符号として
用いられる符号系列は、符号系列の位相が一致している
場合の自己相関値は大きく、位相が一致していない場合
の自己相関値は小さいという特徴を持つためである。よ
って、同相成分及び直交成分の相関値の二乗和は、符号
同期している状態では大きな値となり、符号同期してい
ない場合には小さな値となるので、この相関値の二乗和
を算出することにより、複素スペクトル拡散信号と受信
装置の相関器で用いられる拡散符号との符号同期状態の
確立が可能である。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】同一拡散符号多重ＳＳ
システムで上記のような従来の初期捕捉回路を用いた場
合、同一の拡散符号系列を乗算し遅延させた各並列デー
タ系列を多重してデータ送信を行うため、受信装置側の
相関器では、図１１に示すように、１シンボル周期内で
多重回数の二乗相関ピーク値を持つ。ここで、図１１
は、多重数ｎ＝３の場合の二乗相関値及びシンボルクロ
ックのタイミングチャートである。このため、従来の初
期捕捉回路を同一拡散符号多重ＳＳシステムで用いた場
合、システム全体の符号同期点（従来の技術で説明した
送信装置内の遅延手段２２１〜２２ｎで遅延時間を与え
なかった場合の符号同期点）を検出し、シンボルクロッ
クを生成することが困難であるという問題点があった。

【００１９】また、同一拡散符号多重ＳＳシステムでシ
ンボルクロックを生成する方策としては、例えば、特開
平４−３６０４３４に示されるように、符号同期用の拡
散符号を用いる方式が存在するが、データ通信用の相関
器３５１及び３５２以外に符号同期用の相関器が一組新
たに必要（同相相関値算出用及び直交相関値算出用の相
関器がそれぞれ一個ずつ必要）となるため、回路規模が
増大するという問題点があった。この発明は、上述のよ
うな課題を解決するためになされたもので、第１の目的
は、同一拡散符号多重ＳＳシステムに対して、高精度な
初期捕捉特性を実現する初期捕捉回路を得るものであ
る。

【００２０】また、第２の目的は、復調作業を行う際、
符号同期用の相関器を用いず、１チャネル分の相関器数
で初期捕捉作業を実現できるため、回路規模及び消費電
力の増大を緩和することが可能な同一拡散符号多重ＳＳ
システム用初期捕捉回路を得るものである。

【００２１】

【課題を解決するための手段】第１の発明に係わる初期
捕捉回路は、ｎ（≧２）個の並列データ系列に同一の拡
散符号系列を乗算してスペクトル拡散を行い、前記ｎ個
の並列データ系列に対してｎ個のそれぞれ異なる遅延時
間｛τ₁Ｔ_c，τ₂Ｔ_c，τ₃Ｔ_c，・・・，τ_nＴ_c｝（但
し、遅延係数｛τ₁，τ₂，τ₃，・・・，τ_n｝は、０≦
τ₁＜τ₂＜τ₃＜・・・＜τ_n＜Ｌを満たす整数、Ｌは拡
散符号長、Ｔ_cはチップ周期である）を与えた後、多重
することにより生成される多重ＲＦ信号に対して、互い
に直交する局部搬送波を乗算し、高調波成分を除去する
ことにより複素スペクトル拡散信号を生成する準同期検
波手段と、前記複素スペクトル拡散信号と前記並列デー
タ系列に乗算された拡散符号系列との同相相関値及び直
交相関値を算出する相関値算出手段と、前記同相相関値
及び直交相関値をそれぞれ二乗する二乗算出手段と、前
記二乗された同相相関値及び直交相関値を加算して二乗
相関値を算出する加算手段と、前記二乗相関値をｎ個に
分括し、分括したｎ個の各二乗相関値にそれぞれ遅延時
間｛（Ｙ−τ₁）Ｔ_c，（Ｙ−τ₂）Ｔ_c，（Ｙ−τ₃）
Ｔ_c，・・・，（Ｙ−τ_n）Ｔ_c｝（但し、ＹはＹ≧τ_nを
満たす整数）を与え相関ピークタイミングを揃える遅延
補正手段と、前記ｎ個の遅延補正された二乗相関値を全
て加算して多重二乗相関値を算出する加算手段と、前記
多重二乗相関値の最大値を示す時刻から符号同期点を推
定し、この符号同期点に同期したタイミングで捕捉パル
スを生成する符号同期点検出手段と、前記捕捉パルスに
同期したシンボルクロックを生成するシンボルクロック
生成手段と、を備えたものである。

