JP3783941B2

JP3783941B2 - モータ制御装置

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Publication number: JP3783941B2
Application number: JP2002124781A
Authority: JP
Inventors: 勤松本
Original assignee: JTEKT Corp
Current assignee: JTEKT Corp
Priority date: 2002-04-25
Filing date: 2002-04-25
Publication date: 2006-06-07
Anticipated expiration: 2022-04-25
Also published as: JP2003324989A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば自動車の操舵系にモータによるアシスト力を付与する電動パワーステアリング装置のモータ制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、例えば電動パワーステアリング装置のモータ制御装置としては、車載されたバッテリの出力電圧を昇圧回路を制御することにより昇圧して電動モータへ供給するようにしたものが知られている。即ち、昇圧回路はバッテリとモータとの間の電源ライン上に設けられており、バッテリからの入力電圧印加点とモータへの出力電圧印加点との間に接続された昇圧用コイルとダイオードとの直列回路、整流用コンデンサ、スイッチング素子としてのトランジスタ及び昇圧用コンデンサ等から構成されている。
【０００３】
トランジスタのゲートはモータ制御装置に接続されており、同じくドレインは昇圧用コイルとダイオードとの間に接続されている。トランジスタのソースは接地されている。整流用コンデンサの一端は昇圧用コイルの入力側に接続され他端は接地されている。昇圧用コンデンサの一端はダイオードのカソード側に接続されており他端は接地されている。
【０００４】
モータ制御装置は、トランジスタに対して昇圧のためのデューティ比駆動信号を出力し、このデューティ比駆動信号によってトランジスタをデューティ制御する。トランジスタのスイッチング動作により、昇圧用コイルでエネルギーの蓄積と放出とが繰り返され、ダイオードのカソード側に放出の際、高電圧（出力電圧）が現れる。
【０００５】
昇圧回路からの出力電圧はモータ制御装置から出力されるデューティ比駆動信号のデューティ比に依存しており、デューティ比が大きければ出力電圧は高くなり、デューティ比が小さければ出力電圧は低くなる。モータ制御装置は、予め設定された出力電圧指令値と実際の出力電圧検出値との偏差に基づいて、デューティ比駆動信号のデューティ比を制御する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、前記従来の電動パワーステアリング装置のモータ制御装置には次のような問題があった。即ち、負荷変動等に起因するバッテリ電圧の変動や各種の外乱等に対する出力電圧の応答性（追従性）が十分得られない場合があった。このため、ハンドル操舵時のアシスト力が変動し、ひいては良好な操舵感覚が安定して得られないという問題があった。
【０００７】
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、負荷変動時における出力電圧の応答性を向上させることができるモータ制御装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明は、モータ制御信号発生手段から出力されたモータ制御信号に基づいてモータを駆動するモータ駆動手段と、モータ駆動手段と直流電源との間の電源ライン上に設けられた昇圧回路と、昇圧回路に対して昇圧回路制御信号を出力し、この昇圧回路制御信号のデューティ比を昇圧回路に対する出力電圧指令値と昇圧回路からの出力電圧検出値との偏差に基づいて可変制御することにより昇圧回路を駆動制御して直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧回路制御手段とを備えたモータ制御装置において、前記昇圧回路制御手段は、昇圧回路に対する出力電圧指令値に基づいたフィードフォワードデューティ比と前記偏差とに基づいて昇圧回路制御信号のデューティ比を決定するものであって、前記フィードフォワードデューティ比を記憶手段に予め格納された演算式に損失電力を代入して演算することによって求めるようにしたことを要旨とする。
