JP3646549B2 - 遠心機用モータの制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、遠心分離用ロータを駆動するモータの制御装置において、交流電源電流の高調波成分を抑制し力率を向上させつつロータを駆動するモータを加速・減速させる制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の遠心機用モータの制御装置は特開平７−２４６３５１号公報に記載のように、交流側はリアクトルを介し交流電源に接続され直流側は平滑コンデンサに接続される電源用双方向電力変換器と、交流側はモータに接続され直流側は平滑用コンデンサに接続されるモータ用双方向電力変換器を設け、モータの力行・電源回生運転に際し、力率改善制御回路に電源電圧波形と平滑コンデンサ電圧と電源電流波形をフィードバックし、力率改善用ＩＣから出力されるＰＷＭ制御信号を基に、電源用双方向電力変換器のスイッチング素子をオン・オフさせ、遠心機用ロータを加速するためのモータ力行運転時は平滑コンデンサの充電電圧を電源電圧よりも高い電圧に保つようにリアクトルと電源用双方向電力変換器を昇圧コンバータとして動作させ、ロータを減速させるためのモータの電力回生時においては平滑コンデンサの充電電圧は電源電圧よりも高い電圧に調節しつつ、リアクトルと電源用双方向電力変換器を降圧コンバータとして動作させることにより、交流電源電流を力行、回生時とも高力率で高調波電流を低減させたものとしていた。
【０００３】
また、力率改善用ＩＣの動作を図３の力率改善用ＩＣのブロック機能図を用いて説明すると、直流基準電圧２９と平滑コンデンサ電圧センサ１１から出力される平滑コンデンサの充電電圧フィードバック信号Ｖｉｎを抵抗器２８、３０とフィルタコンデンサ３１とオペアンプ３２により誤差増幅し電圧誤差増幅信号Ｖｆｂを得る。電圧誤差増幅信号Vfbは乗算器３３により電源電圧センサ９の信号出力である電源電圧フィードバック信号Ｖｄｅｔと乗算され、乗算器３３は交流電源電流の基準信号Ｉｉｎを出力する。交流電源電流の基準信号Ｉｉｎと電源電流センサ１０の信号出力である電源電流フィードバック信号Ｉｄｅｔを抵抗器３４、３６コンデンサ３５、３７とオペアンプ３８により誤差増幅し電流誤差増幅信号Ｉｆｂを得る。Ｉｆｂが抵抗器３９、コンデンサ４０からなる発振器３８の鋸歯状波信号とＰＷＭ比較器４１により比較され、力率改善用ＩＣ１３のＯｕｔ端子からＰＷＭ制御信号が出力される。すなわち、力率改善用ＩＣ１３は直流基準電圧２９とＶｉｎとの誤差増幅作用により平滑コンデンサの充電電圧を電源電圧よりも高い所定の電圧に保ち、またＩｉｎとＩｄｅｔとの誤差増幅作用によりＩｉｎとＶｄｅｔは比例しているため電源電流を電源電圧波形と相似になるようなＰＷＭ制御を行うようになっていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
力率改善用ＩＣは、本来、平滑コンデンサ充電電圧のフィードバックにより電源電圧、負荷状態の如何によらず平滑コンデンサの充電電圧を一定に保つ機能を有するが、例えば、モータの力行運転時に於いてはモータ用双方向電力変換器の負荷の増加に従い、上記直流基準電圧２９と平滑コンデンサの充電電圧フィードバック信号Ｖｉｎとの誤差増幅作用が追随できなくなり、平滑コンデンサの充電電圧が低下してしまう。この時、交流電源の電圧変動や例えば交流電源の電圧が日本のＡＣ２００Ｖに対し欧州ではＡＣ２３０Ｖであるように電源事情が異なると、電源電圧フィードバック信号Ｖｄｅｔが変化し、乗算器３３の信号出力である交流電源電流の基準信号Ｉｉｎも変化するため、上記平滑コンデンサの充電電圧は電源電圧変化により更に変化する。
【０００５】
