JP3509935B2 - Control device for voltage source PWM converter - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、インバータを含む交流
電動機の可変速駆動装置等を負荷にもち、電源から負荷
側に電力を供給したり、負荷側の慣性エネルギー等を電
源側へ回生する機能を有した電圧形ＰＷＭコンバータの
制御装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention has a variable speed drive device for an AC motor including an inverter as a load, supplies power from the power source to the load side, and regenerates inertia energy on the load side to the power source side. The present invention relates to a control device for a voltage source PWM converter having a function.

【０００２】[0002]

【従来の技術】電圧形ＰＷＭコンバータの電流制御方式
として、大きく分けると交流電流指令方式と直流電流指
令方式がある。交流電流指令方式は、一般的に各相の交
流電源電流指令に各相交流電源電流が追従するようにＰ
Ｉ(比例＋積分)補償器を介して各相のＰＷＭコンバータ
の電圧指令を出力するものである。これは、直流分がな
い交流電流指令に追従するように制御するので、電源電
流に直流分が生じないと言う利点がある。しかし、その
反面位相遅れが生じたり、ＰＩ演算が三相分必要なこと
から、ソフト処理が多少複雑になり、比較的演算時間が
長くなる。なお、一般的に電流制御系の応答時定数は１
ｍｓ位必要なので制御周期は約０.２ｍｓ以下となり、
この間にソフト処理を行うには比較的高価な高速マイコ
ンしか適用できない等の問題もある。そこで、電圧形Ｐ
ＷＭコンバータの制御において、位相遅れがなく、制御
系の設計が簡単になり、ソフト処理時間を短くでき、比
較的に安価なマイコンでも適用可能な直流電流指令方式
が普及しつつある。この制御方式の従来例として、特開
平2−241366 号公報に記載されている。これは、平滑コ
ンデンサ間の直流電圧を一定に制御し、電源電流を力率
１で正弦波状に制御するものである。まず、電圧制御手
段で直流電圧が一定になるように有効パワー分電流指令
Ｉ_q*を出力し、この指令に交流の電源電流をｄ−ｑ変換
して直流量に変換した有効パワー分電流検出値Ｉ_qが一
致し、更に、無効パワー分電流Ｉ_dが零になるように、
ＰＷＭコンバータの交流側電圧指令を出力している。2. Description of the Related Art A current control system for a voltage type PWM converter is roughly classified into an AC current command system and a DC current command system. The AC current command system is generally designed so that each phase AC power supply current follows the AC power supply current command for each phase.
The voltage command of the PWM converter of each phase is output via the I (proportional + integral) compensator. Since this is controlled so as to follow the AC current command having no DC component, there is an advantage that a DC component does not occur in the power supply current. However, on the other hand, since a phase delay occurs and PI calculation is required for three phases, the software processing becomes a little complicated and the calculation time becomes relatively long. Generally, the response time constant of the current control system is 1
Since ms is required, the control cycle is about 0.2 ms or less,
In the meantime, there is a problem that only a relatively expensive high-speed microcomputer can be applied to perform software processing. Therefore, voltage source P
In the control of the WM converter, there is a widespread DC current command system that has no phase delay, simplifies the design of the control system, can shorten the software processing time, and can be applied to a relatively inexpensive microcomputer. A conventional example of this control method is described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2-241366. This is to control the DC voltage between the smoothing capacitors to be constant and to control the power supply current in a sine wave shape with a power factor of 1. First, the voltage control means outputs an effective power component current command I _q * so that the DC voltage becomes constant, and the AC power supply current is dq converted to this command to convert it into a DC amount. In order that the values I _q agree with each other and the reactive power current I _d becomes zero,
The AC side voltage command of the PWM converter is output.

【０００３】[0003]

【発明が解決しようとする課題】この従来例の構成は、
一般的なＰＷＭコンバータとして使用できる。しかし、
コンバータ主回路の正負アームパワー素子等のスイッチ
ング遅れや、オン電圧降下のアンバランス、更には、ド
ライブ回路用フォトカプラの動作遅れのアンバランス等
がある場合、各相の電源電流に直流分が生じる場合があ
る。この場合、電源電流制御系でこの直流分を除去しよ
うと動作するが、電流制御系の遅れ等により完全に除去
することはできない。そこで、電源電流に直流分が生じ
ると電源とコンバータ間に接続したトランスや交流リア
クトルの磁束飽和が片側極性のみ生じ、これにより直流
偏磁と言われる定格電流以上の歪んだ電流がトランスや
交流リアクトルに流れる。そこで、これが長時間続くと
トランスや交流リアクトルを焼損する可能性がある。The configuration of this conventional example is as follows.
It can be used as a general PWM converter. But,
If there is a switching delay of the positive and negative arm power elements of the converter main circuit, an imbalance of the ON voltage drop, and an imbalance of the operation delay of the drive circuit photocoupler, a DC component is generated in the power supply current of each phase. There are cases. In this case, the power supply current control system operates to remove this DC component, but it cannot be completely removed due to a delay in the current control system. Therefore, when a direct current component is generated in the power supply current, the magnetic flux saturation of the transformer or AC reactor connected between the power supply and the converter occurs only on one side. Flow to. Therefore, if this continues for a long time, the transformer and the AC reactor may be burned out.

【０００４】本発明の目的は、電源電流の直流分によ
り、電源用トランスや交流リアクトルの磁束飽和が片側
極性のみ生じて、歪んだ過大電流が流れる直流偏磁現象
を抑制する電圧形ＰＷＭコンバータ制御装置を提供する
ことにある。An object of the present invention is to control a voltage type PWM converter which suppresses a DC biasing phenomenon in which a distorted excessive current flows due to a magnetic flux saturation of a power supply transformer or an AC reactor only on one side due to a DC component of a power supply current. To provide a device.

