JP3695541B2 - Cdma受信装置およびcdma送受信装置 - Google Patents
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Description
本発明は、フェージング変動に対する耐性の高い、チャネル変動(伝搬路変動)の速度を考慮した高精度なチャネル推定を行うCDMA(Code Division Multiple Access:符号分割多元接続)受信装置およびCDMA送受信装置に関する。
背景技術
移動通信環境下においては、移動局と基地局との相対位置の変動に伴うレイリーフェージングに起因した通信チャネルの振幅変動、位相変動が生ずる。そのため、従来、データ(情報)を搬送波位相で伝送する位相変調方法においては、送信側では送信しようとするデータを差動符号化して、前後のシンボルの相対位相にデータを載せておき、受信側では遅延検波を行うことによりデータを識別、判定する方法が一般的であった。
しかし、遅延検波では、前述のように送信するデータを差動符号化するため、無線区間での1ビット誤りがデータの2ビット誤りになってしまい、同期検波、例えば2相位相変調方式(BPSK変調)と比較して、同じSNIR(Signal-to-Noise and Interference power Ratio:希望受信信号電力対干渉・雑音電力比)で受信誤り率が3dB劣化する。
一方、受信信号の位相を各データシンボル毎に絶対位相で識別判定する絶対同期検波は高効率な受信特性であるが、レイリーフェージング環境下において受信絶対位相を判定することは困難である。
この問題を解決するために、データシンボル系列にパイロットシンボルを挿入し、このパイロットシンボルを用いてデータシンボルのチャネル推定を行う方法が提案されている。パイロットシンボルの挿入方式としては、データシンボル間にパイロットシンボルを挿入する時間多重型パイロットチャネル方式、およびパイロットシンボルをデータシンボルに並列に挿入する並列型パイロットチャネル方式がある。
時間多重型パイロットチャネル方式によるチャネル推定法としては、以下の文献1、文献2および文献3の方法がある。
文献1:"Rayleigh Fading Compensation for QAM in Land Mobile Radio Communication:Seiichi Sampei and Terumi Sunaga, IEEE Trans. Vehicular Technol. VT-42, No.2, May 1993"では、データシンボル間に一定周期で挿入された位相既知のパイロットシンボルを用いてフェージング歪みを推定し、補償する方法が提案されている。文献1の方法においては、数データシンボルごとにパイロットシンボルを1つ挿入し、このパイロットシンボルの受信位相を基にチャネル推定を行う。すなわち、該当するデータシンボル区間の前後のパイロットシンボルでの各通信者の各パスの受信信号の振幅、位相測定を行い、この測定値を内挿することにより、データシンボル区間のチャネル変動を推定し、補償する。
文献2:"Channel Estimation Filter Using Time-Multiplexed Pilot Channel for Coherent RAKE Combining in DS-CDMA Mobile Radio:Hidehiro Ando et.al, IEICE Trans. Commun. Vol.81-B, No.7, July 1998"では、より多くのパイロットシンボルを用いてチャネル推定を行うことにより、より高精度なチャネル推定を行う方法が提案されている。
図23は、文献2によるチャネル推定の方法を示す図である。この方法においては、瞬時のレイリー変動に追従するために、スロット単位で送信電力制御を行っている。従って、図23に示すように、データシンボルおよびパイロットシンボルによる合成シンボル系列の振幅(電力)はスロット単位で変化し、また送信の際の増幅器の動作により位相も僅かに変化する。このような送信電力制御により、例えば、DS−CDMA(Direct Sequence CDMA:直接拡散CDMA)の上りチャネルにおいて、他ユーザからの相互相関に起因する干渉信号に対してSNIRを確保することができる。
データシンボルのチャネル推定は、データシンボル間に一定周期で挿入されたパイロットシンボルを用いて行う。具体的には、チャネル推定を行うデータシンボルの属するスロットの前後複数のスロットにおいて、パイロットシンボル(複素フェージング包絡線推定値:estimated complex fading envelope)の平均をとり(同相加算して)、その平均値
を重み付け係数α0、α1等で重み付け加算(重み付け平均化)してチャネル推定値
を取得することにより行う。このようにして高精度なチャネル推定を行う。
異なるスロットに属する多くのパイロットシンボルを用いてチャネル推定を行うことにより高精度なチャネル推定を行うことができる。実際の移動伝搬環境においては、熱雑音(送信電力をできるだけ低減させるために、特にセル端では雑音リミテッドな環境になる)、および他ユーザからの相互相関に起因する干渉信号が、自チャネルの希望波信号に加わり、さらに、フェージングによって受信信号の位相や振幅が時々刻々と変化するためにチャネル推定精度は劣化するからである。スロットが異なるパイロットシンボル間では電力が異なるが、この差に起因するチャネル推定誤差よりも、より多くのスロットのパイロットシンボルを用いることによる熱雑音、干渉信号の影響の低減効果の方が大きい。
文献2の方法では、各スロット内のチャネル変動は小さいものとして、1スロット内のすべてのデータシンボルに対して、同じ重み付け係数αを用いて同じチャネル推定値
を取得している。そのため、高速フェージング時に特性の劣化が生ずるという問題がある。
文献3:"Performance Comparison between Time-Multiplexed Pilot Channel and Parallel Pilot Channel for Coherent Rake Combining in DS-CDMA Mobile Radio:Sadayuki Abeta et.al, IEICE Trans. Commun. Vol.81-B, No.7, July 1998"では、データシンボルのチャネル推定を行う際に、1スロット内のデータシンボルの各々に対して適切な重み付け係数(スロット内のm番目のデータシンボルについてαm,0、αm,1等)を用いて、そのデータシンボルの属するスロットの前後複数のスロットにおけるパイロットシンボルを適切に重み付け加算し、チャネル推定値を取得することにより、より高精度なチャネル推定を行う方法が提案されている。本発明の第1〜4実施形態ではこの方法を用いている(図3参照)。
例えば、図23において、n番目のスロットのm−A番目(A:自然数)のデータシンボルについては、n番目のスロットのパイロットシンボルの重み付けを最も大きくする。なぜなら、n番目のスロットのパイロットシンボルがm−A番目のデータシンボルに(時間的に)最も近く、当該データシンボルを送信した際のチャネルの状態を最も反映しているからである。また、n番目のスロットのm+B番目(B:自然数)のデータシンボルについては、n+1番目のスロットのパイロットシンボルの重み付けを最も大きくする。なぜなら、n+1番目のスロットのパイロットシンボルがm+B番目のデータシンボルに(時間的に)最も近く、当該データシンボルに送信した際のチャネルの状態を最も反映しているからである。
並列型パイロットチャネル方式によるチャネル推定法としては、以下の文献4および上述の文献3の方法がある。
文献4:"DS/CDMA Coherent Detection System with a Suppressed Pilot Channel:Sadayuki Abeta et.al, IEEE GLOBECOM'94, pp.1622-1626, 1994"では、データを送信するデータチャネルに対し、これに直交した位相既知のパイロットチャネルを並列に挿入してフェージング歪みを推定し、補償する方法が提案されている。
データシンボルのチャネル推定は、そのデータシンボルの属する区間内のパイロットシンボルの平均をとり、チャネル推定値を取得することにより行う。このようにしてSNIRの高いチャネル推定を行なう。この推定値を用いて、該当するデータシンボル区間のパイロットシンボルでの各通信者の各パスの受信信号の検出を行い、各パスの信号毎に、振幅、位相測定を行い、該当するデータシンボル区間のチャネル変動を推定し、補償する。
文献4の方法では、データシンボルのチャネル推定を行う際に、単にそのデータシンボルが含まれるスロットのパイロットシンボルの平均をとってチャネル推定値としている。
上述の文献3では、データシンボルのチャネル推定を行う際に、パイロットシンボルを適切に重み付け加算してより高精度なチャネル推定値を取得し、より高精度なチャネル推定を行う方法が提案されている。本発明の第5〜8実施形態ではこの方法を用いている(図14参照)。
図14は、文献3によるチャネル推定の方法を示す。図14において、チャネル推定は、データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を用いて行う。具体的には、パイロットシンボルから複数のパイロットブロックを生成し、パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均をとり、その平均値
を重み付け係数α1、α-1等で重み付け加算してチャネル推定値
を取得することにより行う。このようにして高精度なチャネル推定を行う。異なるスロットに属する多くのパイロットシンボルを用いてチャネル推定を行うことにより高精度なチャネル推定を行うことができる。
電力損を押さえるため、パイロットシンボル系列の電力は、データシンボル系列の電力よりも小さくしている。また、瞬時のレイリー変動に追従するために、スロット単位で送信電力制御を行っている。これにより、例えば、DS−CDMAの上りチャネルにおいて、他ユーザからの相互相関に起因する干渉信号に対してSNIRを確保することができる。
しかし、上記文献3および4の方法では、フェージング変動の速さに拘わらず常に重み付け値が一定であるので、低速のフェージング変動に最適な重み付け値を設定した場合には、高速フェージング時に高精度なチャネル推定を行うことができず、他方、高速のフェージング変動に最適な重み付け値を設定した場合には、低速フェージング時に高精度なチャネル推定を行うことができないという問題があった。
発明の開示
本発明は上記問題を解決するためになされたものであり、パイロットシンボルに対する重み付け値を、チャネル変動の速度に応じて適応的に最適化することにより、フェージング変動に対する耐性を向上させ、高精度なチャネル推定を行うことを目的とする。
高精度なチャネル推定およびそれに基づくデータシンボルのチャネル変動の補償を行うことができれば、例えば、レイリーフェージング環境下においても、絶対同期検波を用いてデータシンボルごとに絶対位相を判定することができ、所要の受信品質(受信誤り率)を得るために必要なSNIRを低減させることができる。したがって、送信電力を低減させることができ、システムの加入者容量を増大させることができる。
上記目的を達成するために、請求項1に記載の発明は、複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信装置であって、前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出する手段と、前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成する手段と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得する手段と、前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備え、前記受信装置は、前記チャネル推定値によるチャネル変動の補償の誤差を示す誤差信号を生成する手段をさらに備え、前記重み付けを制御する手段は、前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御することを特徴とする。