従来のかかる遠心機用モータの制御装置は、電源電圧フィードバック信号Ｖｄｅｔを電源事情に依存せず一定の値とするために電源電圧センサを構成する絶縁トランスのタップを切り換え対応していたが、同一電源での電圧変動に対しては効を奏さず、ロータの加速・減速のためのモータの力行・回生運転に際し、モータ運転時の平滑コンデンサの充電電圧は電源電圧に依存し変化するため、交流電源から電源用双方向電力変換器を介し平滑コンデンサに供給される電力及び平滑コンデンサから電源用双方向電力変換器を介し交流電源に帰還される電力も変化し、遠心機の加速・減速時間は電源電圧が高い場合は短くなり、低い場合は長くなるという欠点がある。
【０００６】
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を排除するためになされたものであり、遠心機の加速・減速を電源電圧変化に依存しない一定の時間で行う遠心機用モータの制御装置を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、交流電源電力を直流電源電力に、又は直流電源電力を交流電源電力に変換する電源用双方向電力変換器と、電源用双方向電力変換器の交流側に接続されるリアクトルと、電源用双方向電力変換器の直流側に接続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサに接続されロータを回転駆動するモータの回転制御を行うモータ用双方向電力変換器と、電源用双方向電力変換器を制御して平滑コンデンサの充電電圧を一定の電圧に保ち交流電源電流の高調波成分を抑制する力率改善制御回路と、力率改善制御回路に交流電源の電源電圧フィードバック信号を出力する電源電圧センサと、力率改善制御回路に交流電源の電源電流フィードバック信号を出力する電源電流センサと、力率改善制御回路に平滑コンデンサの充電電圧フィードバック信号を出力する平滑コンデンサ電圧センサと、力率改善制御回路の基準電圧比較回路の増幅率或いは電源電圧センサの電源電圧フィードバック信号の電圧を調整し平滑コンデンサの充電電圧が一定になるように制御する制御手段を設け、力率改善制御回路はＣＰＵを備え、ＣＰＵはモータ駆動前に交流電源の電圧を把握し電源電圧の変化に対し前記平滑コンデンサの充電電圧が一定になるように前記制御手段を制御し力率改善制御回路の基準電圧比較回路の増幅率或いは電源電圧センサの電源電圧フィードバック信号の電圧を調整することにより達成される。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明の具体的実施例を以下図面に基づき詳細に説明する。
【０００９】
図１は本発明の具体的実施例となる遠心機用モータの制御装置のブロック回路図であり、１は交流側はリアクトル２を介して交流電源８に接続し直流側を平滑コンデンサ４に接続する環流整流回路に該環流整流回路を構成する夫々の整流素子に逆方向並列にＩＧＢＴ、ＦＥＴ等のスイッチング素子を接続した電源用双方向電力変換器であり、３はロータ５を加速するための誘導モータ等のモータ６が力行運転する場合は平滑コンデンサ４の直流電源電力を交流電源電力に変換しモータ６を駆動し、ロータ５の減速によるモータ６が回生運転する場合は、回転するロータ５の力学的エネルギを帰還させるため、モータ６の交流電源電力を直流電源電力に変換し平滑コンデンサ４に回生電力を充電するモータ用双方向電力変換器である。１２は平滑コンデンサ４の充電電圧を一定の電圧に保ちつつ電源電流の高調波成分を抑制し電源力率を向上させるべく前記電源用双方向電力変換器１を制御する力率改善制御回路であり、力率改善制御回路１２の信号出力はフォトカプラ２１を駆動し電源用双方向電力変換器１のスイッチング素子１ｕ、１ｖ、１ｘ、１ｙをオン・オフする。