JP3636313B2 - ディジタルバースト光送信回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光出力をモニタするモニタフォトダイオード（以下、ＭＰＤと略記する）を内蔵し、このＭＰＤがレーザダイオード（以下、ＬＤと略記する）の背面光を受光するように作られたＬＤモジュールを用いて光出力制御を行うディジタルバースト光送信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１０は、従来のディジタルバースト光送信回路の構成を示す回路図である。これは、ＬＤモジュール１０が光ファイバ１１にディジタルバースト光を送信する回路で、ＬＤモジュール１０はＭＰＤを内蔵しており、光ファイバ１１に光を送信したときに、ＬＤの背面光ＰｂをＭＰＤが受光するように作られている。ＭＰＤから出力されるモニタ電流Ｉｍｐｄは、電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路（以下、Ｉ−Ｖ変換回路と略称する）１２によって電圧に変換され、その電圧が比較回路１５に加えられる。比較回路１５はＩ−Ｖ変換回路１２によって変換された電圧と、可変電圧源１４によって設定された基準電圧Ｖｂとを比較し、チャージポンプ回路１６を介して、変換された電圧のピークが基準電圧Ｖｂを超える場合には、コンデンサ１７の電荷を減らし、変換された電圧のピークが基準電圧Ｖｂ以下である場合にはコンデンサの電荷を増やすようになっている。さらに、コンデンサ１７の端子間電圧Ｖｃによって電流値が決まる電圧制御電流源１９を備えており、カレントスイッチ２０のパルスデータ入力端子２１に加えられるバースト信号に対応するパルスデータに応じて、電圧制御電流源１９の出力電流がＬＤモジュール１０を構成するＬＤに流されるようになっている。
【０００３】
このような構成とすることにより、ＬＤの駆動電流ＩｌｄとＬＤの発光パワーレベルＰｏとの関係が温度によって変化したとしても、モニタ電流が一定になるような制御が行われるため、光ファイバ１１から出力されるファイバ出力光Ｐｆのピーク値は略一定に保たれる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来のディジタルバースト光送信回路を構成するＩ−Ｖ変換回路１２は、モニタ電流Ｉｍｐｄの入力範囲には制限があり、したがって、モニタ電流ＩｍｐｄがＩ−Ｖ変換回路１２の許容入力範囲を超えるＬＤモジュールは使用できないという問題があった。
【０００５】
この問題を解決する回路構成として、例えば図１１に示すように、Ｉ−Ｖ変換回路１２に入力範囲を切り替え設定するための入力範囲設定端子１３を設けることが考えられている。しかし、この構成では、コンデンサ１７の値が一定であるため、入力範囲を変えることで、光送信回路としての特性が変わってしまうことになる。このことを図１２及び図１３を用いて説明する。
図１２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、図１０の回路においてコンデンサ１７の容量が小さい場合のモニタ電流Ｉｍｐｄの理想波形、モニタ電流Ｉｍｐｄの実波形、駆動電流Ｉｌｄ及びファイバ出力光Ｐｆの関係を示したものであり、図１３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、図１０の回路においてコンデンサ１７の容量が大きい場合のモニタ電流Ｉｍｐｄの理想波形、モニタ電流Ｉｍｐｄの実波形、駆動電流Ｉｌｄ及びファイバ出力光Ｐｆの関係を示したものである。
【０００６】