【００１０】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、フィードフォワードデューティ比をＤｆｆ、出力電圧指令値をＶｏｕｔ＊、昇圧回路への入力電圧検出値をＶｉｎ、入力電流検出値をＩｉｎ、損失電力をＰｌｏｓｓとしたとき、
前記昇圧回路制御手段は、
Ｄｆｆ＝（Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ＊）−（Ｐｌｏｓｓ／Ｉｉｎ・Ｖｏｕｔ＊）
の演算式に基づいてフィードフォワードデューティ比Ｄｆｆを求めるようにしたことを要旨とする。
【００１１】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の発明において、入力電圧検出値と入力電流検出値とに基づいて損失電力を求めるための特性マップを記憶手段に予め格納し、前記昇圧回路制御手段は前記特性マップを参照して損失電力を求めるようにしたことを要旨とする。
【００１２】
（作用）
請求項１に記載の発明によれば、昇圧回路に対する出力電圧指令値に基づいたフィードフォワードデューティ比と、昇圧回路に対する出力電圧指令値と昇圧回路からの出力電圧検出値との偏差と、に基づいて昇圧回路制御信号のデューティ比を決定する。この決定された昇圧回路制御信号のデューティ比に基づいて昇圧回路が駆動制御される。出力電圧検出値に基づくフィードバック制御に加えて、出力電圧指令値に基づくフィードフォワード制御により昇圧回路を駆動制御するようにしたことにより、負荷変動時における出力電圧指令値に対する出力電圧検出値の応答性が向上する。
【００１３】
特に、記憶手段に予め格納された演算式に損失電力を代入して演算することによりフィードフォワードデューティ比が求められる。このため、所定の制御周期毎に演算式を作成するようにした場合と異なり、昇圧回路制御手段の演算負荷が軽減される。
【００１４】
請求項２に記載の発明によれば、請求項１に記載の発明の作用に加えて、フィードフォワードデューティ比をＤｆｆ、出力電圧指令値をＶｏｕｔ＊、昇圧回路への入力電圧検出値をＶｉｎ、入力電流検出値をＩｉｎ、損失電力をＰｌｏｓｓとしたとき、
Ｄｆｆ＝（Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ＊）−（Ｐｌｏｓｓ／Ｉｉｎ・Ｖｏｕｔ＊）
の演算式に基づいてフィードフォワードデューティ比Ｄｆｆが求められる。
【００１５】
請求項３に記載の発明によれば、請求項１又は２に記載の発明の作用に加えて、入力電圧検出値と入力電流検出値とに基づいて損失電力を求めるための特性マップにより損失電力が求められる。このため、損失電力を演算により求めるようにした場合と異なり、昇圧回路制御手段の演算負荷が軽減される。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を電動パワーステアリング装置のモータ制御装置に具体化した一実施形態を図１〜図６に従って説明する。
【００１７】
（全体構成）
図１に示すように、電動パワーステアリング装置１は、電動パワーステアリング制御装置（以下「制御装置２」という。）及び当該制御装置２により駆動制御される電動モータ３を備えており、この電動モータ３の出力軸にはギヤ４が固定されている。電動モータ３は三相同期式永久磁石モータで構成したブラシレスモータである。
【００１８】
一方、ステアリングホイール（以下、「ハンドル７」という）にはステアリングシャフト８が連結されており、同ステアリングシャフト８には減速歯車９が固定されている。この減速歯車９には前記電動モータ３のギヤ４が噛合している。ステアリングシャフト８にはトーションバー（ねじりばね）１０が組み込まれており、当該トーションバー１０にはトルクセンサ１１が設けられている。トルクセンサ１１は、運転者によりハンドル７が操舵されてステアリングシャフト８が回転した際のトーションバー１０の捻れ量に基づいて、当該ハンドル７に作用する操舵トルクＴを検出する。この操舵トルク信号は制御装置２へ送られる。
