JP3636313B2 - ディジタルバースト光送信回路 - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光出力をモニタするモニタフォトダイオード(以下、MPDと略記する)を内蔵し、このMPDがレーザダイオード(以下、LDと略記する)の背面光を受光するように作られたLDモジュールを用いて光出力制御を行うディジタルバースト光送信回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
図10は、従来のディジタルバースト光送信回路の構成を示す回路図である。これは、LDモジュール10が光ファイバ11にディジタルバースト光を送信する回路で、LDモジュール10はMPDを内蔵しており、光ファイバ11に光を送信したときに、LDの背面光PbをMPDが受光するように作られている。MPDから出力されるモニタ電流Impdは、電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路(以下、I−V変換回路と略称する)12によって電圧に変換され、その電圧が比較回路15に加えられる。比較回路15はI−V変換回路12によって変換された電圧と、可変電圧源14によって設定された基準電圧Vbとを比較し、チャージポンプ回路16を介して、変換された電圧のピークが基準電圧Vbを超える場合には、コンデンサ17の電荷を減らし、変換された電圧のピークが基準電圧Vb以下である場合にはコンデンサの電荷を増やすようになっている。さらに、コンデンサ17の端子間電圧Vcによって電流値が決まる電圧制御電流源19を備えており、カレントスイッチ20のパルスデータ入力端子21に加えられるバースト信号に対応するパルスデータに応じて、電圧制御電流源19の出力電流がLDモジュール10を構成するLDに流されるようになっている。
【0003】
このような構成とすることにより、LDの駆動電流IldとLDの発光パワーレベルPoとの関係が温度によって変化したとしても、モニタ電流が一定になるような制御が行われるため、光ファイバ11から出力されるファイバ出力光Pfのピーク値は略一定に保たれる。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来のディジタルバースト光送信回路を構成するI−V変換回路12は、モニタ電流Impdの入力範囲には制限があり、したがって、モニタ電流ImpdがI−V変換回路12の許容入力範囲を超えるLDモジュールは使用できないという問題があった。
【0005】
この問題を解決する回路構成として、例えば図11に示すように、I−V変換回路12に入力範囲を切り替え設定するための入力範囲設定端子13を設けることが考えられている。しかし、この構成では、コンデンサ17の値が一定であるため、入力範囲を変えることで、光送信回路としての特性が変わってしまうことになる。このことを図12及び図13を用いて説明する。
図12(a)、(b)、(c)は、図10の回路においてコンデンサ17の容量が小さい場合のモニタ電流Impdの理想波形、モニタ電流Impdの実波形、駆動電流Ild及びファイバ出力光Pfの関係を示したものであり、図13(a)、(b)、(c)は、図10の回路においてコンデンサ17の容量が大きい場合のモニタ電流Impdの理想波形、モニタ電流Impdの実波形、駆動電流Ild及びファイバ出力光Pfの関係を示したものである。
【0006】
ここで、モニタ電流Impdの理想波形はそのレベルの安定後、図12及び図13の(a)に示すように、バーストデータの先頭と末尾とでピーク値が変化しないが、モニタ電流Impdの実波形は、図12及び図13の(b)に示すように、バーストデータの先頭と末尾とでピーク値が異なっている。これは、MPDの入射光が遮断された場合に遅れてゼロに戻る電流、すなわち、テールカレントの影響によるものであるが、このような波形のモニタ電流Impdが入力された場合、図12においては、バーストの先頭において光出力が下がったものと判断してしまい、LDの駆動電流Ildを大きくして光出力Pfを上げようとする制御が働く。このため、バーストの先頭において図12(c)に示すようなピーキングが発生することになる。なお、コンデンサ17の容量が小さい場合を示す図12においては、1バースト目からの応答速度が速くなっているが、応答速度が速い分、バーストの先頭におけるピーキングが大きくなってしまう。
【0007】
一方、コンデンサ容量が大きい場合を示す図13においても、バーストの先頭において光出力が下がったものと判断してしまい、LDの駆動電流Ildを大きくして光出力Pfを上げようとする制御が働く。このため、バーストの先頭において図12(c)に示すようなピーキングが発生することになる。コンデンサ17の容量が大きい場合を示す図13においては、1バースト目からの応答速度が遅くなっているが、応答速度が遅い分、バーストの先頭におけるピーキングが小さくなっている。
【0008】
以上のことから、コンデンサの値は応答速度とピーキングのトレードオフを考慮して最適な値に設定されていなければいけないことがわかる。よって、図11に示したように、単純にI−V変換回路12に入力範囲設定端子13を設ける構成では、コンデンサ17の値が一定であるため、入力範囲の設定を変えることで、応答速度とピーキングのトレードオフのバランスが崩れてしまうという問題があった。
【0009】
本発明は、この問題点を解決するためになされたもので、広いモニタ電流範囲をカバーすることのできるディジタルバースト光送信回路を提供することを目的とする。
【0010】
【課題を解決するための手段】
本発明は、静電容量を少なくとも2種類に切り替えることが可能なコンデンサを用い、I−V変換回路の入力電流範囲の切り替えに連動させて、コンデンサの静電容量を切り替える手段を設けたものである。
このように構成することによって、応答速度とピーキングのトレードオフのバランスを変えることなく、広いモニタ電流範囲をカバーすることができる。
【0011】