【０００５】[0005]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の第１の手段として、電源電流に対応した交流リアクト
ル電流の各相の直流分を積分又は１次遅れ補償する手段
を設け、この直流分積算量sigΔＩ_r，sigΔＩ_s，sigΔ
Ｉ_tに比例した出力を相電圧指令補正量ΔＶ_u，ΔＶ_v，
ΔＶ_wとすると共に、電源電流の有効パワー分電流指令
値Ｉ_q*に検出値Ｉ_qが一致し、無効パワー分電流Ｉ_dが零
になるように出力される三相交流のコンバータ入力電圧
指令Ｖ_ux，Ｖ_vx，Ｖ_wxと、先に述べた相電圧指令補正量
ΔＶ_u，ΔＶ_v，ΔＶ_wを各相毎、加算した出力Ｖ_u*，Ｖ_v
*，Ｖ_w*を最終的な相電圧指令としてコンバータをＰＷ
Ｍ制御するようにしたものである。As a first means for achieving the above object, means for integrating or compensating for the first-order delay of the DC component of each phase of the AC reactor current corresponding to the power supply current is provided. Minute integration amount sigΔI _r , sigΔI _s , sigΔ
The output proportional to I _t is used as the phase voltage command correction amount ΔV _u , ΔV _v ,
A three-phase AC converter input voltage command that outputs ΔV _{w such} that the detected value I _q matches the active power component current command value I _q * of the power supply current and the reactive power component current I _d becomes zero. Outputs V _u *, V _{v obtained} by adding V _ux , V _vx , V _wx and the phase voltage command correction amounts ΔV _u , ΔV _v , ΔV _{w described above} for each phase.
PW the converter with *, V _w * as the final phase voltage command
The M control is performed.

【０００６】次に、第２の手段として、各相の電源電流
に対応した交流リアクトル電流の直流分を積分又は１次
遅れ補償する手段を設け、この直流分積算量に比例した
出力をｕｖｗ／ｄｑ変換した回転座標軸成分の電圧指令
補正量ΔＶ_d，ΔＶ_qを出力すると共に、電源電流の有効
パワー分電流指令値Ｉ_q*に検出値Ｉ_q が一致し、無効パ
ワー分電流Ｉ_d が零になるように出力されるコンバータ
入力電圧ベクトルの回転座標軸成分の指令Ｖ_dx，Ｖ
_qxに、先に述べた電圧指令補正量ΔＶ_d，ΔＶ_qをそれぞ
れ加算した出力Ｖ_d*，Ｖ_q*を最終的な回転座標軸成分の
電圧指令とし、コンバータをＰＷＭ制御するようにした
ものである。Next, as a second means, means for integrating or first-order delay compensation of the DC component of the AC reactor current corresponding to the power supply current of each phase is provided, and the output proportional to this DC component integrated amount is uvw / The dq-converted voltage command correction amounts ΔV _d and ΔV _q of the rotary coordinate axis component are output, the detected value I _q matches the active power component current command value I _q * of the power supply current, and the reactive power component current I _d is zero. _Commands V _dx , V of the rotational coordinate axis component of the converter input voltage vector output so that
_The outputs V _d * and V _q * obtained by adding the above-mentioned voltage command correction amounts ΔV _d and ΔV _q to _qx are used as the final voltage command of the rotary coordinate axis component, and the converter is PWM-controlled. is there.

【０００７】[0007]

【作用】まず、ＰＷＭコンバータ主回路を構成する正負
アームパワー素子等のスイッチング遅れや、オン電圧降
下のアンバランス、更には、ドライブ回路用フォトカプ
ラの動作遅れのアンバランス等がある場合、各相の電源
電流に直流分が生じる。そこで、電源電流に直流分が生
じると電源とコンバータ間に接続したトランスや交流リ
アクトルの磁束飽和が片側極性のみ生じ、これにより直
流偏磁と言われる直流分を重畳した比較的大きい歪んだ
電源電流がトランスや交流リアクトルに流れる。そこ
で、各相毎電源電流に対応した直流リアクトル電流を比
較的小さいゲインで積分又は１次遅れ補償し、これによ
り電源電流の直流分が積算される。この各相の直流分積
算量に比例ゲインＫを乗じて、相電圧指令補正量Δ
Ｖ_u，ΔＶ_v，ΔＶ_wが出力される。なお、ΔＶ_uは正負の
直流量であり、基本の交流電圧指令Ｖ_uxと加算後最終的
なコンバータ入力電圧指令Ｖ_u*としてＰＷＭ制御する。
これは、Ｓ相も、Ｔ相も同様である。次に、具体的な作
用をＲ相を用いて説明する。まず、コンバータ主回路の
Ｒ相で正アームトランジスタのオン時間が負アームトラ
ンジスタのオン時間より、多少大きい場合正のオフセッ
ト電圧が生じる。この結果、コンバータから電源側へ流
れる方向を負の電源電流とするとＲ相電源電流に負の直
流分が生じる。そこで、Ｒ相の直流分積算量sigΔＩ_r
は負となり、ΔＶ_uも負で直流量の電圧指令補正量とな
る。この結果、最終段の電圧指令Ｖ_u*は負の直流分を重
畳した指令となり、コンバータ主回路の正のオフセット
電圧を打ち消す方向に動作する。これにより、電源電流
の直流分が徐々に低減され、ほぼ零に収束する。このよ
うにして、直流偏磁が抑制される。また、第２の手段に
おいては、回転座標軸（ｕｖｗ軸）の代わりに固定座標
軸（ｄ−ｑ軸）上で電圧補正を行うもので、先に述べた
第１の手段と同様な作用をする。First, when there is a switching delay of the positive and negative arm power elements or the like which compose the main circuit of the PWM converter, an imbalance of the ON voltage drop, and an imbalance of the operation delay of the drive circuit photocoupler, each phase DC component is generated in the power supply current of. Therefore, when a direct current component is generated in the power supply current, the magnetic flux saturation of the transformer or AC reactor connected between the power supply and the converter occurs only on one side, and this causes a relatively large distorted power supply current with a direct current component called DC bias magnetism superimposed. Flows into a transformer or AC reactor. Therefore, the DC reactor current corresponding to the power supply current for each phase is integrated or first-order lag-compensated with a relatively small gain, whereby the DC component of the power supply current is integrated. The direct current component integrated amount of each phase is multiplied by a proportional gain K to obtain a phase voltage command correction amount Δ
V _u , ΔV _v , and ΔV _w are output. Note that ΔV _u is a positive and negative DC amount, and PWM control is performed as a final converter input voltage command V _u * after addition with the basic AC voltage command V _ux .
This is the same for the S phase and the T phase. Next, a specific action will be described using the R phase. First, when the ON time of the positive arm transistor is slightly longer than the ON time of the negative arm transistor in the R phase of the converter main circuit, a positive offset voltage occurs. As a result, a negative DC component is generated in the R-phase power supply current when a negative power supply current flows in the direction from the converter to the power supply side. Therefore, the DC component integrated amount sig ΔI _{r of the} R phase
Is negative, and ΔV _u is also negative, which is a voltage command correction amount of DC amount. As a result, the voltage command V _u * at the final stage becomes a command in which a negative DC component is superimposed, and operates in the direction of canceling the positive offset voltage of the converter main circuit. As a result, the direct current component of the power supply current is gradually reduced and converges to almost zero. In this way, DC bias magnetization is suppressed. In the second means, voltage correction is performed on the fixed coordinate axes (dq axes) instead of the rotating coordinate axes (uvw axes), and the same operation as the first means described above is performed.