【００１９】
前記減速歯車９にはピニオンシャフト１２を介してピニオンギヤ１３が固定されている。このピニオンギヤ１３はラック１４と噛合しており、当該ラック１４の両端にはそれぞれタイロッド１５が固定されている。タイロッド１５の先端部にはナックルアーム１６が回動可能に連結されており、両ナックルアーム１６，１６間にはクロスメンバ１７が回動可能に連結されている。両ナックルアーム１６，１６にはそれぞれ前輪１８が取り付けられている。
【００２０】
前後左右の各車輪にはそれぞれ車速センサ１９が設けられている（図１では、一方の前輪１８の車速センサ１９のみ図示する）。車速センサ１９は車輪速（車輪の単位時間当たりの回転数、即ち回転速度）を検出し、この検出結果（車輪速信号）を制御装置２へ送る。制御装置２は車速センサ１９から送られてきた車輪速信号に基づいて車速Ｖを演算する。
【００２１】
さて、運転者によりハンドル７が回動操作されると、ステアリングシャフト８が回転する。この回転はトーションバー１０、ピニオンシャフト１２及びピニオンギヤ１３を介してラック１４へ伝達され、同ラック１４の軸動に変換される。これにより、両前輪１８，１８が転舵される。
【００２２】
このとき、制御装置２は、トルクセンサ１１により検出された操舵トルクＴ及び車速センサ１９により検出された車速Ｖに基づいて、所定の操舵補助トルク（アシストトルク）を発生させるように電動モータ３を正逆駆動制御する。電動モータ３の回転はギヤ４を介して減速歯車９に伝達され、当該減速歯車９により回転数が減少されてピニオンシャフト１２及びピニオンギヤ１３に伝達される。ピニオンギヤ１３の回転はラック１４に伝達され、同ラック１４の軸動に変換される。このようにして、ハンドル７の回動操作による前輪１８の操舵に対してアシストトルクが付与される。
【００２３】
（制御装置）
次に、制御装置２の電気的構成について説明する。
図１に示すように、制御装置２は、ＣＰＵ（中央演算装置）２１、ＲＯＭ（読み出し専用メモリ）２２、ＲＡＭ（読み出し書き込み専用メモリ）２３、及びモータ駆動装置２４を備えている。
【００２４】
ＲＯＭ２２には、ＣＰＵ２１が実行する基本アシスト制御プログラム及びハンドル戻し制御プログラム等の各種の制御プログラム、各種のデータ、及び各種の特性マップ等が格納されている。各種の特性マップはそれぞれ車両モデルによる実験データ及び周知の理論計算等によって予め求められたものであり、例えば車速Ｖと操舵トルクＴとに基づいて基本アシスト電流を求めるための基本アシストトルクマップや車速，操舵角速度，操舵絶対角に基づいてハンドル戻し指令電流を求めるためのマップがある。
【００２５】
ＲＡＭ２３は、ＲＯＭ２２に書き込まれた各種の制御プログラムを展開してＣＰＵ２１が各種の演算処理を実行するためのデータ作業領域である。また、ＲＡＭ２３はＣＰＵ２１が各種の演算処理を行う際の各種の演算処理結果等を一時的に記憶する。
【００２６】
ＣＰＵ２１にはトルクセンサ１１、車速センサ１９及びモータ駆動装置２４がそれぞれ入出力インターフェイス（図示略）を介して接続されている。ＣＰＵ２１は、トルクセンサ１１及び車速センサ１９等から得られる各種の情報に基づいて基本アシスト制御プログラム及びハンドル戻し制御プログラム等の各種の制御プログラムを実行する。
【００２７】
図２に示すように、モータ駆動装置２４は、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）３１Ｕ，３２Ｕの直列回路と、ＦＥＴ３１Ｖ，３２Ｖの直列回路と、ＦＥＴ３１Ｗ，３２Ｗの直列回路がを並列に接続されることにより構成されている。ＦＥＴ３１Ｕ，３２Ｕ間の接続点３３Ｕは電動モータ３のＵ相巻線に接続され、ＦＥＴ３１Ｖ，３２Ｖ間の接続点３３Ｖは電動モータ３のＶ相巻線に接続され、ＦＥＴ３１Ｗ，３２Ｗ間の接続点３３Ｗは電動モータ３のＷ相巻線に接続されている。