請求項2に記載の発明は、複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信装置であって、前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出する手段と、前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成する手段と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得する手段と、前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備え、前記重み付けを制御する手段は、前記チャネル推定値を用いて、前記合成シンボル系列から取り出したパイロットシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、前記補償されたパイロットシンボル系列、および理想的なパイロットシンボル系列に基づき誤差信号を生成する手段と、前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行う手段とを有することを特徴とする。
請求項3に記載の発明は、複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信装置であって、前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出する手段と、前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成する手段と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得する手段と、前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備え、前記重み付けを制御する手段は、前記補償されたデータシンボル系列、および前記補償されたデータシンボル系列を復調し、データ判定した結果に基づき誤差信号を生成する手段と、前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行う手段とを有することを特徴とする。
請求項4に記載の発明は、複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信装置であって、前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出する手段と、前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成する手段と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得する手段と、前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備え、前記重み付けを制御する手段は、前記データシンボルの前記チャネル推定値と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値との内積値を更新値として前記重み付けの制御を行うことを特徴とする。
請求項5に記載の発明は、請求項1ないし4のいずれかに記載の受信装置において、前記受信装置は、データシンボル系列にパイロットシンボルを数シンボル単位で一定周期で挿入したスロットからなるフレーム構成を有する合成シンボル系列を含む信号を受信することを特徴とする。
請求項6に記載の発明は、請求項1ないし5のいずれかに記載の受信装置において、前記パイロットブロックは、スロット内のすべてのパイロットシンボルから形成されることを特徴とする。
請求項7に記載の発明は、請求項1ないし6のいずれかに記載の受信装置において、前記合成シンボル系列中のn番目(nは整数)のスロットのデータシンボルの前記チャネル推定値を取得する場合、前記パイロットブロックは、前記合成シンボル系列中の(n−K+1)番目(Kは自然数)のスロットから(n+K)番目のスロットまでにおいて生成されることを特徴とする。
請求項8に記載の発明は、データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信装置であって、前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成する手段と、前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備え、前記受信装置は、前記チャネル推定値によるチャネル変動の補償の誤差を示す誤差信号を生成する手段をさらに備え、前記重み付けを制御する手段は、前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御することを特徴とする。
請求項9に記載の発明は、データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信装置であって、前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成する手段と、前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備え、前記重み付けを制御する手段は、前記チャネル推定値を用いて前記パイロットシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、前記補償されたパイロットシンボル系列、および理想的なパイロットシンボル系列に基づき誤差信号を生成する手段と、前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行う手段とを有することを特徴とする。
請求項10に記載の発明は、データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信装置であって、前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成する手段と、前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備え、前記重み付けを制御する手段は、前記補償されたデータシンボル系列、および前記補償されたデータシンボル系列を復調し、データ判定した結果に基づき誤差信号を生成する手段と、前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行う手段とを有することを特徴とする。
請求項11に記載の発明は、データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信装置であって、前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成する手段と、前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備え、前記重み付けを制御する手段は、前記データシンボルの前記チャネル推定値と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値との内積値を更新値として前記重み付けの制御を行うことを特徴とする。
請求項12に記載の発明は、請求項8ないし11のいずれかに記載の受信装置において、前記受信装置は、第1拡散符号を用いて拡散されたデータシンボル系列と、前記データシンボル系列に対し並列であり、第2拡散符号を用いて拡散されたパイロットシンボル系列とを含む信号を受信し、前記第1拡散符号と前記第2拡散符号とは互いに直交することを特徴とする。
請求項13に記載の発明は、請求項8ないし12のいずれかに記載の受信装置において、前記受信装置は、第1搬送波に乗せられた拡散されたデータシンボル系列と、前記データシンボル系列に対し並列であり、第2搬送波に乗せられた拡散されたパイロットシンボル系列とを含む信号を受信し、前記第1搬送波と前記第2搬送波とは互いに直交することを特徴とする。
請求項14に記載の発明は、請求項8ないし13のいずれかに記載の受信装置において、前記データシンボル系列中のn番目(nは整数)のデータシンボルの前記チャネル推定値を取得する場合、前記複数のパイロットブロックは、前記パイロットシンボル系列中の(n−K+1)番目(Kは自然数)のパイロットシンボルから(n+K)番目のパイロットシンボルまでにより形成されることを特徴とする。
請求項15に記載の発明は、請求項8ないし14のいずれかに記載の受信装置において、前記複数のパイロットブロックは長さが同じであることを特徴とする。
請求項16に記載の発明は、送受信装置であって、請求項1ないし7のいずれかに記載の受信装置と、複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を送信する送信装置とを備えたことを特徴とする。
請求項17に記載の発明は、送受信装置であって、請求項8ないし15のいずれかに記載の受信装置と、データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を送信する送信装置とを備えたことを特徴とする。
請求項18に記載の発明は、複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信方法であって、前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出するステップと、前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成するステップと、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得するステップと、前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得するステップと、前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御するステップとを備え、前記受信方法、前記チャネル推定値によるチャネル変動の補償の誤差を示す誤差信号を生成するステップをさらに備え、前記重み付けを制御するステップは、前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御することを特徴とする。
請求項19に記載の発明は、複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信方法であって、前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出するステップと、前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成するステップと、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得するステップと、前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得するステップと、前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御するステップとを備え、前記重み付けを制御するステップは、前記チャネル推定値を用いて、前記合成シンボル系列から取り出したパイロットシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、前記補償されたパイロットシンボル系列、および理想的なパイロットシンボル系列に基づき誤差信号を生成するステップと、前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行うステップとを有することを特徴とする。
請求項20に記載の発明は、複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信方法であって、前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出するステップと、前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成するステップと、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得するステップと、前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得するステップと、前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御するステップとを備え、前記重み付けを制御するステップは、前記補償されたデータシンボル系列、および前記補償されたデータシンボル系列を復調し、データ判定した結果に基づき誤差信号を生成するステップと、前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行うステップとを有することを特徴とする。