【０００８】[0008]

【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。図１において、交流電源１から交流電力がトラ
ンス２と交流リアクトル３を介して、コンバータ４に供
給されており、この交流電力はコンバータ４において、
直流電力に変換され、平滑コンデンサ５と負荷６に供給
されている。なお、トランス２は建屋の受電設備のトラ
ンス等を意味し、トランスの２次側以降がＰＷＭコンバ
ータ装置本体となる。また、コンバータ４を制御するに
際しては、平滑コンデンサ５両端の電圧を検出する直流
電圧検出器７の検出出力と直流電圧指令Ｖ_dc* との偏差
に応じた有効パワー分電流指令Ｉ_q*を直流電圧補償器８
で生成している。次に、トランス２の２次側交流電圧を
絶縁して検出する電圧検出器９と電源位相検出手段１０
により、Ｒ相の電源電圧位相θ_r を検出している。次
に、トランスの２次側を電源として見た場合、電源電流
となる交流リアクトル電流を電流検出器１１で二相分
（Ｒ相検出値をｉrとし、Ｔ相検出値をｉtとする。）検
出し、固定座標軸(ｕｖｗ軸)から回転座標軸（ｄｑ軸）
へ変換するｕｖｗ／ｄｑ変換手段１２により、数１，数
２の演算を行い、無効パワー分電流Ｉ_dと、有効パワー
分電流Ｉ_qを求めている。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. In FIG. 1, AC power is supplied from an AC power supply 1 to a converter 4 via a transformer 2 and an AC reactor 3, and this AC power is supplied to the converter 4.
It is converted into DC power and supplied to the smoothing capacitor 5 and the load 6. It should be noted that the transformer 2 means a transformer or the like of the power receiving equipment in the building, and the PWM converter device main body is on and after the secondary side of the transformer. Further, when controlling the converter 4, the effective power component current command I _q * corresponding to the deviation between the detection output of the DC voltage detector 7 for detecting the voltage across the smoothing capacitor 5 and the DC voltage command V _dc * is set to DC. Voltage compensator 8
It is generated by. Next, the voltage detector 9 for insulating and detecting the secondary side AC voltage of the transformer 2 and the power supply phase detecting means 10
Thus, the R-phase power supply voltage phase θ _r is detected. Next, when the secondary side of the transformer is viewed as a power source, an AC reactor current serving as a power source current is divided into two phases by the current detector 11 (the R phase detection value is ir and the T phase detection value is it). Detected, fixed coordinate axis (uvw axis) to rotation coordinate axis (dq axis)
The uvw / dq conversion means 12 for converting into the equations 1 and 2 calculates the reactive power component current I _d and the effective power component current I _q .

【０００９】[0009]

【数１】Ｉ_d＝(０.５７７ｉr＋１.１５５ｉt)cosθd＋
ｉr・sinθ_d ## EQU1 ## I _d = (0.577ir + 1.155it) cos θd +
ir ・ sin θ _d

【００１０】[0010]

【数２】Ｉ_q＝ｉr・cosθ_d−(０.５７７ｉr＋１.１５５
ｉt)sinθ_d ここで、θ_dは、Ｒ相電源電圧位相をθ_rとすると、θ_d
＝θ_r−π／２である。なお、ｑ軸は電源電圧ベクトル
方向とし、これよりπ／２遅れをｄ軸としている。[Number 2] _{I q = ir · cosθ d -} (0.577ir + 1.155
it) sin [theta _d where, theta _d, when the R-phase power supply voltage phase and theta _r, theta _d
= Θ _r −π / 2. The q axis is in the direction of the power supply voltage vector, and the π / 2 delay from this is the d axis.

【００１１】次に、非干渉電流制御手段１３により、直
流電圧補償器８の出力である有効パワー分電流指令値Ｉ
_q*に検出値Ｉ_qが一致し、無効パワー分電流Ｉ_dが零にな
るように、基本となるコンバータ入力電圧ベクトルの回
転座標軸成分の指令Ｖ_qx，Ｖ_dxを出力し、これを基に、
ｄｑ／ｕｖｗ変換手段１４により、数３，数４，数５に
示す演算を行い、三相交流の基本となるコンバータ入力
電圧指令Ｖ_ux，Ｖ_wx，Ｖ_vxを出力している。Next, the non-interference current control means 13 outputs the effective power component current command value I output from the DC voltage compensator 8.
_The detected values I _q match _q *, and the commands V _qx and V _dx of the rotational coordinate axis component of the basic converter input voltage vector are output so that the reactive power current I _d becomes zero, and based on this, ,
The dq / uvw conversion means 14 performs the calculations shown in Formula 3, Formula 4, and Formula 5, and outputs converter input voltage commands V _ux , V _wx , and V _vx that are the basis of three-phase AC.

