JP3798894B2

JP3798894B2 - Harmonic compensation method

Info

Publication number: JP3798894B2
Application number: JP26297497A
Authority: JP
Inventors: 文俊市川; 聡宮崎; 潤一下村
Original assignee: Meidensha Corp; Tokyo Electric Power Co Inc
Current assignee: Meidensha Corp; Tokyo Electric Power Co Inc
Priority date: 1997-09-29
Filing date: 1997-09-29
Publication date: 2006-07-19
Anticipated expiration: 2017-09-29
Also published as: JPH11103527A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電力系統の高調波を補償するアクティブフィルタ機能を有するアクティブフィルタやパワーラインコンデショナにおける高次高調波の補償に適した高調波補償方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図３に従来のアクティブフィルタの回路構成を示す。図中、１０は高調波補償電力を系統に出力するインバータ、１２は電流検出器ＣＴ１で検出した負荷電流ｉ_LU〜ｉ_LWをｄｑ座標のｄ，ｑ軸電流ｉ_d，ｉ_qに変換する３相／ｄｑ座標変換回路、１３，１４はこのｄ，ｑ軸電流の交流分（高調波電流成分）〜ｉ_d，〜ｉ_qを抽出するハイパスフィルタ、１５はこのｄ，ｑ軸高調波電流成分を３相電流に変換するｄｑ／３相座標変換回路、３１はこの高調波電流と電流検出器ＣＴ２で検出したインバータ１０の出力電流との偏差を検出する減算器、３２はこの電流偏差をＰＩ演算し電流指令を出力する電流制御器、３３はこの電流指令を３角搬送波と比較してＰＷＭ制御信号に変換し、インバータ１０を制御するＰＷＭ制御回路である。この方式はＰＩコントローラによる電流制御、三角波比較によるＰＷＭ制御の例であるが、他にもヒステリシスコンパレータ方式，空間ベクトル方式の場合にも同様に適用できる。（ヒステリシスコンパレータ方式，空間ベクトル方式は電流制御部とＰＷＭ制御部が一緒になっている。）
電流検出器ＣＴ１によって検出された３相負荷電流ｉ_LU〜ｉ_LWと電源周波数ωで回転する回転座標系のｄ，ｑ軸の電流ｉ_d，ｉ_qとの関係は（１）式となる。
【０００３】
【数１】