請求項21に記載の発明は、複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信方法であって、前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出するステップと、前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成するステップと、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得するステップと、前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得するステップと、前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御するステップとを備え、前記重み付けを制御するステップは、前記データシンボルの前記チャネル推定値と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値との内積値を更新値として前記重み付けの制御を行うことを特徴とする。
請求項22に記載の発明は、データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信方法であって、前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成するステップと、前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得するステップと、前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御するステップとを備え、前記受信方法は、前記チャネル推定値によるチャネル変動の補償の誤差を示す誤差信号を生成するステップをさらに備え、前記重み付けを制御するステップは、前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御することを特徴とする。
請求項23に記載の発明は、データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信方法であって、前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成するステップと、前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得するステップと、前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御するステップとを備え、前記重み付けを制御するステップは、前記チャネル推定値を用いて前記パイロットシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、前記補償されたパイロットシンボル系列、および理想的なパイロットシンボル系列に基づき誤差信号を生成するステップと、前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行うステップとを有することを特徴とする。
請求項24に記載の発明は、データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信方法であって、前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成するステップと、前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得するステップと、前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御するステップとを備え、前記重み付けを制御するステップは、前記補償されたデータシンボル系列、および前記補償されたデータシンボル系列を復調し、データ判定した結果に基づき誤差信号を生成するステップと、前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行うステップとを有することを特徴とする。
請求項25に記載の発明は、データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信方法であって、前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成するステップと、前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得するステップと、前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御するステップとを備え、前記重み付けを制御するステップは、前記データシンボルの前記チャネルの推定値と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値との内積値を更新値として前記重み付けの制御を行うことを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
図1は、本発明の第1実施形態に係るCDMA受信装置の構成例を示す図である。
図2は、図2Aおよび図2Bの関係を示す図である。
図2Aは、本発明の第1実施形態に係るCDMA受信装置による受信処理例を示すフローチャートである。
図2Bは、本発明の第1実施形態に係るCDMA受信装置による受信処理例を示すフローチャートである。
図3は、本発明の第1実施形態に係るCDMA受信装置によるチャネル推定の動作原理を、チャネル推定例を用いて示す図である。
図4は、本発明の第1実施形態に係るCDMA受信装置による重み付け制御処理例を示すフローチャートである。
図5は、本発明の第2実施形態に係るCDMA送受信装置の構成例を示す図である。
図6は、本発明の第2実施形態に係るCDMA送受信装置の送信処理部の構成例を示す図である。
図7は、本発明の第2実施形態に係るCDMA送受信装置の送信処理部による送信処理例を示すフローチャートである。
図8は、本発明の第3実施形態に係るCDMA受信装置の構成例を示す図である。
図9は、本発明の第3実施形態に係るCDMA受信装置による重み付け制御処理例を示すフローチャートである。
図10は、本発明の第4実施形態に係るCDMA受信装置の構成例を示す図である。
図11は、本発明の第4実施形態に係るCDMA受信装置による重み付け制御処理例を示すフローチャートである。
図12は、本発明の第5実施形態に係るCDMA受信装置の構成例を示す図である。
図13は、図13Aおよび図13Bの関係を示す図である。
図13Aは、本発明の第5実施形態に係るCDMA受信装置による受信処理例を示すフローチャートである。
図13Bは、本発明の第5実施形態に係るCDMA受信装置による受信処理例を示すフローチャートである。
図14は、本発明の第5実施形態に係るCDMA受信装置によるチャネル推定の動作原理を、チャネル推定例を用いて示す図である。
図15は、本発明の第6実施形態に係るCDMA送受信装置の構成例を示す図である。
図16は、本発明の第6実施形態に係るCDMA送受信装置の送信処理部の構成例を示す図である。
図17は、本発明の第6実施形態に係るCDMA送受信装置の送信処理部による送信処理例を示すフローチャートである。
図18は、本発明の第7実施形態に係るCDMA受信装置の構成例を示す図である。
図19は、本発明の第8実施形態に係るCDMA受信装置の構成例を示す図である。
図20は、2波レイリーモデル下における最大ドップラー周波数(fd)とスロット時間(Tslot)との積に対する所要誤り率(BER=10-3)特性を示す図である。
図21は、fdTslot=0.003125およびfdTslot=0.28時のVehicular−B環境下におけるBER特性を示す図である。
図22はVehicular−B環境下におけるfdTslotに対する所要誤り率(BER=10-3)特性を示す図である。
図23は、関連技術によるチャネル推定の動作原理を示す図である。
発明を実施するための最良の形態
以下、図面を参照して、本発明を実施するための最良の形態を詳細に説明する。
本発明の第1〜4実施形態は、時間多重型パイロットチャネル方式によるCDMA受信装置およびCDMA送受信装置に関し、本発明の第5〜8実施形態は、並列型パイロットチャネル方式によるCDMA受信装置およびCDMA送受信装置に関する。
(第1実施形態)
図1は、本発明の第1実施形態に係るCDMA受信装置の構成例を示す図である。本実施形態に係るCDMA受信装置100は、複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する。
CDMA受信装置100は、受信部110、マッチトフィルタ125、スロット同期検出部101、パイロットシンボル系列取得部112、パイロットブロック生成部111、チャネル推定値取得部121、データシンボル系列取得部129、データシンボル系列補償部130、レイク合成部132、誤差信号生成部142、および重み付け制御部(MMSE)144を備える。図1に示すように、本実施形態においては、マッチトフィルタ125、スロット同期検出部101等はDSP(Digital Signal Processor)(およびプログラムを格納したメモリ)120によりソフトウェアとして実現されているが、ハードウェアとして実現してもよい。ハードウェアとして実現する場合には、必要に応じて遅延回路等も用いる。
図2Aおよび図2Bは、本実施形態に係るCDMA受信装置による受信処理例を示すフローチャートである。まず、ステップS201において、受信部110により受信信号、すなわち拡散された合成シンボル系列を受信する。ステップS202において、マッチトフィルタ125により受信信号を逆拡散して合成シンボル系列を生成する。そして、ステップS203〜S208において、スロット同期検出部101、パイロットシンボル系列取得部112、パイロットブロック生成部111およびチャネル推定値取得部121により、チャネル推定処理を行い、データシンボルおよびパイロットシンボルのチャネル推定値を取得する。
図3は、本実施形態に係るチャネル推定装置によるチャネル推定の動作原理を、n番目(ここで、nは整数)のスロットのm番目(ここで、mは整数)のデータシンボルのチャネル推定値を取得する例を用いて示す図である。図3の例における合成シンボル系列はスロット単位で送信電力制御されている。また、合成シンボル系列の各スロットは、複数かつ一定長のパイロットシンボルに複数かつ一定長のデータシンボルが続く形で構成されている。すなわち、合成シンボル系列は、データシンボル系列にパイロットシンボルを数シンボル単位で一定周期で挿入したスロットからなるフレーム構成を有する。
ただし、合成シンボル系列の各スロットにおけるデータシンボルおよびパイロットシンボルは単数としてもよいし、可変長としてもよい。また、データシンボルのみのスロット、またはパイロットシンボルのみのスロットがあってもよい。さらに、各スロットにおけるデータシンボルおよびパイロットシンボルの配置は自由である。
図2Aに戻り、ステップS203において、スロット同期検出部101により合成シンボル系列におけるパイロットシンボルの位置を検出する。
ステップS204において、パイロットシンボル系列取得部112およびパイロットブロック生成部111により、複数のスロットにおいて、合成シンボル系列からパイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成する。すなわち、複数のスロットにおいて、ステップS203の検出結果に基づきパイロットシンボル系列取得部112によりパイロットシンボル(系列)を取得し、パイロットブロック生成部111により取得したパイロットシンボルからパイロットブロックを生成する。
図3の例では、(n−K+1)番目(ここで、Kは自然数であり、図3の例ではK=3としている)のスロットから(n+K)番目のスロットまでにおいて、合成シンボル系列からパイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成している。パイロットブロックとはパイロットシンボルの集合である。
本実施形態においては、スロット内のすべてのパイロットシンボルによりパイロットブロックを形成しているが、スロット内の一部のパイロットシンボルによりパイロットブロックを形成してもよい。また、1パイロットシンボルにより1パイロットブロックを生成することもできる。さらに、パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの数は、スロットごとに異なるものとしてもよい。