【００２８】
モータ駆動装置２４と車両に搭載されたバッテリ３４との間の電源ラインＬ１上には昇圧回路３５が設けられている。昇圧回路３５はＣＰＵ２１からの指令信号（昇圧回路制御信号）に基づいてバッテリ３４の電圧を昇圧し、これをモータ駆動装置２４の各直列回路にそれぞれ印加する。この昇圧回路３５については後で詳述する。
【００２９】
ＣＰＵ２１は、前記基本アシストマップに基づいて、車速Ｖ及び操舵トルクＴに対応した基本アシスト電流値を演算し、この基本アシスト電流とモータ駆動電流センサ（図示略）によって得られるモータ駆動電流（電動モータ３における実際のモータ駆動電流）との差に基づいてＰＩ制御値を演算する。ＣＰＵ２１はＰＩ制御値に応じたＰＷＭ演算を行い、このＰＷＭ演算の結果（モータ制御信号）をモータ駆動装置２４に対して、具体的にはＦＥＴ３１Ｕ，３２Ｕ、ＦＥＴ３１Ｖ，３２Ｖ、ＦＥＴ３１Ｗ，３２Ｗに対してそれぞれ出力する。モータ駆動装置２４は、送られてきたＰＷＭ演算の結果に基づいて電動モータ３に対する基本アシスト電流（３相の励磁電流）の供給を３相の励磁電流路を介して行う。電動モータ３は基本アシスト電流の供給に基づいてハンドル７に対して基本アシスト力を付与する。
【００３０】
（昇圧回路）
次に、バッテリ電圧を昇圧する昇圧回路３５について詳細に説明する。
図３に示すように、昇圧回路３５は、昇圧用コイルＬ、整流用コンデンサＣ１、昇圧用コンデンサＣ２、ＦＥＴＱ１及びＦＥＴＱ２を備えている。ＦＥＴＱ１及びＦＥＴＱ２は、ｎチャネル形のＭＯＳＦＥＴである。
【００３１】
前記電源ラインＬ１上において、バッテリ３４からの入力電圧印加点Ｐ１とモータ駆動装置２４への出力電圧印加点Ｐ２との間には、昇圧用コイルＬとＦＥＴＱ２との直列回路が接続されている。ＦＥＴＱ２のソースは昇圧用コイルＬの出力側に接続され、ドレインは出力電圧印加点Ｐ２に接続されている。また、ＦＥＴＱ２のゲートはＣＰＵ２１に接続されている。ＦＥＴＱ２のソースとドレインとの間にはダイオードＤが寄生している。
【００３２】
入力電圧印加点Ｐ１と昇圧用コイルＬとの接続点は整流用コンデンサＣ１を介して接地されている。出力電圧印加点Ｐ２とＦＥＴＱ２との接続点は昇圧用コンデンサＣ２を介して接地されており、この昇圧用コンデンサＣ２は昇圧用コイルＬによる昇圧電圧を平滑する。ＦＥＴＱ１のドレインは昇圧用コイルＬとＦＥＴＱ２との接続点に接続され、同じくソースは接地されている。また、ＦＥＴＱ１のゲートはＣＰＵ２１に接続されている。
【００３３】
入力電圧印加点Ｐ１は入力電流電圧検出ラインＬ２を介してＣＰＵ２１の電流電圧入力ポート（図示略）に接続されており、入力電圧印加点Ｐ１を流れる電流（入力電流検出値Ｉｉｎ）及び入力電圧印加点Ｐ１における電圧（即ち昇圧回路３５への入力電圧Ｖｉｎ）をそれぞれ検出可能とされている。また、出力電圧印加点Ｐ２は出力電流電圧検出ラインＬ３を介してＣＰＵ２１の電流電圧入力ポート（図示略）に接続されており、出力電圧印加点Ｐ２を流れる電流Ｉｏｕｔ及び出力電圧印加点Ｐ２における電圧（即ち昇圧回路３５からの出力電圧検出値Ｖｏｕｔ）をそれぞれ検出可能とされている。
【００３４】
（昇圧回路の動作）
次に、前述のように構成した昇圧回路３５の動作を図３及び図５に従って説明する。
【００３５】
力行モード時及び回生モード時において、昇圧回路３５の両ＦＥＴＱ１，ＦＥＴＱ２はＣＰＵ２１から送られてくるデューティ比駆動信号Ｓ１，Ｓ２（パルス信号）により交互にオンオフ駆動される。このデューティ比駆動信号Ｓ１，Ｓ２の駆動パターンは図５に示すようになっている。
【００３６】
図５に示すように、ＦＥＴＱ１のデューティ比（オンデューティ）Ｄ１は次式で表される。
Ｄ１＝ｔ１／Ｔ
ここで、ｔ１はＦＥＴＱ１のオン時間、Ｔはパルス周期である。
【００３７】
また、ＦＥＴＱ２がＦＥＴＱ１と交互にオンオフする場合、ＦＥＴＱ２のデューティ比（オンデューティ）Ｄ２は次式で表される。
Ｄ２＝ｔ２／Ｔ＝（１−｜Ｄ１｜）
ここで、ｔ２はＦＥＴＱ１のオン時間である。
【００３８】
さて、力行モード時には、デューティ比駆動信号Ｓ１，Ｓ２によるデューティ制御によりＦＥＴＱ１，ＦＥＴＱ２がスイッチング動作を行なう。この結果、昇圧用コイルＬでエネルギーの蓄積と放出とが繰り返され、ＦＥＴＱ２のドレイン側に放出の際、高電圧Ｖｃが発生する。
【００３９】
即ち、ＦＥＴＱ１がオンしてＦＥＴＱ２がオフすると、ＦＥＴＱ１を介して接地側に電流ｉ１が流れる。次に、ＦＥＴＱ１がオフしてＦＥＴＱ２がオンすると、昇圧用コイルＬに流れる電流（コイル電流ｉｃ）が遮断される。すると、この電流の遮断による磁束の変化を妨げるように、オン作動しているＦＥＴＱ２のドレイン側に高電圧Ｖｃが発生する。この繰り返しによって、ＦＥＴＱ２のドレイン側に高電圧Ｖｃが繰り返し発生する。ＦＥＴＱ２のドレイン側に発生した高電圧Ｖｃは、コンデンサＣ２で平滑（充電）され、出力電圧印加点Ｐ２に出力電圧検出値Ｖｏｕｔとして出力される。
【００４０】
このとき、昇圧回路３５により昇圧される電圧はデューティ比駆動信号Ｓ１のデューティ比Ｄ１と関連する。デューティ比Ｄ１が大きければ出力電圧検出値Ｖｏｕｔは高くなり、デューティ比Ｄ１が小さければ出力電圧検出値Ｖｏｕｔは低くなる。
【００４１】
次に、電動モータ３が回生モードに入ったときには出力電圧検出値Ｖｏｕｔが上昇するものの、回生モード時においてもＦＥＴＱ２がデューティ比駆動信号Ｓ２によるデューティ制御によりオン作動している。このため、ＦＥＴＱ２を介してバッテリ３４側に電流が流れ、吸収される。
【００４２】
（デューティ比制御）
次に、ＲＯＭ２２に記憶された各種の制御プログラムに従って実行されるＣＰＵ２１のデューティ比駆動信号Ｓ１，Ｓ２のデューティ比制御について図４に示す機能ブロック図に基づいて詳細に説明する。尚、入力電圧検出値Ｖｉｎ、入力電流検出値Ｉｉｎ、出力電圧検出値Ｖｏｕｔ、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊、デューティ指令値Ｄ＊等の各種のパラメータはそれぞれに対応する信号の意味として使用する。
【００４３】
図４に示すように、ＣＰＵ２１は、減算器４１、フィードバック制御部４２、加算器４３、フィードフォワード制御部４４及びＰＷＭ演算部４５を備えている。
【００４４】
減算器４１は、ＲＯＭ２２に予め格納されている出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊（目標値）と、出力電流電圧検出ラインＬ３を介して入力された出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差を演算し、算出した偏差をフィードバック制御部４２へ送る。
【００４５】
フィードバック制御部（ＰＩ制御部）４２は、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差を縮小するために比例（Ｐ）・積分（Ｉ）処理を施して両ＦＥＴＱ１，ＦＥＴＱ２の制御量を演算する。フィードバック制御部４２は算出した両ＦＥＴＱ１，ＦＥＴＱ２の制御量に対応するデューティ比Ｄｆｂを演算し、加算器４３へ送る。
【００４６】
一方、フィードフォワード制御部４４は、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊、入力電流電圧検出ラインＬ２を介して入力された入力電圧検出値Ｖｉｎ及び入力電流検出値Ｉｉｎに基づいてデューティ比Ｄｆｆ（フィードフォワードデューティ比）を演算する。
【００４７】
フィードフォワード制御部４４は、入力電圧検出値Ｖｉｎ、入力電流検出値Ｉｉｎ及び出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊を、予め実機モデルによる実験・実測データ及び周知の理論計算等により求めた演算式に代入して演算することにより、必要とされるデューティ比Ｄｆｆを演算する。
【００４８】
即ち、ＦＥＴＱ１のデューティ比Ｄ１は、次式（１）により求められる。
Ｄ１＝ｔ２／ｔ１＝Ｉｏｕｔ／Ｉｉｎ…（１）
ここで、ｔ１はＦＥＴＱ１のオン時間、ｔ２はＦＥＴＱ２のオン時間、Ｉｏｕｔは出力電流検出値である。
【００４９】
また、エネルギ保存則より、次式（２）が成り立つ。
Ｖｉｎ・Ｉｉｎ＝Ｖｏｕｔ・Ｉｏｕｔ＋Ｐｌｏｓｓ…（２）
ここで、Ｖｉｎ・Ｉｉｎは昇圧回路３５への入力電力、Ｖｏｕｔ・Ｉｏｕｔは昇圧回路３５からの出力電力、Ｐｌｏｓｓは損失電力である。
【００５０】
そして、（１），（２）式により次式（３）が導かれる。
Ｄ１＝（Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ）−（Ｐｌｏｓｓ／Ｉｉｎ・Ｖｏｕｔ）…（３）
式（３）において、出力電圧検出値Ｖｏｕｔを出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊（目標値）に置き換えれば、デューティ比Ｄｆｆが求められる。即ち、デューティ比Ｄｆｆは次式（４）で示される。
【００５１】
Ｄｆｆ＝（Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ＊）−（Ｐｌｏｓｓ／Ｉｉｎ・Ｖｏｕｔ＊）…（４）
フィードフォワード制御部４４は、式（４）に入力電圧検出値Ｖｉｎ、入力電流検出値Ｉｉｎ、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊及び損失電力Ｐｌｏｓｓを代入して演算することにより、必要とされるデューティ比Ｄｆｆを演算する。
【００５２】
ここで、損失電力Ｐｌｏｓｓについては、ＦＥＴＱ１，ＦＥＴＱ２のスイッチングロス、両コンデンサＣ１，Ｃ２の内部インピーダンス及び昇圧用コイルＬの鉄損等の内部損失を全て考慮して完全な値を求めることが困難である。このため、フィードフォワード制御部４４は予めＲＯＭ２２に格納された電力損失特性マップＭに基づいて損失電力Ｐｌｏｓｓを求める。
【００５３】
図６に示すように、この電力損失特性マップＭは実機を使用して実際に計測した値（実測値）に基づいて作成されている。電力損失特性マップＭは、横軸に入力電流検出値Ｉｉｎを設定し、縦軸に損失電力Ｐｌｏｓｓを設定して構成されている。電力損失特性マップＭは、入力電圧検出値Ｖｉｎが例えば１０，１２，１４，１６Ｖ（ボルト）のときに対応した複数のマップ曲線を備えている。各マップ曲線は入力電圧検出値Ｖｉｎがそれぞれ１０，１２，１４，１６Ｖのときの、入力電流検出値Ｉｉｎの増加に対する損失電力Ｐｌｏｓｓの変化を示している。入力電流検出値Ｉｉｎの増加の割合に対する損失電力Ｐｌｏｓｓの増加の割合は、入力電圧検出値Ｖｉｎが１０，１２，１４，１６Ｖの順で高くなっている。
【００５４】
フィードフォワード制御部４４は、電力損失特性マップＭから入力電流検出値Ｉｉｎ及び入力電圧検出値Ｖｉｎに対応する損失電力Ｐｌｏｓｓを演算する。フィードフォワード制御部４４は、算出した損失電力Ｐｌｏｓｓを（４）式に代入してデューティ比Ｄｆｆを演算し、算出したデューティ比Ｄｆｆを加算器４３へ送る。尚、フィードフォワード制御部４４は損失電力Ｐｌｏｓｓを１サンプリング毎に演算する。
【００５５】
加算器４３はデューティ比Ｄｆｂにデューティ比Ｄｆｆを加算してデューティ指令値Ｄ＊を演算し、算出したデューティ指令値Ｄ＊をＰＷＭ演算部４５へ送る。ＰＷＭ演算部４５はデューティ指令値Ｄ＊をデューティ比駆動信号Ｓ１，Ｓ２に変換して昇圧回路３５の両ＦＥＴＱ１，ＦＥＴＱ２へ送る。図５に示すように、ＰＷＭ演算部４５は、ＦＥＴＱ１とＦＥＴＱ２とが交互にオンオフ動作するように、デューティ比駆動信号Ｓ１，Ｓ２を両ＦＥＴＱ１，ＦＥＴＱ２へ送る。これは力行モード時及び回生モード時のいずれの状態のときも同様に行われる。
【００５６】
このように、予め電力の損失分を考慮することにより、負荷変動時における出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊に対する出力電圧検出値Ｖｏｕｔの応答性（速応性）が向上し、出力電圧検出値Ｖｏｕｔが安定する。従って、操舵力変動が低減され、安定した操舵感覚が得られる。
【００５７】
以後、ＣＰＵ２１は前述の処理を所定のサンプリング周期（制御周期）毎に繰り返す。
（実施形態の効果）
従って、本実施形態によれば、以下の効果を得ることができる。
【００５８】