【００２２】第２の発明に係わる初期捕捉回路は、前記
符号同期点検出手段が、前記多重二乗相関値に対して、
１拡散符号周期で累積加算を行う加算手段と、累積加算
結果を１拡散符号周期分記憶するフレームメモリ手段
と、前記フレームメモリ手段内に記憶された前記累積加
算結果の最大値を示す時刻でピークパルスを生成する最
大値検出手段と、前記ピークパルスを遅延補正して、符
号同期点に同期した捕捉パルスを生成するパルスタイミ
ング補正手段と、を備えたものである。

【００２３】第３の発明に係わる初期捕捉回路は、前記
符号同期点検出手段が、前記多重二乗相関値に対して、
予め決められた閾値と比較することによりピーク時刻を
検出して、前記ピーク時刻でピークパルスを生成する比
較手段と、前記ピークパルスを遅延補正して、符号同期
点に同期した捕捉パルスを生成するパルスタイミング補
正手段と、を備えたものである。

【００２４】第４の発明に係わる初期捕捉回路は、前記
遅延補正手段の遅延係数｛τ₁，τ₂，τ₃，・・・，
τ_n｝が、τ_i＝２^mi-1−１（但し、ｍ_iは１≦ｍ₁＜ｍ₂
＜ｍ₃＜・・・＜ｍ_n≦ｌｏｇ₂（Ｌ＋１）を満たす整
数、ｉ＝１，２，３，・・・，ｎ）の値を持つものであ
る。

【００２５】

【発明の実施の形態】実施の形態１．本実施の形態１
は、受信信号の同相成分及び直交成分の相関値をそれぞ
れ算出するため、各成分それぞれ一組のみの相関器を用
いて、従来の技術で説明した同一拡散符号多重ＳＳシス
テムの送信装置から送信された多重ＲＦ信号に乗算され
ている拡散符号系列と受信装置側で逆拡散時に用いる拡
散符号系列との高精度な符号同期を実現する初期捕捉回
路を得るものである。

【００２６】図１は、本実施の形態１の初期捕捉回路を
示す構成図である。図１において、１１１は準同期検波
手段、１１２は相関値算出手段、１１３及び１１４は二
乗算出手段、１１５は加算手段、１３３はシンボルクロ
ック生成手段、１４１は初期捕捉手段である。また、１
２１〜１２ｎは遅延補正手段であり、１３１は加算手段
であり、１３２は符号同期点検出手段である。次に本実
施の形態１の初期捕捉回路の動作について説明する。図
１において、実施の形態１の初期捕捉回路は、従来の初
期捕捉回路と同様に、準同期検波手段１１１において、
受信多重ＲＦ信号から複素スペクトル拡散信号の同相成
分及び直交成分を生成する。そして、準同期検波手段１
１１で生成された複素スペクトル拡散信号の同相成分
（実数成分）及び直交成分（虚数成分）を、相関値算出
手段１１２でそれぞれ受信多重ＲＦ信号に乗算されてい
る符号と同系列の拡散符号系列と相関演算を行うことに
より同相相関値及び直交相関値を算出する。

【００２７】そして、同相相関値及び直交相関値を二乗
算出手段１１３及び１１４で二乗して、その後、加算手
段１１５で各成分の二乗値を加算することで二乗相関値
を算出する。上記二乗相関値は各系列に対して乗算され
ている拡散符号が符号同期している場合にピーク値を持
つため、各系列の二乗相関値のピークは、図１１に示さ
れるように、システム全体の符号同期点から従来の技術
で説明した送信装置内の遅延手段２２１〜２２ｎで与え
られた遅延時間｛τ₁Ｔ_c，τ₂Ｔ_c，τ₃Ｔ_c，・・・，τ
_nＴ_c｝（但し、遅延係数｛τ₁，τ₂，τ₃，・・・，
τ_n｝は、０≦τ₁＜τ₂＜τ₃＜・・・＜τ_n＜Ｌを満た
す整数、Ｔ_cはチップ周期である）だけそれぞれ遅延さ
れたタイミングで発生する。