【００１２】[0012]

【数３】Ｖ_ux＝Ｖ_dx・sinθ_d＋Ｖ_qx・cosθ_d [ _Formula 3] V _ux = V _dx · sin θ _d + V _qx · cos θ _d

【００１３】[0013]

【数４】Ｖ_wx＝０.８６６(Ｖ_dx・cosθ_d−Ｖ_qx・sin
θ_d)−Ｖ_ux／２(4) V _wx = 0.866 (V _dx · cos θ _d −V _qx · sin
θ _d ) -V _ux / 2

【００１４】[0014]

【数５】Ｖ_vx＝−(Ｖ_ux＋Ｖ_wx) 次に、本発明の主要部を説明する。まず、交流リアクト
ル電流直流分積算手段１５により、二相のリアクトル電
流ｉr，ｉtを基に各相リアクトル電流の直流分を検出
し、これを各相毎積分又は１次遅れ補償して直流分積算
量sigΔI_r，sigΔI_s，sigΔI_tを出力する。これらにゲ
イン１６ａ，１６ｂ，１６ｃを乗じて、各相電圧指令の
補正量ΔＶ_u，ΔＶ_v,ΔＶ_wとしている。そこで、加算器
１７ａ，１７ｂ，１７ｃにより基本の交流電圧指令
Ｖ_ux，Ｖ_vx，Ｖ_wxに電圧指令補正量ΔＶ_u，ΔＶ_v,ΔＶ
_w をそれぞれ加えて最終的なコンバータ入力電圧の相電
圧指令Ｖ_u*，Ｖ_v*，Ｖ_w*としている。また、ＰＷＭ信号
発生手段１８により、コンバータ４の入力電圧がＶ_u*，
Ｖ_v*，Ｖ_w*になるように、ＰＷＭ信号を出力している。
次に、非干渉電流制御手段１３の詳細ブロック図を図２
に示す。これは、コンバータ制御において、ｄ−ｑ軸上
による電流制御方式の一般的な方式であり、減算器１９
ａの出力である有効パワー分電流の偏差をＰＩ補償器２
０ａを介してＰＩ補償し、その出力と電源電圧の大きさ
の指令Ｖ_r*と、Ｉ_d にゲイン２１ｂを乗じたＩ_d・ωＬ
とを符号付き加算器２２ａで加算し、その出力をｑ軸の
電圧指令Ｖ_qxとしている。ここで、ωは電源電圧の角周
波数でＬは交流リアクトル容量である。一方ｄ軸の電圧
指令Ｖ_dxも同様でありＩ_q・ωＬ から無効パワー分電流
の偏差をＰＩ補償した出力を減じてＶ_dxとしている。こ
こで、無効パワー分電流Ｉ_d が零になるように制御する
ことで、電源力率１制御となる。また、有効パワー分電
流指令Ｉ_q*は電源から負荷側へパワーを供給する力行モ
ードで正の値となり、電源電流は電源電圧と同位相に制
御される。一方、負荷として接続されるインバータ駆動
モータが減速する場合等回生モードとなり、負荷の慣性
エネルギーがコンバータを介して電源側へ戻る。この場
合、Ｉ_q*が負となり、電源電流は電源電圧からπ遅れた
逆位相に制御される。次に、交流リアクトル電流直流分
積算手段１５の詳細を図３と図４に示す。図３はその基
本ブロック図であり、Ｒ相瞬時電流ｉr とＴ相瞬時電流
ｉtから加算器２３により、ｉs＝−(ｉr＋ｉt)を行いＳ
相瞬時電流ｉs を求める。そこで、このｉr,ｉs,ｉtを
積分器２４ａ，２４ｂ,２４ｃで積分しその出力を直流
分積算量sigΔＩ_r，sigΔＩ_s，sigΔＩ_tとしている。こ
の方式は演算処理が非常に簡単になると言う反面、電源
電流を直接積分するため、積分ゲインＫ₁ を小さくしな
いと電源電流の交流リプルが生じ、電圧補正量が電源周
期区間で変動する。そこで、この問題を改良したのが図
４の方式である。２５ａ，２５ｂ，２５ｃで電源周期間
の直流分ΔＩ_rx，ΔＩ_sx，ΔＩ_txを求めている。これは
例えば電源周波数が５０Ｈｚの場合、電源周期は２０ｍ
ｓなのでおよそ２０ｍｓ間のリアクトル電流を符号付き
で加算し、加算回数Ｎ_x で除算することで、１サイクル
区間の直流分を検出している。この場合、リアクトル電
流の加算周期は既知なのでＮ_x は、ほぼ定数となり除算
の代わりに、1／Ｎ_xで乗算しても良い。また、電源電圧
位相θ_rを検出しているので、θ_rが０から２πの区間で
積分しても良い。更に、直流分検出方法としてリアクト
ル電流の加算周期が長い場合は、電源周期の整数倍の周
期で積分しても直流分を検出できる。## _EQU00005 ## _V.sub.vx =-( _V.sub.ux + _V.sub.wx ) Next, the main part of the present invention will be described. First, the AC reactor current DC component integrating means 15 detects the DC component of each phase reactor current based on the two-phase reactor currents ir and it, and integrates this for each phase or compensates for the first-order delay to integrate the DC component. The quantities sigΔI _r , sigΔI _s , and sigΔI _t are output. These are multiplied by gains 16a, 16b, 16c to obtain correction amounts ΔV _u , ΔV _v , ΔV _w for each phase voltage command. Therefore, the voltage command correction amounts ΔV _u , ΔV _v , ΔV are added to the basic AC voltage commands V _ux , V _vx , V _wx by the adders 17 a, 17 b, 17 c.
_w is added to each to obtain the final converter input voltage phase voltage commands V _u *, V _v *, and V _w *. Further, the PWM signal generating means 18 causes the input voltage of the converter 4 to be V _u *,
The PWM signal is output so that it becomes V _v *, V _w *.
Next, a detailed block diagram of the non-interference current control means 13 is shown in FIG.
Shown in. This is a general method of current control on the dq axes in converter control, and the subtractor 19
The deviation of the effective power current which is the output of a is calculated by the PI compensator 2
And PI compensator via 0a, and the command V _r * the size of the output and the power supply voltage, I _d · .omega.L multiplied by the gain 21b to I _d
And are added by the signed adder 22a, and the output is used as the q-axis voltage command V _qx . Here, ω is the angular frequency of the power supply voltage, and L is the AC reactor capacity. On the other hand, the same applies to the voltage command V _{dx for the} d-axis, and V _dx is obtained by subtracting the PI-compensated output of the deviation of the reactive power component current from I _q · ωL. Here, the power supply power factor of 1 is controlled by controlling the reactive power component current I _{d to} be zero. Further, the effective power component current command I _q * has a positive value in the powering mode in which power is supplied from the power supply to the load side, and the power supply current is controlled in the same phase as the power supply voltage. On the other hand, when the inverter drive motor connected as a load is decelerated, the regenerative mode is entered, and the inertia energy of the load returns to the power supply side via the converter. In this case, I _q * becomes negative and the power supply current is controlled to have an opposite phase delayed by π from the power supply voltage. Next, details of the AC reactor current DC component integrating means 15 are shown in FIGS. 3 and 4. FIG. 3 is a basic block diagram thereof, in which is =-(ir + it) is performed by the adder 23 from the R-phase instantaneous current ir and the T-phase instantaneous current it to obtain S
Obtain the phase instantaneous current is. Therefore, the ir, is, and it are integrated by the integrators 24a, 24b, and 24c, and the outputs are used as the DC component integrated amounts sigΔI _r , sigΔI _s , and sigΔI _t . In this method, the calculation process is very simple, but since the power supply current is directly integrated, AC ripple of the power supply current occurs unless the integration gain K ₁ is reduced, and the voltage correction amount varies in the power supply cycle section. Therefore, the method of FIG. 4 improves this problem. The direct current components ΔI _rx , ΔI _sx , and ΔI _tx between the power supply cycles are obtained at 25 a, 25 b, and 25 c. For example, if the power frequency is 50Hz, the power cycle is 20m.
Since it is s, the reactor current for about 20 ms is added with a sign and divided by the number of times of addition N _x to detect the DC component in one cycle section. In this case, since the addition cycle of the reactor current is known, N _x becomes an approximately constant and may be multiplied by 1 / N _x instead of division. Further, since the power supply voltage phase θ _r is detected, it may be integrated in the interval where θ _r is 0 to 2π. Further, when the addition cycle of the reactor current is long as the DC component detection method, the DC component can be detected even if the integration is performed in a cycle that is an integral multiple of the power supply cycle.

