JP3840082B2 - Position sensorless motor control method and control apparatus - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、位置センサなしでロータの角度を検知してモータの駆動を制御する位置センサレスモータ制御方法及び制御装置に関する。特に、ロータの停止時又は低速回転時、モータの駆動を制御するものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ブラシレスモータはブラシのような機械的な転流機構を持たない。その代わり、電気的に転流を行うための電気回路を持つ。その電気回路はステータ巻線を流れる電流を、ロータの回転周期に同期して制御する。
【０００３】
ブラシレスモータのロータは永久磁石を含み、それにより少なくとも二つの磁極を有する。ロータの磁極の中心軸方向（ｄ軸方向）とステータに固定された基準方向（α軸方向）との間のロータの中心軸周りの角度をロータの角度という。
【０００４】
電気的な転流ではロータの角度を検知する必要がある。ブラシレスモータに対する従来のモータ制御装置は、ホール素子、レゾルバ、磁気エンコーダ又は光エンコーダ等の位置センサを通して、ロータの角度についての情報を得ていた。しかし、位置センサを有するので、従来のブラシレスモータのコストは高く、モータのサイズが大きい。
【０００５】
特開平10−323099号公報に開示された位置センサレスモータ制御装置（以下、従来例という）は、ロータの角度を上記の位置センサなしで検知する。それにより、ブラシレスモータのコストが低く、かつ、サイズが小さい。
【０００６】
従来例では、特にロータの停止時又は低速回転時、次のように、位置センサなしでロータの角度を検知してモータの駆動を制御する：
(1）ロータの角度を推定し、推定された角度(以下、ロータの推定角度という)に基づいてロータのｄ軸方向及びｑ軸方向を推定する(以下、それぞれγ軸方向及びδ軸方向という)。ここで、ｑ軸方向とは、ｄ軸方向からロータの回転方向に電気角で90°進んだ方向をいう。
【０００７】
(2）ステータ巻線の目標電流ベクトル又は目標電圧ベクトルのγ軸方向成分に所定のロータ角度推定用の電流信号又は電圧信号(以下、ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号という)を重畳する。ここで、ステータ巻線の目標電流ベクトルとは、ステータ巻線を流れる電流の制御での目標電流を表すベクトルをいう。ステータ巻線の目標電圧ベクトルとは、ステータ巻線に印加される電圧の制御での目標電圧を表すベクトルをいう。本発明では、重畳波付目標電流ベクトルは、ロータ角度推定用電流信号を重畳された目標電流を表すベクトルである。重畳波付目標電圧ベクトルは、ロータ角度推定用電圧信号を重畳された目標電圧を表すベクトルである。
【０００８】
(3）重畳波付目標電流ベクトルを対応するステータ巻線の目標電圧ベクトルへ変換する。モータ駆動装置はその目標電圧ベクトル又は重畳波付目標電圧ベクトルに基づいて、ステータ巻線へ電力を供給する。特に、ステータ巻線の電流に対するパルス幅変調(ＰＷＭ)制御では、モータ駆動装置はステータ巻線の目標電圧ベクトル又は重畳波付目標電圧ベクトルで表される目標電圧をＰＷＭで変調し、ステータ巻線へ印加する。
【０００９】
モータ駆動装置によるステータ巻線への電力供給を通して、ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号に対応する電力がステータ巻線に印加される。ここで、ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号は例えば交流信号であり、ＰＷＭのキャリア周期の整数倍と等しい一定の周期と一定の振幅とを有する。
以下、ロータ角度推定用電流信号及びロータ角度推定用電圧信号を区別しなくても良い時、両信号をロータ角度推定用信号と総称する。上記のＰＷＭ制御ではロータ角度推定用信号に対応する一定の交流電力がステータ巻線に印加される。その時、その交流電力に対する応答電流がステータ巻線に生じる。
【００１０】
(4）δ軸方向での上記の応答電流を所定の位相で検知する。例えば、応答電流のサンプリングはロータ角度推定用信号のピークごとに、すなわち、ロータ角度推定用信号の半周期ごとに行われる。
(5）検知された応答電流がδ軸方向で0に近づくように、ロータの推定角度を補正する。
以上の(1)から(5)までの操作が、モータの駆動制御の間繰り返される。
【００１１】
γ軸方向のｄ軸方向からのずれ（δ軸方向のｑ軸方向からのずれでもあり、以下、角度推定誤差という）をΔθとおく。上記の応答電流の振幅はδ軸方向で実質上sin(2Δθ)に比例する。 従って、δ軸方向での応答電流が所定の誤差の範囲内で0に収束する時、ロータの推定角度と実際の角度とが所定の誤差の範囲内で実質的に等しい。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
従来の位置センサレスモータ制御では、ロータ角度推定用信号の周波数が一定であった。特に、その一定の周波数値は数十〜数百Hz程度、すなわち、可聴周波数帯域に属した。その結果、ステータの歯等がロータ角度推定用信号と同期して振動し、騒音を発生した。その騒音は、特にロータ角度推定用信号の周波数の近傍で大きい。
【００１３】
従来の位置センサレスモータ制御では、ロータ角度推定用信号の振幅が一定であった。従って、ロータ角度推定用信号に対する応答電流の振幅が実質的に一定であった。一方、ステータ巻線に流れる電流の振幅が大きいほど、δ軸方向に現れる電気的ノイズ（以下、単にノイズという）は一般に大きいので、ノイズに対する応答電流の振幅の比（ＳＮ比）が小さかった。ＳＮ比が小さい時、ノイズと応答電流とが識別されにくいので、角度推定誤差が大きかった。
【００１４】
従来の位置センサレスモータ制御では更に、応答電流に対するサンプリングがロータ角度推定用信号の半周期ごとに行われるので、そのサンプル数が少なかった。従って、応答電流のサンプルの一つ一つにおけるＳＮ比が小さい時、角度推定誤差が更に大きかった。
【００１５】
角度推定誤差を小さく抑えるには、応答電流のＳＮ比を大きくしなければならなかった。それには、ロータ角度推定用信号の振幅を大きくし、又は、ノイズを低減すれば良い。しかし、上記の騒音が更に大きくなるので、ロータ角度推定用信号の振幅を大きくすることは困難であった。
【００１６】
一方、応答電流に含まれるノイズを低減する目的で、ＬＰＦにより応答電流を十分に減衰する。又は、角度推定誤差から推定角度の補正量を求めるときのゲインを低減する。その時、ロータの角度の推定に遅れが生じ、モータの駆動制御の応答速度が減少した。こうして、従来の位置センサレスモータ制御はノイズの低減と共に制御能力を低下させた。すなわち、ノイズに弱かった。
【００１７】
本発明の目的は、特にロータの静止時及び低速回転時、騒音を低減しかつ制御の遅れなしにロータ角度推定用信号に対する応答電流の検出のＳＮ比を大きくでき、いわゆるノイズに強い位置センサレスモータ制御方法及び制御装置の提供にある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明の一つの観点による位置センサレスモータ制御方法は、
(A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するステップ；
(B) ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号を、その周期を変化させて設定するステップ；
(C) ステータ巻線を流れる電流を検出するステップ；
(D) (a) ロータの推定角度方向（以下、γ軸方向という）に基づく第一の方向での目標電流ベクトルの成分にロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、又は、
(b) 目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの第一の方向での成分にロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求めるステップ；
(E) 重畳波付目標電流ベクトル又は重畳波付目標電圧ベクトルに基づいて、モータ駆動装置によりステータ巻線へ電力を供給するステップ；
(F) 検出ステップで検出された電流を表す電流ベクトルの、第一の方向と一定の関係にある第二の方向での成分から、ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を求めるステップ；及び、
(G) 応答電流に基づいてγ軸方向を補正するステップ；
を有する。
【００１９】
以下、ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号のそれぞれを特に区別しなくても良い時、両信号をロータ角度推定用信号と総称する。
【００２０】
上記の位置センサレスモータ制御方法（以下、センサレス制御方法という）では、ロータ角度推定用信号の周期が一定ではなく、変化する。従って、ロータ角度推定用信号と同期したステータの歯等の振動、及び、その振動により発生する音が一定の周波数を持たない。それ故、振動及び音が周波数の変化により増幅されないので、大きな騒音が発生しない。こうして、センサレス制御はロータ角度推定用信号の重畳によって生じる騒音を低減する。更に、大きな騒音なしに、ロータ角度推定用信号の振幅を従来より増大できる。
【００２１】
上記のセンサレス制御方法において、ロータ角度推定用信号の周期をランダムに変化させても良い。その時、ロータ角度推定用信号の周期が変化前後で相関を持たないので、上記の騒音を更に低減できる。
【００２２】
上記のセンサレス制御方法において、ロータ角度推定用信号の周期を所定のテーブルに基づいて変化させても良い。ロータ角度推定用信号の周期の変化順にテーブルの値を設定する場合、それぞれの値をランダムに選択しても、変化前後の差が一定の大きさ以上になるように選択しても良い。その他に、テーブルを乱数表又は所定のパラメータのリストとし、そのテーブルの値を用いた簡単な演算により周期がランダムに又は一定の大きさ以上の差で変化しても良い。上記のいずれのようにテーブルの値を設定しても、ロータ角度推定用信号の周期は、上記の騒音を低減するように変化する。
【００２３】
しかも、ロータ角度推定用信号の周期の決定はテーブルの参照により複雑な演算を要しないので、演算時間を短縮できる。その結果、制御回路に含まれるＣＰＵ等の負担を軽くできる。
【００２４】
本発明の別の観点による位置センサレスモータ制御方法は、
(A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するステップ；
(B) ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号を、その振幅を変化させて設定するステップ；
(C) ステータ巻線を流れる電流を検出するステップ；
(D) (a) ロータのγ軸方向に基づく第一の方向での目標電流ベクトルの成分にロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、又は、
(b) 目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの第一の方向での成分にロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求めるステップ；
(E) 重畳波付目標電流ベクトル又は重畳波付目標電圧ベクトルに基づいて、モータ駆動装置によりステータ巻線へ電力を供給するステップ；
(F) 検出ステップで検出された電流を表す電流ベクトルの、第一の方向と一定の関係にある第二の方向での成分から、ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を求めるステップ；及び、
(G) 応答電流に基づいてγ軸方向を補正するステップ；
を有する。
【００２５】
上記のセンサレス制御方法では、ロータ角度推定用信号の振幅を変化させる。その時、その振幅の変化が特に、ステータ巻線を流れる電流の振幅の変化に対応しても良い。それにより、ステータ巻線の電流に含まれるノイズの大きさに合わせてロータ角度推定用信号の振幅を抑え、応答電流の検出のＳＮ比を損なわない程度に調節できる。従って、ロータ角度推定用信号に対する応答電流の振幅がステータ巻線の電流に比べて過大にならない。その結果、ロータ角度推定用信号の重畳によって生じる騒音を従来より低減できる。
【００２６】
上記のセンサレス制御方法では、ステータ巻線の電流の振幅が大きい時、ロータ角度推定用信号の振幅が大きいようにしても良い。その理由は次の通りである： ステータ巻線の電流の振幅が大きいほど、応答電流に含まれるノイズは一般に大きい。従って、ステータ巻線の電流の振幅が大きい時に、ロータ角度推定用信号の振幅を増大させる。それにより、ロータ角度推定用信号に対する応答電流の振幅がステータ巻線の電流に比べて過大にならない。その結果、モータの駆動制御全体では、ロータ角度推定用信号の重畳によって発生する騒音を従来より低減できる。それと共に、応答電流の検出のＳＮ比を十分に大きく維持できる。
【００２７】
上記のセンサレス制御方法では、ステータ巻線の電流の振幅の増大が、検出されたステータ巻線の電流又は目標電流の値のいずれによって判断されても良い。
【００２８】
本発明の更に別の観点による位置センサレスモータ制御方法は、
(A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するステップ；
(B) 所定の周期を持つロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号を設定するステップ；
(C) ステータ巻線を流れる電流を検出するステップ；
(D) (a) ロータのγ軸方向に基づく第一の方向での目標電流ベクトルの成分にロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、又は、
(b) 目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの第一の方向での成分にロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求めるステップ；
(E) 重畳波付目標電流ベクトル又は重畳波付目標電圧ベクトルに従って、モータ駆動装置によりステータ巻線へ電力を供給するステップ；
(F) 検出ステップで検出された電流を表す電流ベクトルの、第一の方向と一定の関係にある第二の方向での成分から、ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を、ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号の一周期当たり少なくとも三回サンプリングして求めるステップ；及び、
(G) 応答電流に基づいてγ軸方向を補正するステップ；
を有する。
【００２９】
上記のセンサレス制御方法では、ロータ角度推定用信号の半周期ごとに応答電流をサンプリングしていた従来の方法に比べて、応答電流のサンプル数が多い。従って、応答電流の検出において従来よりＳＮ比を増大できる。
【００３０】
応答電流のサンプリングが、ロータ角度推定用信号の半周期当たり複数回行われても良い。その時、応答電流のサンプルがより多く得られる。それに加えて、特にロータ角度推定用信号の波形が周期の前半と後半との中間点について対称な時、応答電流のサンプリングの位置を応答電流の周期の前半と後半との中間点について対称にできる。その対称性を利用して、互いに対応する応答電流のサンプル同士で、例えば平均等により、それらに含まれるノイズを相殺できる。その結果、応答電流の検出のＳＮ比を増大できる。
【００３１】
本発明の他の観点による位置センサレスモータ制御方法は、
(A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するステップ；
(B) (a) 周期がＰＷＭのキャリア周期の偶数倍であり、(b) 波形が周期の前半と後半との中間点について対称であるロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号を設定するステップ；
(C) ステータ巻線を流れる電流を検出するステップ；
(D) (a) ロータのγ軸方向に基づく第一の方向での目標電流ベクトルの成分にロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、又は、
(b) 目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの第一の方向での成分にロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求めるステップ；
(E) 重畳波付目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトル又は重畳波付目標電圧ベクトルで表される電圧をＰＷＭにより変調し、変調された電圧をモータ駆動装置によりステータ巻線へ印加するステップ；
(F) 検出ステップで検出された電流を表す電流ベクトルの、第一の方向と一定の関係にある第二の方向での成分から、ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を、ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号の対称な波形に基づいて求めるステップ；及び、
(G) 応答電流に基づいてγ軸方向を補正するステップ；
を有する。
【００３２】
モータ駆動装置がＰＷＭ制御を行う場合、ステータ巻線を流れる電流の波形は理想的に滑らかな波形に比べ、一般にＰＷＭのキャリア周期と実質的に同じ周期で歪む。同様に、ロータ角度推定用信号に対する応答電流の波形も、ＰＷＭのキャリア周期と実質的に同じ周期で歪む。
【００３３】
上記のセンサレス制御方法では、ロータ角度推定用信号の周期がＰＷＭのキャリア周期の偶数倍であり、波形が周期の前半と後半との中間点について対称である。従って、ロータ角度推定用信号の波形が一周期の前半と後半との中間点について実質上対称に歪む。それ故、応答電流の波形が、ＰＷＭによって生じる歪みも含めて、同様な対称性を有する。その対称性を利用して、上記の歪みによる応答電流の検出誤差を低減できる。
【００３４】
例えば、応答電流に対して、その周期の前半と後半との中間点について対称にサンプリングを行う。具体的には、サンプリング周波数が一定の場合、ロータ角度推定用信号の周波数をサンプリング周波数の偶数倍に設定し、かつ、サンプリングの位置をロータ角度推定用信号の一周期の中間点について対称にする。その時、互いに対称なサンプリングの位置でのサンプル同士で、例えばそれらの平均を求める等により、それらのサンプルに含まれるノイズを相殺できる。
【００３５】
モータ駆動装置によるＰＷＭ制御は、本発明の既に述べた観点によるセンサレス制御方法において次のようにすれば可能である：
(A) (a) ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号の周期をパルス幅変調(ＰＷＭ)のキャリア周期の偶数倍に設定し、(b) ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号の波形を周期の前半と後半との中間点について対称に設定し；
(B) 重畳波付目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトル又は重畳波付目標電圧ベクトルで表される電圧をＰＷＭにより変調し、変調された電圧をモータ駆動装置によりステータ巻線へ印加し；
(C) ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号の対称な波形に基づいて応答電流を求める。
こうして、モータ駆動装置がＰＷＭ制御を行う場合でも、本発明の既に述べた観点によるセンサレス制御方法を適用できる。
【００３６】
本発明の更に他の観点によるセンサレス制御方法は、
(A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するステップ；
(B) 所定の周期を持つロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号を設定するステップ；
(C) ステータ巻線を流れる電流を検出するステップ；
(D) (a) ロータのγ軸方向に基づく第一の方向での目標電流ベクトルの成分にロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、又は、
(b) 目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの第一の方向での成分にロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求めるステップ；
(E) 重畳波付目標電流ベクトル又は重畳波付目標電圧ベクトルに基づいて、モータ駆動装置によりステータ巻線へ電力を供給するステップ；
(F) (a) 検出ステップで検出された電流を表す電流ベクトルの、第一の方向と電気角で直交する第二の方向での成分に、(1) ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号と実質的に同じ周期と、(2) ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号から実質的に90°(電気角)ずれた位相と、を持つ信号を乗じ、
(b) その乗算結果からロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を求めるステップ；及び、
(G) 応答電流に基づいてγ軸方向を補正するステップ；
を有する。
【００３７】
第二の方向、すなわち、ロータ角度推定用信号を重畳した方向と電気角で直交する方向では、応答電流がロータ角度推定用信号と同じ周期とそれより90°ずれた位相とを持つ。従って、ステータ巻線を流れる電流を検出し、検出された電流を表す電流ベクトルの第二の方向での成分に上記の信号を乗じ、その乗算結果から応答電流を求めることができる。
【００３８】
例えば、ロータ角度推定用信号が正弦波の場合、上記の乗算結果をロータ角度推定用信号の一周期の範囲で積分する。ステータ巻線を流れる電流として検出された電流をベクトル表示した時、その電流ベクトルの第二の方向での成分に含まれるフーリエ係数の内、ロータ角度推定用信号の周期に対応するものが上記の積分により求まる。そのフーリエ係数は応答電流の振幅に実質的に等しい。更に、検出されたステータ巻線の電流に含まれるノイズが上記の積分によって抑えられるので、応答電流の振幅の誤差が従来より低減する。
【００３９】
本発明の上記の観点とは異なる観点によるセンサレス制御方法は、
(A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するステップ；
(B) ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号を設定するステップ；
(C) ステータ巻線を流れる電流を検出するステップ；
(D) (a) ロータのγ軸方向に基づく第一の方向での目標電流ベクトルの成分にロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、又は、
(b) 目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの第一の方向での成分にロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求めるステップ；
(E) 重畳波付目標電流ベクトル又は重畳波付目標電圧ベクトルに基づいて、モータ駆動装置によりステータ巻線へ電力を供給するステップ；
(F) 検出された電流を表す電流ベクトルの、第一の方向と一定の関係にある第二の方向での成分から、ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を求めるステップ；
(G) 応答電流の値をリミットするステップ；及び、
(H) リミットするステップでリミットされた値を持つ応答電流に基づいてγ軸方向を補正するステップ；
を有する。
【００４０】
応答電流は、ノイズの影響で突発的に大きくなり得る。その時、リミッタが応答電流の大きさをリミットするので、モータの駆動制御を狂わせる程極端に大きな応答電流の検出を回避できる。応答電流が大きいほどその検出誤差も大きい。
従って、応答電流がある程度大きい時、検出値に基づいたロータの推定角度の補正をせず、ロータの推定角度を一定値に置き換える。それにより、結果的に推定誤差を低減できる。
【００４１】
上記の本発明によるセンサレス制御方法において好ましくは、(a) 第一の方向をγ軸方向又はγ軸方向に対して実質的に90°(電気角)の方向とし、(b) 第二の方向を第一の方向に対して実質的に90°(電気角)の方向とし、(c) 第二の方向での応答電流(ε)が実質的に0に収束するようにγ軸方向を補正する。
例えば、ロータ角度推定用電流信号を目標電流ベクトルのγ軸方向成分に重畳し、又は、ロータ角度推定用電圧信号を目標電圧ベクトルのγ軸方向成分に重畳した時、検出されたステータ巻線の電流を表す電流ベクトルのδ軸方向成分に含まれる応答電流の振幅は実質上sin(2Δθ)に比例する。ここで、Δθはロータのｄ軸方向の角度推定誤差、すなわち、γ軸方向のｄ軸方向からのずれである。従って、δ軸方向で応答電流の振幅を0にするように制御すれば、γ軸方向をｄ軸方向に一致させるように制御できる。
【００４２】
本発明の一つの観点による位置センサレスモータ制御装置は、
(A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するためのモータ制御部；
(B) ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号を、その周期を変化させて設定するための重畳波作成部；
(C) ステータ巻線を流れる電流を検出するための電流検出器；
(D) (a) ロータのγ軸方向に基づく第一の方向での目標電流ベクトルの成分にロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、更に対応する目標電圧ベクトルを求め、又は、
(b) 目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの第一の方向での成分にロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求める、
ための電流制御部；
(E) 重畳波付目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトル又は重畳波付目標電圧ベクトルに基づいて、ステータ巻線へ電力を供給するためのモータ駆動装置；及び、
(F) (a) 電流検出器によって検出された電流を表す電流ベクトルの、第一の方向と一定の関係にある第二の方向での成分から、ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を求め、
(b) 応答電流に基づいてγ軸方向を補正する、
ためのロータ角度推定部；
を有する。
【００４３】
上記の位置センサレスモータ制御装置（以下、センサレス制御装置という）では、ロータ角度推定用信号の周期が一定ではなく、変化する。従って、ロータ角度推定用信号と同期したステータの歯等の振動、及び、その振動により発生する音が一定の周波数を持たない。それ故、振動及び音が周期の変化により増幅されないので、大きな騒音が発生しない。こうして、ロータ角度推定用信号の重畳によって生じる騒音が低減する。更に、大きな騒音なしに、ロータ角度推定用信号の振幅を従来より増大できる。
【００４４】
上記のセンサレス制御装置では、重畳波作成部がロータ角度推定用信号の周期をランダムに変化させても良い。その時、ロータ角度推定用信号の周期が変化前後で相関を持たないので、上記の騒音を更に低減できる。
【００４５】
上記のセンサレス制御装置では、所定のテーブルを記憶した記憶部を重畳波作成部が含み、ロータ角度推定用信号の周期をそのテーブルに基づいて変化させても良い。ロータ角度推定用信号の周期の変化順にテーブルの値を設定する時、それぞれの値をランダムに選択しても、変化前後の差が一定の大きさ以上になるように選択しても良い。その他に、テーブルを乱数表又は所定のパラメータのリストとし、そのテーブルの値を用いた簡単な演算により周期がランダムに又は一定の大きさ以上の差で変化しても良い。上記のいずれのようにテーブルの値を設定しても、ロータ角度推定用信号の周期は上記の騒音を低減するように変化する。
【００４６】
しかも、ロータ角度推定用信号の周期の決定はテーブルの参照により複雑な演算を要しないので、演算時間を短縮できる。その結果、制御回路に含まれるＣＰＵ等の負担を軽くできる。
【００４７】
本発明の別の観点によるセンサレス制御装置は、
(A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するためのモータ制御部；
(B) ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号を、その振幅を変化させて設定するための重畳波作成部；
(C) ステータ巻線を流れる電流を検出するための電流検出器；
(D) (a) ロータのγ軸方向に基づく第一の方向での目標電流ベクトルの成分にロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、更に対応する目標電圧ベクトルを求め、又は、
(b) 目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの第一の方向での成分にロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求める、
ための電流制御部；
(E) 重畳波付目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトル又は重畳波付目標電圧ベクトルに基づいて、ステータ巻線へ電力を供給するためのモータ駆動装置；及び、
(F) (a) 電流検出器によって検出された電流を表す電流ベクトルの、第一の方向と一定の関係にある第二の方向での成分から、ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を求め、
(b) 応答電流に基づいてγ軸方向を補正する、
ためのロータ角度推定部；
を有する。
【００４８】
上記のセンサレス制御装置では、ロータ角度推定用信号の振幅を変化させる。特に、その振幅の変化が、ステータ巻線を流れる電流の振幅の変化に対応しても良い。それにより、ステータ巻線の電流に含まれるノイズの大きさに合わせてロータ角度推定用信号の振幅を抑え、応答電流の検出のＳＮ比を損なわない程度に調節できる。その結果、ロータ角度推定用信号に対する応答電流の振幅がステータ巻線の電流に比べて過大にならないので、ロータ角度推定用信号の重畳によって生じる騒音を従来より低減できる。
【００４９】
上記のセンサレス制御装置において、重畳波作成部がステータ巻線の電流の振幅の増大に従って、ロータ角度推定用信号の振幅を増大しても良い。その理由は次の通りである： ステータ巻線の電流の振幅が大きいほど、応答電流に含まれるノイズは一般に大きい。従って、ステータ巻線の電流の振幅が大きい時、ロータ角度推定用信号の振幅を増大させる。その結果、モータの駆動制御全体では、ロータ角度推定用信号の重畳によって発生する騒音を従来より低減できる。それと共に、応答電流の検出のＳＮ比を十分に大きく維持できる。
【００５０】
上記のセンサレス制御装置では、ステータ巻線の電流の振幅の増大が、検出されたステータ巻線の電流又は目標電流の値のいずれによって判断されても良い。
【００５１】
本発明の更に別の観点によるセンサレス制御装置は、
(A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するためのモータ制御部；
(B) 所定の周期を持つロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号を設定するための重畳波作成部；
(C) ステータ巻線を流れる電流を検出するための電流検出器；
(D) (a) ロータのγ軸方向に基づく第一の方向での目標電流ベクトルの成分にロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、更に対応する目標電圧ベクトルを求め、又は、
(b) 目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの第一の方向での成分にロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求める、
ための電流制御部；
(E) 重畳波付目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトル又は重畳波付目標電圧ベクトルに基づいて、ステータ巻線へ電力を供給するためのモータ駆動装置；及び、
(F) (a) 電流検出器によって検出された電流を表す電流ベクトルの、第一の方向と一定の関係にある第二の方向での成分から、ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を、ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号の一周期当たり少なくとも三回サンプリングして求め、
(b) 応答電流に基づいてγ軸方向を補正する、
ためのロータ角度推定部；
を有する。
【００５２】
上記のセンサレス制御装置では、ロータ角度推定用信号の半周期ごとに応答電流をサンプリングしていた従来の装置に比べて、応答電流のサンプル数が多い。従って、応答電流の検出において従来よりＳＮ比を増大できる。
【００５３】
ロータ角度推定部が応答電流のサンプリングを、ロータ角度推定用信号の半周期当たり複数回行っても良い。その時、応答電流のサンプル数が、より多く得られる。それに加えて、特にロータ角度推定用信号の波形が周期の前半と後半との中間点について対称な場合、応答電流のサンプリングの位置を応答電流の周期の前半と後半との中間点について対称にできる。その対称性を利用して、互いに対応する応答電流のサンプル同士で、例えば平均等により、それらに含まれるノイズを相殺できる。その結果、応答電流の検出のＳＮ比を増大できる。
【００５４】
本発明の他の観点によるセンサレス制御装置は、
(A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するためのモータ制御部；
(B) 周期がＰＷＭのキャリア周期の偶数倍であり、波形が周期の前半と後半との中間点について対称であるロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号を設定するための重畳波作成部；
(C) ステータ巻線を流れる電流を検出するための電流検出器；
(D) (a) ロータのγ軸方向に基づく第一の方向での目標電流ベクトルの成分にロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、更に対応する目標電圧ベクトルを求め、又は、
(b) 目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの第一の方向での成分にロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求める、
ための電流制御部；
(E) 重畳波付目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトル又は重畳波付目標電圧ベクトルで表される電圧をＰＷＭにより変調し、変調された電圧をステータ巻線へ印加するためのモータ駆動装置；及び、
(F) (a) 電流検出器によって検出された電流を表す電流ベクトルの、第一の方向と一定の関係にある第二の方向での成分から、ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を、ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号の対称な波形に基づいて求め、
(b) 応答電流に基づいてγ軸方向を補正する、
ためのロータ角度推定部；
を有する。
【００５５】
モータ駆動装置がＰＷＭ制御を行う場合、ステータ巻線を流れる電流の波形は理想的に滑らかな波形に比べ、一般にＰＷＭのキャリア周期と実質的に同じ周期で歪む。同様に、ロータ角度推定用信号に対する応答電流の波形も、ＰＷＭのキャリア周期と実質的に同じ周期で歪む。
【００５６】
上記のセンサレス制御装置では重畳波作成部がロータ角度推定用信号の周期をＰＷＭのキャリア周期の偶数倍に、波形を周期の前半と後半との中間点について対称に、それぞれ設定する。従って、ロータ角度推定用信号の波形が、周期の前半と後半との中間点について実質上対称に歪む。それ故、応答電流の波形がＰＷＭによる歪みを含めて、同様な対称性を有する。その対称性を利用して、ロータ角度推定部は上記の歪みによる応答電流の検出誤差を低減できる。例えば、応答電流に対して、その周期の前半と後半との中間点について対称にサンプリングを行う。具体的には、サンプリング周波数が一定の場合、ロータ角度推定用信号の周波数をサンプリング周波数の偶数倍に設定し、かつ、サンプリングの位置をロータ角度推定用信号の一周期の中間点について対称にする。その時、互いに対称なサンプリングの位置でのサンプル同士で、例えばそれらの平均を求める等により、それらに含まれるノイズを相殺できる。
【００５７】
モータ駆動装置によるＰＷＭ制御は、本発明の既に述べた観点によるセンサレス制御装置において次のようにすれば可能である：
(A) 重畳波作成部が、(a) ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号の周期をＰＷＭのキャリア周期の偶数倍に設定し、(b) その波形を周期の前半と後半との中間点について対称に設定し；
(B) 重畳波付目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトル又は重畳波付目標電圧ベクトルで表される電圧をモータ駆動装置がＰＷＭにより変調し、変調された電圧をステータ巻線へ印加し；
(C) ロータ角度推定部がロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号の対称な波形に基づいて応答電流を求める。
こうして、本発明の既に述べた観点によるセンサレス制御装置においても、モータ駆動装置がＰＷＭ制御を行い得る。
【００５８】
本発明の更に他の観点によるセンサレス制御装置は、
(A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するためのモータ制御部；
(B) 所定の周期を持つロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号を設定するための重畳波作成部；
(C) ステータ巻線を流れる電流を検出するための電流検出器；
(D) (a) ロータのγ軸方向に基づく第一の方向での目標電流ベクトルの成分にロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、更に対応する目標電圧ベクトルを求め、又は、
(b) 目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの第一の方向での成分にロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求める、
ための電流制御部；
(E) 重畳波付目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトル又は重畳波付目標電圧ベクトルに基づいて、ステータ巻線へ電力を供給するためのモータ駆動装置；及び、
(F) (a) 電流検出器によって検出された電流を表す電流ベクトルの、第一の方向と電気角で直交する第二の方向での成分に、(1) ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号と同じ周期と、(2) ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号から実質的に90°(電気角)ずれた位相と、を持つ信号を乗じ、
(b) その乗算結果からロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を求め、
(c) 応答電流に基づいてγ軸方向を補正する、
ためのロータ角度推定部；
を有する。
【００５９】
第二の方向、すなわち、ロータ角度推定用信号を重畳した方向と電気角で直交する方向では、応答電流はロータ角度推定用信号と同じ周期とそれより90°遅れた位相とを持つ。従って、ステータ巻線を流れる電流を検出し、検出された電流を表す電流ベクトルの第二の方向での成分に上記の信号を乗じ、その乗算結果から応答電流を求めることができる。
【００６０】
例えば、ロータ角度推定用信号が正弦波の場合、上記の乗算結果をロータ角度推定用信号の一周期の範囲で積分する。ステータ巻線を流れる電流として検出された電流をベクトル表示した時、その電流ベクトルの第二の方向での成分に含まれるフーリエ係数の内、ロータ角度推定用信号の周期に対応するものが上記の積分により求まる。そのフーリエ係数は応答電流の振幅に実質的に等しい。更に、検出されたステータ巻線の電流に含まれるノイズが上記の積分によって抑えられるので、応答電流の振幅の誤差が従来より低減する。
【００６１】
本発明の別な観点によるセンサレス制御装置は、
(A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するためのモータ制御部；
(B) ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号を設定するための重畳波作成部；
(C) ステータ巻線を流れる電流を検出するための電流検出器；
(D) (a) ロータのγ軸方向に基づく第一の方向での目標電流ベクトルの成分にロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、更に対応する目標電圧ベクトルを求め、又は、
(b) 目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの第一の方向での成分にロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求める、
ための電流制御部；
(E) 重畳波付目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトル又は重畳波付目標電圧ベクトルに基づいて、ステータ巻線へ電力を供給するためのモータ駆動装置；及び、
(F) リミッタを含み、
(a) 電流検出器によって検出された電流を表す電流ベクトルの、第一の方向と一定の関係にある第二の方向での成分からロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を求め、
(b) 応答電流の値をリミッタによりリミットし、
(c) リミッタによりリミットされた値を持つ応答電流に基づいてγ軸方向を補正する、
ためのロータ角度推定部；
を有する。
【００６２】
応答電流はノイズの影響で突発的に大きくなり得る。その時、リミッタが応答電流の大きさをリミットするので、モータの駆動制御を狂わせる程極端に大きな応答電流の検出が回避できる。応答電流が大きいほど、その検出誤差も大きい。従って、応答電流がある程度大きい時、検出値に基づいたロータの推定角度の補正をせず、ロータの推定角度を一定値に置き換える。それにより、結果的に推定誤差を低減できる。
【００６３】
上記の本発明によるセンサレス制御装置において好ましくは：
(A) 電流制御部が第一の方向を、γ軸方向又はγ軸方向に対して実質的に90°(電気角)の方向とし；
(B) ロータ角度推定部が第二の方向を、第一の方向に対して実質的に90°(電気角)の方向とし、応答電流を第二の方向で実質的に0に収束させるようにγ軸方向を補正する。
【００６４】
例えば、ロータ角度推定用電流信号を目標電流ベクトルのγ軸方向成分に重畳し、又は、ロータ角度推定用電圧信号を目標電圧ベクトルのγ軸方向成分に重畳した場合、検出されたステータ巻線の電流を表す電流ベクトルのδ軸方向成分に含まれる応答電流の振幅は実質上sin(2Δθ)に比例する。ここで、Δθはロータのｄ軸方向の角度推定誤差、すなわち、γ軸方向のｄ軸方向からのずれである。従って、応答電流の振幅をδ軸方向では0にするように制御すれば、γ軸方向をｄ軸方向に一致させるように制御できる。
【００６５】
本発明による電気自動車は、上記の本発明による位置センサレスモータ制御装置を含む車輪駆動モータを有する。電気自動車の車輪駆動モータによる大きな騒音の発生は乗員を不快にさせるので好ましくない。更に、車輪駆動モータの駆動制御の遅れは電気自動車の走行性能を低下させるので好ましくない。
本発明によるセンサレス制御装置は上記のように、特に車輪駆動モータの起動時及び低速回転時、駆動制御能力を維持しつつ騒音を低減させ得る。従って、上記の電気自動車では、発進時及び徐行時、車輪駆動モータの駆動制御がスムーズで、かつ、その騒音が小さい。それ故、乗員に快適な走行感を与える。
【００６６】
本発明によるファンは、上記の本発明による位置センサレスモータ制御装置を含むファン駆動モータを有する。例えば、換気装置のファンによる大きな騒音の発生はその換気対象の室内の滞在者を不快にさせるので好ましくない。更に、ファン駆動モータの駆動制御の遅れは換気性能を低下させるので好ましくない。
本発明によるセンサレス制御装置は上記のように、特にファン駆動モータの起動時及び低速回転時、駆動制御能力を維持しつつ騒音を低減させ得る。従って、上記のファンでは、ファン駆動モータの駆動制御がスムーズで、かつ、その騒音が小さい。それ故、例えば換気装置に利用される時、換気対象の室内の滞在者へ不快感を与えない。
【００６７】
本発明による冷蔵庫は、上記の本発明による位置センサレスモータ制御装置を含むコンプレッサを有する。冷蔵庫のコンプレッサによる大きな騒音の発生は、特に就寝時には好ましくない。更に、コンプレッサの駆動制御の遅れは冷蔵庫の冷却性能を低下させるので好ましくない。
本発明によるセンサレス制御装置は上記のように、特にコンプレッサの起動時及び低速回転時、駆動制御能力を維持しつつ騒音を低減させ得る。従って、上記の冷蔵庫では、起動時及び定常駆動時、コンプレッサの駆動制御がスムーズで、かつ、その騒音が小さい。それ故、例えば夜間、家庭内での安眠を妨げない。
【００６８】
本発明によるエアコンは、上記の本発明による位置センサレスモータ制御装置を含むコンプレッサを有する。エアコンのコンプレッサによる大きな騒音の発生は室内の滞在者及び室外周辺の住民を不快にさせるので好ましくない。更に、コンプレッサの駆動制御の遅れはエアコンの空調性能を低下させるので好ましくない。
本発明によるセンサレス制御装置は上記のように、特にコンプレッサの起動時及び低速回転時、駆動制御能力を維持しつつ騒音を低減させ得る。従って、上記のエアコンでは、起動時及び定常駆動時、コンプレッサの駆動制御がスムーズでかつその騒音が小さい。それ故、室内の滞在者及び室外周辺の住民に不快感を与えない。
【００６９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の最適な実施の形態について、好ましい実施例を説明する。
《実施例１》
［実施例１の装置の構成］
図1は、実施例１における位置センサレスモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【００７０】
実施例１による位置センサレスモータ制御装置の制御対象はＩＰＭＳＭ(Interior Permanent Magnet Synchronous Motor)10である。ＩＰＭＳＭ10は、ステータ(図示せず)、ステータ巻線、及び、ロータ12を有する。
ステータは電磁鋼製の実質的な円筒を含む。ステータ巻線はｕ相巻線11uとｖ相巻線11vとｗ相巻線11wとを含み、ステータに巻回された被覆銅線である。
ロータ12は円柱形状を有し、ステータの内部に同軸に配置される。
【００７１】
ステータ巻線11u、11v及び11wは、それぞれの片端を共有端Yで接続してＹ結線を構成する。ステータ巻線11u、11v及び11wへ電流を流す時、ステータには磁極が四つ形成される。ここで、電流によって形成される磁極とは、電流によって生成される磁界が特に集中する部分をいう。以下、この磁極をステータの磁極といい、ステータの磁極の数をステータ巻線の極数という。ステータの磁極は複数のＮ極とＳ極との対から成るので、ステータ巻線の極数は自明に偶数となる。ＩＰＭＳＭ10では、ステータの磁極がロータ12の中心軸に対して垂直な平面内で、ロータ12の中心軸の周りに等間隔で生じる。
【００７２】
ロータ12は、円柱状の電磁鋼から成るロータヨーク13、その内部に埋め込まれた四つの永久磁石14、及び、ロータヨーク13へ同軸に固定されたシャフト15を含む。ロータ12はシャフト15の両側で支持され、中心軸の周りに回転できる。四つの永久磁石14はロータヨーク13内部の軸方向の溝に挿入されて固定される。永久磁石14の磁極の中心軸方向は、ロータヨーク13の横断面内でシャフト15の中心軸上を通り、ロータヨーク13の横断面の円周方向に沿って実質的に等間隔に配置される。更に、ロータ12の表面側の磁極が互いに隣り合うもの同士で反対の極性であるように、永久磁石14の向きが設定される。
一般に、ロータの表面に現れる磁極の数をロータの磁極数という。ロータの磁極数は偶数であり、同期モータの場合ステータ巻線の極数と等しく設定される。
【００７３】
ステータ巻線11u、11v及び11wに電流が流れると、ステータ内部及びその周辺に磁界が生成され、その磁界と永久磁石14の磁界とが相互作用する。その相互作用によりロータ12がトルクを受けて回転する。
電流を周期的に変化させて、ステータの磁極をロータ12の中心軸周りに所定の回転速度で回転させる。その時、上記のトルクによってロータ12は、ステータ巻線を流れる電流によって発生する回転磁界と同じ回転速度で回転する。
【００７４】
実施例１の位置センサレスモータ制御装置は、二つの電流センサ21u、21vと、マイコン(マイクロコンピュータ又はマイクロプロセッサ)22と、モータ駆動部30と、を含む。
【００７５】
ｕ相電流センサ21u及びｖ相電流センサ21vはいずれも、ホール電流検出器を含む。ホール電流検出器はホール素子(半導体磁電変換素子の一種)を内蔵する。それにより、外部磁界の強弱についての情報を電気信号に変換して出力する。ｕ相電流センサ21uはｕ相電流によりステータ巻線11uの周囲に発生する磁界の強さを検出する。検出された磁界の強さについての情報は一旦電圧信号に変換される。その電圧信号はｕ相電流センサ21u内の電気回路で更に処理されて、アナログｕ相電流値信号[i_ua]として出力される。ここで、アナログｕ相電流値信号[i_ua]は、ｕ相電流のアナログ値i_uaを示すアナログ信号である。本明細書では、ある信号により示される値を表す変数(例えばA)に対してその信号を、その変数に角括弧を付けたもの(例えば[A])で表す。同様に、ｖ相電流センサ21vはアナログｖ相電流値信号[i_va]を出力する。アナログｖ相電流値信号[i_va]は、ｖ相電流のアナログ値i_vaを示すアナログ信号である。
ｕ相電流センサ21u及びｖ相電流センサ21vの検出誤差は約1％である。
【００７６】
マイコン22は、アナログｕ相電流値信号[i_ua]、アナログｖ相電流値信号[i_va]、及び、アナログ回転速度指令[ω^＊ _a]を入力し、それらを後述するように処理し、目標ｕ相電圧v_u ^＊、目標ｖ相電圧v_v ^＊及び目標ｗ相電圧v_w ^＊を出力する。
【００７７】
モータ駆動部30は上記の目標ｕ相電圧v_u ^＊、目標ｖ相電圧v_v ^＊及び目標ｗ相電圧v_w ^＊を入力し、それに従ってステータ巻線11u、11v及び11wに印加される電圧を制御する。それにより、ステータ巻線11u、11v及び11wを流れる電流を制御する。
【００７８】
以下、実施例１の構成要素ごとに、その構成及び動作を説明する。
［モータ駆動部30の構成］
図2は、実施例１におけるモータ駆動部30の構成を示す回路図である。モータ駆動部30は、直流電源31、上側ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)32u、32v、32w、上側フライホイールダイオード33u、33v、33w、下側ＩＧＢＴ34u、34v、34w、下側フライホイールダイオード35u、35v、35w、プリドライブ器36、及び、ＰＷＭ制御器37、を有する。
【００７９】
上側ＩＧＢＴ32u、32v、32w、及び、下側ＩＧＢＴ34u、34v、34wは、好ましくはいずれも同じｎチャネル型ＩＧＢＴである。その他に、ＭＯＳＦＥＴ又はバイポーラトランジスタであっても良い。
上側ＩＧＢＴ32u、32v、32w、及び、下側ＩＧＢＴ34u、34v、34wは、一つずつ対となって直列に接続される。具体的には、ｕ相上側ＩＧＢＴ32uのエミッタとｕ相下側ＩＧＢＴ34uのコレクタとがｕ相接続点Puで、ｖ相上側ＩＧＢＴ32vのエミッタとｖ相下側ＩＧＢＴ34vのコレクタとがｖ相接続点Pvで、ｗ相上側ＩＧＢＴ32wのエミッタとｗ相下側ＩＧＢＴ34wのコレクタとがｗ相接続点Pwで、それぞれ接続される。上側ＩＧＢＴ32u、32v及び32wのコレクタは直流電源31の正極に接続される。一方、下側ＩＧＢＴ34u、34v及び34wのエミッタは直流電源31の負極に接続される。
【００８０】
上側フライホイールダイオード33u、33v及び33wのカソードは上側ＩＧＢＴ32u、32v及び32wのエミッタへ、アノードはコレクタへ、それぞれ接続される。下側フライホイールダイオード35u、35v及び35wのカソードは下側ＩＧＢＴ34u、34v及び34wのエミッタへ、アノードはコレクタへ、それぞれ接続される。上側フライホイールダイオード33u、33v、33w、及び、下側フライホイールダイオード35u、35v、35wは、好ましくはそれぞれ接続するＩＧＢＴの寄生ダイオードである。その他に、ＩＧＢＴとは独立な素子であっても良い。
【００８１】
ステータ巻線11u、11v及び11wの共有端Yとは逆側の端はそれぞれ、接続点Pu、Pv及びPwへ接続される。
【００８２】
プリドライブ器36は、上側ＩＧＢＴ32u、32v、32w、及び、下側ＩＧＢＴ34u、34v、34wのそれぞれのゲートへ接続される。プリドライブ器36は外部からのスイッチング信号g_uh、g_ul、g_vh、g_vl、g_wh及びg_wlに従って、それぞれのＩＧＢＴのゲート電圧を次のように制御する：
スイッチング信号g_uh、g_ul、g_vh、g_vl、g_wh、及びg_wlはそれぞれ矩形パルス波列であり、高電位H又は低電位Lの二種類の電位を取り得る。更に、一定のスイッチング周波数を有する。例えば上側ｕ相ＩＧＢＴ用スイッチング信号g_uhが高電位Hの時、プリドライブ器36は上側ＩＧＢＴ32uのゲート電圧を上げ、上側ＩＧＢＴ32uをオンにする。逆に、上側ｕ相ＩＧＢＴ用スイッチング信号g_uhが低電位Lの時、プリドライブ器36は上側ＩＧＢＴ32uのゲート電圧を下げ、上側ＩＧＢＴ32uをオフにする。
【００８３】
同様に、上側ｖ相ＩＧＢＴ用スイッチング信号g_vhと上側ｖ相ＩＧＢＴ32v、上側ｗ相ＩＧＢＴ用スイッチング信号g_whと上側ｗ相ＩＧＢＴ32w、下側ｕ相ＩＧＢＴ用スイッチング信号g_ulと下側ｕ相ＩＧＢＴ34u、下側ｖ相ＩＧＢＴ用スイッチング信号g_vlと下側ｖ相ＩＧＢＴ34v、下側ｗ相ＩＧＢＴ用スイッチング信号g_wlと下側ｗ相ＩＧＢＴ34w、のそれぞれを対応させて、プリドライブ器36はそれぞれのゲート電圧を制御する。すなわち、スイッチング信号が高電位Hの時、対応するＩＧＢＴのゲート電圧を上げ、そのＩＧＢＴをオンにする。逆に、スイッチング信号が低電位Lの時、対応するＩＧＢＴのゲート電圧を下げ、そのＩＧＢＴをオフにする。
【００８４】
プリドライブ器36は、同相の上側ＩＧＢＴと下側ＩＧＢＴとのゲート電圧を同時に上げないように構成される。それにより、同相の上側ＩＧＢＴと下側ＩＧＢＴとは同時にはオンしない。
【００８５】
ＰＷＭ制御器37は論理回路であり、目標ｕ相電圧v_u ^＊、目標ｖ相電圧v_v ^＊及び目標ｗ相電圧v_w ^＊を、以下に述べるパルス幅変調(ＰＷＭ)により変調し、上記のスイッチング信号g_uh、g_ul、g_vh、g_vl、g_wh、及びg_wlを出力する： ＰＷＭ制御器37は、約15kHzの周波数、及び、直流電圧31と等しい振幅、を持つ三角波の電圧信号をＰＷＭのキャリアとして発生させる。ここで、その周波数をキャリア周波数という。キャリア周波数はスイッチング信号g_uh、g_ul、g_vh、g_vl、g_wh及びg_wlのスイッチング周波数に相当する。ＰＷＭ制御器37はその三角波と目標ｕ相電圧v_u ^＊とを比較する。目標ｕ相電圧v_u ^＊が三角波より大きい時、ＰＷＭ制御器37はｕ相上側ＩＧＢＴ32u用スイッチング信号g_uhを高電位Hに、ｕ相下側ＩＧＢＴ34u用スイッチング信号g_ulを低電位Lに、それぞれ決定する。逆に、目標ｕ相電圧v_u ^＊が三角波より小さい時、ＰＷＭ制御器37はｕ相上側ＩＧＢＴ32u用スイッチング信号g_uhを低電位Lに、ｕ相下側ＩＧＢＴ34u用スイッチング信号g_ulを高電位Hに、それぞれ決定する。
【００８６】
ｕ相上側ＩＧＢＴ32u用スイッチング信号g_uh又はｕ相下側ＩＧＢＴ34u用スイッチング信号g_ulのいずれかの電位を切り替える時、ＰＷＭ制御器37はその切り替え期間に所定時間、スイッチング信号g_uh及びg_ulを双方とも低電位Lに設定する。上記の時間をデッドタイムといい、実施例１では約4μsに設定される。
ＰＷＭ制御器37はｖ相及びｗ相についても同様に、目標ｖ相電圧v_v ^＊及び目標ｗ相電圧v_w ^＊に基づいて、ｖ相及びｗ相に対するスイッチング信号g_vh、g_vl、g_wh、及びg_wlを決定する。
【００８７】
［モータ駆動部30の動作］
次に、モータ駆動部30の動作を説明する。モータ駆動部30は目標ｕ相電圧v_u ^＊、目標ｖ相電圧v_v ^＊及び目標ｗ相電圧v_w ^＊に従って、以下に述べるようにステータ巻線11u、11v、11wを流れる電流を制御する：
まず、ＰＷＭ制御器37が上記のように、目標ｕ相電圧v_u ^＊、目標ｖ相電圧v_v ^＊及び目標ｗ相電圧v_w ^＊をＰＷＭによって変調し、スイッチング信号g_uh、g_ul、g_vh、g_vl、g_wh、及びg_wlとして出力する。
【００８８】
プリドライブ器36はＰＷＭ制御器37からのスイッチング信号g_uh、g_ul、 g_vh、g_vl、g_wh、及びg_wlに従って、上側ＩＧＢＴ32u、32v、32w、下側ＩＧＢＴ34u、34v、及び34w、をそれぞれオン又はオフする。例えば、上側ＩＧＢＴ用スイッチング信号g_uh、g_vh、及びg_whが順にH、L、及びLの時、上側ＩＧＢＴ32u、32v、及び32wが順にオン、オフ、及びオフとなる。それと同時に、下側ＩＧＢＴ用スイッチング信号g_ul、g_vl、及びg_wlが順にL、H、及びHである時、下側ＩＧＢＴ34u、34v、34wが順にオフ、オン、及びオンとなる。こうして、上側ＩＧＢＴ32u、32v、32w、下側ＩＧＢＴ34u、34v、及び34w、のそれぞれのオン又はオフの切り替えにより、プリドライブ器36はステータ巻線11u、11v、及び11wのそれぞれに印加される電圧を矩形波状に変化させる。
【００８９】
その時、モータ駆動部30に含まれるＩＧＢＴのオンオフの時間比率(デューティ)を調節して、上記電圧の矩形波の幅を変化させる。ＩＧＢＴのオンオフのデューティは、対応するスイッチング信号のパルス幅を調節し、すなわち、高電位Hと低電位Lとの時間比率を調節することにより、調節できる。
【００９０】
ステータ巻線11u、11v及び11wは誘導性のインピーダンスを有する。それ故、上記の矩形波状の電圧をステータ巻線11u、11v、及び11wに印加した時、各ステータ巻線を流れる電流は矩形波状ではなく、滑らかな波形を示す。但し、ここでいう「滑らかさ」は、ＩＧＢＴのスイッチングに伴う歪みを無視する近似の下で成り立つ程度を意味する。モータ駆動部30は例えば、ｕ相上側ＩＧＢＴ32uのデューティを高くし、ｕ相上側ＩＧＢＴ32u用スイッチング信号g_uhが高電位Hである時間を延長する。その時、ｕ相電流が増大する。逆に、ｕ相上側ＩＧＢＴ32uのデューティを低くし、ｕ相上側ＩＧＢＴ32u用スイッチング信号g_uhが高電位Hである時間を短縮する。その時、ｕ相電流が減少する。こうして、モータ駆動部30はｕ相電流を、上記の意味で「滑らかな」波形に制御できる。ｖ相電流及びｗ相電流についても同様に制御できる。
【００９１】
上記の電流制御においてＰＷＭ制御器37は、同相の上側ＩＧＢＴ又は下側ＩＧＢＴのいずれかをオン又はオフさせる時、オン又はオフの切り換え期間に上記のデッドタイムだけ両方のＩＧＢＴを共にオフさせる。それにより、いずれかのＩＧＢＴをオフした瞬間での過電流の発生を防止できる。その結果、過電流によるＩＧＢＴの破壊を防ぐことができる。
【００９２】
［座標系］
マイコン22の構成及び動作を説明する前に、電流を表現するための座標系について説明する。図6は、本発明の実施例における電流を表現するための座標系、の模式図である。以下の説明を簡単にするために、図6では、二つの永久磁石14がロータ12に埋め込まれる。すなわち、図6では、ロータの磁極数及びステータ巻線の極数がいずれも2である。以下の説明ではロータの角度を電気角で表す。それ故、ロータの磁極数及びステータ巻線の極数が4以上の場合でも、以下の説明は全く同様に当てはまる。
【００９３】
ロータ12の横断面において、ロータ12の中心軸Oに対するロータ12の磁極中心軸の方向をｄ軸方向という。特に、永久磁石14の磁束の向きをｄ軸の正方向とする。ｄ軸方向と直交する方向をｑ軸方向という。ｑ軸の正方向は、ｄ軸の正方向をロータ12の回転方向に＋90°回転させた向きとする。ここで、ロータ12の回転方向は図6において反時計回りを正転とする。言い換えると、ステータ巻線11u、11v、及び11wを流れる電流が、ｕ相電流i_u、ｖ相電流i_v、及びｗ相電流i_wの順に反転するように制御される。
【００９４】
ｕ相巻線11uを流れるｕ相電流i_uにより生成される磁束の中心方向を、ステータに固定された基準方向とし、その方向をα軸方向という。特に、図6に示した矢印の向きにｕ相電流i_uが流れる時、そのｕ相電流i_uにより生成される磁束の向きをα軸の正方向とする。
【００９５】
ロータの角度とは、ｄ軸方向とα軸方向とがロータの中心軸O周りになす角度θをいう。ここで、図6にα軸からｄ軸へと向かう矢印で示される向き、すなわち、ロータ12の正転方向をロータ12の角度θの正方向とする。
ロータ12の中心軸O周りの一回転を360°としてロータ12の角度を表した時、その値を機械角で表した角度という。一方、ステータ巻線を流れる電流によって形成されるステータの磁極の内、互いに隣り合うもの同士のなす角度を180°としてロータ12の角度θを表した時、その値を電気角で表した角度という。つまり、電気角は機械角と次式の関係を持つ： (電気角)＝(ロータの磁極数)／2×(機械角)。
【００９６】
実施例１は、ステータ巻線を流れる電流を検出し、その検出結果からｄ軸方向を推定し、すなわち、ロータ12の角度θを推定する。その時推定されたｄ軸方向及びｑ軸方向をそれぞれ、γ軸方向及びδ軸方向という。推定されたロータ12の角度θを推定角度θ_mといい、ロータ12の角度θと推定角度θ_mとの差θ−θ_mを角度推定誤差Δθという。図6では、角度推定誤差Δθが正の場合、すなわち、ロータ12の角度θが推定角度θ_mより大きい(θ＞θ_m)場合が示される。ここで、図6にα軸からγ軸へと向かう矢印で示される向き、すなわち、ロータ12の正転方向を、推定角度θ_mの正方向とする。推定角度θ_mが実質的な誤差を含まず、すなわち、角度推定誤差Δθが実質的に0に等しい時、推定角度θｍとロータ12の角度θとが一致する。その時、ｄ軸とγ軸、ｑ軸とδ軸がそれぞれ一致する。
【００９７】
以下、ロータ12の角度θ、推定角度θ_m及び角度推定誤差Δθを電気角で表す。更に、特に明記しない限り、ロータ12の角度θに関する値を電気角で表す。
【００９８】
ステータ巻線を流れる電流による磁界がロータに及ぼす作用は、電気的にはステータ巻線の等価インダクタンスとして表現される。ロータの透磁率がその中心軸周りに等方的ではない場合、すなわち、ＩＰＭＳＭが突極性を有する場合、その等価インダクタンスはロータの中心軸周りの方向に依存する。
【００９９】
実施例１では、ＩＰＭＳＭ10の等価回路における等価インダクタンスを、ｄ軸方向についてはｄ軸インダクタンスLdと、ｑ軸方向についてはｑ軸インダクタンスLqとする。ｄ軸及びｑ軸はロータ12に固定された座標軸であるので、等価インダクタンスLd及びLqはロータ12の角度θに実質上依存しない。
等価インダクタンスは等方的ではなく、Ld＜Lqである。具体的には、ｄ軸インダクタンスLdが約10mH、ｑ軸インダクタンスLqが約20mHである。このように、ＩＰＭＳＭ10は突極性を有する。
【０１００】
［マイコン22の構成］
マイコン22は好ましくはマイクロコンピュータであって、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、タイマ、ポート、及び、これらをつなぐバス等を含む。その他に、それらが集積回路として単一の半導体素子、すなわち、マイクロプロセッサを形成していても良い。その場合、以下に述べる構成要素は好ましくはソフトウエアとして構成される。その他に、それぞれの構成要素が電子回路又は集積回路としてハードウエア的に構成されても良い。
【０１０１】
マイコン22は、回転速度制御部40、電流制御部50、ロータ角度／回転速度推定部60、及び、重畳波作成部70を機能的に構成する。
回転速度制御部40は、外部からアナログ回転速度指令[ω^＊ _a]を、ロータ角度／回転速度推定部60から推定回転速度値信号[ω_m]を、それぞれ入力する。ここで、推定回転速度値信号[ω_m]は推定回転速度ω_mを示す。回転速度制御部40は入力された値から、電流振幅指令[i_ａ ^＊]、γ軸電流指令[i_γ ^＊]及びδ軸電流指令[i_δ ^＊]を後述のように決定する。更に、電流制御部50へγ軸電流指令[i_γ ^＊]とδ軸電流指令[i_δ ^＊]とを、重畳波作成部70へ電流振幅指令[i_ａ ^＊]を出力する。
【０１０２】
重畳波作成部70は、回転速度制御部40から電流振幅指令[i_ａ ^＊]を入力し、それに基づいて重畳波電流指令[i_s ^＊]及び重畳波直交信号[h_{s ⊥} ^＊]を設定する。重畳波電流指令[i_s ^＊]は電流制御部50へ、重畳波直交信号[h_{s ⊥} ^＊]はロータ角度／回転速度推定部60へ、それぞれ出力される。
【０１０３】
電流制御部50は、ｕ相電流センサ21uからアナログｕ相電流値信号[i_ua]を、ｖ相電流センサ21vからアナログｖ相電流値信号[i_va]を、ロータ角度／回転速度推定部60から推定角度θ_mを示す推定角度値信号[θ_m]を入力し、γ軸電流i_γ及びδ軸電流i_δを後述のように検出する。検出されたδ軸電流i_δを表すδ軸電流値信号[i_δ]はロータ角度／回転速度推定部60へ出力される。
電流制御部50は更に、回転速度制御部40からγ軸電流指令[i_γ ^＊]とδ軸電流指令[i_δ ^＊]とを、ロータ角度／回転速度推定部60から推定回転速度値信号[ω_m]を、重畳波作成部70から重畳波電流指令[i_s ^＊]を、それぞれ入力する。それらの入力により示される値、先に入力した推定角度θ_m、検出されたγ軸電流i_γ及びδ軸電流i_δに基づいて、電流制御部50は目標ｕ相電圧v_u ^＊、目標ｖ相電圧v_v ^＊及び目標ｗ相電圧v_w ^＊を後述のように決定し、モータ駆動部30へ出力する。
【０１０４】
ロータ角度／回転速度推定部60は、重畳波作成部70から重畳波直交信号[h_{s ⊥} ^＊]を、電流制御部50からδ軸電流値信号[i_δ]を入力し、推定誤差εを後述のように決定する。その推定誤差εに基づいて、推定角度θ_m及び推定回転速度ω_mを補正する。その補正後、推定角度値信号[θ_m]は電流制御部50へ、推定回転速度値信号[ω_m]は回転速度制御部40及び電流制御部50へ出力される。
【０１０５】
以下、上記のマイコン22の各構成要素の構成及び動作を説明する。
［回転速度制御部40の構成］
図3の(a)は、実施例１における回転速度制御部40の構成を示すブロック図である。図3の(b)は、図3の(a)に示されるＰＩ制御部42のブロック図である。
【０１０６】
回転速度制御部40は、ＡＤＣ(Analog Digtal Converter)41、ＰＩ制御部42、及び、トルク／電流変換部43から成る。
ＡＤＣ41は、外部からのアナログ信号であるアナログ回転速度指令[ω^＊ _a]を、ディジタル信号である回転速度指令[ω^＊]へ変換する。ＡＤＣ41は回転速度指令[ω^＊]をＰＩ制御部42へ出力する。
【０１０７】
ＰＩ制御部42はＡＤＣ41からの回転速度指令[ω^＊]により示される目標回転速度ω^＊と、外部からの推定回転速度値信号[ω_m]により示される推定回転速度ω_mとに対して演算処理を行う。その演算処理は図3の(b)にブロック図で示される。
ＰＩ制御部42は、以下の動作を行うように構成される： まず、第一の加算器42aが目標回転速度ω^＊から推定回転速度ω_mを減算する。その減算結果は比例ゲイン42d及び積分ゲイン42eへ出力される。比例ゲイン42dは入力信号により示される値に第一の定数K_PW(以下、第一の定数K_PWを単に比例ゲインK_PWと呼ぶ)を乗算し、第三の加算器42cへ出力する。一方、積分ゲイン42eは第二の定数K_IW(以下、第二の定数K_IWを単に積分ゲインK_IWと呼ぶ)を入力信号により示される値へ乗算し、第二の加算器42bへ出力する。第二の加算器42bは、入力信号により示される値と、１サンプル遅れ42fからフィードバックされた値と、を加算し、１サンプル遅れ42f及び第三の加算器42cへ出力する。第二の加算器42bへ次のサンプルが入力されるまで、１サンプル遅れ42fは入力信号を保持する。こうして、第二の加算器42b及び１サンプル遅れ42fはディジタル積分器を構成する。第三の加算器42cは、比例ゲイン42d及び第二の加算器42bの出力を加算し、トルク指令[T^＊]としてトルク／電流変換部43へ出力する。こうして、ＰＩ制御部42は、比例ゲイン42dによる比例制御(Ｐ制御)とディジタル積分器による積分制御(Ｉ制御)とを行う制御部として構成される。
【０１０８】
トルク／電流変換部43は、入力されたトルク指令[T^＊]に対して後述の演算を行い、その演算結果を、電流振幅指令[i_a ^＊]、γ軸電流指令[i_γ ^＊]、及びδ軸電流指令[i_δ ^＊]として外部へ出力する。
【０１０９】
［回転速度制御部40の動作］
次に、回転速度制御部40の動作を説明する。回転速度制御部40は、好ましくは後述のロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の周期（実施例１では最大約3m秒）ごとに、アナログ回転速度指令[ω^＊ _a]及び推定回転速度値信号[ω_m]を外部から入力する。その他に、それらの信号の入力がロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の最大周期より長い一定の周期で行われても良い。
入力されたそれらの信号はＡＤＣ41、ＰＩ制御部42、及びトルク／電流変換部43の順に下記の処理を施される。その結果、γ軸電流指令[i_γ ^＊]とδ軸電流指令[i_δ ^＊]とが決定される。
【０１１０】
アナログ回転速度指令[ω^＊ _a]はＡＤＣ41により、回転速度指令[ω^＊]へ変換される。アナログ回転速度指令[ω^＊ _a]が示す目標回転速度ω^＊ _aは、約0〜2000π／60[rad／秒]（1000回転／分）程度である。回転速度指令[ω^＊]はＰＩ制御部42へ出力される。
【０１１１】
ＰＩ制御部42は、推定回転速度ω_mと目標回転速度ω^＊とを一致させるように比例積分制御(ＰＩ制御)を行う。具体的には、ＰＩ制御部42はロータ12へ及ぼすべきトルク指令[T^＊]を操作量として出力する。
【０１１２】
トルク指令[T^＊]は図3の(b)のブロック図に従って、目標回転速度ω^＊と推定回転速度ω_mとの差、比例ゲインK_PW、及び積分ゲインK_IWにより、式(1)で表される。
【０１１３】
T^＊＝K_PW（ω^＊−ω_m）＋ΣK_IW（ω^＊−ω_m） (1)
【０１１４】
ここで、総和記号Σは、制御開始からトルク指令[T^＊]を出力するまでの全てのサンプルについての和を示す。式(1)の第一項が比例制御項であり、第二項が積分制御項である。
【０１１５】
トルク／電流変換部43はγ軸電流指令[i_γ ^＊]とδ軸電流指令[i_δ ^＊]とを以下のように決定する。それにより、ステータ巻線を流れる電流によって生成される磁界が目標トルクT^＊と等しいトルクをＩＰＭＳＭ10に出力させる：
まず、トルク／電流変換部43は式(2)に従って目標トルクT^＊を係数K_Tで除算し、目標電流振幅i_a ^＊へ変換する。
【０１１６】
i_a ^＊＝T^＊／K_T (2)
【０１１７】
実施例１では、目標電流振幅i_a ^＊は最大約15Aである。
次に、トルク／電流変換部43は目標電流位相β^＊を式(3)に従って決定する。
電流の振幅が目標電流振幅i_a ^＊と等しい時、目標電流位相β^＊はＩＰＭＳＭ10の最大出力トルク時での電流の位相を示す。但し、位相の基準をｑ軸方向とする。
【０１１８】
sinβ^＊＝｛−ψ＋√(ψ²＋8(Lq−Ld)²i_a ^{＊ 2})｝／｛4(Lq−Ld)i_a ^＊｝ (3)
【０１１９】
ここで、ψはｄｑ軸巻線鎖交磁束実効値であり、ステータ巻線に鎖交する永久磁石14の磁束の実効値を示す。Lqはｑ軸インダクタンスであり、Ldはｄ軸インダクタンスである。
【０１２０】
トルク／電流変換部43は最後に、式(4a)に従って目標電流振幅i_a ^＊に−sinβ^＊を乗じて目標γ軸電流i_γ ^＊とし、式(4b)に従って目標電流振幅i_a ^＊にcosβ^＊を乗じて目標δ軸電流i_δ ^＊とする。それにより、γ軸がｄ軸に、δ軸がｑ軸に、それぞれ一致する時、目標γ軸電流i_γ ^＊及び目標δ軸電流i_δ ^＊に等しい電流により、目標トルクT^＊と等しいトルクをＩＰＭＳＭ10は出力できる。
【０１２１】
i_γ ^＊＝−i_a ^＊sinβ^＊ (4a)
i_δ ^＊＝ i_a ^＊cosβ^＊ (4b)
【０１２２】
実施例１ではロータ12へのトルクが最大となる位相を目標電流位相β^＊として決定した。しかし、本発明はその決定だけに限られるわけではない。その他に、モータの出力効率が最大となる位相を目標電流位相β^＊として決定しても良い。
【０１２３】
［電流制御部50の構成］
図4は、実施例１における電流制御部50の構成を示すブロック図である。電流制御部50は、ｕ相電流値信号用ＡＤＣ51u、ｖ相電流値信号用ＡＤＣ51v、三相二相変換部52、電圧指令作成部53、及び、二相三相変換部54を含む。
【０１２４】
ｕ相電流値信号用ＡＤＣ51uは、アナログｕ相電流値信号[i_ua]をデジタル信号であるｕ相電流値信号[i_u]へ変換し、三相二相変換部52へ出力する。同様に、ｖ相電流値信号用ＡＤＣ51vは、アナログｖ相電流値信号[i_va]をデジタル信号であるｖ相電流値信号[i_v]へ変換し、三相二相変換部52へ出力する。
【０１２５】
三相二相変換部52は、ｕ相電流値信号[i_u]、ｖ相電流値信号[i_v]及び推定角度値信号[θ_m]を入力し、それらに基づいて後述のようにγ軸電流i_γとδ軸電流i_δとを検出する。γ軸電流値信号[i_γ]は検出されたγ軸電流i_γを示し、電圧指令作成部53へ出力される。δ軸電流値信号[i_δ]は検出されたδ軸電流i_δを示し、電圧指令作成部53及び外部へ出力される。
【０１２６】
電圧指令作成部53は、三相二相変換部52からγ軸電流値信号[i_γ]とδ軸電流値信号[i_δ]とを、外部からγ軸電流指令[i_γ ^＊]、δ軸電流指令[i_δ ^＊]、推定回転速度値信号[ω_m]及び重畳波電流指令[i_s ^＊]を入力する。電圧指令作成部53は論理回路であり、それらの入力により示される値に基づいて、目標γ軸電圧v_γ ^＊と目標δ軸電圧v_δ ^＊とを後述のように演算する。その演算結果はそれぞれγ軸電圧指令[v_γ ^＊]及びδ軸電圧指令[v_δ ^＊]として、二相三相変換部54へ出力される。
【０１２７】
二相三相変換部54は論理回路であり、入力された目標γ軸電圧v_γ ^＊、目標δ軸電圧v_δ ^＊及び推定角度θ_mに基づいて、目標ｕ相電圧v_u ^＊、目標ｖ相電圧v_v ^＊、及び目標ｗ相電圧v_w ^＊を後述のように演算する。その演算結果はそれぞれｕ相電圧指令[v_u ^＊]、ｖ相電圧指令[v_v ^＊]及びｗ相電圧指令[v_w ^＊]としてモータ駆動部30へ出力される。
【０１２８】
［電流制御部50の動作］
次に、電流制御部50の動作を説明する。電流センサ21u及び21vからのアナログ電流値信号[i_ua]及び[i_va]はＡＤＣ51u及び51vにより電流値信号[i_u]及び[i_v]へ変換される。検出された電流i_u及びi_vは三相電流である。そこで、後の処理の便宜上、それらの値は三相二相変換部52によりγ軸電流i_γ及びδ軸電流i_δへ、式(5)及び(6)に従って変換される。
【０１２９】
i_γ＝(√2)×｛i_usin(θ_m＋60°)＋i_vsinθ_m｝ (5)
i_δ＝(√2)×｛i_ucos(θ_m＋60°)＋i_vcosθ_m｝ (6)
【０１３０】
電圧指令作成部53は式(7)に従って、比例積分制御(ＰＩ制御)と非干渉制御とを用いて目標γ軸電圧v_γ ^＊を制御する。それにより、γ軸電流i_γが目標γ軸電流i_γ ^＊へ目標重畳波電流i_s ^＊を重畳したもの、すなわち重畳波付目標γ軸電流(i_γ ^＊＋i_s ^＊)と一致するように制御される。
【０１３１】