【００２８】そこで、二乗相関値をｎ個に分括し、分括
したｎ個の各二乗相関値に対して遅延補正手段１３１〜
１３ｎを用いてそれぞれ遅延補正時間｛（Ｙ−τ₁）
Ｔ_c，（Ｙ−τ₂）Ｔ_c，（Ｙ−τ₃）Ｔ_c，・・・，（Ｙ
−τ_n）Ｔ_c｝（但し、ＹはＹ≧τ _nを満たす整数、Ｌは
拡散符号長である）を与えることにより、ｎ個の各二乗
相関値の相関ピークタイミングを揃える。さらに、加算
手段１４１で、遅延補正手段１２１〜１２ｎにより遅延
されたｎ個の二乗相関値を全て加算して多重二乗相関値
を算出する。ここで、多重数ｎ＝３、Ｙ＝Ｌの場合の二
乗相関値及び多重二乗相関値を図４，図５に示す。図４
はτ₁＝２、τ₂＝４、τ₃＝６設定時、図５はτ₁＝１、
τ₂＝３、τ₃＝７設定時の各相関値を示している。

【００２９】図４，図５で示すように、遅延補正手段１
２１〜１２ｎを用いてｎ個の二乗相関値のピーク値を揃
えて加算することにより得られる多重二乗相関値は、１
拡散符号周期毎にシステム全体の符号同期点からＹの時
刻を経過した時刻（以下では、多重ピーク時刻）で、大
きなピーク値が発生することになる。図４，図５では、
Ｙ＝Ｌとしているため、多重ピーク時刻とシステム全体
の符号同期点の時刻とが一致している。上記の動作によ
り、本実施の形態１ではシステム全体の符号同期点の検
出を可能にする。さらに、図６，図７に、Ｙ＝Ｌの場合
及びＹ≠Ｌの場合の多重二乗相関値、捕捉パルス及びシ
ンボルクロックのタイミングチャートを示す。図６，図
７に示すように、符号同期点検出手段１３２を用いて、
多重ピーク時刻（図６では、Ｙ＝Ｌとしているため、多
重ピーク時刻とシステム全体の符号同期点を持つ時刻と
が一致している）からシステム全体の符号同期点を推定
し、システム全体の符号同期点に同期した捕捉パルスを
生成する。

【００３０】最後に、シンボルクロック生成手段１３４
で捕捉パルスのタイミングに同期したシンボルクロック
を生成する。このシンボルクロックにより、受信した複
素スペクトル拡散信号と受信装置の相関器で用いられる
拡散符号との符号同期の確立が可能である。また、本発
明の初期捕捉回路では、図４に示すように、各チャネル
の遅延補正された二乗相関値のピーク値が、多重ピーク
時刻以外の時刻で２つ以上同時に発生する場合が考えら
れる（図４では、多重ピーク時刻±２チップ時間におけ
る時刻で発生している）。このような場合では、多重二
乗相関値が多重ピーク時刻以外でも大きな値を持つた
め、熱雑音等の影響により、システム全体の符号同期点
を誤判定する可能性が高くなる。

【００３１】そこで、多重数ｎがｎ≦ｌｏｇ₂（Ｌ＋
１）を満たす場合には、従来の技術で説明した同一拡散
符号多重ＳＳ方式の送信装置内の遅延手段２２１〜２２
ｎで、遅延係数｛τ₁，τ₂，τ₃，・・・，τ_n｝がτ_i
＝２^mi-1−１（但し、ｍ_iは１≦ｍ₁＜ｍ₂＜ｍ₃＜・・・
＜ｍ_n≦ｌｏｇ₂（Ｌ＋１）を満たす整数、ｉ＝１，２，
３，・・・，ｎ）となる値を与えることにより、各チャ
ネルの遅延された二乗相関値のピーク値は、図５に示す
ように、多重ピーク時刻以外の時刻で２つ以上同時に発
生しない。このため、多重ピーク時刻での多重二乗相関
値が小さい値で抑えられるため、システム全体の符号同
期点を誤判定する可能性を減少させることが可能であ
る。上記のように、本実施の形態１の初期捕捉回路で
は、同一の拡散符号を乗算されたパラレル送信情報系列
にそれぞれ異なる特定の遅延時間を与えて多重された多
重ＲＦ信号に対して、直交成分及び同相成分それぞれ一
組の相関器のみを用いて符号同期を実現することが可能
であるため、従来の通信用の相関器とは別に一組の符号
同期用相関器を必要とする方式（特開平４−３６０４３
４）と比較して、復調器の小型化及び低消費電力化を実
現できる。