パイロットブロックは、n番目のスロットのデータシンボルのチャネル推定値を求める場合に、図3の例のようにn番目のスロットを中心に時間的に前後にほぼ同数個のスロットにおいて生成しなくてもよい。したがって、チャネル推定の遅延を考慮して、n番目のスロットより小さい(時間的に前の)スロットのみにおいて、パイロットブロックを生成することもできる。
ステップS205〜S208において、チャネル推定値取得部121により、データシンボルおよびパイロットシンボルのチャネル推定値を取得する。まず、ステップS205でパイロットブロックに含まれるパイロットシンボル
(複素フェージング包絡線推定値)の平均をとり、パイロットブロック平均値
を取得する。これをすべてのパイロットブロックについて行う(ステップS206)。1パイロットブロックに1パイロットシンボルしか含まれない場合は、そのパイロットシンボル
がそのままパイロットブロック平均値
となる。図3の例では、n+i番目のスロットのパイロットブロック(i=−K+1〜K,K=3)の各々についてパイロットブロック平均値
を取得している。
ステップS207でパイロットブロック平均値
の各々を重み付け係数αで重み付け加算して、データシンボルおよびパイロットシンボルのチャネル推定値
を取得する。図3の例では、n番目のスロットのm番目のデータシンボルについて、n+i番目のパイロットブロックの重み係数係をαm,iとして、チャネル推定値
を取得している。
また、本実施形態においては、重み付け制御のために、パイロットシンボルについてもチャネル推定値を取得する。チャネル推定値の取得はデータシンボルの場合と同様に、n番目のスロットのm番目のパイロットシンボルについて、n+i番目のパイロットブロックの重み係数をαm,iとして、チャネル推定値
を取得する。
チャネル推定値
は式(1)で与えられる。
上記ステップS207を、チャネル推定値を取得しようとするすべてのデータシンボルおよびパイロットシンボルについて行う(ステップS208)。
なお、1スロット内のすべてのデータシンボルおよびパイロットシンボルに対して、同じ重み付け係数を用いて同じチャネル推定値を取得するようにすることもできる。
チャネル推定値を取得した後、ステップS209において、データシンボル系列取得部129により、スロット同期検出部101の検出結果に基づき、合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得する。
ステップS210において、データシンボル系列補償部130により、ステップS203〜S208で得られた(データシンボルの)チャネル推定値
を用いてデータシンボル系列のチャネル変動(フェージング位相変動)を補償する。より具体的には、データシンボル系列にチャネル推定値
の複素共役を乗じることによりデータシンボルのチャネル変動を補償する。
ステップS211において、レイク合成部132により、各レイクフィンガからの補償されたデータシンボル系列を同相合成する。
図4は、本実施形態に係るCDMA受信装置による重み付け制御処理例を示すフローチャートである。ステップS401において、パイロットシンボル系列補償部146により、ステップS203〜S208で得られた(パイロットシンボルの)チャネル推定値
を用いてパイロットシンボル系列のチャネル変動を補償する。
ステップS402において、誤差信号生成部142により、補償されたパイロットシンボル系列、および理想的な(チャネル変動による影響を受けていない)パイロットシンボル系列に基づき誤差信号(識別誤差情報)を生成する。理想的なパイロットシンボル系列は既知であり、受信装置100にあらかじめ用意してある。
ステップS403において、重み付け制御部(MMSE)144により、誤差信号、およびパイロットブロック平均値(各パイロットブロックより得られたチャネル推定値)
を帰還情報として用いて重み付け(重み係数αm,i)の制御を行う。
このように、パイロットシンボルに対する重み付け値を、チャネル変動の速度に応じて適応的に最適化することにより、フェージング変動に対する耐性を向上させ、高精度なチャネル推定を行うことができる。
(第2実施形態)
図5は、本発明の第2実施形態に係るCDMA送受信装置の構成例を示す図である。本実施形態に係るCDMA送受信装置500は、複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を送信し、およびかかる信号を受信し、復調する。
CDMA送受信装置500は、送信処理部510と受信処理部520とを備える。受信処理部520の構成ならびに受信処理および重み付け制御処理は、本発明の第1実施形態に係るCDMA受信装置100の構成(図1)ならびに受信処理(図2Aおよび図2B)および重み付け制御処理(図4)と同様である。
図6は、本実施形態に係るCDMA送受信装置の送信処理部の構成例を示す図である。図6に示すように、送信処理部510は、送信部610、通信路符号化部622、合成部630、および拡散部627を備える。本実施形態においては、通信路符号化部622、合成部630等はDSP(およびプログラムを格納したメモリ)620によりソフトウェアとして実現されているが、ハードウェアとして実現してもよい。
図7は、本実施形態に係るCDMA送受信装置の送信処理部による送信処理例を示すフローチャートである。まず、ステップS701において、通信路符号化部622により、データ系列を変調(符号化)して、データシンボル系列を生成する。ステップS702において、合成部630により、データシンボル系列の各スロットにパイロットシンボルを挿入して合成シンボル系列を生成する。ステップS703において、拡散部627により、合成シンボル系列を拡散して送信信号(拡散された合成シンボル系列)を生成する。ステップS704において、送信部610により、送信信号を送信する。
(第3実施形態)
図8は、本発明の第3実施形態に係るCDMA受信装置の構成例を示す図である。本実施形態に係るCDMA受信装置800は、複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する。
CDMA受信装置800は、受信部810、マッチトフィルタ825、スロット同期検出部801、パイロットシンボル系列取得部812、パイロットブロック生成部811、チャネル推定値取得部821、データシンボル系列取得部829、データシンボル系列補償部830、レイク合成部832、データ判定部846、誤差信号生成部842、および重み付け制御部(MMSE)844を備える。図8に示すように、本実施形態においては、マッチトフィルタ825、スロット同期検出部801等はDSP(およびプログラムを格納したメモリ)820によりソフトウェアとして実現されているが、ハードウェアとして実現してもよい。受信部810、マッチトフィルタ825等の構成および機能は、本発明の第1実施形態に係るCDMA受信装置100の対応する要素と同様である。また、本実施形態に係るCDMA受信装置800では、本発明の第1実施形態に係るCDMA受信装置100の受信処理(図2Aおよび図2B)と同様の処理が行われる。ただし、本実施形態においては、パイロットシンボルのチャネル推定値を求める必要はない。
図9は、本実施形態に係るCDMA受信装置による重み付け制御処理例を示すフローチャートである。ステップS901において、誤差信号生成部842により、補償されたデータシンボル系列、および補償されたデータシンボル系列を復調し、データ判定した結果に基づき誤差信号(識別誤差情報)を生成する。データ判定は、データ判定部846がレイク合成部832の出力を判定(0/1)することにより行う。
ステップS902において、重み付け制御部(MMSE)844により、誤差信号、およびパイロットブロック平均値(各パイロットブロックより得られたチャネル推定値)
を帰還情報として用いて重み付け(重み係数αm,i)の制御を行う。
このように、パイロットシンボルに対する重み付け値を、チャネル変動の速度に応じて適応的に最適化することにより、フェージング変動に対する耐性を向上させ、高精度なチャネル推定を行うことができる。
また、本実施形態においては、パイロットシンボル周期(スロット周期)ではなく、シンボル周期で重み係数の更新を行うことができるので、重み係数の収束能力を向上させることができる。
なお、本発明の第3実施形態に係るCDMA受信装置800を受信処理部として、および本発明の第2実施形態に係るCDMA送受信装置500の送信処理部510を送信処理部としてCDMA送受信装置を構成することができる。
(第4実施形態)
図10は、本発明の第4実施形態に係るCDMA受信装置の構成例を示す図である。本実施形態に係るCDMA受信装置1000は、複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する。
CDMA受信装置1000は、受信部1010、マッチトフィルタ1025、スロット同期検出部1001、パイロットシンボル系列取得部1012、パイロットブロック生成部1011、チャネル推定値取得部1021、データシンボル系列取得部1029、データシンボル系列補償部1030、レイク合成部1032、および重み付け制御部(内積演算)1044を備える。図10に示すように、本実施形態においては、マッチトフィルタ1025、スロット同期検出部1001等はDSP(およびプログラムを格納したメモリ)1020によりソフトウェアとして実現されているが、ハードウェアとして実現してもよい。受信部1010、マッチトフィルタ1025等の構成および機能は、本発明の第1実施形態に係るCDMA受信装置100の対応する要素と同様である。また、本実施形態に係るCDMA受信装置1000では、本発明の第1実施形態に係るCDMA受信装置100の受信装置(図2Aおよび図2B)と同様の処理が行われる。ただし、本実施形態においては、パイロットシンボルのチャネル推定値を求める必要はない。
図11は、本実施形態に係るCDMA受信装置による重み付け制御処理例を示すフローチャートである。ステップS1101において、重み付け制御部(内積演算)1044により、データシンボルのチャネル推定値
と、およびパイロットブロック平均値(各パイロットブロックより得られたチャネル推定値)
との内積値(相関値)を更新値(帰還情報)として、式(2)に示すように、重み付け(重み係数αm,i)の制御(更新)を行う。
ここで、Am(n)はn番目のスロット時におけるm番目のデータシンボルの重み付け係数であり、μは更新のステップサイズであり、
はn+i番目のスロットのパイロットブロック平均値であり、
はn番目のスロットのm番目のデータシンボルのチャネル推定値である。また、
はAm(n)の転置行列を示す。
このように、パイロットシンボルに対する重み付け値を、チャネル変動の速度に応じて適応的に最適化することにより、フェージング変動に対する耐性を向上させ、高精度なチャネル推定を行うことができる。
また、本実施形態においては、データを復調する必要性や誤差信号を生成する必要性がなく、簡単な構成でチャネル変動に応じた重み付けの制御を行うことができる。
なお、本発明の第4実施形態に係るCDMA受信装置1000を受信処理部として、および本発明の第2実施形態に係るCDMA送受信装置50の送信処理部510を送信処理部としてCDMA送受信装置を構成することができる。
(第5実施形態)
図12は、本発明の第5実施形態に係るCDMA受信装置の構成例を示す図である。本実施形態に係るCDMA受信装置1200は、データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する。
CDMA受信装置1200は、受信部1210、データシンボル系列用マッチトフィルタ1224、パイロットシンボル系列用マッチトフィルタ1226、パイロットブロック生成部1211、チャネル推定値取得部1221、データシンボル系列補償部1230、レイク合成部1232、誤差信号生成部1242、および重み付け制御部(MMSE)1244を備える。図12に示すように、本実施形態においては、データシンボル系列用マッチトフィルタ1224、パイロットシンボル系列用マッチトフィルタ1226等はDSP(およびプログラムを格納したメモリ)1220によりソフトウェアとして実現されているが、ハードウェアとして実現してもよい。
図13Aおよび図13Bは、本実施形態に係るCDMA受信装置による受信処理例を示すフローチャートである。まず、ステップS1301において、受信部1210により受信信号、すなわち拡散されたデータシンボル系列、および拡散されたパイロットシンボル系列を受信する。
本実施形態においては、互いに直交する第1拡散符号および第2拡散符号によりそれぞれ拡散されたデータシンボル系列およびパイロットシンボル系列を受信するものとしている。ただし、互いに直交しない第1拡散符号および第2拡散符号によりそれぞれ拡散されたデータシンボル系列およびパイロットシンボル系列を受信するものとすることもできる。