【０１３２】
式(7)の第一項は比例ゲインK_Pdによる比例制御項を、第二項は積分ゲインK_Idによる積分制御項を、第三項及び第四項は非干渉制御項を、それぞれ示す。ここで、ステータ巻線11u、11v、及び11wの抵抗をRとし、推定回転速度ω_mを角速度に換算したものを推定角速度ω_emとする。更に、ｑ軸インダクタンスをLqとする。総和記号Σは、制御開始からγ軸電圧指令[v_γ ^＊]を出力するまでの全てのサンプルについての和を示す。
【０１３３】
式(7)の第三項及び第四項は次のように設定される： γ軸電流i_γが目標γ軸電流i_γ ^＊に、δ軸電流i_δが目標δ軸電流i_δ ^＊にそれぞれ一致し、更に、γ軸及びδ軸がｄ軸及びｑ軸にそれぞれ一致した時、式(7)の関係と、ｄ軸電圧、ｄ軸電流及びｑ軸電流の満たす関係と、が、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊を含む項を除いて一致する。
【０１３４】
一方、電圧指令作成部53は、式(8)に従って、比例積分制御(ＰＩ制御)と非干渉制御とを用いて目標δ軸電圧v_δ ^＊を制御する。それにより、δ軸電流i_δが目標δ軸電流i_δ ^＊と一致するように制御される。
【０１３５】