【００３２】また、本実施の形態１の初期捕捉回路で
は、遅延補正手段を用いて、多重された全ての二乗相関
値を合計して用いることにより、従来例（スペクトル拡
散通信システムのｐ．３２５からｐ．３２９に示されて
いる従来の直接拡散方式の初期捕捉回路）と比較して、
高精度な初期捕捉特性を実現することが可能である。さ
らに、多重数ｎがｎ≦ｌｏｇ₂（Ｌ＋１）を満たす場合
には、従来の技術で説明した同一拡散符号多重ＳＳ方式
の送信装置内の遅延手段２２１〜２２ｎで、遅延係数
｛τ₁，τ₂，τ₃，・・・，τ_n｝がτ_i＝２^mi-1−１
（但し、ｍ_iは１≦ｍ₁＜ｍ₂＜ｍ₃＜・・・＜ｍ_n≦ｌｏ
ｇ₂（Ｌ＋１）を満たす整数、ｉ＝１，２，３，・・
・，ｎ）となる値を与えることにより、多重ピーク時刻
以外での多重二乗相関値の値を小さくすることができる
ため、本実施の形態１の初期捕捉回路は、より良好な初
期捕捉特性を得ることが可能である。

【００３３】なお、実施の形態１では、Ｙ＝Ｌとして説
明を行ったが、Ｙ≧τ_nであれば、どのような整数でも
良い。この場合、図７に示すように、符号同期点検出手
段で、多重ピーク時刻を検出してからmod（Ｌ−mod
（Ｙ，Ｌ），Ｌ）チップ周期後に捕捉パルスを出力する
ことにより、システム全体の符号同期点に同期した捕捉
パルスを得ることが可能である（但し、mod（Ａ，Ｂ）
はＡをＢで割り算した時の余りである）。

【００３４】実施の形態２．本実施の形態２は、上記実
施の形態１で説明した多重二乗相関値に対して１シンボ
ル周期での累積加算（巡回加算）を行うことにより、シ
ステム全体の符号同期点に同期した高精度な捕捉パルス
を生成する符号同期点検出回路を得るものである。図２
は、本実施の形態２の符号同期点検出回路を示す構成図
である。図２において、５１１は加算手段、５１２は１
シンボル周期分の累積加算結果を記憶するフレームメモ
リ手段であり、５１３はフレームメモリ内の累積加算結
果の最大値を検出し、検出位置でピークパルスを発生す
るピーク検出手段、５１４はピークパルスが発生するタ
イミングの補正を行い、システム全体の符号同期点に同
期して発生する捕捉パルスを生成するパルスタイミング
補正手段である。次に、本発明の実施の形態２の符号同
期点検出回路の動作について説明する。

【００３５】上記実施の形態１内で説明したように熱雑
音等が存在しない伝送路環境下でデータ伝送を行った場
合では、多重二乗相関値は多重ピーク時刻で最大値を持
つ。そこで、本実施の形態２の符号同期点検出回路で
は、まず、多重二乗相関値に対して、加算手段５１１と
フレームメモリ手段５１２を用いて、１シンボル周期で
多重二乗相関値の累積加算（巡回加算）を行う。この巡
回加算を行うことにより、熱雑音等が存在する伝送路環
境下でも、多重二乗相関値のＳＮ比の向上が可能であ
る。そして、フレームメモリ手段５１２において１シン
ボル周期分の巡回加算された結果を記憶する。さらに、
ピーク検出手段５１３においてフレームメモリ手段５１
２で記憶されている巡回加算結果の最大値を検出し、検
出位置においてピークパルスを生成する。