また、本実施形態においては、互いに直交する第1搬送波および第2搬送波にそれぞれ乗せられた、拡散されたデータシンボル系列および拡散されたパイロットシンボル系列を受信するものとしている。ただし、互いに直交しない第1搬送波および第2搬送波にそれぞれ乗せられた、拡散されたデータシンボル系列および拡散されたパイロットシンボル系列を受信するものとすることもできる。互いに直交する搬送波の例としては、正弦波と余弦波が挙げられる。
ステップS1302において、データシンボル系列用マッチトフィルタ1224により、第1拡散符号を用いて受信信号を逆拡散して、データシンボル系列を生成する。ステップS1303において、パイロットシンボル系列用マッチトフィルタ1226により、第2拡散符号を用いて受信信号を逆拡散して、パイロットシンボル系列を生成する。そして、ステップS1304〜S1308において、パイロットブロック生成部1211およびチャネル推定値取得部1221により、チャネル推定処理を行い、データシンボルおよびパイロットシンボルのチャネル推定値を取得する。
図14は、本実施形態に係るチャネル推定装置によるチャネル推定の動作原理を、n番目(ここで、nは整数)のデータシンボルのチャネル推定値を取得する例を用いて示す図である。図14の例においては、電力損を押さえるため、パイロットシンボル系列の電力は、データシンボル系列の電力よりも小さくしている。また、データシンボル系列およびパイロットシンボル系列はスロット単位で送信電力制御されている。
図13Aに戻り、ステップS1304において、パイロットブロック生成部1211によりパイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成する。図14の例では、n番目のパイロットシンボルを中心に、λビットの長さのパイロットブロックを時間的に前後にL個(本例では3個)生成するために、(n−K+1)番目のパイロットシンボルから(n+K)番目のパイロットシンボルまでを用いている(ここで、K=L×λ、Kは自然数)。
パイロットブロックは、多くの異なるスロットに属するパイロットシンボルにより形成し、それらのパイロットシンボルをチャネル推定に用いることが好ましい。スロットが異なるパイロットシンボル間では電力が異なるが、この差に起因するチャネル推定誤差よりも、より多くのスロットのパイロットシンボルを用いることによる熱雑音、干渉信号の影響の低減効果の方が大きく、より高精度なチャネル推定を行うことができるからである。図14の例では、7個の異なるスロットに属するパイロットシンボルにより6個のパイロットブロックを形成している。
パイロットブロックは、n番目のデータシンボルのチャネル推定値を求める場合に、図3の例のようにn番目のパイロットシンボルを中心に時間的に前後に同数個生成しなくてもよい。したがって、チャネル推定の遅延を考慮して、n番目より小さい(時間的に前の)パイロットシンボルのみからパイロットブロックを生成することもできる。
1パイロットブロックの長さは1スロットの長さとは関係なく選択することができる。また、1パイロットブロックの長さを1パイロットシンボルの長さとすること、すなわち1パイロットブロックを1パイロットシンボルで形成することもできる。さらに、パイロットブロックの長さは、パイロットブロックごとに異なるものとしてもよい。
ステップS1305〜S1307において、チャネル推定値取得部1221により、データシンボルおよびパイロットシンボルのチャネル推定値を取得する。まず、ステップS1305でパイロットブロックに含まれるパイロットシンボル
(複素フェージング包絡線推定値)の平均をとり、パイロットブロック平均値
を取得する。これをすべてのパイロットブロックについて行う(ステップS1306)。1パイロットブロックに1パイロットシンボルしか含まれない場合には、そのパイロットシンボル
がそのままパイロットブロック平均値
となる。図14の例では、i番目のパイロットブロック(i=−L〜L,i≠0)の各々についてパイロットブロック平均値
を取得している。
ステップS1307でパイロットブロック平均値
の各々を重み付け加算して、データシンボルおよびパイロットシンボルのチャネル推定値
を取得する。図14の例では、i番目のパイロットブロックの重み係数をαiとして、n番目のデータシンボルのチャネル推定値
を取得している。
また、本実施形態においては、重み付け制御のために、パイロットシンボルについてもチャネル推定値を取得する。n番目のパイロットシンボルのチャネル推定値としては、n番目のデータシンボルのチャネル推定値
をそのまま用いることができる。
チャネル推定値
は式(3)で与えられる。
上記ステップS1304〜S1307を、チャネル推定値を取得しようとするすべてのデータシンボルおよびパイロットシンボルについて行う(ステップS1308)。
チャネル推定値を取得した後、ステップS1309において、データシンボル系列補償部1230により(データシンボルの)チャネル推定値
を用いてデータシンボル系列のチャネル変動を補償する。より具体的には、データシンボル系列にチャネル推定値
の複素共役を乗じることによりデータシンボルのチャネル変動を補償する。
ステップS1310において、レイク合成部1232により、各レイクフィンガからの補償されたデータシンボル系列を同相合成する。
本実施形態に係るCDMA受信装置1200では、本発明の第1実施形態に係るCDMA受信装置100の重み付け制御処理(図4)と同様の処理が行われる。すなわち、ステップS401において、パイロットシンボル系列補償部1246により、(パイロットシンボルの)チャネル推定値
を用いてパイロットシンボル系列のチャネル変動を補償する。
ステップS402において、誤差信号生成部1242により、補償されたパイロットシンボル系列、および(チャネル変動による影響を受けていない)理想的なパイロットシンボル系列に基づき誤差信号(識別誤差情報)を生成する。理想的なパイロットシンボル系列は既知であり、受信装置1200にあらかじめ用意してある。
ステップS403において、重み付け制御部(MMSE)1244により、誤差信号、およびパイロットブロック平均値(各パイロットブロックより得られたチャネル推定値)
を帰還情報として用いて重み付け(重み係数αi)の制御を行う。
このように、パイロットシンボルに対する重み付け値を、チャネル変動の速度に応じて適応的に最適化することにより、フェージング変動に対する耐性を向上させ、高精度なチャネル推定を行うことができる。
(第6実施形態)
図15は、本発明の第6実施形態に係るCDMA送受信装置の構成例を示す図である。本実施形態に係るCDMA送受信装置1500は、データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を送信し、およびかかる信号を受信し、復調する。
CDMA送受信装置1500は、送信処理部1510と受信処理部1520とを備える。受信処理部1520の構成ならびに受信処理および重み付け制御処理は、本発明の第5実施形態に係るCDMA受信装置1200の構成(図12)ならびに受信処理(図13Aおよび図13B)および重み付け制御処理(図4)と同様である。
図16は、本実施形態に係るCDMA送受信装置の送信処理部の構成例を示す図である。図16に示すように、送信処理部1510は、送信部1610、通信路符号化部1622、データシンボル系列用拡散部1626、パイロットシンボル系列用拡散部1628、および合成部1630を備える。本実施形態においては、通信路符号化部1622、データシンボル系列用拡散部1626等はDSP(およびプログラムを格納したメモリ)1620によりソフトウェアとして実現されているが、ハードウェアとして実現してもよい。
図17は、本実施形態に係るCDMA送受信装置の送信処理部による送信処理例を示すフローチャートである。まず、ステップS1701において、通信路符号化部1622により、データ系列を変調(符号化)して、データシンボル系列を生成する。ステップS1702において、データシンボル系列用拡散部1626により、第1拡散符号を用いてデータシンボル系列を拡散し、拡散されたデータシンボル系列を生成する。ステップS1703において、パイロットシンボル系列用拡散部1628により、第2拡散符号を用いてパイロットシンボル系列を拡散し、拡散されたパイロットシンボル系列を生成する。ステップS1704において、合成部1630により拡散されたデータシンボル系列と拡散されたパイロットシンボル系列とを合成して送信信号を生成する。ステップS1705において、送信部1610により、送信信号を送信する。
本実施形態においては、互いに直交する第1拡散符号および第2拡散符号を用いている。ただし、互いに直交しない第1拡散符号および第2拡散符号を用いるようにしてもよい。
また、本実施形態においては、互いに直交する第1搬送波および第2搬送波に拡散されたデータシンボル系列および拡散されたパイロットシンボル系列をそれぞれ乗せた上で両搬送波を合成し、送信している。ただし、互いに直交しない第1搬送波および第2搬送波に拡散されたデータシンボル系列および拡散されたパイロットシンボル系列をそれぞれ乗せた上で両搬送波を合成し、送信するようにしてもよい。
(第7実施形態)
図18は、本発明の第7実施形態に係るCDMA受信装置の構成例を示す図である。本実施形態に係るCDMA受信装置1800は、データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する。
CDMA受信装置1800は、受信部1810、データシンボル系列用マッチトフィルタ1824、パイロットシンボル系列用マッチトフィルタ18226、パイロットブロック生成部1811、チャネル推定値取得部1821、データシンボル系列補償部1830、レイク合成部1832、データ判定部1846、誤差信号生成部1842、および重み付け制御部(MMSE)1844を備える。図18に示すように、本実施形態においては、データシンボル系列用マッチトフィルタ1824、パイロットシンボル系列用マッチトフィルタ1826等はDSP(およびプログラムを格納したメモリ)1820によってソフトウェアとして実現されているが、ハードウェアとして実現してもよい。受信部1810、データシンボル系列用マッチトフィルタ1824等の構成および機能は、本発明の第5実施形態に係るCDMA受信装置1200の対応する要素と同様である。また、本実施形態に係るCDMA受信装置1800では、本発明の第5実施形態に係るCDMA受信装置1200の受信処理(図13Aおよび図13B)と同様の処理が行われる。ただし、本実施形態においては、パイロットシンボルのチャネル推定値を求める必要はない。
また、本実施形態に係るCDMA受信装置1800では、本発明の第3実施形態に係るCDMA受信装置800の重み付け制御処理(図9)と同様の処理が行われる。すなわち、ステップS901において、誤差信号生成部1842により、補償されたデータシンボル系列、および補償されたデータシンボル系列を復調し、データ判定した結果に基づき誤差信号(識別誤差情報)を生成する。データ判定は、データ判定部1846がレイク合成部1832の出力を判定(0/1)することにより行う。
ステップS902において、重み付け制御部(MMSE)1844により、誤差信号、およびパイロットブロック平均値(各パイロットブロックより得られたチャネル推定値)
を帰還情報として用いて重み付け(重み係数αi)の制御を行う。
このように、パイロットシンボルに対する重み付け値を、チャネル変動の速度に応じて適応的に最適化することにより、フェージング変動に対する耐性を向上させ、高精度なチャネル推定を行うことができる。
なお、本発明の第7実施形態に係るCDMA受信装置1800を受信処理部として、および本発明の第6実施形態に係るCDMA送受信装置1500の送信処理部1510を送信処理部としてCDMA送受信装置を構成することができる。
(第8実施形態)
図19は、本発明の第8実施形態に係るCDMA受信装置の構成例を示す図である。本実施形態に係るCDMA受信装置1900は、データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する。
CDMA受信装置1900は、受信部1910、データシンボル系列用マッチトフィルタ1924、パイロットシンボル系列用マッチトフィルタ1926、パイロットブロック生成部1911、チャネル推定値取得部1921、データシンボル系列補償部1930、レイク合成部1932、および重み付け制御部(内積演算)1944を備える。図19に示すように、本実施形態においては、データシンボル系列用マッチトフィルタ1924、パイロットシンボル系列用マッチトフィルタ1926等はDSP(およびプログラムを格納したメモリ)1920によりソフトウェアとして実現されているが、ハードウェアとして実現してもよい。受信部1910、データシンボル系列用マッチトフィルタ1924等の構成および機能は、本発明の第5実施形態に係るCDMA受信装置1200の対応する要素と同様である。また、本実施形態に係るCDMA受信装置1900では、本発明の第5実施形態に係るCDMA受信装置1200の受信処理(図13Aおよび図13B)と同様の処理が行われる。ただし、本実施形態においては、パイロットシンボルのチャネル推定値を求める必要はない。