【０１３６】
式(8)の第一項は比例ゲインK_Pqによる比例制御項を、第二項は積分ゲインK_Iqによる積分制御項を、第三項から第五項までは非干渉制御項を、それぞれ示す。ここで抵抗Rと推定角速度ω_emとは式(7)のものと同じである。Ldはｄ軸インダクタンスである。ψはｄｑ軸巻線鎖交磁束実効値である。総和記号Σは、制御開始からδ軸電圧指令[v_δ ^＊]を出力するまでの全てのサンプルについての和を示す。
【０１３７】
式(8)の第三項、第四項及び第五項は次のように設定される： γ軸電流i_γが目標γ軸電流i_γ ^＊に、δ軸電流i_δが目標δ軸電流i_δ ^＊にそれぞれ一致し、更に、γ軸及びδ軸がｄ軸及びｑ軸にそれぞれ一致した時、式(8)の関係と、ｄ軸電圧、ｄ軸電流及びｑ軸電流の満たす関係とが、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊を含む項を除いて一致する。
【０１３８】
目標γ軸電圧v_γ ^＊及び目標δ軸電圧v_δ ^＊は電圧指令作成部53により決定される。更に、二相三相変換部54により、ステータ巻線11u、11v、及び11wに印加される三相電圧、すなわち、目標ｕ相電圧v_u ^＊、目標ｖ相電圧v_v ^＊、及び、目標ｗ相電圧v_w ^＊へ、式(9)、(10)及び(11)に従って変換される。それらの変換は三相二相変換部52の変換(式(5)及び(6))に対する逆変換に相当する。
【０１３９】
v_u ^＊＝√(2／3)｛v_γ ^＊cosθ_m−v_δ ^＊sinθ_m｝ (9)
v_v ^＊＝√(2／3)｛v_γ ^＊cos(θ_m−120°)−v_δ ^＊sin(θ_m−120°)｝ (10)
v_w ^＊＝√(2／3)｛v_γ ^＊cos(θ_m＋120°)−v_δ ^＊sin(θ_m＋120°)｝ (11)
【０１４０】
［ロータ角度／回転速度推定部60の構成］
図5の(a)は、実施例１におけるロータ角度／回転速度推定部60の構成を示すブロック図である。ロータ角度／回転速度推定部60は、推定誤差検出部61、推定誤差リミッタ62、角度進み量作成部63、推定回転速度補正部64、推定誤差リセット部65及び推定角度補正部66を含む。
【０１４１】
推定誤差検出部61はディジタル演算回路であり、後述のようにδ軸電流i_δと重畳波直交成分h_{s ⊥} ^＊とを乗算し、その乗算結果を所定の時間積分する。その演算結果が推定誤差εとして決定される。
推定誤差リミッタ62は推定誤差εに対するリミッタである。リミットされた推定誤差εを第二の推定誤差ε1とする。
【０１４２】
角度進み量作成部63は、第二の推定誤差ε1に対する比例積分制御を行う制御回路であり、第二の推定誤差ε1に比例ゲインK_TPPを乗算する比例制御部と、第二の推定誤差ε1を積分ゲインK_TPIで積分するディジタル積分器とを含む。その構成は図3の(b)に示されるものと同様である。角度進み量作成部63の出力は角度進み量θ_pとして決定される。
【０１４３】
推定回転速度補正部64は角度進み量θ_pに対するディジタルローパスフィルタ(ＬＰＦ)を含む。角度進み量θ_pをＬＰＦで処理した値に基づいて、推定回転速度ω_mが後述のように補正される。
推定誤差リセット部65は所定の時間ごとに、推定誤差検出部61内部に記憶された推定誤差εの値を0に置き換える。
推定角度補正部66は、推定角度θ_mを角度進み量θ_pだけ補正するための演算回路である。
【０１４４】
［重畳波作成部70の構成］
図5の(b)は実施例１における重畳波作成部70の構成を示すブロック図である。重畳波作成部70は、カウンタ71、重畳波位相設定部72、重畳波電流指令作成部73、重畳波直交成分作成部74、重畳波周期設定部75、カウンタリセット部76及び重畳波電流振幅設定部77を含む。
【０１４５】
カウンタ71は、整数値であるカウントζを記憶するためのレジスタを含み、ＰＷＭ制御器37のＰＷＭのキャリア周期ごとにカウントζを1ずつ増加させ、その値を重畳波位相設定部72へ出力する。
【０１４６】
重畳波位相設定部72は論理回路であり、重畳波周期設定部75により設定された分割数ηとカウントζとに基づいて、重畳波位相θ_sを後述のように設定する。
重畳波電流指令作成部73は論理回路であり、重畳波電流振幅設定部77により設定された重畳波電流振幅αと、重畳波位相設定部72により設定された重畳波位相θ_sと、に基づいて、目標重畳波電流i_s ^＊を後述のように設定する。
【０１４７】
重畳波直交成分作成部74は論理回路であり、重畳波位相θ_sに基づいて重畳波直交成分h_{s ⊥} ^＊を後述のように設定する。
重畳波周期設定部75は論理回路であり、0から1までの擬似乱数を発生するための回路を含み、その擬似乱数に基づいて分割数ηを後述のように設定する。
【０１４８】
カウンタリセット部76は、カウンタ71のレジスタをリセットするための回路である。
重畳波電流振幅設定部77は論理回路であって、後述の振幅テーブル(図12)を記憶したＲＯＭ又はＲＡＭを含む。重畳波電流振幅設定部77は外部から電流振幅指令[i_a ^＊]を入力し、それにより示される目標電流振幅i_a ^＊に対応する重畳波電流振幅αを振幅テーブルから求めて出力する。
【０１４９】
ロータ角度／回転速度推定部60及び重畳波作成部70は、好ましくはソフトウエアとして構成される。その他に、上記の各構成要素がそれぞれ論理素子として構成されていても良い。
【０１５０】
［重畳波作成部70の動作］
次に、実施例１の特徴である重畳波作成部70の動作を説明する。重畳波作成部70の動作は以下の三つの特徴を有する： 第１に、目標重畳波電流すなわちロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の周期を一周期ごとにランダムに変化させる。第２に、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の振幅を一周期ごとに変化させる。第３に、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の周期をＰＷＭのキャリア周期の偶数倍にする。
【０１５１】
最初に、重畳波周期設定部75が式(12)に従って、分割数ηをランダムな正の偶数に設定する。
【０１５２】
η＝ηmin＋2×round{(ηmax−ηmin)M／2} (12)
【０１５３】
ここで、分割数ηの最小値をηmin、最大値をηmaxとする。最小値ηmin及び最大値ηmaxはいずれも偶数であり、実施例１ではηmin＝20、ηmax＝40である。擬似乱数Mは0以上1未満の数であり、重畳波周期設定部75内の擬似乱数発生回路によって設定される。演算子round(.)は小数部を丸めて整数部のみを残す演算を示す。
【０１５４】
次に、カウンタ71により出力されるカウントζを用いて、重畳波位相設定部72が重畳波位相θ_sを式(13)に従って設定する。カウントζが1から分割数ηまで1ずつ増加するごとに、重畳波位相θ_sが(360／η)°から360°まで(360／η)°ずつ進む。
【０１５５】
θ_s＝360°ζ／η (13)
【０１５６】
図10は実施例１における重畳波位相θ_sの分布図である。図10に黒丸で表される点が出力ごとの重畳波位相θ_sを示す。例えば、分割数ηが32、40、20、・・・のように変化する時、重畳波位相θ_sはまず、ＰＷＭのキャリア周期の32倍の時間で11.25°から360°まで変化する。続いて、ＰＷＭのキャリア周期の40倍の時間で再び9°から360°まで変化する。更に続いて、ＰＷＭのキャリア周期の20倍の時間で18°から360°まで変化する。・・・ 重畳波位相θ_sは以上のような変化を繰り返す。
【０１５７】
重畳波電流振幅設定部77は回転速度推定部60から入力した電流振幅指令[i_a ^＊]により示される目標電流振幅i_a ^＊に基づいて、重畳波電流振幅αを設定する。図12は実施例１における目標電流振幅i_a ^＊と重畳波電流振幅αとの対応関係を示す振幅テーブルである。重畳波電流振幅設定部77は、この振幅テーブルに従って、目標電流振幅i_a ^＊に対応する重畳波電流振幅αの値を以下のように設定する：
【０１５８】
目標電流振幅i_a ^＊が下限値i_a ^＊1より小さい時、重畳波電流振幅設定部77は重畳波電流振幅αを下限値α1に設定する。
目標電流振幅i_a ^＊が上限値i_a ^＊2より大きい時、重畳波電流振幅設定部77は重畳波電流振幅αを上限値α2に設定する。
目標電流振幅i_a ^＊が下限値i_a ^＊1以上でかつ上限値i_a ^＊2以下である時、重畳波電流振幅設定部77は重畳波電流振幅αを、点(i_a ^＊1，α1)と点(i_a ^＊2，α2)とを直線的に補間した値に設定する。
【０１５９】
こうして、重畳波電流振幅αは目標電流振幅i_a ^＊と共に増大するように設定される。実施例１では、重畳波電流振幅αの下限値α1が約3A、上限値α2が約5Aであり、目標電流振幅i_a ^＊の下限値i_a ^＊1が約0A、上限値i_a ^＊2が約15Aである。すなわち、電流の基本波と重畳波との振幅比が数十％程度に設定される。ここで、電流の基本波とはＩＰＭＳＭ10の出力トルクの主要部分を与える電流の成分を指し、その語は特に、電流への重畳波であるロータ角度推定用電流信号と区別する目的で用いられる。電流の基本波は、同期モータでは通常、ロータの回転速度と等しい周波数の正弦波である。
【０１６０】
目標重畳波電流すなわちロータ角度推定用電流信号i_s ^＊は重畳波電流指令作成部73により、重畳波位相θ_s及び重畳波電流振幅αに基づいて、式(14)に従って正弦波として設定される。
【０１６１】
i_s ^＊＝αsinθ_s＝αsin(ω_es・ζTc） (14)
【０１６２】
ここで、ＰＷＭ制御器37によるＰＷＭのキャリア周期をTcとし、カウントζとキャリア周期Tcとの積で重畳波位相θ_sを割った値を重畳波角周波数ω_esとする。
【０１６３】
図11は、実施例１において、32、40、20の分割数ηについてのロータ角度推定用電流信号i_s ^＊を示す図である。カウントζはＰＷＭのキャリア周期ごとに1ずつ増える。従って、図11の各点の時間間隔は、ＰＷＭのキャリア周期Tcに等しい。言い換えると、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の周期はηTcに等しい。分割数ηはランダムに変化するので、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊は一周期ごとにその周期をランダムに変化させる。実施例１では、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の周期は約1.3〜2.6m秒程度(周波数は約375〜750Hz程度)の範囲内にある。分割数ηは偶数であるので、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の周期ηTcはＰＷＭのキャリア周期Tcの偶数倍である。
【０１６４】
重畳波直交成分作成部74は式(15)に従って、重畳波直交成分h_{s ⊥} ^＊をロータ角度推定用電流信号i_s ^＊と直交するように、すなわち、重畳波直交成分h_{s ⊥} ^＊の位相をロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の位相θ_sに対して90°遅れるように設定する。重畳波直交成分h_{s ⊥} ^＊は無次元量の信号であって、その振幅は1に正規化される。
【０１６５】
h_{s ⊥} ^＊＝sin(θ_s−90°)＝−cosθ_s (15)
【０１６６】
［ロータ角度／回転速度推定部60の動作］
以下、実施例１によるロータ角度／回転速度推定部60の動作を説明する。ロータ角度／回転速度推定部60の動作は次の三つの特徴を有する： 第一に、電流制御部50によって検出されたδ軸電流i_δに対して、ＰＷＭのキャリア周期Tcごとにサンプリングを行う。それにより、サンプリングの回数はロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の一周期ηTc当たりη回である。第二に、サンプリングされたδ軸電流i_δと重畳波直交成分h_{s ⊥} ^＊との積をロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の一周期の範囲でディジタル積分し、推定誤差εを求める。第三に、推定誤差εのリミット後、推定回転速度ω_m及び推定角度θ_mを補正する。
【０１６７】
まず、検出されたδ軸電流i_δ内に現れるロータ角度推定用電流信号i_s ^＊に対する応答電流について説明する。図7は実施例１における目標ｕ相電圧v_u ^＊、及び、その印加によってｕ相巻線11uを流れるｕ相電流i_uの波形図である。図7の(a)は目標ｕ相電圧v_u ^＊の波形図であり、図7の(b)はｕ相電流i_uの波形図である。
【０１６８】
重畳波作成部70によって作成されたロータ角度推定用電流信号i_s ^＊は、電流制御部50により目標γ軸電流i_γ ^＊へ重畳される。ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊を重畳された目標γ軸電流i_γ ^＊は目標電圧へ変換される。実施例１では、目標電流の基本波及び対応する目標電圧の成分は数十Hz程度以下の周波数を持つ。ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の周波数は最小でも400Hz程度である。一方、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の振幅は目標電流の基本波に対して数十％程度である。従って、目標ｕ相電圧v_u ^＊はロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の重畳により、ｕ相電流i_uはロータ角度推定用電流信号i_s ^＊に対する応答電流の重畳により、それぞれ図7に示されるように細かく波打った正弦波となる。
【０１６９】
図8は、実施例１における目標γ軸電圧v_γ ^＊、その印加によって流れるγ軸電流i_γ、及びδ軸電流i_δの波形図である。図8の(a)は目標γ軸電圧v_γ ^＊の波形図であり、図8の(b)はγ軸電流i_γの波形図である。角度推定誤差Δθが有限値である時δ軸電流i_δの波形図は図8の(c)である。角度推定誤差Δθが実質的に0に等しい時、δ軸電流i_δの波形図は図8の(d)である。
【０１７０】
角度推定誤差Δθが一定である時、γ軸及びδ軸は図6に示されるように、ロータ12に対する固定軸である。それ故、目標γ軸電圧v_γ ^＊、γ軸電流i_γ及びδ軸電流i_δの基本波成分がいずれも直流である。従って、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の重畳時、それと実質的に同じ周期の重畳波成分が図8のようにそれぞれの交流成分として現れる。特に、δ軸電流i_δに現れる重畳波成分、すなわち、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊に対する応答電流、の振幅は角度推定誤差Δθに依存し、正確には後述の理由により、sin(2Δθ)に比例する。従って、角度推定誤差Δθが実質的に有限値である時、図8の(c)のようにδ軸電流i_δは重畳波成分を持つ。しかし、角度推定誤差Δθが実質的に0°に等しい時、図8の(d)のようにδ軸電流i_δは重畳波成分を持たない。
【０１７１】
以下、δ軸電流i_δの重畳波成分の振幅がsin(2Δθ)に比例する理由を説明する： ＩＰＭＳＭ10の電圧方程式は、ｄ軸及びｑ軸成分による表現では式(16)及び(17)である。
【０１７２】
vd＝（R＋ｐ・Ld）id−ω_e・Lq・iq (16)
vq＝（R＋ｐ・Lq）iq＋ω_e・Ld・id＋ω_e・ψ (17)
【０１７３】
ここで、ｐは微分演算子である。電圧ベクトルのｄ軸成分とｑ軸成分とをそれぞれｄ軸電圧vdとｑ軸電圧vqとで表し、電流ベクトルのｄ軸成分とｑ軸成分とをそれぞれｄ軸電流idとｑ軸電流iqとで表す。ステータ巻線の抵抗をRとし、ｄ軸インダクタンスをLd、ｑ軸インダクタンスをLqとする。ｄｑ軸巻線鎖交磁束実効値をψとし、ロータ12の実際の角速度をω_eとする。
【０１７４】
ロータ12の回転制御時、実際のロータ12の角度θは分からないので、推定角度θ_mを用いて制御を行う。それに合わせて、ＩＰＭＳＭ10の電圧方程式を、ｄ軸及びｑ軸成分での表現(式(16)及び(17))から推定ｄ軸及び推定δ軸、すなわち、γ軸及びδ軸成分での表現へ、以下のように変換する： 図6より、γ軸はｄ軸から(δ軸はｑ軸から)角度推定誤差Δθ＝θ−θ_mだけずれる。従って、電圧方程式(16)及び(17)はγ軸及びδ軸成分によると、式(18)及び(19)で表現される。
【０１７５】

【０１７６】
ここで、ロータ12の推定角速度をω_emとする。推定角速度ω_emは推定回転速度ω_mから演算される。式(18)及び(19)では、推定角速度ω_emと実際の角速度ω_eとの差を無視する。
【０１７７】
ｄ軸インダクタンスLd及びｑ軸インダクタンスLqは、γ軸インダクタンスL_γ、δ軸インダクタンスL_δ、及び両方向間の相互インダクタンスL_γδへ、式(20)、(21)及び(22)に従ってそれぞれ変換される。
【０１７８】
L_γ ＝｛（Ld＋Lq）−（Lq−Ld）cos(2Δθ)｝／2 （20）
L_δ ＝｛（Ld＋Lq）＋（Lq−Ld）cos(2Δθ)｝／2 （21）
L_γδ＝｛（Lq−Ld）sin(2Δθ)｝／2 （22）
【０１７９】
式(20)及び(21)より、γ軸インダクタンスL_γ及びδ軸インダクタンスL_δはいずれも、角度推定誤差Δθに関わらず正である。
γ軸電流i_γ及びδ軸電流i_δの重畳波成分は重ね合わせの原理により、式(18)及び(19)中の重畳波成分を含む項を通してγ軸電圧v_γ及びδ軸電圧v_δへ寄与する。すなわち、γ軸電圧v_γ及びδ軸電圧v_δの重畳波成分v_{γ s}及びv_{δ s}は式(23)及び(24)で表される。
【０１８０】

【０１８１】
次に、以下の近似を行い、式(23)及び(24)を簡略化する： 実施例１はロータ12の静止時又は低速駆動時における回転制御を対象とするので、ロータ12の回転速度が比較的小さい時を以下では考慮すれば良い。
【０１８２】
既に述べたように、重畳波成分の周波数は最小でも約400Hzであり、基本波成分の周波数(最大数十Hz程度)より十分高い。従って、重畳波成分の角周波数、すなわち重畳波角周波数ω_esは、基本波成分の角周波数、すなわちロータ12の推定角速度ω_emより十分大きい。実施例１では、重畳波角周波数ω_esと等価インダクタンスL_γ、L_δ又はL_γδ（いずれも10mH程度）との積で表されるインピーダンスが約25Ωであり、ステータ巻線の抵抗R（約1Ω）より十分大きい。従って、式(23)及び(24)では、推定角速度ω_em及び抵抗Rを含む項を他の項に対して無視する。こうして、式(23)及び(24)は式(25)及び(26)でそれぞれ近似される。
【０１８３】
v_{γ s}＝ｐ・L_γ・i_{γ s}−ｐ・L_γδ・i_{δ s} （25）
v_{δ s}＝ｐ・L_δ・i_{δ s}−ｐ・L_γδ・i_{γ s} （26）
【０１８４】
更に、角度推定誤差Δθの時間変化を無視する近似、すなわち等価インダクタンスL_γ、L_δ、及びL_γδを一定とみなす近似の下で、式(25)及び(26)をγ軸電流i_γ及びδ軸電流i_δの重畳波成分i_{γ s}及びi_{δ s}について解く。その時、重畳波成分i_{γ s}及びi_{δ s}について、式(27)及び(28)が得られる。
【０１８５】
ｐ・i_{γ s}＝（L_δ・v_{γ s}＋L_γδ・v_{δ s}）／Λ （27）
ｐ・i_{δ s}＝（L_γ・v_{δ s}＋L_γδ・v_{γ s}）／Λ （28）
Λ＝L_γ・L_δ−L_γδ・L_γδ （29）
【０１８６】
言い換えると、ロータ12の回転制御時、γ軸電圧v_γ及びδ軸電圧v_δへ重畳波成分v_{γ s}及びv_{δ s}をそれぞれ重畳すると、それに対する応答電流i_{γ s}及びi_{δ s}が、式(27)及び(28)に従って、γ軸電流i_γ及びδ軸電流i_δへそれぞれ重畳される。特に、重畳波電圧をγ軸成分v_{γ s}へのみ印加する時、すなわち、δ軸成分v_{δ s}を0とする時、応答電流i_{γ s}及びi_{δ s}は式(30)及び(31)で表される。
【０１８７】
ｐ・i_{γ s}＝L_δ ・v_{γ s}／Λ （30）
ｐ・i_{δ s}＝L_γδ・v_{γ s}／Λ （31）
【０１８８】
実施例１では、電流制御部50が、目標重畳波電流としてロータ角度推定用電流信号i_s ^＊を目標γ軸電流i_γ ^＊に重畳する。そのロータ角度推定用電流信号i_s ^＊は式(14)で与えられる。一方、目標δ軸電流i_δ ^＊にはロータ角度推定用電流信号を重畳しない。
【０１８９】
i_s ^＊＝αsinθ_s＝αsin(ω_es・ζTc） (14)
【０１９０】
ここで、ＰＷＭ制御器37によるＰＷＭでのキャリア周期をTcとし、カウントζとキャリア周期Tcとの積で重畳波位相θ_sを割った値を重畳波角周波数ω_esとする。
【０１９１】
ＰＷＭのキャリア周波数は約15kHzであり、重畳波周波数(最大約750Hz）に比べて十分大きい。言い換えると、ＰＷＭのキャリア周期Tcは重畳波の周期に比べて十分小さい。一方、ＰＷＭのキャリア周期Tcは、ディジタル信号であるロータ角度推定用電流信号i_s ^＊のサンプルの時間間隔に等しい。従って、そのサンプルの時間間隔を無視し、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊をアナログ信号とみなす。その近似の下では、ＰＷＭのキャリア周期Tcのカウントζ倍、すなわち、ζTcを連続的な時間変数tに置き換えることができる。従って、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊を式(32)のアナログ信号として表すことができる。
【０１９２】
i_s ^＊＝αsin(ω_es・t） (32)
【０１９３】
電流制御部50の電圧指令作成部53は既に述べたように、目標γ軸電流i_γ ^＊及びロータ角度推定用電流信号i_s ^＊に基づく比例積分制御及び非干渉制御(式(7))により、目標γ軸電圧v_γ ^＊を制御する。それにより、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊に対応する電圧成分v_{γ s} ^＊が、式(33)に従って目標γ軸電圧v_γ ^＊に重畳される。但し、その重畳波はγ軸成分v_{γ s} ^＊のみを持ち、δ軸成分v_{δ s} ^＊は式(34)の通り0である。
【０１９４】
v_{γ s} ^＊＝K_Pd・i_s ^＊＝K_Pd・αsinθ_s＝K_Pd・αsin（ω_es・t） (33）
v_{δ s} ^＊＝0 (34）
【０１９５】
ここで、比例係数K_Pdは式(7)における比例ゲインである。
式(33)及び(34)を式(30)及び(31)に代入すると、γ軸電流i_γの重畳波成分i_{γ s}及びδ軸電流i_δの重畳波成分i_{δ s}は式(35)及び(36)で表される。
【０１９６】

【０１９７】
式(35)及び(36)から明らかなように、重畳波成分i_{γ s}及びi_{δ s}の振幅はそれぞれL_δ及びL_γδに比例する。
【０１９８】
図9は実施例１での角度推定誤差Δθに対するL_δ、L_γδの変化を示す図である。図9の(a)はδ軸インダクタンスL_δの変化を、図9の(b)はγ軸及びδ軸間の相互インダクタンスL_γδの変化を、それぞれ示す図である。式(21)より、δ軸インダクタンスL_δは角度推定誤差Δθに関わらず正である。それ故、γ軸電流i_γの重畳波成分i_{γ s}の振幅は角度推定誤差Δθに関わらず正である。一方、式(22)により、γ軸及びδ軸間相互インダクタンスL_γδはsin(2Δθ)に比例する。更に、式(36)により、δ軸電流i_δの重畳波成分i_{δ s}の振幅は相互インダクタンスL_γδに比例する。それ故、δ軸電流i_δの重畳波成分i_{δ s}の振幅はsin(2Δθ)に比例する。特に、角度推定誤差Δθが0°の時、図8の(d)のように、重畳波成分i_{δ s}の振幅が0に等しい。一方、角度推定誤差Δθが有限値である時、図8の(c)のように、重畳波成分i_{δ s}の振幅は有限値である。
【０１９９】
上記のようにδ軸電流i_δの重畳波成分i_{δ s}の振幅はsin(2Δθ)に比例する。従って、ロータ角度／回転速度推定部60は、既に述べた構成により、δ軸電流i_δの重畳波成分i_{δ s}の振幅を実質的に0に等しくなるように、推定角度θ_mを補正する。以下、その動作を説明する。
【０２００】
まず、推定誤差検出部61により、検出されたδ軸電流i_δから推定誤差εを以下のように計算する：式(36)により、δ軸電流i_δの重畳波成分i_{δ s}は(−cosθ_s)に比例して振動する。一方、式(14)により、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊はsinθ_sに比例して振動する。既に述べたように、目標γ軸電圧v_γ ^＊の位相はロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の位相と実質的に一致する。それ故、図8の(a)及び(c)に示されるように、目標γ軸電圧v_γ ^＊とδ軸電流i_δとは互いに約90°だけずれた位相で振動する。従って、推定誤差検出部61はフーリエ解析によりδ軸電流i_δから重畳波成分i_{δ s}を抽出し、その振幅を推定誤差εとして決定する。具体的には、δ軸電流i_δに(−cosθ_s)を乗じ、重畳波成分i_{δ s}の一周期の範囲で積分する。その積分結果はδ軸電流i_δのcosθ_sに対応するフーリエ係数であり、すなわち、δ軸電流i_δの重畳波成分i_{δ s}の振幅である。
【０２０１】
上記のフーリエ積分は以下に述べるような離散フーリエ積分により行われる：式(13)及び(15)により、δ軸電流i_δの重畳波成分i_{δ s}の一周期の範囲では、重畳波直交成分h_{s ⊥} ^＊は分割数ηと同数のサンプルで表される。そのサンプルはＰＷＭのキャリア周期Tcごとに、重畳波作成部70の重畳波直交成分作成部74から推定誤差検出部61へ入力される。
【０２０２】
θ_s＝360°ζ／η (13)
h_{s ⊥} ^＊＝sin(θ_s−90°)＝−cosθ_s （15)
【０２０３】
その入力と同期して、電流制御部50の三相二相変換部52から推定誤差検出部61へ、δ軸電流i_δのサンプルが入力される。推定誤差検出部61は、入力されたδ軸電流i_δと重畳波直交成分h_{s ⊥} ^＊とのサンプル同士を乗算し、内部のレジスタに記憶する。この乗算処理はＰＷＭのキャリア周期Tcごとに、その時入力されたサンプルに対して行われる。それぞれの乗算結果は、推定誤差検出部61内部のレジスタで互いに加算されながら記憶される。
【０２０４】
上記の演算処理がδ軸電流i_δの重畳波成分i_{δ s}の一周期、すなわち、ＰＷＭのキャリア周期Tcの分割数η倍ηTcの間繰り返される。それにより、上記のレジスタに記憶された値が推定誤差εとして決定される。つまり、推定誤差εは式(37)に従って計算される。
【０２０５】
ε＝Σ(i_δ・h_{s ⊥} ^＊) （37）
【０２０６】
ここで、総和記号Σはδ軸電流i_δの重畳波成分i_{δ s}の一周期の範囲内での全サンプルについての和を表す。
【０２０７】
式(37)へ式(15)及び(36)を代入すると、推定誤差εは式(38)によりL_γδに比例する。更に、式(38)へ式(22)を代入すると、推定誤差εは式(39)によりsin(2Δθ)に比例する。特に角度推定誤差Δθが十分小さい時、式(40)により、推定誤差εは角度推定誤差Δθに実質上比例する。従って、推定誤差εを0へ収束させるようにすれば、角度推定誤差Δθを実質的に0に等しくできる。
【０２０８】
ε≒（η／2）L_γδ・K_Pd・α／（ω_es・Λ） （38)
＝sin(2Δθ)｛(Lq−Ld)／2｝・（η／2）・K_Pd・α／（ω_es・Λ) (39)
≒2Δθ｛(Lq−Ld)／2｝・（η／2）・K_Pd・α／（ω_es・Λ） (40)
【０２０９】
推定誤差εを記憶するための推定誤差検出部61内部のレジスタは、推定誤差リセット部65により、δ軸電流i_δの重畳波成分i_{δ s}の一周期ごとにリセットされる。こうして、δ軸電流i_δの重畳波成分i_{δ s}の各周期ごとに推定誤差εが作成される。
【０２１０】
作成された推定誤差εは推定角度θ_mの補正前に、推定誤差リミッタ62により、式(41)に従って以下のようにリミットされる。ここで、リミット後の推定誤差εを有効推定誤差ε1とする：
推定誤差εがある正の閾値ε_limより大きい時、有効推定誤差ε1をε_limに置換する；
推定誤差εが負の閾値(−ε_lim)より小さい時、有効推定誤差ε1を(−ε_lim)に置換する；
推定誤差εが(−ε_lim)以上でε_lim以下の時、有効推定誤差ε1を推定誤差εと一致させる。
【０２１１】
ε1＝−ε_lim （ε＜−ε_lim）
ε1＝ε (−ε_lim≦ε≦ε_lim）
ε1＝ε_lim （ε＞ε_lim） （41）
【０２１２】
次に、角度進み量θ_pが角度進み量作成部63により、有効推定誤差ε1に基づいて式(42)に従って決定される。角度進み量θ_pは有効推定誤差ε1に対する比例積分制御の操作量に相当する。
【０２１３】
θ_p＝K_TPP・ε1＋ΣK_TPIε1 （42）
【０２１４】
ここで、比例ゲインをK_TPP、積分ゲインをK_TPIとする。総和記号Σは、制御開始から角度進み量θ_pの出力までの全サンプルについての和を示す。
【０２１５】
更に、角度進み量θ_pに基づいて、推定回転速度補正部64が推定回転速度ω_mを、推定角度補正部66が推定角度θ_mを、それぞれ以下のように補正する： 推定回転速度補正部64はディジタルＬＰＦを通して、角度進み量θ_pから推定回転速度ω_mを決定する。具体的には、式(43)による演算処理を行う。
【０２１６】
ω_m(n)＝K_W・K_TPW・θ_p＋（1−K_W）ω_m(n−1) （43）
【０２１７】
ここで、ＬＰＦの係数をK_Wとする。係数K_Wは0より大きく1以下の定数である。係数K_Wが小さいほど、ＬＰＦの作用が一般に大きい。角度進み量θ_pから推定回転速度ω_mへの変換係数をK_TPWとする。更に、ロータ12の回転制御開始から数えて(n−1)番目及びn番目の推定回転速度ω_mのサンプルをそれぞれ、ω_m(n−1)及びω_m(n)とする。式(43)により、推定回転速度ω_mの(n−1)番目のサンプルω_m(n−1)が角度進み量θ_pに基づいて補正され、n番目のサンプルω_m(n)を決定する。
【０２１８】
推定角度補正部66は推定角度θ_mを、式(44)により角度進み量θ_pだけ補正する。
【０２１９】
θ_m(n)＝θ_m(n−1)＋θ_p （44）
【０２２０】
ここでロータ12の回転制御開始から数えて(n−1)番目及びn番目の推定角度θ_mのサンプルをそれぞれθ_m(n−1)及びθ_m(n)とする。式(44)により、角度進み量θ_pが補正量として推定角度θ_mの(n−1)番目のサンプルθ_m(n−1)へ加えられ、n番目のサンプルθ_m(n)を決定する。
【０２２１】
以上のように決定されたn番目のサンプルω_m(n)及びθ_m(n)に基づいて、制御開始からn回目のロータ12の回転制御動作が行われる。
【０２２２】
［実施例１の動作］
実施例１は、上記のそれぞれの構成の動作を以下のように組み合わせて、ロータ12の回転速度を目標回転速度ω^＊と一致するように制御する： 図13及び図14は、実施例１によるロータ12の回転速度の制御を示すフローチャートである。図13の(a)は、実施例１によるロータ12の回転速度の制御全体の概略的フローチャートである。図13の(b)は、回転速度制御部40の動作を示すフローチャートである。図13の(c)は、重畳波作成部70の動作を示すフローチャートである。図14の(a)は、電流制御部50の動作を示すフローチャートである。図14の(b)は、ロータ角度／回転速度推定部60の動作を示すフローチャートである。
【０２２３】
まず、図13の(a)により、実施例１によるロータ12の回転速度の制御全体の流れについて説明する。
〈ステップS1〉
回転速度制御部40により、目標回転速度ω^＊ _aと推定回転速度ω_mとに基づいて、目標γ軸電流i_γ ^＊及び目標δ軸電流i_δ ^＊の基本波成分が決定される。
〈ステップS2〉
重畳波作成部70により、目標重畳波電流、すなわち、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊が設定される。
【０２２４】
〈ステップS3〉
電流制御部50により、実際の電流が検出される。検出されたγ軸電流は、目標γ軸電流i_γ ^＊にロータ角度推定用電流信号i_s ^＊を重畳した重畳波付目標γ軸電流(i_γ ^＊＋i_s ^＊)と比較される。検出されたδ軸電流は目標δ軸電流i_δ ^＊と比較される。それらの差に基づく比例積分制御により目標電圧v_u ^＊、v_v ^＊、及びv_w ^＊が決定され、モータ駆動部30へ出力される。目標電圧v_u ^＊、v_v ^＊、及びv_w ^＊はモータ駆動部30内でＰＷＭにより変調され、スイッチング信号g_uh、g_ul、g_vh、g_vl、g_wh、及びg_wlとなる。モータ駆動部30はスイッチング信号g_uh、g_ul、g_vh、g_vl、g_wh、及びg_wlに従って、ステータ巻線11u、11v、及び11wへの印加電圧を制御する。その印加電圧の制御の結果、ステータ巻線11u、11v、及び11wを流れる電流により、ロータ12はトルクを受けて回転する。
【０２２５】
〈ステップS4〉
ロータ角度／回転速度推定部60により、検出されたδ軸電流から推定誤差εがロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の一周期ごとに、後述のように求められる。その推定誤差εに基づいて、角度推定誤差Δθを0へ収束させるように推定角度θ_mが補正される。
【０２２６】
〈ステップS5〉
重畳波作成部70で、カウンタ71により設定されたカウントζを0と比較する。カウントζが0と等しい時はステップS1から、それ以外の時はステップS2から再び動作を繰り返す。その時、ステップS2からステップS4までの周期が実質的にＰＷＭのキャリア周期Tcに等しいので、ステップS1の繰り返し周期がＰＷＭのキャリア周期Tcの分割数η倍ηTcに実質的に等しい。すなわち、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の周期と実質的に等しい。更に、分割数ηは重畳波周期設定部75によりランダムに設定されるので、ステップS1の繰り返し周期ηTcはランダムに変化する。
【０２２７】
次に、図13の(b)により、回転速度制御部40の動作の流れについて説明する。
〈ステップS11〉
外部、好ましくは上位コンピュータ、からの回転速度指令[ω^＊ _a]により示されるアナログ目標回転速度ω^＊ _aを、ＡＤＣ41により目標回転速度ω^＊へ変換する。
〈ステップS12〉
目標回転速度ω^＊に基づく比例積分制御での操作量に対応する目標トルクT^＊をPI制御部42により決定する。
〈ステップS13〉
トルク／電流変換部43により、目標トルクT^＊を目標γ軸電流i_γ ^＊、目標δ軸電流i_δ ^＊及び目標電流振幅i_a ^＊へ変換する。
【０２２８】
続いて、図13の(c)により、重畳波作成部70の動作の流れについて説明する。
〈ステップS21〉
カウンタ71により、カウントζを１だけ進める。
〈ステップS22〉
重畳波位相設定部72により、重畳波位相θ_sを更新する。
〈ステップS23〉
重畳波電流指令作成部73により、重畳波電流指令[i_s ^＊]を作成する。
〈ステップS24〉
重畳波直交成分作成部74により、重畳波直交成分h_{s ⊥} ^＊を作成する。
【０２２９】
図14の(a)により、電流制御部50の動作の流れについて説明する。
〈ステップS31〉
相電流センサ21u及び21vにより、実際にステータ巻線を流れる電流すなわちアナログｕ相電流i_ua及びアナログｖ相電流i_vaを検出する。
〈ステップS32〉
ＡＤＣ51u及び51vにより、検出されたアナログｕ相電流i_ua及びアナログｖ相電流i_vaをｕ相電流i_u及びｖ相電流i_vへアナログ／ディジタル変換する。
〈ステップS33〉
三相二相変換部52により、ｕ相電流i_u及びｖ相電流i_vをγ軸電流i_γ及びδ軸電流i_δへ変換する。
【０２３０】
〈ステップS34〉
電圧指令作成部53は、γ軸電流i_γと、目標γ軸電流i_γ ^＊にロータ角度推定用電流信号i_s ^＊を重畳した重畳波付目標γ軸電流(i_γ ^＊＋i_s ^＊)とを、δ軸電流i_δと目標δ軸電流i_δ ^＊とを、それぞれ比較する。それらの差に基づく比例積分制御により、目標γ軸電圧v_γ ^＊及び目標δ軸電圧v_δ ^＊を決定する。
〈ステップS35〉
二相三相変換部54により、目標γ軸電圧v_γ ^＊、及び目標δ軸電圧v_δ ^＊を目標電圧v_u ^＊、v_v ^＊、及びv_w ^＊へ変換する。
〈ステップS36〉
ＰＷＭ制御部37のＰＷＭにより、目標電圧v_u ^＊、v_v ^＊、及びv_w ^＊を変調し、スイッチング信号g_uh、g_ul、g_vh、g_vl、g_wh、及びg_wlを決定する。
〈ステップS37〉
モータ駆動部30は、スイッチング信号g_uh、g_ul、g_vh、g_vl、g_wh、及びg_wlに従ってステータ巻線11u、11v、及び11wへ電圧を印加する。その結果、ステータ巻線11u、11v、及び11wを流れる電流により、ロータ12はトルクを受けて回転する。
【０２３１】
図14の(b)により、ロータ角度／回転速度推定部60の動作の流れについて説明する。
〈ステップS41〉
推定誤差検出部61により、推定誤差εを計算する。
〈ステップS42〉
カウンタ71のカウントζと分割数ηとを比較し、比較結果により後の処理を分岐する。カウントζと分割数ηとが異なる時、ステップS43からステップS49までの処理をスキップして、ステップS410へ処理をジャンプさせる。カウントζと分割数ηとが等しい時、ステップS43へ処理を進める。従って、ステップS43からステップS49までは、ステップS1（図13の(a)）の繰り返し周期と同じ周期で繰り返される。
【０２３２】
〈ステップS43〉
推定誤差リミッタ62により推定誤差εをリミットし、有効推定誤差ε1を決定する。
〈ステップS44〉
角度進み量作成部63により、有効推定誤差ε1に基づいて角度進み量θ_pを作成する。
〈ステップS45〉
推定回転速度補正部64により、角度進み量θ_pをＬＰＦに通し、その後その角度進み量θ_pに基づいて推定回転速度ω_mを補正する。
【０２３３】
〈ステップS46〉
推定誤差リセット部65により、推定誤差検出部61内部のレジスタに記憶された推定誤差εをリセットする。
〈ステップS47〉
重畳波作成部70の重畳波周期設定部75により、分割数ηを新たに設定し直す。これにより、次回のステップS1の繰り返し周期ηTcが更新される。
〈ステップS48〉
重畳波作成部70のカウンタリセット部76により、カウンタ71のカウントζをリセットし、すなわち、ζ＝0とする。
〈ステップS49〉
重畳波作成部70の重畳波電流振幅設定部77により、重畳波電流振幅αを設定する。
〈ステップS410〉
推定角度補正部66により、推定角度θ_mを角度進み量θ_pだけ進める。ステップS410はＰＷＭのキャリア周期Tcごとに繰り返される。
【０２３４】
［実施例１の効果］
実施例１のロータ12の回転制御による効果を以下説明する： 実施例１では、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の周期をランダムに変化させる。それにより、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の重畳に伴って発生する騒音が、特定の周波数成分だけに偏らず、様々な周波数成分を含む。その結果、騒音のエネルギーが様々な周波数成分に分配されるので、それぞれの周波数成分の大きさは従来より小さい。従って、従来のモータ制御装置に比べて、重畳波による騒音を低減できる。
【０２３５】
実施例１では図12の振幅テーブルに従って、目標電流振幅i_a ^＊が大きいほど重畳波電流振幅αが大きく設定される。逆に、目標電流振幅i_a ^＊が小さいほど重畳波電流振幅αが小さく設定される。こうして、目標電流の振幅に合わせてロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の振幅が調節される。それにより、応答電流の検出でのＳＮ比を大きく保ったまま、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の振幅を必要最小限に抑えることができる。従って、従来の制御装置より、重畳波による騒音を低減できる。
【０２３６】
ＩＰＭＳＭ10の出力トルクが小さい時、シャフト15へ接続された外部の機械的構造物は比較的小さい騒音(メカ騒音)しか出さない。従って、出力トルクが小さい時は特に、ＩＰＭＳＭ10の重畳波成分による騒音を抑えなければならない。ステータ巻線の電流が小さい時、ＩＰＭＳＭ10の出力トルクは小さい。実施例１では、図12の振幅テーブルに従って、目標電流振幅i_a ^＊が小さい時は重畳波電流振幅αを小さく設定する。その結果、ＩＰＭＳＭ10の出力トルクが小さい時に、重畳波成分による騒音を小さく抑えることができる。
【０２３７】
実施例１では、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の一周期がＰＷＭのキャリア周期Tcの分割数η倍である。一方、応答電流に対するサンプリングタイムはＰＷＭのキャリア周期Tcに実質的に等しい。従って、応答電流のサンプルがロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の一周期当たり分割数ηと等しい個数だけある。推定誤差εは、それらの複数個のサンプルから離散フーリエ積分により計算される。複数個のサンプルに基づく積分演算であるので、一つ一つのサンプルに含まれるノイズを平均化できる。その結果、推定誤差εに含まれるノイズは一つ一つのサンプルに含まれるものより小さい。従って、推定誤差εのＳＮ比を十分大きく維持できる。
更に、推定誤差εのＳＮ比が十分大きいので、推定誤差εをＬＰＦにより大きく減衰させなくても良い。その上、角度進み量θ_pの計算（式(42)）に用いる比例ゲインK_TPP及び積分ゲインK_TPIを小さく抑えなくても良い。従って、ロータ12の回転制御の応答速度を大きく維持できる。
【０２３８】
実施例１では、推定誤差εをリミットし、有効推定誤差ε1を決定する。その結果、検出されたδ軸電流i_δへ極端に大きいノイズが混入し得る時でも、有効推定誤差ε1の大きさは閾値ε_limを超えない。それ故、推定誤差εをＬＰＦにより大きく減衰させ、又は、比例ゲインK_TPP及び積分ゲインK_TPIを小さく抑える等、推定誤差εの範囲を制限しなくても良い。従って、ロータ12の回転制御の応答速度を大きく維持できる。
【０２３９】
実施例１では、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の周期ηTcがＰＷＭのキャリア周期Tcの偶数倍である。その結果、以下の理由により、推定誤差εの検出精度が良い：実施例１では、検出されたδ軸電流i_δからロータ角度推定用電流信号i_s ^＊に対する応答電流i_{δ s}を求める。ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊に対する応答電流i_{δ s}の波形はモータ駆動部30のＰＷＭ制御により一般に歪む。その歪みは、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の周期を大きくすれば、小さく抑えることができる。
【０２４０】
しかし、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の周期はある程度小さくなければならない。何故なら、重畳波成分と基本波成分とを十分明確に区別するためである。従って、分割数ηを極端には大きくできない。その結果、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の一周期に含まれるＰＷＭのキャリア(三角波)の数、すなわち、分割数ηの上限が制限される。すなわち、応答電流i_{δ s}の波形の歪みをある程度より小さく抑えることができない。
【０２４１】
そこで、実施例１では、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の周期をＰＷＭのキャリア周期Tcの偶数倍とする。その時、応答電流i_{δ s}の偶数個のサンプルは実質的に正負対称である。それ故、推定誤差εを離散フーリエ積分によって求める時、互いに対称なサンプル同士でＰＷＭによる歪みの誤差を相殺できる。その結果、推定誤差εの検出精度が良い。
【０２４２】
《実施例２》
以下、本発明の実施例２による位置センサレスモータ制御装置を説明する。実施例２の位置センサレスモータ制御装置は、実施例１の好ましい変形の一例である。
実施例２は実施例１と次の二つの点で異なる： 第一に、ロータ角度推定用信号が電圧信号である。すなわち重畳波作成部2070が重畳波電圧指令[v_s ^＊]を設定する。電流制御部2050が目標γ軸電流i_γ ^＊及び目標δ軸電流i_δ ^＊を目標γ軸電圧v_γ ^＊及び目標δ軸電圧v_δ ^＊へ変換する。その後、目標γ軸電圧v_γ ^＊にロータ角度推定用電圧信号v_s ^＊が重畳され、重畳波付目標γ軸電圧(v_γ ^＊＋v_s ^＊)が決定される。
第二に、重畳波作成部2070内の重畳波周期設定部2075が分割数ηを所定のテーブルに従って設定する。
【０２４３】
図15は、実施例２における位置センサレスモータ制御装置の構成を示すブロック図である。実施例２では、実施例１と比べて、重畳波作成部2070及び電流制御部2050が異なる。実施例２のその他の構成については実施例１と同様である。それ故、それらの同様な構成に対しては実施例１と同じ符号を付し、その説明は実施例１のものを援用する。
【０２４４】
電流制御部2050は、ｕ相電流センサ21uからアナログｕ相電流値信号[i_ua]を、ｖ相電流センサ21vからアナログｖ相電流値信号[i_va]を、ロータ角度／回転速度推定部60から推定角度θ_mを示す信号[θ_m]を、それぞれ入力する。更に、γ軸電流i_γ及びδ軸電流i_δを後述のように求める。その後、δ軸電流i_δを示す信号[i_δ]がロータ角度／回転速度推定部60へ出力される。
【０２４５】
電流制御部2050は更に回転速度制御部40からγ軸電流指令[i_γ ^＊]とδ軸電流指令[i_δ ^＊]とを、ロータ角度／回転速度推定部60から推定回転速度値信号[ω_m]を、重畳波作成部2070から重畳波電圧指令[v_s ^＊]を、それぞれ入力する。それらの入力により示される値、先に入力された推定角度θ_m、γ軸電流i_γ、及びδ軸電流i_δに基づいて、電流制御部2050は目標ｕ相電圧v_u ^＊、目標ｖ相電圧v_v ^＊及び目標ｗ相電圧v_w ^＊を後述のように決定し、モータ駆動部30へ出力する。
【０２４６】
重畳波作成部2070は、回転速度制御部40から電流振幅指令[i_ａ ^＊]を入力し、それに基づいて重畳波電圧指令[v_s ^＊]及び重畳波直交信号[h_{s ⊥} ^＊]を設定する。重畳波電圧指令[v_s ^＊]は電流制御部2050へ、重畳波直交信号[h_{s ⊥} ^＊]はロータ角度／回転速度推定部60へ出力される。
【０２４７】
［電流制御部2050の構成］
図16は、実施例２における電流制御部2050の構成を示すブロック図である。電流制御部2050では、実施例１のもの（図4）と比べ、電圧指令作成部2053及び二相三相変換部2054が異なる。その他の構成については実施例１と同様である。従って、それらに対しては実施例１と同じ符号を付し、その説明は実施例１のものを援用する。
【０２４８】
電圧指令作成部2053は、三相二相変換部52からγ軸電流値信号[i_γ]とδ軸電流値信号[i_δ]とを、外部からγ軸電流指令[i_γ ^＊]と、δ軸電流指令[i_δ ^＊]と、推定回転速度ω_mを示す信号[ω_m]と、を入力する。電圧指令作成部2053は、それらの入力により示される値に基づいて、目標γ軸電圧v_γ ^＊と目標δ軸電圧v_δ ^＊とを後述のように演算する。演算結果はそれぞれγ軸電圧指令[v_γ ^＊]及びδ軸電圧指令[v_δ ^＊]として、二相三相変換部2054へ出力される。
【０２４９】
二相三相変換部2054は、入力された目標γ軸電圧v_γ ^＊、目標δ軸電圧v_δ ^＊、推定角度θ_m、及び重畳波電圧指令[v_s ^＊]に基づいて、目標ｕ相電圧v_u ^＊、目標ｖ相電圧v_v ^＊、及び目標ｗ相電圧v_w ^＊を後述のように演算する。演算結果はそれぞれｕ相電圧指令[v_u ^＊]、ｖ相電圧指令[v_v ^＊]、及びｗ相電圧指令[v_w ^＊]としてモータ駆動部30へ出力される。
実施例２ではこうして、重畳波作成部2070からの重畳波電圧指令[v_s ^＊]が二相三相変換部2054へ入力される。
【０２５０】
［電流制御部2050の動作］
次に、電流制御部2050の動作を説明する。実施例２では実施例１とは異なり、重畳波がロータ角度推定用電圧信号v_s ^＊、すなわち、電圧信号である。従って、モータ駆動部30への制御信号に対するロータ角度推定用電圧信号v_s ^＊の重畳のための動作が、以下のように実施例１とは異なる。
【０２５１】
電流センサ21u及び21vからのアナログ電流値信号[i_ua]及び[i_va]は、ＡＤＣ51u及び51vにより電流値信号[i_u]及び[i_v]へ変換される。それらの値は三相二相変換部52によりγ軸電流i_γ及びδ軸電流i_δへ、式(5)及び(6)に従って変換される。
【０２５２】
i_γ＝(√2)×｛i_usin(θ_m＋60°)＋i_vsinθ_m｝ (5)
i_δ＝(√2)×｛i_ucos(θ_m＋60°)＋i_vcosθ_m｝ (6)
【０２５３】
電圧指令作成部2053は、比例積分制御（ＰＩ制御）と非干渉制御とにより目標γ軸電圧v_γ ^＊及び目標δ軸電圧v_δ ^＊を、式(45)及び(46)に従って制御する。それにより、γ軸電流i_γ及びδ軸電流i_δを、目標γ軸電流i_γ ^＊及び目標δ軸電流i_δ ^＊とそれぞれ一致するように制御する。
【０２５４】