【０００４】
この電流ｉ_dは負荷電流の無効成分に、電流ｉ_qは有効成分となる。また、電流ｉ_d，ｉ_qの直流分は基本波電流成分に、交流分は高調波成分となる。
【０００５】
よって、図３のように電流ｉ_d，ｉ_qからハイパスフィルタ１３，１４によって交流分だけを検出し、この電流〜ｉ_d，〜ｉ_qを３相に変換し、電流制御により電圧形インバータから高調波電流を発生させ、系統に注入することにより、負荷電流に含まれる高調波電流を補償できる。これは一般に電力用アクティブフィルタの機能に相当する。
【０００６】
座標変換した電流ｉ_dの直流分（基本波無効成分）をローパスフィルタで抽出することにより無効電力の補償ができる。また、負荷電流を座標が逆回転する逆３相／ｄｑ座標変換回路で変換し、その変換した電流ｉ_d，ｉ_qの直流分（基本波逆相成分）をローパスフィルタで抽出すると逆相電力の補償ができる。上記アクティブフィルタの機能に加えて無効電力補償，逆相電力補償を行うものがパワーラインコンディショナの機能に相当する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
アクティブフィルタ，パワーラインコンデショナ等における高調波補償において、高次の高調波を補償する場合、制御周期、電流検出機器による電流検出の遅れ、電流制御の遅れにより十分な補償ができない。この対策として制御遅れ補償回路を付加する方式が考えられるが、微分動作となるため安定性に欠け、制御が困難となる。
【０００８】
この発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、電力系統の高次高調波電流を遅れなく検出し振幅位相補正をして確実に補償することのできる高調波補償方式を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
この発明は、３相の系統負荷電流を検出し、第１の３相／ｄｑ座標変換回路によりｄ軸電流，ｑ軸電流に変換したのちハイパスフィルタで高調波成分を抽出し、抽出した高調波成分を第１のｄｑ／３相変換回路を介して３相に変換した高周波電流と系統へ出力するインバータの出力電流とを比較し、その電流偏差がなくなるようにインバータを制御して高調波補償するものにおいて、
前記検出された負荷電流を３相／ｋω回転座標変換回路に導入し、この変換回路によって補償しようとする高調波電流の次数と電源角周波数との乗算値で回転する回転座標系により３相負荷電流を変換し、変換された負荷電流をローパスフィルタに出力して直流分を抽出し、この直流分をｋω／３相回転座標変換回路によって３相の補償しようとする次数の高調波電流に変換し、変換された高調波電流を電源角周波数で回転するｄｑ座標系に変換する第２の３相／ｄｑ座標変換回路に出力し、この変換回路によって変換された高調波電流の振幅と位相を振幅位相補正回路によって補正し、振幅位相補正後の高調波電流を第２のｄｑ／３相変換回路により振幅位相補正された３相の補償しようとする次数の高周波電流に変換し、変換された高周波電流を前記検出された負荷電流に逆極性に加算して前記第１の３相／ｄｑ座標変換回路の入力側に出力すると共に、前記第１のｄｑ／３相変換回路の出力と加算してインバータの出力電流と比較し、その電流偏差がなくなるようにインバータを制御することを特徴としたものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１に実施の形態にかかるアクティブフィルタの回路構成を示す。
【００１３】
図１において、Ｓは系統３相交流電源、Ｌは系統負荷、１０はアクティブフィルタの補償電流を出力するインバータ、１１は電流検出器ＣＴ１で検出した負荷電流ｉ_LU〜ｉ_LWから後記するｋ次高調波振幅位相補正ブロック２１で検出され振幅位相補正されたｋ次高調波を引く減算器、１２〜１５は振幅位相補正を必要としない高調波を検出する高調波検出回路で、１２は減算器１１からのｋ次高調波が除去された負荷電流を電源周波数ωで回転するｄｑ座標系へ変換しｄ，ｑ軸電流ｉ_d，ｉ_qを得る３相／ｄｑ軸座標変換回路、１３，１４はこのｄ，ｑ軸電流の交流分（高調波電流成分）〜ｉ_d，〜ｉ_qを抽出するハイパスフィルタ、１５はこのｄ，ｑ軸高調波電流成分を３相電流に変換するｄｑ／３相座標変換回路。
【００１４】
２１（２２〜２９）は、ｋ次高調波振幅位相補正ブロックで、２２は上記ＣＴ１で検出した負荷電流を高調波次数ｋと回転角速度ωを掛けた値ｋωで回転するｄｑ座標系でｋ次高調波のみを直流分に変換する３相／ｋω回転座標変換回路、２３，２４はｋ次以外の高調波分を除去し、このｄ，ｑ軸電流の直流分ｉ_dk，ｉ_qkを抽出するローパスフィルタ、２５はこのｄ，ｑ軸の直流分−ｉ_dk，−ｉ_qkを（９）式の３相電流に変換するｋω／３相回転座標変換回路、２６はｋ次高調波成分の３相電流ｉ_ka，ｉ_kb，ｉ_kcを電源周波数ωで回転するｄｑ座標系に変換する３相／ｄｑ座標変換回路、２７はこの変換されたｋ次高調波電流の振幅と位相に（１）式による補正を加える振幅位相補正回路、２８は振幅位相補正後のｄｑ軸ｋ次高調波成分〜ｉ_dk，〜ｉ_qkを３相電流に変換するｄｑ／３相座標変換回路、２９はｄｑ／３相座標変換回路路１５からの高調波に振幅位相補正回路２７で振幅位相補正され、更にｄｑ／３相座標変換回路２８で３相に変換されたｋ次高調波電流を加算する加算器。
【００１５】
３１は加算器２９からの高調波電流とＣＴ２で検出したインバータの出力電流との偏差を検出する減算器、３２はこの電流偏差をＰＩ演算し電流指令を出力する電流制御器、３３はこの電流指令を３角搬送波と比較してＰＷＭ制御信号に変換しインバータ１０を制御するＰＷＭ制御回路である。
【００１６】
上記ｋ次高調波振幅位相補正ブロック２１の動作を原理と共に説明する。
低次高調波の検出をハイパスフィルタを用いずに、この高調波の次数ｋと電源角周波数ωを掛けた値で回転する回転座標系に変換することによって検出する。
【００１７】
負荷電流ｉ_LU，ｉ_LV，ｉ_LWを（２）式のように定義する。
【００１８】
【数２】

【００１９】
（２）式中のｎは整数であり、高調波の次数ｋを意味する。
負荷電流から第ｋ次高調波を検出、補償する場合を考える。
【００２０】
（２）式の負荷電流を高次高調波次数ｋと回転角速度ωを掛け合わせた値ｋωで回転する座標系へｄ，ｑ変換する。この場合の変換式は（３）式のように定義できる。
【００２１】
【数３】

【００２２】
上式に（２）式を代入すると、
【００２３】
【数４】

【００２４】
となる。ここで、高調波電流をｋωで回転す座標系へ変換した場合、高調波電流成分ｎ＝ｋ＋ｉ（ｉ＝０，±１，±２，±３…）の成分は（４）式（５）式より（６）式（７）式のようになる。
【００２５】
【数５】

【００２６】
（６）式（７）式より、負荷電流中に含まれているｋ次高調波電流が直流値に、基本調波及びその他の次数の高調波電流は交流値になることがわかる。よって、３相／ｋω回転座標変換回路で変換した電流ｉ_d，ｉ_qの中からローパスフィルタ２３，２４により直流分だけを抽出すれば、（８）式に示すように系統電流中に含まれるｋ次高調波を検出することができる。高次高調波検出に微分動作となるハイパスフィルタを使用しないので、高精度に検出できる。
【００２７】
【数６】

【００２８】
次に、（８）式を（９）式で座標変換し、更に（１０）式で座標変換すると、
【００２９】
【数７】

【００３０】
ここで得られた電流〜ｉ_dk，〜ｉ_qkは角周波数３ｍω（ただしｋ＝３ｍ±１，ｍ＝整数）で回転する回転ベクトルとなる（図２参照）。
【００３１】
振幅補正係数をα_m、位相補正係数をθ_mとすると、補正後の電流値〜ｉ_dk2，〜ｉ_qk2は（１１）式で求めることができる。
【００３２】
【数８】