【００３６】ここで、ピークパルスの発生時刻は、シス
テム全体の符号同期点からＹの時刻を経過した時刻であ
るため、ピークパルスをパルスタイミング補正手段で、
mod（Ｌ−mod（Ｙ，Ｌ），Ｌ）チップ周期時間の遅延を
与えることにより、図７に示すように、システム全体の
符号同期点に同期した捕捉パルスを生成することが可能
である。上記のように、本実施の形態２では、巡回加算
を行うことにより、多重二乗相関値のＳＮ比を向上させ
ることができるため、ピーク検出手段５１３において巡
回加算された多重二乗相関値がシステム全体の符号同期
点以外でピーク値を誤って検出してしまう誤捕捉の確率
を減少させることが可能であり、良好な初期捕捉特性を
実現できる。

【００３７】実施の形態３．本実施の形態３は、上記実
施の形態１で説明した多重二乗相関値と予め決められて
いる閾値とを比較することにより、システム全体の符号
同期点に同期した捕捉パルスを生成する符号同期点検出
回路を得るものである。また、本実施の形態３は、熱雑
音等の影響が比較的小さい良好な伝送路環境下で用いら
れ、簡易かつ小規模な回路で実現可能である。図３は、
本実施の形態３の符号同期点検出回路を示す構成図であ
る。図３において、６１１は上記実施の形態１で説明し
た多重二乗相関値と予め決められている閾値εとを比較
する比較手段であり、５１４は上述の実施の形態２で用
いたものと同じパルスタイミング補正手段である。

【００３８】次に、本発明の実施の形態３の符号同期点
検出回路の動作について説明する。まず、図６，図7に
多重二乗相関値、捕捉パルス及びシンボルクロックのタ
イミングチャートを示す（図６では、Ｙ＝Ｌとしている
ため、多重ピーク時刻とシステム全体の符号同期点を持
つ時刻とが一致している）。図６，図７に示されるよう
に、良好な伝送路環境下でデータ伝送を行った場合で
は、多重二乗相関値は多重ピーク時刻で最大値を持つ。
そこで、多重ピーク時刻での多重二乗相関値の最大値の
みを検出できるような閾値εを設定する。そして、比較
手段５１１においてこの閾値εと多重二乗相関値とを比
較し、もし、多重二乗相関値が閾値εより大きな値を持
つ場合にはピークパルス信号をオンにし、小さい場合に
はピークパルスをオフにすることにより、ピークパルス
の生成が可能である。

【００３９】そして、実施の形態２の場合と同様に、ピ
ークパルスをパルスタイミング補正手段で、mod（Ｌ−m
od（Ｙ，Ｌ），Ｌ）チップ周期時間の遅延を与えること
により、図７に示すように、システム全体の符号同期点
に同期した捕捉パルスを生成することが可能である。上
記のように、本実施の形態３の符号同期点検出回路は、
比較器と遅延器のみで構成可能なため、簡易かつ小規模
な回路構成で実現することが可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】 実施の形態１の初期捕捉回路を示す構成図で
ある。

【図２】 実施の形態２の符号同期点検出回路を示す構
成図である。

【図３】 実施の形態３の符号同期点検出回路を示す構
成図である。

【図４】 多重数ｎ＝３、Ｙ＝Ｌ（τ₁＝２、τ₂＝４、
τ₃＝６）の場合の二乗相関値及び多重二乗相関値を示
す。

【図５】 多重数ｎ＝３、Ｙ＝Ｌ（τ₁＝１、τ₂＝３、
τ₃＝７）の場合の二乗相関値及び多重二乗相関値を示
す。

【図６】 Ｙ＝Ｌの場合の多重二乗相関値、捕捉パルス
及びシンボルクロックのタイミングチャートを示す。

【図７】 Ｙ≠Ｌの場合の多重二乗相関値、捕捉パルス
及びシンボルクロックのタイミングチャートを示す。

【図８】 従来の同一拡散符号多重ＳＳシステムの送信
装置の構成図である。

【図９】 従来の同一拡散符号多重ＳＳシステムの受信
装置の構成図である。

【図１０】 従来の直接拡散方式の初期捕捉回路の構成
図である。

【図１１】 多重数ｎ＝３の場合の二乗相関値及びシン
ボルクロックのタイミングチャートである。

【符号の説明】

１１１ 準同期検波手段 １１２ 相関値算出手段 １１３及び１１４ 二乗算出手段 １１５ 加算手段 １３３ シンボルクロック生成手段 １４１ 初期捕捉手段 １２１〜１２ｎ 遅延補正手段 １３１ 加算手段 １３２ 符号同期点検出手段 ５１１ 加算手段 ５１２ １シンボル周期分の累積加算結果を記憶するフ
レームメモリ手段 ５１３ ピーク検出手段 ５１４ パルスタイミング補正手段 ６１１ 比較手段 τ１〜τｎ 遅延係数 Ｔｃ チップ周期