【０２５５】
ここで、式(45)及び(46)で用いられる定数、変数及び記号は全て式(7)及び(8)と共通である。更に、目標γ軸電圧v_γ ^＊と目標δ軸電圧v_δ ^＊との基本波成分の大きさ及び制御対象の推定回転速度ω_mの値はいずれも、実施例１と同程度である。
【０２５６】
電圧指令作成部2053により決定された目標γ軸電圧v_γ ^＊、及び、目標δ軸電圧v_δ ^＊は、ステータ巻線11u、11v、及び11wに印加される目標ｕ相電圧v_u ^＊、目標ｖ相電圧v_v ^＊、及び目標ｗ相電圧v_w ^＊へ、二相三相変換部54により式(47)、(48)及び(49)に従って変換される。その時、重畳波作成部2070からのロータ角度推定用電圧信号v_s ^＊が目標γ軸電圧v_γ ^＊へ重畳される。それにより、重畳波付目標γ軸電圧(v_γ ^＊＋v_s ^＊)が決定される。
【０２５７】

【０２５８】
それらの目標ｕ相電圧v_u ^＊、目標ｖ相電圧v_v ^＊、及び目標ｗ相電圧v_w ^＊がモータ駆動部30へ出力される。
【０２５９】
［重畳波作成部2070の構成］
図17は、実施例２における重畳波作成部2070の構成を示すブロック図である。重畳波作成部2070を実施例１の重畳波作成部70(図5の(b))と比べると、重畳波電圧指令作成部2073、重畳波周期設定部2075、及び重畳波電圧振幅設定部2077が異なる。その他の構成は実施例１と同様であるので、同じ符号を付してその説明は実施例１のものを援用する。
【０２６０】
重畳波電圧指令作成部2073は、重畳波位相設定部72により設定された重畳波位相θ_sと、重畳波振幅設定部2077により設定された重畳波電圧振幅α_vと、に基づいて、重畳波電圧指令[v_s ^＊]を後述のように設定する。
重畳波周期設定部2075は論理回路であり、所定の分割数テーブルを記憶したＲＯＭ又はＲＡＭを含む。その分割数テーブルに基づいて分割数ηを後述のように設定する。
重畳波電圧振幅設定部2077は論理回路であって、後述の振幅テーブル(図18)を記憶したＲＯＭ又はＲＡＭを含む。重畳波電圧振幅設定部2077は、外部から電流振幅指令[i_a ^＊]を入力し、それにより示される目標電流振幅i_a ^＊に対応する重畳波電圧振幅α_vを振幅テーブルから求めて出力する。
【０２６１】
重畳波作成部2070は好ましくはソフトウエアとして構成される。その他に、上記の各構成要素がそれぞれ論理素子として構成されていても良い。
【０２６２】
［重畳波作成部2070の動作］
次に、重畳波作成部2070の動作のうち、実施例２の特徴部分を説明する。その他の動作については実施例１と同様であるので、その説明は実施例１のものを援用する。
【０２６３】
重畳波作成部2070の動作は、実施例１とは以下の二つの点で異なる：
第一に、重畳波として電圧信号であるロータ角度推定用電圧信号v_s ^＊が設定される。重畳波電圧振幅設定部2077は、回転速度推定部60からの電流振幅指令[i_a ^＊]により示される目標電流振幅i_a ^＊に基づいて、重畳波電圧振幅α_vを以下のように設定する。図18は、実施例２における目標電流振幅i_a ^＊と重畳波電圧振幅α_vとの対応関係を示す振幅テーブルである。重畳波電圧振幅設定部2077はその振幅テーブルに従って、目標電流振幅i_a ^＊に対応する重畳波電圧振幅α_vの値を以下のように設定する。
【０２６４】
目標電流振幅i_a ^＊が下限値i_a ^＊1より小さい時、重畳波電圧振幅α_vが下限値α_v1に設定される。
目標電流振幅i_a ^＊が上限値i_a ^＊2より大きい時、重畳波電圧振幅α_vが上限値α_v2に設定される。
目標電流振幅i_a ^＊が下限値i_a ^＊1以上かつ上限値i_a ^＊2以下である時、重畳波電圧振幅α_vが点(i_a ^＊1，α_v1)と点(i_a ^＊2，α_v2)とを直線的に補間した値に設定される。
こうして、目標電流振幅i_a ^＊が大きいほど、重畳波電圧振幅α_vは大きく設定される。実施例２では、重畳波電圧振幅α_vの下限値α_v1が約75V、上限値α_v2が約125Vであり、目標電流振幅i_a ^＊の下限値i_a ^＊1が約0A、上限値i_a ^＊2が約15Aである。これらの値は、電流の基本波と重畳波との振幅比が数十％程度になるように設定される。
【０２６５】
ロータ角度推定用電圧信号v_s ^＊は重畳波電圧指令作成部2073により、重畳波位相θ_s及び重畳波電圧振幅α_vに基づいて、式(50)に従って正弦波として設定される。
【０２６６】
v_s ^＊＝α_vsinθ_s＝α_vsin(ω_es・ζTc) (50)
【０２６７】
ここで、ＰＷＭ制御器37によるＰＷＭのキャリア周期をTcとし、カウントζとキャリア周期Tcとの積で重畳波位相θ_sを割った値を重畳波角周波数ω_esとする。
【０２６８】
式(50)を式(14)及び(33)と比較すれば明らかなように、重畳波電圧振幅α_vは実施例１の重畳波電流振幅αに比例係数K_Pdを乗じたものに対応する。従って、上記の重畳波電圧振幅設定部2077による重畳波電圧振幅α_vの設定に代えて、重畳波電圧指令作成部2073が、実施例１の重畳波電流振幅設定部77と同様な構成により設定された重畳波電流振幅αに比例係数K_Pdを乗じて重畳波電圧振幅α_vを設定しても良い。
更に、式(33)と式(50)との対応から明らかなように、実施例２でのγ軸電流及びδ軸電流に含まれるロータ角度推定用電圧信号v_s ^＊に対する応答電流は、実施例１での応答電流i_{γ s}及びi_{δ s}(式(35)及び(36))と同様である。従って、実施例２においても実施例１と全く同様に、ロータの角度及び回転速度を推定できる。
【０２６９】
第二に、ロータ角度推定用電圧信号v_s ^＊の周期が所定の分割数テーブルに従って変化する。表1は、重畳波周期設定部2075内部に記憶された分割数テーブルである。重畳波周期設定部2075は、表1の左欄に示された番号順に右欄に示された値を分割数ηとして設定する。分割数ηの設定値はいずれも正の偶数であって、実施例２では20〜40の範囲からランダムに選ばれる。設定順はNo.16まで設定される。重畳波周期設定部2075は分割数ηを表1に従ってランダムな正の偶数に設定する。表1の最下欄の値の設定後、分割数ηの設定は最上欄であるNo.1の値から繰り返される。
【０２７０】
【表１】