ここで、モニタ電流Ｉｍｐｄの理想波形はそのレベルの安定後、図１２及び図１３の（ａ）に示すように、バーストデータの先頭と末尾とでピーク値が変化しないが、モニタ電流Ｉｍｐｄの実波形は、図１２及び図１３の（ｂ）に示すように、バーストデータの先頭と末尾とでピーク値が異なっている。これは、ＭＰＤの入射光が遮断された場合に遅れてゼロに戻る電流、すなわち、テールカレントの影響によるものであるが、このような波形のモニタ電流Ｉｍｐｄが入力された場合、図１２においては、バーストの先頭において光出力が下がったものと判断してしまい、ＬＤの駆動電流Ｉｌｄを大きくして光出力Ｐｆを上げようとする制御が働く。このため、バーストの先頭において図１２（ｃ）に示すようなピーキングが発生することになる。なお、コンデンサ１７の容量が小さい場合を示す図１２においては、１バースト目からの応答速度が速くなっているが、応答速度が速い分、バーストの先頭におけるピーキングが大きくなってしまう。
【０００７】
一方、コンデンサ容量が大きい場合を示す図１３においても、バーストの先頭において光出力が下がったものと判断してしまい、ＬＤの駆動電流Ｉｌｄを大きくして光出力Ｐｆを上げようとする制御が働く。このため、バーストの先頭において図１２（ｃ）に示すようなピーキングが発生することになる。コンデンサ１７の容量が大きい場合を示す図１３においては、１バースト目からの応答速度が遅くなっているが、応答速度が遅い分、バーストの先頭におけるピーキングが小さくなっている。
【０００８】
以上のことから、コンデンサの値は応答速度とピーキングのトレードオフを考慮して最適な値に設定されていなければいけないことがわかる。よって、図１１に示したように、単純にＩ−Ｖ変換回路１２に入力範囲設定端子１３を設ける構成では、コンデンサ１７の値が一定であるため、入力範囲の設定を変えることで、応答速度とピーキングのトレードオフのバランスが崩れてしまうという問題があった。
【０００９】
本発明は、この問題点を解決するためになされたもので、広いモニタ電流範囲をカバーすることのできるディジタルバースト光送信回路を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、静電容量を少なくとも２種類に切り替えることが可能なコンデンサを用い、Ｉ−Ｖ変換回路の入力電流範囲の切り替えに連動させて、コンデンサの静電容量を切り替える手段を設けたものである。
このように構成することによって、応答速度とピーキングのトレードオフのバランスを変えることなく、広いモニタ電流範囲をカバーすることができる。
【００１１】
第２の発明は、Ｉ−Ｖ変換回路の入力電流範囲と基準電圧を外部コンピュータから自動調整可能とし、自動調整後の調整値を記憶手段に記憶させ、通常運用時には記憶された設定値を読出し、得られた電力範囲設定値に設定するとともに、得られた基準電圧設定値をアナログ信号に変換して基準電圧としてＩ−Ｖ変換回路の出力電圧と比較するように構成したものである。
このように構成することによって、広いモニタ電流範囲をカバーすることが可能となるばかりでなく、モニタ電流範囲の切り替えと連動した光出力の自動調整が可能となる。ただし、本構成では、応答速度とピーキングのトレードオフは考慮されていない。
【００１２】
さらに、第３の発明は、第２の発明において、Ｉ−Ｖ変換回路の入力電流範囲の切り替えに連動させて、コンデンサの静電容量を切り替えるように構成したものである。
このように構成することによって、応答速度とピーキングのトレードオフのバランスを考えることなく、広いモニタ電流範囲をカバーすることが可能となるばかりでなく、モニタ電流範囲の切り替えと連動した光出力の自動調整が可能となる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態におけるディジタルバースト光送信回路の構成を示すブロック図である。図１において、ＬＤモジュール１０はＬＤとＭＰＤとで構成され、ＬＤのアノードは直流電源Ｖｄｄ２に接続され、ＭＰＤのカソードは直流電源Ｖｄｄ１に接続されている。このうち、ＬＤは順方向の駆動電流Ｉｌｄが流れたとき光出力Ｐｆを光ファイバ１１に送出する。ＭＰＤはＬＤの背面光Ｐｂを受光するように作られており、そのアノードからモニタ電流Ｉｍｐｄを発生する。このＭＰＤのアノードは、入力範囲設定端子１３を有するＩ−Ｖ変換回路１２の入力端子に接続されている。このＩ−Ｖ変換回路１２の出力端子は比較回路１５の一方の入力端子に接続されている。この比較回路１５の他方の入力端子には、他端が接地された可変電圧源１４の一端が接続されている。比較回路１５の出力端子はチャージポンプ回路１６の入力端子に接続されている。このチャージポンプ回路１６の出力端子は電圧制御電流源１９の制御入力端子に接続され、さらに、チャージポンプ回路１６の制御タイミングを調整する端子にはパルスデータ入力端子２１が接続されている。