また、本実施形態に係るCDMA受信装置1900では、本発明の第4実施形態に係るCDMA受信装置1000の重み付け制御処理(図11)と同様の処理が行われる。すなわち、ステップS1101において、重み付け制御部(内積演算)1944により、データシンボルのチャネル推定値
と、およびパイロットブロック平均値(各パイロットブロックより得られたチャネル推定値)
との内積値(相関値)を更新値(帰還情報)として、式(4)に示すように、重み付け(重み係数αi)の制御(更新)を行う。
ここで、A(n)はn番目のデータシンボルの重み付け係数であり、μは更新のステップサイズであり、
はi番目のパイロットブロックのパイロットブロック平均値であり、
はn番目のデータシンボルのチャネル推定値である。また、At(n)はA(n)の転置行列を示す。
このように、パイロットシンボルに対する重み付け値を、チャネル変動の速度に応じて適応的に最適化することにより、フェージング変動に対する耐性を向上させ、高精度なチャネル推定を行うことができる。
また、本実施形態においては、データを復調する必要性や誤差信号を生成する必要性がなく、簡単な構成でチャネル変動に応じた重み付けの制御を行うことができる。
なお、本発明の第8実施形態に係るCDMA受信装置1900を受信処理部として、および本発明の第6実施形態に係るCDMA送受信装置1500の送信処理部1510を送信処理部としてCDMA送受信装置を構成することができる。
(その他)
図20は、2波レイリーモデル下における最大ドップラー周波数(fd)とスロット時間(Tslot)との積に対する所要誤り率(BER=10-3)特性を示す図である。図20には、本発明の第4実施形態に係るCDMA受信装置(時間多重型パイロットチャネル方式)による特性(TM_P)、本発明の第8実施形態に係るCDMA受信装置(並列型パイロットチャネル方式)による特性(Para_P)、従来の重み係数が固定であるCDMA受信装置(時間多重型パイロットチャネル方式)による特性(TM_C)、および従来の重み係数が固定であるCDMA受信装置(並列型パイロットチャネル方式)による特性(Para_C)が示されている。
図21は、fdTslot=0.003125およびfdTslot=0.28時のVehicular−B環境下におけるBER特性を示す図であり、図22はVehicular−B環境下におけるfdTslotに対する所要誤り率(BER=10-3)特性を示す図である。
図20および図22より、本発明の第4実施形態に係るCDMA受信装置および本発明の第8実施形態に係るCDMA受信装置ともに従来のCDMA受信装置に比べて、低速フェージング時で2波レイリーモデル下で約0.2dB、Vehicular−B下で約0.4dBの改善効果が得られ、高速フェージング下ではフェージング速度が大きくなるほどその改善効果が大きく現れていることがわかる。また、低速フェージング下においてVehicular−B環境下での改善効果が2波レイリーモデル下よりも大きいのは、Vehicular−B下では雑音の影響が大きいので低速フェージング時にはより多くのパイロットシンボルを利用できる本発明の改善効果が得られたためである。
さらに、低速から高速フェージングまでのすべての範囲で、時間多重型パイロットチャネル方式(本発明の第4実施形態に係るCDMA受信装置)と並列型パイロットチャネル方式(本発明の第8実施形態に係るCDMA受信装置)の差がないのは、低速時は推定に用いるエネルギが等しく、フェージング変動が小さい為であり、高速時においてほぼ等しくなっているのは、時間多重型パイロットチャネル方式の特徴である短い時間で信号エネルギが得られる効果と、並列型パイロットチャネル方式の同期加算数を時間多重型パイロットチャネル方式より少なくしたことにより高速フェージングに対する追随性の向上効果とがほぼ等しかったためであると考えられる。
以上説明したように、本発明によれば、パイロットシンボルに対する重み付け値を、チャネル変動の速度に応じて適応的に最適化することにより、フェージング変動に対する耐性を向上させ、高精度なチャネル推定を行うことができる。
高精度なチャネル推定およびそれに基づくデータシンボルのチャネル変動の補償を行うことができれば、例えば、レイリーフェージング環境下においても、絶対同期検波を用いてデータシンボルごとに絶対位相を判定することができ、所要の受信品質(受信誤り率)を得るために必要なSNIRを低減させることができる。したがって、送信電力を低減させることができ、システムの加入者容量を増大させることができる。
Claims (25)
- 複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信装置であって、
前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出する手段と、
前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成する手段と、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、
前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得する手段と、
前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備え、
前記受信装置は、前記チャネル推定値によるチャネル変動の補償の誤差を示す誤差信号を生成する手段をさらに備え、前記重み付けを制御する手段は、前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御することを特徴とする受信装置。 - 複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信装置であって、
前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出する手段と、
前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成する手段と、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、
前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得する手段と、
前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備え、
前記重み付けを制御する手段は、
前記チャネル推定値を用いて、前記合成シンボル系列から取り出したパイロットシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、
前記補償されたパイロットシンボル系列、および理想的なパイロットシンボル系列に基づき誤差信号を生成する手段と、
前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行う手段と
を有することを特徴とする受信装置。 - 複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信装置であって、
前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出する手段と、
前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成する手段と、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、
前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得する手段と、
前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備え、
前記重み付けを制御する手段は、
前記補償されたデータシンボル系列、および前記補償されたデータシンボル系列を復調し、データ判定した結果に基づき誤差信号を生成する手段と、
前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行う手段と
を有することを特徴とする受信装置。 - 複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信装置であって、
前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出する手段と、
前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成する手段と、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、
前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得する手段と、
前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備え、
前記重み付けを制御する手段は、前記データシンボルの前記チャネル推定値と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値と内積値を更新値として前記重み付けの制御を行うことを特徴とする受信装置。 - 請求項1ないし4のいずれかに記載の受信装置において、前記受信装置は、データシンボル系列にパイロットシンボルを数シンボル単位で一定周期で挿入したスロットからなるフレーム構成を有する合成シンボル系列を含む信号を受信することを特徴とする受信装置。
- 請求項1ないし5のいずれかに記載の受信装置において、前記パイロットブロックは、スロット内のすべてのパイロットシンボルから形成されることを特徴とする受信装置。
- 請求項1ないし6のいずれかに記載の受信装置において、前記合成シンボル系列中のn番目(nは整数)のスロットのデータシンボルの前記チャネル推定値を取得する場合、前記パイロットブロックは、前記合成シンボル系列中の(n−K+1)番目(Kは自然数)のスロットから(n+K)番目のスロットまでにおいて生成されることを特徴とする受信装置。
- データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信装置であって、
前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成する手段と、
前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、
前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備え、
前記受信装置は、前記チャネル推定値によるチャネル変動の補償の誤差を示す誤差信号を生成する手段をさらに備え、前記重み付けを制御する手段は、前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御することを特徴とする受信装置。 - データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信装置であって、
前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成する手段と、
前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、
前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備え、
前記重み付けを制御する手段は、
前記チャネル推定値を用いて前記パイロットシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、
前記補償されたパイロットシンボル系列、および理想的なパイロットシンボル系列に基づき誤差信号を生成する手段と、
前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行う手段と
を有することを特徴とする受信装置。 - データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信装置であって、
前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成する手段と、