【０２７１】
こうして、実施例２では、予め分割数ηが計算され、分割数テーブルとして記憶される。それにより、実施例１とは異なり、制御動作ごとに分割数ηを計算し直す必要がない。従って、分割数ηの演算時間を短縮できるので、例えばマイコン2022に含まれるＣＰＵ等の負担を軽くできる。
【０２７２】
表1では分割数ηがランダムに設定される。分割数ηが完全にランダムである時、同じ値又は互いに近似した値が多数回連続して設定され得る。その場合、重畳波による騒音が増幅されて大きくなり得る。それを防ぐ目的で、分割数ηの設定値がランダムである表1に代えて、前回の出力時の値と必ず所定の大きさ以上異なる値が設定された分割数テーブルを用いるようにしても良い。
【０２７３】
実施例１及び実施例２はＩＰＭＳＭ10を制御対象とした。しかし、本発明はＩＰＭＳＭの駆動制御に限定されるのではなく、突極性を有する同期モータであればその種類を問わずに成立する。例えば、実施例１及び実施例２において、ＩＰＭＳＭ10をＳｙｎＲＭ（Synchronous Reluctance Motor）に置き換えても良い。ＳＰＭＳＭ（Surface Permanent Magnet Synchronous Motor）でも、ロータのｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスとの相違がδ軸電流の交流成分の振幅から検出可能な程度に大きければ、本発明を実施できる。
【０２７４】
実施例１では、式(40)より推定誤差εが、更に式(42)より角度進み量θ_pが共に重畳波電流振幅α及び比例ゲインK_Pdに比例する。一方、実施例２では、推定誤差εが重畳波電圧振幅α_vに比例する。これは、重畳波電圧振幅α_vが実施例１の重畳波電流振幅α及び比例ゲインK_Pdと対応することから明らかであろう。従って、実施例１では重畳波電流振幅α及び／又は比例ゲインK_Pd、実施例２では重畳波電圧振幅α_vがそれぞれある程度大きい時、式(42)で用いられる比例ゲインK_TPP及び積分ゲインK_TPIを小さく調整する。逆に、重畳波電流振幅α、比例ゲインK_Pd又は重畳波電圧振幅α_vがある程度小さい時、比例ゲインK_TPP及び積分ゲインK_TPIを大きく調整する。これらの調整により、角度進み量θ_pのゲインを実質的に一定に保つようにしても良い。それにより、角度進み量θ_pに基づく制御を安定化できる。
【０２７５】
上記の実施例において、ロータ12の推定回転速度ω_mの増大に合わせて、角度進み量θ_pの計算(式(42))に用いる比例ゲインK_TPP及び積分ゲインK_TPIを大きく変化させても良い。その時、以下の理由により、角度進み量θ_pに基づく制御を安定化できる： 推定誤差εの大きさが同一であれば、角度進み量θ_pの変化量は同一である。従って、式(43)により、ロータ12の回転速度が大きい時(高速時)より小さい時(低速時)、推定回転速度ω_mに対する角度進み量θ_pの割合が大きい。つまり、低速時の方が一定の推定誤差εに対する推定回転速度ω_mの補正量が大きい。その結果、比例ゲインK_TPP及び積分ゲインK_TPIの低速時での最適値は高速時での最適値より小さい。そこで、推定推定回転速度ω_mの増大に合わせて、比例ゲインK_TPP及び積分ゲインK_TPIを増大させ、それらが回転速度に依らず最適値を保つように調整する。それにより、角度進み量θ_pに基づく制御が安定化する。
【０２７６】
上記と同様の理由により、推定誤差リミッタ62において、式(41)で用いた閾値ε_limの値を推定回転速度ω_mの増大に合わせて増大させても良い。
【０２７７】
上記の実施例では、推定誤差リミッタ62が推定誤差εを直接リミットした。しかし、本発明はその方法に限定されない。δ軸電流に含まれるロータ角度推定用信号に対する応答電流をリミットできる他の方法が用いられても良い。
例えば、推定誤差εに所定のゲインを乗じたものをリミットし、式(42)において有効推定誤差ε1の代わりに用いても良い。
【０２７８】
上記の実施例では、重畳波直交成分h_{s ⊥} ^＊（式(15)）を用いて式(37)に従ってδ軸電流i_δを離散フーリエ積分し、推定誤差εを定義した。その他に、角度推定誤差Δθに比例する任意の量を推定誤差εとして定義しても良い。
例えば、検出されたδ軸電流i_δのサンプルの絶対値の総和を推定誤差εとして定義しても良い。その時、一つ一つのサンプルに含まれるノイズが総和によって相殺されるとは限らない。従って、推定誤差εの精度の点では、上記の実施例の定義の方が好ましい。
【０２７９】
上記の実施例では、γ軸方向にロータ角度推定用信号を重畳し、δ軸方向の応答電流を検出した。その他に、重畳波の重畳方向と応答電流の検出方向とを交換しても良い。すなわち、ロータ角度推定用電流信号i_s ^＊を目標δ軸電流i_δ ^＊に、又はロータ角度推定用電圧信号v_s ^＊を目標δ軸電圧指令値v_δ ^＊に、それぞれ重畳し、検出されたγ軸電流i_γに現れる応答電流の振幅を検出する。その振幅が実質的に0に収束するように、推定誤差εを制御しても良い。
【０２８０】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、ロータ角度推定用信号の周期をランダムに変化させることにより、重畳波による騒音を従来より低減できる。更に、ロータ角度推定用信号の振幅を変化させることにより、制御能力を維持するのに最低限必要な程度に振幅を抑えることができる。それにより、従来の制御装置に比べて推定精度を低減することなく、かつ、制御の応答速度を遅くすることなく、騒音を抑えることができる。
【０２８１】
本発明によれば、応答電流をロータ角度推定用信号の一周期当たり複数回サンプリングし、その複数個のサンプルにより離散フーリエ積分して推定誤差εを定義する。それにより、一つ一つのサンプルに含まれるノイズを統計的に抑えて、角度推定誤差Δθを精度良く求めることができる。
【０２８２】
特に、同期モータに対してＰＷＭ制御をする時、ロータ角度推定用信号の波形を正負対称にし、その周期をＰＷＭのキャリア周期の偶数倍にする。すなわち、その一周期当たりのサンプル数を偶数にする。それにより、互いに対称な位置でのサンプルに含まれるノイズ同士が相殺するので、角度推定誤差Δθをより精度良く求めることができる。
【０２８３】
本発明によれば、ロータ角度推定用信号に対する応答電流をリミットし、リミットされた応答電流に基づき推定角度を求める。それにより、検出された電流に含まれるノイズが極端に大きい時でも、ロータの回転制御が安定化できる。
【０２８４】
上記の実施例による位置センサレスモータ制御装置は、電気自動車の車輪駆動モータに含まれても良い。その時、上記の実施例による位置センサレスモータ制御装置は、特に車輪駆動モータの起動時及び低速回転時、駆動制御能力を維持しつつ騒音を低減させ得る。従って、上記の電気自動車では、発進時及び徐行時、車輪駆動モータの駆動がスムーズで、かつ、騒音が小さい。それ故、乗員に快適な走行感を与える。
【０２８５】
上記の実施例による位置センサレスモータ制御装置は、換気装置のファン駆動モータに含まれても良い。その時、上記の実施例による位置センサレスモータ制御装置は、特にファン駆動モータの起動時及び低速回転時、駆動制御能力を維持しつつ騒音を低減させ得る。従って、上記のファンでは、ファン駆動モータの駆動制御がスムーズで、かつ、その騒音が小さい。それ故、換気がスムーズに行われると共に、換気対象の室内の滞在者へ不快感を与えない。
【０２８６】
上記の実施例による位置センサレスモータ制御装置は、冷蔵庫のコンプレッサに含まれても良い。その時、上記の実施例による位置センサレスモータ制御装置は、特にコンプレッサの起動時及び低速回転時、駆動制御能力を維持しつつ騒音を低減させ得る。従って、上記の冷蔵庫では、起動時及び定常駆動時、コンプレッサの駆動制御がスムーズで、かつ、その騒音が小さい。それ故、例えば夜間、家庭内での安眠を妨げない。
【０２８７】
上記の実施例による位置センサレスモータ制御装置は、エアコンのコンプレッサに含まれても良い。上記の実施例による位置センサレスモータ制御装置は、特にコンプレッサの起動時及び低速回転時、駆動制御能力を維持しつつ騒音を低減させ得る。従って、上記のエアコン用室外機では、起動時及び定常駆動時、コンプレッサの駆動制御がスムーズで、かつ、その騒音が小さい。それ故、室内の滞在者及び室外周辺の住民に不快感を与えない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１による位置センサレスモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施例１によるモータ駆動部30の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施例１による回転速度制御部40の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施例１による電流制御部50の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施例１によるロータ角度／回転速度推定部60及び重畳波作成部70の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施例における電流を表現する座標系を模式的に表す図である。
【図７】本発明の実施例１における目標ｕ相電圧v_u ^＊及びｕ相電流i_uの波形図である。
【図８】本発明の実施例１における目標γ軸電圧v_γ ^＊、γ軸電流i_γ及びδ軸電流i_δの波形図である。
【図９】本発明の実施例１において、δ軸インダクタンスL_δとγ軸及びδ軸間相互インダクタンスL_γδとの角度推定誤差Δθによる変化を示す図である。
【図１０】本発明の実施例１における重畳波位相θ_sの出力ごとの変化を示す図である。
【図１１】本発明の実施例１におけるロータ角度推定用電流信号i_s ^＊の波形図である。
【図１２】本発明の実施例１における目標電流振幅i_a ^＊と重畳波電流振幅αとの対応を表す振幅テーブルを示す図である。
【図１３】本発明の実施例１全体、回転速度制御部40及び重畳波作成部70の動作を示すフローチャートである。
【図１４】本発明の実施例１における電流制御部50及びロータ角度／回転速度推定部60の動作を示すフローチャートである。
【図１５】本発明の実施例２による位置センサレスモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１６】本発明の実施例２による電流制御部2050の構成を示すブロック図である。
【図１７】本発明の実施例２による重畳波作成部2070の構成を示すブロック図である。
【図１８】本発明の実施例２における目標電流振幅i_a ^＊と重畳波電圧振幅α_vとの対応を表す振幅テーブルを示す図である。
【符号の説明】
10 ＩＰＭＳＭ
11u、11v、11w ステータ巻線
12 ロータ
13 ロータヨーク
14 永久磁石
15 シャフト
21u、21v 電流センサ
22 マイコン
30 モータ駆動部
40 回転速度制御部
50 電流制御部
60 ロータ角度・回転速度推定部
70 重畳波作成部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a position sensorless motor control method and a control apparatus for controlling a motor drive by detecting a rotor angle without a position sensor. In particular, the present invention relates to a motor that controls driving of the motor when the rotor is stopped or rotated at low speed.
[0002]
[Prior art]
A brushless motor does not have a mechanical commutation mechanism like a brush. Instead, it has an electrical circuit for electrical commutation. The electric circuit controls the current flowing through the stator winding in synchronization with the rotation period of the rotor.
[0003]
The rotor of the brushless motor includes a permanent magnet, thereby having at least two magnetic poles. The angle around the central axis of the rotor between the central axis direction (d-axis direction) of the magnetic poles of the rotor and the reference direction (α-axis direction) fixed to the stator is referred to as the rotor angle.
[0004]
In electrical commutation, it is necessary to detect the angle of the rotor. Conventional motor control devices for brushless motors obtain information about the angle of the rotor through position sensors such as Hall elements, resolvers, magnetic encoders or optical encoders. However, since the position sensor is included, the cost of the conventional brushless motor is high and the size of the motor is large.
[0005]
A position sensorless motor control device (hereinafter referred to as a conventional example) disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 10-323099 detects the rotor angle without the position sensor. Thereby, the cost of the brushless motor is low and the size is small.
[0006]
In the conventional example, especially when the rotor is stopped or rotated at a low speed, the rotor angle is detected without using a position sensor to control the motor drive as follows:
(1) Estimate the rotor angle, and estimate the d-axis direction and q-axis direction of the rotor based on the estimated angle (hereinafter referred to as the estimated rotor angle) (hereinafter referred to as the γ-axis direction and δ-axis direction, respectively). ). Here, the q-axis direction refers to a direction advanced by 90 ° in electrical angle from the d-axis direction to the rotation direction of the rotor.
[0007]
(2) A predetermined rotor angle estimation current signal or voltage signal (hereinafter referred to as rotor angle estimation current signal or rotor angle estimation voltage signal) in the γ-axis direction component of the target current vector or target voltage vector of the stator winding. Is superimposed. Here, the target current vector of the stator winding refers to a vector representing the target current in the control of the current flowing through the stator winding. The target voltage vector of the stator winding refers to a vector representing the target voltage in controlling the voltage applied to the stator winding. In the present invention, the target current vector with superimposed wave is a vector representing the target current superimposed with the rotor angle estimation current signal. The superimposed wave target voltage vector is a vector representing the target voltage on which the rotor angle estimation voltage signal is superimposed.
[0008]
(3) Convert the target current vector with superimposed wave into the corresponding stator winding target voltage vector. The motor drive device supplies power to the stator winding based on the target voltage vector or the target voltage vector with superimposed wave. In particular, in pulse width modulation (PWM) control with respect to the current of the stator winding, the motor driving device modulates the target voltage represented by the target voltage vector of the stator winding or the target voltage vector with superimposed wave with PWM, and the stator winding Apply to.
[0009]
Through power supply to the stator winding by the motor driving device, power corresponding to the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal is applied to the stator winding. Here, the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal is, for example, an AC signal, and has a constant period and a constant amplitude equal to an integral multiple of the PWM carrier period.
Hereinafter, when it is not necessary to distinguish between the rotor angle estimation current signal and the rotor angle estimation voltage signal, both signals are collectively referred to as a rotor angle estimation signal. In the PWM control described above, constant AC power corresponding to the rotor angle estimation signal is applied to the stator winding. At that time, a response current to the AC power is generated in the stator winding.
[0010]
(4) The response current in the δ-axis direction is detected with a predetermined phase. For example, the response current is sampled every peak of the rotor angle estimation signal, that is, every half cycle of the rotor angle estimation signal.
(5) The estimated angle of the rotor is corrected so that the detected response current approaches 0 in the δ-axis direction.
The above operations (1) to (5) are repeated during motor drive control.
[0011]
A shift in the γ-axis direction from the d-axis direction (also a shift in the δ-axis direction from the q-axis direction, hereinafter referred to as an angle estimation error) is set to Δθ. The amplitude of the response current is substantially proportional to sin (2Δθ) in the δ-axis direction. Therefore, when the response current in the δ-axis direction converges to 0 within a predetermined error range, the estimated angle of the rotor and the actual angle are substantially equal within the predetermined error range.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional position sensorless motor control, the frequency of the rotor angle estimation signal is constant. In particular, the constant frequency value belongs to about several tens to several hundreds Hz, that is, belongs to an audible frequency band. As a result, the teeth of the stator vibrated in synchronization with the rotor angle estimation signal, generating noise. The noise is particularly large in the vicinity of the frequency of the rotor angle estimation signal.
[0013]
In the conventional position sensorless motor control, the amplitude of the rotor angle estimation signal is constant. Therefore, the amplitude of the response current with respect to the rotor angle estimation signal is substantially constant. On the other hand, the larger the amplitude of the current flowing through the stator winding, the greater the electrical noise that appears in the δ-axis direction (hereinafter simply referred to as noise), so the ratio of the amplitude of the response current to the noise (SN ratio) was small. When the S / N ratio was small, noise and response current were difficult to distinguish, and the angle estimation error was large.
[0014]
In the conventional position sensorless motor control, the sampling for the response current is performed every half cycle of the rotor angle estimation signal, so the number of samples is small. Therefore, when the S / N ratio in each response current sample is small, the angle estimation error is larger.
[0015]
In order to keep the angle estimation error small, the SN ratio of the response current had to be increased. For this purpose, the amplitude of the rotor angle estimation signal may be increased or noise may be reduced. However, since the noise is further increased, it is difficult to increase the amplitude of the rotor angle estimation signal.
[0016]
On the other hand, for the purpose of reducing noise included in the response current, the response current is sufficiently attenuated by the LPF. Alternatively, the gain when the correction amount of the estimated angle is obtained from the angle estimation error is reduced. At that time, the estimation of the rotor angle was delayed, and the response speed of the motor drive control decreased. Thus, the conventional position sensorless motor control has reduced the control capability as well as the noise. That is, it was vulnerable to noise.
[0017]
An object of the present invention is to reduce noise and increase the SN ratio of response current detection to a rotor angle estimation signal without delay of control, particularly when the rotor is stationary and at low speed rotation. A control method and a control apparatus are provided.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
A position sensorless motor control method according to one aspect of the present invention includes:
(A) determining a target current vector for the stator winding;
(B) a step of setting a rotor angle estimation current signal or a rotor angle estimation voltage signal by changing its period;
(C) detecting the current flowing through the stator winding;
(D) (a) The target current vector with superimposed wave is obtained by superimposing the rotor angle estimation current signal on the target current vector component in the first direction based on the estimated angular direction of the rotor (hereinafter referred to as the γ-axis direction). Seeking or
(b) obtaining a superimposed voltage target voltage vector by superimposing a rotor angle estimation voltage signal on a component in a first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector;
(E) supplying electric power to the stator winding by the motor driving device based on the target current vector with superimposed wave or the target voltage vector with superimposed wave;
(F) Response to the current signal for rotor angle estimation or the voltage signal for rotor angle estimation from the component of the current vector representing the current detected in the detection step in the second direction having a fixed relationship with the first direction. Determining a current; and
(G) correcting the γ-axis direction based on the response current;
Have
[0019]
Hereinafter, when there is no need to particularly distinguish each of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal, both signals are collectively referred to as a rotor angle estimation signal.
[0020]
In the above position sensorless motor control method (hereinafter referred to as sensorless control method), the period of the rotor angle estimation signal is not constant but changes. Therefore, the vibration of the stator teeth and the like synchronized with the rotor angle estimation signal and the sound generated by the vibration do not have a constant frequency. Therefore, since vibration and sound are not amplified by a change in frequency, no loud noise is generated. Thus, the sensorless control reduces noise caused by the superposition of the rotor angle estimation signal. Furthermore, the amplitude of the rotor angle estimation signal can be increased as compared with the prior art without a large noise.
[0021]
In the sensorless control method described above, the period of the rotor angle estimation signal may be changed randomly. At this time, since the period of the rotor angle estimation signal has no correlation before and after the change, the noise can be further reduced.
[0022]
In the sensorless control method described above, the period of the rotor angle estimation signal may be changed based on a predetermined table. When setting values in the table in the order of change in the period of the rotor angle estimation signal, each value may be selected at random or may be selected so that the difference before and after the change becomes a certain magnitude or more. In addition, the table may be a random number table or a list of predetermined parameters, and the cycle may be changed randomly or with a difference of a certain size or more by a simple calculation using the values of the table. Regardless of which table value is set as described above, the period of the rotor angle estimation signal changes so as to reduce the noise.
[0023]
In addition, since the determination of the period of the rotor angle estimation signal does not require complicated calculation by referring to the table, the calculation time can be shortened. As a result, the burden on the CPU and the like included in the control circuit can be reduced.
[0024]
A position sensorless motor control method according to another aspect of the present invention includes:
(A) determining a target current vector for the stator winding;
(B) setting the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal by changing the amplitude thereof;
(C) detecting the current flowing through the stator winding;
(D) (a) A target current vector with a superimposed wave is obtained by superimposing a current signal for rotor angle estimation on a component of a target current vector in a first direction based on the γ-axis direction of the rotor, or
(b) obtaining a superimposed voltage target voltage vector by superimposing a rotor angle estimation voltage signal on a component in a first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector;
(E) supplying electric power to the stator winding by the motor driving device based on the target current vector with superimposed wave or the target voltage vector with superimposed wave;
(F) Response to the current signal for rotor angle estimation or the voltage signal for rotor angle estimation from the component of the current vector representing the current detected in the detection step in the second direction having a fixed relationship with the first direction. Determining a current; and
(G) correcting the γ-axis direction based on the response current;
Have
[0025]
In the above sensorless control method, the amplitude of the rotor angle estimation signal is changed. At that time, the change in the amplitude may correspond to the change in the amplitude of the current flowing through the stator winding. Accordingly, the amplitude of the rotor angle estimation signal can be suppressed in accordance with the magnitude of noise included in the current of the stator winding, and can be adjusted so as not to impair the SN ratio of detection of the response current. Therefore, the amplitude of the response current with respect to the rotor angle estimation signal is not excessive compared to the current of the stator winding. As a result, it is possible to reduce the noise generated by the superposition of the rotor angle estimation signal.
[0026]
In the sensorless control method described above, the amplitude of the rotor angle estimation signal may be increased when the amplitude of the current of the stator winding is large. The reason is as follows: The greater the amplitude of the stator winding current, the greater the noise contained in the response current. Therefore, when the amplitude of the current of the stator winding is large, the amplitude of the rotor angle estimation signal is increased. Thereby, the amplitude of the response current with respect to the rotor angle estimation signal does not become excessive compared with the current of the stator winding. As a result, in the entire motor drive control, the noise generated by the superposition of the rotor angle estimation signal can be reduced as compared with the prior art. At the same time, the SN ratio of response current detection can be maintained sufficiently large.
[0027]
In the sensorless control method described above, the increase in the amplitude of the stator winding current may be determined by either the detected stator winding current or the target current value.
[0028]
According to still another aspect of the present invention, a position sensorless motor control method includes:
(A) determining a target current vector for the stator winding;
(B) setting a rotor angle estimation current signal or a rotor angle estimation voltage signal having a predetermined period;
(C) detecting the current flowing through the stator winding;
(D) (a) A target current vector with a superimposed wave is obtained by superimposing a current signal for rotor angle estimation on a component of a target current vector in a first direction based on the γ-axis direction of the rotor, or
(b) obtaining a superimposed voltage target voltage vector by superimposing a rotor angle estimation voltage signal on a component in a first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector;
(E) supplying electric power to the stator winding by the motor driving device according to the target current vector with superimposed wave or the target voltage vector with superimposed wave;
(F) Response to the current signal for rotor angle estimation or the voltage signal for rotor angle estimation from the component of the current vector representing the current detected in the detection step in the second direction having a fixed relationship with the first direction. Obtaining the current by sampling at least three times per period of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal; and
(G) correcting the γ-axis direction based on the response current;
Have
[0029]
In the above sensorless control method, the number of samples of the response current is larger than that in the conventional method in which the response current is sampled every half cycle of the rotor angle estimation signal. Therefore, the S / N ratio can be increased as compared with the conventional case in detecting the response current.
[0030]
Sampling of the response current may be performed a plurality of times per half cycle of the rotor angle estimation signal. At that time, more samples of response current are obtained. In addition, especially when the waveform of the rotor angle estimation signal is symmetric about the middle point between the first half and the second half of the cycle, the sampling position of the response current can be symmetric about the middle point between the first half and the second half of the response current cycle. . By utilizing the symmetry, the noise included in the samples of the response currents corresponding to each other can be canceled by, for example, averaging. As a result, the SN ratio of response current detection can be increased.
[0031]
A position sensorless motor control method according to another aspect of the present invention includes:
(A) determining a target current vector for the stator winding;
(B) (a) A rotor angle estimation current signal or a rotor angle estimation voltage signal whose cycle is an even multiple of the PWM carrier cycle, and (b) whose waveform is symmetrical about the midpoint between the first half and the second half of the cycle. Step to set;
(C) detecting the current flowing through the stator winding;
(D) (a) A target current vector with a superimposed wave is obtained by superimposing a current signal for rotor angle estimation on a component of a target current vector in a first direction based on the γ-axis direction of the rotor, or
(b) obtaining a superimposed voltage target voltage vector by superimposing a rotor angle estimation voltage signal on a component in a first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector;
(E) modulating the voltage represented by the target voltage vector corresponding to the target current vector with superimposed wave or the target voltage vector with superimposed wave by PWM, and applying the modulated voltage to the stator winding by the motor driving device;
(F) Response to the current signal for rotor angle estimation or the voltage signal for rotor angle estimation from the component of the current vector representing the current detected in the detection step in the second direction having a fixed relationship with the first direction. Determining a current based on a symmetrical waveform of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal; and
(G) correcting the γ-axis direction based on the response current;
Have
[0032]
When the motor driving device performs PWM control, the waveform of the current flowing through the stator winding is generally distorted at substantially the same cycle as the PWM carrier cycle, compared to an ideally smooth waveform. Similarly, the waveform of the response current with respect to the rotor angle estimation signal is also distorted at substantially the same cycle as the PWM carrier cycle.
[0033]
In the sensorless control method described above, the period of the rotor angle estimation signal is an even multiple of the PWM carrier period, and the waveform is symmetrical about the midpoint between the first half and the second half of the period. Therefore, the waveform of the rotor angle estimation signal is distorted substantially symmetrically about the midpoint between the first half and the second half of one cycle. Therefore, the waveform of the response current has the same symmetry including distortion caused by PWM. By utilizing the symmetry, the detection error of the response current due to the distortion can be reduced.
[0034]
For example, with respect to the response current, sampling is performed symmetrically about an intermediate point between the first half and the second half of the cycle. Specifically, when the sampling frequency is constant, the frequency of the rotor angle estimation signal is set to an even multiple of the sampling frequency, and the sampling position is symmetric with respect to the midpoint of one cycle of the rotor angle estimation signal. . At that time, noise included in the samples can be canceled by, for example, obtaining an average of the samples at the sampling positions symmetrical to each other.
[0035]
PWM control by the motor drive device is possible in the sensorless control method according to the already described aspect of the present invention as follows:
(A) (a) Set the period of the rotor angle estimation current signal or rotor angle estimation voltage signal to an even multiple of the pulse width modulation (PWM) carrier period, and (b) Rotor angle estimation current signal or rotor angle. Set the waveform of the estimation voltage signal symmetrically about the midpoint between the first half and the second half of the cycle;
(B) PWM modulates the target voltage vector corresponding to the target current vector with superimposed wave or the voltage represented by the target voltage vector with superimposed wave, and applies the modulated voltage to the stator winding by the motor driving device;
(C) A response current is obtained based on a symmetrical waveform of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal.
Thus, even when the motor drive device performs PWM control, the sensorless control method according to the already described aspect of the present invention can be applied.
[0036]
A sensorless control method according to still another aspect of the present invention includes:
(A) determining a target current vector for the stator winding;
(B) setting a rotor angle estimation current signal or a rotor angle estimation voltage signal having a predetermined period;
(C) detecting the current flowing through the stator winding;
(D) (a) A target current vector with a superimposed wave is obtained by superimposing a current signal for rotor angle estimation on a component of a target current vector in a first direction based on the γ-axis direction of the rotor, or
(b) obtaining a superimposed voltage target voltage vector by superimposing a rotor angle estimation voltage signal on a component in a first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector;
(E) supplying electric power to the stator winding by the motor driving device based on the target current vector with superimposed wave or the target voltage vector with superimposed wave;
(F) (a) In the current vector representing the current detected in the detection step, the component in the second direction orthogonal to the first direction in terms of electrical angle, (1) Current signal for rotor angle estimation or rotor angle Multiplied by a signal having substantially the same period as the voltage signal for estimation and (2) a phase signal that is substantially 90 ° (electrical angle) shifted from the current signal for rotor angle estimation or the voltage signal for rotor angle estimation,
(b) obtaining a response current for the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal from the multiplication result; and
(G) correcting the γ-axis direction based on the response current;
Have
[0037]
In the second direction, that is, the direction in which the rotor angle estimation signal is superimposed and the direction orthogonal to the electrical angle, the response current has the same period as that of the rotor angle estimation signal and a phase shifted by 90 °. Therefore, it is possible to detect the current flowing through the stator winding, multiply the component in the second direction of the current vector representing the detected current by the above signal, and obtain the response current from the multiplication result.
[0038]
For example, when the rotor angle estimation signal is a sine wave, the multiplication result is integrated in a range of one period of the rotor angle estimation signal. When the current detected as the current flowing through the stator winding is displayed as a vector, the Fourier coefficient included in the component of the current vector in the second direction corresponds to the period of the rotor angle estimation signal described above. It is obtained by integration. Its Fourier coefficient is substantially equal to the amplitude of the response current. Furthermore, since the noise included in the detected stator winding current is suppressed by the above integration, the error in the amplitude of the response current is reduced as compared with the conventional case.
[0039]
The sensorless control method according to the aspect different from the above aspect of the present invention is as follows.
(A) determining a target current vector for the stator winding;
(B) setting a rotor angle estimation current signal or a rotor angle estimation voltage signal;
(C) detecting the current flowing through the stator winding;
(D) (a) A target current vector with a superimposed wave is obtained by superimposing a current signal for rotor angle estimation on a component of a target current vector in a first direction based on the γ-axis direction of the rotor, or
(b) obtaining a superimposed voltage target voltage vector by superimposing a rotor angle estimation voltage signal on a component in a first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector;
(E) supplying electric power to the stator winding by the motor driving device based on the target current vector with superimposed wave or the target voltage vector with superimposed wave;
(F) The response current for the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal is obtained from the component of the current vector representing the detected current in the second direction having a fixed relationship with the first direction. Step;
(G) limiting the value of the response current; and
(H) The step of correcting the γ-axis direction based on the response current having the value limited in the step of limiting;
Have
[0040]
The response current can suddenly increase due to the influence of noise. At that time, since the limiter limits the magnitude of the response current, detection of an extremely large response current can be avoided so as to deviate the drive control of the motor. The detection error increases as the response current increases.
Therefore, when the response current is large to some extent, the estimated rotor angle is not corrected based on the detected value, and the estimated rotor angle is replaced with a constant value. As a result, the estimation error can be reduced as a result.
[0041]
In the sensorless control method according to the present invention, preferably, (a) the first direction is a γ-axis direction or a direction substantially 90 ° (electrical angle) with respect to the γ-axis direction, and (b) the second direction. Is substantially 90 ° (electrical angle) with respect to the first direction, and (c) the γ-axis direction is corrected so that the response current (ε) in the second direction converges to zero. To do.
For example, when the rotor angle estimation current signal is superimposed on the γ-axis direction component of the target current vector, or when the rotor angle estimation voltage signal is superimposed on the γ-axis direction component of the target voltage vector, the detected stator winding The amplitude of the response current included in the δ-axis direction component of the current vector representing the current is substantially proportional to sin (2Δθ). Here, Δθ is an angle estimation error of the rotor in the d-axis direction, that is, a deviation of the γ-axis direction from the d-axis direction. Therefore, if the response current amplitude is controlled to be zero in the δ-axis direction, the γ-axis direction can be controlled to coincide with the d-axis direction.
[0042]
A position sensorless motor control apparatus according to one aspect of the present invention is as follows.
(A) a motor controller for determining the target current vector of the stator winding;
(B) A superimposed wave generating unit for setting the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal by changing the period thereof;
(C) a current detector for detecting the current flowing through the stator winding;
(D) (a) A target current vector with a superimposed wave is obtained by superimposing a current signal for rotor angle estimation on the component of the target current vector in the first direction based on the γ-axis direction of the rotor, and the corresponding target voltage vector Or
(b) obtaining a superimposed voltage target voltage vector by superimposing a rotor angle estimation voltage signal on a component in a first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector;
Current control unit for;
(E) a motor driving device for supplying electric power to the stator winding based on the target voltage vector corresponding to the superimposed wave target current vector or the superimposed voltage target voltage vector; and
(F) (a) From the current vector representing the current detected by the current detector in the second direction having a fixed relationship with the first direction, the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation Find the response current to the voltage signal,
(b) Correct the γ-axis direction based on the response current,
Rotor angle estimator for;
Have
[0043]
In the above position sensorless motor control device (hereinafter referred to as sensorless control device), the period of the rotor angle estimation signal is not constant but changes. Therefore, the vibration of the stator teeth and the like synchronized with the rotor angle estimation signal and the sound generated by the vibration do not have a constant frequency. Therefore, since vibration and sound are not amplified by the change of period, no loud noise is generated. Thus, noise caused by superimposition of the rotor angle estimation signal is reduced. Furthermore, the amplitude of the rotor angle estimation signal can be increased as compared with the prior art without a large noise.
[0044]
In the sensorless control device described above, the superimposed wave generation unit may randomly change the period of the rotor angle estimation signal. At this time, since the period of the rotor angle estimation signal has no correlation before and after the change, the noise can be further reduced.
[0045]
In the sensorless control device described above, the superimposed wave generation unit may include a storage unit that stores a predetermined table, and the period of the rotor angle estimation signal may be changed based on the table. When setting the values in the table in the order of change in the period of the rotor angle estimation signal, each value may be selected at random, or may be selected so that the difference before and after the change becomes a certain magnitude or more. In addition, the table may be a random number table or a list of predetermined parameters, and the cycle may be changed randomly or with a difference of a certain size or more by a simple calculation using the values of the table. Regardless of which table value is set as described above, the period of the rotor angle estimation signal changes so as to reduce the noise.
[0046]
In addition, since the determination of the period of the rotor angle estimation signal does not require complicated calculation by referring to the table, the calculation time can be shortened. As a result, the burden on the CPU and the like included in the control circuit can be reduced.
[0047]
A sensorless control device according to another aspect of the present invention provides:
(A) a motor controller for determining the target current vector of the stator winding;
(B) A superimposed wave creating unit for setting the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal by changing the amplitude thereof;
(C) a current detector for detecting the current flowing through the stator winding;
(D) (a) A target current vector with a superimposed wave is obtained by superimposing a current signal for rotor angle estimation on the component of the target current vector in the first direction based on the γ-axis direction of the rotor, and the corresponding target voltage vector Or
(b) obtaining a superimposed voltage target voltage vector by superimposing a rotor angle estimation voltage signal on a component in a first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector;
Current control unit for;
(E) a motor driving device for supplying electric power to the stator winding based on the target voltage vector corresponding to the superimposed wave target current vector or the superimposed voltage target voltage vector; and
(F) (a) From the current vector representing the current detected by the current detector in the second direction having a fixed relationship with the first direction, the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation Find the response current to the voltage signal,
(b) Correct the γ-axis direction based on the response current,
Rotor angle estimator for;
Have
[0048]
In the above sensorless control device, the amplitude of the rotor angle estimation signal is changed. In particular, the change in the amplitude may correspond to a change in the amplitude of the current flowing through the stator winding. Accordingly, the amplitude of the rotor angle estimation signal can be suppressed in accordance with the magnitude of noise included in the current of the stator winding, and can be adjusted so as not to impair the SN ratio of detection of the response current. As a result, the amplitude of the response current with respect to the rotor angle estimation signal does not become excessive compared with the current of the stator winding, so that noise generated by superimposition of the rotor angle estimation signal can be reduced as compared with the conventional case.
[0049]
In the sensorless control device described above, the superimposed wave generation unit may increase the amplitude of the rotor angle estimation signal as the amplitude of the current of the stator winding increases. The reason is as follows: The greater the amplitude of the stator winding current, the greater the noise contained in the response current. Therefore, when the amplitude of the stator winding current is large, the amplitude of the rotor angle estimation signal is increased. As a result, in the entire motor drive control, the noise generated by the superposition of the rotor angle estimation signal can be reduced as compared with the prior art. At the same time, the SN ratio of response current detection can be maintained sufficiently large.
[0050]
In the sensorless control device described above, the increase in the amplitude of the stator winding current may be determined by either the detected stator winding current or the target current value.
[0051]
A sensorless control device according to still another aspect of the present invention provides:
(A) a motor controller for determining the target current vector of the stator winding;
(B) a superimposed wave creating unit for setting a rotor angle estimation current signal or a rotor angle estimation voltage signal having a predetermined period;
(C) a current detector for detecting the current flowing through the stator winding;
(D) (a) A target current vector with a superimposed wave is obtained by superimposing a current signal for rotor angle estimation on the component of the target current vector in the first direction based on the γ-axis direction of the rotor, and the corresponding target voltage vector Or
(b) obtaining a superimposed voltage target voltage vector by superimposing a rotor angle estimation voltage signal on a component in a first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector;
Current control unit for;
(E) a motor driving device for supplying electric power to the stator winding based on the target voltage vector corresponding to the superimposed wave target current vector or the superimposed voltage target voltage vector; and
(F) (a) From the current vector representing the current detected by the current detector in the second direction having a fixed relationship with the first direction, the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation The response current to the voltage signal is obtained by sampling at least three times per period of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal,
(b) Correct the γ-axis direction based on the response current,
Rotor angle estimator for;
Have
[0052]
The above sensorless control device has a larger number of response current samples than the conventional device that samples the response current every half cycle of the rotor angle estimation signal. Therefore, the S / N ratio can be increased as compared with the conventional case in detecting the response current.
[0053]
The rotor angle estimator may sample the response current a plurality of times per half cycle of the rotor angle estimation signal. At that time, a larger number of samples of the response current can be obtained. In addition, especially when the waveform of the rotor angle estimation signal is symmetric with respect to the middle point between the first half and the second half of the cycle, the sampling position of the response current can be symmetric with respect to the middle point between the first half and the second half of the response current cycle. . By utilizing the symmetry, the noise included in the samples of the response currents corresponding to each other can be canceled by, for example, averaging. As a result, the SN ratio of response current detection can be increased.
[0054]
A sensorless control device according to another aspect of the present invention provides:
(A) a motor controller for determining the target current vector of the stator winding;
(B) A superimposed wave for setting a rotor angle estimation current signal or a rotor angle estimation voltage signal whose cycle is an even multiple of the PWM carrier cycle and whose waveform is symmetrical about the midpoint between the first half and the second half of the cycle Creation department;
(C) a current detector for detecting the current flowing through the stator winding;
(D) (a) A target current vector with a superimposed wave is obtained by superimposing a current signal for rotor angle estimation on the component of the target current vector in the first direction based on the γ-axis direction of the rotor, and the corresponding target voltage vector Or
(b) obtaining a superimposed voltage target voltage vector by superimposing a rotor angle estimation voltage signal on a component in a first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector;
Current control unit for;
(E) a motor drive device for modulating a voltage represented by the target voltage vector corresponding to the target current vector with superimposed wave or the target voltage vector with superimposed wave by PWM and applying the modulated voltage to the stator winding; as well as,
(F) (a) From the current vector representing the current detected by the current detector in the second direction having a fixed relationship with the first direction, the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation A response current to the voltage signal is obtained based on a symmetrical waveform of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal,
(b) Correct the γ-axis direction based on the response current,
Rotor angle estimator for;
Have
[0055]
When the motor driving device performs PWM control, the waveform of the current flowing through the stator winding is generally distorted at substantially the same cycle as the PWM carrier cycle, compared to an ideally smooth waveform. Similarly, the waveform of the response current with respect to the rotor angle estimation signal is also distorted at substantially the same cycle as the PWM carrier cycle.
[0056]
In the sensorless control device described above, the superimposed wave generation unit sets the period of the rotor angle estimation signal to an even multiple of the PWM carrier period, and sets the waveform symmetrically about the midpoint between the first half and the second half of the period. Therefore, the waveform of the rotor angle estimation signal is distorted substantially symmetrically about the midpoint between the first half and the second half of the cycle. Therefore, the waveform of the response current has the same symmetry including distortion due to PWM. By utilizing the symmetry, the rotor angle estimation unit can reduce the response current detection error due to the distortion. For example, with respect to the response current, sampling is performed symmetrically about an intermediate point between the first half and the second half of the cycle. Specifically, when the sampling frequency is constant, the frequency of the rotor angle estimation signal is set to an even multiple of the sampling frequency, and the sampling position is symmetric with respect to the midpoint of one cycle of the rotor angle estimation signal. . At that time, noise included in the samples can be canceled out by, for example, obtaining the average of the samples at the sampling positions symmetrical to each other.
[0057]
PWM control by the motor drive device is possible in the sensorless control device according to the already described aspect of the present invention as follows:
(A) The superimposed wave generator sets (a) the period of the rotor angle estimation current signal or rotor angle estimation voltage signal to an even multiple of the PWM carrier period, and (b) sets the waveform to the first half and second half of the period. Set symmetrically about the midpoint between and
(B) the motor drive device modulates the voltage represented by the target voltage vector corresponding to the target current vector with superimposed wave or the target voltage vector with superimposed wave by PWM, and applies the modulated voltage to the stator winding;
(C) The rotor angle estimator obtains a response current based on a symmetrical waveform of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal.
Thus, also in the sensorless control apparatus according to the already described aspect of the present invention, the motor driving apparatus can perform PWM control.
[0058]
A sensorless control device according to still another aspect of the present invention provides:
(A) a motor controller for determining the target current vector of the stator winding;
(B) a superimposed wave creating unit for setting a rotor angle estimation current signal or a rotor angle estimation voltage signal having a predetermined period;
(C) a current detector for detecting the current flowing through the stator winding;
(D) (a) A target current vector with a superimposed wave is obtained by superimposing a current signal for rotor angle estimation on the component of the target current vector in the first direction based on the γ-axis direction of the rotor, and the corresponding target voltage vector Or
(b) obtaining a superimposed voltage target voltage vector by superimposing a rotor angle estimation voltage signal on a component in a first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector;
Current control unit for;
(E) a motor driving device for supplying electric power to the stator winding based on the target voltage vector corresponding to the superimposed wave target current vector or the superimposed voltage target voltage vector; and
(F) (a) The component of the current vector representing the current detected by the current detector in the component in the second direction orthogonal to the first direction in terms of electrical angle is: (1) current signal for rotor angle estimation or rotor Multiplied by a signal having the same period as the voltage signal for angle estimation and (2) a phase signal that is substantially 90 ° (electrical angle) shifted from the current signal for rotor angle estimation or the voltage signal for rotor angle estimation,
(b) Obtain the response current for the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal from the multiplication result,
(c) Correct the γ-axis direction based on the response current,
Rotor angle estimator for;
Have
[0059]
In the second direction, i.e., the direction in which the rotor angle estimation signal is superimposed and the direction orthogonal to the electrical angle, the response current has the same period as the rotor angle estimation signal and a phase delayed by 90 [deg.]. Therefore, it is possible to detect the current flowing through the stator winding, multiply the component in the second direction of the current vector representing the detected current by the above signal, and obtain the response current from the multiplication result.
[0060]
For example, when the rotor angle estimation signal is a sine wave, the multiplication result is integrated in a range of one period of the rotor angle estimation signal. When the current detected as the current flowing through the stator winding is displayed as a vector, the Fourier coefficient included in the component of the current vector in the second direction corresponds to the period of the rotor angle estimation signal described above. It is obtained by integration. Its Fourier coefficient is substantially equal to the amplitude of the response current. Furthermore, since the noise included in the detected stator winding current is suppressed by the above integration, the error in the amplitude of the response current is reduced as compared with the conventional case.
[0061]
A sensorless control device according to another aspect of the present invention provides:
(A) a motor controller for determining the target current vector of the stator winding;
(B) a superimposed wave creation unit for setting a rotor angle estimation current signal or a rotor angle estimation voltage signal;
(C) a current detector for detecting the current flowing through the stator winding;
(D) (a) A target current vector with a superimposed wave is obtained by superimposing a current signal for rotor angle estimation on the component of the target current vector in the first direction based on the γ-axis direction of the rotor, and the corresponding target voltage vector Or
(b) obtaining a superimposed voltage target voltage vector by superimposing a rotor angle estimation voltage signal on a component in a first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector;
Current control unit for;
(E) a motor driving device for supplying electric power to the stator winding based on the target voltage vector corresponding to the superimposed wave target current vector or the superimposed voltage target voltage vector; and
(F) including limiter,
(a) Response of the current vector representing the current detected by the current detector to the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal from the component in the second direction having a fixed relationship with the first direction. Find the current
(b) Limit the response current value with a limiter,
(c) Correct the γ-axis direction based on the response current having a value limited by the limiter.
Rotor angle estimator for;
Have
[0062]
The response current can suddenly increase due to the influence of noise. At that time, since the limiter limits the magnitude of the response current, detection of an extremely large response current can be avoided so as to deviate the drive control of the motor. The larger the response current, the greater the detection error. Therefore, when the response current is large to some extent, the estimated rotor angle is not corrected based on the detected value, and the estimated rotor angle is replaced with a constant value. As a result, the estimation error can be reduced as a result.
[0063]
In the above sensorless control device according to the present invention, preferably:
(A) The current control unit sets the first direction as a direction of 90 ° (electrical angle) with respect to the γ-axis direction or the γ-axis direction;
(B) The rotor angle estimation unit sets the second direction to be substantially 90 ° (electrical angle) with respect to the first direction, and converges the response current to substantially zero in the second direction. Correct the γ-axis direction.
[0064]
For example, when the rotor angle estimation current signal is superimposed on the γ-axis direction component of the target current vector or the rotor angle estimation voltage signal is superimposed on the γ-axis direction component of the target voltage vector, the detected stator winding The amplitude of the response current included in the δ-axis direction component of the current vector representing the current is substantially proportional to sin (2Δθ). Here, Δθ is an angle estimation error of the rotor in the d-axis direction, that is, a deviation of the γ-axis direction from the d-axis direction. Therefore, if the response current amplitude is controlled to be zero in the δ-axis direction, the γ-axis direction can be controlled to coincide with the d-axis direction.
[0065]
An electric vehicle according to the present invention has a wheel drive motor including the position sensorless motor control device according to the present invention. Generation of a large noise by the wheel drive motor of the electric vehicle is not preferable because it makes the passenger uncomfortable. Furthermore, a delay in the drive control of the wheel drive motor is undesirable because it reduces the running performance of the electric vehicle.
As described above, the sensorless control device according to the present invention can reduce the noise while maintaining the drive control capability, particularly when the wheel drive motor is started up and rotated at a low speed. Therefore, in the electric vehicle described above, the drive control of the wheel drive motor is smooth and the noise is low when starting and slowing down. Therefore, a comfortable driving feeling is given to the occupant.
[0066]
The fan according to the present invention has a fan drive motor including the position sensorless motor control device according to the present invention. For example, generation of a large noise by the fan of the ventilator is not preferable because it makes a resident in the room to be ventilated uncomfortable. Furthermore, a delay in the drive control of the fan drive motor is not preferable because it reduces the ventilation performance.
As described above, the sensorless control apparatus according to the present invention can reduce the noise while maintaining the drive control capability, particularly when the fan drive motor is started up and rotated at a low speed. Therefore, in the above fan, the drive control of the fan drive motor is smooth and the noise is small. Therefore, for example, when it is used in a ventilator, it does not cause discomfort to residents in the room to be ventilated.
[0067]
The refrigerator according to the present invention includes a compressor including the position sensorless motor control device according to the present invention. Generation of loud noise by the compressor of the refrigerator is not preferable particularly at bedtime. Furthermore, a delay in compressor drive control is undesirable because it reduces the cooling performance of the refrigerator.
As described above, the sensorless control device according to the present invention can reduce the noise while maintaining the drive control capability, particularly at the time of starting the compressor and during the low speed rotation. Therefore, in the above refrigerator, at the time of start-up and steady driving, the compressor drive control is smooth and the noise is small. Therefore, it does not disturb sleep at home, for example at night.
[0068]
An air conditioner according to the present invention includes a compressor including the position sensorless motor control device according to the present invention. The generation of large noises caused by the compressor of the air conditioner is unfavorable because it makes the residents in the room and the residents around the room uncomfortable. Furthermore, a delay in the drive control of the compressor is not preferable because it reduces the air conditioning performance of the air conditioner.
As described above, the sensorless control device according to the present invention can reduce the noise while maintaining the drive control capability, particularly at the time of starting the compressor and during the low speed rotation. Therefore, in the air conditioner described above, the compressor drive control is smooth and the noise is small at the time of start-up and steady driving. Therefore, it does not cause uncomfortable feelings for indoor visitors and residents around the room.
[0069]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, preferred examples of the optimal embodiment of the present invention will be described.
Example 1
[Configuration of Apparatus of Example 1]
FIG. 1 is a block diagram illustrating the configuration of the position sensorless motor control apparatus according to the first embodiment.
[0070]
The control target of the position sensorless motor control apparatus according to the first embodiment is an IPMSM (Interior Permanent Magnet Synchronous Motor) 10. The IPMSM 10 includes a stator (not shown), a stator winding, and a rotor 12.
The stator includes a substantial cylinder made of electromagnetic steel. The stator winding includes a u-phase winding 11u, a v-phase winding 11v, and a w-phase winding 11w, and is a coated copper wire wound around the stator.
The rotor 12 has a cylindrical shape and is arranged coaxially inside the stator.
[0071]
The stator windings 11u, 11v, and 11w are connected to each other at a common end Y to form a Y connection. When current is passed through the stator windings 11u, 11v, and 11w, four magnetic poles are formed on the stator. Here, the magnetic pole formed by the current means a portion where the magnetic field generated by the current is particularly concentrated. Hereinafter, this magnetic pole is called a stator magnetic pole, and the number of stator magnetic poles is called the number of stator winding poles. Since the magnetic pole of the stator is composed of a plurality of pairs of N and S poles, the number of poles of the stator winding is obviously an even number. In the IPMSM 10, the magnetic poles of the stator are generated at equal intervals around the central axis of the rotor 12 in a plane perpendicular to the central axis of the rotor 12.
[0072]
The rotor 12 includes a rotor yoke 13 made of columnar electromagnetic steel, four permanent magnets 14 embedded therein, and a shaft 15 fixed coaxially to the rotor yoke 13. The rotor 12 is supported on both sides of the shaft 15 and can rotate about the central axis. The four permanent magnets 14 are inserted and fixed in axial grooves inside the rotor yoke 13. The direction of the central axis of the magnetic poles of the permanent magnet 14 passes through the central axis of the shaft 15 in the cross section of the rotor yoke 13 and is arranged at substantially equal intervals along the circumferential direction of the cross section of the rotor yoke 13. Further, the direction of the permanent magnet 14 is set so that the magnetic poles on the surface side of the rotor 12 are adjacent to each other and have opposite polarities.
In general, the number of magnetic poles appearing on the surface of the rotor is called the number of magnetic poles of the rotor. The number of magnetic poles of the rotor is an even number, and in the case of a synchronous motor, it is set equal to the number of poles of the stator winding.
[0073]
When a current flows through the stator windings 11u, 11v, and 11w, a magnetic field is generated in and around the stator, and the magnetic field interacts with the magnetic field of the permanent magnet 14. Due to the interaction, the rotor 12 receives torque and rotates.
By periodically changing the current, the magnetic poles of the stator are rotated around the central axis of the rotor 12 at a predetermined rotational speed. At that time, the rotor 12 rotates at the same rotational speed as the rotating magnetic field generated by the current flowing through the stator winding due to the above torque.
[0074]
The position sensorless motor control apparatus according to the first embodiment includes two current sensors 21u and 21v, a microcomputer (microcomputer or microprocessor) 22, and a motor drive unit 30.
[0075]
Both u-phase current sensor 21u and v-phase current sensor 21v include a Hall current detector. The Hall current detector incorporates a Hall element (a type of semiconductor magnetoelectric conversion element). Thereby, information about the strength of the external magnetic field is converted into an electrical signal and output. The u-phase current sensor 21u detects the strength of the magnetic field generated around the stator winding 11u by the u-phase current. Information about the detected magnetic field strength is once converted into a voltage signal. The voltage signal is further processed by an electric circuit in the u-phase current sensor 21u to obtain an analog u-phase current value signal [i_ua] Is output. Here, the analog u-phase current value signal [i_ua] Is the analog value i of the u-phase current_uaIs an analog signal. In this specification, for a variable (for example, A) representing a value indicated by a certain signal, the signal is represented by the variable with a square bracket (for example, [A]). Similarly, the v-phase current sensor 21v is connected to the analog v-phase current value signal [i_va] Is output. Analog v-phase current value signal [i_va] Is the analog value i of the v-phase current_vaIs an analog signal.
The detection error of the u-phase current sensor 21u and the v-phase current sensor 21v is about 1%.
[0076]
  The microcomputer 22 generates an analog u-phase current value signal [i_ua], Analog v-phase current value signal [i_va] And analog rotation speed command [ω^* _a], Process them as described below,Goalu-phase voltage v_u ^*, Target v-phase voltage v_v ^*And target w-phase voltage v_w ^*Is output.
[0077]
The motor drive unit 30 has the above target u-phase voltage v_u ^*, Target v-phase voltage v_v ^*And target w-phase voltage v_w ^*And controls the voltage applied to the stator windings 11u, 11v and 11w accordingly. Thereby, the current flowing through the stator windings 11u, 11v and 11w is controlled.
[0078]
Hereinafter, the configuration and operation of each component of the first embodiment will be described.
[Configuration of motor drive unit 30]
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of the motor drive unit 30 according to the first embodiment. The motor drive unit 30 includes a DC power supply 31, an upper IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) 32u, 32v, 32w, an upper flywheel diode 33u, 33v, 33w, a lower IGBT 34u, 34v, 34w, and a lower flywheel diode 35u, 35v. , 35w, a pre-drive device 36, and a PWM controller 37.
[0079]
The upper IGBTs 32u, 32v, 32w and the lower IGBTs 34u, 34v, 34w are preferably all the same n-channel IGBT. In addition, it may be a MOSFET or a bipolar transistor.
The upper IGBTs 32u, 32v, 32w and the lower IGBTs 34u, 34v, 34w are connected in series in pairs. Specifically, the emitter of the u-phase upper IGBT 32u and the collector of the u-phase lower IGBT 34u are at the u-phase connection point Pu, and the emitter of the v-phase upper IGBT 32v and the collector of the v-phase lower IGBT 34v are at the v-phase connection point Pv. , The emitter of the w-phase upper IGBT 32w and the collector of the w-phase lower IGBT 34w are connected at the w-phase connection point Pw. The collectors of the upper IGBTs 32u, 32v, and 32w are connected to the positive electrode of the DC power supply 31. On the other hand, the emitters of the lower IGBTs 34u, 34v and 34w are connected to the negative electrode of the DC power supply 31.
[0080]
The cathodes of the upper flywheel diodes 33u, 33v and 33w are connected to the emitters of the upper IGBTs 32u, 32v and 32w and the anodes are connected to the collectors, respectively. The cathodes of the lower flywheel diodes 35u, 35v, and 35w are connected to the emitters of the lower IGBTs 34u, 34v, and 34w, and the anodes are connected to the collectors, respectively. The upper flywheel diodes 33u, 33v, 33w and the lower flywheel diodes 35u, 35v, 35w are preferably parasitic diodes of IGBTs to be connected respectively. In addition, an element independent of the IGBT may be used.
[0081]
The ends opposite to the shared end Y of the stator windings 11u, 11v, and 11w are connected to the connection points Pu, Pv, and Pw, respectively.
[0082]
The pre-drive device 36 is connected to the gates of the upper IGBTs 32u, 32v, 32w and the lower IGBTs 34u, 34v, 34w. The pre-drive device 36 has an external switching signal g_uh, G_ul, G_vh, G_vl, G_whAnd g_wlAnd control the gate voltage of each IGBT as follows:
Switching signal g_uh, G_ul, G_vh, G_vl, G_whAnd g_wlAre each a rectangular pulse wave train and can take two kinds of potentials, high potential H or low potential L. Furthermore, it has a constant switching frequency. For example, switching signal g for upper u-phase IGBT_uhIs a high potential H, the pre-drive device 36 raises the gate voltage of the upper IGBT 32u and turns on the upper IGBT 32u. Conversely, the upper u-phase IGBT switching signal g_uhIs low potential L, the pre-drive device 36 lowers the gate voltage of the upper IGBT 32u and turns off the upper IGBT 32u.
[0083]
Similarly, switching signal g for upper v-phase IGBT_vhAnd upper v-phase IGBT32v, upper w-phase IGBT switching signal g_whAnd upper w-phase IGBT32w, lower u-phase IGBT switching signal g_ulAnd lower u-phase IGBT 34u, lower v-phase IGBT switching signal g_vlAnd lower v-phase IGBT 34v, lower w-phase IGBT switching signal g_wlAnd the lower w-phase IGBT 34w correspond to each other, and the pre-drive device 36 controls the respective gate voltages. That is, when the switching signal is at the high potential H, the gate voltage of the corresponding IGBT is raised to turn on the IGBT. Conversely, when the switching signal is at low potential L, the gate voltage of the corresponding IGBT is lowered to turn off the IGBT.
[0084]
The pre-drive device 36 is configured not to increase the gate voltages of the upper and lower IGBTs in phase at the same time. As a result, the upper and lower IGBTs of the same phase are not turned on at the same time.
[0085]
  The PWM controller 37 is a logic circuit, and the target u-phase voltage v_u ^*, Target v-phase voltage v_v ^*And target w-phase voltage v_w ^*Is modulated by pulse width modulation (PWM) described below, and the above switching signal g_uh, G_ul, G_vh, G_vl, G_whAnd g_wlThe PWM controller 37 uses a triangular wave voltage signal having a frequency of about 15 kHz and an amplitude equal to the DC voltage 31 as a PWM carrier.generate. Here, the frequency is called a carrier frequency. Carrier frequency is switching signal g_uh, G_ul, G_vh, G_vl, G_whAnd g_wlIt corresponds to the switching frequency. PWM controller 37 has its triangular wave and target u-phase voltage v_u ^*And compare. Target u-phase voltage v_u ^*When is larger than the triangular wave, the PWM controller 37 switches the switching signal g for the u-phase upper IGBT 32u._uhTo high potential H, u-phase lower IGBT34u switching signal g_ulAre each determined to be a low potential L. Conversely, target u-phase voltage v_u ^*Is smaller than the triangular wave, the PWM controller 37 switches the switching signal g for the u-phase upper IGBT 32u._uhTo low potential L, u-phase lower IGBT34u switching signal g_ulAre each determined as a high potential H.
[0086]
Switching signal g for u-phase upper IGBT32u_uhOr u-phase lower IGBT34u switching signal g_ulWhen switching the potential of any one of the PWM controller 37, the switching signal g_uhAnd g_ulAre both set to a low potential L. The above time is called dead time, and is set to about 4 μs in the first embodiment.
Similarly, the PWM controller 37 sets the target v-phase voltage v for the v-phase and the w-phase._v ^*And target w-phase voltage v_w ^*Switching signal g for v and w phases based on_vh, G_vl, G_whAnd g_wlTo decide.
[0087]
[Operation of motor drive unit 30]
Next, the operation of the motor drive unit 30 will be described. The motor drive unit 30 has a target u-phase voltage v_u ^*, Target v-phase voltage v_v ^*And target w-phase voltage v_w ^*To control the current through the stator windings 11u, 11v, 11w as described below:
First, the PWM controller 37 performs the target u-phase voltage v as described above._u ^*, Target v-phase voltage v_v ^*And target w-phase voltage v_w ^*Is modulated by PWM and the switching signal g_uh, G_ul, G_vh, G_vl, G_whAnd g_wlOutput as.
[0088]
The pre-drive device 36 is a switching signal g from the PWM controller 37._uh, G_ul, G_vh, G_vl, G_whAnd g_wlAccordingly, the upper IGBTs 32u, 32v, 32w and the lower IGBTs 34u, 34v, 34w are turned on or off, respectively. For example, switching signal g for upper IGBT_uh, G_vhAnd g_whAre H, L, and L in order, the upper IGBTs 32u, 32v, and 32w are sequentially turned on, off, and off. At the same time, the lower IGBT switching signal g_ul, G_vlAnd g_wlAre sequentially L, H, and H, the lower IGBTs 34u, 34v, 34w are sequentially turned off, on, and on. Thus, by switching each of the upper IGBTs 32u, 32v, 32w and the lower IGBTs 34u, 34v, and 34w on or off, the pre-drive device 36 changes the voltage applied to each of the stator windings 11u, 11v, and 11w. Change to a rectangular wave.
[0089]
At that time, the width of the rectangular wave of the voltage is changed by adjusting the ON / OFF time ratio (duty) of the IGBT included in the motor drive unit 30. The on / off duty of the IGBT can be adjusted by adjusting the pulse width of the corresponding switching signal, that is, by adjusting the time ratio between the high potential H and the low potential L.
[0090]
The stator windings 11u, 11v and 11w have an inductive impedance. Therefore, when the above rectangular wave voltage is applied to the stator windings 11u, 11v, and 11w, the current flowing through each stator winding is not a rectangular wave but shows a smooth waveform. However, “smoothness” as used herein means a degree that is established under an approximation that ignores distortion associated with IGBT switching. For example, the motor drive unit 30 increases the duty of the u-phase upper IGBT 32u and the switching signal g for the u-phase upper IGBT 32u._uhExtend the time when is at high potential H. At that time, the u-phase current increases. Conversely, the duty of the u-phase upper IGBT 32u is lowered, and the switching signal g for the u-phase upper IGBT 32u is set._uhIs reduced to the high potential H. At that time, the u-phase current decreases. In this way, the motor drive unit 30 can control the u-phase current to a “smooth” waveform in the above sense. The v-phase current and the w-phase current can be similarly controlled.
[0091]
In the current control described above, when the PWM controller 37 turns on or off either the upper-phase IGBT or the lower-side IGBT in the same phase, both the IGBTs are turned off by the dead time during the on / off switching period. Thereby, it is possible to prevent occurrence of overcurrent at the moment when any IGBT is turned off. As a result, the destruction of the IGBT due to overcurrent can be prevented.
[0092]
[Coordinate system]
Before describing the configuration and operation of the microcomputer 22, a coordinate system for expressing current will be described. FIG. 6 is a schematic diagram of a coordinate system for expressing current in the embodiment of the present invention. In order to simplify the following description, two permanent magnets 14 are embedded in the rotor 12 in FIG. That is, in FIG. 6, the number of magnetic poles of the rotor and the number of poles of the stator winding are both 2. In the following description, the angle of the rotor is represented by an electrical angle. Therefore, even when the number of magnetic poles of the rotor and the number of poles of the stator winding is 4 or more, the following description applies in exactly the same manner.
[0093]
In the cross section of the rotor 12, the direction of the magnetic pole central axis of the rotor 12 with respect to the central axis O of the rotor 12 is referred to as a d-axis direction. In particular, the direction of the magnetic flux of the permanent magnet 14 is the positive direction of the d axis. The direction orthogonal to the d-axis direction is referred to as the q-axis direction. The positive direction of the q axis is the direction obtained by rotating the positive direction of the d axis by + 90 ° in the rotational direction of the rotor 12. Here, the rotation direction of the rotor 12 is assumed to be normal rotation counterclockwise in FIG. In other words, the current flowing through the stator windings 11u, 11v, and 11w is converted into the u-phase current i._u, V-phase current i_v, And w-phase current i_wIt is controlled to reverse in this order.
[0094]
u-phase current i flowing through u-phase winding 11u_uIs the reference direction fixed to the stator, and the direction is referred to as the α-axis direction. In particular, the u-phase current i in the direction of the arrow shown in FIG._uU phase current i_uIs the positive direction of the α-axis.
[0095]
The rotor angle refers to an angle θ formed between the d-axis direction and the α-axis direction around the center axis O of the rotor. Here, the direction indicated by the arrow from the α axis to the d axis in FIG. 6, that is, the forward rotation direction of the rotor 12 is defined as the positive direction of the angle θ of the rotor 12.
When the rotation of the rotor 12 around the central axis O is 360 ° and the angle of the rotor 12 is expressed, the value is referred to as a mechanical angle. On the other hand, when the angle θ of the rotor 12 is represented by 180 ° as the angle between adjacent ones of the magnetic poles of the stator formed by the current flowing through the stator winding, the value is referred to as an electrical angle. . In other words, the electrical angle has the following relationship with the mechanical angle: (electrical angle) = (number of rotor magnetic poles) / 2 × (mechanical angle).
[0096]
In the first embodiment, the current flowing through the stator winding is detected, and the d-axis direction is estimated from the detection result, that is, the angle θ of the rotor 12 is estimated. The d-axis direction and the q-axis direction estimated at that time are referred to as a γ-axis direction and a δ-axis direction, respectively. The estimated angle θ of the rotor 12 is_mThe angle θ of the rotor 12 and the estimated angle θ_mDifference from -θ-θ_mIs referred to as an angle estimation error Δθ. In FIG. 6, when the angle estimation error Δθ is positive, that is, the angle θ of the rotor 12 is the estimated angle θ._mGreater than (θ> θ_m) The case is shown. Here, the direction indicated by the arrow from the α axis to the γ axis in FIG. 6, that is, the forward rotation direction of the rotor 12 is represented by the estimated angle θ_mThe positive direction. Estimated angle θ_mDoes not include a substantial error, that is, when the angle estimation error Δθ is substantially equal to 0, the estimated angle θm matches the angle θ of the rotor 12. At that time, the d-axis and the γ-axis coincide with the q-axis and the δ-axis, respectively.
[0097]
Hereinafter, the angle θ of the rotor 12 and the estimated angle θ_mThe angle estimation error Δθ is expressed in electrical angle. Further, unless otherwise specified, a value related to the angle θ of the rotor 12 is represented by an electrical angle.
[0098]
The effect of the magnetic field generated by the current flowing through the stator winding on the rotor is electrically expressed as the equivalent inductance of the stator winding. If the magnetic permeability of the rotor is not isotropic around its central axis, i.e. if the IPMSM has saliency, its equivalent inductance depends on the direction around the central axis of the rotor.
[0099]
In the first embodiment, the equivalent inductance in the equivalent circuit of the IPMSM 10 is a d-axis inductance Ld in the d-axis direction and a q-axis inductance Lq in the q-axis direction. Since the d axis and the q axis are coordinate axes fixed to the rotor 12, the equivalent inductances Ld and Lq do not substantially depend on the angle θ of the rotor 12.
The equivalent inductance is not isotropic and Ld <Lq. Specifically, the d-axis inductance Ld is about 10 mH, and the q-axis inductance Lq is about 20 mH. Thus, the IPMSM 10 has saliency.
[0100]
[Configuration of microcomputer 22]
The microcomputer 22 is preferably a microcomputer and includes a CPU, a ROM, a RAM, a timer, a port, a bus connecting these, and the like. In addition, they may form a single semiconductor element, that is, a microprocessor as an integrated circuit. In that case, the components described below are preferably configured as software. In addition, each component may be configured in hardware as an electronic circuit or an integrated circuit.
[0101]
The microcomputer 22 functionally configures a rotation speed control unit 40, a current control unit 50, a rotor angle / rotation speed estimation unit 60, and a superimposed wave generation unit 70.
The rotation speed control unit 40 receives an analog rotation speed command [ω^* _a] From the rotor angle / rotation speed estimation unit 60 to the estimated rotation speed value signal [ω_m] Are entered respectively. Here, the estimated rotational speed value signal [ω_m] Is the estimated rotational speed ω_mIndicates. The rotational speed control unit 40 calculates the current amplitude command [i_a ^*], Γ-axis current command [i_γ ^*] And δ-axis current command [i_δ ^*] Is determined as described below. Further, the γ-axis current command [i_γ ^*] And δ-axis current command [i_δ ^*To the superimposed wave creation unit 70 as a current amplitude command [i_a ^*] Is output.
[0102]
The superimposed wave creating unit 70 receives the current amplitude command [i_a ^*] And based on that, the superimposed wave current command [i_s ^*] And superimposed wave quadrature signal [h_{s ⊥} ^*] Is set. Superimposed wave current command [i_s ^*] To the current control unit 50, the superimposed wave quadrature signal [h_{s ⊥} ^*Are output to the rotor angle / rotation speed estimation unit 60, respectively.
[0103]
The current control unit 50 receives the analog u-phase current value signal [i_ua] From the v-phase current sensor 21v to the analog v-phase current value signal [i_va] From the rotor angle / rotation speed estimation unit 60 to the estimated angle θ_mEstimated angle value signal [θ_m], And the γ-axis current i_γAnd δ-axis current i_δIs detected as described below. Detected δ-axis current i_δΔ-axis current value signal [i_δ] Is output to the rotor angle / rotation speed estimation unit 60.
The current control unit 50 further receives a γ-axis current command [i_γ ^*] And δ-axis current command [i_δ ^*] From the rotor angle / rotation speed estimation unit 60 to the estimated rotation speed value signal [ω_m] From the superimposed wave generator 70 to the superimposed wave current command [i_s ^*] Are entered respectively. Values indicated by those inputs, estimated angle θ input earlier_m, Detected γ-axis current i_γAnd δ-axis current i_δThe current control unit 50 determines the target u-phase voltage v_u ^*, Target v-phase voltage v_v ^*And target w-phase voltage v_w ^*Is determined as described below and output to the motor drive unit 30.
[0104]
The rotor angle / rotation speed estimation unit 60 receives the superimposed wave orthogonal signal [h_{s ⊥} ^*] From the current control unit 50 to the δ-axis current value signal [i_δ] And the estimation error ε is determined as described later. Based on the estimated error ε, the estimated angle θ_mAnd estimated rotational speed ω_mCorrect. After the correction, the estimated angle value signal [θ_m] To the current control unit 50, the estimated rotational speed value signal [ω_mIs output to the rotation speed control unit 40 and the current control unit 50.
[0105]
Hereinafter, the configuration and operation of each component of the microcomputer 22 will be described.
[Configuration of rotation speed control unit 40]
FIG. 3A is a block diagram illustrating a configuration of the rotation speed control unit 40 according to the first embodiment. FIG. 3B is a block diagram of the PI control unit 42 shown in FIG.
[0106]
The rotation speed control unit 40 includes an ADC (Analog Digital Converter) 41, a PI control unit 42, and a torque / current conversion unit 43.
The ADC 41 receives an analog rotation speed command [ω that is an analog signal from the outside.^* _a] Is a digital signal rotation speed command [ω^*]. The ADC 41 uses a rotational speed command [ω^*] To the PI control unit 42.
[0107]
The PI controller 42 sends a rotational speed command [ω from the ADC 41.^*The target rotational speed ω indicated by^*And the estimated rotational speed value signal [ω_mThe estimated rotational speed ω indicated by_mThe arithmetic processing is performed on. The calculation process is shown in a block diagram in FIG.
The PI control unit 42 is configured to perform the following operation: First, the first adder 42a has a target rotational speed ω.^*Estimated rotational speed ω_mIs subtracted. The subtraction result is output to the proportional gain 42d and the integral gain 42e. The proportional gain 42d is the first constant K to the value indicated by the input signal._PW(Hereafter, the first constant K_PWSimply proportional gain K_PWCalled) and output to the third adder 42c. On the other hand, the integral gain 42e is the second constant K_IW(Hereafter, the second constant K_IWSimply integral gain K_IWIs multiplied by the value indicated by the input signal and output to the second adder 42b. The second adder 42b adds the value indicated by the input signal and the value fed back from the one-sample delay 42f, and outputs the result to the one-sample delay 42f and the third adder 42c. The one sample delay 42f holds the input signal until the next sample is input to the second adder 42b. Thus, the second adder 42b and the one sample delay 42f constitute a digital integrator. The third adder 42c adds the proportional gain 42d and the output of the second adder 42b, and the torque command [T^*] To the torque / current conversion unit 43. Thus, the PI control unit 42 is configured as a control unit that performs proportional control (P control) using the proportional gain 42d and integration control (I control) using the digital integrator.
[0108]
The torque / current converter 43 receives the input torque command [T^*The calculation described below is performed for the current amplitude command [i_a ^*], Γ-axis current command [i_γ ^*] And δ-axis current command [i_δ ^*] To the outside.
[0109]
[Operation of rotation speed control unit 40]
Next, the operation of the rotation speed control unit 40 will be described. The rotational speed control unit 40 is preferably a rotor angle estimation current signal i described later._s ^*For each cycle (maximum of about 3 msec in the first embodiment), the analog rotation speed command [ω^* _a] And estimated rotational speed value signal [ω_m] From the outside. Besides, the input of these signals is the rotor angle estimation current signal i._s ^*It may be performed at a constant cycle longer than the maximum cycle.
The input signals are subjected to the following processing in the order of the ADC 41, the PI control unit 42, and the torque / current conversion unit 43. As a result, the γ-axis current command [i_γ ^*] And δ-axis current command [i_δ ^*] Is determined.
[0110]
Analog rotation speed command [ω^* _a] Is supplied by the ADC 41 to the rotational speed command [ω^*] Is converted. Analog rotation speed command [ω^* _a] Indicates the target rotational speed ω^* _aIs about 0 to 2000π / 60 [rad / sec] (1000 revolutions / min). Rotational speed command [ω^*] Is output to the PI control unit 42.
[0111]
The PI control unit 42 calculates the estimated rotational speed ω_mAnd target rotational speed ω^*Proportional integral control (PI control) is performed so as to match. Specifically, the PI control unit 42 determines the torque command [T^*] Is output as the operation amount.
[0112]
Torque command [T^*] Is the target rotational speed ω according to the block diagram of FIG.^*And estimated rotation speed ω_mAnd proportional gain K_PW, And integral gain K_IWIs represented by the formula (1).
[0113]
T^*= K_PW(Ω^*−ω_m) + ΣK_IW(Ω^*−ω_m(1)
[0114]
Here, the summation symbol Σ is the torque command [T^*] Is the sum for all samples until output. The first term of equation (1) is a proportional control term, and the second term is an integral control term.
[0115]
The torque / current conversion unit 43 generates a γ-axis current command [i_γ ^*] And δ-axis current command [i_δ ^*] Is determined as follows. As a result, the magnetic field generated by the current flowing through the stator winding is changed to the target torque T.^*Causes IPMSM10 to output a torque equal to:
First, the torque / current converter 43 calculates the target torque T according to the equation (2).^*The coefficient K_TDivide by and target current amplitude i_a ^*Convert to
[0116]
i_a ^*= T^*/ K_T                                          (2)
[0117]
In the first embodiment, the target current amplitude i_a ^*The maximum is about 15A.
Next, the torque / current converter 43 sets the target current phase β^*Is determined according to equation (3).
Current amplitude is target current amplitude i_a ^*Is equal to the target current phase β^*Indicates the phase of the current at the maximum output torque of the IPMSM10. However, the phase reference is the q-axis direction.
[0118]
sinβ^*= {-Ψ + √ (ψ²+8 (Lq−Ld)²i_a ^{* 2})} / {4 (Lq−Ld) i_a ^*} (3)
[0119]
Here, ψ is the effective value of the dq axis winding interlinkage magnetic flux, and indicates the effective value of the magnetic flux of the permanent magnet 14 interlinking with the stator winding. Lq is a q-axis inductance, and Ld is a d-axis inductance.
[0120]
Finally, the torque / current converter 43 sets the target current amplitude i according to the equation (4a)._a ^*-Sinβ^*Multiplied by the target γ-axis current i_γ ^*And target current amplitude i according to equation (4b)_a ^*Cosβ^*Multiplied by the target δ-axis current i_δ ^*And As a result, when the γ-axis coincides with the d-axis and the δ-axis coincides with the q-axis, the target γ-axis current i_γ ^*And target δ-axis current i_δ ^*With a current equal to the target torque T^*IPMSM10 can output a torque equal to.
[0121]
i_γ ^*= −i_a ^*sinβ^*                                    (4a)
i_δ ^*= I_a ^*cosβ^*                                    (4b)
[0122]
In the first embodiment, the phase at which the torque to the rotor 12 is maximized is the target current phase β.^*As determined. However, the present invention is not limited to that determination. In addition, the phase that maximizes the motor output efficiency is determined by the target current phase β^*It may be determined as
[0123]
[Configuration of current control unit 50]
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of the current control unit 50 according to the first embodiment. The current control unit 50 includes a u-phase current value signal ADC 51u, a v-phase current value signal ADC 51v, a three-phase two-phase conversion unit 52, a voltage command creation unit 53, and a two-phase three-phase conversion unit 54.
[0124]
The u-phase current value signal ADC 51u is connected to the analog u-phase current value signal [i_ua] U-phase current value signal [i_u] And output to the three-phase to two-phase converter 52. Similarly, the ADC 51v for the v-phase current value signal is the analog v-phase current value signal [i_va] Is a v-phase current value signal [i_v] And output to the three-phase to two-phase converter 52.
[0125]
The three-phase to two-phase converter 52 generates a u-phase current value signal [i_u], V-phase current value signal [i_v] And estimated angle value signal [θ_m], And based on them, γ-axis current i as described later_γAnd δ-axis current i_δAnd detect. γ-axis current value signal [i_γ] Is the detected γ-axis current i_γAnd is output to the voltage command generator 53. δ-axis current value signal [i_δ] Is the detected δ-axis current i_δIs output to the voltage command generator 53 and the outside.
[0126]
The voltage command generator 53 receives the γ-axis current value signal [i_γ] And δ-axis current value signal [i_δ] From the external γ-axis current command [i_γ ^*], Δ-axis current command [i_δ ^*], Estimated rotational speed value signal [ω_m] And superimposed wave current command [i_s ^*] Is entered. The voltage command generator 53 is a logic circuit, and based on the values indicated by their inputs, the target γ-axis voltage v_γ ^*And target δ-axis voltage v_δ ^*Are calculated as described below. The result of the calculation is the γ-axis voltage command [v_γ ^*] And δ-axis voltage command [v_δ ^*] To the two-phase / three-phase converter 54.
[0127]
The two-phase / three-phase converter 54 is a logic circuit, and the input target γ-axis voltage v_γ ^*, Target δ-axis voltage v_δ ^*And estimated angle θ_mBased on the target u-phase voltage v_u ^*, Target v-phase voltage v_v ^*, And target w-phase voltage v_w ^*Is calculated as described below. The calculation results are the u-phase voltage command [v_u ^*], V-phase voltage command [v_v ^*] And w-phase voltage command [v_w ^*Is output to the motor drive unit 30.
[0128]
[Operation of current control unit 50]
Next, the operation of the current control unit 50 will be described. Analog current value signal [i from current sensors 21u and 21v_ua] And [i_va] Is a current value signal [i] by ADCs 51u and 51v._u] And [i_v] Is converted. Detected current i_uAnd i_vIs a three-phase current. Therefore, for the convenience of later processing, those values are converted by the three-phase to two-phase converter 52 by the γ-axis current i_γAnd δ-axis current i_δAre converted according to equations (5) and (6).
[0129]
i_γ= (√2) x {i_usin (θ_m+ 60 °) + i_vsinθ_m} (Five)
i_δ= (√2) x {i_ucos (θ_m+ 60 °) + i_vcosθ_m} (6)
[0130]
The voltage command generator 53 uses the proportional integral control (PI control) and the non-interference control according to the equation (7), and the target γ-axis voltage v_γ ^*To control. As a result, the γ-axis current i_γIs the target γ-axis current i_γ ^*Target superimposed wave current i_s ^*I.e., the target γ-axis current with superimposed wave (i_γ ^*+ I_s ^*) To match.
[0131]