【００３３】
ｋω／３相回転座標変換回路２５はローパスフィルタ２３，２４からの直流分−ｉ_dk，−ｉ_qkを（９）式で３相の電流ｉ_ka，ｉ_kb，ｉ_kcに変換して第ｋ次高調波を検出する。更に３相の電流ｉ_ka，ｉ_kb，ｉ_kcを基本周波数ωで回転するｄｑ座標系に３相／ｄｑ座標変換回路２６で変換し、電流〜ｉ_dk，〜ｉ_qkを得る。
【００３４】
振幅位相補正回路２７は電流〜ｉ_dk，〜ｉ_qkを（１１）式でその振幅Ａと位相θを補正係数α_mとθ_mで補正して〜ｉ_dk2，〜ｉ_qk2とし、これをｄｑ／３相座標変換回路２８で３相に変換して振幅位相補正を加えた第ｋ次高調波を出力する。
【００３５】
このように、補正係数により、制御周期、電流検出器による電流検出の遅れ、電流制御の遅れを補償することができる。この補償は回転ベクトル上で行うため、従来の遅れ補償のような微分動作は必要とせず、位相，振幅の独立した調整が可能である。
【００３６】
また、振幅補正係数、位相補正係数といったパラメータは制御回路の仕様から決定され、外部回路からは影響を受けない。
【００３７】
図１において、ｋ次高調波振幅位相補正ブロック２１を並列に複数設ければ、複数の高次高調波の検出と振幅位相補正を同時に行うことが可能となる。
【００３８】
【発明の効果】
この発明は、高調波成分を補正高調波のｋの次数と電源角周波数を掛けた値で回転するベクトルに変換し、このベクトル振幅と位相を補正するので、従来のハイパスフィルタによる微分動作方式よりも高精度で安定した高次高調波の補正ができる。
【００３９】
また、高次高調波の次数ｋの値の設定によって任意の高調波を振幅位相補償することができる。また、同時に複数の高調波の補正も可能である。
【００４０】
したがって、任意次数の高調波を制御遅れなく補償することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態にかかる電力用アクティブフィルタの回路構成図。
【図２】高次高調波電流の振幅位相補正を説明する回転ベクトル図。
【図３】従来例にかかる電力用アクティブフィルタの回路構成図。
【符号の説明】
１０…電力形インバータ
１２…３相／ｄ_q座標変換回路
１３，１４…ハイパスフィルタ
１５…ｄｑ／３相座標変換回路
２１…第ｋ次高調波振幅位相補正ブロック。
２２…３相／ｋω回転座標変換回路
２３，２４…ローパスフィルタ
２５…ｋω／３相回転座標変換回路。
２７…振幅位相補正回路
３２…電流制御回路
３３…ＰＷＭ制御回路。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a harmonic compensation system suitable for compensation of high-order harmonics in an active filter having an active filter function for compensating harmonics in a power system and a power line conditioner.
[0002]
[Prior art]
FIG. 3 shows a circuit configuration of a conventional active filter. In the figure, 10 is an inverter that outputs harmonic compensation power to the system, and 12 is a circuit that converts load currents i _{LU to} i _LW detected by the current detector CT1 into d and q axis currents i _d and i _q in dq coordinates. Phase / dq coordinate conversion circuit, 13 and 14 are high-pass filters for extracting AC components (harmonic current components) to i _d and to i _q of the d and q axis currents, and 15 is the d and q axis harmonic current components. The dq / 3-phase coordinate conversion circuit 31 converts the current into a three-phase current, 31 is a subtractor for detecting the deviation between the harmonic current and the output current of the inverter 10 detected by the current detector CT2, and 32 is the PI for this current deviation. A current controller 33 that calculates and outputs a current command is a PWM control circuit that compares the current command with a triangular carrier wave, converts the current command into a PWM control signal, and controls the inverter 10. This method is an example of current control by a PI controller and PWM control by triangular wave comparison, but can also be applied to a hysteresis comparator method and a space vector method. (In the hysteresis comparator method and the space vector method, the current control unit and the PWM control unit are combined.)
The relationship between the three-phase load currents i _{LU to} i _LW detected by the current detector CT1 and the d and q axis currents i _d and i _q of the rotating coordinate system rotating at the power source frequency ω is expressed by equation (1).
[0003]
[Expression 1]