力率改善制御回路１２の動作により前記電源用双方向電力変換器１は、モータ６が力行運転する場合はリアクトル２と協同して交流電源８の電圧波形に相似な電源電流が流れるよう昇圧コンバータとして動作し平滑コンデンサ４を電源電圧より高い電圧に充電する順方向運転を行い、一方、モータ６が回生運転する場合はリアクトル２と協同して電圧波形に相似な電源電流が流れるよう降圧コンバータとして逆方向運転を行い、平滑コンデンサ４の充電電圧が電源電圧より高い電圧で保持するように動作する。１０は交流電源８を流れる交流電源電流を力率改善制御回路１２にフィードバックするためのホールカレントセンサ等による電源電流センサ（以下Ｉセンサと称す）であり、１１は平滑コンデンサ４の充電電圧を力率改善制御回路１２にフィードバックするためのアナログフォトカプラ等の絶縁型の電圧信号伝達器により構成される平滑コンデンサ電圧センサ（以下ＣＶセンサと称す）であり、９は交流電源８の電源電圧フィードバック信号を出力する絶縁トランス等により構成される電源電圧センサ（以下Ｖセンサと称す）である。７は力率改善制御回路の基準電圧比較回路の増幅率或いは前記電源電圧センサの電源電圧フィードバック信号の電圧を調整し前記平滑コンデンサ電圧センサのフィードバック値が一定になるように制御する制御手段となるポテンショメータ等の抵抗値の変更或いは電圧の分圧機能を有するものであり、その信号出力は電源電圧フィードバック信号Ｖｄｅｔとして力率改善用ＩＣ１３に入力される。１８は力率改善制御回路の基準電圧比較回路の増幅率或いは電源電圧センサの電源電圧フィードバック信号の電圧を調整し平滑コンデンサ電圧センサのフィードバック値が一定になるように制御する制御手段７を制御するＣＰＵである。１７はアナログスイッチであり、上記した電源用双方向電力変換器１の順方向運転、逆方向運転が力率改善用ＩＣの同一の制御作用により行えるよう、Ｉセンサ１０の信号出力は、力率改善用ＩＣ１３へ入力される電源電流フィードバック信号Ｉｄｅｔとして減衰器１６により信号の大きさの切換選択ができ、ＣＶセンサ１１の信号出力は、力率改善用ＩＣ１３へ入力される平滑コンデンサ充電電圧フィードバック信号Ｖｉｎとして差動増幅器１５により基準電圧からの引算信号との切換選択が可能となるように設けてあり、ＣＰＵ１８のＰ１ポート出力により切換が行われる。１４は交流電源８の正・負のサイクル状態を検出し論理信号を出力する電源の正・負サイクル検出器であり、１９はＣＰＵ１８のＰ２ポート出力により電源正・負サイクル検出器１４の論理信号出力を基に電源用双方向電力変換器１のスイッチング素子１ｕ、１ｖ、１ｘ、１ｙのオン・オフパターンを切り換えるパターン切換器である。力率改善用ＩＣ１３はＶｄｅｔ信号、Ｖｉｎ信号、Ｉｄｅｔ信号がフィードバックされＰＷＭ制御信号を出力し、該ＰＷＭ制御信号は前記パターン切換器１９に入力され、パターン切換器１９は電源正・負サイクル及び順方向運転、逆方向運転時の前記スイッチング素子１ｕ、１ｖ、１ｘ、１ｙのオン・オフパターン信号を出力し、ゲートドライバ２１により該オン・オフパターン信号は増幅され力率改善制御回路１２の出力として電源用双方向電力変換器１の制御信号が出力される。
【００１０】
次に、上記した実施例の動作について、図２から図６を参照して説明する。なお図２から図６においては、図１と同一の機能の部分には同一の番号が付してある。
【００１１】
図２において、Ｖセンサ９は交流電源電圧を降圧する絶縁トランス２２と全波整流器２３からなり、力率改善制御回路の基準電圧比較回路の増幅率或いは前記電源電圧センサの電源電圧フィードバック信号の電圧を調整し前記平滑コンデンサ電圧センサのフィードバック値が一定になるように制御する制御手段７は例えばデジタル値を入力することでデジタル値に応じた分圧抵抗値の設定が行える、アナログ・デバイセズ（株）製ＡＤ８４０２のようなデジタルポテンショメータである。Ｖセンサ９の電源電圧フィードバック信号出力はダイオード２５、コンデンサ２６により、デジタルポテンショメータ７の入力信号を乱すことなく平滑された電源電圧信号に変換され、デジタルポテンショメータ７を制御するＣＰＵ１８に内蔵されているＡ／Ｄ変換器２４に入力される。ＣＰＵ１８は交流電源８の電源電圧が変化しても電源電圧フィードバック信号Ｖｄｅｔの電圧があらかじめ定められた所定の値となるように、Ａ／Ｄ変換器２４のＡ／Ｄ変換値を基にデジタルポテンショメータ７の分圧抵抗比を設定するデジタル値を演算しＰ０ポートから出力し、デジタルポテンショメータ７はＶセンサ９の信号出力を該デジタル値の入力に応じ分圧し、電源電圧フィードバック信号Ｖｄｅｔを力率改善用ＩＣ１３に出力する。
【００１２】
図４は電源電圧の変化に対するＣＰＵ１８が電源電圧信号Ａ／Ｄ変換値を基に算出するデジタルポテンショメータ７に出力する分圧抵抗比デジタル値を示したものであり、図５は交流電源８の電源電圧の変化に対する上記ＣＰＵ１８によるデジタルポテンショメータ７の制御により調整される電源電圧フィードバック信号Ｖｄｅｔの電圧の様子を示した図である。図４の実線に示す分圧抵抗比デジタル値（以下Ｗｐｄａｔａと称す）は、電源電圧のＡ／Ｄ変換値をＡｃｖとし、電源電圧ＶＬＬに対応するＡ／Ｄ変換値をＡｃｖｍｉｎとすると、電源電圧ＶＬＬ以下ではＷｐｄａｔａの上限値となるＷｐｍａｘに固定し、ＶＬＬ以上では電源電圧が増加するに従いＷＤｍａｘから直線的に減少するように、以下の式から算出される。
【００１３】
Ｗｐｄａｔａ＝Ｗｐｍａｘ−α（Ａｃｖ−Ａｃｖｍｉｎ）・・・（１）
なお、Ａｃｖｍｉｎ、Ｗｐｍａｘ、定数αはあらかじめ実験的に求められたものでる。ＣＰＵ１８が上記Ｗｐｄａｔａをデジタルポテンショメータ７に出力することにより、デジタルポテンショメータ７の分圧抵抗比は制御され、Ｖｄｅｔ信号の電圧は図５の実線に示すような電源電圧がＶＬＬ以上では電源電圧が増加してもあらかじめ定められたＶｄｅｔ０になるように調整される。なお、電源電圧がＶＬＬ未満でＶｄｅｔ信号の電圧をＶｄｅｔ０に調整していないのは、電源電圧が低い場合に平滑コンデンサ４の充電電圧を一定とすると、リアクトル２を通過する電源電流が増大しリアクトル２が飽和する恐れがあるためである。
【００１４】
図６は本実施例におけるＣＰＵ１８が電源電圧フィードバック信号Ｖｄｅｔの電圧があらかじめ定められた所定の値となるようにデジタルポテンショメータ７を制御する処理のフローチャート図を示したものであり、ＲＯＭ２７に示す記憶装置にあらかじめ定められた処理手順が記憶されてある。図６に於いて、処理１０１はＡ／Ｄ変換器２３から電源電圧信号Ａ／Ｄ変換値Ａｃｖを読み出す処理であり、処理１０２はデジタルポテンショメータ７に出力する分圧抵抗比デジタル値Ｗｐｄａｔａの上記（１）式による演算処理であり、判断１０３に進み処理１０２で演算されたＷｐｄａｔａが分圧抵抗比デジタル値の上限値Ｗｄｍａｘ以下であれば処理１０５に進み、ＷｐｄａｔａがＷｄｍａｘを超えた値であれば処理１０４に進み、処理１０４でＷｐｄａｔａをＷｄｍａｘに数値補正する処理が実行さる。処理１０５ではＰ０ポートよりＷｐｄａｔａをデジタルポテンショメータ７に出力する処理が行われ、電源電圧に対応しＶｄｅｔ信号の電圧が調整され、処理１０６に進みモータ６の運転が実行される。
【００１５】