[0132]
The first term in equation (7) is the proportional gain K_PdThe proportional control term by, the second term is the integral gain K_Id, And the third and fourth terms indicate non-interference control terms, respectively. Here, the resistance of the stator windings 11u, 11v, and 11w is R, and the estimated rotational speed ω_mIs converted to angular velocity to estimate angular velocity ω_emAnd Furthermore, let q-axis inductance be Lq. The summation symbol Σ is the γ-axis voltage command [v_γ ^*] Is the sum for all samples until output.
[0133]
The third and fourth terms of Equation (7) are set as follows: γ-axis current i_γIs the target γ-axis current i_γ ^*Δ-axis current i_δIs the target δ-axis current i_δ ^*When the γ-axis and the δ-axis coincide with the d-axis and the q-axis, respectively, the relationship of the expression (7) and the relationship that the d-axis voltage, the d-axis current, and the q-axis current satisfy are: Current signal for rotor angle estimation i_s ^*Matches except for terms containing.
[0134]
On the other hand, the voltage command creating unit 53 uses the proportional integral control (PI control) and the non-interference control according to the equation (8) to set the target δ-axis voltage v_δ ^*To control. As a result, the δ-axis current i_δIs the target δ-axis current i_δ ^*Is controlled to match.
[0135]

[0136]
The first term in equation (8) is the proportional gain K_PqThe proportional control term by, the second term is the integral gain K_IqThe third term to the fifth term are non-interference control terms, respectively. Where resistance R and estimated angular velocity ω_emIs the same as in equation (7). Ld is a d-axis inductance. ψ is the effective value of the dq axis winding flux linkage. The summation symbol Σ is the δ-axis voltage command [v_δ ^*] Is the sum for all samples until output.
[0137]
The third, fourth and fifth terms of Equation (8) are set as follows: γ-axis current i_γIs the target γ-axis current i_γ ^*Δ-axis current i_δIs the target δ-axis current i_δ ^*Further, when the γ-axis and δ-axis coincide with the d-axis and q-axis, respectively, the relationship of the formula (8) and the relationship that the d-axis voltage, d-axis current, and q-axis current satisfy Current signal for angle estimation i_s ^*Matches except for terms containing.
[0138]
Target γ-axis voltage v_γ ^*And target δ-axis voltage v_δ ^*Is determined by the voltage command generator 53. Further, the three-phase voltage applied to the stator windings 11u, 11v, and 11w by the two-phase / three-phase converter 54, that is, the target u-phase voltage v_u ^*, Target v-phase voltage v_v ^*, And target w-phase voltage v_w ^*Are converted according to equations (9), (10) and (11). These conversions correspond to inverse conversions to the conversions of the three-phase to two-phase conversion unit 52 (Equations (5) and (6)).
[0139]
v_u ^*= √ (2/3) {v_γ ^*cosθ_m−v_δ ^*sinθ_m} (9)
v_v ^*= √ (2/3) {v_γ ^*cos (θ_m−120 °) −v_δ ^*sin (θ_m−120 °)} (10)
v_w ^*= √ (2/3) {v_γ ^*cos (θ_m+ 120 °) -v_δ ^*sin (θ_m+ 120 °)} (11)
[0140]
[Configuration of rotor angle / rotation speed estimation unit 60]
FIG. 5A is a block diagram illustrating a configuration of the rotor angle / rotation speed estimation unit 60 according to the first embodiment. The rotor angle / rotation speed estimation unit 60 includes an estimation error detection unit 61, an estimation error limiter 62, an angle advance amount creation unit 63, an estimated rotation speed correction unit 64, an estimation error reset unit 65, and an estimated angle correction unit 66.
[0141]
The estimation error detection unit 61 is a digital arithmetic circuit, and a δ-axis current i as described later._δAnd superimposed wave orthogonal component h_{s ⊥} ^*And the multiplication result is integrated for a predetermined time. The calculation result is determined as the estimation error ε.
The estimation error limiter 62 is a limiter for the estimation error ε. The limited estimation error ε is set as the second estimation error ε1.
[0142]
The angle advance amount creation unit 63 is a control circuit that performs proportional-integral control with respect to the second estimation error ε1, and the proportional gain K is added to the second estimation error ε1._TPPThe proportional control unit that multiplies and the second estimation error ε1 by the integral gain K_TPIAnd a digital integrator that integrates with. The configuration is the same as that shown in FIG. The output of the angle advance amount creation unit 63 is the angle advance amount θ_pAs determined.
[0143]
The estimated rotational speed correction unit 64 is configured to calculate the angle advance amount θ_pIncludes a digital low pass filter (LPF). Angle advance amount θ_pIs estimated rotation speed ω_mIs corrected as described below.
The estimation error reset unit 65 replaces the value of the estimation error ε stored in the estimation error detection unit 61 with 0 every predetermined time.
The estimated angle correction unit 66 calculates the estimated angle θ_mThe angle advance amount θ_pIt is an arithmetic circuit for correcting only.
[0144]
[Configuration of superimposed wave generator 70]
FIG. 5B is a block diagram illustrating a configuration of the superimposed wave creating unit 70 in the first embodiment. The superimposed wave creating unit 70 includes a counter 71, a superimposed wave phase setting unit 72, a superimposed wave current command creating unit 73, a superimposed wave orthogonal component creating unit 74, a superimposed wave period setting unit 75, a counter reset unit 76, and a superimposed wave current amplitude setting. Part 77 is included.
[0145]
The counter 71 includes a register for storing a count ζ that is an integer value, increments the count ζ by 1 for each PWM carrier period of the PWM controller 37, and outputs the value to the superimposed wave phase setting unit 72. .
[0146]
The superimposed wave phase setting unit 72 is a logic circuit, and based on the division number η and the count ζ set by the superimposed wave period setting unit 75, the superimposed wave phase θ_sIs set as described below.
The superimposed wave current command creation unit 73 is a logic circuit, and the superimposed wave current amplitude α set by the superimposed wave current amplitude setting unit 77 and the superimposed wave phase θ set by the superimposed wave phase setting unit 72._sAnd based on the target superimposed wave current i_s ^*Is set as described below.
[0147]
The superimposed wave orthogonal component creation unit 74 is a logic circuit, and the superimposed wave phase θ_sBased on the superimposed wave orthogonal component h_{s ⊥} ^*Is set as described below.
The superimposed wave period setting unit 75 is a logic circuit, includes a circuit for generating pseudorandom numbers from 0 to 1, and sets the division number η based on the pseudorandom numbers as described later.
[0148]
The counter reset unit 76 is a circuit for resetting the register of the counter 71.
The superimposed wave current amplitude setting unit 77 is a logic circuit, and includes a ROM or RAM that stores an amplitude table (FIG. 12) described later. Superimposed wave current amplitude setting unit 77 externally receives current amplitude command [i_a ^*] And the target current amplitude i indicated by it_a ^*Is obtained from the amplitude table and output.
[0149]
The rotor angle / rotation speed estimation unit 60 and the superimposed wave generation unit 70 are preferably configured as software. In addition, each component described above may be configured as a logic element.
[0150]
[Operation of superposed wave generator 70]
Next, the operation of the superimposed wave creating unit 70 that is a feature of the first embodiment will be described. The operation of the superimposed wave generator 70 has the following three features: First, the target superimposed wave current, that is, the rotor angle estimation current signal i._s ^*The period of is randomly changed every period. Second, the rotor angle estimation current signal i_s ^*The amplitude of is changed every cycle. Third, the rotor angle estimation current signal i_s ^*Is an even multiple of the PWM carrier period.
[0151]
First, the superimposed wave period setting unit 75 sets the division number η to a random positive even number according to the equation (12).
[0152]
η = ηmin + 2 × round {(ηmax−ηmin) M / 2} (12)
[0153]
Here, the minimum value of the division number η is ηmin, and the maximum value is ηmax. The minimum value ηmin and the maximum value ηmax are both even numbers, and in the first embodiment, ηmin = 20 and ηmax = 40. The pseudo random number M is a number from 0 to less than 1, and is set by a pseudo random number generation circuit in the superimposed wave period setting unit 75. The operator round (.) Indicates an operation that rounds the decimal part and leaves only the integer part.
[0154]
Next, using the count ζ output from the counter 71, the superimposed wave phase setting unit 72 performs the superimposed wave phase θ_sIs set according to equation (13). Every time the count ζ increases by 1 from 1 to the division number η, the superimposed wave phase θ_sAdvances by (360 / η) ° from (360 / η) ° to 360 °.
[0155]
θ_s= 360 ° ζ / η (13)
[0156]
FIG. 10 shows the superimposed wave phase θ in the first embodiment._sFIG. The point represented by the black circle in Fig. 10 is the superimposed wave phase θ for each output._sIndicates. For example, when the division number η changes as 32, 40, 20,._sFirst, it changes from 11.25 ° to 360 ° in 32 times the PWM carrier cycle. Subsequently, it changes again from 9 ° to 360 ° in a time 40 times the PWM carrier cycle. Subsequently, it changes from 18 ° to 360 ° in a time 20 times the PWM carrier cycle. ... Superimposed wave phase θ_sRepeats the above changes.
[0157]
The superimposed wave current amplitude setting unit 77 receives the current amplitude command [i_a ^*The target current amplitude i indicated by_a ^*Based on the above, the superimposed wave current amplitude α is set. FIG. 12 shows the target current amplitude i in the first embodiment._a ^*5 is an amplitude table showing a correspondence relationship between and the superimposed wave current amplitude α. The superimposed wave current amplitude setting unit 77 performs the target current amplitude i according to the amplitude table._a ^*The value of the superimposed wave current amplitude α corresponding to is set as follows:
[0158]
Target current amplitude i_a ^*Is the lower limit i_a ^*When smaller than 1, the superimposed wave current amplitude setting unit 77 sets the superimposed wave current amplitude α to the lower limit value α1.
Target current amplitude i_a ^*Is the upper limit i_a ^*When larger than 2, the superimposed wave current amplitude setting unit 77 sets the superimposed wave current amplitude α to the upper limit value α2.
Target current amplitude i_a ^*Is the lower limit i_a ^*1 or more and upper limit i_a ^*When 2 or less, the superimposed wave current amplitude setting unit 77 sets the superimposed wave current amplitude α to the point (i_a ^*1, α1) and point (i_a ^*2, α2) is set to a linearly interpolated value.
[0159]
Thus, the superimposed wave current amplitude α is equal to the target current amplitude i._a ^*It is set to increase with time. In Example 1, the lower limit value α1 of the superimposed wave current amplitude α is about 3A, the upper limit value α2 is about 5A, and the target current amplitude i_a ^*Lower limit i_a ^*1 is about 0A, upper limit i_a ^*2 is about 15A. That is, the amplitude ratio between the current fundamental wave and the superimposed wave is set to about several tens of percent. Here, the fundamental wave of current refers to the component of the current that provides the main part of the output torque of the IPMSM 10, and the term is used for the purpose of distinguishing it from the current signal for estimating the rotor angle that is a superimposed wave on the current. The fundamental wave of current is usually a sine wave having a frequency equal to the rotational speed of the rotor in a synchronous motor.
[0160]
Target superimposed wave current, i.e. current signal i for rotor angle estimation_s ^*Is obtained by the superposed wave current command creating unit 73._sBased on the superimposed wave current amplitude α, it is set as a sine wave according to the equation (14).
[0161]
i_s ^*= Αsinθ_s= Αsin (ω_es・ ΖTc) (14)
[0162]
Here, the PWM carrier cycle of the PWM controller 37 is Tc, and the superimposed wave phase θ is the product of the count ζ and the carrier cycle Tc._sThe value obtained by dividing the superimposed wave angular frequency ω_esAnd
[0163]
FIG. 11 shows the rotor angle estimation current signal i for the division number η of 32, 40, and 20 in the first embodiment._s ^*FIG. The count ζ increases by 1 for each PWM carrier cycle. Accordingly, the time interval between the points in FIG. 11 is equal to the PWM carrier cycle Tc. In other words, the rotor angle estimation current signal i_s ^*Is equal to ηTc. Since the division number η changes randomly, the rotor angle estimation current signal i_s ^*Changes the cycle randomly for each cycle. In the first embodiment, the rotor angle estimation current signal i_s ^*The period is in the range of about 1.3 to 2.6 milliseconds (frequency is about 375 to 750 Hz). Since the division number η is an even number, the rotor angle estimation current signal i_s ^*The period ηTc is an even multiple of the PWM carrier period Tc.
[0164]
The superimposed wave quadrature component creation unit 74 performs the superimposed wave quadrature component h according to Equation (15)._{s ⊥} ^*The rotor angle estimation current signal i_s ^*Orthogonal, i.e. superimposed wave orthogonal component h_{s ⊥} ^*The phase of the rotor current estimation current signal i_s ^*Phase θ_sSet to be 90 ° behind. Superimposed wave orthogonal component h_{s ⊥} ^*Is a dimensionless signal whose amplitude is normalized to 1.
[0165]
h_{s ⊥} ^*= Sin (θ_s-90 °) = -cosθ_s                          (15)
[0166]
[Operation of rotor angle / rotation speed estimation unit 60]
Hereinafter, the operation of the rotor angle / rotation speed estimation unit 60 according to the first embodiment will be described. The operation of the rotor angle / rotation speed estimation unit 60 has the following three features: First, the δ-axis current i detected by the current control unit 50._δOn the other hand, sampling is performed every PWM carrier cycle Tc. As a result, the number of samplings depends on the rotor angle estimation current signal i._s ^*Η times per cycle ηTc. Second, the sampled δ-axis current i_δAnd superimposed wave orthogonal component h_{s ⊥} ^*Is the current signal for rotor angle estimation i_s ^*Is integrated in the range of one period to obtain an estimation error ε. Third, after limiting the estimation error ε, the estimated rotational speed ω_mAnd estimated angle θ_mCorrect.
[0167]
First, the detected δ-axis current i_δRotor angle estimation current signal i_s ^*The response current to will be described. FIG. 7 shows the target u-phase voltage v in Example 1._u ^*, And the u-phase current i flowing through the u-phase winding 11u by the application thereof_uFIG. (A) in Fig. 7 shows the target u-phase voltage v_u ^*FIG. 7 (b) shows the u-phase current i._uFIG.
[0168]
Rotor angle estimation current signal i created by the superimposed wave creation unit 70_s ^*Is the target γ-axis current i by the current control unit 50._γ ^*Is superimposed on. Current signal for rotor angle estimation i_s ^*Target γ-axis current i superimposed_γ ^*Is converted to a target voltage. In the first embodiment, the fundamental wave of the target current and the corresponding target voltage component have a frequency of about several tens of Hz or less. Current signal for rotor angle estimation i_s ^*The minimum frequency is about 400Hz. On the other hand, current signal i for rotor angle estimation i_s ^*Is about several tens of percent of the fundamental wave of the target current. Therefore, the target u-phase voltage v_u ^*Is the rotor angle estimation current signal i_s ^*U phase current i_uIs the rotor angle estimation current signal i_s ^*By superimposing the response currents to, sine waves that are finely waved are obtained as shown in FIG.
[0169]
FIG. 8 shows the target γ-axis voltage v in Example 1._γ ^*Γ-axis current i_γ, And δ-axis current i_δFIG. (A) in Fig. 8 shows the target γ-axis voltage v_γ ^*(B) in FIG. 8 shows the γ-axis current i._γFIG. Δ-axis current i when angle estimation error Δθ is finite_δThe waveform diagram of FIG. 8 is (c) of FIG. When the angle estimation error Δθ is substantially equal to 0, the δ-axis current i_δFIG. 8D is a waveform diagram of FIG.
[0170]
When the angle estimation error Δθ is constant, the γ and δ axes are fixed axes with respect to the rotor 12, as shown in FIG. Therefore, target γ-axis voltage v_γ ^*, Γ-axis current i_γAnd δ-axis current i_δThe fundamental wave components of all are DC. Therefore, the rotor angle estimation current signal i_s ^*, Superimposed wave components with substantially the same period appear as respective AC components as shown in FIG. In particular, the δ-axis current i_δSuperimposed wave component, i.e., rotor angle estimation current signal i_s ^*The amplitude of the response current with respect to is dependent on the angle estimation error Δθ, and is exactly proportional to sin (2Δθ) for the reason described later. Therefore, when the angle estimation error Δθ is substantially a finite value, as shown in FIG._δHas a superimposed wave component. However, when the angle estimation error Δθ is substantially equal to 0 °, as shown in (d) of FIG._δHas no superimposed wave component.
[0171]
Hereinafter, δ-axis current i_δThe reason why the amplitude of the superimposed wave component is proportional to sin (2Δθ) will be explained: The voltage equation of the IPMSM 10 is expressed by the equations (16) and (17) in terms of the d-axis and q-axis components.
[0172]
vd = (R + p · Ld) id−ω_e・ Lq ・ iq (16)
vq = (R + p ・ Lq) iq + ω_e・ Ld ・ id ＋ ω_e・ Ψ (17)
[0173]
Here, p is a differential operator. The d-axis component and q-axis component of the voltage vector are represented by d-axis voltage vd and q-axis voltage vq, respectively. The d-axis component and q-axis component of the current vector are represented by d-axis current id and q-axis current iq, respectively. To express. The resistance of the stator winding is R, the d-axis inductance is Ld, and the q-axis inductance is Lq. The effective value of the dq-axis winding flux linkage is ψ, and the actual angular velocity of the rotor 12 is ω_eAnd
[0174]
Since the actual angle θ of the rotor 12 is not known during the rotation control of the rotor 12, the estimated angle θ_mControl using. Accordingly, the voltage equation of the IPMSM 10 is changed from the expression in the d-axis and q-axis components (formulas (16) and (17)) to the expression in the estimated d-axis and estimated δ-axis, that is, the γ-axis and δ-axis components. From FIG. 6, the γ-axis is derived from the d-axis (the δ-axis is derived from the q-axis), and the angle estimation error Δθ = θ−θ_mJust shift. Therefore, the voltage equations (16) and (17) are expressed by equations (18) and (19) according to the γ-axis and δ-axis components.
[0175]

[0176]
Where the estimated angular velocity of the rotor 12 is_emAnd Estimated angular velocity ω_emIs the estimated rotational speed ω_mIs calculated from In equations (18) and (19), the estimated angular velocity ω_emAnd the actual angular velocity ω_eIgnore the difference with.
[0177]
The d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq are the γ-axis inductance L_γ, Δ-axis inductance L_δ, And mutual inductance L between both directions_γδAre converted according to equations (20), (21) and (22), respectively.
[0178]
L_γ  = {(Ld + Lq)-(Lq-Ld) cos (2Δθ)} / 2 (20)
L_δ  = {(Ld + Lq) + (Lq−Ld) cos (2Δθ)} / 2 (21)
L_γδ= {(Lq−Ld) sin (2Δθ)} / 2 (22)
[0179]
From equations (20) and (21), γ-axis inductance L_γAnd δ-axis inductance L_δAre positive regardless of the angle estimation error Δθ.
γ-axis current i_γAnd δ-axis current i_δThe superposed wave component of the γ-axis voltage v through the term containing the superposed wave component in Equations (18) and (19) depends on the principle of superposition._γAnd δ-axis voltage v_δTo contribute. That is, γ-axis voltage v_γAnd δ-axis voltage v_δSuperimposed wave component of v_{γ s}And v_{δ s}Is represented by equations (23) and (24).
[0180]