【００１５】次に、２６ａではリアクトル電流の直流分
ΔＩ_rxを電源周期の整数倍の周期毎に積算しており、こ
の出力が直流分積算量sigΔＩ_rとなる。そこで、これら
のsigΔＩ_r，sigΔＩ_s，sigΔＩ_tは符号付きの直流量と
なりリアクトル電流Ｉ_r，Ｉ_s，Ｉ_tに直流分があると、
その分が積算されていく。又、図３，図４は電源電流の
直流分を積分して、直流分積算量としているが、積分の
代わりに長い時定数の１次遅れ補償でも良い。Next, at 26a, the direct current component ΔI _rx of the reactor current is integrated for each cycle of an integral multiple of the power supply cycle, and this output becomes the direct current component integrated amount sig ΔI _r . Therefore, these sigΔI _r , sigΔI _s , and sigΔI _t become a DC amount with a sign, and if the reactor currents I _r , I _s , and I _t have a DC component,
That amount is added up. Further, in FIGS. 3 and 4, the direct current component of the power supply current is integrated to obtain the direct current component integrated amount, but first-order delay compensation with a long time constant may be used instead of integration.

【００１６】次に、図１を用いて本発明の具体的な動作
を説明する。例えばドライブ回路用フォトカプラやパワ
ー素子等の動作遅れのアンバランスにより、ＰＷＭコン
バータ主回路の入力電圧に正のオフセット電圧がある
と、コンバータから電源側へ流れる方向を負の電源電流
とすると電源電流に負の直流分が生じ、Ｒ相の直流分積
算量sigΔＩ_r は負となり、ΔＶ_uは負の直流量の電圧指
令補正量となる。この結果、基本の交流電圧指令Ｖ_uxと
ΔＶ_u を加算した最終的なコンバータ入力電圧指令Ｖ_u*
は交流電圧指令に負の直流分を含んだ電圧指令となり、
コンバータ主回路の正のオフセット電圧を打ち消す方向
に動作する。この結果、電源電流の直流分が低減され、
ほぼ零に収束する。これは、Ｓ相もＴ相も同様である。
このように、コンバータ主回路の正負アーム電圧のアン
バランスにより、コンバータ入力電圧に直流分が重畳し
た場合、三相の電源電流に直流分が生じないようにＰＷ
Ｍ電圧を補正するのでトランスや交流リアクトルに直流
偏磁が生じないと言う効果がある。又、ソフト処理が簡
単なｄｑ軸上での電流制御方式で、直流偏磁抑制が簡単
にできるため、比較的低速で低価格なマイコンでも制御
ができる。Next, the specific operation of the present invention will be described with reference to FIG. For example, if there is a positive offset voltage in the input voltage of the PWM converter main circuit due to an imbalance in the operation delay of the photocoupler for the drive circuit, the power element, etc., assuming that the direction from the converter to the power supply side is the negative power supply current, the power supply current , A negative DC component is generated, the R-phase DC component integrated amount sigΔI _r becomes negative, and ΔV _u becomes a voltage command correction amount of the negative DC amount. As a result, the final converter input voltage command V _u * obtained by adding the basic AC voltage command V _ux and ΔV _u
Is a voltage command that includes a negative DC component in the AC voltage command,
Operates in a direction to cancel the positive offset voltage of the converter main circuit. As a result, the direct current component of the power supply current is reduced,
It converges to almost zero. This is the same for the S phase and the T phase.
As described above, when a DC component is superimposed on the converter input voltage due to an imbalance between the positive and negative arm voltages of the converter main circuit, the PW is prevented from occurring in the three-phase power supply current.
Since the M voltage is corrected, there is an effect that DC bias magnetism does not occur in the transformer or the AC reactor. In addition, the current control method on the dq axes, which is easy in software processing, makes it possible to easily suppress the DC bias magnetism, so that it is possible to control even a low-speed microcomputer at a relatively low speed.

【００１７】次に、他の実施例を図５に示す。図１と異
なる部分は交流リアクトル電流の直流分積算を三相分行
う代わりに、二相分のみ行いＵ相とＷ相の電圧補正量Δ
Ｖ_u,ΔＶ_wからΔＶ_u＋ΔＶ_v＋ΔＶ_w＝０と考え、加算器
２７によりΔＶ_v＝−(ΔＶ_u＋ΔＶ_w ）として算出して
いる点である。これにより直流偏磁補償のソフト処理が
約２／３に短縮されマイコンの負担が軽くなる。更に、
図１と同様に直流偏磁抑制もできる。Next, another embodiment is shown in FIG. The difference from FIG. 1 is that the voltage components of the U-phase and W-phase are corrected by performing only the two phases instead of performing the three-phase integration of the AC reactor current for the DC component.
The point is that ΔV _u + ΔV _v + ΔV _w = 0 is considered from V _u and ΔV _w , and ΔV _v = − (ΔV _u + ΔV _w ) is calculated by the adder 27. This reduces the DC bias magnetic compensation software processing to about ⅔ and reduces the load on the microcomputer. Furthermore,
DC bias can be suppressed as in the case of FIG.

【００１８】次に、他の実施例を図６に示す。図１と異
なる部分は固定座標軸（ｕｖｗ軸）上で電圧補正する代
わりに回転座標軸（ｄｑ軸）上で電圧補正している点で
ある。そこで、ｕｖｗ／ｄｑ変換１２ａでは、数６，数
７の演算を行いsigΔＩ_d，sigΔＩ_q を求めている。Next, another embodiment is shown in FIG. The difference from FIG. 1 is that the voltage is corrected on the rotating coordinate axes (dq axes) instead of the voltage on the fixed coordinate axes (uvw axes). Therefore, in the uvw / dq conversion 12a, sigΔI _d and sig ΔI _q are calculated by performing the operations of the equations 6 and 7.

【００１９】[0019]

【数６】sigΔＩ_d＝(０.５７７・sigΔＩ_r＋１.１５５
・sigΔＩ_t)cosθ_d＋sigΔＩ_r・sinθ_d Sig ΔI _d = (0.577 · sig ΔI _r +1.155
・ SigΔI _t ) cos θ _d + sig ΔI _r・ sin θ _d

【００２０】[0020]

【数７】sigΔＩ_q＝sigΔＩ_r・cosθ_d−(０.５７７・si
gΔＩ_r＋１.１５５・sigΔＩ_t)sinθ_d 次に、sigΔＩ_d，sigΔＩ_qにゲインＫを乗じてｄｑ軸電
圧補正量ΔＶ_d，ΔＶ_qとし、非干渉電流制御手段１３の
出力Ｖ_dx，Ｖ_qxと加算して最終的な回転座標軸上のコン
バータ入力電圧指令Ｖ_d*，Ｖq*としている。その後、ｄ
ｑ／ｕｖｗ変換１４ａにより、数８，数９，数１０の演
算を行い三相の瞬時電圧指令Ｖ_u*，Ｖ_w*，Ｖ_v*を出力し
ている。SigΔI _q = sigΔI _r · cos θ _d − (0.577 · si
gΔI _r + 1.155 · sigΔI _t ) sin θ _d Next, the gains K are multiplied by sigΔI _d and sigΔI _q to obtain dq axis voltage correction amounts ΔV _d and ΔV _q, and the outputs V _dx and V _{qx of the} non-interference current control means 13 are obtained. Is added to obtain final converter input voltage commands V _d *, V q * on the rotating coordinate axis. Then d
By the q / uvw conversion 14a, the operations of Equations 8, 9, and 10 are performed and the three-phase instantaneous voltage commands V _u *, V _w *, V _v * are output.

【００２１】[0021]

【数８】Ｖ_u*＝Ｖ_d*・sinθ_d＋Ｖ_q*・cosθ_d [Formula 8] V _u * = V _d * · sin θ _d + V _q * · cos θ _d

【００２２】[0022]

【数９】Ｖ_w*＝０.８６６(Ｖ_d*・cosθ_d−Ｖ_q*・sin
θ_d)−Ｖ_u*／２[Equation 9] _{V w * = 0.866 (V d} * · cosθ d -V q * · sin
θ _d ) -V _u * / 2

【００２３】[0023]

【数１０】Ｖ_v*＝−(Ｖ_u*＋Ｖ_w*) 図６に示す実施例においては、電源電流の直流分積算量
をｄ−ｑ軸上の電圧補正量として補正しているので、ソ
フト処理は多少複雑となるが、図１に示す実施例と同様
に直流偏磁抑制効果がある。V _v * = − (V _u * + V _w *) In the embodiment shown in FIG. 6, the direct current component integrated amount of the power supply current is corrected as the voltage correction amount on the dq axes. Although the soft processing is somewhat complicated, it has the DC bias suppressing effect as in the embodiment shown in FIG.

【００２４】[0024]

【発明の効果】本発明によれば、コンバータ主回路の正
負アームの電圧アンバランス等により、コンバータ入力
電圧に直流分が生じていても、電源電流の直流分を積分
し、この直流分が零になるようにコンバータ入力電圧を
補正するので、電源電流の直流分によって生じる電源用
トランスや交流リアクトルの直流偏磁を抑制すると言う
効果がある。According to the present invention, even if a direct current component is generated in the converter input voltage due to voltage imbalance of the positive and negative arms of the converter main circuit, the direct current component of the power supply current is integrated, and this direct current component is zero. Since the converter input voltage is corrected so that, the DC bias magnetism of the power transformer and the AC reactor caused by the DC component of the power supply current is suppressed.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の一実施例を示す制御ブロック図であ
る。FIG. 1 is a control block diagram showing an embodiment of the present invention.

【図２】図１に示す非干渉電流制御手段の詳細ブロック
図である。FIG. 2 is a detailed block diagram of the non-interference current control means shown in FIG.

【図３】図１に示す交流リアクトル電流直流分積算手段
の基本ブロック図である。FIG. 3 is a basic block diagram of AC reactor current DC component integrating means shown in FIG.

【図４】図１に示す交流リアクトル電流直流分積算手段
の詳細ブロック図である。FIG. 4 is a detailed block diagram of AC reactor current DC component integrating means shown in FIG.

【図５】本発明の他の実施例を示す制御ブロック図であ
る。FIG. 5 is a control block diagram showing another embodiment of the present invention.

【図６】ｄｑ軸上での本発明の一実施例を示す制御ブロ
ック図である。FIG. 6 is a control block diagram showing an embodiment of the present invention on the dq axes.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１…交流電源、２…トランス、３…交流リアクトル、４
…コンバータ、５…平滑コンデンサ、６…負荷、７…直
流電圧検出器、８…直流電圧補償器、９…電圧検出器、
１０…電源位相検出手段、１１…電流検出器、１２…ｕ
ｖｗ／ｄｑ変換手段、１３…非干渉電流制御手段、１４
…ｄｑ／ｕｖｗ変換手段、１５…交流リアクトル電流直
流分積算手段、１６ａ，１６ｂ，１６ｃ…ゲイン、１８
…ＰＷＭ信号発生手段、２４…積分器、２５…直流分算
出手段、２６…直流分積算手段。1 ... AC power supply, 2 ... Transformer, 3 ... AC reactor, 4
... converter, 5 ... smoothing capacitor, 6 ... load, 7 ... DC voltage detector, 8 ... DC voltage compensator, 9 ... voltage detector,
10 ... Power source phase detecting means, 11 ... Current detector, 12 ... u
vw / dq conversion means, 13 ... Non-interference current control means, 14
... dq / uvw conversion means, 15 ... AC reactor current DC component integration means, 16a, 16b, 16c ... Gain, 18
... PWM signal generating means, 24 ... Integrator, 25 ... DC component calculating means, 26 ... DC component integrating means.

フロントページの続き (72)発明者 山本 敏彦 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 株式会社 日立製作所 産業機器事業 部内 (72)発明者 上総 裕之 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 日立京葉エンジニアリング株式会社内 (56)参考文献 特開 平２−241366（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−123963（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−224671（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/219 Front page continued (72) Inventor Toshihiko Yamamoto 7-1-1 Higashi Narashino, Narashino City, Chiba Prefecture Industrial Equipment Division, Hitachi, Ltd. (72) Hiroyuki Kazusa 7-1-1 Higashi Narashino, Narashino City, Chiba Hitachi Keiyo Engineering Co., Ltd. (56) Reference JP-A-2-241366 (JP, A) JP-A-62-123963 (JP, A) JP-A-63-224671 (JP, A) (58) Fields investigated (Int .Cl. ⁷ , DB name) H02M 7/219