・出力電圧検出値Ｖｏｕｔに基づいてデューティ比Ｄｆｂを得ると共に出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊に基づいてデューティ比Ｄｆｆを得るようにし、両デューティ比Ｄｆｂ，Ｄｆｆに基づいてデューティ指令値Ｄ＊を求めるようにした。そして、デューティ指令値Ｄ＊に基づいてデューティ比駆動信号Ｓ１，Ｓ２のデューティ比Ｄ１，Ｄ２を求め、両デューティ比Ｄ１，Ｄ２に基づいて昇圧回路３５を駆動制御するようにした。即ち、出力電圧検出値Ｖｏｕｔに基づくフィードバック制御に加えて、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊に基づくフィードフォワード制御により昇圧回路３５を駆動制御するようにした。このため、負荷変動時における出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊に対する出力電圧検出値Ｖｏｕｔの応答性を向上させることができる。ひいては、操舵力変動が低減され、安定した操舵感覚を得ることができる。
【００５９】
・（４）式に入力電圧検出値Ｖｉｎ、入力電流検出値Ｉｉｎ、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊及び損失電力Ｐｌｏｓｓをそれぞれ代入して演算することにより、デューティ比Ｄｆｆを求めるようにした。このため、所定のサンプリング周期（制御周期）毎に演算式を作成するようにした場合と異なり、ＣＰＵ２１の演算負荷を軽減することができる。
【００６０】
ＣＰＵ２１からの出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊の変化がデューティ指令値Ｄ＊に直接的に反映されるので、出力電圧検出値Ｖｏｕｔ（フィードバック信号）による制御遅れに依存しない高応答の制御が可能となる。従って、出力電圧検出値Ｖｏｕｔは出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊に対して遅れることなく追従し、電圧偏差≒０に、いっそう近づけることができる。
【００６１】
・入力電圧検出値Ｖｉｎと入力電流検出値Ｉｉｎとに基づいて電力損失特性マップＭを参照して損失電力Ｐｌｏｓｓを求めらるようにした。このため、損失電力Ｐｌｏｓｓを演算により求めるようにした場合と異なり、ＣＰＵ２１の演算負荷を軽減することができる。
【００６２】
（別例）
尚、前記実施形態は以下のように変更して実施してもよい。
・本実施形態では、式（４）に入力電圧検出値Ｖｉｎ、入力電流検出値Ｉｉｎ、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊及び損失電力Ｐｌｏｓｓをそれぞれ代入して演算することにより、デューティ比Ｄｆｆを求めるようにしたが、次式（５）〜（８）のうちいずれかに基づいて求めるようにしてもよい。
【００６３】
Ｄｆｆ＝｛Ｖｏｕｔ＊（ｎ）−Ｖｏｕｔ＊（ｎ−１）｝／Δｔ…（５）
Ｄｆｆ＝Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ＊…（６）
Ｄｆｆ＝式（５）の右辺＋式（４）の右辺…（７）
Ｄｆｆ＝式（５）の右辺＋式（６）の右辺…（８）
ここで、式（５）において、Ｖｏｕｔ＊（ｎ）は今回値であり、Ｖｏｕｔ＊（ｎ−１）は前回値である。Δｔは単位時間（所定のサンプリング周期）である。即ち、式（５）の演算結果は、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊の微分値となる。また、式（６）は式（４）において損失電力Ｐｌｏｓｓを考慮しない場合である。このように、式（４）を式（５）〜（８）に置換しても、本実施形態の（１），（２）に記載の効果と同様の効果を得ることができる。
【００６４】
・本実施形態では、損失電力Ｐｌｏｓｓを１サンプリング毎に変えるようにしたが、変えないようにしてもよい。
（付記）
次に前記実施形態及び別例から把握できる技術的思想を以下に追記する。
【００６５】
・モータ制御信号発生手段から出力されたモータ制御信号に基づいてモータを駆動するモータ駆動手段と直流電源との間の電源ライン上に設けられた昇圧回路に対して昇圧回路制御信号を出力し、この昇圧回路制御信号のディーティ比を昇圧回路に対する出力電圧指令値と昇圧回路からの出力電圧検出値との偏差に基づいて可変制御することにより昇圧回路を駆動制御して直流電源の出力電圧を昇圧するようにしたモータ制御方法において、昇圧回路に対する出力電圧指令値に基づいたフィードフォワードデューティ比と前記偏差とに基づいて昇圧回路制御信号のデューティ比を決定するようにしたモータ制御方法。
【００６６】
・車両の操舵系にトルク伝達可能に設けられて操舵補助トルクを発生するモータと、前記モータを駆動するモータ駆動手段と、モータ駆動手段と直流電源との間の電源ライン上に設けられ昇圧回路と、昇圧回路を制御することにより直流電源の出力電圧を所定の電圧に昇圧してモータ駆動手段へ送ると共に当該モータ駆動手段を介して前記モータを通電制御するモータ制御装置とを備えた電動パワーステアリング装置において、請求項１〜請求項４のうちいずれか一項に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置。
【００６７】
【発明の効果】
本発明によれば、負荷変動時の出力電圧応答性が向上し、操舵力変動を低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施形態における電動パワーステアリング装置の概略構成図。
【図２】本実施形態における電動パワーステアリング制御装置の回路図。
【図３】本実施形態における昇圧回路の回路図。
【図４】本実施形態におけ昇圧回路の機能ブロック図。
【図５】本実施形態における昇圧回路を構成する電界効果トランジスタのデューティ比駆動信号の波形図。
【図６】本実施形態における損失電力特性マップを示すグラフ。
【符号の説明】
２…モータ制御装置を構成する電動パワーステアリング制御装置、
３…電動モータ（モータ）、
２１…モータ制御信号発生手段及び昇圧回路制御手段を構成するＣＰＵ、
２２…記憶手段を構成するＲＯＭ、
２４…モータ駆動手段を構成するモータ駆動装置、
３４…直流電源を構成するバッテリ、３５…昇圧回路、
Ｄ１…デューティ比駆動信号Ｓ１のディーティ比、
Ｄ２…デューティ比駆動信号Ｓ２のディーティ比、
Ｄｆｂ…ディーティ比、
Ｄｆｆ…ディーティ比（フィードフォワードデューティ比）、
Ｉｉｎ…入力電流検出値、Ｌ１…電源ライン、Ｐｌｏｓｓ…損失電力、
Ｓ１，Ｓ２…昇圧回路制御信号を構成するデューティ比駆動信号、
Ｍ…電力損失特性マップ、Ｖｉｎ…入力電圧検出値、
Ｖｏｕｔ…出力電圧検出値、Ｖｏｕｔ＊…出力電圧指令値、
Δｔ…サンプリング周期。

Claims

モータ制御信号発生手段から出力されたモータ制御信号に基づいてモータを駆動するモータ駆動手段と、
モータ駆動手段と直流電源との間の電源ライン上に設けられた昇圧回路と、
昇圧回路に対して昇圧回路制御信号を出力し、この昇圧回路制御信号のデューティ比を昇圧回路に対する出力電圧指令値と昇圧回路からの出力電圧検出値との偏差に基づいて可変制御することにより昇圧回路を駆動制御して直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧回路制御手段とを備えたモータ制御装置において、
前記昇圧回路制御手段は、昇圧回路に対する出力電圧指令値に基づいたフィードフォワードデューティ比と前記偏差とに基づいて昇圧回路制御信号のデューティ比を決定するものであって、前記フィードフォワードデューティ比を記憶手段に予め格納された演算式に損失電力を代入して演算することによって求めるようにしたモータ制御装置。
フィードフォワードデューティ比をＤｆｆ、出力電圧指令値をＶｏｕｔ＊、昇圧回路への入力電圧検出値をＶｉｎ、入力電流検出値をＩｉｎ、損失電力をＰｌｏｓｓとしたとき、
前記昇圧回路制御手段は、
Ｄｆｆ＝（Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ＊）−（Ｐｌｏｓｓ／Ｉｉｎ・Ｖｏｕｔ＊）
の演算式に基づいてフィードフォワードデューティ比Ｄｆｆを求めるようにした請求項１に記載のモータ制御装置。
入力電圧検出値と入力電流検出値とに基づいて損失電力を求めるための特性マップを記憶手段に予め格納し、
前記昇圧回路制御手段は前記特性マップを参照して損失電力を求めるようにした請求項１又は２に記載のモータ制御装置。