【００１４】
また、チャージポンプ回路１６の出力端子には、他端が接地されたコンデンサ１７の一端が接続されるとともに、同じく他端が接地されたコンデンサ１８の一端が、例えば、トランジスタでなるオン、オフ制御可能なスイッチ２７を介して、接続されている。このスイッチ２７は入力範囲設定端子１３の電圧信号に応じてオン、オフ制御される。電圧制御電流源１９の一端はカレントスイッチ２０を介して、ＬＤのカソードに接続され、その他端は接地されている。また、カレントスイッチ２０の制御入力端子にパルスデータ入力端子２１が接続されている。
【００１５】
図２はＩ−Ｖ変換回路１２の詳細な構成を示す回路図であり、入力端子がＬＤモジュール１０のＭＰＤのアノードに接続され、出力端子が比較回路１５の一方の入力端子に接続された反転増幅器１２１を含み、この反転増幅器１２１の入出力端子間に、抵抗Ｒ１及びスイッチＳＷの直列接続回路と、抵抗Ｒ２とが接続されている。入力範囲設定端子１３にはＨレベル又はＬレベルの直流電圧が加えられ、例えば、Ｈレベルの直流電圧が加えられたときにスイッチＳＷをオン状態にすることによって入力信号範囲を広げることができる。
【００１６】
図３はチャージポンプ回路１６の詳細な構成を示す回路図である。ここで、ＰＮＰ形のトランジスタＴｒ１１のエミッタが直流電源Ｖｄｄに接続され、このトランジスタＴｒ１１のコレクタはそのベースに接続されるとともに、スイッチＳＷ１を介して抵抗Ｒ１１の一端に接続されている。抵抗Ｒ１１の他端は接地されている。また、ＮＰＮ形のトランジスタＴｒ１３のエミッタが接地され、このトランジスタＴｒ１３のコレクタはそのベースに接続されるとともに、スイッチＳＷ２を介して抵抗Ｒ１２の一端に接続されている。抵抗Ｒ１２の他端は直流電源Ｖｄｄに接続されている。
【００１７】
また、ＰＮＰ形のトランジスタＴｒ１２のエミッタが直流電源Ｖｄｄに接続され、このトランジスタＴｒ１２のコレクタはＮＰＮ形のトランジスタＴｒ１４のコレクタに接続されている。このトランジスタＴｒ１４のエミッタは接地されている。そして、トランジスタＴｒ１２のベースにトグルスイッチＴＳＷ１の共通接続端子が接続され、このトグルスイッチＴＳＷ１の常開側端子がトランジスタＴｒ１１のベースに接続され、その常閉側端子が直流電源Ｖｄｄに接続されている。また、トランジスタＴｒ１４のベースにトグルスイッチＴＳＷ２の共通接続端子が接続され、このトグルスイッチＴＳＷ２の常開側端子がトランジスタＴｒ１３のベースに接続され、その常閉側端子が接地されている。
【００１８】
さらに、図４（ａ）に示した矩形波状のパルスデータを入力したとき、図４（ｂ）に示したように入力タイミングを遅らせてトグルスイッチＴＳＷ１及びＴＳＷ２を切り替えるパルス幅調整回路１６１を備えている。そして、トランジスタＴｒ１２及びＴｒ１４のコレクタの相互接続点がチャージポンプ回路１６の出力端子を構成している。
【００１９】
図５はカレントスイッチ２０の詳細な構成を示す回路図である。これは、ＮＰＮ形のトランジスタＴｒ２１のコレクタが抵抗Ｒ２１を介して直流電源Ｖｄｄに接続され、そのエミッタは電圧制御電流源１９に接続されている。また、もう一つのＮＰＮ形のトランジスタＴｒ２２のコレクタがＬＤモジュール１０のＬＤのカソードに接続され、そのエミッタはトランジスタＴｒ２２のエミッタに接続されている。そして、一方の入力端子（＋）がパルスデータ入力端子２１に接続され、他方の入力端子（−）が基準電圧源を介して接地されたバッファ２０１が設けられ、このバッファ２０１の出力端子がトランジスタＴｒ２２のベースに接続され、その反転出力端子がトランジスタＴｒ２１のベースに接続されている。
【００２０】
なお、電圧制御電流源１９については、その入力電圧Ｖｃに対応する電流を流すもので、その構成等は周知であるのでその詳細な回路構成については図示及び説明を省略する。
【００２１】
上記のように構成された第１の実施の形態の動作について、図６をも参照して以下に説明する。ＬＤモジュール１０を構成するＬＤの駆動電流Ｉｆと発光パワーレベルＰｏとの間には、図６に示すように、温度の変化によって大きく変動することが知られている。この図から明らかなように、−１０、２５、５０、７５［℃］のいずれの温度においても、駆動電流Ｉｆが大きくなるほど発光パワーレベルＰｏも大きくなるが、所定の発光パワーレベルＰｏを得るためには温度が高くなるほど駆動電流Ｉｆを大きくしなければならない。ディジタルバースト光送信回路は温度が変化した場合でも背面光Ｐｂは発光パワーレベルＰｏに比例し、この背面光Ｐｂに対応したモニタ電流Ｉｍｐｄが流れることを前提として、このモニタ電流Ｉｍｐｄを一定に制御するものであるが、所定の光出力が得られる場合のモニタ電流Ｉｍｐｄのばらつきが大きいために、入力範囲設定端子１３を有するＩ−Ｖ変換回路１２を用いている。
【００２２】
このＩ−Ｖ変換回路１２は、図２に示すように、トランスインピーダンス型の反転増幅器を備え、入力範囲設定端子１３にＨレベルの直流電圧を印加したとき、スイッチＳＷがオン状態にされて入力範囲が広げられ、反対に、入力範囲設定端子１３にＬレベルの直流電圧を印加したとき、スイッチＳＷがオフ状態にされて入力範囲が通常の幅に戻される。したがって、所定の光出力が得られる時のモニタ電流のＩｍｐｄの大きさに応じて、Ｈレベル又はＬレベルの直流電圧を選択する。Ｉ−Ｖ変換回路１２からは、常にモニタ電流Ｉｍｐｄに比例した電圧が出力される。この電圧は比較回路１５によって可変電圧源１４の基準電圧Ｖｂと比較される。
【００２３】
比較回路１５は二つの出力端子を有し、Ｉ−Ｖ変換回路１２で変換された電圧が基準電圧Ｖｂを超える場合には一方がＨレベルで他方がＬレベルの信号を出力し、反対に、Ｉ−Ｖ変換回路１２で変換された電圧が基準電圧Ｖｂ以下である場合には一方がＬレベルで他方がＨレベルの信号を出力する。これらの信号がチャージポンプ回路１６に加えられる。
【００２４】
図３において、チャージポンプ回路１６を構成するスイッチＳＷ１及びＳＷ２はこれら比較回路１５の信号に応動してオン、オフ制御されるもので、例えば、入力パルスデータがＨレベルとなり、ＬＤが発光している時、Ｉ−Ｖ変換回路１２の出力電圧が可変電圧源１４の電圧よりも小さい場合にはスイッチＳＷ１はオン状態にされ、スイッチＳＷ２はオフ状態にされる。反対に、Ｉ−Ｖ変換回路１２の出力電圧が可変電圧源１４の電圧よりも大きい場合にはスイッチＳＷ１はオフ状態にされ、スイッチＳＷ２はオン状態にされる。
【００２５】
ここで、スイッチＳＷ１がオン状態に、スイッチＳＷ２がオフ状態になると、直流電源Ｖｄｄ→トランジスタＴｒ１１→スイッチＳＷ１→抵抗Ｒ１１→接地点の経路で電流が流れる。さらに、トグルスイッチＴＳＷ１がトランジスタＴｒ１１のベースとトランジスタＴｒ１２のベースとを接続すると、トランジスタＴｒ１１とトランジスタＴｒ１２とはカレントミラー回路となり、直流電源Ｖｄｄ→トランジスタＴｒ１２→外付けのコンデンサ１７、又は、外付けのコンデンサ１７及び１８→接地点の経路で電流が流れ、コンデンサ１７、又は、コンデンサ１７及び１８を充電する。
【００２６】
一方、スイッチＳＷ１がオフ状態に、スイッチＳＷ２がオン状態になると、直流電源Ｖｄｄ→抵抗Ｒ１２→スイッチＳＷ２→トランジスタＴｒ１３→接地点の経路で電流が流れる。さらに、トグルスイッチＴＳＷ２がトランジスタＴｒ１３のベースとトランジスタＴｒ１４のベースとを接続すると、トランジスタＴｒ１３とトランジスタＴｒ１４とはカレントミラー回路となり、コンデンサ１７、又は、コンデンサ１７及び１８→トランジスタＴｒ１４→接地点の経路で電流が流れ、コンデンサ１７、又は、コンデンサ１７及び１８を放電させる。
【００２７】