第2の発明は、I−V変換回路の入力電流範囲と基準電圧を外部コンピュータから自動調整可能とし、自動調整後の調整値を記憶手段に記憶させ、通常運用時には記憶された設定値を読出し、得られた電力範囲設定値に設定するとともに、得られた基準電圧設定値をアナログ信号に変換して基準電圧としてI−V変換回路の出力電圧と比較するように構成したものである。
このように構成することによって、広いモニタ電流範囲をカバーすることが可能となるばかりでなく、モニタ電流範囲の切り替えと連動した光出力の自動調整が可能となる。ただし、本構成では、応答速度とピーキングのトレードオフは考慮されていない。
【0012】
さらに、第3の発明は、第2の発明において、I−V変換回路の入力電流範囲の切り替えに連動させて、コンデンサの静電容量を切り替えるように構成したものである。
このように構成することによって、応答速度とピーキングのトレードオフのバランスを考えることなく、広いモニタ電流範囲をカバーすることが可能となるばかりでなく、モニタ電流範囲の切り替えと連動した光出力の自動調整が可能となる。
【0013】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図1は、本発明の第1の実施の形態におけるディジタルバースト光送信回路の構成を示すブロック図である。図1において、LDモジュール10はLDとMPDとで構成され、LDのアノードは直流電源Vdd2に接続され、MPDのカソードは直流電源Vdd1に接続されている。このうち、LDは順方向の駆動電流Ildが流れたとき光出力Pfを光ファイバ11に送出する。MPDはLDの背面光Pbを受光するように作られており、そのアノードからモニタ電流Impdを発生する。このMPDのアノードは、入力範囲設定端子13を有するI−V変換回路12の入力端子に接続されている。このI−V変換回路12の出力端子は比較回路15の一方の入力端子に接続されている。この比較回路15の他方の入力端子には、他端が接地された可変電圧源14の一端が接続されている。比較回路15の出力端子はチャージポンプ回路16の入力端子に接続されている。このチャージポンプ回路16の出力端子は電圧制御電流源19の制御入力端子に接続され、さらに、チャージポンプ回路16の制御タイミングを調整する端子にはパルスデータ入力端子21が接続されている。
【0014】
また、チャージポンプ回路16の出力端子には、他端が接地されたコンデンサ17の一端が接続されるとともに、同じく他端が接地されたコンデンサ18の一端が、例えば、トランジスタでなるオン、オフ制御可能なスイッチ27を介して、接続されている。このスイッチ27は入力範囲設定端子13の電圧信号に応じてオン、オフ制御される。電圧制御電流源19の一端はカレントスイッチ20を介して、LDのカソードに接続され、その他端は接地されている。また、カレントスイッチ20の制御入力端子にパルスデータ入力端子21が接続されている。
【0015】
図2はI−V変換回路12の詳細な構成を示す回路図であり、入力端子がLDモジュール10のMPDのアノードに接続され、出力端子が比較回路15の一方の入力端子に接続された反転増幅器121を含み、この反転増幅器121の入出力端子間に、抵抗R1及びスイッチSWの直列接続回路と、抵抗R2とが接続されている。入力範囲設定端子13にはHレベル又はLレベルの直流電圧が加えられ、例えば、Hレベルの直流電圧が加えられたときにスイッチSWをオン状態にすることによって入力信号範囲を広げることができる。
【0016】
図3はチャージポンプ回路16の詳細な構成を示す回路図である。ここで、PNP形のトランジスタTr11のエミッタが直流電源Vddに接続され、このトランジスタTr11のコレクタはそのベースに接続されるとともに、スイッチSW1を介して抵抗R11の一端に接続されている。抵抗R11の他端は接地されている。また、NPN形のトランジスタTr13のエミッタが接地され、このトランジスタTr13のコレクタはそのベースに接続されるとともに、スイッチSW2を介して抵抗R12の一端に接続されている。抵抗R12の他端は直流電源Vddに接続されている。
【0017】
また、PNP形のトランジスタTr12のエミッタが直流電源Vddに接続され、このトランジスタTr12のコレクタはNPN形のトランジスタTr14のコレクタに接続されている。このトランジスタTr14のエミッタは接地されている。そして、トランジスタTr12のベースにトグルスイッチTSW1の共通接続端子が接続され、このトグルスイッチTSW1の常開側端子がトランジスタTr11のベースに接続され、その常閉側端子が直流電源Vddに接続されている。また、トランジスタTr14のベースにトグルスイッチTSW2の共通接続端子が接続され、このトグルスイッチTSW2の常開側端子がトランジスタTr13のベースに接続され、その常閉側端子が接地されている。
【0018】
さらに、図4(a)に示した矩形波状のパルスデータを入力したとき、図4(b)に示したように入力タイミングを遅らせてトグルスイッチTSW1及びTSW2を切り替えるパルス幅調整回路161を備えている。そして、トランジスタTr12及びTr14のコレクタの相互接続点がチャージポンプ回路16の出力端子を構成している。
【0019】
図5はカレントスイッチ20の詳細な構成を示す回路図である。これは、NPN形のトランジスタTr21のコレクタが抵抗R21を介して直流電源Vddに接続され、そのエミッタは電圧制御電流源19に接続されている。また、もう一つのNPN形のトランジスタTr22のコレクタがLDモジュール10のLDのカソードに接続され、そのエミッタはトランジスタTr22のエミッタに接続されている。そして、一方の入力端子(+)がパルスデータ入力端子21に接続され、他方の入力端子(−)が基準電圧源を介して接地されたバッファ201が設けられ、このバッファ201の出力端子がトランジスタTr22のベースに接続され、その反転出力端子がトランジスタTr21のベースに接続されている。
【0020】
なお、電圧制御電流源19については、その入力電圧Vcに対応する電流を流すもので、その構成等は周知であるのでその詳細な回路構成については図示及び説明を省略する。
【0021】
上記のように構成された第1の実施の形態の動作について、図6をも参照して以下に説明する。LDモジュール10を構成するLDの駆動電流Ifと発光パワーレベルPoとの間には、図6に示すように、温度の変化によって大きく変動することが知られている。この図から明らかなように、−10、25、50、75[℃]のいずれの温度においても、駆動電流Ifが大きくなるほど発光パワーレベルPoも大きくなるが、所定の発光パワーレベルPoを得るためには温度が高くなるほど駆動電流Ifを大きくしなければならない。ディジタルバースト光送信回路は温度が変化した場合でも背面光Pbは発光パワーレベルPoに比例し、この背面光Pbに対応したモニタ電流Impdが流れることを前提として、このモニタ電流Impdを一定に制御するものであるが、所定の光出力が得られる場合のモニタ電流Impdのばらつきが大きいために、入力範囲設定端子13を有するI−V変換回路12を用いている。
【0022】
このI−V変換回路12は、図2に示すように、トランスインピーダンス型の反転増幅器を備え、入力範囲設定端子13にHレベルの直流電圧を印加したとき、スイッチSWがオン状態にされて入力範囲が広げられ、反対に、入力範囲設定端子13にLレベルの直流電圧を印加したとき、スイッチSWがオフ状態にされて入力範囲が通常の幅に戻される。したがって、所定の光出力が得られる時のモニタ電流のImpdの大きさに応じて、Hレベル又はLレベルの直流電圧を選択する。I−V変換回路12からは、常にモニタ電流Impdに比例した電圧が出力される。この電圧は比較回路15によって可変電圧源14の基準電圧Vbと比較される。
【0023】
比較回路15は二つの出力端子を有し、I−V変換回路12で変換された電圧が基準電圧Vbを超える場合には一方がHレベルで他方がLレベルの信号を出力し、反対に、I−V変換回路12で変換された電圧が基準電圧Vb以下である場合には一方がLレベルで他方がHレベルの信号を出力する。これらの信号がチャージポンプ回路16に加えられる。
【0024】
図3において、チャージポンプ回路16を構成するスイッチSW1及びSW2はこれら比較回路15の信号に応動してオン、オフ制御されるもので、例えば、入力パルスデータがHレベルとなり、LDが発光している時、I−V変換回路12の出力電圧が可変電圧源14の電圧よりも小さい場合にはスイッチSW1はオン状態にされ、スイッチSW2はオフ状態にされる。反対に、I−V変換回路12の出力電圧が可変電圧源14の電圧よりも大きい場合にはスイッチSW1はオフ状態にされ、スイッチSW2はオン状態にされる。
【0025】
ここで、スイッチSW1がオン状態に、スイッチSW2がオフ状態になると、直流電源Vdd→トランジスタTr11→スイッチSW1→抵抗R11→接地点の経路で電流が流れる。さらに、トグルスイッチTSW1がトランジスタTr11のベースとトランジスタTr12のベースとを接続すると、トランジスタTr11とトランジスタTr12とはカレントミラー回路となり、直流電源Vdd→トランジスタTr12→外付けのコンデンサ17、又は、外付けのコンデンサ17及び18→接地点の経路で電流が流れ、コンデンサ17、又は、コンデンサ17及び18を充電する。
【0026】
一方、スイッチSW1がオフ状態に、スイッチSW2がオン状態になると、直流電源Vdd→抵抗R12→スイッチSW2→トランジスタTr13→接地点の経路で電流が流れる。さらに、トグルスイッチTSW2がトランジスタTr13のベースとトランジスタTr14のベースとを接続すると、トランジスタTr13とトランジスタTr14とはカレントミラー回路となり、コンデンサ17、又は、コンデンサ17及び18→トランジスタTr14→接地点の経路で電流が流れ、コンデンサ17、又は、コンデンサ17及び18を放電させる。
【0027】
すなわち、I−V変換回路12の出力電圧が可変電圧源14の電圧よりも小さい場合には、コンデンサ17、又は、コンデンサ17及び18は充電され、反対に、I−V変換回路12の出力電圧が可変電圧源14の電圧よりも大きい場合には、コンデンサ17、又は、コンデンサ17及び18は放電される。
トグルスイッチTSW1及びTSW2は、入力パルスデータがHレベルになって、LDモジュール10のLDが発光しているときにのみ光出力信号に対してフィードバック制御動作を行わせるもので、そのタイミングを僅かに遅らせる必要があるため、パルス幅調整回路161を設けて、図4(a)、(b)に示したように、パルスの立上がりのタイミングを遅くしている。
【0028】
一方、この実施の形態では入力範囲設定端子13にHレベルの直流電圧を印加してI−V変換回路12の入力範囲を広げたとき、スイッチ27をオン状態にすることにより、コンデンサ17及び18の両方がチャージポンプ回路16と電圧制御電流源19との間に接続され、これによって、応答速度が遅くされる。
【0029】
このようにして、入力データパルスがHレベルであるときに充放電が行われたコンデンサの端子間電圧Vcが電圧制御電流源19に加えられ、この電圧Vcによって決まる大きさの電流が入力パルスデータに応じてカレントスイッチ20に流されるとともに、LDモジュール10を構成するLDに流される。この場合、カレントスイッチ20は、図5に示すように、バッファ201に加えられる入力パルスデータが基準電圧よりも高いHレベルであるとき、トランジスタTr21はオフ状態になり、トランジスタTr22はオン状態になってLDモジュール10のLDに電流を流し、入力パルスデータが基準電圧よりも低いLレベルであるとき、トランジスタTr21はオン状態になり、トランジスタTr22はオフ状態になって抵抗R21側に電流を流すように動作する。
【0030】
以上のように、本発明の第1の実施の形態によれば、I−V変換回路12の入力電流範囲とコンデンサの静電容量を連動させて設定するため、光ファイバ11から出力されるファイバ出力光Pfが一定に保たれるだけでなく、応答速度とピーキングのトレードオフのバランスを崩さずに広いモニタ電流範囲をカバーすることが可能となる。
【0031】
次に、第2の実施の形態について説明する。図7は、I−V変換回路12のモニタ電流入力範囲と基準電圧を外部コンピュータから自動調整可能とし、自動調整の調整値を不揮発性メモリに記憶させ、通常運用時には、記憶された設定値を読み出し、入力電流範囲と基準電圧を設定するようにしたものである。そのために、本発明に係る記憶データ読み出し手段を備える自動調整用インタフェース回路23、不揮発性メモリ25及びディジタル・アナログ(DA)変換回路26を備えている。図8はこのうちの自動調整用インタフェース回路23の詳細な構成を示すブロック図であり、RS232Cトランシーバ231とEEPROM制御回路232とを備え、RS232Cトランシーバ231は自動調整用端子24を含み、この自動調整用端子24にパーソナルコンピュータ30が接続される。
【0032】
この実施形態はチャージポンプ回路16の出力経路にコンデンサ17のみが接続された場合に、I−V変換回路12の入出力特性を最適な状態に調整するに当たり、自動調整用インタフェース回路23はRS232Cトランシーバ231を介してパーソナルコンピュータ30に接続される。そして、パーソナルコンピュータ30からの制御により適切な基準電圧に調整され、調整後は、EEPROM制御回路232がその基準電圧を不揮発性メモリ25に書き込み、さらに、その値を読み出してDA変換回路26に加える。そして、DA変換回路26から比較回路15に基準電圧が加えられる。これ以外の構成及び動作については第1の実施の形態と同様であるのでそれらの説明を省略する。
【0033】
このように、図7に示した第2の実施の形態によれば、広いモニタ電流範囲をカバーすることが可能となるばかりでなく、モニタ電流範囲の切り替えと連動させた光出力の自動調整が可能となる。
【0034】
図9は本発明に係るディジタルバースト光送信回路の第3の実施の形態を示す回路図であり、図中、第2の実施の形態を示す図8と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。この実施の形態は図8に示す第2の実施の形態に対して、さらに、I−V変換回路12のモニタ電流入力範囲設定端子に連動させて、コンデンサの容量を切り替えるように構成したもので、チャージポンプ回路16の出力端子と接地点との間にコンデンサ17を接続するとともに、コンデンサ18及びスイッチ27の直列接続回路を接続し、入力範囲設定端子13の電圧が一定値を超えてHレベルになった段階で、スイッチ27をオン状態にして容量を増加させている。
【0035】
このような構成としたことによって、応答速度とピーキングのトレードオフのバランスを崩さずに広いモニタ電流範囲をカバーすることが可能となる。
【0036】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のディジタルバースト光送信回路によれば、LDモジュールのMPDのモニタ電流を、電圧に変換し、変換後の電圧が基準電圧を超える場合にコンデンサの電荷を減らし、基準電圧以下である場合にコンデンサの電荷を増やすとともに、コンデンサの端子間電圧に対応させてレーザダイオードの駆動電流を制御するに当たり、I−V変換回路の入力電流範囲の切り替えに連動させてコンデンサの静電容量を切り替えることにより、応答速度とピーキングのトレードオフのバランスを崩さずに、従来よりも広いモニタ電流範囲をカバーすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態のディジタルバースト光送信回路の構成を示すブロック図
【図2】図1に示す第1の実施の形態を構成するI−V変換回路の詳細な構成を示す回路図
【図3】図1に示す第1の実施の形態を構成するチャージポンプ回路の詳細な構成を示す回路図
【図4】図3に示すチャージポンプ回路を構成するパルス幅調整回路の入出力波形図
【図5】図1に示す第1の実施の形態を構成するカレントスイッチの詳細な構成を示す回路図
【図6】図1に示す第1の実施の形態の動作を説明するために、レーザダイオードの駆動電流と発光パワーレベルとの関係を示す線図
【図7】本発明の第2の実施の形態のディジタルバースト光送信回路の構成を示すブロック図
【図8】図7に示す第2の実施の形態を構成する自動調整用インタフェース回路の詳細な構成を示すブロック図
【図9】本発明の第3の実施の形態のディジタルバースト光送信回路の構成を示すブロック図
【図10】従来のディジタルバースト光送信回路の構成を示すブロック図
【図11】従来のディジタルバースト光送信回路のもう一つの構成を示すブロック図
【図12】ディジタルバースト光送信回路における応答速度とピーキングのトレードオフを説明するための波形図
【図13】ディジタルバースト光送信回路における応答速度とピーキングのトレードオフを説明するための波形図
【符号の説明】
10 レーザダイオード(LD)モジュール
11 光ファイバ
12 電流−電圧(I−V)変換回路
13 入力範囲設定端子
14 可変電圧源
15 比較回路
16 チャージポンプ回路
17、18 コンデンサ
19 電圧制御電流源
20 カレントスイッチ
21 パルスデータ入力端子
23 自動調整用インタフェース回路
25 不揮発性メモリ
26 ディジタル・アナログ(DA)変換回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、光出力をモニタするモニタフォトダイオード(以下、MPDと略記する)を内蔵し、このMPDがレーザダイオード(以下、LDと略記する)の背面光を受光するように作られたLDモジュールを用いて光出力制御を行うディジタルバースト光送信回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
図10は、従来のディジタルバースト光送信回路の構成を示す回路図である。これは、LDモジュール10が光ファイバ11にディジタルバースト光を送信する回路で、LDモジュール10はMPDを内蔵しており、光ファイバ11に光を送信したときに、LDの背面光PbをMPDが受光するように作られている。MPDから出力されるモニタ電流Impdは、電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路(以下、I−V変換回路と略称する)12によって電圧に変換され、その電圧が比較回路15に加えられる。比較回路15はI−V変換回路12によって変換された電圧と、可変電圧源14によって設定された基準電圧Vbとを比較し、チャージポンプ回路16を介して、変換された電圧のピークが基準電圧Vbを超える場合には、コンデンサ17の電荷を減らし、変換された電圧のピークが基準電圧Vb以下である場合にはコンデンサの電荷を増やすようになっている。さらに、コンデンサ17の端子間電圧Vcによって電流値が決まる電圧制御電流源19を備えており、カレントスイッチ20のパルスデータ入力端子21に加えられるバースト信号に対応するパルスデータに応じて、電圧制御電流源19の出力電流がLDモジュール10を構成するLDに流されるようになっている。
【0003】
このような構成とすることにより、LDの駆動電流IldとLDの発光パワーレベルPoとの関係が温度によって変化したとしても、モニタ電流が一定になるような制御が行われるため、光ファイバ11から出力されるファイバ出力光Pfのピーク値は略一定に保たれる。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来のディジタルバースト光送信回路を構成するI−V変換回路12は、モニタ電流Impdの入力範囲には制限があり、したがって、モニタ電流ImpdがI−V変換回路12の許容入力範囲を超えるLDモジュールは使用できないという問題があった。
【0005】
この問題を解決する回路構成として、例えば図11に示すように、I−V変換回路12に入力範囲を切り替え設定するための入力範囲設定端子13を設けることが考えられている。しかし、この構成では、コンデンサ17の値が一定であるため、入力範囲を変えることで、光送信回路としての特性が変わってしまうことになる。このことを図12及び図13を用いて説明する。
図12(a)、(b)、(c)は、図10の回路においてコンデンサ17の容量が小さい場合のモニタ電流Impdの理想波形、モニタ電流Impdの実波形、駆動電流Ild及びファイバ出力光Pfの関係を示したものであり、図13(a)、(b)、(c)は、図10の回路においてコンデンサ17の容量が大きい場合のモニタ電流Impdの理想波形、モニタ電流Impdの実波形、駆動電流Ild及びファイバ出力光Pfの関係を示したものである。
【0006】
ここで、モニタ電流Impdの理想波形はそのレベルの安定後、図12及び図13の(a)に示すように、バーストデータの先頭と末尾とでピーク値が変化しないが、モニタ電流Impdの実波形は、図12及び図13の(b)に示すように、バーストデータの先頭と末尾とでピーク値が異なっている。これは、MPDの入射光が遮断された場合に遅れてゼロに戻る電流、すなわち、テールカレントの影響によるものであるが、このような波形のモニタ電流Impdが入力された場合、図12においては、バーストの先頭において光出力が下がったものと判断してしまい、LDの駆動電流Ildを大きくして光出力Pfを上げようとする制御が働く。このため、バーストの先頭において図12(c)に示すようなピーキングが発生することになる。なお、コンデンサ17の容量が小さい場合を示す図12においては、1バースト目からの応答速度が速くなっているが、応答速度が速い分、バーストの先頭におけるピーキングが大きくなってしまう。
【0007】
一方、コンデンサ容量が大きい場合を示す図13においても、バーストの先頭において光出力が下がったものと判断してしまい、LDの駆動電流Ildを大きくして光出力Pfを上げようとする制御が働く。このため、バーストの先頭において図12(c)に示すようなピーキングが発生することになる。コンデンサ17の容量が大きい場合を示す図13においては、1バースト目からの応答速度が遅くなっているが、応答速度が遅い分、バーストの先頭におけるピーキングが小さくなっている。
【0008】
以上のことから、コンデンサの値は応答速度とピーキングのトレードオフを考慮して最適な値に設定されていなければいけないことがわかる。よって、図11に示したように、単純にI−V変換回路12に入力範囲設定端子13を設ける構成では、コンデンサ17の値が一定であるため、入力範囲の設定を変えることで、応答速度とピーキングのトレードオフのバランスが崩れてしまうという問題があった。
【0009】
本発明は、この問題点を解決するためになされたもので、広いモニタ電流範囲をカバーすることのできるディジタルバースト光送信回路を提供することを目的とする。
【0010】
【課題を解決するための手段】
本発明は、静電容量を少なくとも2種類に切り替えることが可能なコンデンサを用い、I−V変換回路の入力電流範囲の切り替えに連動させて、コンデンサの静電容量を切り替える手段を設けたものである。
このように構成することによって、応答速度とピーキングのトレードオフのバランスを変えることなく、広いモニタ電流範囲をカバーすることができる。
【0011】
第2の発明は、I−V変換回路の入力電流範囲と基準電圧を外部コンピュータから自動調整可能とし、自動調整後の調整値を記憶手段に記憶させ、通常運用時には記憶された設定値を読出し、得られた電力範囲設定値に設定するとともに、得られた基準電圧設定値をアナログ信号に変換して基準電圧としてI−V変換回路の出力電圧と比較するように構成したものである。
このように構成することによって、広いモニタ電流範囲をカバーすることが可能となるばかりでなく、モニタ電流範囲の切り替えと連動した光出力の自動調整が可能となる。ただし、本構成では、応答速度とピーキングのトレードオフは考慮されていない。
【0012】
さらに、第3の発明は、第2の発明において、I−V変換回路の入力電流範囲の切り替えに連動させて、コンデンサの静電容量を切り替えるように構成したものである。
このように構成することによって、応答速度とピーキングのトレードオフのバランスを考えることなく、広いモニタ電流範囲をカバーすることが可能となるばかりでなく、モニタ電流範囲の切り替えと連動した光出力の自動調整が可能となる。
【0013】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図1は、本発明の第1の実施の形態におけるディジタルバースト光送信回路の構成を示すブロック図である。図1において、LDモジュール10はLDとMPDとで構成され、LDのアノードは直流電源Vdd2に接続され、MPDのカソードは直流電源Vdd1に接続されている。このうち、LDは順方向の駆動電流Ildが流れたとき光出力Pfを光ファイバ11に送出する。MPDはLDの背面光Pbを受光するように作られており、そのアノードからモニタ電流Impdを発生する。このMPDのアノードは、入力範囲設定端子13を有するI−V変換回路12の入力端子に接続されている。このI−V変換回路12の出力端子は比較回路15の一方の入力端子に接続されている。この比較回路15の他方の入力端子には、他端が接地された可変電圧源14の一端が接続されている。比較回路15の出力端子はチャージポンプ回路16の入力端子に接続されている。このチャージポンプ回路16の出力端子は電圧制御電流源19の制御入力端子に接続され、さらに、チャージポンプ回路16の制御タイミングを調整する端子にはパルスデータ入力端子21が接続されている。
【0014】
また、チャージポンプ回路16の出力端子には、他端が接地されたコンデンサ17の一端が接続されるとともに、同じく他端が接地されたコンデンサ18の一端が、例えば、トランジスタでなるオン、オフ制御可能なスイッチ27を介して、接続されている。このスイッチ27は入力範囲設定端子13の電圧信号に応じてオン、オフ制御される。電圧制御電流源19の一端はカレントスイッチ20を介して、LDのカソードに接続され、その他端は接地されている。また、カレントスイッチ20の制御入力端子にパルスデータ入力端子21が接続されている。
【0015】
図2はI−V変換回路12の詳細な構成を示す回路図であり、入力端子がLDモジュール10のMPDのアノードに接続され、出力端子が比較回路15の一方の入力端子に接続された反転増幅器121を含み、この反転増幅器121の入出力端子間に、抵抗R1及びスイッチSWの直列接続回路と、抵抗R2とが接続されている。入力範囲設定端子13にはHレベル又はLレベルの直流電圧が加えられ、例えば、Hレベルの直流電圧が加えられたときにスイッチSWをオン状態にすることによって入力信号範囲を広げることができる。
【0016】
図3はチャージポンプ回路16の詳細な構成を示す回路図である。ここで、PNP形のトランジスタTr11のエミッタが直流電源Vddに接続され、このトランジスタTr11のコレクタはそのベースに接続されるとともに、スイッチSW1を介して抵抗R11の一端に接続されている。抵抗R11の他端は接地されている。また、NPN形のトランジスタTr13のエミッタが接地され、このトランジスタTr13のコレクタはそのベースに接続されるとともに、スイッチSW2を介して抵抗R12の一端に接続されている。抵抗R12の他端は直流電源Vddに接続されている。
【0017】
また、PNP形のトランジスタTr12のエミッタが直流電源Vddに接続され、このトランジスタTr12のコレクタはNPN形のトランジスタTr14のコレクタに接続されている。このトランジスタTr14のエミッタは接地されている。そして、トランジスタTr12のベースにトグルスイッチTSW1の共通接続端子が接続され、このトグルスイッチTSW1の常開側端子がトランジスタTr11のベースに接続され、その常閉側端子が直流電源Vddに接続されている。また、トランジスタTr14のベースにトグルスイッチTSW2の共通接続端子が接続され、このトグルスイッチTSW2の常開側端子がトランジスタTr13のベースに接続され、その常閉側端子が接地されている。
【0018】
さらに、図4(a)に示した矩形波状のパルスデータを入力したとき、図4(b)に示したように入力タイミングを遅らせてトグルスイッチTSW1及びTSW2を切り替えるパルス幅調整回路161を備えている。そして、トランジスタTr12及びTr14のコレクタの相互接続点がチャージポンプ回路16の出力端子を構成している。
【0019】
図5はカレントスイッチ20の詳細な構成を示す回路図である。これは、NPN形のトランジスタTr21のコレクタが抵抗R21を介して直流電源Vddに接続され、そのエミッタは電圧制御電流源19に接続されている。また、もう一つのNPN形のトランジスタTr22のコレクタがLDモジュール10のLDのカソードに接続され、そのエミッタはトランジスタTr22のエミッタに接続されている。そして、一方の入力端子(+)がパルスデータ入力端子21に接続され、他方の入力端子(−)が基準電圧源を介して接地されたバッファ201が設けられ、このバッファ201の出力端子がトランジスタTr22のベースに接続され、その反転出力端子がトランジスタTr21のベースに接続されている。
【0020】
なお、電圧制御電流源19については、その入力電圧Vcに対応する電流を流すもので、その構成等は周知であるのでその詳細な回路構成については図示及び説明を省略する。
【0021】
上記のように構成された第1の実施の形態の動作について、図6をも参照して以下に説明する。LDモジュール10を構成するLDの駆動電流Ifと発光パワーレベルPoとの間には、図6に示すように、温度の変化によって大きく変動することが知られている。この図から明らかなように、−10、25、50、75[℃]のいずれの温度においても、駆動電流Ifが大きくなるほど発光パワーレベルPoも大きくなるが、所定の発光パワーレベルPoを得るためには温度が高くなるほど駆動電流Ifを大きくしなければならない。ディジタルバースト光送信回路は温度が変化した場合でも背面光Pbは発光パワーレベルPoに比例し、この背面光Pbに対応したモニタ電流Impdが流れることを前提として、このモニタ電流Impdを一定に制御するものであるが、所定の光出力が得られる場合のモニタ電流Impdのばらつきが大きいために、入力範囲設定端子13を有するI−V変換回路12を用いている。
【0022】
このI−V変換回路12は、図2に示すように、トランスインピーダンス型の反転増幅器を備え、入力範囲設定端子13にHレベルの直流電圧を印加したとき、スイッチSWがオン状態にされて入力範囲が広げられ、反対に、入力範囲設定端子13にLレベルの直流電圧を印加したとき、スイッチSWがオフ状態にされて入力範囲が通常の幅に戻される。したがって、所定の光出力が得られる時のモニタ電流のImpdの大きさに応じて、Hレベル又はLレベルの直流電圧を選択する。I−V変換回路12からは、常にモニタ電流Impdに比例した電圧が出力される。この電圧は比較回路15によって可変電圧源14の基準電圧Vbと比較される。
【0023】
比較回路15は二つの出力端子を有し、I−V変換回路12で変換された電圧が基準電圧Vbを超える場合には一方がHレベルで他方がLレベルの信号を出力し、反対に、I−V変換回路12で変換された電圧が基準電圧Vb以下である場合には一方がLレベルで他方がHレベルの信号を出力する。これらの信号がチャージポンプ回路16に加えられる。
【0024】
図3において、チャージポンプ回路16を構成するスイッチSW1及びSW2はこれら比較回路15の信号に応動してオン、オフ制御されるもので、例えば、入力パルスデータがHレベルとなり、LDが発光している時、I−V変換回路12の出力電圧が可変電圧源14の電圧よりも小さい場合にはスイッチSW1はオン状態にされ、スイッチSW2はオフ状態にされる。反対に、I−V変換回路12の出力電圧が可変電圧源14の電圧よりも大きい場合にはスイッチSW1はオフ状態にされ、スイッチSW2はオン状態にされる。
【0025】
ここで、スイッチSW1がオン状態に、スイッチSW2がオフ状態になると、直流電源Vdd→トランジスタTr11→スイッチSW1→抵抗R11→接地点の経路で電流が流れる。さらに、トグルスイッチTSW1がトランジスタTr11のベースとトランジスタTr12のベースとを接続すると、トランジスタTr11とトランジスタTr12とはカレントミラー回路となり、直流電源Vdd→トランジスタTr12→外付けのコンデンサ17、又は、外付けのコンデンサ17及び18→接地点の経路で電流が流れ、コンデンサ17、又は、コンデンサ17及び18を充電する。
【0026】
一方、スイッチSW1がオフ状態に、スイッチSW2がオン状態になると、直流電源Vdd→抵抗R12→スイッチSW2→トランジスタTr13→接地点の経路で電流が流れる。さらに、トグルスイッチTSW2がトランジスタTr13のベースとトランジスタTr14のベースとを接続すると、トランジスタTr13とトランジスタTr14とはカレントミラー回路となり、コンデンサ17、又は、コンデンサ17及び18→トランジスタTr14→接地点の経路で電流が流れ、コンデンサ17、又は、コンデンサ17及び18を放電させる。
【0027】
すなわち、I−V変換回路12の出力電圧が可変電圧源14の電圧よりも小さい場合には、コンデンサ17、又は、コンデンサ17及び18は充電され、反対に、I−V変換回路12の出力電圧が可変電圧源14の電圧よりも大きい場合には、コンデンサ17、又は、コンデンサ17及び18は放電される。
トグルスイッチTSW1及びTSW2は、入力パルスデータがHレベルになって、LDモジュール10のLDが発光しているときにのみ光出力信号に対してフィードバック制御動作を行わせるもので、そのタイミングを僅かに遅らせる必要があるため、パルス幅調整回路161を設けて、図4(a)、(b)に示したように、パルスの立上がりのタイミングを遅くしている。
【0028】
一方、この実施の形態では入力範囲設定端子13にHレベルの直流電圧を印加してI−V変換回路12の入力範囲を広げたとき、スイッチ27をオン状態にすることにより、コンデンサ17及び18の両方がチャージポンプ回路16と電圧制御電流源19との間に接続され、これによって、応答速度が遅くされる。
【0029】
このようにして、入力データパルスがHレベルであるときに充放電が行われたコンデンサの端子間電圧Vcが電圧制御電流源19に加えられ、この電圧Vcによって決まる大きさの電流が入力パルスデータに応じてカレントスイッチ20に流されるとともに、LDモジュール10を構成するLDに流される。この場合、カレントスイッチ20は、図5に示すように、バッファ201に加えられる入力パルスデータが基準電圧よりも高いHレベルであるとき、トランジスタTr21はオフ状態になり、トランジスタTr22はオン状態になってLDモジュール10のLDに電流を流し、入力パルスデータが基準電圧よりも低いLレベルであるとき、トランジスタTr21はオン状態になり、トランジスタTr22はオフ状態になって抵抗R21側に電流を流すように動作する。
【0030】
以上のように、本発明の第1の実施の形態によれば、I−V変換回路12の入力電流範囲とコンデンサの静電容量を連動させて設定するため、光ファイバ11から出力されるファイバ出力光Pfが一定に保たれるだけでなく、応答速度とピーキングのトレードオフのバランスを崩さずに広いモニタ電流範囲をカバーすることが可能となる。
【0031】
次に、第2の実施の形態について説明する。図7は、I−V変換回路12のモニタ電流入力範囲と基準電圧を外部コンピュータから自動調整可能とし、自動調整の調整値を不揮発性メモリに記憶させ、通常運用時には、記憶された設定値を読み出し、入力電流範囲と基準電圧を設定するようにしたものである。そのために、本発明に係る記憶データ読み出し手段を備える自動調整用インタフェース回路23、不揮発性メモリ25及びディジタル・アナログ(DA)変換回路26を備えている。図8はこのうちの自動調整用インタフェース回路23の詳細な構成を示すブロック図であり、RS232Cトランシーバ231とEEPROM制御回路232とを備え、RS232Cトランシーバ231は自動調整用端子24を含み、この自動調整用端子24にパーソナルコンピュータ30が接続される。
【0032】
この実施形態はチャージポンプ回路16の出力経路にコンデンサ17のみが接続された場合に、I−V変換回路12の入出力特性を最適な状態に調整するに当たり、自動調整用インタフェース回路23はRS232Cトランシーバ231を介してパーソナルコンピュータ30に接続される。そして、パーソナルコンピュータ30からの制御により適切な基準電圧に調整され、調整後は、EEPROM制御回路232がその基準電圧を不揮発性メモリ25に書き込み、さらに、その値を読み出してDA変換回路26に加える。そして、DA変換回路26から比較回路15に基準電圧が加えられる。これ以外の構成及び動作については第1の実施の形態と同様であるのでそれらの説明を省略する。
【0033】
このように、図7に示した第2の実施の形態によれば、広いモニタ電流範囲をカバーすることが可能となるばかりでなく、モニタ電流範囲の切り替えと連動させた光出力の自動調整が可能となる。
【0034】
図9は本発明に係るディジタルバースト光送信回路の第3の実施の形態を示す回路図であり、図中、第2の実施の形態を示す図8と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。この実施の形態は図8に示す第2の実施の形態に対して、さらに、I−V変換回路12のモニタ電流入力範囲設定端子に連動させて、コンデンサの容量を切り替えるように構成したもので、チャージポンプ回路16の出力端子と接地点との間にコンデンサ17を接続するとともに、コンデンサ18及びスイッチ27の直列接続回路を接続し、入力範囲設定端子13の電圧が一定値を超えてHレベルになった段階で、スイッチ27をオン状態にして容量を増加させている。
【0035】
このような構成としたことによって、応答速度とピーキングのトレードオフのバランスを崩さずに広いモニタ電流範囲をカバーすることが可能となる。
【0036】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のディジタルバースト光送信回路によれば、LDモジュールのMPDのモニタ電流を、電圧に変換し、変換後の電圧が基準電圧を超える場合にコンデンサの電荷を減らし、基準電圧以下である場合にコンデンサの電荷を増やすとともに、コンデンサの端子間電圧に対応させてレーザダイオードの駆動電流を制御するに当たり、I−V変換回路の入力電流範囲の切り替えに連動させてコンデンサの静電容量を切り替えることにより、応答速度とピーキングのトレードオフのバランスを崩さずに、従来よりも広いモニタ電流範囲をカバーすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態のディジタルバースト光送信回路の構成を示すブロック図
【図2】図1に示す第1の実施の形態を構成するI−V変換回路の詳細な構成を示す回路図
【図3】図1に示す第1の実施の形態を構成するチャージポンプ回路の詳細な構成を示す回路図
【図4】図3に示すチャージポンプ回路を構成するパルス幅調整回路の入出力波形図
【図5】図1に示す第1の実施の形態を構成するカレントスイッチの詳細な構成を示す回路図
【図6】図1に示す第1の実施の形態の動作を説明するために、レーザダイオードの駆動電流と発光パワーレベルとの関係を示す線図
【図7】本発明の第2の実施の形態のディジタルバースト光送信回路の構成を示すブロック図
【図8】図7に示す第2の実施の形態を構成する自動調整用インタフェース回路の詳細な構成を示すブロック図
【図9】本発明の第3の実施の形態のディジタルバースト光送信回路の構成を示すブロック図
【図10】従来のディジタルバースト光送信回路の構成を示すブロック図
【図11】従来のディジタルバースト光送信回路のもう一つの構成を示すブロック図
【図12】ディジタルバースト光送信回路における応答速度とピーキングのトレードオフを説明するための波形図
【図13】ディジタルバースト光送信回路における応答速度とピーキングのトレードオフを説明するための波形図
【符号の説明】
10 レーザダイオード(LD)モジュール
11 光ファイバ
12 電流−電圧(I−V)変換回路
13 入力範囲設定端子
14 可変電圧源
15 比較回路
16 チャージポンプ回路
17、18 コンデンサ
19 電圧制御電流源
20 カレントスイッチ
21 パルスデータ入力端子
23 自動調整用インタフェース回路
25 不揮発性メモリ
26 ディジタル・アナログ(DA)変換回路
Claims (3)
- レーザダイオード及び前記レーザダイオードの背面光を受光するモニタフォトダイオードを含んで構成されるレーザダイオードモジュールを用いてディジタルバースト光を送信するに当たり、前記モニタフォトダイオードのモニタ電流を、入力電流範囲の切り替えが可能な電流−電圧変換回路によって電圧に変換し、変換後の電圧ピークが基準電圧を超える場合にコンデンサの電荷を減らし、基準電圧以下である場合に前記コンデンサの電荷を増やすとともに、前記コンデンサの端子間電圧に対応させて前記レーザダイオードの駆動電流を制御するディジタルバースト光送信回路において、
前記コンデンサとして静電容量を少なくとも2種類に切り替えることが可能なものを用い、
前記電流−電圧変換回路の入力電流範囲の切り替えに連動させて、前記コンデンサの静電容量を切り替える手段を備えた、
ことを特徴とするディジタルバースト光送信回路。 - レーザダイオード及び前記レーザダイオードの背面光を受光するモニタフォトダイオードを含んで構成されるレーザダイオードモジュールを用いてディジタルバースト光を送信するに当たり、前記モニタフォトダイオードのモニタ電流を、入力電流範囲の切り替えが可能な電流−電圧変換回路によって電圧に変換し、変換後の電圧ピークが基準電圧を超える場合にコンデンサの電荷を減らし、基準電圧以下である場合に前記コンデンサの電荷を増やすとともに、前記コンデンサの端子間電圧に対応させて前記レーザダイオードの駆動電流を制御するディジタルバースト光送信回路において、
前記電流−電圧変換回路の入力電流範囲と前記基準電圧を外部コンピュータから自動調整可能とするための自動調整用インタフェース回路と、
自動調整後の調整値を記憶する記憶手段と、
前記記憶手段に記憶された電流−電圧変換回路の入力電流範囲と基準電圧の各調整値を新たな設定値として読み出す記憶データ読出し手段と、
前記記憶データ読み出し手段によって読み出されたディジタル基準電圧設定値をアナログ信号に変換して前記基準電圧とするデジタル・アナログ変換器とを、
備えたことを特徴とするディジタルバースト光送信回路。 - 前記コンデンサとして静電容量を少なくとも2種類に切り替えることが可能なものを用い、
前記電流−電圧変換回路の入力電流範囲の切り替えに連動させて、前記コンデンサの静電容量を切り替える手段を備えた、
ことを特徴とする請求項2に記載のディジタルバースト光送信回路。
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