[0004]
The current _id is an ineffective component of the load current, and the current _iq is an effective component. Further, the direct current component of the currents i _d and i _q is a fundamental wave current component, and the alternating current component is a harmonic component.
[0005]
Therefore, as shown in FIG. 3, only the AC component is detected from the currents i _d and i _q by the high-pass filters 13 and 14, and the currents i _d and i _q are converted into three phases. By generating the harmonic current and injecting it into the system, the harmonic current contained in the load current can be compensated. This generally corresponds to the function of a power active filter.
[0006]
Reactive power can be compensated by extracting the direct current component (fundamental wave ineffective component) of the current i _d subjected to coordinate conversion with a low-pass filter. Further, when the load current is converted by a reverse three-phase / dq coordinate conversion circuit whose coordinates rotate in reverse, and the DC component (fundamental negative phase component) of the converted currents i _d and i _q is extracted by a low-pass filter, the negative phase power is obtained. Can be compensated. What performs reactive power compensation and reverse phase power compensation in addition to the function of the active filter corresponds to the function of the power line conditioner.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
In the harmonic compensation in an active filter, a power line conditioner, etc., when high-order harmonics are compensated, sufficient compensation cannot be performed due to a control cycle, a delay in current detection by a current detection device, and a delay in current control. As a countermeasure, a method of adding a control delay compensation circuit is conceivable. However, since the differential operation is performed, the stability is lacking and the control becomes difficult.
[0008]
The present invention has been made in view of such a problem, and an object of the present invention is to detect high-order harmonic currents of a power system without delay and to compensate for them by performing amplitude phase correction. It is to provide a harmonic compensation method that can be used.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In the present invention, a three-phase system load current is detected, converted into a d-axis current and a q-axis current by a first three-phase / dq coordinate conversion circuit, a harmonic component is extracted by a high-pass filter, and the extracted harmonics Comparing the high-frequency current obtained by converting the component into three phases via the first dq / 3-phase conversion circuit and the output current of the inverter output to the system, and controlling the inverter so that the current deviation is eliminated, thereby compensating for harmonics In what
The detected load current is introduced into a three-phase / kω rotational coordinate conversion circuit, and the three-phase load is rotated by a rotating coordinate system that rotates by a product of the order of the harmonic current to be compensated by the conversion circuit and the power supply angular frequency. Converts the current, outputs the converted load current to a low-pass filter, extracts the DC component, and converts this DC component to a harmonic current of the order to be compensated for three phases by the kω / 3-phase rotational coordinate conversion circuit. The converted harmonic current is output to a second three-phase / dq coordinate conversion circuit that converts it into a dq coordinate system that rotates at the power supply angular frequency, and the amplitude and phase of the harmonic current converted by this conversion circuit are output. Corrected by the amplitude phase correction circuit and converted the harmonic current after amplitude phase correction into a high-frequency current of the order to be compensated for the three phases whose amplitude and phase were corrected by the second dq / 3 phase conversion circuit. high frequency The current is added to the detected load current with the opposite polarity and output to the input side of the first three-phase / dq coordinate conversion circuit, and is added to the output of the first dq / 3-phase conversion circuit. Compared with the output current of the inverter, the inverter is controlled so that the current deviation is eliminated .
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows a circuit configuration of an active filter according to the embodiment.
[0013]
In FIG. 1, S is a system three-phase AC power source, L is a system load, 10 is an inverter that outputs the compensation current of the active filter, 11 is a k-th order described later from load currents i _{LU to} i _LW detected by the current detector CT1. A subtracter that subtracts the k-order harmonics detected by the harmonic amplitude phase correction block 21 and subjected to amplitude phase correction, 12 to 15 are harmonic detection circuits that detect harmonics that do not require amplitude phase correction, and 12 is a subtractor. A three-phase / dq-axis coordinate conversion circuit for converting the load current from which the k-th order harmonic from 11 is removed to a dq coordinate system rotating at the power supply frequency ω to obtain d and q-axis currents i _d and i _q Is a high-pass filter that extracts AC components (harmonic current components) to i _d and to i _q of the d and q axis currents, and 15 is a dq / 3 that converts the d and q axis harmonic current components into a three-phase current. Phase coordinate conversion circuit.
[0014]
21 (22 to 29) is a k-order harmonic amplitude phase correction block, and 22 is a k-th order dq coordinate system in which the load current detected by CT1 is rotated by a value kω multiplied by the harmonic order k and the rotational angular velocity ω. Three-phase / kω rotating

coordinate conversion circuits

23 and 24 for converting only harmonics into DC components, remove harmonic components other than k-th order, and extract the DC components i _dk and i _qk of the d and q axis currents. A low-pass filter 25 is a kω / 3-phase rotational coordinate conversion circuit that converts the DC components −i _dk and −i _qk of the d and q axes into a three-phase current of the equation (9), and 26 is a 3rd-order harmonic component 3 A three-phase / dq coordinate conversion circuit for converting the phase currents i _ka , i _kb , and i _kc into a dq coordinate system rotating at the power supply frequency ω, 27 indicates the amplitude and phase of the converted k-order harmonic current (1) Amplitude phase correction circuit for performing correction according to the equation, 28 is a dq-axis k-th harmonic component after amplitude phase correction to i _{d k} , _{˜i qk} is converted into a three-phase current by a dq / 3-phase coordinate conversion circuit 29, and an amplitude / phase correction circuit 27 performs amplitude phase correction on the harmonics from the dq / three-phase coordinate conversion circuit 15, and dq / An adder that adds the k-th harmonic current converted into the three phases by the three-phase coordinate conversion circuit 28.
[0015]
31 is a subtractor that detects a deviation between the harmonic current from the adder 29 and the output current of the inverter detected by CT2, 32 is a current controller that PI-calculates this current deviation and outputs a current command, and 33 is this current. This is a PWM control circuit that controls the inverter 10 by comparing the command with a triangular carrier wave and converting it into a PWM control signal.
[0016]
The operation of the kth-order harmonic amplitude phase correction block 21 will be described together with the principle.
Low-order harmonics are detected by converting them into a rotating coordinate system that rotates at a value obtained by multiplying the harmonic order k and the power supply angular frequency ω without using a high-pass filter.
[0017]
Load currents i _LU , i _LV , i _LW are defined as shown in equation (2).
[0018]
[Expression 2]

[0019]
In the formula (2), n is an integer and means the harmonic order k.
Consider a case where the k-th harmonic is detected and compensated from the load current.
[0020]
The load current in equation (2) is converted into d and q into a coordinate system that rotates at a value kω obtained by multiplying the higher harmonic order k and the rotational angular velocity ω. The conversion formula in this case can be defined as shown in formula (3).
[0021]
[Equation 3]

[0022]
Substituting equation (2) into the above equation,
[0023]
[Expression 4]

[0024]
It becomes. Here, when the harmonic current is converted into a coordinate system rotating at kω, the component of the harmonic current component n = k + i (i = 0, ± 1, ± 2, ± 3...) Is expressed by Equation (5). From the equation, the equation (6) and the equation (7) are obtained.
[0025]
[Equation 5]

[0026]
From equation (6) and equation (7), it can be seen that the k-order harmonic current contained in the load current has a DC value, and the harmonic currents of the fundamental harmonic and other orders have an AC value. Therefore, if only the DC component is extracted by the low-

pass filters

23 and 24 from the currents i _d and i _q converted by the three-phase / kω rotation coordinate conversion circuit, they are included in the system current as shown in the equation (8). A k-th order harmonic can be detected. Since a high-pass filter that performs differential operation is not used for high-order harmonic detection, detection can be performed with high accuracy.
[0027]
[Formula 6]

[0028]
Next, if the coordinates of equation (8) are transformed by equation (9) and further transformed by equation (10),
[0029]
[Expression 7]

[0030]
The currents _˜i _dk , _{˜i qk} obtained here are rotation vectors rotating at an angular frequency of 3 mω (where k = 3m ± 1, m = integer) (see FIG. 2).
[0031]
_Assuming that the amplitude correction coefficient is α _m and the phase correction coefficient is θ _m , the corrected current values _˜i _dk2 , _{˜i qk2} can be obtained by equation (11).
[0032]
[Equation 8]

[0033]
The kω / 3-phase rotational coordinate conversion circuit 25 converts the DC components −i _dk and −i _qk from the low-

pass filters

23 and 24 into three-phase currents i _ka , i _kb , and i _{kc according} to equation (9), and Detect the second harmonic. Further converts three-phase current i _ka, with i _kb, 3 phase i _kc to the dq coordinate system rotating at the fundamental frequency omega / dq coordinate transformation circuit 26, give the current through i _dk, a through i _qk.
[0034]
Amplitude phase correction circuit 27 is a current through i _dk, through i _dk2 a through i _qk (11) equation in that the amplitude A and the phase theta corrected by the correction coefficient alpha _m and theta _m, and through i _Qk2, dq this / The three-phase coordinate conversion circuit 28 converts the signal into three phases and outputs the k-th order harmonic with amplitude phase correction.
[0035]
In this way, the correction coefficient can compensate for the control cycle, the delay in current detection by the current detector, and the delay in current control. Since this compensation is performed on the rotation vector, a differential operation like the conventional delay compensation is not required, and the phase and amplitude can be adjusted independently.
[0036]
The parameters such as the amplitude correction coefficient and the phase correction coefficient are determined from the specifications of the control circuit and are not affected by the external circuit.
[0037]
In FIG. 1, if a plurality of k-order harmonic amplitude phase correction blocks 21 are provided in parallel, detection of a plurality of higher harmonics and amplitude phase correction can be performed simultaneously.
[0038]
【The invention's effect】
In the present invention, the harmonic component is converted into a vector that is rotated by a value obtained by multiplying the order of k of the corrected harmonic and the power supply angular frequency, and the vector amplitude and phase are corrected. Therefore, the differential operation method using the conventional high-pass filter is used. Can correct high-order harmonics with high accuracy and stability.
[0039]
In addition, amplitude and phase compensation of an arbitrary harmonic can be performed by setting the value of the order k of the higher harmonic. In addition, a plurality of harmonics can be corrected simultaneously.
[0040]
Therefore, harmonics of any order can be compensated without control delay.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a power active filter according to an embodiment.
FIG. 2 is a rotation vector diagram for explaining amplitude phase correction of a high-order harmonic current.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram of a power active filter according to a conventional example.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Power type inverter 12 ... 3 phase / _dq coordinate transformation circuit 13, 14 ... High pass filter 15 ... dq / 3 phase coordinate transformation circuit 21 ... kth harmonic amplitude phase correction block.
22... Three-phase / kω rotational coordinate