前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、
前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備え、
前記重み付けを制御する手段は、
前記補償されたデータシンボル系列、および前記補償されたデータシンボル系列を復調し、データ判定した結果に基づき誤差信号を生成する手段と、
前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行う手段と
を有することを特徴とする受信装置。 - データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信装置であって、
前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成する手段と、
前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々の重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、
前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備え、
前記重み付けを制御する手段は、前記データシンボルの前記チャネル推定値と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値との内積値を更新値として前記重み付けの制御を行うことを特徴とする受信装置。 - 請求項8ないし11のいずれかに記載の受信装置において、前記受信装置は、第1拡散符号を用いて拡散されたデータシンボル系列と、前記データシンボル系列に対し並列であり、第2拡散符号を用いて拡散されたパイロットシンボル系列とを含む信号を受信し、前記第1拡散符号と前記第2拡散符号とは互いに直交することを特徴とする受信装置。
- 請求項8ないし12のいずれかに記載の受信装置において、前記受信装置は、第1搬送波に乗せられた拡散されたデータシンボル系列と、前記データシンボル系列に対し並列であり、第2搬送波に乗せられた拡散されたパイロットシンボル系列とを含む信号を受信し、前記第1搬送波と前記第2搬送波とは互いに直交することを特徴とする受信装置。
- 請求項8ないし13のいずれかに記載の受信装置において、前記データシンボル系列中のn番目(nは整数)のデータシンボルの前記チャネル推定値を取得する場合、前記複数のパイロットブロックは、前記パイロットシンボル系列中の(n−K+1)番目(Kは自然数)のパイロットシンボルから(n+K)番目のパイロットシンボルまでにより形成されることを特徴とする受信装置。
- 請求項8ないし14のいずれかに記載の受信装置において、前記複数のパイロットブロックは長さが同じであることを特徴とする受信装置。
- 請求項1ないし7のいずれかに記載の受信装置と、複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を送信する送信装置とを備えたことを特徴とする送受信装置。
- 請求項8ないし15のいずれかに記載の受信装置と、データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を送信する送信装置とを備えたことを特徴とする送受信装置。
- 複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信方法であって、
前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出するステップと、
前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成するステップと、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得するステップと、
前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得するステップと、
前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御するステップとを備え、
前記受信方法は、前記チャネル推定値によるチャネル変動の補償の誤差を示す誤差信号を生成するステップをさらに備え、前記重み付けを制御するステップは、前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御することを特徴とする受信方法。 - 複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信方法であって、
前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出するステップと、
前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成するステップと、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得するステップと、
前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得するステップと、
前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御するステップとを備え、
前記重み付けを制御するステップは、
前記チャネル推定値を用いて、前記合成シンボル系列から取り出したパイロットシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、
前記補償されたパイロットシンボル系列、および理想的なパイロットシンボル系列に基づき誤差信号を生成するステップと、
前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行うステップと
を有することを特徴とする受信方法。 - 複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信方法であって、
前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出するステップと、
前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成するステップと、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得するステップと、
前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得するステップと、
前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御するステップとを備え、
前記重み付けを制御するステップは、
前記補償されたデータシンボル系列、および前記補償されたデータシンボル系列を復調し、データ判定した結果に基づき誤差信号を生成するステップと、
前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行うステップと
を有することを特徴とする受信方法。 - 複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信方法であって、
前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出するステップと、
前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成するステップと、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得するステップと、
前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得するステップと、
前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御するステップとを備え、
前記重み付けを制御するステップは、前記データシンボルの前記チャネル推定値と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値との内積値を更新値として前記重み付けの制御を行うことを特徴とする受信方法。 - データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信方法であって、
前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成するステップと、
前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得するステップと、
前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御するステップとを備え、
前記受信方法は、前記チャネル推定値によるチャネル変動の補償の誤差を示す誤差信号を生成するステップをさらに備え、前記重み付けを制御するステップは、前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御することを特徴とする受信方法。 - データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信方法であって、
前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成するステップと、
前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得するステップと、
前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御するステップとを備え、
前記重み付けを制御するステップは、
前記チャネル推定値を用いて前記パイロットシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、
前記補償されたパイロットシンボル系列、および理想的なパイロットシンボル系列に基づき誤差信号を生成するステップと、
前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行うステップと
を有することを特徴とする受信方法。 - データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信方法であって、
前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成するステップと、
前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得するステップと、
前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御するステップとを備え、前記重み付けを制御するステップは、
前記補償されたデータシンボル系列、および前記補償されたデータシンボル系列を復調し、データ判定した結果に基づき誤差信号を生成するステップと、
前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行うステップと
を有することを特徴とする受信方法。 - データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する受信方法であって、
前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成するステップと、
前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得するステップと、
前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと、
前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルを少なくとも用いて前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御するステップとを備え、
前記重み付けを制御するステップは、前記データシンボルの前記チャネル推定値と、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値との内積値を更新値として前記重み付けの制御を行うことを特徴とする受信方法。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11358198 | 1998-04-23 | ||