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】三相交流電源とＰＷＭコンバータとの間
に、交流リアクトルを接続すると共に、該PWMコンバー
タと負荷との間に平滑コンデンサを接続した電圧形ＰＷ
Ｍコンバータを制御する制御装置において、該制御装置が、 前記平滑コンデンサ電圧の指令値と検出値とが一致する
ように有効パワー分電流指令値Ｉ_q ^*を出力する手段と、 前記交流リアクトルに流れる三相分の電流を、二軸の回
転座標軸成分に変換し、有効パワー分電流Ｉ_q と無効パ
ワー分電流Ｉ_d とを検出する手段と、 前記有効パワー分電流指令値Ｉ_q ^*に検出した有効パワー
分電流Ｉ_q が一致し、検出した無効パワー分電流Ｉ_d が
零になるように、基本となるコンバータ入力電圧ベクト
ルの回転座標成分Ｖ_qx，Ｖ_dxを出力する手段と、 このＶ_qx，Ｖ_dxを三相の固定座標成分に変換し、基本と
なる相電圧指令Ｖ_ux，Ｖ_vx，Ｖ_wxを出力する手段と、 前記交流リアクトルに流れる電流を積分又は１次遅れ補
償によって、前記交流リアクトルに流れる三相分の電流
の直流成分を求め、該直流成分から相電圧指令補正量Δ
Ｖ_u，ΔＶ_v，ΔＶ_wを演算し、出力する手段とを具備
し、 前記基本となる相電圧指令Ｖ_ux，Ｖ_vx，Ｖ_wxと、前記相
電圧指令補正量ΔＶ_u，ΔＶ_v，ΔＶ_w とを各相毎に加算
した出力Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*によってＰＷＭ制御すること
を特徴とした電圧形ＰＷＭコンバータの制御装置。Between 1. A three-phase AC power source and the PWM converter, the connecting an AC reactor, voltage-connecting a smoothing capacitor between the load and the PWM converter PW
A control apparatus for controlling the M converter, the control device includes means and the command value and the detected value to output a valid power current command value I _q ^* so as to match the smoothing capacitor voltage, flowing through the AC reactors Means for converting the current for three phases into two-axis rotational coordinate axis components and detecting the effective power component current I _q and the reactive power component current I _d, and the effective power component current command value I _q ^* . Effective power
A means for outputting the rotational coordinate components V _qx and V _dx of the basic converter input voltage vector so that the _divided currents I _q match and the detected reactive power divided current I _d becomes zero, and these V _qx and V _d the _dx converted to a fixed coordinate components of a three-phase, the underlying phase voltage instruction V _ux, V _vx, and means for outputting the V _wx, by integration or first-order lag compensating the current flowing through the AC reactors, said AC Three-phase current flowing through the reactor
Of the phase voltage command correction amount Δ
Means for calculating and outputting V _u , ΔV _v , ΔV _w , and the basic phase voltage commands V _ux , V _vx , V _wx and the phase voltage command correction amounts ΔV _u , ΔV _v , ΔV. output V by adding the _w for each phase ^{_{u *, V v *, V}} w * to thus PWM control feature and the voltage-source PWM converter control device to. 【請求項２】三相交流電源とＰＷＭコンバータとの間
に、交流リアクトルを接続すると共に、該PWMコンバー
タと負荷との間に平滑コンデンサを接続した電圧形ＰＷ
Ｍコンバータを制御する制御装置において、該制御装置が、 前記平滑コンデンサ電圧の指令値と検出値とが一致する
ように有効パワー分電流指令値Ｉ_q ^*を出力する手段と、 前記交流リアクトルに流れる三相分の電流を、二軸の回
転座標軸成分に変換し、有効パワー分電流Ｉ_q と無効パ
ワー分電流Ｉ_d とを検出する手段と、 前記有効パワー分電流指令値Ｉ_q ^*に検出した有効パワー
分電流Ｉ_q が一致し、検出した無効パワー分電流Ｉ_d が
零になるように、基本となるコンバータ入力電圧ベクト
ルの回転座標軸成分Ｖ_qx，Ｖ_dxを出力する手段と、 前記交流リアクトルに流れる電流を積分又は１次遅れ補
償によって直流成分を求め、該直流成分から求めた相電
圧指令補正量を二軸の回転座標軸成分に変換して回転座
標成分の直流成分を求め、該回転座標成分の直流成分を
用いて電圧指令補正量ΔＶ_d，ΔＶ_qを求めて出力する手
段とを具備し、 前記基本となる回転座標軸成分の指令Ｖ_qx，Ｖ_dxと、前
記回転座標軸成分の電圧指令補正量ΔＶ_d，ΔＶ_qとをそ
れぞれ加算してＶ_d ^*，Ｖ_q ^*を求め、該Ｖ _d ^* ，Ｖ _q ^* を三相
の固定座標成分に変換したＶ _u ^* ，Ｖ _v ^* ，Ｖ _w ^* によってＰ
ＷＭ制御することを特徴とした電圧形PWMコンバータの
制御装置。Between 2. A three-phase AC power source and the PWM converter, the connecting an AC reactor, voltage-connecting a smoothing capacitor between the load and the PWM converter PW
A control apparatus for controlling the M converter, the control device includes means and the command value and the detected value to output a valid power current command value I _q ^* so as to match the smoothing capacitor voltage, flowing through the AC reactors Means for converting the current for three phases into two-axis rotational coordinate axis components and detecting the effective power component current I _q and the reactive power component current I _d, and the effective power component current command value I _q ^* . Effective power
A means for outputting the basic rotational coordinate axis components V _qx and V _dx of the converter input voltage vector so that the _divided current I _q matches and the detected reactive power divided current I _d becomes zero, and the means flows to the AC reactor . current obtains the DC component by the integration or first-order lag compensation, rotating seat and converts the phase voltage command correction amount obtained from the DC component to the rotation coordinate axis component of the two-axis
The direct current component of the standard component is obtained, and the direct current component of the rotational coordinate component is calculated.
Using the voltage command correction amount [Delta] V _d, and means for outputting seeking [Delta] V _q, instruction V _qx rotational coordinate axis component to be the fundamental, V _dx and the voltage command correction amount of the rotational coordinate axis component [Delta] V _d, ΔV _q is added respectively to obtain V _d ^* and V _q ^* , and the V _d ^* and V _q ^* are three-phase.
Fixed coordinates V was converted into components ^{_{u *, V v *, V}} w * by P
A voltage-type PWM converter control device characterized by WM control. 【請求項３】請求項１又は請求項２の何れかに記載した
交流リアクトルに流れる電流の直流成分を検出する手段
が、 各相の交流リアクトル電流を直接積分で求めるか又は、
１次遅れ補償した出力から求めるか又は、電源周期の整
数倍区間の交流リアクトル電流の平均値をリアクトル電
流の直流成分とし、該直流成分を積分又は１次遅れ補償
した出力から求めることの何れかであることを特徴とし
た電圧形ＰＷＭコンバータの制御装置。Wherein means for detecting a DC component of the current flowing through the AC reactors described in claim 1 or claim 2
Is obtained by directly integrating the AC reactor current of each phase, or
Or obtained from the first-order lag compensation and output, to minutes DC configuration of the average value of the AC reactor current integral multiple sections of the power supply period the reactor current, of obtaining from an output obtained by integrating or first-order lag compensation for the DC Ingredient A control device for a voltage-type PWM converter characterized by being any one of the above . 【請求項４】請求項１において、前記交流リアクトルに4. The AC reactor according to claim 1,
流れる二相分の検出電流を用いて、交流リアUsing the detected currents for the two phases that flow, the AC rear クトルに流Flow in Khutor
れる三相分の直流成分を求めることを特徴とする電圧型Voltage type characterized by finding the DC components for three phases
ＰＷＭコンバータの制御装置。PWM converter control device. 【請求項５】請求項２において、前記交流リアクトルに5. The AC reactor according to claim 2,
流れる二相分の検出電流を用いて、前記二軸の回転座標Using the detected currents for the two phases that flow, the rotation coordinates of the two axes
成分の直流成分を求めることを特徴とする電圧型ＰＷＭVoltage type PWM characterized by finding the DC component of the component
コンバータの制御装置。Converter control device.