従って、モータ６の駆動直前に、ＣＰＵ１８は交流電源８の電圧に応じデジタルポテンショメータ７を制御し力率改善用ＩＣ１３に入力される電源電圧フィードバック信号Ｖｄｅｔの電圧をあらかじめ定められた所定の電圧に調整するので、電源電圧波形をフィードバックするＶセンサ９の絶縁トランスの入力タップを切り換えることなく、図３に示した力率改善用ＩＣ１３内の乗算器３３の出力信号となる交流電源電流の基準信号Ｉｉｎを電源電圧の変化に対し一定の値とし、力率改善用ＩＣ１３から出力されるＰＷＭ制御信号のデューティーの電源電圧による変化を抑制することができ、モータ６駆動時の平滑コンデンサ４の充電電圧を電源電圧に依存しない一定の値とすることが可能となるため、同一電源での使用時間による電源電圧変動、及び電源事情による電源電圧の変化等の電源電圧変化による遠心機の加速・減速時間の短縮、延長を抑えることができる。本実施例では、電源電圧に対応するデジタルポテンショメータ７に出力する分圧抵抗比デジタル値を演算式により算出したが、電源電圧に対応する分圧抵抗比デジタル値をあらかじめデータとして確保しておき、表引きにより分圧抵抗比デジタル値を求める方法でも良い。
【００１６】
以上、上記の実施例ではモータ６駆動時の平滑コンデンサ４の充電電圧を電源電圧に依存しない一定の電圧とするため、モータ６駆動前にＣＰＵ１８がデジタルポテンショメータ７を制御し電源電圧フィードバック信号Ｖｄｅｔの電圧を自動的に調整しているが、力率改善用ＩＣ１３内の平滑コンデンサの充電電圧フィードバック信号Ｖｉｎと基準電圧２９との誤差増幅率を変更できる構成でも上記実施例と同様の効果が得られる。図７の本発明の他の実施例を示すブロック回路図を用いて説明すると、図７に於いては、図１から図３の同一の部分には同一の番号を付してあり、４３は力率改善制御回路１２の基準電圧比較回路の増幅率を調整し平滑コンデンサ電圧センサ９のフィードバック値が一定になるように制御する制御手段となるデジタルポテンショメータであり、オペアンプ３２による直流基準電圧２９と平滑コンデンサの充電電圧フィードバック信号Ｖｉｎとの誤差増幅率を変更できるように設けてある。ＣＰＵ１８がＶセンサ９の信号出力を取り込むＡ／Ｄ変換器２３により電源電圧を把握しデジタルポテンショメータ４３の抵抗値を変更することで電源電圧の変化による電源電圧フィードバック信号Ｖｄｅｔの変化に対応し乗算器３３に入力されるＶｆｂを調整でき、乗算器３３の信号出力である交流電源電流の基準信号Ｉｉｎを電源電圧に依存しない一定の信号に調整することができるため、モータ６駆動時の平滑コンデンサ４の充電電圧を電源電圧に依存しない一定の電圧とすることが可能となり、同一電源での使用時間による電源電圧変動、及び電源事情による電源電圧の変化等の電源電圧変化による遠心機の加速・減速時間の短縮、延長を抑えることができる。
【００１７】
【発明の効果】
本発明によれば、交流電源電力を直流電源電力に、又は直流電源電力を交流電源電力に変換する電源用双方向電力変換器と、電源用双方向電力変換器の交流側に接続されるリアクトルと、電源用双方向電力変換器の直流側に接続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサに接続されロータを回転駆動するモータの回転制御を行うモータ用双方向電力変換器と、電源用双方向電力変換器を制御して平滑コンデンサの充電電圧を一定の電圧に保ち交流電源電流の高調波成分を抑制する力率改善制御回路と、力率改善制御回路に交流電源の電源電圧フィードバック信号を出力する電源電圧センサと、力率改善制御回路に交流電源の電源電流フィードバック信号を出力する電源電流センサと、力率改善制御回路に平滑コンデンサの充電電圧フィードバック信号を出力する平滑コンデンサ電圧センサと、力率改善制御回路の基準電圧比較回路の増幅率或いは電源電圧センサの電源電圧フィードバック信号の電圧を調整し平滑コンデンサの充電電圧が一定になるように制御する制御手段を設け、力率改善制御回路は前記制御手段を制御するＣＰＵを備え、ＣＰＵはモータ駆動前に交流電源の電圧を把握し電源電圧の変化に対し平滑コンデンサの充電電圧が一定になるように前記制御手段を制御し、力率改善制御回路の基準電圧比較回路の増幅率或いは電源電圧センサの電源電圧フィードバック信号の電圧を調整するようにしたので、電源電圧波形をフィードバックする交流電源電圧センサとなる絶縁トランスの入力タップを切り換えることなく同一電源での電源電圧の変動及び電源事情の違いがあってもモータ駆動時の平滑コンデンサの充電電圧を一定とすることができ、遠心機の加速・減速を電源電圧の変化に依存せず一定の時間で行うことがすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明になる遠心機用モータの制御装置の具体的実施例を示したブロック回路図である。
【図２】 図１の詳細な実施例を示すブロック回路図である。
【図３】 力率改善用ＩＣのブロック機能図である。
【図４】 電源電圧の変化に対するＣＰＵが算出しデジタルポテンショメータに出力する分圧抵抗比デジタル値を示すグラフである。
【図５】 電源電圧の変化に対するＣＰＵによるデジタルポテンショメータの制御により調整される電源電圧フィードバック信号の電圧を示すグラフである。
【図６】 ＣＰＵが電源電圧フィードバック信号の電圧があらかじめ定められた所定の値となるようにデジタルポテンショメータを制御する処理を示すフローチャートである。
【図７】 本発明になる他の実施例を示すブロック回路図である。
【符号の説明】
１は電源用双方向電力変換器、２はリアクトル、３はモータ用双方向電力変換器、４は平滑コンデンサ、７は力率改善制御回路１２の基準電圧比較回路の増幅率或いは電源電圧センサ９の電源電圧フィードバック信号の電圧を調整し平滑コンデンサ電圧センサのフィードバック値が一定になるように制御する制御手段であり、９は交流電源の電源電圧フィードバック信号を出力する電源電圧センサ、１０はは交流電源の電源電流フィードバック信号を出力する電源電流センサ、１１は平滑コンデンサ４の充電電圧をフィードバックする平滑コンデンサ電圧センサ、１２は力率改善制御回路、１８はＣＰＵである。

Claims (2)

1. 交流電源電力を直流電源電力に、又は直流電源電力を交流電源電力に変換する電源用双方向電力変換器と、該電源用双方向電力変換器の交流側に接続されるリアクトルと、前記電源用双方向電力変換器の直流側に接続される平滑コンデンサと、該平滑コンデンサに接続されロータを回転駆動するモータの回転制御を行うモータ用双方向電力変換器と、前記電源用双方向電力変換器を制御して前記平滑コンデンサの充電電圧を一定の電圧に保ち交流電源電流の高調波成分を抑制する力率改善制御回路と、該力率改善制御回路に交流電源の電源電圧フィードバック信号を出力する電源電圧センサと、前記力率改善制御回路に交流電源の電源電流フィードバック信号を出力する電源電流センサと、前記力率改善制御回路に前記平滑コンデンサの充電電圧フィードバック信号を出力する平滑コンデンサ電圧センサを備えた遠心機用モータの駆動制御装置において、前記力率改善制御回路の基準電圧比較回路の増幅率或いは前記電源電圧センサの電源電圧フィードバック信号の電圧を調整し、前記平滑コンデンサの充電電圧が一定になるように制御する制御手段を設けることを特徴とした遠心機用モータの制御装置。
2. 前記力率改善制御回路はＣＰＵを備え、該ＣＰＵはモータ駆動前に交流電源の電圧を把握し電源電圧の変化に対し前記平滑コンデンサの充電電圧が一定になるように前記制御手段を制御し前記力率改善制御回路の基準電圧比較回路の増幅率或いは前記電源電圧センサの電源電圧フィードバック信号の電圧を調整することを特徴とした請求項１記載の遠心機用モータの制御装置。

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