conversion circuit

23, 24... Low pass filter 25.
27 ... Amplitude phase correction circuit 32 ... Current control circuit 33 ... PWM control circuit

Claims

３相の系統負荷電流を検出し、第１の３相／ｄｑ座標変換回路によりｄ軸電流，ｑ軸電流に変換したのちハイパスフィルタで高調波成分を抽出し、抽出した高調波成分を第１のｄｑ／３相変換回路を介して３相に変換した高周波電流と系統へ出力するインバータの出力電流とを比較し、その電流偏差がなくなるようにインバータを制御して高調波補償するものにおいて、
前記検出された負荷電流を３相／ｋω回転座標変換回路に導入し、この変換回路によって補償しようとする高調波電流の次数と電源角周波数との乗算値で回転する回転座標系により３相負荷電流を変換し、変換された負荷電流をローパスフィルタに出力して直流分を抽出し、この直流分をｋω／３相回転座標変換回路によって３相の補償しようとする次数の高調波電流に変換し、変換された高調波電流を電源角周波数で回転するｄｑ座標系に変換する第２の３相／ｄｑ座標変換回路に出力し、この変換回路によって変換された高調波電流の振幅と位相を振幅位相補正回路によって補正し、振幅位相補正後の高調波電流を第２のｄｑ／３相変換回路により振幅位相補正された３相の補償しようとする次数の高周波電流に変換し、変換された高周波電流を前記検出された負荷電流に逆極性に加算して前記第１の３相／ｄｑ座標変換回路の入力側に出力すると共に、前記第１のｄｑ／３相変換回路の出力と加算してインバータの出力電流と比較し、その電流偏差がなくなるようにインバータを制御することを特徴とした高調波補正方式。 A three-phase system load current is detected, converted to d-axis current and q-axis current by the first three-phase / dq coordinate conversion circuit, and then a harmonic component is extracted by a high-pass filter. The high frequency current converted into the three phases via the dq / 3 phase conversion circuit of the above and the output current of the inverter output to the system are compared, and the inverter is controlled so as to eliminate the current deviation to compensate the harmonics.
The detected load current is introduced into a three-phase / kω rotational coordinate conversion circuit, and the three-phase load is rotated by a rotating coordinate system that rotates by a product of the order of the harmonic current to be compensated by the conversion circuit and the power supply angular frequency. Converts the current, outputs the converted load current to a low-pass filter, extracts the DC component, and converts this DC component to a harmonic current of the order to be compensated for three phases by the kω / 3-phase rotational coordinate conversion circuit. The converted harmonic current is output to a second three-phase / dq coordinate conversion circuit that converts it into a dq coordinate system that rotates at the power supply angular frequency, and the amplitude and phase of the harmonic current converted by this conversion circuit are output. Corrected by the amplitude phase correction circuit and converted the harmonic current after amplitude phase correction into a high-frequency current of the order to be compensated for the three phases whose amplitude and phase were corrected by the second dq / 3 phase conversion circuit. high frequency The current is added to the detected load current with the opposite polarity and output to the input side of the first three-phase / dq coordinate conversion circuit, and is added to the output of the first dq / 3-phase conversion circuit. A harmonic correction method characterized by controlling the inverter to eliminate the current deviation compared to the output current of the inverter .