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 浅原 隆 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 小島 年春 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5K022 EE02 EE22 EE36 5K047 AA03 AA16 BB01 GG34 HH15 JJ06 MM12 MM24 MM36 5K067 AA14 BB02 CC10 DD25 EE02 EE10 EE72

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ｎ（≧２）個の並列データ系列に同一の
   拡散符号系列を乗算してスペクトル拡散を行い、前記ｎ
   個の並列データ系列に対してｎ個のそれぞれ異なる遅延
   時間｛τ₁Ｔ_c，τ₂Ｔ_c，τ₃Ｔ_c，・・・，τ_nＴ_c｝（但
   し、遅延係数｛τ₁，τ₂，τ₃，・・・，τ_n｝は、０≦
   τ₁＜τ₂＜τ₃＜・・・＜τ_n＜Ｌを満たす整数、Ｌは拡
   散符号長、Ｔ_cはチップ周期である）を与えた後、多重
   することにより生成される多重ＲＦ信号に対して、 互いに直交する局部搬送波を乗算し、高調波成分を除去
   することにより複素スペクトル拡散信号を生成する準同
   期検波手段と、 前記複素スペクトル拡散信号と前記並列データ系列に乗
   算された拡散符号系列との同相相関値及び直交相関値を
   算出する相関値算出手段と、 前記同相相関値及び直交相関値をそれぞれ二乗する二乗
   算出手段と、 前記二乗された同相相関値及び直交相関値を加算して二
   乗相関値を算出する加算手段と、 前記二乗相関値をｎ個に分括し、分括したｎ個の各二乗
   相関値にそれぞれ遅延時間｛（Ｙ−τ₁）Ｔ_c，（Ｙ−τ
   ₂）Ｔ_c，（Ｙ−τ₃）Ｔ_c，・・・，（Ｙ−τ_n）Ｔ_c｝
   （但し、ＹはＹ≧τ_nを満たす整数）を与え相関ピーク
   タイミングを揃える遅延補正手段と、 前記ｎ個の遅延補正された二乗相関値を全て加算して多
   重二乗相関値を算出する加算手段と、 前記多重二乗相関値の最大値を示す時刻から符号同期点
   を推定し、この符号同期点に同期したタイミングで捕捉
   パルスを生成する符号同期点検出手段と、 前記捕捉パルスに同期したシンボルクロックを生成する
   シンボルクロック生成手段と、を備えたことを特徴とす
   る初期捕捉回路。
2. 【請求項２】 前記符号同期点検出手段は、前記多重二
   乗相関値に対して、 １拡散符号周期で累積加算を行う加算手段と、 累積加算結果を１拡散符号周期分記憶するフレームメモ
   リ手段と、 前記フレームメモリ手段内に記憶された前記累積加算結
   果の最大値を示す時刻でピークパルスを生成する最大値
   検出手段と、 前記ピークパルスを遅延補正して、符号同期点に同期し
   た捕捉パルスを生成するパルスタイミング補正手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項１に記載の初期捕捉回
   路。
3. 【請求項３】 前記符号同期点検出手段は、前記多重二
   乗相関値に対して、 予め決められた閾値と比較することによりピーク時刻を
   検出して、前記ピーク時刻でピークパルスを生成する比
   較手段と、 前記ピークパルスを遅延補正して、符号同期点に同期し
   た捕捉パルスを生成するパルスタイミング補正手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項１に記載の初期捕捉回
   路。
4. 【請求項４】 前記遅延補正手段の遅延係数｛τ₁，
   τ₂，τ₃，・・・，τ_n｝が、τ_i＝２^mi-1−１（但し、
   ｍ_iは１≦ｍ₁＜ｍ₂＜ｍ₃＜・・・＜ｍ_n≦ｌｏｇ ₂（Ｌ＋
   １）を満たす整数、ｉ＝１，２，３，・・・，ｎ）の値
   を持つことを特徴とする請求項１に記載の初期捕捉回
   路。