JP3714523B2 - 電流検出回路及びこれを備えたモータ制御装置 - Google Patents
電流検出回路及びこれを備えたモータ制御装置 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、直流電源にスイッチング手段を介して負荷を接続し、この負荷の周期的に通電方向が切換わる交流の電流を電流検出素子としてのシャント抵抗により検出し、このシャント抵抗の両端間の電流検出の出力信号を演算増幅器により増幅して種々の制御対象の制御等に利用する電流検出回路及びこれを備えたモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、永久磁石型の３相直流ブラシレスモータを用いた自動車用パワーステアリング装置には、モータを流れる電流を検出し、異常に大きな値の電流が流れることのないように電流制限すべく制御することが行われている。このように、モータの電流を検出する電流検出回路を備えた自動車用パワーステアリング装置のモータ制御回路は、従来、例えば図２に示すように構成されている。
【０００３】
即ち、図２に示すように、ロータリエンコーダ等から成り舵角を検出する検出器１がステアリング（図示せず）に設けられ、この検出器１の出力信号がマイクロコンピュータから成る制御部２に入力されると、制御部２により検出器１の出力信号に基づいてステアリングの操作速度が検出され、その速度の高、低に応じて制御部２によりステアリングの操作トルクのアシスト量が決定され、制御部２から出力される制御信号により、駆動部としての３相ブリッジインバータ３を構成する複数のスイッチング素子がスイッチングされ、直流電源４から永久磁石型の３相直流ブラシレスモータＭの各巻線への通電路が複数のスイッチング素子により開閉制御されてモータＭが駆動され、必要なアシストトルクが発生される。
【０００４】
この３相ブリッジインバータ３は、一般に図３に示すように構成され、電界効果トランジスタ等から成る２個のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の直列回路により第１のアームＡ１が形成され、これと同様に２個のスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の直列回路により第２のアームＡ２、２個のスイッチング素子Ｓ５、Ｓ６の直列回路により第３のアームＡ３がそれぞれ形成され、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６にはフライホイールダイオードＤ１〜Ｄ６がそれぞれ逆極性に接続されている。
【０００５】
そして、インバータ３の各アームＡ１〜Ａ３それぞれにおける両スイッチング素子の接続点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３に、モータＭの固定子の星形結線された３相巻線Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３が接続され、インバータ３の接続点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３の上側にある上側スイッチング素子群ＨＴの各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５の一端が直流電源４の正端子に接続され、インバータ３の接続点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３の下側にある下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６の他端が直流電源４の負端子に接続されている。
【０００６】
このような構成において、図４に示すように、制御部２からの１２０゜ずつ位相のずれた制御信号により、上側スイッチング素子群ＨＴの各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５が１２０゜ずつずれてオンし、これと同様に制御部２からの１２０゜ずつ位相のずれた制御信号により、下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６が１２０゜ずつずれてオンする。
【０００７】
このとき、制御部２では、上側スイッチング素子群ＨＴの各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５のうちオンしているスイッチング素子のアームとは異なるアームの下側スイッチング素子群ＬＴのスイッチング素子がオンするように制御信号を出力し、かつオンすべき上側スイッチング素子群ＨＴのスイッチング素子と下側スイッチング素子群ＬＴのスイッチング素子との組み合わせを、ホール素子から成る回転検出器（図示せず）により検出されるモータＭの回転子の位置に関連して切り換えるようになっている。こうして、各巻線Ｍ１〜Ｍ３への電流の通流方向が切換えられ、固定子の磁極が一方向に回転して回転子の回転力が得られる。
【０００８】
また、図２に示すように、インバータ３の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に過電流が流れることを防止して保護するために、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６及びモータＭに流れる電流を検出する電流検出回路６、及びこの電流検出回路６による検出電流値を予め定められた遮断電流値以下に制限するために電流制限部７が設けられている。
【０００９】
この電流検出回路６は、図２に示すように、電流検出素子としてのシャント抵抗６１とシャント抵抗６１の両端電圧を増幅する演算増幅器６２とにより構成され、電流制限部７は、比較器７１と、正電源（図示せず）とアースとの間に直列に設けられた２個の分圧抵抗７２、７３と、ゲート等から成る遮断部７４により構成され、このような電流検出回路６の出力である演算増幅器６２の出力信号が、比較器７１に入力され、比較器７１の出力信号が遮断部７４に入力されるようになっている。
【００１０】
図２に示すように、シャント抵抗６１は、直流電源４からインバータ３へのマイナス側の通電路に設けられ、このシャント抵抗６１によりインバータ３の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６及びモータＭの各巻線Ｍ１〜Ｍ３を流れる電流（以下、これをモータ電流と称する）が検出され、シャント抵抗６１の両端電圧が演算増幅器６２により増幅され、演算増幅器６２の出力が比較器７１の非反転入力端子に入力され、両分圧抵抗７２、７３の接続点の電位が参照値として比較器７１の反転入力端子に入力され、比較器７１により両入力端子の電位が比較される。
【００１１】
そして、図２に示すように、制御部２とインバータ３との間に設けられて各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６への制御信号を通流、遮断する遮断部７４には、比較器７１の出力信号が入力され、シャント抵抗６１を流れる電流が所定の遮断電流値を超え、比較器７１の非反転入力端子側の演算増幅器６２の出力電位が反転入力端子側の参照値を上回れば、比較器７１の出力がローレベル（以下、Ｌという）からハイレベル（以下、Ｈという）に反転し、これにより遮断部７４のゲートの閉条件が成立して、例えばインバータ３の下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号が遮断されるようになっている。
【００１２】
このように、下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号が遮断されることにより、電流検出回路６により検出されるモータ電流が所定の遮断電流値以下に制限されて、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が過電流による損傷から保護されているのである。
【００１３】
ところが、上記したような構成のモータ制御回路では、インバータ３の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がすべてオフする等、これらスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオン、オフのタイミングにより電流検出回路６のシャント抵抗６１にスパイク状電圧が発生し、演算増幅器６２の反転、非反転入力端子側に、図５（ａ）、（ｂ）にそれぞれに示すような波形のスパイク状の電圧が入力される。
【００１４】
これは、例えばスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がオンしたときにこれらを流れる逆回復電流や、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がオフしたときに直流電源４に回生される電流により、いわゆるリンギングによる電流によって正負の過大なスパイク状電圧が発生するのである。このスパイク状電圧が発生すると、演算増幅器６２に絶対最大定格電圧以上の電圧が入力されることになり、演算増幅器６２の故障や誤動作を招くおそれがある。