PCT/JP1999/002154 WO1999055033A1 (fr) | 1998-04-23 | 1999-04-22 | Recepteur amdc et emetteur/recepteur amdc |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP3695541B2 true JP3695541B2 (ja) | 2005-09-14 |
Family
ID=14615865
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP54135199A Expired - Fee Related JP3695541B2 (ja) | 1998-04-23 | 1999-04-22 | Cdma受信装置およびcdma送受信装置 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6904078B1 (ja) |
EP (1) | EP0996247B1 (ja) |
JP (1) | JP3695541B2 (ja) |
CN (1) | CN1144405C (ja) |
DE (1) | DE69939419D1 (ja) |
WO (1) | WO1999055033A1 (ja) |
Families Citing this family (24)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN1270445C (zh) | 1999-04-02 | 2006-08-16 | 株式会社Ntt杜可莫 | 信道估计装置和方法以及解调装置和方法 |
JP3414353B2 (ja) | 2000-03-15 | 2003-06-09 | 日本電気株式会社 | Cdma復調装置及びその方法 |
JP3581294B2 (ja) * | 2000-03-31 | 2004-10-27 | 株式会社東芝 | 受信装置 |
JP3884218B2 (ja) * | 2000-06-23 | 2007-02-21 | 三菱電機株式会社 | スペクトル拡散受信装置 |
JP3419749B2 (ja) * | 2000-10-10 | 2003-06-23 | 松下電器産業株式会社 | 受信装置および受信方法 |
US6804310B1 (en) * | 2000-11-03 | 2004-10-12 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Decision feedback loop apparatus and method for channel estimation and de-rotation using burst pilot bits |
JP3857528B2 (ja) | 2001-01-12 | 2006-12-13 | 富士通株式会社 | 同期検出装置 |
JP3676986B2 (ja) * | 2001-03-29 | 2005-07-27 | 松下電器産業株式会社 | 無線受信装置及び無線受信方法 |
JP3443113B2 (ja) * | 2001-08-08 | 2003-09-02 | 松下電器産業株式会社 | 無線受信装置及び無線受信方法 |
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FR2832877B1 (fr) | 2001-11-23 | 2006-08-18 | Thales Sa | Procede et dispositif d'egalisation par blocs avec interpolation amelioree |
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US8391401B2 (en) | 2008-09-23 | 2013-03-05 | Qualcomm Incorporated | Highly detectable pilot structure |
US8391253B2 (en) * | 2008-11-20 | 2013-03-05 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Time-division multiplexed pilot signal for integrated mobile broadcasts |
JP5626437B2 (ja) * | 2013-10-07 | 2014-11-19 | 株式会社日立製作所 | 無線通信システムの送信電力制御方法 |
US9866335B2 (en) * | 2015-03-31 | 2018-01-09 | Skyworks Solutions, Inc. | Testing circuit with directional coupler |
Family Cites Families (17)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4343339C2 (de) * | 1993-01-15 | 1996-12-19 | Kiekert Ag | Kraftfahrzeugtürverschluß mit Kindersicherungseinrichtung |
JP3387606B2 (ja) | 1994-02-18 | 2003-03-17 | 沖電気工業株式会社 | 伝搬路推定装置及び移動通信受信装置 |
CN1082757C (zh) | 1994-06-22 | 2002-04-10 | Ntt移动通信网株式会社 | 用于数字通信接收机的相干检测器和相干检测方法 |
EP1361687B1 (en) * | 1994-06-23 | 2006-05-10 | NTT DoCoMo, Inc. | CDMA demodulation circuit and demodulation method |
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JPH08335898A (ja) | 1995-06-07 | 1996-12-17 | N T T Ido Tsushinmo Kk | Cdma信号受信機 |
JP2863993B2 (ja) | 1995-06-22 | 1999-03-03 | 松下電器産業株式会社 | Cdma無線多重送信装置およびcdma無線多重伝送装置およびcdma無線受信装置およびcdma無線多重送信方法 |
JP3013763B2 (ja) | 1995-08-25 | 2000-02-28 | 日本電気株式会社 | キャリア同期ユニット |
JPH09186635A (ja) | 1995-12-29 | 1997-07-15 | Kokusai Electric Co Ltd | 等化器 |
JPH09232994A (ja) | 1996-02-23 | 1997-09-05 | Takuro Sato | 通信装置 |
US5930288A (en) * | 1996-05-06 | 1999-07-27 | Motorola, Inc. | Time-shared lock indicator circuit and method for power control and traffic channel decoding in a radio receiver |
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JP3323067B2 (ja) * | 1996-07-12 | 2002-09-09 | 沖電気工業株式会社 | Cdma受信装置 |
JPH1051424A (ja) * | 1996-08-05 | 1998-02-20 | N T T Ido Tsushinmo Kk | Cdma復調装置 |
FI102577B1 (fi) | 1996-09-05 | 1998-12-31 | Nokia Telecommunications Oy | Lähetys- ja vastaanottomenetelmä ja radiojärjestelmä |
JPH11127208A (ja) | 1997-10-24 | 1999-05-11 | Fujitsu Ltd | パイロットシンボル及び仮判定データシンボルを用いた同期検波方法及び移動体通信用受信装置及び干渉除去装置 |
JP3441638B2 (ja) | 1997-12-18 | 2003-09-02 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | チャネル推定値を求める装置および方法 |
-
1999
- 1999-04-22 JP JP54135199A patent/JP3695541B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1999-04-22 CN CNB998006084A patent/CN1144405C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1999-04-22 WO PCT/JP1999/002154 patent/WO1999055033A1/ja active IP Right Grant
- 1999-04-22 EP EP99917113A patent/EP0996247B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-04-22 US US09/446,560 patent/US6904078B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-04-22 DE DE69939419T patent/DE69939419D1/de not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
WO1999055033A1 (fr) | 1999-10-28 |
US6904078B1 (en) | 2005-06-07 |
CN1144405C (zh) | 2004-03-31 |
CN1266569A (zh) | 2000-09-13 |
EP0996247A4 (en) | 2004-04-21 |
EP0996247A1 (en) | 2000-04-26 |
DE69939419D1 (de) | 2008-10-09 |
EP0996247B1 (en) | 2008-08-27 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040511 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040712 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040824 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041025 |
|
RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20041025 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041221 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050221 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050614 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050622 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080708 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090708 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090708 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100708 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110708 Year of fee payment: 6 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |