JP3685138B2 - モーター制御装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明はモーターの制御装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
通常はモーター効率の高い正弦波PWM(Pulse Wide Modulation;パルス幅変調)制御を行い、正弦波PWM制御が困難な高回転、高トルク領域では矩形波制御を行うモーター制御装置において、正弦波PWM制御と矩形波制御の切り換え時のトルク変動を抑制するために、矩形波を無限大の振幅を持った正弦波とみなし、位相と振幅を同時に変化させて正弦波PWM制御と矩形波制御を連続的に切り換えるようにしたモーター制御装置が知られている(例えば特開平11−285288号公報参照)。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のモーター制御装置では、正弦波PWM制御から矩形波制御へ、または矩形波制御から正弦波PWM制御への切り換え中にモーター電流、モーター回転速度あるいは電源電圧の変動があると、それらの変動に対して追従遅れが発生する。また、制御の切り換え時にモーター電流が連続的に変化せず、そのためモーターの回転速度やトルクが変動する。
【0004】
本発明の目的は、正弦波PWM制御と矩形波制御とを円滑に切り換えることにある。
【0005】
【課題を解決するための手段】
本願発明は、変調用三角波電圧と正弦波制御電圧とに基づいて正弦波PWM制御を行い、等価的な正弦波交流電圧を生成するための正弦波PWM制御のデューティー指令値を算出し、デューティー指令値にしたがってインバーターを制御する正弦波電圧生成手段と、モーターの回転速度を検出する速度検出手段と、モーターの回転速度とトルク指令値とに応じた正弦波PWM制御のデューティーしきい値を設定するしきい値設定手段と、正弦波PWM制御のデューティー指令値がデューティーしきい値を超えたときは、デューティー指令値を100%にするデューティー変更手段とを備え、しきい値設定手段によって、モーターの回転速度が高いほど、且つモーターのトルク指令値が大きいほどデューティーしきい値を低くするようにしたものである。
【0006】
【発明の効果】
本発明によれば、正弦波電圧駆動と矩形波電圧駆動との切り換え中にモーター電流、モーター回転速度あるいは電源電圧の変動があっても、それらの変動に対して追従遅れが発生せず、また、切り換え時にモーター電流が連続的に変化してモーターの回転速度やトルクの変動が抑制される上に、比較的モーター回転速度の低い領域、およびモーター電流の小さい領域でも中間波で駆動することができ、完全な矩形波では制御できない領域でも矩形波駆動による効果、すなわち、中間波の内の矩形波期間ではインバーターのスイッチングが行われないため、その期間のスイッチング損失が0となり、インバーターの電力変換効率が向上するとともに、スイッチング素子の温度上昇を抑制できるという効果を得ることができる。
【0007】
【発明の実施の形態】
一実施の形態の正弦波PWM制御と矩形波制御の切り換え方法について説明する。一実施の形態のモーター制御装置は、通常はモーター効率の高い正弦波PWM制御を行い、正弦波PWM制御が困難な高回転、高トルク領域では矩形波制御を行う。
【0008】
図1に、正弦波PWM制御で3相交流モーターに印加するU−V相線間電圧の生成方法を示す。図1(a)に示すように変調用三角波電圧とインバーター周波数の正弦波制御電圧とを比較し、両者の大小関係に基づいて図1(b)に示すインバーターU相出力端子と仮想中点との間の電圧Vu-0と、図1(c)に示すインバーターV相出力端子と仮想中点との間の電圧Vv-0を生成する。そして、U相中点電圧Vu-0とV相中点電圧Vv-0との差を求めることによって、図1(d)に示すU−V相線間電圧Vu-vを生成する。なお、この正弦波PWM制御における3相線間電圧Vu-vの生成方法については公知であり、詳細な説明を省略する。また、V−W相線間電圧Vv-wおよびW−U相線間電圧Vw-uの生成方法についても同様であり、それらの図示と説明を省略する。
【0009】
図1に示す正弦波PWM制御における線間電圧Vu-v、Vv-w、Vw-uの生成は、変調用三角波電圧とU、V、W相正弦波制御電圧のパターンを数値化してメモリに記憶しておき、マイクロコンピューターにより2つの数値化データを比較してパルス列状の線間電圧Vu-v、Vv-w、Vw-uのデューティー指令値を生成する。この正弦波PWM制御により生成されたパルス状の線間電圧波形のデューティー比、すなわち線間電圧波形1周期に占める電圧出力期間の割合は、正弦波制御電圧の変化に応じて0から100%まで変化する。
【0010】
図1(d)に示す正弦波PWM制御によるパルス列状の線間電圧波形をモーターに印加することは、モーターに正弦波電圧を印加したのと等価になり、モーターには正弦波の交流電流が流れる。
【0011】
図2に、矩形波制御において3相交流モーターに印加するU−V相線間電圧を示す。矩形波制御時は、インバーターにより120度(電気角)ごとに正と負の各相線間電圧を3相交流モーターに印加する。なお、矩形波制御時のV−W相線間電圧Vv-wおよびW−U相線間電圧Vw-uについても同様であり、図示と説明を省略する。
【0012】
図3は、正弦波PWM制御領域と矩形波制御領域、およびそれらの中間波制御領域を示す。モーターの回転速度とトルクがともに低い▲1▼の領域では、効率の高い正弦波PWM制御を行う。一方、正弦波PWM制御が困難な高回転、高トルク領域▲2▼(図中の斜線で示す領域)では、矩形波制御または正弦波PWMと矩形波の中間波で制御を行う。
【0013】
図4は正弦波と矩形波の中間波の生成方法を示す。上述したように、モーターに印加する線間電圧は変調用三角波電圧と正弦波制御電圧との大小関係に基づいて生成され、図4(a)に示すようにパルス列状の線間電圧波形のデューティー比、すなわち線間電圧波形1周期に占める電圧出力期間の割合は、0から100%まで変化する。ここで、正弦波PWM制御のデューティー比が正側のしきい値THUを超えている期間と、負側のしきい値THLを下回っている期間は、インバーターのスイッチングを停止して電源電圧をモーターに印加したままにすると、図4(b)に示すようなU相線間電圧波形になる。
【0014】
図4に示す例では、デューティー比がしきい値THUを超えている期間t1〜t2はインバーターのスイッチングを行わず、電源電圧+E/2(Eは電源電圧)を出力したままにする。同様に、負側においてもデューティー比がしきい値THLを下回っている期間t3〜t4はインバーターのスイッチングを行わず、電源電圧−E/2を出力したままにする。
【0015】
正弦波PWM制御において、PWMデューティーが正負のしきい値THU、THLを超えている期間のみ、スイッチングを停止して電源電圧を出力したままにする制御を行うことによって、等価的に図5に示すような線間電圧をモーターに印加することになる。図5において、正弦波PWM制御によるPWMデューティー比が正負のしきい値THU、THL以下の間は、等価的な正弦波の線間電圧Vu-v’がモーターに印加される。一方、PWMデューティー比が正負のしきい値THU、THLを超えている間は、電源電圧+E/2または−E/2が出力されたままになり、矩形波状の線間電圧がモーターに印加される。なお、図5ではU相の等価線間電圧のみを示すが、V相およびW相についても同様である。
【0016】
つまり、この一実施の形態では正弦波PWM制御の正弦波電圧の中途区間を矩形波電圧に変換した、正弦波と矩形波の中間波の電圧をモーターに印加する。今、図5に示すように、等価線間電圧Vu-v’の波形ピーク値VP(破線部)と、PWMデューティー比がしきい値THUのときの等価線間電圧VTHとに基づいて、「矩形波変換率」を次式で定義する。なお、図5では正弦波PWM制御による等価線間電圧Vu-v’の波形ピーク値Vp(破線部)と、矩形波制御によるピーク値+E/2とを等しく表しているが、正弦波PWM制御による等価線間電圧Vu-v’のピーク値Vpはモーターの回転速度とトルクに応じて変化するので、両者は必ずしも一致しない。
【数1】
(矩形波変換率)=(VP−VTH)/VP×100%
この矩形波変換率が低いほど正弦波に近い線間電圧がモーターに印加され、矩形波変換率が高いほど矩形波に近い線間電圧がモーターに印加される。なお、矩形波変換率を等価線間電圧Vu-v’の半周期Tに対する矩形波期間T0の割合(T0/T×100%)で定義してもよい。
【0017】
この一実施の形態では、矩形波変換率をモーターの回転速度とトルクにより設定する。図6は、モーターの回転速度とトルクに応じて設定した矩形波変換率の一例を示す。この例では、モーターの回転速度が高いほど、トルクが高いほど高い矩形波変換率を設定する。なお、この例では矩形波と中間波の制御領域▲2▼の内の矩形波変換率が100%の領域のみが矩形波制御領域であり、矩形波変換率が0%を超え100%未満の領域が中間波制御領域である。この中間波制御領域においては、矩形波変換率がモーターの回転速度とトルクに応じて設定した図6に示す変換率となるように、PWMデューティー比の正負のしきい値THU、THLを変化させる。
【0018】
図7は矩形波変換率15%のときのU相等価線間電圧波形を示し、図8は矩形波変換率65%のときのU相等価線間電圧波形を示す。なお、V相およびW相の線間電圧波形は位相が120度ずつ遅れるだけでU相波形と同一である。
【0019】
図9は、本願発明を電気自動車のモーター制御装置に適用した一実施の形態の構成を示す。アクセルセンサー1はアクセルペダルの踏み込み量Accを検出し、車速センサー2は電気自動車の走行速度Vspを検出する。また、ブレーキセンサー3はブレーキペダルの踏み込み量Brを検出する。トルク指令値生成回路4は、予め設定されたアクセルペダル踏み込み量、ブレーキペダル踏み込み量および走行速度に対するトルク指令値のテーブルを記憶しており、このテーブルからアクセルセンサー1、車速センサー2およびブレーキセンサー3の各検出値Acc、Vsp、Brに対応するトルク指令値Tr*を表引き演算する。
【0020】
電流指令値生成回路5は、予め設定されたトルク指令値に対するdq軸電流指令値のテーブルを記憶しており、トルク指令値生成回路4からのトルク指令値Tr*に対応するdq軸電流指令値Id*、Iq*を表引き演算する。電流制御回路6は、電流指令値生成回路5からのdq軸電流指令値Id*、Iq*とモーターMに流れる実際のdq軸電流Id、Iqとの偏差を求め、この偏差にPI制御を施してdq軸電流Id、Iqをそれらの指令値Id*、Iq*に一致させるためのdq軸電圧指令値Vd*、Vq*を演算する。2/3相変換回路7は、電流制御回路6で演算されたdq軸電圧指令値Vd*、Vq*を3相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*へ変換する。
【0021】
デューティー指令値演算回路8は、2/3相変換回路7からの3相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*に基づいて各相のPWMデューティー指令値Du*、Dv*、Dw*を演算する。すなわち、対応する各相の電流が0[A]のときをデューティー50%とし、各相の電流が0[A]から増加する量に応じてデューティー比を50%から増加させ、各相の電流が0[A]から減少する量に応じてデューティー比を50%から減少させる。
【0022】
中間波生成回路9は、デューティー指令値演算回路8で演算されたPWMデューティー指令値Du*、Dv*、Dw*のデューティー比と、後述するしきい値設定回路15により設定されるPWMデューティーの正負しきい値THU、THLとを比較し、PWMデューティー指令値Du*、Dv*、Dw*のデューティー比が正側しきい値THUより大きい場合はデューティー比を100%とし、指令値Du*、Dv*、Dw*のデューティー比が負側しきい値THLより小さい場合はデューティー比を0%とし、指令値Du*、Dv*、Dw*のデューティー比が正側しきい値THU以下で、且つ負側しきい値THL以上の場合はデューティー比を指令値Du*、Dv*、Dw*のデューティー比とすることによって、中間波のPWMデューティー指令値Du’、Dv’、Dw’を生成する。
【0023】
インバーター10は、中間波生成回路9により生成された中間波のPWMデューティー指令値Du’、Dv’、Dw’にしたがって各相のスイッチング素子によりスイッチング動作を行い、バッテリー11の直流電力を交流電力に変換して3相交流電圧Vu、Vv、Vwを生成し、モーターMに印加する。電流センサー12はモーターMに流れる3相交流電流Iu、Iv、Iwを検出する。回転センサー13は、モーターMの所定の回転角度ごとにパルス信号を出力する。速度位相演算回路14は、回転センサー13からのパルス信号の周期および単位時間当たりのパルス数に基づいてモーターMの回転速度ωと位相θを演算する。
【0024】
しきい値設定回路15は、予め設定されたモーター回転速度とトルク指令値に対するPWMデューティーの正負しきい値テーブルを記憶しており、そのテーブルから速度位相演算回路14で演算されたモーター回転速度ωとトルク指令値生成回路4で生成されたモータートルク指令値Tr*に対応するしきい値THU、THLを表引き演算する。
【0025】
なお、図9に示す制御ブロックの内のトルク指令値生成回路4、電流指令値生成回路5、電流制御回路6、2/3相変換回路7、デューティー指令値演算回路8、中間波生成回路9、速度位相演算回路14、しきい値設定回路15および3/2相変換回路16は、1個または複数個のマイクロコンピューターのソフトウエア形態により実現する。
【0026】
図10は、一実施の形態のモーター制御プログラムを示すフローチャートである。このフローチャートにより、一実施の形態の動作を説明する。電気自動車のメインスイッチ(不図示)が投入されている間、このモーター制御プログラムを繰り返し実行する。
【0027】
ステップ1において、アクセルセンサー1、車速センサー2およびブレーキセンサー3によりアクセルペダル踏み込み量Acc、車速Vspおよびブレーキペダル踏み込み量Brを検出するとともに、電流センサー12および3/2相変換回路16によりdq軸電流Id、Iqを検出し、さらに回転センサー13および速度位相演算回14によりモーター回転速度ωと回転位相θを検出する。ステップ2では、トルク指令値生成回路4によりテーブルを参照してアクセルペダル踏み込み量Acc、車速Vspおよびブレーキペダル踏み込み量Brに応じたトルク指令値Tr*を表引き演算し、さらに電流指令値生成回路5によりテーブルを参照してトルク指令値Tr*からdq軸電流指令値Id*、Iq*を生成する。
【0028】
ステップ3では電流制御回路6によりdq軸電流指令値Id*、Iq*とdq軸電流Id、Iqとの偏差(Id*−Id、Iq*−Iq)を求め、この偏差にPI制御を施してdq軸電圧指令値Vd*、Vq*を演算する。続くステップ4で、2/3相変換回路7によりdq軸電圧指令値Vd*、Vq*を3相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*へ変換する。ステップ5において、デューティー指令値演算回路8により3相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*に基づいて各相のPWMデューティー指令値Du*、Dv*、Dw*を演算する。すなわち、対応する各相の電流が0[A]のときをデューティー50%とし、各相の電流が0[A]から増加する量に応じてデューティー比を50%から増加させ、各相の電流が0[A]から減少する量に応じてデューティー比を50%から減少させる。
【0029】
ステップ6では、しきい値設定回路15によりテーブルを参照してモーター回転速度ωとトルク指令値Tr*に対応するPWMデューティーしきい値THU、THLを表引き演算する。ステップ7で、中間波生成回路9によりPWMデューティー指令値Du*、Dv*、Dw*のデューティー比が正側しきい値THUより大きい場合はデューティー比を100%とし、指令値Du*、Dv*、Dw*のデューティー比が負側しきい値THLより小さい場合はデューティー比を0%とし、指令値Du*、Dv*、Dw*のデューティー比が正側しきい値THU以下で且つ負側しきい値THL以上の場合はデューティー比を指令値Du*、Dv*、Dw*のデューティー比とすることによって、中間波のPWMデューティー指令値Du’、Dv’、Dw’を生成する。
【0030】
ステップ8では、インバーター10により中間波のPWMデューティー指令値Du’、Dv’、Dw’にしたがって直流電力を3相交流電力に変換し、3相交流電圧Vu、Vv、Vwを生成する。そしてステップ10で、3相交流電圧Vu、Vv、VwをモーターMに印加して駆動する。その後、ステップ1へ戻り上述した処理を繰り返す。
【0031】
このように、上述した一実施の形態によれば、正弦波交流電圧を生成してモーターに印加する正弦波電圧駆動と、矩形波交流電圧を生成してモーターに印加する矩形波電圧駆動とを、モーターの回転速度とトルク指令値とに基づいて切り換えるときに、正弦波と矩形波とを合成した中間波の交流電圧を生成してモーターに印加するようにしたので、正弦波電圧駆動と矩形波電圧駆動の切り換え時のモーター電流が連続的に変化し、切り換え時のモーターの回転速度変動とトルク変動が抑制されて円滑な切り換えを行うことができる。また、中間波の内の矩形波期間ではインバーターのスイッチングが行われないため、その期間のスイッチング損失が0となり、インバーターの電力変換効率が向上するとともに、スイッチング素子の温度上昇を抑制できる。
【0032】
また、上述した一実施の形態によれば、正弦波と矩形波とを合成した中間波を生成するときに、モーターの回転速度とトルク指令値とが所定の範囲内(図3の▲1▼の領域内)にあるときは、中間波の中の矩形波部分を0とし、モーターの回転速度とトルク指令値とが所定の範囲外(図3の▲2▼の領域内)にあるときは、モーターの回転速度が高いほど、且つモーターのトルク指令値が大きいほど中間波の中の矩形波部分が大きくなるように正弦波と矩形波を合成し、合成した中間波にしたがってインバーターを制御してモーターに中間波の波形の交流電圧を印加するようにしたので、正弦波電圧駆動と矩形波電圧駆動の切り換え時のモーター電流が連続的に変化し、切り換え時のモーターの回転速度変動とトルク変動が抑制されて円滑な切り換えを行うことができる。また、中間波の内の矩形波期間ではインバーターのスイッチングが行われないため、その期間のスイッチング損失が0となり、インバーターの電力変換効率が向上するとともに、スイッチング素子の温度上昇を抑制できる。さらに、正弦波で駆動したい領域と矩形波または中間波で駆動したい領域を任意に設定でき、比較的モーター回転速度の低い領域、およびモーター電流の小さい領域でも中間波で駆動することができ、完全な矩形波では制御できない領域でも矩形波駆動による効果を得ることができる。
【0033】
さらに、上述した一実施の形態によれば、変調用三角波電圧と正弦波制御電圧とに基づいてPWM制御を行い、PWM制御のデューティー指令値を算出してインバーターを制御し、モーターに印加するための等価的な正弦波交流電圧を生成する回路と、インバーターを制御してモーターに印加するための矩形波交流電圧を生成する回路とを備え、モーターのトルク指令値と回転速度とに応じたPWM制御のデューティーしきい値を設定し、PWM制御のデューティー指令値がしきい値以下のときは、正弦波電圧生成回路によりモーターに等価的な正弦波交流電圧を印加し、PWM制御のデューティー指令値がしきい値を超えたときは、矩形波電圧生成回路によりモーターに矩形波交流電圧を印加するようにしたので、正弦波PWM制御と矩形波制御の切り換え時のモーター電流が連続的に変化し、切り換え時のモーターの回転速度変動とトルク変動が抑制されて円滑な切り換えを行うことができる。また、中間波の内の矩形波期間ではインバーターのスイッチングが行われないため、その期間のスイッチング損失が0となり、インバーターの電力変換効率が向上するとともに、スイッチング素子の温度上昇を抑制できる。さらに、正弦波PWM制御領域と矩形波または中間波の制御領域を任意に設定でき、比較的モーター回転速度の低い領域、およびモーター電流の小さい領域でも中間波で駆動することができ、完全な矩形波では制御できない領域でも矩形波駆動による効果を得ることができる。
【0034】
特許請求の範囲の構成要素と一実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、2/3相変換回路7、デューティー指令値演算回路8およびインバーター10が正弦波電圧駆動手段および正弦波電圧生成手段を、中間波生成回路9およびインバーター10が矩形波電圧駆動手段、中間波電圧駆動手段および矩形波電圧生成手段を、しきい値設定回路15がしきい値設定手段を、回転センサー13および速度位相演算回路14が速度検出手段を、しきい値設定回路15および中間波生成回路9が制御切り換え手段を、しきい値設定回路15および中間波生成回路9が中間波合成手段を、インバーター10が駆動手段をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【0035】
なお、上述した一実施の形態では本願発明を電気自動車に搭載されるモーターに適用した例を示したが、本願発明は電気自動車のモーターに限定されず、ハイブリッド車両などの自動車はもちろん、自動車以外に用いられるあらゆるモーターに対して適用することができる。
【0036】
また、上述した一実施の形態では、モーターの回転速度が高く、且つトルク指令値が大きな領域(図3に示す▲2▼の領域)において正弦波と矩形波とを合成した中間波の電圧でモーターを駆動する例を示したが、モーターの回転速度が低く、且つトルク指令値が小さい領域(図3に示す▲1▼の領域)においても正弦波と矩形波とを合成した中間波の電圧でモーターを駆動するようにしてもよい。この場合には、モーターの回転速度が低くなるほど、トルク指令値が小さくなるほど、中間波に占める正弦波部分が大きくなるようにする。
【0037】
さらに、上述した一実施の形態ではベクトル制御インバーターを例に上げて説明したが、本願発明はベクトル制御を用いない正弦波PWM制御インバーターに対しても適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 正弦波PWM制御で相交流モーターに印加するU−V相線間電圧の生成方法を示す図である。
【図2】 矩形波制御における3相交流モーターのU−V相線間電圧を示す図である。
【図3】 正弦波PWM制御領域と矩形波制御領域、およびそれらの中間波制御領域を示す図である。
【図4】 正弦波と矩形波の中間波の生成方法を示す図である。
【図5】 矩形波変換率を説明するための図である。
【図6】 モーターの回転速度とトルクに応じた矩形波変換率のマップを示す図である。
【図7】 矩形波変換率15%のときのU相等価線間電圧波形を示す図である。
【図8】 矩形波変換率65%のときのU相等価線間電圧波形を示す図である。
【図9】 一実施の形態のモーター制御装置の構成を示す図である。
【図10】 一実施の形態のモーター制御プログラムを示すフローチャートである。
【符号の説明】
1 アクセルセンサー
2 車速センサー
3 ブレーキセンサー
4 トルク指令値生成回路
5 電流指令値生成回路
6 電流制御回路
7 2/3相変換回路
8 デューティー指令演算回路
9 中間波生成回路
10 インバーター
11 バッテリー
12 電流センサー
13 回転センサー
14 速度位相演算回路
15 しきい値設定回路
16 3/2相変換回路
Claims (1)
- 変調用三角波電圧と正弦波制御電圧とに基づいて正弦波PWM制御を行い、等価的な正弦波交流電圧を生成するための正弦波PWM制御のデューティー指令値を算出し、前記デューティー指令値にしたがってインバーターを制御する正弦波電圧生成手段と、
モーターの回転速度を検出する速度検出手段と、
モーターの回転速度とトルク指令値とに応じた正弦波PWM制御のデューティーしきい値を設定するしきい値設定手段と、
正弦波PWM制御の前記デューティー指令値が前記デューティーしきい値を超えたときは、前記デューティー指令値を100%にするデューティー変更手段とを備え、
前記しきい値設定手段は、モーターの回転速度が高いほど、且つモーターのトルク指令値が大きいほど前記デューティーしきい値を低くすることを特徴とするモーター制御装置。
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