【００１５】
そして、従来は図６（ａ）に示すように、シャント抵抗６１と演算増幅器６２の反転、非反転入力端子それぞれとの間に入力抵抗６２ａ、６２ｂを設け、これら入力抵抗６２ａ、６２ｂの後段であって、反転、非反転入力端子間に過電圧保護素子としての２個のダイオード６２ｃ、６２ｄを逆並列に接続して設けることや、同図（ｂ）に示すように、一方の入力抵抗６２ａの後段であって、正電源とアースとの間に２個のダイオード６２ｅ、６２ｆを直列に接続してその両ダイオード６２ｅ、６２ｆの接続点を演算増幅器６１の反転入力端子に接続すると共に、他方の入力抵抗６２ｂの後段であって、正電源とアースとの間に２個のダイオード６２ｇ、６２ｈを直列に接続してその両ダイオード６２ｇ、６２ｈの接続点を演算増幅器６２の非反転入力端子に接続することが考えられている。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図６（ｂ）に示す構成の場合、通常はシャント抵抗６１の両端間の電源電圧程度は演算増幅器６２の両入力端子間に印加し、それより＋０．３Ｖ程度高い過電圧を防止して演算増幅器６２を保護するものであり、図６（ａ）に示す構成の場合、演算増幅器６２の応答性を確保するために、演算増幅器６２の両入力端子の入力電位差が一定量広がって飽和することがないようにするものであり、いずれも、シャント抵抗６１の両端間の本来の検出電圧が演算増幅器６２の入力端子間に適当な大きさで印加されるように入力抵抗６２ａ、６２ｂを設定して上記したようなスパイク状電圧から演算増幅器６２を十分に保護することは不可能であり、また、入力抵抗６２ａ、６２ｂの設定によっては過電圧保護素子であるダイオード６２ｃ〜６２ｈが定格電流以上の電流の通電によって破損するおそれもある。
【００１７】
そして、上記した演算増幅器６２はカスタムＩＣにより構成され、いわゆる単電源の形態が採られることが多いため、とくに、マイナスの過大なスパイク状電圧が発生した場合に、これを確実に低減してやらなければ演算増幅器６２の誤動作を防止することはできないが、上記した図６（ａ）、（ｂ）の構成では、このようなマイナスのスパイク状電圧を低減して演算増幅器６２の誤動作を防止することはできなかった。
【００１８】
そこで、本発明は、いわゆるリンギング等による正負の過大なスパイク状電圧を、過電圧保護素子に過大な電流が流れないようにして十分に低減し、演算増幅器の誤動作を防止できるようにすることを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記した目的を達成するために、本発明にかかる電流検出回路は、電流検出素子としてのシャント抵抗の両端と演算増幅器の両入力端子との間それぞれに設けられた２個の入力抵抗の直列接続回路と、前記両直列接続回路に設けられ、それぞれ正電源の端子とアースとの間に逆方向にバイアスされるように直列接続された２個のダイオードからなる過電圧保護素子とを備え、前記両直列接続回路それぞれの前記シャント抵抗に近い一方の入力抵抗を他方の前記入力抵抗より小抵抗値に形成し、前記両直列接続回路それぞれの前記両ダイオードの接続点を、前記両直列接続回路それぞれの前記両入力抵抗の接続点に接続したことを特徴としている。
【００２０】
このような構成によれば、電流検出素子としてのシャント抵抗の両端と演算増幅器の両入力端子との間それぞれに２個の入力抵抗を直列接続し、両入力抵抗の接続点に過電圧保護素子を接続し、しかも、両入力抵抗のシャント抵抗に近い一方の入力抵抗を他方の前記入力抵抗より小抵抗値することで、リンギング等によりシャント抵抗の両端間に正負の過大なスパイク状電圧が発生しても、前記の一方の入力抵抗により過電圧保護素子に定格電流以上の電流が過電圧保護素子に流れないようにしつつ、前記の正負の過大なスパイク状電圧による両過電圧保護素子のダイオード通電と、前記の他方の入力抵抗、演算増幅器の内部インピーダンスの関係とにより、演算増幅器の入力端子間のスパイク状電圧を、確実かつ十分に低減することができる。
【００２１】
そのため、演算増幅器に絶対最大定格以上の電圧が入力されることはなく、演算増幅器が故障や誤動作することはなく、電流検出回路の後段において、この演算増幅器の出力に基づいて何らかの制御を行う場合であっても、信頼性の高い制御動作を確保することが可能になる。
【００２３】
そして、本発明にかかる電流検出回路は、両直列接続回路それぞれの前記一方の入力抵抗が、前記過電圧保護素子にその定格電流以上の電流が流れない程度の抵抗値に設定されていることが好ましい。このような構成によれば、正負の過大なスパイク状電圧によって過電圧保護素子が損傷することを確実かつ未然に防止できる。
【００２４】
また、本発明にかかる電流検出回路を備えたモータ制御装置は、前記負荷がモータから成り、複数のスイッチング素子から成り、前記スイッチング手段を形成する駆動部と、前記各スイッチング素子にスイッチング制御信号を出力し、該各スイッチング制御信号により前記各スイッチング素子をオン、オフして前記モータを駆動する制御部と、前記演算増幅器の出力信号に基く前記電流検出回路の検出電流値が所定の遮断電流値以下に制限するように、前記制御部から前記各スイッチング素子への前記各スイッチング制御信号を遮断する電流制限部とを備えたことを特徴としている。
【００２５】
このような構成によれば、駆動部の各スイッチング素子のオン、オフのタイミングにより、電流検出素子に前記のスパイク状の電圧が発生しても、前記の電流検出回路の演算増幅器の入力端子間に絶対最大定格以上の過大な電圧が入力されることを確実に防止することができ、演算増幅器の故障や誤動作を防止することができるため、電流制限部により、電流検出回路の検出電流値が所定の遮断電流値以下に制限されるように、確実に電流制限を行うことができ、過電流による駆動部の各スイッチング素子の損傷を確実に未然に防止してモータを駆動することが可能になる。
【００２６】
また、本発明にかかる電流検出回路を備えたモータ制御装置は、前記モータが複数の前記巻線を有し、前記駆動部が、前記スイッチング素子の２個ずつを直列接続して成るアームを、前記巻線の数と同数備えたブリッジインバータを有し、前記各アームにおける前記両スイッチング素子の接続点に前記各巻線それぞれの端部を接続し、前記制御部が、前記各アームにおける前記両スイッチング素子の一方が形成する一方側スイッチング素子群の各スイッチング素子と、前記各アームにおける前記両スイッチング素子の他方が形成する他方側スイッチング素子群の各スイッチング素子とを、前記モータの回転子の検出位置に関連して前記両スイッチング素子群の異なるアームのスイッチング素子がオンするように制御し、前記モータの回転子の検出位置に関連して前記各巻線への電流の通流方向を切換え、かつ、前記電流制限部が、前記両スイッチング素子群の前記各スイッチング素子への前記スイッチング制御信号を遮断することを特徴としている。
【００２７】
このような構成によれば、駆動部のブリッジインバータのスイッチングによってモータを駆動する際に、駆動部の各スイッチング素子に流れる電流を所定の遮断電流値以下に確実に抑えることができ、実用的な構成で各スイッチング素子を保護できると同時に、モータの制御動作の信頼性を向上することができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
この発明における電流検出回路を備えたモータ制御装置を、車両用パワーステアリングに適用した場合の一実施形態について図１を参照して説明する。但し、図１はこの発明の一実施形態におけるモータ制御装置の結線図である。尚、以下の説明では、上記した図３及び図４も参照する。
【００２９】
自動車等の車両用パワーステアリングに適用されるモータの駆動装置は、例えば図１に示すように構成されている。ロータリエンコーダ等から成る検出器ＳＤがステアリング（図示せず）に設けられ、この検出器ＳＤから、９０゜位相のずれた２相パルス信号が検出信号として後段の信号変換部ＷＳに出力され、信号変換部ＷＳにより検出信号が波形整形される。
【００３０】
そして、波形整形された検出信号がマイクロコンピュータ（以下、単にマイコンという）から成る制御部ＣＯに入力されると、制御部ＣＯにより検出信号に基づいて舵角速度、つまりステアリングを操作する速度が検出され、制御部ＣＯによりその舵角速度の高、低に応じてステアリングの操作トルクのアシスト量が決定される。
【００３１】
更に、決定されたアシストトルクを発生すべく、制御部ＣＯから出力される制御信号により、駆動部としての３相ブリッジインバータＩＶを構成する複数のスイッチング素子がスイッチングされ、直流電源Ｅから永久磁石型の３相直流ブラシレスモータＭの各巻線への通電路が複数のスイッチング素子により開閉制御されてモータＭが駆動され、必要なアシストトルクが発生されるのである。
【００３２】
ところで、この永久磁石型の３相直流ブラシレスモータＭを駆動する３相ブリッジインバータＩＶは、例えば図３に示すインバータ３と同様の構成を有し、制御部ＣＯからの１２０゜ずつ位相のずれた制御信号により、上側スイッチング素子群ＨＴの各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５（図３参照）が１２０゜ずつずれてオンし（図４参照）、これと同様に制御部ＣＯからの１２０゜ずつ位相のずれた制御信号により、下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６（図３参照）が１２０゜ずつずれてオンする（図４参照）。
【００３３】
ここで、制御部ＣＯは、上側スイッチング素子群ＨＴの各アームＡ１〜Ａ３のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５のうちオンしているスイッチング素子のアームとは異なるアームの下側スイッチング素子群ＬＴのスイッチング素子がオンするように制御信号を出力し、かつオンすべき上側スイッチング素子群ＨＴのスイッチング素子と下側スイッチング素子群ＬＴのスイッチング素子との組み合わせを、ホール素子から成る回転検出器（図示せず）により検出されるモータＭの回転子の位置に関連して切り換える。尚、制御部ＣＯからインバータＩＶの下側スイッチング素子群ＬＴへはＰＷＭ制御信号が出力され、このＰＷＭにおけるデューティサイクルが制御されてモータＭの回転数制御が行われる。
【００３４】
また、図１に示すように、インバータＩＶの各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に過電流が流れることを防止して保護するために、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６及びモータＭを流れるモータ電流を検出する電流検出回路ＣＤ、及びこの電流検出回路ＣＤによる検出電流値を予め定められた遮断電流値以下に制限する電流制限部ＣＲが設けられている。
【００３５】
電流検出回路ＣＤは、図１に示すように、電流検出素子であるシャント抵抗ＳＨと、このシャント抵抗ＳＨの両端電圧を増幅する演算増幅器Ａとにより構成され、電流制限部ＣＲは、比較器ＣＰと、Ｄ−フリップフロップＤＦと、３個のＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３とにより構成されている。
【００３６】
図１に示すように、シャント抵抗ＳＨは、直流電源ＥからインバータＩＶへのマイナス側の通電路に設けられ、このシャント抵抗ＳＨによりインバータＩＶの各スイッチングＳ１〜Ｓ６及びモータＭの各巻線Ｍ１〜Ｍ３を流れるモータ電流が検出され、シャント抵抗ＳＨの両端電圧が演算増幅器Ａにより増幅される。
【００３７】
ところで、直流電源Ｅの負端子に接続されたシャント抵抗ＳＨの一端と、演算増幅器Ａの反転入力端子との間には、２個の入力抵抗である第１、第２抵抗Ｒ１、Ｒ２が直列に接続され、シャント抵抗ＳＨの他端と、演算増幅器Ａの非反転入力端子との間には、２個の入力抵抗である第３、第４抵抗Ｒ３、Ｒ４が直列に接続され、それぞれ２個の入力抵抗Ｒ１とＲ２、Ｒ３とＲ４の直列接続回路を形成すると共に、正電源（図示せず）の端子とアースとの間に過電圧保護素子を形成する第１、第２ダイオードＤ１、Ｄ２が、逆方向にバイアスされるように、第１ダイオードＤ１のカソードを正電源の端子に接続し、第２ダイオードＤ２のアノードをアースして直列に接続され、両ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点が第１、第２抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点に接続され、これと同様に正電源とアースとの間に過電圧保護素子を形成する第３、第４ダイオードＤ３、Ｄ４が逆方向にバイアスされるように直列に接続され、両ダイオードＤ３、Ｄ４の接続点が第３、第４抵抗Ｒ３、Ｒ４の接続点に接続されている。
【００３８】
このとき、第１抵抗Ｒ１の抵抗値は、スパイク状電圧が発生しても、第１、第２ダイオードＤ１、Ｄ２にその定格電流以上の電流が流れることのない程度の値に設定され、かつ第１抵抗Ｒ１の抵抗値は第２抵抗Ｒ２よりも小さく設定され、第１、第２抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値の比は、ほぼ２：８に設定されている。このように、第２抵抗Ｒ２の抵抗値を大きくすることで、演算増幅器Ａの内部インピーダンスとの関係において、第１抵抗Ｒ１では吸収しきれなかったスパイク状電圧を確実に吸収して演算増幅器Ａに絶対最大定格以上の電圧が入力されないようにしている。
【００３９】
一方、第３抵抗Ｒ３及び第４抵抗Ｒ４についても、上記した第１、第２抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値の関係と同様に設定され、第３抵抗Ｒ３の抵抗値は、スパイク状電圧が発生しても、第３、第４ダイオードＤ３、Ｄ４にその定格電流以上の電流が流れることのない程度の値に設定され、かつ第３抵抗Ｒ３の抵抗値は第４抵抗Ｒ４よりも小さく設定され、第３、第４抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値の比は、ほぼ２：８に設定されている。
【００４０】
尚、図１において、Ｒ５は演算増幅器Ａの反転入力端子と出力端子間に設けられたゲイン設定用の第５抵抗、Ｂは単電源における演算増幅器Ａの飽和を抑制するために設けられた＋１Ｖ程度のバイアス電源、Ｒ６はバイアス電源Ｂの正端子と演算増幅器Ａの非反転入力端子との間に設けられたバイアス用の第６抵抗である。
【００４１】
更に、演算増幅器Ａの出力が比較器ＣＰの非反転入力端子に入力され、正電源（図示せず）とアースとの間に直列に設けられた第７、第８抵抗Ｒ７、Ｒ８の接続点の電位が参照値として比較器ＣＰの反転入力端子に入力され、比較器ＣＰにより両入力端子の電位が比較される。
【００４２】
また、図１に示すように、Ｄ−フリップフロップＤＦの入力端子Ｄは正電源（図示せず）に接続され、クロック端子ＣＫには制御部ＣＯからの例えば１６ｋＨｚのクロックパルスが入力され、プルアップ用第９抵抗Ｒ９を介して正電源（図示せず）に接続されたリセット端子Ｒには比較器ＣＰの出力信号が入力される。
【００４３】
更に、各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３の一方の入力端子は、制御部ＣＯから下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号の出力端子に接続され、他方の入力端子はＤ−フリップフロップＤＦのＱ出力端子に接続され、各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３それぞれの両入力のＡＮＤ条件が成立したときにだけ、各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３から下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６に制御信号が出力され、ＡＮＤ条件が成立しないときには、制御部ＣＯから各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号が遮断される。
【００４４】
従って、シャント抵抗ＳＨを流れる電流が所定の遮断電流値を超え、非反転入力端子側の演算増幅器Ａの出力電位が反転入力端子側の参照値を上回れば、比較器ＣＰの出力がローレベル（以下、Ｌという）からハイレベル（以下、Ｈという）に反転し、上記したように各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３それぞれの両入力のＡＮＤ条件が成立しなくなり、各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３を介した下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号が遮断され、シャント抵抗ＳＨを流れる電流が遮断される。
【００４５】
このとき、インバータＩＶでは、上側スイッチング素子群ＬＴのオン状態のスイッチング素子及びフライホイールダイオードを介してモータＭの巻線に循環電流が流れ、この循環電流がなくなるまでに、Ｄ−フリップフロップＤＦのクロック端子ＣＫへの制御部ＣＯからのクロックパルスの出力タイミングで各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３それぞれの両入力のＡＮＤ条件が成立し、各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３を介した下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６に制御信号が出力されて再びシャント抵抗ＳＨに電流が流れ始め、モータＭの各巻線Ｍ１〜Ｍ３に流れる電流が回復する。
【００４６】
このように、下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号の供給と遮断の繰り返しにより、インバータＩＶに流れる電流が断続されて所定の遮断電流値以下に制限され、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の過電流による損傷から保護されている。
【００４７】
尚、Ｄ−フリップフロップＤＦのクロック端子ＣＫへの制御部ＣＯからのクロックパルスは、上記したように１６ｋＨｚに限るものではなく、循環電流がなくなるまでにモータＭの各巻線Ｍ１〜Ｍ３に流れる電流を回復できるような周波数であればよい。
【００４８】
ところで、インバータＩＶの各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がオンしたときにこれらを流れる逆回復電流や、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がオフしたときに直流電源Ｅに回生される電流等のいわゆるリンギングによる電流によって正負のスパイク状電圧が発生した場合に、第１抵抗Ｒ１及び第３抵抗Ｒ３の抵抗値が、ダイオードＤ１〜Ｄ４にその定格電流以上の電流が流れない程度に設定されているため、電流検出素子であるシャント抵抗ＳＨの両端間の正負の過大なスパイク状電圧によってダイオードＤ１〜Ｄ４が破損することが防止される。
【００４９】
また、第１及び第３抵抗Ｒ１、Ｒ３の抵抗値が、それぞれ第２、第４抵抗Ｒ２、Ｒ４よりも小さい抵抗値に設定され、ダイオードＤ１〜Ｄ４の通電により、シャント抵抗ＳＨの両端間に発生する正負の過大なスパイク状電圧が確実に吸収され、しかも、単電源の演算増幅器Ａに対して従来では不可能であったマイナス側のスパイク状電圧も吸収されるため、前記の過大なスパイク状電圧による両過電圧保護素子のダイオード通電と、第２、第４抵抗Ｒ２、Ｒ４、演算増幅器の内部インピーダンスの関係とにより、演算増幅器Ａに絶対最大定格以上の電圧が入力されることを確実に防止して、演算増幅器Ａの故障や誤動作が防止される。
【００５０】
従って、上記した実施形態によれば、ダイオードＤ１〜Ｄ４の過電圧保護素子を設け、シャント抵抗ＳＨに近い第１、第３抵抗Ｒ１、Ｒ３の抵抗値を、第２、第４抵抗Ｒ２、Ｒ４よりもそれぞれ小さい抵抗値に設定しているため、リンギングによりシャント抵抗ＳＨの両端間に正負の過大なスパイク状電圧が発生しても、演算増幅器Ａに絶対最大定格以上の電圧が入力されることを確実に防止できる。
【００５１】
また、第１、第３抵抗Ｒ１、Ｒ３の抵抗値を第１〜第４ダイオードＤ１〜Ｄ４にその定格電流以上の電流が流れない程度に設定しているため、スパイク状電圧によるこれら各ダイオードＤ１〜Ｄ４の損傷を確実かつ未然に防止できる。
【００５３】
更に、上記した実施形態では、演算増幅器Ａの非反転入力端子にバイアス電源Ｂを設けているが、演算増幅器Ａの飽和が生じなければ、このバイアス電源Ｂは必ずしも設ける必要はない。
【００５４】
また、上記した実施形態では、電流制限部ＣＲにより下側スイッチング素子群ＬＴのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号を断続するようにした場合について説明したが、上側スイッチング素子群ＨＴスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５への制御信号を断続しても構わない。
【００５５】
更に、上記した実施形態において、制御部ＣＯ、比較器ＣＰ、Ｄ−フリップフロップＤＦ及びＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３をマイコン化しても構わない。
【００５６】
また、上記した実施形態では、本発明における電流検出回路ＣＤを、自動車等の車両用パワーステアリングにおけるモータ制御装置に適用した場合について説明しているが、本発明の適用範囲はこのようなパワーステアリング用のモータ制御装置に限られるものではなく、これ以外にも、モータ等の負荷を駆動しかつその負荷電流を検出して後段回路において何らかの制御を行うものであれば、本発明を適用することが可能であり、その場合の制御は上記したような電流の制限制御を始め、検出電流値の電流制御であっても構わない。
【００５７】
更に、本発明を適用可能なモータは、直流電源により駆動されるモータであればよく、上記した３相ブラシレスモータに限定されるものでないのはいうまでもない。
【００５８】
また、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない限りにおいて上述したもの以外に種々の変更を行うことが可能である。
【００５９】
【発明の効果】
以上のように、請求項１に記載の発明によれば、リンギング等により電流検出素子であるシャント抵抗の両端間に正負の過大なスパイク状電圧が発生した場合に、シャント抵抗の両端と演算増幅器の両入力端子との間それぞれの２個の入力抵抗の直列接続回路のシャント抵抗に近く、他方の入力抵抗より小抵抗値の一方の入力抵抗により、正電源の端子とアースとの間に逆方向にバイアスされるように直列接続された２個のダイオードが形成するそれぞれの過電圧保護素子に定格電流以上の電流が流れないようにしつつ、両過電圧保護素子のダイオード通電と、前記両直列接続回路の他方の入力抵抗、演算増幅器の内部インピーダンスの関係とにより、前記演算増幅器の前記のスパイク状電圧を確実かつ十分に低減することができ、演算増幅器に絶対最大定格以上の電圧が入力されることを防止し、演算増幅器の故障や誤動作を確実に防止することができ、電流検出回路の後段において、この演算増幅器の出力に基づいて何らかの制御を行うような場合においても、誤動作のない制御動作を実現することが可能になり、信頼性の高い電流検出回路を提供することができる。
【００６１】
また、請求項２に記載の発明によれば、前記両直列接続回路それぞれの一方の入力抵抗の抵抗値を過電圧保護素子に定格電流以上の電流が流れない程度に設定することで、前記のスパイク状電圧が発生しても、過電圧保護素子の破損を確実にかつ未然に防止することが可能になる。
【００６２】
また、請求項３に記載の発明によれば、駆動部の各スイッチング素子のオン、オフのタイミングにより、電流検出素子に前記のスパイク状の電圧が発生しても、前記の電流検出回路の演算増幅器の入力端子間に絶対最大定格以上の過大な電圧が入力されることを確実に防止することができ、演算増幅器の故障や誤動作を防止することができるため、電流制限部により、電流検出回路の検出電流値が所定の遮断電流値以下に制限されるように、確実に電流制限を行うことができ、過電流による駆動部の各スイッチング素子の損傷を確実に未然に防止してモータを駆動することが可能になり、信頼性の優れたモータ制御装置を実現することができる。
【００６３】
また、請求項４に記載の発明によれば、駆動部のブリッジインバータのスイッチングによってモータを駆動する際に、駆動部の各スイッチング素子に流れる電流を所定の遮断電流値以下に確実に抑えることができ、実用的な構成で各スイッチング素子を保護できると同時に、モータの制御動作の信頼性を向上することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施形態の結線図である。
【図２】この発明の背景となるモータ駆動装置の結線図である。
【図３】図２の一部の詳細な結線図である。
【図４】図３の動作説明用のタイミングチャートである。
【図５】図２の構成の装置における動作説明用の波形図である。
【図６】従来例の一部の結線図である。
【符号の説明】
Ｅ 直流電源
Ｍ ３相直流ブラシレスモータ
Ｍ１〜Ｍ３ 巻線
ＣＯ 制御部
ＩＶ ３相ブリッジインバータ（駆動部）
ＣＤ 電流検出回路
ＳＨ シャント抵抗
Ａ 演算増幅器
Ｒ１、Ｒ２ 第１、第２抵抗
Ｄ１、Ｄ２ 第１、第２ダイオード
Ｒ３、Ｒ４ 第３、第４抵抗
Ｄ３、Ｄ４ 第３、第４ダイオード
ＣＲ 電流制限部
ＣＰ 比較器
ＤＦ Ｄ−フリップフロップ
ＡＧ１〜ＡＧ３ ＡＮＤゲート
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子
Ａ１〜Ａ３ アーム
【発明の属する技術分野】
この発明は、直流電源にスイッチング手段を介して負荷を接続し、この負荷の周期的に通電方向が切換わる交流の電流を電流検出素子としてのシャント抵抗により検出し、このシャント抵抗の両端間の電流検出の出力信号を演算増幅器により増幅して種々の制御対象の制御等に利用する電流検出回路及びこれを備えたモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、永久磁石型の３相直流ブラシレスモータを用いた自動車用パワーステアリング装置には、モータを流れる電流を検出し、異常に大きな値の電流が流れることのないように電流制限すべく制御することが行われている。このように、モータの電流を検出する電流検出回路を備えた自動車用パワーステアリング装置のモータ制御回路は、従来、例えば図２に示すように構成されている。
【０００３】
即ち、図２に示すように、ロータリエンコーダ等から成り舵角を検出する検出器１がステアリング（図示せず）に設けられ、この検出器１の出力信号がマイクロコンピュータから成る制御部２に入力されると、制御部２により検出器１の出力信号に基づいてステアリングの操作速度が検出され、その速度の高、低に応じて制御部２によりステアリングの操作トルクのアシスト量が決定され、制御部２から出力される制御信号により、駆動部としての３相ブリッジインバータ３を構成する複数のスイッチング素子がスイッチングされ、直流電源４から永久磁石型の３相直流ブラシレスモータＭの各巻線への通電路が複数のスイッチング素子により開閉制御されてモータＭが駆動され、必要なアシストトルクが発生される。
【０００４】
この３相ブリッジインバータ３は、一般に図３に示すように構成され、電界効果トランジスタ等から成る２個のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の直列回路により第１のアームＡ１が形成され、これと同様に２個のスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の直列回路により第２のアームＡ２、２個のスイッチング素子Ｓ５、Ｓ６の直列回路により第３のアームＡ３がそれぞれ形成され、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６にはフライホイールダイオードＤ１〜Ｄ６がそれぞれ逆極性に接続されている。
【０００５】
そして、インバータ３の各アームＡ１〜Ａ３それぞれにおける両スイッチング素子の接続点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３に、モータＭの固定子の星形結線された３相巻線Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３が接続され、インバータ３の接続点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３の上側にある上側スイッチング素子群ＨＴの各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５の一端が直流電源４の正端子に接続され、インバータ３の接続点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３の下側にある下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６の他端が直流電源４の負端子に接続されている。
【０００６】
このような構成において、図４に示すように、制御部２からの１２０゜ずつ位相のずれた制御信号により、上側スイッチング素子群ＨＴの各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５が１２０゜ずつずれてオンし、これと同様に制御部２からの１２０゜ずつ位相のずれた制御信号により、下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６が１２０゜ずつずれてオンする。
【０００７】
このとき、制御部２では、上側スイッチング素子群ＨＴの各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５のうちオンしているスイッチング素子のアームとは異なるアームの下側スイッチング素子群ＬＴのスイッチング素子がオンするように制御信号を出力し、かつオンすべき上側スイッチング素子群ＨＴのスイッチング素子と下側スイッチング素子群ＬＴのスイッチング素子との組み合わせを、ホール素子から成る回転検出器（図示せず）により検出されるモータＭの回転子の位置に関連して切り換えるようになっている。こうして、各巻線Ｍ１〜Ｍ３への電流の通流方向が切換えられ、固定子の磁極が一方向に回転して回転子の回転力が得られる。
【０００８】
また、図２に示すように、インバータ３の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に過電流が流れることを防止して保護するために、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６及びモータＭに流れる電流を検出する電流検出回路６、及びこの電流検出回路６による検出電流値を予め定められた遮断電流値以下に制限するために電流制限部７が設けられている。
【０００９】
この電流検出回路６は、図２に示すように、電流検出素子としてのシャント抵抗６１とシャント抵抗６１の両端電圧を増幅する演算増幅器６２とにより構成され、電流制限部７は、比較器７１と、正電源（図示せず）とアースとの間に直列に設けられた２個の分圧抵抗７２、７３と、ゲート等から成る遮断部７４により構成され、このような電流検出回路６の出力である演算増幅器６２の出力信号が、比較器７１に入力され、比較器７１の出力信号が遮断部７４に入力されるようになっている。
【００１０】
図２に示すように、シャント抵抗６１は、直流電源４からインバータ３へのマイナス側の通電路に設けられ、このシャント抵抗６１によりインバータ３の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６及びモータＭの各巻線Ｍ１〜Ｍ３を流れる電流（以下、これをモータ電流と称する）が検出され、シャント抵抗６１の両端電圧が演算増幅器６２により増幅され、演算増幅器６２の出力が比較器７１の非反転入力端子に入力され、両分圧抵抗７２、７３の接続点の電位が参照値として比較器７１の反転入力端子に入力され、比較器７１により両入力端子の電位が比較される。
【００１１】
そして、図２に示すように、制御部２とインバータ３との間に設けられて各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６への制御信号を通流、遮断する遮断部７４には、比較器７１の出力信号が入力され、シャント抵抗６１を流れる電流が所定の遮断電流値を超え、比較器７１の非反転入力端子側の演算増幅器６２の出力電位が反転入力端子側の参照値を上回れば、比較器７１の出力がローレベル（以下、Ｌという）からハイレベル（以下、Ｈという）に反転し、これにより遮断部７４のゲートの閉条件が成立して、例えばインバータ３の下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号が遮断されるようになっている。
【００１２】
このように、下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号が遮断されることにより、電流検出回路６により検出されるモータ電流が所定の遮断電流値以下に制限されて、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が過電流による損傷から保護されているのである。
【００１３】
ところが、上記したような構成のモータ制御回路では、インバータ３の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がすべてオフする等、これらスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオン、オフのタイミングにより電流検出回路６のシャント抵抗６１にスパイク状電圧が発生し、演算増幅器６２の反転、非反転入力端子側に、図５（ａ）、（ｂ）にそれぞれに示すような波形のスパイク状の電圧が入力される。
【００１４】
これは、例えばスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がオンしたときにこれらを流れる逆回復電流や、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がオフしたときに直流電源４に回生される電流により、いわゆるリンギングによる電流によって正負の過大なスパイク状電圧が発生するのである。このスパイク状電圧が発生すると、演算増幅器６２に絶対最大定格電圧以上の電圧が入力されることになり、演算増幅器６２の故障や誤動作を招くおそれがある。
【００１５】
そして、従来は図６（ａ）に示すように、シャント抵抗６１と演算増幅器６２の反転、非反転入力端子それぞれとの間に入力抵抗６２ａ、６２ｂを設け、これら入力抵抗６２ａ、６２ｂの後段であって、反転、非反転入力端子間に過電圧保護素子としての２個のダイオード６２ｃ、６２ｄを逆並列に接続して設けることや、同図（ｂ）に示すように、一方の入力抵抗６２ａの後段であって、正電源とアースとの間に２個のダイオード６２ｅ、６２ｆを直列に接続してその両ダイオード６２ｅ、６２ｆの接続点を演算増幅器６１の反転入力端子に接続すると共に、他方の入力抵抗６２ｂの後段であって、正電源とアースとの間に２個のダイオード６２ｇ、６２ｈを直列に接続してその両ダイオード６２ｇ、６２ｈの接続点を演算増幅器６２の非反転入力端子に接続することが考えられている。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図６（ｂ）に示す構成の場合、通常はシャント抵抗６１の両端間の電源電圧程度は演算増幅器６２の両入力端子間に印加し、それより＋０．３Ｖ程度高い過電圧を防止して演算増幅器６２を保護するものであり、図６（ａ）に示す構成の場合、演算増幅器６２の応答性を確保するために、演算増幅器６２の両入力端子の入力電位差が一定量広がって飽和することがないようにするものであり、いずれも、シャント抵抗６１の両端間の本来の検出電圧が演算増幅器６２の入力端子間に適当な大きさで印加されるように入力抵抗６２ａ、６２ｂを設定して上記したようなスパイク状電圧から演算増幅器６２を十分に保護することは不可能であり、また、入力抵抗６２ａ、６２ｂの設定によっては過電圧保護素子であるダイオード６２ｃ〜６２ｈが定格電流以上の電流の通電によって破損するおそれもある。
【００１７】
そして、上記した演算増幅器６２はカスタムＩＣにより構成され、いわゆる単電源の形態が採られることが多いため、とくに、マイナスの過大なスパイク状電圧が発生した場合に、これを確実に低減してやらなければ演算増幅器６２の誤動作を防止することはできないが、上記した図６（ａ）、（ｂ）の構成では、このようなマイナスのスパイク状電圧を低減して演算増幅器６２の誤動作を防止することはできなかった。
【００１８】
そこで、本発明は、いわゆるリンギング等による正負の過大なスパイク状電圧を、過電圧保護素子に過大な電流が流れないようにして十分に低減し、演算増幅器の誤動作を防止できるようにすることを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記した目的を達成するために、本発明にかかる電流検出回路は、電流検出素子としてのシャント抵抗の両端と演算増幅器の両入力端子との間それぞれに設けられた２個の入力抵抗の直列接続回路と、前記両直列接続回路に設けられ、それぞれ正電源の端子とアースとの間に逆方向にバイアスされるように直列接続された２個のダイオードからなる過電圧保護素子とを備え、前記両直列接続回路それぞれの前記シャント抵抗に近い一方の入力抵抗を他方の前記入力抵抗より小抵抗値に形成し、前記両直列接続回路それぞれの前記両ダイオードの接続点を、前記両直列接続回路それぞれの前記両入力抵抗の接続点に接続したことを特徴としている。
【００２０】
このような構成によれば、電流検出素子としてのシャント抵抗の両端と演算増幅器の両入力端子との間それぞれに２個の入力抵抗を直列接続し、両入力抵抗の接続点に過電圧保護素子を接続し、しかも、両入力抵抗のシャント抵抗に近い一方の入力抵抗を他方の前記入力抵抗より小抵抗値することで、リンギング等によりシャント抵抗の両端間に正負の過大なスパイク状電圧が発生しても、前記の一方の入力抵抗により過電圧保護素子に定格電流以上の電流が過電圧保護素子に流れないようにしつつ、前記の正負の過大なスパイク状電圧による両過電圧保護素子のダイオード通電と、前記の他方の入力抵抗、演算増幅器の内部インピーダンスの関係とにより、演算増幅器の入力端子間のスパイク状電圧を、確実かつ十分に低減することができる。
【００２１】
そのため、演算増幅器に絶対最大定格以上の電圧が入力されることはなく、演算増幅器が故障や誤動作することはなく、電流検出回路の後段において、この演算増幅器の出力に基づいて何らかの制御を行う場合であっても、信頼性の高い制御動作を確保することが可能になる。
【００２３】
そして、本発明にかかる電流検出回路は、両直列接続回路それぞれの前記一方の入力抵抗が、前記過電圧保護素子にその定格電流以上の電流が流れない程度の抵抗値に設定されていることが好ましい。このような構成によれば、正負の過大なスパイク状電圧によって過電圧保護素子が損傷することを確実かつ未然に防止できる。
【００２４】
また、本発明にかかる電流検出回路を備えたモータ制御装置は、前記負荷がモータから成り、複数のスイッチング素子から成り、前記スイッチング手段を形成する駆動部と、前記各スイッチング素子にスイッチング制御信号を出力し、該各スイッチング制御信号により前記各スイッチング素子をオン、オフして前記モータを駆動する制御部と、前記演算増幅器の出力信号に基く前記電流検出回路の検出電流値が所定の遮断電流値以下に制限するように、前記制御部から前記各スイッチング素子への前記各スイッチング制御信号を遮断する電流制限部とを備えたことを特徴としている。
【００２５】
このような構成によれば、駆動部の各スイッチング素子のオン、オフのタイミングにより、電流検出素子に前記のスパイク状の電圧が発生しても、前記の電流検出回路の演算増幅器の入力端子間に絶対最大定格以上の過大な電圧が入力されることを確実に防止することができ、演算増幅器の故障や誤動作を防止することができるため、電流制限部により、電流検出回路の検出電流値が所定の遮断電流値以下に制限されるように、確実に電流制限を行うことができ、過電流による駆動部の各スイッチング素子の損傷を確実に未然に防止してモータを駆動することが可能になる。
【００２６】
また、本発明にかかる電流検出回路を備えたモータ制御装置は、前記モータが複数の前記巻線を有し、前記駆動部が、前記スイッチング素子の２個ずつを直列接続して成るアームを、前記巻線の数と同数備えたブリッジインバータを有し、前記各アームにおける前記両スイッチング素子の接続点に前記各巻線それぞれの端部を接続し、前記制御部が、前記各アームにおける前記両スイッチング素子の一方が形成する一方側スイッチング素子群の各スイッチング素子と、前記各アームにおける前記両スイッチング素子の他方が形成する他方側スイッチング素子群の各スイッチング素子とを、前記モータの回転子の検出位置に関連して前記両スイッチング素子群の異なるアームのスイッチング素子がオンするように制御し、前記モータの回転子の検出位置に関連して前記各巻線への電流の通流方向を切換え、かつ、前記電流制限部が、前記両スイッチング素子群の前記各スイッチング素子への前記スイッチング制御信号を遮断することを特徴としている。
【００２７】
このような構成によれば、駆動部のブリッジインバータのスイッチングによってモータを駆動する際に、駆動部の各スイッチング素子に流れる電流を所定の遮断電流値以下に確実に抑えることができ、実用的な構成で各スイッチング素子を保護できると同時に、モータの制御動作の信頼性を向上することができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
この発明における電流検出回路を備えたモータ制御装置を、車両用パワーステアリングに適用した場合の一実施形態について図１を参照して説明する。但し、図１はこの発明の一実施形態におけるモータ制御装置の結線図である。尚、以下の説明では、上記した図３及び図４も参照する。
【００２９】
自動車等の車両用パワーステアリングに適用されるモータの駆動装置は、例えば図１に示すように構成されている。ロータリエンコーダ等から成る検出器ＳＤがステアリング（図示せず）に設けられ、この検出器ＳＤから、９０゜位相のずれた２相パルス信号が検出信号として後段の信号変換部ＷＳに出力され、信号変換部ＷＳにより検出信号が波形整形される。
【００３０】
そして、波形整形された検出信号がマイクロコンピュータ（以下、単にマイコンという）から成る制御部ＣＯに入力されると、制御部ＣＯにより検出信号に基づいて舵角速度、つまりステアリングを操作する速度が検出され、制御部ＣＯによりその舵角速度の高、低に応じてステアリングの操作トルクのアシスト量が決定される。
【００３１】
更に、決定されたアシストトルクを発生すべく、制御部ＣＯから出力される制御信号により、駆動部としての３相ブリッジインバータＩＶを構成する複数のスイッチング素子がスイッチングされ、直流電源Ｅから永久磁石型の３相直流ブラシレスモータＭの各巻線への通電路が複数のスイッチング素子により開閉制御されてモータＭが駆動され、必要なアシストトルクが発生されるのである。
【００３２】
ところで、この永久磁石型の３相直流ブラシレスモータＭを駆動する３相ブリッジインバータＩＶは、例えば図３に示すインバータ３と同様の構成を有し、制御部ＣＯからの１２０゜ずつ位相のずれた制御信号により、上側スイッチング素子群ＨＴの各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５（図３参照）が１２０゜ずつずれてオンし（図４参照）、これと同様に制御部ＣＯからの１２０゜ずつ位相のずれた制御信号により、下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６（図３参照）が１２０゜ずつずれてオンする（図４参照）。
【００３３】
ここで、制御部ＣＯは、上側スイッチング素子群ＨＴの各アームＡ１〜Ａ３のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５のうちオンしているスイッチング素子のアームとは異なるアームの下側スイッチング素子群ＬＴのスイッチング素子がオンするように制御信号を出力し、かつオンすべき上側スイッチング素子群ＨＴのスイッチング素子と下側スイッチング素子群ＬＴのスイッチング素子との組み合わせを、ホール素子から成る回転検出器（図示せず）により検出されるモータＭの回転子の位置に関連して切り換える。尚、制御部ＣＯからインバータＩＶの下側スイッチング素子群ＬＴへはＰＷＭ制御信号が出力され、このＰＷＭにおけるデューティサイクルが制御されてモータＭの回転数制御が行われる。
【００３４】
また、図１に示すように、インバータＩＶの各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に過電流が流れることを防止して保護するために、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６及びモータＭを流れるモータ電流を検出する電流検出回路ＣＤ、及びこの電流検出回路ＣＤによる検出電流値を予め定められた遮断電流値以下に制限する電流制限部ＣＲが設けられている。
【００３５】
電流検出回路ＣＤは、図１に示すように、電流検出素子であるシャント抵抗ＳＨと、このシャント抵抗ＳＨの両端電圧を増幅する演算増幅器Ａとにより構成され、電流制限部ＣＲは、比較器ＣＰと、Ｄ−フリップフロップＤＦと、３個のＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３とにより構成されている。
【００３６】
図１に示すように、シャント抵抗ＳＨは、直流電源ＥからインバータＩＶへのマイナス側の通電路に設けられ、このシャント抵抗ＳＨによりインバータＩＶの各スイッチングＳ１〜Ｓ６及びモータＭの各巻線Ｍ１〜Ｍ３を流れるモータ電流が検出され、シャント抵抗ＳＨの両端電圧が演算増幅器Ａにより増幅される。
【００３７】
ところで、直流電源Ｅの負端子に接続されたシャント抵抗ＳＨの一端と、演算増幅器Ａの反転入力端子との間には、２個の入力抵抗である第１、第２抵抗Ｒ１、Ｒ２が直列に接続され、シャント抵抗ＳＨの他端と、演算増幅器Ａの非反転入力端子との間には、２個の入力抵抗である第３、第４抵抗Ｒ３、Ｒ４が直列に接続され、それぞれ２個の入力抵抗Ｒ１とＲ２、Ｒ３とＲ４の直列接続回路を形成すると共に、正電源（図示せず）の端子とアースとの間に過電圧保護素子を形成する第１、第２ダイオードＤ１、Ｄ２が、逆方向にバイアスされるように、第１ダイオードＤ１のカソードを正電源の端子に接続し、第２ダイオードＤ２のアノードをアースして直列に接続され、両ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点が第１、第２抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点に接続され、これと同様に正電源とアースとの間に過電圧保護素子を形成する第３、第４ダイオードＤ３、Ｄ４が逆方向にバイアスされるように直列に接続され、両ダイオードＤ３、Ｄ４の接続点が第３、第４抵抗Ｒ３、Ｒ４の接続点に接続されている。
【００３８】
このとき、第１抵抗Ｒ１の抵抗値は、スパイク状電圧が発生しても、第１、第２ダイオードＤ１、Ｄ２にその定格電流以上の電流が流れることのない程度の値に設定され、かつ第１抵抗Ｒ１の抵抗値は第２抵抗Ｒ２よりも小さく設定され、第１、第２抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値の比は、ほぼ２：８に設定されている。このように、第２抵抗Ｒ２の抵抗値を大きくすることで、演算増幅器Ａの内部インピーダンスとの関係において、第１抵抗Ｒ１では吸収しきれなかったスパイク状電圧を確実に吸収して演算増幅器Ａに絶対最大定格以上の電圧が入力されないようにしている。
【００３９】
一方、第３抵抗Ｒ３及び第４抵抗Ｒ４についても、上記した第１、第２抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値の関係と同様に設定され、第３抵抗Ｒ３の抵抗値は、スパイク状電圧が発生しても、第３、第４ダイオードＤ３、Ｄ４にその定格電流以上の電流が流れることのない程度の値に設定され、かつ第３抵抗Ｒ３の抵抗値は第４抵抗Ｒ４よりも小さく設定され、第３、第４抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値の比は、ほぼ２：８に設定されている。
【００４０】
尚、図１において、Ｒ５は演算増幅器Ａの反転入力端子と出力端子間に設けられたゲイン設定用の第５抵抗、Ｂは単電源における演算増幅器Ａの飽和を抑制するために設けられた＋１Ｖ程度のバイアス電源、Ｒ６はバイアス電源Ｂの正端子と演算増幅器Ａの非反転入力端子との間に設けられたバイアス用の第６抵抗である。
【００４１】
更に、演算増幅器Ａの出力が比較器ＣＰの非反転入力端子に入力され、正電源（図示せず）とアースとの間に直列に設けられた第７、第８抵抗Ｒ７、Ｒ８の接続点の電位が参照値として比較器ＣＰの反転入力端子に入力され、比較器ＣＰにより両入力端子の電位が比較される。
【００４２】
また、図１に示すように、Ｄ−フリップフロップＤＦの入力端子Ｄは正電源（図示せず）に接続され、クロック端子ＣＫには制御部ＣＯからの例えば１６ｋＨｚのクロックパルスが入力され、プルアップ用第９抵抗Ｒ９を介して正電源（図示せず）に接続されたリセット端子Ｒには比較器ＣＰの出力信号が入力される。
【００４３】
更に、各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３の一方の入力端子は、制御部ＣＯから下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号の出力端子に接続され、他方の入力端子はＤ−フリップフロップＤＦのＱ出力端子に接続され、各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３それぞれの両入力のＡＮＤ条件が成立したときにだけ、各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３から下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６に制御信号が出力され、ＡＮＤ条件が成立しないときには、制御部ＣＯから各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号が遮断される。
【００４４】
従って、シャント抵抗ＳＨを流れる電流が所定の遮断電流値を超え、非反転入力端子側の演算増幅器Ａの出力電位が反転入力端子側の参照値を上回れば、比較器ＣＰの出力がローレベル（以下、Ｌという）からハイレベル（以下、Ｈという）に反転し、上記したように各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３それぞれの両入力のＡＮＤ条件が成立しなくなり、各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３を介した下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号が遮断され、シャント抵抗ＳＨを流れる電流が遮断される。
【００４５】
このとき、インバータＩＶでは、上側スイッチング素子群ＬＴのオン状態のスイッチング素子及びフライホイールダイオードを介してモータＭの巻線に循環電流が流れ、この循環電流がなくなるまでに、Ｄ−フリップフロップＤＦのクロック端子ＣＫへの制御部ＣＯからのクロックパルスの出力タイミングで各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３それぞれの両入力のＡＮＤ条件が成立し、各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３を介した下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６に制御信号が出力されて再びシャント抵抗ＳＨに電流が流れ始め、モータＭの各巻線Ｍ１〜Ｍ３に流れる電流が回復する。
【００４６】
このように、下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号の供給と遮断の繰り返しにより、インバータＩＶに流れる電流が断続されて所定の遮断電流値以下に制限され、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の過電流による損傷から保護されている。
【００４７】
尚、Ｄ−フリップフロップＤＦのクロック端子ＣＫへの制御部ＣＯからのクロックパルスは、上記したように１６ｋＨｚに限るものではなく、循環電流がなくなるまでにモータＭの各巻線Ｍ１〜Ｍ３に流れる電流を回復できるような周波数であればよい。
【００４８】
ところで、インバータＩＶの各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がオンしたときにこれらを流れる逆回復電流や、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がオフしたときに直流電源Ｅに回生される電流等のいわゆるリンギングによる電流によって正負のスパイク状電圧が発生した場合に、第１抵抗Ｒ１及び第３抵抗Ｒ３の抵抗値が、ダイオードＤ１〜Ｄ４にその定格電流以上の電流が流れない程度に設定されているため、電流検出素子であるシャント抵抗ＳＨの両端間の正負の過大なスパイク状電圧によってダイオードＤ１〜Ｄ４が破損することが防止される。
【００４９】
また、第１及び第３抵抗Ｒ１、Ｒ３の抵抗値が、それぞれ第２、第４抵抗Ｒ２、Ｒ４よりも小さい抵抗値に設定され、ダイオードＤ１〜Ｄ４の通電により、シャント抵抗ＳＨの両端間に発生する正負の過大なスパイク状電圧が確実に吸収され、しかも、単電源の演算増幅器Ａに対して従来では不可能であったマイナス側のスパイク状電圧も吸収されるため、前記の過大なスパイク状電圧による両過電圧保護素子のダイオード通電と、第２、第４抵抗Ｒ２、Ｒ４、演算増幅器の内部インピーダンスの関係とにより、演算増幅器Ａに絶対最大定格以上の電圧が入力されることを確実に防止して、演算増幅器Ａの故障や誤動作が防止される。
【００５０】
従って、上記した実施形態によれば、ダイオードＤ１〜Ｄ４の過電圧保護素子を設け、シャント抵抗ＳＨに近い第１、第３抵抗Ｒ１、Ｒ３の抵抗値を、第２、第４抵抗Ｒ２、Ｒ４よりもそれぞれ小さい抵抗値に設定しているため、リンギングによりシャント抵抗ＳＨの両端間に正負の過大なスパイク状電圧が発生しても、演算増幅器Ａに絶対最大定格以上の電圧が入力されることを確実に防止できる。
【００５１】
また、第１、第３抵抗Ｒ１、Ｒ３の抵抗値を第１〜第４ダイオードＤ１〜Ｄ４にその定格電流以上の電流が流れない程度に設定しているため、スパイク状電圧によるこれら各ダイオードＤ１〜Ｄ４の損傷を確実かつ未然に防止できる。
【００５３】
更に、上記した実施形態では、演算増幅器Ａの非反転入力端子にバイアス電源Ｂを設けているが、演算増幅器Ａの飽和が生じなければ、このバイアス電源Ｂは必ずしも設ける必要はない。
【００５４】
また、上記した実施形態では、電流制限部ＣＲにより下側スイッチング素子群ＬＴのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号を断続するようにした場合について説明したが、上側スイッチング素子群ＨＴスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５への制御信号を断続しても構わない。
【００５５】
更に、上記した実施形態において、制御部ＣＯ、比較器ＣＰ、Ｄ−フリップフロップＤＦ及びＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３をマイコン化しても構わない。
【００５６】
また、上記した実施形態では、本発明における電流検出回路ＣＤを、自動車等の車両用パワーステアリングにおけるモータ制御装置に適用した場合について説明しているが、本発明の適用範囲はこのようなパワーステアリング用のモータ制御装置に限られるものではなく、これ以外にも、モータ等の負荷を駆動しかつその負荷電流を検出して後段回路において何らかの制御を行うものであれば、本発明を適用することが可能であり、その場合の制御は上記したような電流の制限制御を始め、検出電流値の電流制御であっても構わない。
【００５７】
更に、本発明を適用可能なモータは、直流電源により駆動されるモータであればよく、上記した３相ブラシレスモータに限定されるものでないのはいうまでもない。
【００５８】
また、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない限りにおいて上述したもの以外に種々の変更を行うことが可能である。
【００５９】
【発明の効果】
以上のように、請求項１に記載の発明によれば、リンギング等により電流検出素子であるシャント抵抗の両端間に正負の過大なスパイク状電圧が発生した場合に、シャント抵抗の両端と演算増幅器の両入力端子との間それぞれの２個の入力抵抗の直列接続回路のシャント抵抗に近く、他方の入力抵抗より小抵抗値の一方の入力抵抗により、正電源の端子とアースとの間に逆方向にバイアスされるように直列接続された２個のダイオードが形成するそれぞれの過電圧保護素子に定格電流以上の電流が流れないようにしつつ、両過電圧保護素子のダイオード通電と、前記両直列接続回路の他方の入力抵抗、演算増幅器の内部インピーダンスの関係とにより、前記演算増幅器の前記のスパイク状電圧を確実かつ十分に低減することができ、演算増幅器に絶対最大定格以上の電圧が入力されることを防止し、演算増幅器の故障や誤動作を確実に防止することができ、電流検出回路の後段において、この演算増幅器の出力に基づいて何らかの制御を行うような場合においても、誤動作のない制御動作を実現することが可能になり、信頼性の高い電流検出回路を提供することができる。
【００６１】
また、請求項２に記載の発明によれば、前記両直列接続回路それぞれの一方の入力抵抗の抵抗値を過電圧保護素子に定格電流以上の電流が流れない程度に設定することで、前記のスパイク状電圧が発生しても、過電圧保護素子の破損を確実にかつ未然に防止することが可能になる。
【００６２】
また、請求項３に記載の発明によれば、駆動部の各スイッチング素子のオン、オフのタイミングにより、電流検出素子に前記のスパイク状の電圧が発生しても、前記の電流検出回路の演算増幅器の入力端子間に絶対最大定格以上の過大な電圧が入力されることを確実に防止することができ、演算増幅器の故障や誤動作を防止することができるため、電流制限部により、電流検出回路の検出電流値が所定の遮断電流値以下に制限されるように、確実に電流制限を行うことができ、過電流による駆動部の各スイッチング素子の損傷を確実に未然に防止してモータを駆動することが可能になり、信頼性の優れたモータ制御装置を実現することができる。
【００６３】
また、請求項４に記載の発明によれば、駆動部のブリッジインバータのスイッチングによってモータを駆動する際に、駆動部の各スイッチング素子に流れる電流を所定の遮断電流値以下に確実に抑えることができ、実用的な構成で各スイッチング素子を保護できると同時に、モータの制御動作の信頼性を向上することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施形態の結線図である。
【図２】この発明の背景となるモータ駆動装置の結線図である。
【図３】図２の一部の詳細な結線図である。
【図４】図３の動作説明用のタイミングチャートである。
【図５】図２の構成の装置における動作説明用の波形図である。
【図６】従来例の一部の結線図である。
【符号の説明】
Ｅ 直流電源
Ｍ ３相直流ブラシレスモータ
Ｍ１〜Ｍ３ 巻線
ＣＯ 制御部
ＩＶ ３相ブリッジインバータ（駆動部）
ＣＤ 電流検出回路
ＳＨ シャント抵抗
Ａ 演算増幅器
Ｒ１、Ｒ２ 第１、第２抵抗
Ｄ１、Ｄ２ 第１、第２ダイオード
Ｒ３、Ｒ４ 第３、第４抵抗
Ｄ３、Ｄ４ 第３、第４ダイオード
ＣＲ 電流制限部
ＣＰ 比較器
ＤＦ Ｄ−フリップフロップ
ＡＧ１〜ＡＧ３ ＡＮＤゲート
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子
Ａ１〜Ａ３ アーム
Claims (4)
- 直流電源に接続されたスイッチング手段から負荷に流れる、周期的に通電方向が切換わる交流の電流を、電流検出素子としてのシャント抵抗により検出し、該シャント抵抗の両端間の電流検出の出力信号を演算増幅器により増幅して出力する電流検出回路において、
前記シャント抵抗の両端と前記演算増幅器の両入力端子との間それぞれに設けられた２個の入力抵抗の直列接続回路と、
前記両直列接続回路に設けられ、それぞれ正電源の端子とアースとの間に逆方向にバイアスされるように直列接続された２個のダイオードからなる過電圧保護素子とを備え、
前記両直列接続回路それぞれの前記シャント抵抗に近い一方の入力抵抗を他方の前記入力抵抗より小抵抗値に形成し、
前記両直列接続回路それぞれの前記両ダイオードの接続点を、前記両直列接続回路それぞれの前記両入力抵抗の接続点に接続したことを特徴とする電流検出回路。 - 前記両直列接続回路それぞれの前記一方の入力抵抗が、前記過電圧保護素子にその定格電流以上の電流が流れない程度の抵抗値に設定されていることを特徴とする請求項１に記載の電流検出回路。
- 請求項１または２に記載の電流検出回路を備えたモータ制御装置であって、
前記負荷がモータから成り、
複数のスイッチング素子から成り、前記スイッチング手段を形成する駆動部と、
前記各スイッチング素子にスイッチング制御信号を出力し、該各スイッチング制御信号により前記各スイッチング素子をオン、オフして前記モータを駆動する制御部と、
前記演算増幅器の出力信号に基く前記電流検出回路の検出電流値が所定の遮断電流値以下に制限するように、前記制御部から前記各スイッチング素子への前記各スイッチング制御信号を遮断する電流制限部とを備えたことを特徴とするモータ制御装置。 - 前記モータが複数の前記巻線を有し、
前記駆動部が、前記各スイッチング素子の２個ずつを直列接続して成るアームを、前記巻線の数と同数備えたブリッジインバータを有し、
前記各アームにおける前記両スイッチング素子の接続点に前記各巻線それぞれの端部を接続し、
前記制御部が、前記各アームにおける前記両スイッチング素子の一方が形成する一方側スイッチング素子群の各スイッチング素子と、前記各アームにおける前記両スイッチング素子の他方が形成する他方側スイッチング素子群の各スイッチング素子とを、前記モータの回転子の検出位置に関連して前記両スイッチング素子群の異なるアームのスイッチング素子がオンするように制御し、前記モータの回転子の検出位置に関連して前記各巻線への電流の通流方向を切換え、
かつ、前記電流制限部が、前記両スイッチング素子群の前記各スイッチング素子への前記スイッチング制御信号を遮断することを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
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