[0181]
Next, the following approximation is performed to simplify the equations (23) and (24): Since the first embodiment is intended for rotation control when the rotor 12 is stationary or driven at low speed, the rotation speed of the rotor 12 is A relatively small time may be considered below.
[0182]
As already described, the frequency of the superimposed wave component is at least about 400 Hz, which is sufficiently higher than the frequency of the fundamental wave component (up to about several tens of Hz). Therefore, the angular frequency of the superimposed wave component, that is, the superimposed wave angular frequency ω_esIs the angular frequency of the fundamental wave component, that is, the estimated angular velocity ω of the rotor 12_emBig enough. In the first embodiment, the superimposed wave angular frequency ω_esAnd equivalent inductance L_γ, L_δOr L_γδThe impedance expressed as a product of (each about 10 mH) is about 25Ω, which is sufficiently larger than the resistance R (about 1Ω) of the stator winding. Therefore, in equations (23) and (24), the estimated angular velocity ω_emAnd the term including resistor R is ignored for the other terms. Thus, equations (23) and (24) are approximated by equations (25) and (26), respectively.
[0183]
v_{γ s}= P ・ L_γ・ I_{γ s}-P ・ L_γδ・ I_{δ s}                        (twenty five)
v_{δ s}= P ・ L_δ・ I_{δ s}-P ・ L_γδ・ I_{γ s}                        (26)
[0184]
Further, an approximation that ignores the time change of the angle estimation error Δθ, that is, the equivalent inductance L_γ, L_δ, And L_γδ(25) and (26) can be expressed as γ-axis current i_γAnd δ-axis current i_δSuperimposed wave component i_{γ s}And i_{δ s}Solve about. At that time, the superimposed wave component i_{γ s}And i_{δ s}Equations (27) and (28) are obtained for
[0185]
pi_{γ s}= (L_δ・ V_{γ s}+ L_γδ・ V_{δ s}) / Λ (27)
pi_{δ s}= (L_γ・ V_{δ s}+ L_γδ・ V_{γ s}) / Λ (28)
Λ = L_γ・ L_δ−L_γδ・ L_γδ                                (29)
[0186]
In other words, during rotation control of the rotor 12, the γ-axis voltage v_γAnd δ-axis voltage v_δSuperimposed wave component v_{γ s}And v_{δ s}, The response current i_{γ s}And i_{δ s}In accordance with equations (27) and (28)_γAnd δ-axis current i_δAre superimposed on each other. In particular, the superimposed wave voltage_{γ s}That is, only when applied to the δ-axis component v_{δ s}Response current i when_{γ s}And i_{δ s}Is represented by equations (30) and (31).
[0187]
pi_{γ s}= L_δ  ・ V_{γ s}/ Λ (30)
pi_{δ s}= L_γδ・ V_{γ s}/ Λ (31)
[0188]
In the first embodiment, the current control unit 50 uses the rotor angle estimation current signal i as the target superimposed wave current._s ^*The target γ-axis current i_γ ^*Superimpose on. The rotor angle estimation current signal i_s ^*Is given by equation (14). On the other hand, the target δ-axis current i_δ ^*Is not superimposed with the rotor angle estimation current signal.
[0189]
i_s ^*= Αsinθ_s= Αsin (ω_es・ ΖTc) (14)
[0190]
Here, the carrier period in PWM by the PWM controller 37 is Tc, and the superimposed wave phase θ is the product of the count ζ and the carrier period Tc._sThe value obtained by dividing the superimposed wave angular frequency ω_esAnd
[0191]
The carrier frequency of PWM is about 15 kHz, which is sufficiently larger than the superimposed wave frequency (maximum of about 750 Hz). In other words, the PWM carrier cycle Tc is sufficiently smaller than the cycle of the superimposed wave. On the other hand, the PWM carrier cycle Tc is a digital signal of the rotor angle estimation current signal i._s ^*Equal to the sample time interval. Therefore, ignoring the sample time interval, the rotor angle estimation current signal i_s ^*Is regarded as an analog signal. Under the approximation, the PWM carrier cycle Tc count ζ times, that is, ζTc can be replaced with a continuous time variable t. Therefore, the rotor angle estimation current signal i_s ^*Can be expressed as an analog signal of equation (32).
[0192]
i_s ^*= Αsin (ω_es・ T) (32)
[0193]
As described above, the voltage command generation unit 53 of the current control unit 50 performs the target γ-axis current i._γ ^*And rotor angle estimation current signal i_s ^*The proportional γ-axis control and non-interference control (Equation (7))_γ ^*To control. As a result, the rotor angle estimation current signal i_s ^*Voltage component corresponding to_{γ s} ^*Is the target γ-axis voltage v according to equation (33)_γ ^*Is superimposed on. However, the superimposed wave is the γ-axis component v_{γ s} ^*Δ-axis component v_{δ s} ^*Is 0 as in equation (34).
[0194]
v_{γ s} ^*= K_Pd・ I_s ^*= K_Pd・ Αsinθ_s= K_Pd・ Αsin （ω_es・ T) (33)
v_{δ s} ^*= 0 (34)
[0195]
Where the proportionality coefficient K_PdIs the proportional gain in equation (7).
Substituting Equations (33) and (34) into Equations (30) and (31), the γ-axis current i_γSuperimposed wave component i_{γ s}And δ-axis current i_δSuperimposed wave component i_{δ s}Is represented by equations (35) and (36).
[0196]

[0197]
As is clear from Equations (35) and (36), the superimposed wave component i_{γ s}And i_{δ s}The amplitude of each is L_δAnd L_γδIs proportional to
[0198]
FIG. 9 shows the L with respect to the angle estimation error Δθ in the first embodiment._δ, L_γδIt is a figure which shows the change of. (A) in Fig. 9 shows the δ-axis inductance L_δ(B) in FIG. 9 shows the mutual inductance L between the γ-axis and the δ-axis._γδIt is a figure which shows each change of. From equation (21), δ-axis inductance L_δIs positive regardless of the angle estimation error Δθ. Therefore, γ-axis current i_γSuperimposed wave component i_{γ s}Is positive regardless of the angle estimation error Δθ. On the other hand, according to Equation (22), the mutual inductance L between the γ-axis and the δ-axis_γδIs proportional to sin (2Δθ). Further, according to Equation (36), the δ-axis current i_δSuperimposed wave component i_{δ s}Is the mutual inductance L_γδIs proportional to Therefore, δ-axis current i_δSuperimposed wave component i_{δ s}Is proportional to sin (2Δθ). In particular, when the angle estimation error Δθ is 0 °, as shown in FIG._{δ s}The amplitude of is equal to 0. On the other hand, when the angle estimation error Δθ is a finite value, as shown in FIG._{δ s}The amplitude of is a finite value.
[0199]
As above, δ-axis current i_δSuperimposed wave component i_{δ s}Is proportional to sin (2Δθ). Therefore, the rotor angle / rotation speed estimation unit 60 has the δ-axis current i by the configuration described above._δSuperimposed wave component i_{δ s}The estimated angle θ so that the amplitude of is substantially equal to 0._mCorrect. Hereinafter, the operation will be described.
[0200]
First, the estimated error detection unit 61 detects the detected δ-axis current i._δIs used to calculate the estimated error ε as follows:_δSuperimposed wave component i_{δ s}Is (−cosθ_sOscillates in proportion to On the other hand, according to equation (14), the rotor angle estimation current signal i_s ^*Is sinθ_sVibrates in proportion to As already mentioned, target γ-axis voltage v_γ ^*Phase of the rotor current estimation current signal i_s ^*Substantially in phase with Therefore, as shown in (a) and (c) of FIG. 8, the target γ-axis voltage v_γ ^*And δ-axis current i_δVibrate with a phase shifted by about 90 ° from each other. Therefore, the estimation error detector 61 performs the δ-axis current i by Fourier analysis._δTo superimposed wave component i_{δ s}And the amplitude is determined as the estimation error ε. Specifically, the δ-axis current i_δ(-Cosθ_s) To multiply the superimposed wave component i_{δ s}Integrate over the range of one period. The integration result is the δ-axis current i_δCosθ_sThat is, the δ-axis current i_δSuperimposed wave component i_{δ s}Of the amplitude.
[0201]
The Fourier integration described above is performed by discrete Fourier integration as described below: The δ-axis current i is expressed by equations (13) and (15)._δSuperimposed wave component i_{δ s}In the range of one cycle, the superimposed wave orthogonal component h_{s ⊥} ^*Is represented by the same number of samples as the division number η. The sample is input from the superimposed wave orthogonal component generation unit 74 of the superimposed wave generation unit 70 to the estimation error detection unit 61 for each PWM carrier cycle Tc.
[0202]
θ_s= 360 ° ζ / η (13)
h_{s ⊥} ^*= Sin (θ_s-90 °) = -cosθ_s                        (15)
[0203]
In synchronization with the input, the δ-axis current i is transferred from the three-phase / two-phase converter 52 of the current controller 50 to the estimated error detector 61._δSample is input. The estimation error detection unit 61 receives the input δ-axis current i_δAnd superimposed wave orthogonal component h_{s ⊥} ^*Are multiplied by each other and stored in an internal register. This multiplication processing is performed on the sample input at that time every PWM carrier cycle Tc. The multiplication results are stored while being added to each other in the register in the estimation error detection unit 61.
[0204]
The above processing is the δ-axis current i_δSuperimposed wave component i_{δ s}Is repeated during one period, that is, the number of divisions η times ηTc of the PWM carrier period Tc. Thereby, the value stored in the register is determined as the estimation error ε. That is, the estimation error ε is calculated according to the equation (37).
[0205]
ε = Σ (i_δ・ H_{s ⊥} ^*(37)
[0206]
Where the summation symbol Σ is the δ-axis current i_δSuperimposed wave component i_{δ s}Represents the sum for all samples within one period.
[0207]
Substituting Equations (15) and (36) into Equation (37), the estimation error ε_γδIs proportional to Further, when the equation (22) is substituted into the equation (38), the estimation error ε is proportional to sin (2Δθ) according to the equation (39). In particular, when the angle estimation error Δθ is sufficiently small, the estimation error ε is substantially proportional to the angle estimation error Δθ according to the equation (40). Therefore, if the estimation error ε is converged to 0, the angle estimation error Δθ can be substantially equal to 0.
[0208]
ε ≒ (η / 2) L_γδ・ K_Pd・ Α / (ω_es・ Λ) (38)
= Sin (2Δθ) {(Lq−Ld) / 2} · (η / 2) · K_Pd・ Α / (ω_es・ Λ) (39)
≒ 2Δθ {(Lq−Ld) / 2} ・ (η / 2) ・ K_Pd・ Α / (ω_es・ Λ) (40)
[0209]
The register in the estimation error detection unit 61 for storing the estimation error ε is stored in the δ-axis current i by the estimation error reset unit 65._δSuperimposed wave component i_{δ s}It is reset every one cycle. Thus, the δ-axis current i_δSuperimposed wave component i_{δ s}An estimation error ε is created for each period.
[0210]
The created estimation error ε is the estimated angle θ_mIs corrected by the estimation error limiter 62 according to the equation (41) as follows. Here, the post-limit estimation error ε is defined as an effective estimation error ε1:
Positive threshold ε with estimated error ε_limWhen larger, the effective estimation error ε1 becomes ε_limReplace with;
The estimation error ε is a negative threshold (−ε_lim) Is smaller than the effective estimation error ε1 (−ε_lim);
The estimation error ε is (−ε_lim) Or more_limThe effective estimation error ε1 is matched with the estimation error ε at the following times.
[0211]
ε1 = −ε_lim        (Ε <−ε_lim)
ε1 = ε (−ε_lim≦ ε ≦ ε_lim)
ε1 ＝ ε_lim          (Ε> ε_lim(41)
[0212]
Next, the angle advance amount θ_pIs determined by the angle advance amount creating unit 63 according to the equation (42) based on the effective estimation error ε1. Angle advance amount θ_pCorresponds to an operation amount of proportional-integral control with respect to the effective estimation error ε1.
[0213]
θ_p= K_TPP・ Ε1 ＋ ΣK_TPIε1 (42)
[0214]
Where the proportional gain is K_TPP, Integral gain K_TPIAnd The sum sign Σ is the angle advance amount θ from the start of control._pThe sum for all samples up to the output of.
[0215]
Furthermore, the angle advance amount θ_pBased on the estimated rotational speed correction unit 64, the estimated rotational speed ω_mIs estimated by the estimated angle correction unit 66._mAre each corrected as follows: The estimated rotational speed correction unit 64 passes through the digital LPF and the angle advance amount θ._pEstimated rotational speed ω_mTo decide. Specifically, the arithmetic processing according to the equation (43) is performed.
[0216]
ω_m(n) = K_W・ K_TPW・ Θ_p+ (1−K_W) Ω_m(n−1) (43)
[0217]
Where the LPF coefficient is K_WAnd Coefficient K_WIs a constant greater than 0 and less than or equal to 1. Coefficient K_WThe smaller the value, the greater the action of LPF. Angle advance amount θ_pEstimated rotational speed ω_mConversion factor to K_TPWAnd Further, the (n−1) th and nth estimated rotational speeds ω counted from the start of the rotation control of the rotor 12_mEach sample of ω_m(n−1) and ω_m(n). From equation (43), the estimated rotational speed ω_m(N−1) th sample ω_m(n−1) is the angle advance amount θ_pIs corrected based on the nth sample ω_mDetermine (n).
[0218]
The estimated angle correction unit 66 calculates the estimated angle θ_mIs calculated by using equation (44)._pOnly correct.
[0219]
θ_m(n) = θ_m(n−1) + θ_p                                          (44)
[0220]
Here, the (n−1) th and nth estimated angles θ counted from the start of the rotation control of the rotor 12_mEach sample of θ_m(n−1) and θ_m(n). Using equation (44), the angle advance amount θ_pIs the estimated angle θ_m(N−1) th sample of_m(n−1) and the nth sample θ_mDetermine (n).
[0221]
Nth sample ω determined as above_m(n) and θ_mBased on (n), the nth rotation control operation of the rotor 12 from the start of control is performed.
[0222]
[Operation of Embodiment 1]
In the first embodiment, the operations of the respective configurations described above are combined as follows to change the rotational speed of the rotor 12 to the target rotational speed ω.^*FIG. 13 and FIG. 14 are flowcharts showing the control of the rotational speed of the rotor 12 according to the first embodiment. FIG. 13A is a schematic flowchart of the overall control of the rotational speed of the rotor 12 according to the first embodiment. FIG. 13B is a flowchart showing the operation of the rotation speed control unit 40. FIG. 13C is a flowchart showing the operation of the superimposed wave creating unit 70. FIG. 14 (a) is a flowchart showing the operation of the current control unit 50. FIG. 14B is a flowchart showing the operation of the rotor angle / rotation speed estimation unit 60.
[0223]
First, the flow of the overall control of the rotational speed of the rotor 12 according to the first embodiment will be described with reference to FIG.
<Step S1>
The target rotational speed ω is determined by the rotational speed control unit 40.^* _aAnd estimated rotation speed ω_mAnd based on the target γ-axis current i_γ ^*And target δ-axis current i_δ ^*Is determined.
<Step S2>
The superimposed wave generator 70 generates a target superimposed wave current, that is, a rotor angle estimation current signal i._s ^*Is set.
[0224]
<Step S3>
The current controller 50 detects the actual current. The detected γ-axis current is the target γ-axis current i._γ ^*Rotor current estimation current signal i_s ^*Target γ-axis current with superimposed wave (i_γ ^*+ I_s ^*). The detected δ-axis current is the target δ-axis current i_δ ^*Compared with Target voltage v by proportional integral control based on the difference between them_u ^*, V_v ^*And v_w ^*Is determined and output to the motor drive unit 30. Target voltage v_u ^*, V_v ^*And v_w ^*Is modulated by PWM in the motor drive unit 30 and the switching signal g_uh, G_ul, G_vh, G_vl, G_whAnd g_wlIt becomes. The motor drive unit 30 receives the switching signal g_uh, G_ul, G_vh, G_vl, G_whAnd g_wlAccordingly, the voltage applied to the stator windings 11u, 11v, and 11w is controlled. As a result of the control of the applied voltage, the rotor 12 receives torque and rotates by the current flowing through the stator windings 11u, 11v, and 11w.
[0225]
<Step S4>
From the detected δ-axis current by the rotor angle / rotation speed estimation unit 60, the estimation error ε is converted into a rotor angle estimation current signal i._s ^*Each cycle is obtained as described below. Based on the estimated error ε, the estimated angle θ so that the angle estimated error Δθ converges to 0._mIs corrected.
[0226]
<Step S5>
The superimposed wave creating unit 70 compares the count ζ set by the counter 71 with 0. When the count ζ is equal to 0, the operation is repeated from step S1, and otherwise, the operation is repeated from step S2. At this time, since the cycle from step S2 to step S4 is substantially equal to the PWM carrier cycle Tc, the repetition cycle of step S1 is substantially equal to the division number η times ηTc of the PWM carrier cycle Tc. That is, the rotor angle estimation current signal i_s ^*Is substantially equal to the period. Furthermore, since the division number η is randomly set by the superimposed wave cycle setting unit 75, the repetition cycle ηTc of step S1 changes randomly.
[0227]
Next, the flow of operation of the rotation speed control unit 40 will be described with reference to (b) of FIG.
<Step S11>
Rotational speed command [ω from external, preferably host computer^* _aAnalog target rotational speed ω indicated by^* _aThe target rotational speed ω by the ADC 41^*Convert to
<Step S12>
Target rotational speed ω^*Target torque T corresponding to the manipulated variable in proportional integral control based on^*Is determined by the PI control unit 42.
<Step S13>
Torque / current conversion unit 43 allows target torque T^*The target γ-axis current i_γ ^*, Target δ-axis current i_δ ^*And target current amplitude i_a ^*Convert to
[0228]
Next, the operation flow of the superimposed wave creating unit 70 will be described with reference to (c) of FIG.
<Step S21>
The counter 71 advances the count ζ by 1.
<Step S22>
Superimposed wave phase θ is set by superposed wave phase setting unit 72._sUpdate.
<Step S23>
The superimposed wave current command creation unit 73 performs a superimposed wave current command [i_s ^*] Is created.
<Step S24>
The superimposed wave orthogonal component generator 74 generates a superimposed wave orthogonal component h._{s ⊥} ^*Create
[0229]
The flow of operation of the current control unit 50 will be described with reference to FIG.
<Step S31>
The phase current sensors 21u and 21v allow the current actually flowing through the stator winding, that is, the analog u-phase current i._uaAnd analog v-phase current i_vaIs detected.
<Step S32>
Analog u-phase current i detected by ADCs 51u and 51v_uaAnd analog v-phase current i_vaU phase current i_uAnd v-phase current i_vTo analog / digital conversion.
<Step S33>
By the three-phase to two-phase converter 52, the u-phase current i_uAnd v-phase current i_vThe γ-axis current i_γAnd δ-axis current i_δConvert to
[0230]
<Step S34>
The voltage command generator 53 generates a γ-axis current i_γAnd target γ-axis current i_γ ^*Rotor current estimation current signal i_s ^*Target γ-axis current with superimposed wave (i_γ ^*+ I_s ^*) And δ-axis current i_δAnd target δ-axis current i_δ ^*Are compared with each other. By proportional integral control based on the difference between them, the target γ-axis voltage v_γ ^*And target δ-axis voltage v_δ ^*To decide.
<Step S35>
By the two-phase three-phase converter 54, the target γ-axis voltage v_γ ^*, And target δ-axis voltage v_δ ^*The target voltage V_u ^*, V_v ^*And v_w ^*Convert to
<Step S36>
With the PWM of the PWM control unit 37, the target voltage v_u ^*, V_v ^*And v_w ^*Modulating the switching signal g_uh, G_ul, G_vh, G_vl, G_whAnd g_wlTo decide.
<Step S37>
The motor drive unit 30 receives the switching signal g_uh, G_ul, G_vh, G_vl, G_whAnd g_wlThe voltage is applied to the stator windings 11u, 11v, and 11w according to As a result, the rotor 12 receives torque and rotates by the current flowing through the stator windings 11u, 11v, and 11w.
[0231]
The flow of operation of the rotor angle / rotation speed estimation unit 60 will be described with reference to FIG.
<Step S41>
The estimation error detector 61 calculates an estimation error ε.
<Step S42>
The count ζ of the counter 71 is compared with the division number η, and the subsequent processing is branched depending on the comparison result. When the count ζ and the division number η are different, the processing from step S43 to step S49 is skipped and the processing jumps to step S410. When the count ζ is equal to the division number η, the process proceeds to step S43. Therefore, steps S43 to S49 are repeated at the same cycle as the cycle of step S1 ((a) in FIG. 13).
[0232]
<Step S43>
The estimation error limiter 62 limits the estimation error ε to determine an effective estimation error ε1.
<Step S44>
Based on the effective estimation error ε1 by the angle advance amount creation unit 63, the angle advance amount θ_pCreate
<Step S45>
Estimated rotational speed correction unit 64 allows angle advance amount θ_pThrough the LPF, and then the angle lead amount θ_pEstimated rotational speed ω based on_mCorrect.
[0233]
<Step S46>
The estimation error reset unit 65 resets the estimation error ε stored in the register in the estimation error detection unit 61.
<Step S47>
The number of divisions η is newly set by the superimposed wave period setting unit 75 of the superimposed wave creating unit 70. As a result, the next repetition cycle ηTc of step S1 is updated.
<Step S48>
The counter ζ of the counter 71 is reset by the counter reset unit 76 of the superimposed wave generating unit 70, that is, ζ = 0.
<Step S49>
The superimposed wave current amplitude setting unit 77 of the superimposed wave creating unit 70 sets the superimposed wave current amplitude α.
<Step S410>
By the estimated angle correction unit 66, the estimated angle θ_mThe angle advance amount θ_pJust advance. Step S410 is repeated every PWM carrier cycle Tc.
[0234]
[Effect of Example 1]
The effect of the rotation control of the rotor 12 of the first embodiment will be described below: In the first embodiment, the rotor angle estimation current signal i_s ^*The period of is changed randomly. As a result, the rotor angle estimation current signal i_s ^*The noise generated by the superimposition of the noise is not biased to specific frequency components but includes various frequency components. As a result, since the noise energy is distributed to various frequency components, the magnitude of each frequency component is smaller than the conventional one. Therefore, noise caused by the superimposed wave can be reduced as compared with the conventional motor control device.
[0235]
In the first embodiment, according to the amplitude table of FIG._a ^*Is larger, the superimposed wave current amplitude α is set larger. Conversely, the target current amplitude i_a ^*Is smaller, the superimposed wave current amplitude α is set smaller. Thus, the rotor angle estimation current signal i is matched to the amplitude of the target current._s ^*Is adjusted. As a result, the rotor angle estimation current signal i while maintaining a large S / N ratio in response current detection._s ^*Can be minimized. Therefore, the noise caused by the superimposed wave can be reduced from the conventional control device.
[0236]
When the output torque of the IPMSM 10 is small, the external mechanical structure connected to the shaft 15 emits relatively small noise (mechanical noise). Therefore, especially when the output torque is small, noise due to the superimposed wave component of the IPMSM 10 must be suppressed. When the stator winding current is small, the output torque of the IPMSM 10 is small. In the first embodiment, according to the amplitude table of FIG._a ^*Is small, the superimposed wave current amplitude α is set small. As a result, when the output torque of the IPMSM 10 is small, noise due to the superimposed wave component can be suppressed small.
[0237]
In the first embodiment, the rotor angle estimation current signal i_s ^*Is a division number η times the PWM carrier period Tc. On the other hand, the sampling time for the response current is substantially equal to the PWM carrier period Tc. Therefore, the response current sample is the rotor angle estimation current signal i._s ^*There are a number equal to the number of divisions η per period. The estimation error ε is calculated from the plurality of samples by discrete Fourier integration. Since the integration operation is based on a plurality of samples, noise contained in each sample can be averaged. As a result, the noise included in the estimation error ε is smaller than that included in each sample. Therefore, the SN ratio of the estimation error ε can be maintained sufficiently large.
Furthermore, since the SN ratio of the estimation error ε is sufficiently large, the estimation error ε need not be greatly attenuated by the LPF. In addition, the angle advance amount θ_pProportional gain K used for calculation of (Equation (42))_TPPAnd integral gain K_TPINeed not be kept small. Therefore, the response speed of the rotation control of the rotor 12 can be largely maintained.
[0238]
In the first embodiment, the estimation error ε is limited and the effective estimation error ε1 is determined. As a result, the detected δ-axis current i_δEven when extremely large noise can be mixed, the size of the effective estimation error ε1 is the threshold ε_limNot exceed. Therefore, the estimation error ε is greatly attenuated by the LPF, or the proportional gain K_TPPAnd integral gain K_TPIIt is not necessary to limit the range of the estimation error ε, for example, to keep the value small. Therefore, the response speed of the rotation control of the rotor 12 can be largely maintained.
[0239]
In the first embodiment, the rotor angle estimation current signal i_s ^*Is an even multiple of the PWM carrier period Tc. As a result, the detection accuracy of the estimation error ε is good for the following reason: In the first embodiment, the detected δ-axis current i is_δTo rotor angle estimation current signal i_s ^*Response current to i_{δ s}Ask for. Current signal for rotor angle estimation i_s ^*Response current to i_{δ s}These waveforms are generally distorted by PWM control of the motor drive unit 30. The distortion is the current signal i for rotor angle estimation i_s ^*If the period is increased, it can be reduced.
[0240]
However, the rotor angle estimation current signal i_s ^*The period must be small to some extent. This is because the superimposed wave component and the fundamental wave component are sufficiently clearly distinguished. Therefore, the division number η cannot be increased extremely. As a result, the rotor angle estimation current signal i_s ^*The number of PWM carriers (triangular waves) included in one period, that is, the upper limit of the division number η is limited. That is, the response current i_{δ s}The waveform distortion cannot be reduced to a certain extent.
[0241]
Thus, in the first embodiment, the rotor angle estimation current signal i_s ^*Is an even multiple of the PWM carrier period Tc. At that time, response current i_{δ s}The even number of samples is substantially positive-negative symmetric. Therefore, when the estimation error ε is obtained by discrete Fourier integration, the distortion error due to PWM can be canceled by mutually symmetrical samples. As a result, the detection accuracy of the estimation error ε is good.
[0242]
Example 2
Hereinafter, a position sensorless motor control apparatus according to Embodiment 2 of the present invention will be described. The position sensorless motor control apparatus according to the second embodiment is an example of a preferable modification of the first embodiment.
The second embodiment differs from the first embodiment in the following two points: First, the rotor angle estimation signal is a voltage signal. That is, the superimposed wave generator 2070 generates a superimposed wave voltage command [v_s ^*] Is set. Current control unit 2050 sets target γ-axis current i_γ ^*And target δ-axis current i_δ ^*The target γ-axis voltage v_γ ^*And target δ-axis voltage v_δ ^*Convert to Then target γ-axis voltage v_γ ^*Rotor angle estimation voltage signal v_s ^*Is superimposed on the target γ-axis voltage (v_γ ^*+ V_s ^*) Is determined.
Second, the superimposed wave period setting unit 2075 in the superimposed wave creating unit 2070 sets the division number η according to a predetermined table.
[0243]
FIG. 15 is a block diagram illustrating a configuration of the position sensorless motor control device according to the second embodiment. In the second embodiment, the superimposed wave creating unit 2070 and the current control unit 2050 are different from those in the first embodiment. Other configurations of the second embodiment are the same as those of the first embodiment. Therefore, the same code | symbol as Example 1 is attached | subjected with respect to those similar structures, The description of Example 1 is used for the description.
[0244]
The current control unit 2050 receives an analog u-phase current value signal [i from the u-phase current sensor 21u._ua] From the v-phase current sensor 21v to the analog v-phase current value signal [i_va] From the rotor angle / rotation speed estimation unit 60 to the estimated angle θ_mIndicating the signal [θ_m] Are entered respectively. Furthermore, γ-axis current i_γAnd δ-axis current i_δIs obtained as described below. Then, δ-axis current i_δIndicating the signal [i_δ] Is output to the rotor angle / rotation speed estimation unit 60.
[0245]
The current control unit 2050 further receives a γ-axis current command [i_γ ^*] And δ-axis current command [i_δ ^*] From the rotor angle / rotation speed estimation unit 60 to the estimated rotation speed value signal [ω_m] From the superimposed wave generator 2070_s ^*] Are entered respectively. The value indicated by those inputs, the estimated angle θ previously input_m, Γ-axis current i_γ, And δ-axis current i_δBased on the current control unit 2050, the target u-phase voltage v_u ^*, Target v-phase voltage v_v ^*And target w-phase voltage v_w ^*Is determined as described below and output to the motor drive unit 30.
[0246]
The superimposed wave creating unit 2070 receives the current amplitude command [i_a ^*] And the superimposed voltage command [v_s ^*] And superimposed wave quadrature signal [h_{s ⊥} ^*] Is set. Superposed wave voltage command [v_s ^*] To the current controller 2050, the superimposed wave quadrature signal [h_{s ⊥} ^*] Is output to the rotor angle / rotation speed estimation unit 60.
[0247]
[Configuration of current control unit 2050]
FIG. 16 is a block diagram illustrating a configuration of the current control unit 2050 according to the second embodiment. In the current control unit 2050, the voltage command generation unit 2053 and the two-phase / three-phase conversion unit 2054 are different from those in the first embodiment (FIG. 4). Other configurations are the same as those in the first embodiment. Therefore, the same reference numerals as those in the first embodiment are given to them, and the description of the first embodiment is used for the description.
[0248]
The voltage command generator 2053 receives the γ-axis current value signal [i_γ] And δ-axis current value signal [i_δ] From the external γ-axis current command [i_γ ^*] And δ-axis current command [i_δ ^*] And estimated rotational speed ω_mIndicating the signal [ω_mAnd enter. The voltage command generator 2053 calculates the target γ-axis voltage v based on the values indicated by those inputs._γ ^*And target δ-axis voltage v_δ ^*Are calculated as described below. The calculation results are the γ-axis voltage command [v_γ ^*] And δ-axis voltage command [v_δ ^*Is output to the two-phase / three-phase converter 2054.
[0249]
The two-phase / three-phase converter 2054 receives the input target γ-axis voltage v_γ ^*, Target δ-axis voltage v_δ ^*, Estimated angle θ_m, And superimposed wave voltage command [v_s ^*] Based on the target u-phase voltage v_u ^*, Target v-phase voltage v_v ^*, And target w-phase voltage v_w ^*Is calculated as described below. The calculation result is the u-phase voltage command [v_u ^*], V-phase voltage command [v_v ^*] And w-phase voltage command [v_w ^*Is output to the motor drive unit 30.
In the second embodiment, the superimposed wave voltage command [v from the superimposed wave creating unit 2070 is thus obtained._s ^*] Is input to the two-phase / three-phase converter 2054.
[0250]
[Operation of current controller 2050]
Next, the operation of the current control unit 2050 will be described. In the second embodiment, unlike the first embodiment, the superimposed wave is generated by the rotor angle estimation voltage signal v._s ^*That is, a voltage signal. Therefore, the rotor angle estimation voltage signal v with respect to the control signal to the motor drive unit 30._s ^*The operation for superimposing is different from that of the first embodiment as follows.
[0251]
Analog current value signal [i from current sensors 21u and 21v_ua] And [i_va] Is a current value signal [i] by ADCs 51u and 51v._u] And [i_v] Is converted. These values are converted into the γ-axis current i by the three-phase to two-phase converter 52_γAnd δ-axis current i_δAre converted according to equations (5) and (6).
[0252]
i_γ= (√2) x {i_usin (θ_m+ 60 °) + i_vsinθ_m} (Five)
i_δ= (√2) x {i_ucos (θ_m+ 60 °) + i_vcosθ_m} (6)
[0253]
The voltage command generator 2053 is configured to perform the target γ-axis voltage v by proportional integral control (PI control) and non-interference control._γ ^*And target δ-axis voltage v_δ ^*Is controlled according to equations (45) and (46). As a result, the γ-axis current i_γAnd δ-axis current i_δThe target γ-axis current i_γ ^*And target δ-axis current i_δ ^*And control to match each.
[0254]

[0255]
Here, the constants, variables, and symbols used in equations (45) and (46) are all the same as in equations (7) and (8). Furthermore, target γ-axis voltage v_γ ^*And target δ-axis voltage v_δ ^*Of the fundamental wave component and the estimated rotational speed ω of the controlled object_mAll of the values are the same as those in the first embodiment.
[0256]
Target γ-axis voltage v determined by voltage command generator 2053_γ ^*, And target δ-axis voltage v_δ ^*Is the target u-phase voltage v applied to the stator windings 11u, 11v, and 11w_u ^*, Target v-phase voltage v_v ^*, And target w-phase voltage v_w ^*Are converted by the two-phase / three-phase converter 54 according to the equations (47), (48), and (49). At that time, the rotor angle estimation voltage signal v from the superimposed wave creation unit 2070_s ^*Is the target γ-axis voltage v_γ ^*Is superimposed on. As a result, the target γ-axis voltage with superimposed wave (v_γ ^*+ V_s ^*) Is determined.
[0257]

[0258]
Their target u-phase voltage v_u ^*, Target v-phase voltage v_v ^*, And target w-phase voltage v_w ^*Is output to the motor drive unit 30.
[0259]
[Configuration of superimposed wave generator 2070]
FIG. 17 is a block diagram illustrating a configuration of the superimposed wave creating unit 2070 in the second embodiment. Comparing the superimposed wave creating unit 2070 with the superimposed wave creating unit 70 of the first embodiment ((b) in FIG. 5), the superimposed wave voltage command creating unit 2073, the superimposed wave period setting unit 2075, and the superimposed wave voltage amplitude setting unit 2077 are compared. Is different. Since the other configuration is the same as that of the first embodiment, the same reference numerals are given and the description of the first embodiment is used.
[0260]
The superimposed wave voltage command creating unit 2073 is configured to output the superimposed wave phase θ set by the superimposed wave phase setting unit 72._sAnd the superimposed wave voltage amplitude α set by the superimposed wave amplitude setting unit 2077_vAnd the superposed wave voltage command [v_s ^*] Is set as described below.
The superimposed wave period setting unit 2075 is a logic circuit, and includes a ROM or a RAM that stores a predetermined division number table. Based on the division number table, the division number η is set as described later.
The superimposed wave voltage amplitude setting unit 2077 is a logic circuit, and includes a ROM or RAM that stores an amplitude table (FIG. 18) described later. The superimposed wave voltage amplitude setting unit 2077 externally receives a current amplitude command [i_a ^*] And the target current amplitude i indicated by it_a ^*Superposed wave voltage amplitude α corresponding to_vIs obtained from the amplitude table and output.
[0261]
The superimposed wave creating unit 2070 is preferably configured as software. In addition, each component described above may be configured as a logic element.
[0262]
[Operation of superimposed wave generator 2070]
Next, the characteristic part of Example 2 is demonstrated among operation | movement of the superimposed wave production | generation part 2070. Since other operations are the same as in the first embodiment, the description of the first embodiment is used.
[0263]
The operation of the superimposed wave creating unit 2070 differs from the first embodiment in the following two points:
First, the rotor angle estimation voltage signal v which is a voltage signal as a superimposed wave_s ^*Is set. The superimposed wave voltage amplitude setting unit 2077 receives the current amplitude command [i_a ^*The target current amplitude i indicated by_a ^*Based on the superimposed wave voltage amplitude α_vIs set as follows. FIG. 18 shows the target current amplitude i in the second embodiment._a ^*And superimposed wave voltage amplitude α_vIt is an amplitude table which shows the corresponding relationship. The superimposed wave voltage amplitude setting unit 2077 follows the amplitude table and sets the target current amplitude i._a ^*Superposed wave voltage amplitude α corresponding to_vSet the value of as follows.
[0264]
Target current amplitude i_a ^*Is the lower limit i_a ^*When smaller than 1, superimposed wave voltage amplitude α_vIs the lower limit α_vSet to 1.
Target current amplitude i_a ^*Is the upper limit i_a ^*When greater than 2, superimposed wave voltage amplitude α_vIs the upper limit α_vSet to 2.
Target current amplitude i_a ^*Is the lower limit i_a ^*1 or more and upper limit i_a ^*When 2 or less, superimposed voltage amplitude α_vIs a point (i_a ^*1, α_v1) and dot (i_a ^*2, α_v2) and a value obtained by linear interpolation.
Thus, the target current amplitude i_a ^*Is larger, the superimposed wave voltage amplitude α_vIs set larger. In the second embodiment, the superimposed wave voltage amplitude α_vLower limit value α_v1 is about 75V, upper limit α_v2 is about 125V, and target current amplitude i_a ^*Lower limit i_a ^*1 is about 0A, upper limit i_a ^*2 is about 15A. These values are set so that the amplitude ratio between the fundamental wave of the current and the superimposed wave is about several tens of percent.
[0265]
Rotor angle estimation voltage signal v_s ^*Is superimposed wave phase θ by the superimposed wave voltage command generator 2073._sAnd superimposed wave voltage amplitude α_vIs set as a sine wave according to the equation (50).
[0266]
v_s ^*= Α_vsinθ_s= Α_vsin (ω_es・ ΖTc) (50)
[0267]
Here, the PWM carrier cycle of the PWM controller 37 is Tc, and the superimposed wave phase θ is the product of the count ζ and the carrier cycle Tc._sThe value obtained by dividing the superimposed wave angular frequency ω_esAnd
[0268]
As is clear from comparing Equation (50) with Equations (14) and (33), the superimposed wave voltage amplitude α_vIs the proportional coefficient K to the superimposed wave current amplitude α of the first embodiment._PdCorresponds to the product of. Therefore, the superimposed wave voltage amplitude α by the superimposed wave voltage amplitude setting unit 2077 described above._vIn this case, the superimposed wave voltage command creating unit 2073 is proportional to the superimposed wave current amplitude α set by the same configuration as the superimposed wave current amplitude setting unit 77 of the first embodiment._PdMultiplied by the superimposed wave voltage amplitude α_vMay be set.
Further, as is apparent from the correspondence between the equations (33) and (50), the rotor angle estimation voltage signal v included in the γ-axis current and the δ-axis current in the second embodiment._s ^*Is the response current i in Example 1._{γ s}And i_{δ s}This is the same as (Formulas (35) and (36)). Therefore, in the second embodiment, the rotor angle and rotational speed can be estimated in the same manner as in the first embodiment.
[0269]
Second, the rotor angle estimation voltage signal v_s ^*In accordance with a predetermined division number table. Table 1 is a division number table stored in the superimposed wave period setting unit 2075. The superimposed wave period setting unit 2075 sets the value shown in the right column in the order of the numbers shown in the left column of Table 1 as the division number η. The set values of the number of divisions η are all positive even numbers, and in the second embodiment, they are randomly selected from the range of 20-40. The setting order is set up to No.16. Superimposed wave period setting unit 2075 sets division number η to a random positive even number according to Table 1. After setting the value in the bottom column of Table 1, the setting of the division number η is repeated from the value of No. 1 in the top column.
[0270]
[Table 1]

[0271]
Thus, in the second embodiment, the division number η is calculated in advance and stored as a division number table. Thus, unlike the first embodiment, there is no need to recalculate the division number η for each control operation. Therefore, since the calculation time of the division number η can be shortened, for example, the burden on the CPU included in the microcomputer 2022 can be reduced.
[0272]
In Table 1, the division number η is set at random. When the division number η is completely random, the same value or a value approximate to each other can be set continuously many times. In that case, noise caused by the superimposed wave can be amplified and increased. For the purpose of preventing this, instead of Table 1 where the setting value of the division number η is random, a division number table in which a value different from the value at the previous output by a predetermined amount or more is always used may be used. good.
[0273]
In the first and second embodiments, the IPMSM 10 was controlled. However, the present invention is not limited to the IPMSM drive control, and can be realized regardless of the type of the synchronous motor having saliency. For example, in the first and second embodiments, the IPMSM 10 may be replaced with a SynRM (Synchronous Reluctance Motor). Even in SPMSM (Surface Permanent Magnet Synchronous Motor), if the difference between the d-axis inductance and the q-axis inductance of the rotor is large enough to be detected from the amplitude of the AC component of the δ-axis current, the present invention can be implemented.
[0274]
In the first embodiment, the estimation error ε is calculated from the equation (40), and the angle advance amount θ is calculated from the equation (42)._pAre both superimposed wave current amplitude α and proportional gain K_PdIs proportional to On the other hand, in the second embodiment, the estimation error ε is the superimposed wave voltage amplitude α._vIs proportional to This is the superimposed wave voltage amplitude α_vIs the superimposed wave current amplitude α and proportional gain K of the first embodiment._PdIt will be clear from the correspondence. Therefore, in the first embodiment, the superimposed wave current amplitude α and / or the proportional gain K_PdIn Example 2, the superimposed wave voltage amplitude α_vProportional gain K used in equation (42)_TPPAnd integral gain K_TPIAdjust to a smaller value. Conversely, superimposed wave current amplitude α, proportional gain K_PdOr superimposed voltage amplitude α_vProportional gain K_TPPAnd integral gain K_TPIMake a large adjustment. By these adjustments, the angle advance amount θ_pThe gain may be kept substantially constant. As a result, the angle advance amount θ_pControl based on can be stabilized.
[0275]
In the above embodiment, the estimated rotational speed ω of the rotor 12_mAs the angle increases, the angle advance amount θ_pProportional gain K used in the calculation of (Equation 42)_TPPAnd integral gain K_TPIMay be changed greatly. At that time, the angle advance amount θ is as follows._pControl based on can be stabilized: If the estimation error ε is the same, the angle advance amount θ_pThe amount of change is the same. Therefore, according to equation (43), when the rotational speed of the rotor 12 is large (at high speed) and smaller than (at low speed), the estimated rotational speed ω_mAngle advance amount with respect to_pThe ratio of is large. In other words, the estimated rotational speed ω for a constant estimation error ε at low speed_mThe amount of correction is large. As a result, proportional gain K_TPPAnd integral gain K_TPIThe optimum value at low speed is smaller than the optimum value at high speed. Therefore, the estimated estimated rotational speed ω_mProportional gain K_TPPAnd integral gain K_TPIAre adjusted so that they keep the optimum value regardless of the rotation speed. As a result, the angle advance amount θ_pControl based on is stabilized.
[0276]
For the same reason as described above, in the estimation error limiter 62, the threshold value ε used in the equation (41)_limEstimated rotation speed ω_mIt may be increased in accordance with the increase.
[0277]
In the above embodiment, the estimation error limiter 62 directly limits the estimation error ε. However, the present invention is not limited to that method. Other methods that can limit the response current to the rotor angle estimation signal included in the δ-axis current may be used.
For example, the estimation error ε multiplied by a predetermined gain may be limited and used in place of the effective estimation error ε1 in the equation (42).
[0278]
In the above embodiment, the superimposed wave orthogonal component h_{s ⊥} ^*Δ-axis current i according to equation (37) using (expression (15))_δWas subjected to discrete Fourier integration to define an estimation error ε. In addition, an arbitrary amount proportional to the angle estimation error Δθ may be defined as the estimation error ε.
For example, the detected δ-axis current i_δThe sum of absolute values of the samples may be defined as the estimation error ε. At that time, the noise included in each sample is not necessarily canceled by the sum. Therefore, in terms of accuracy of the estimation error ε, the definition of the above embodiment is preferable.
[0279]
In the above embodiment, the rotor angle estimation signal is superimposed in the γ-axis direction, and the response current in the δ-axis direction is detected. In addition, the superimposed direction of the superimposed wave and the detection direction of the response current may be exchanged. That is, the rotor angle estimation current signal i_s ^*The target δ-axis current i_δ ^*Or rotor angle estimation voltage signal v_s ^*The target δ-axis voltage command value v_δ ^*Γ-axis current i_γIs detected. The estimation error ε may be controlled so that the amplitude converges to substantially zero.
[0280]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, noise due to superimposed waves can be reduced as compared with the conventional art by randomly changing the period of the rotor angle estimation signal. Further, by changing the amplitude of the rotor angle estimation signal, it is possible to suppress the amplitude to the minimum necessary level to maintain the control capability. Thereby, noise can be suppressed without reducing the estimation accuracy and without slowing down the response speed of control as compared with the conventional control device.
[0281]
According to the present invention, the response current is sampled a plurality of times per cycle of the rotor angle estimation signal, and the estimation error ε is defined by performing discrete Fourier integration using the plurality of samples. Thereby, the noise included in each sample can be statistically suppressed, and the angle estimation error Δθ can be obtained with high accuracy.
[0282]
In particular, when PWM control is performed on a synchronous motor, the waveform of the rotor angle estimation signal is symmetric with respect to the positive and negative, and the cycle is an even multiple of the PWM carrier cycle. That is, the number of samples per cycle is an even number. As a result, noise included in samples at symmetrical positions cancel each other, so that the angle estimation error Δθ can be obtained with higher accuracy.
[0283]
According to the present invention, the response current to the rotor angle estimation signal is limited, and the estimated angle is obtained based on the limited response current. Thereby, even when the noise included in the detected current is extremely large, the rotation control of the rotor can be stabilized.
[0284]
The position sensorless motor control apparatus according to the above embodiment may be included in a wheel drive motor of an electric vehicle. At that time, the position sensorless motor control apparatus according to the above-described embodiment can reduce noise while maintaining the drive control capability, particularly when the wheel drive motor is started up and rotated at a low speed. Therefore, in the above-described electric vehicle, the driving of the wheel drive motor is smooth and the noise is low when starting and slowing down. Therefore, a comfortable driving feeling is given to the occupant.
[0285]
The position sensorless motor control device according to the above embodiment may be included in the fan drive motor of the ventilation device. At that time, the position sensorless motor control device according to the above-described embodiment can reduce noise while maintaining the drive control capability, particularly when the fan drive motor is started up and rotated at a low speed. Therefore, in the above fan, the drive control of the fan drive motor is smooth and the noise is small. Therefore, ventilation is performed smoothly, and no uncomfortable feeling is given to the residents in the room to be ventilated.
[0286]
The position sensorless motor control device according to the above embodiment may be included in a compressor of the refrigerator. At that time, the position sensorless motor control apparatus according to the above embodiment can reduce the noise while maintaining the drive control capability, particularly at the time of starting the compressor and rotating at a low speed. Therefore, in the above refrigerator, at the time of start-up and steady driving, the compressor drive control is smooth and the noise is small. Therefore, it does not disturb sleep at home, for example at night.
[0287]
The position sensorless motor control device according to the above embodiment may be included in a compressor of an air conditioner. The position sensorless motor control apparatus according to the above embodiment can reduce the noise while maintaining the drive control capability, particularly at the time of starting the compressor and rotating at a low speed. Therefore, in the outdoor unit for an air conditioner described above, the compressor drive control is smooth and the noise is low during start-up and steady driving. Therefore, it does not cause uncomfortable feelings for indoor visitors and residents around the room.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a position sensorless motor control apparatus according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a motor drive unit 30 according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a rotation speed control unit 40 according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a current control unit 50 according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of a rotor angle / rotation speed estimation unit 60 and a superimposed wave generation unit 70 according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 6 is a diagram schematically showing a coordinate system expressing current in the embodiment of the present invention.
FIG. 7 shows a target u-phase voltage v in Example 1 of the present invention._u ^*And u-phase current i_uFIG.
FIG. 8 is a target γ-axis voltage v in Embodiment 1 of the present invention._γ ^*, Γ-axis current i_γAnd δ-axis current i_δFIG.
FIG. 9 shows a δ-axis inductance L in Example 1 of the present invention._δMutual inductance L between γ axis and δ axis_γδIt is a figure which shows the change by angle estimation error (DELTA) (theta).
FIG. 10 shows a superimposed wave phase θ in Embodiment 1 of the present invention._sIt is a figure which shows the change for every output.
FIG. 11 shows a rotor angle estimation current signal i in Embodiment 1 of the present invention._s ^*FIG.
FIG. 12 shows a target current amplitude i in Embodiment 1 of the present invention._a ^*FIG. 6 is a diagram illustrating an amplitude table that represents the correspondence between the current and the superimposed wave current amplitude α.
FIG. 13 is a flowchart showing the operations of the first embodiment of the present invention, the rotation speed control unit 40, and the superimposed wave creation unit 70;
FIG. 14 is a flowchart illustrating operations of the current control unit 50 and the rotor angle / rotation speed estimation unit 60 according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a position sensorless motor control apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of a current control unit 2050 according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a superimposed wave creating unit 2070 according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 18 is a target current amplitude i in Embodiment 2 of the present invention._a ^*And superimposed wave voltage amplitude α_vIt is a figure which shows the amplitude table showing correspondence with these.
[Explanation of symbols]
10 IPMSM
11u, 11v, 11w stator winding
12 Rotor
13 Rotor yoke
14 Permanent magnet
15 shaft
21u, 21v current sensor
22 Microcomputer
30 Motor drive
40 Speed controller
50 Current controller
60 Rotor angle / rotation speed estimator
70 Superposed wave generator

Claims (28)

(A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するステップ；
(B) ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号を、その周期を変化させて設定するステップ；
(C) 前記ステータ巻線を流れる電流、を検出するステップ；
(D) (a) ロータの推定角度方向（以下、γ軸方向という）に基づく第一の方向での前記目標電流ベクトルの成分に前記ロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、又は、
(b) 前記目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの前記第一の方向での成分に前記ロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求めるステップ；
(E) 前記重畳波付目標電流ベクトル又は前記重畳波付目標電圧ベクトルに基づいて、モータ駆動装置により前記ステータ巻線へ電力を供給するステップ；
(F) 前記検出ステップで検出された前記電流を表す電流ベクトルの、前記第一の方向と一定の関係にある第二の方向での成分から、前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を求めるステップ；及び、
(G) 前記応答電流に基づいて前記γ軸方向を補正するステップ；
を有する位置センサレスモータ制御方法。(A) determining a target current vector for the stator winding;
(B) a step of setting a rotor angle estimation current signal or a rotor angle estimation voltage signal by changing its period;
(C) detecting a current flowing through the stator winding;
(D) (a) Superimposed wave target current by superimposing the rotor angle estimation current signal on the component of the target current vector in the first direction based on the estimated angular direction of the rotor (hereinafter referred to as the γ-axis direction). Seeking a vector or
(b) obtaining a superimposed voltage target voltage vector by superimposing the rotor angle estimation voltage signal on a component in the first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector;
(E) supplying electric power to the stator winding by a motor driving device based on the target current vector with superimposed wave or the target voltage vector with superimposed wave;
(F) The rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation from the component of the current vector representing the current detected in the detection step in the second direction having a fixed relationship with the first direction. Obtaining a response current to the voltage signal for operation; and
(G) correcting the γ-axis direction based on the response current;
A position sensorless motor control method comprising: 前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号の周期をランダムに変化させる、請求項１記載の位置センサレスモータ制御方法。The position sensorless motor control method according to claim 1, wherein a cycle of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal is randomly changed. 前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号の周期を所定のテーブルに基づいて変化させる、請求項１記載の位置センサレスモータ制御方法。The position sensorless motor control method according to claim 1, wherein a cycle of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal is changed based on a predetermined table. (A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するステップ；
(B) ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号を、その振幅を変化させて設定するステップ；
(C) 前記ステータ巻線を流れる電流、を検出するステップ；
(D) (a) ロータのγ軸方向に基づく第一の方向での前記目標電流ベクトルの成分に前記ロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、又は、
(b) 前記目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの前記第一の方向での成分に前記ロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求めるステップ；
(E) 前記重畳波付目標電流ベクトル又は前記重畳波付目標電圧ベクトルに基づいて、モータ駆動装置により前記ステータ巻線へ電力を供給するステップ；
(F) 前記検出ステップで検出された前記電流を表す電流ベクトルの、前記第一の方向と一定の関係にある第二の方向での成分から、前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を求めるステップ；及び、
(G) 前記応答電流に基づいて前記γ軸方向を補正するステップ；
を有する位置センサレスモータ制御方法。(A) determining a target current vector for the stator winding;
(B) setting the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal by changing the amplitude thereof;
(C) detecting a current flowing through the stator winding;
(D) (a) superimposing the rotor angle estimation current signal on the component of the target current vector in the first direction based on the γ-axis direction of the rotor to obtain a target current vector with superimposed wave, or
(b) obtaining a superimposed voltage target voltage vector by superimposing the rotor angle estimation voltage signal on a component in the first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector;
(E) supplying electric power to the stator winding by a motor driving device based on the target current vector with superimposed wave or the target voltage vector with superimposed wave;
(F) The rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation from the component of the current vector representing the current detected in the detection step in the second direction having a fixed relationship with the first direction. Obtaining a response current to the voltage signal for operation; and
(G) correcting the γ-axis direction based on the response current;
A position sensorless motor control method comprising: 前記電流ベクトルの振幅が大きいほど、前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号の振幅を大きく設定する、請求項４記載の位置センサレスモータ制御方法。5. The position sensorless motor control method according to claim 4, wherein the amplitude of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal is set to be larger as the amplitude of the current vector is larger. (A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するステップ；
(B) 所定の周期を持つロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号、を設定するステップ；
(C) 前記ステータ巻線を流れる電流、を検出するステップ；
(D) (a) ロータのγ軸方向に基づく第一の方向での前記目標電流ベクトルの成分に前記ロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、又は、
(b) 前記目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの前記第一の方向での成分に前記ロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求めるステップ；
(E) 前記重畳波付目標電流ベクトル又は前記重畳波付目標電圧ベクトルに従って、モータ駆動装置により前記ステータ巻線へ電力を供給するステップ；
(F) 前記検出ステップで検出された前記電流を表す電流ベクトルの、前記第一の方向と一定の関係にある第二の方向での成分から、前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を、前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号の一周期当たり少なくとも三回サンプリングして求めるステップ；及び、
(G) 前記応答電流に基づいて前記γ軸方向を補正するステップ；
を有する位置センサレスモータ制御方法。(A) determining a target current vector for the stator winding;
(B) setting a rotor angle estimation current signal or a rotor angle estimation voltage signal having a predetermined period;
(C) detecting a current flowing through the stator winding;
(D) (a) superimposing the rotor angle estimation current signal on the component of the target current vector in the first direction based on the γ-axis direction of the rotor to obtain a target current vector with superimposed wave, or
(b) obtaining a superimposed voltage target voltage vector by superimposing the rotor angle estimation voltage signal on a component in the first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector;
(E) supplying electric power to the stator winding by a motor driving device in accordance with the target current vector with superimposed wave or the target voltage vector with superimposed wave;
(F) The rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation from the component of the current vector representing the current detected in the detection step in the second direction having a fixed relationship with the first direction. Obtaining a response current to the operating voltage signal by sampling at least three times per period of the rotor angle estimating current signal or the rotor angle estimating voltage signal; and
(G) correcting the γ-axis direction based on the response current;
A position sensorless motor control method comprising: 前記応答電流のサンプリングが前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号の半周期当たり複数回行われる、請求項６記載の位置センサレスモータ制御方法。The position sensorless motor control method according to claim 6, wherein sampling of the response current is performed a plurality of times per half cycle of the current signal for estimating the rotor angle or the voltage signal for estimating the rotor angle. (A) (a) 前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号の周期をパルス幅変調（ＰＷＭ）のキャリア周期の偶数倍に設定し、(b) 前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号の波形を前記周期の前半と後半との中間点について対称に設定し；
(B) 前記重畳波付目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトル又は前記重畳波付目標電圧ベクトルで表される電圧を前記ＰＷＭにより変調し、変調された前記電圧を前記モータ駆動装置により前記ステータ巻線へ印加し；
(C) 前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号 の対称な波形に基づいて前記応答電流を求める；請求項７記載の位置センサレスモータ制御方法。(A) (a) The period of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal is set to an even multiple of the carrier period of pulse width modulation (PWM), and (b) the rotor angle estimation current signal Alternatively, the waveform of the voltage signal for estimating the rotor angle is set symmetrically about the midpoint between the first half and the second half of the cycle;
(B) A target voltage vector corresponding to the target current vector with superimposed wave or a voltage represented by the target voltage vector with superimposed wave is modulated by the PWM, and the modulated voltage is output to the stator winding by the motor driving device. Applying to the wire;
The position sensorless motor control method according to claim 7, wherein (C) the response current is obtained based on a symmetrical waveform of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal. (A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するステップ；
(B) (a) 周期がＰＷＭのキャリア周期の偶数倍であり、(b) 波形が前記周期の前半と後半との中間点について対称であるロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号、を設定するステップ；
(C) 前記ステータ巻線を流れる電流、を検出するステップ；
(D) (a) ロータのγ軸方向に基づく第一の方向での前記目標電流ベクトルの成分に前記ロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、又は、
(b) 前記目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの前記第一の方向での成分に前記ロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求めるステップ；
(E) 前記重畳波付目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトル又は前記重畳波付目標電圧ベクトルで表される電圧を前記ＰＷＭにより変調し、変調された前記電圧を前記モータ駆動装置により前記ステータ巻線へ印加するステップ；
(F) 前記検出ステップで検出された前記電流を表す電流ベクトルの、前記第一の方向と一定の関係にある第二の方向での成分から、前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を、前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号の対称な波形に基づいて求めるステップ；及び、
(G) 前記応答電流に基づいて前記γ軸方向を補正するステップ；
を有する位置センサレスモータ制御方法。(A) determining a target current vector for the stator winding;
(B) (a) The cycle is an even multiple of the PWM carrier cycle, and (b) the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal whose waveform is symmetric about the midpoint between the first half and the second half of the cycle. The step of setting;
(C) detecting a current flowing through the stator winding;
(D) (a) superimposing the rotor angle estimation current signal on the component of the target current vector in the first direction based on the γ-axis direction of the rotor to obtain a target current vector with superimposed wave, or
(b) obtaining a superimposed voltage target voltage vector by superimposing the rotor angle estimation voltage signal on a component in the first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector;
(E) A target voltage vector corresponding to the target current vector with superimposed wave or a voltage represented by the target voltage vector with superimposed wave is modulated by the PWM, and the modulated voltage is converted into the stator winding by the motor driving device. Applying to the wire;
(F) The rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation from the component of the current vector representing the current detected in the detection step in the second direction having a fixed relationship with the first direction. Obtaining a response current to the voltage signal for operation based on the current signal for rotor angle estimation or the symmetrical waveform of the voltage signal for rotor angle estimation; and
(G) correcting the γ-axis direction based on the response current;
A position sensorless motor control method comprising: 前記ステップ (F) は、
(a) 前記検出ステップ(C)で検出された前記電流を表す電流ベクトルの、前記第一の方向と電気角で直交する第二の方向での成分に、(1) 前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号と実質的に同じ周期と、(2) 前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号から実質的に９０°(電気角)ずれた位相と、を持つ信号を乗じ、
(b) その乗算結果から前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を求める、請求項１から請求項９までのいずれか一項記載の位置センサレスモータ制御方法。 Wherein step (F) is
(a) a component of the current vector representing the current detected in the detection step (C) in a second direction orthogonal to the first direction by an electrical angle; (1) the rotor angle estimation current Substantially the same period as the signal or the rotor angle estimation voltage signal, and (2) a phase substantially 90 ° (electrical angle) shifted from the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal, Multiplied by a signal with
(b) The position sensorless motor control method according to any one of claims 1 to 9, wherein a response current to the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal is obtained from the multiplication result. 前記応答電流の値をリミットするステップと、
前記リミットするステップでリミットされた前記値を持つ前記応答電流に基づいて前記γ軸方向を補正するステップと、をさらに有することを特徴とする請求項１から請求項１０までのいずれか一項記載の位置センサレスモータ制御方法。 A step of limiting the value of the response current,
11. The method according to claim 1, further comprising a step of correcting the γ-axis direction based on the response current having the value limited in the limiting step. position sensorless motor control method. (a) 前記第一の方向を前記γ軸方向又は前記γ軸方向に対して実質的に９０°(電気角)の方向とし、(b) 前記第二の方向を前記第一の方向に対して実質的に９０°(電気角)の方向とし、(c) 前記第二の方向での前記応答電流が実質的に0に収束するように前記γ軸方向を補正する、請求項１から請求項１１までのいずれか一項記載の位置センサレスモータ制御方法。(a) the first direction is substantially 90 ° (electrical angle) with respect to the γ-axis direction or the γ-axis direction, and (b) the second direction is relative to the first direction. The direction of γ axis is corrected so that the direction of 90 ° (electrical angle) is substantially set, and (c) the response current in the second direction is substantially converged to zero. Item 12. The position sensorless motor control method according to any one of Item 11 to Item 11. (A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するためのモータ制御部；
(B) ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号を、その周期を変化させて設定するための重畳波作成部；
(C) 前記ステータ巻線を流れる電流、を検出するための電流検出器；
(D) (a) ロータのγ軸方向に基づく第一の方向での前記目標電流ベクトルの成分に前記ロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、更に対応する目標電圧ベクトルを求め、又は、
(b) 前記目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの前記第一の方向での成分に前記ロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求める、
ための電流制御部；
(E) 前記重畳波付目標電流ベクトルに対応する前記目標電圧ベクトル又は前記重畳波付目標電圧ベクトルに基づいて、前記ステータ巻線へ電力を供給するためのモータ駆動装置；及び、
(F) (a) 前記電流検出器によって検出された前記電流を表す電流ベクトルの、前記第一の方向と一定の関係にある第二の方向での成分から、前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を求め、
(b) 前記応答電流に基づいて前記γ軸方向を補正する、
ためのロータ角度推定部；を有する位置センサレスモータ制御装置。(A) a motor controller for determining the target current vector of the stator winding;
(B) A superimposed wave generating unit for setting the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal by changing the period thereof;
(C) a current detector for detecting a current flowing through the stator winding;
(D) (a) Superimposing the rotor angle estimation current signal on the component of the target current vector in the first direction based on the γ-axis direction of the rotor to obtain a target current vector with superimposed wave, and further corresponding target Obtain a voltage vector, or
(b) Superimposing the rotor angle estimation voltage signal on the component in the first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector to obtain a target voltage vector with superimposed wave;
Current control unit for;
(E) a motor driving device for supplying electric power to the stator winding based on the target voltage vector corresponding to the target current vector with superimposed wave or the target voltage vector with superimposed wave; and
(F) (a) From the component of the current vector representing the current detected by the current detector in a second direction having a fixed relationship with the first direction, the current signal for rotor angle estimation or Obtaining a response current to the rotor angle estimation voltage signal,
(b) correcting the γ-axis direction based on the response current;
A position sensorless motor control device. 前記重畳波作成部が前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号の周期をランダムに変化させる、請求項１３記載の位置センサレスモータ制御装置。The position sensorless motor control device according to claim 13, wherein the superimposed wave generating unit randomly changes the period of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal. 前記重畳波作成部が所定のテーブルを記憶した記憶部を含み、前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号の周期を前記テーブルに基づいて変化させる、請求項１３記載の位置センサレスモータ制御装置。The position sensorless according to claim 13, wherein the superimposed wave generation unit includes a storage unit that stores a predetermined table, and changes a period of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal based on the table. Motor control device. (A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するためのモータ制御部；
(B) ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号を、その振幅を変化させて設定するための重畳波作成部；
(C) 前記ステータ巻線を流れる電流、を検出するための電流検出器；
(D) (a) ロータのγ軸方向に基づく第一の方向での前記目標電流ベクトルの成分に前記ロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、更に対応する目標電圧ベクトルを求め、又は、
(b) 前記目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの前記第一の方向での成分に前記ロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求める、
ための電流制御部；
(E) 前記重畳波付目標電流ベクトルに対応する前記目標電圧ベクトル又は前記重畳波付目標電圧ベクトルに基づいて、前記ステータ巻線へ電力を供給するためのモータ駆動装置；及び、
(F) (a) 前記電流検出器によって検出された前記電流を表す電流ベクトルの、前記第一の方向と一定の関係にある第二の方向での成分から、前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を求め、
(b) 前記応答電流に基づいて前記γ軸方向を補正する、
ためのロータ角度推定部；を有する位置センサレスモータ制御装置。(A) a motor controller for determining the target current vector of the stator winding;
(B) A superimposed wave creating unit for setting the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal by changing the amplitude thereof;
(C) a current detector for detecting a current flowing through the stator winding;
(D) (a) Superimposing the rotor angle estimation current signal on the component of the target current vector in the first direction based on the γ-axis direction of the rotor to obtain a target current vector with superimposed wave, and further corresponding target Obtain a voltage vector, or
(b) Superimposing the rotor angle estimation voltage signal on the component in the first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector to obtain a target voltage vector with superimposed wave;
Current control unit for;
(E) a motor driving device for supplying electric power to the stator winding based on the target voltage vector corresponding to the target current vector with superimposed wave or the target voltage vector with superimposed wave; and
(F) (a) From the component of the current vector representing the current detected by the current detector in a second direction having a fixed relationship with the first direction, the current signal for rotor angle estimation or Obtaining a response current to the rotor angle estimation voltage signal,
(b) correcting the γ-axis direction based on the response current;
A position sensorless motor control device. 前記重畳波作成部が、前記電流の振幅の増大に合わせて前記ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号の振幅を大きく設定する、請求項１６記載の位置センサレスモータ制御装置。The position sensorless motor control device according to claim 16, wherein the superimposed wave creating unit sets the amplitude of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal to be large in accordance with an increase in the amplitude of the current. (A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するためのモータ制御部；
(B) 所定の周期を持つロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号、を設定するための重畳波作成部；
(C) 前記ステータ巻線を流れる電流、を検出するための電流検出器；
(D) (a) ロータのγ軸方向に基づく第一の方向での前記目標電流ベクトルの成分に前記ロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、更に対応する目標電圧ベクトルを求め、又は、
(b) 前記目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの前記第一の方向での成分に前記ロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求める、
ための電流制御部；
(E) 前記重畳波付目標電流ベクトルに対応する前記目標電圧ベクトル又は前記重畳波付目標電圧ベクトルに基づいて、前記ステータ巻線へ電力を供給するためのモータ駆動装置；及び、
(F) (a) 前記電流検出器によって検出された前記電流を表す電流ベクトルの、前記第一の方向と一定の関係にある第二の方向での成分から、前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を、前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号の一周期当たり少なくとも三回サンプリングして求め、
(b) 前記応答電流に基づいて前記γ軸方向を補正する、
ためのロータ角度推定部；を有する位置センサレスモータ制御装置。(A) a motor controller for determining the target current vector of the stator winding;
(B) a superimposed wave creating unit for setting a rotor angle estimation current signal or a rotor angle estimation voltage signal having a predetermined period;
(C) a current detector for detecting a current flowing through the stator winding;
(D) (a) Superimposing the rotor angle estimation current signal on the component of the target current vector in the first direction based on the γ-axis direction of the rotor to obtain a target current vector with superimposed wave, and further corresponding target Obtain a voltage vector, or
(b) Superimposing the rotor angle estimation voltage signal on the component in the first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector to obtain a target voltage vector with superimposed wave;
Current control unit for;
(E) a motor driving device for supplying electric power to the stator winding based on the target voltage vector corresponding to the target current vector with superimposed wave or the target voltage vector with superimposed wave; and
(F) (a) From the component of the current vector representing the current detected by the current detector in a second direction having a fixed relationship with the first direction, the current signal for rotor angle estimation or A response current to the rotor angle estimation voltage signal is obtained by sampling at least three times per cycle of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal,
(b) correcting the γ-axis direction based on the response current;
A position sensorless motor control device. 前記ロータ角度推定部が、前記応答電流のサンプリングを前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号の半周期当たり複数回行う、請求項１８記載の位置センサレスモータ制御装置。The position sensorless motor control device according to claim 18, wherein the rotor angle estimation unit performs sampling of the response current a plurality of times per half cycle of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal. (A) 前記重畳波作成部が、(a) 前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号の周期をＰＷＭのキャリア周期の偶数倍に設定し、(b) その波形を前記周期の前半と後半との中間点について対称に設定し；
(B) 前記重畳波付目標電流ベクトルに対応する前記目標電圧ベクトル又は前記重畳波付目標電圧ベクトルで表される電圧を前記モータ駆動装置が前記ＰＷＭにより変調し、変調された前記電圧を前記ステータ巻線へ印加し；
(C) 前記ロータ角度推定部が前記ロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号の対称な波形に基づいて前記応答電流を求める；
請求項１８記載の位置センサレスモータ制御装置。(A) The superimposed wave generation unit sets (a) the period of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal to an even multiple of a PWM carrier period, and (b) sets the waveform to the period. Set symmetrically about the midpoint between the first half and the second half of
(B) The motor drive device modulates the voltage represented by the target voltage vector corresponding to the target current vector with superimposed wave or the target voltage vector with superimposed wave by the PWM, and the modulated voltage is converted into the stator. Applied to the winding;
(C) the rotor angle estimation unit obtains the response current based on a symmetrical waveform of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal;
The position sensorless motor control device according to claim 18. (A) ステータ巻線の目標電流ベクトルを決定するためのモータ制御部；
(B) 周期がＰＷＭのキャリア周期の偶数倍であり、波形が前記周期の前半と後半との中間点について対称であるロータ角度推定用電流信号又はロータ角度推定用電圧信号、を設定するための重畳波作成部；
(C) 前記ステータ巻線を流れる電流を、検出するための電流検出器；
(D) (a) ロータのγ軸方向に基づく第一の方向での前記目標電流ベクトルの成分に前記ロータ角度推定用電流信号を重畳して重畳波付目標電流ベクトルを求め、更に対応する目標電圧ベクトルを求め、又は、
(b) 前記目標電流ベクトルに対応する目標電圧ベクトルの前記第一の方向での成分に前記ロータ角度推定用電圧信号を重畳して重畳波付目標電圧ベクトルを求める、
ための電流制御部；
(E) 前記重畳波付目標電流ベクトルに対応する前記目標電圧ベクトル又は前記重畳波付目標電圧ベクトルで表される電圧を前記ＰＷＭにより変調し、変調された前記電圧を前記ステータ巻線へ印加するためのモータ駆動装置；及び、
(F) (a) 前記電流検出器によって検出された前記電流を表す電流ベクトルの、前記第一の方向と一定の関係にある第二の方向での成分から、前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を、前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号の対称な波形に基づいて求め、
(b) 前記応答電流に基づいて前記γ軸方向を補正する、
ためのロータ角度推定部；を有する位置センサレスモータ制御装置。(A) a motor controller for determining the target current vector of the stator winding;
(B) For setting a rotor angle estimation current signal or a rotor angle estimation voltage signal whose cycle is an even multiple of the PWM carrier cycle and whose waveform is symmetrical about the midpoint between the first half and the second half of the cycle. Superposed wave creation part;
(C) a current detector for detecting a current flowing through the stator winding;
(D) (a) Superimposing the rotor angle estimation current signal on the component of the target current vector in the first direction based on the γ-axis direction of the rotor to obtain a target current vector with superimposed wave, and further corresponding target Obtain a voltage vector, or
(b) Superimposing the rotor angle estimation voltage signal on the component in the first direction of the target voltage vector corresponding to the target current vector to obtain a target voltage vector with superimposed wave;
Current control unit for;
(E) Modulating the target voltage vector corresponding to the target current vector with superimposed wave or the voltage represented by the target voltage vector with superimposed wave by the PWM, and applying the modulated voltage to the stator winding Motor driving device for; and
(F) (a) From the component of the current vector representing the current detected by the current detector in the second direction having a fixed relationship with the first direction, the rotor angle estimation current signal or A response current to the rotor angle estimation voltage signal is obtained based on a symmetrical waveform of the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal,
(b) correcting the γ-axis direction based on the response current;
A position sensorless motor control device. 前記ロータ角度推定部は、
(a) 前記電流検出器によって検出された前記電流を表す電流ベクトルの、前記第一の方向と電気角で直交する第二の方向での成分に、(1) 前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号と同じ周期と、(2) 前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号から実質的に９０°(電気角)ずれた位相と、を持つ信号を乗じ、
(b) その乗算結果から前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を求め、
(c) 前記応答電流に基づいて前記γ軸方向を補正する、
請求項１３から請求項２１までのいずれか一項記載の位置センサレスモータ制御装置。 The rotor angle estimator is
(a) a component of a current vector representing the current detected by the current detector in a component in a second direction orthogonal to the first direction by an electrical angle; (1) the rotor angle estimation current signal or Multiplied by the same period as the rotor angle estimation voltage signal and (2) a phase substantially 90 ° (electrical angle) shifted from the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal. ,
(b) obtaining a response current for the rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation voltage signal from the multiplication result;
(c) correcting the γ-axis direction based on the response current;
The position sensorless motor control device according to any one of claims 13 to 21 . 前記ロータ角度推定部は、リミッタを含み、
(a) 前記電流検出器によって検出された前記電流を表す電流ベクトルの、前記第一の方向と一定の関係にある第二の方向での成分から前記ロータ角度推定用電流信号又は前記ロータ角度推定用電圧信号に対する応答電流を求め、
(b) 前記応答電流の値を前記リミッタによりリミットし、
(c) 前記リミッタによりリミットされた前記値を持つ前記応答電流に基づいて前記γ軸方向を補正する、
請求項１３から請求項２１までのいずれか一項記載の位置センサレスモータ制御装置。 The rotor angle estimation unit includes a limiter,
(a) The rotor angle estimation current signal or the rotor angle estimation from a component of the current vector representing the current detected by the current detector in a second direction having a fixed relationship with the first direction. Obtain the response current for the voltage signal
(b) Limit the value of the response current by the limiter,
(c) correcting the γ-axis direction based on the response current having the value limited by the limiter;
The position sensorless motor control device according to any one of claims 13 to 21 . (A) 前記電流制御部が前記第一の方向を、前記γ軸方向又は前記γ軸方向に対して実質的に９０°(電気角)の方向とし；
(B) 前記ロータ角度推定部が前記第二の方向を、前記第一の方向に対して実質的に９０°(電気角)の方向とし、前記応答電流を前記第二の方向で実質的に０に収束させるように前記γ軸方向を補正する；請求項１３から請求項２３までのいずれか一項記載の位置センサレスモータ制御装置。(A) The current control unit sets the first direction as a direction of substantially 90 ° (electrical angle) with respect to the γ-axis direction or the γ-axis direction;
(B) The rotor angle estimation unit sets the second direction to a direction substantially 90 ° (electrical angle) with respect to the first direction, and the response current is substantially equal to the second direction. The position sensorless motor control apparatus according to any one of claims 13 to 23, wherein the γ-axis direction is corrected so as to converge to zero. 請求項１３から請求項２４までのいずれか一項に記載の位置センサレスモータ制御装置を含む車輪駆動モータ、を有する電気自動車。An electric vehicle having a wheel drive motor including the position sensorless motor control device according to any one of claims 13 to 24 . 請求項１３から請求項２４までのいずれか一項に記載の位置センサレスモータ制御装置を含むファン駆動モータ、を有するファン。A fan having a fan drive motor including the position sensorless motor control device according to any one of claims 13 to 24 . 請求項１３から請求項２４までのいずれか一項に記載の位置センサレスモータ制御装置を含むコンプレッサ、を有する冷蔵庫。A refrigerator comprising a compressor including the position sensorless motor control device according to any one of claims 13 to 24 . 請求項１３から請求項２４までのいずれか一項に記載の位置センサレスモータ制御装置を含むコンプレッサ、を有するエアコン。An air conditioner having a compressor including the position sensorless motor control device according to any one of claims 13 to 24 .

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