すなわち、Ｉ−Ｖ変換回路１２の出力電圧が可変電圧源１４の電圧よりも小さい場合には、コンデンサ１７、又は、コンデンサ１７及び１８は充電され、反対に、Ｉ−Ｖ変換回路１２の出力電圧が可変電圧源１４の電圧よりも大きい場合には、コンデンサ１７、又は、コンデンサ１７及び１８は放電される。
トグルスイッチＴＳＷ１及びＴＳＷ２は、入力パルスデータがＨレベルになって、ＬＤモジュール１０のＬＤが発光しているときにのみ光出力信号に対してフィードバック制御動作を行わせるもので、そのタイミングを僅かに遅らせる必要があるため、パルス幅調整回路１６１を設けて、図４（ａ）、（ｂ）に示したように、パルスの立上がりのタイミングを遅くしている。
【００２８】
一方、この実施の形態では入力範囲設定端子１３にＨレベルの直流電圧を印加してＩ−Ｖ変換回路１２の入力範囲を広げたとき、スイッチ２７をオン状態にすることにより、コンデンサ１７及び１８の両方がチャージポンプ回路１６と電圧制御電流源１９との間に接続され、これによって、応答速度が遅くされる。
【００２９】
このようにして、入力データパルスがＨレベルであるときに充放電が行われたコンデンサの端子間電圧Ｖｃが電圧制御電流源１９に加えられ、この電圧Ｖｃによって決まる大きさの電流が入力パルスデータに応じてカレントスイッチ２０に流されるとともに、ＬＤモジュール１０を構成するＬＤに流される。この場合、カレントスイッチ２０は、図５に示すように、バッファ２０１に加えられる入力パルスデータが基準電圧よりも高いＨレベルであるとき、トランジスタＴｒ２１はオフ状態になり、トランジスタＴｒ２２はオン状態になってＬＤモジュール１０のＬＤに電流を流し、入力パルスデータが基準電圧よりも低いＬレベルであるとき、トランジスタＴｒ２１はオン状態になり、トランジスタＴｒ２２はオフ状態になって抵抗Ｒ２１側に電流を流すように動作する。
【００３０】
以上のように、本発明の第１の実施の形態によれば、Ｉ−Ｖ変換回路１２の入力電流範囲とコンデンサの静電容量を連動させて設定するため、光ファイバ１１から出力されるファイバ出力光Ｐｆが一定に保たれるだけでなく、応答速度とピーキングのトレードオフのバランスを崩さずに広いモニタ電流範囲をカバーすることが可能となる。
【００３１】
次に、第２の実施の形態について説明する。図７は、Ｉ−Ｖ変換回路１２のモニタ電流入力範囲と基準電圧を外部コンピュータから自動調整可能とし、自動調整の調整値を不揮発性メモリに記憶させ、通常運用時には、記憶された設定値を読み出し、入力電流範囲と基準電圧を設定するようにしたものである。そのために、本発明に係る記憶データ読み出し手段を備える自動調整用インタフェース回路２３、不揮発性メモリ２５及びディジタル・アナログ（ＤＡ）変換回路２６を備えている。図８はこのうちの自動調整用インタフェース回路２３の詳細な構成を示すブロック図であり、ＲＳ２３２Ｃトランシーバ２３１とＥＥＰＲＯＭ制御回路２３２とを備え、ＲＳ２３２Ｃトランシーバ２３１は自動調整用端子２４を含み、この自動調整用端子２４にパーソナルコンピュータ３０が接続される。
【００３２】
この実施形態はチャージポンプ回路１６の出力経路にコンデンサ１７のみが接続された場合に、Ｉ−Ｖ変換回路１２の入出力特性を最適な状態に調整するに当たり、自動調整用インタフェース回路２３はＲＳ２３２Ｃトランシーバ２３１を介してパーソナルコンピュータ３０に接続される。そして、パーソナルコンピュータ３０からの制御により適切な基準電圧に調整され、調整後は、ＥＥＰＲＯＭ制御回路２３２がその基準電圧を不揮発性メモリ２５に書き込み、さらに、その値を読み出してＤＡ変換回路２６に加える。そして、ＤＡ変換回路２６から比較回路１５に基準電圧が加えられる。これ以外の構成及び動作については第１の実施の形態と同様であるのでそれらの説明を省略する。
【００３３】
このように、図７に示した第２の実施の形態によれば、広いモニタ電流範囲をカバーすることが可能となるばかりでなく、モニタ電流範囲の切り替えと連動させた光出力の自動調整が可能となる。
【００３４】
図９は本発明に係るディジタルバースト光送信回路の第３の実施の形態を示す回路図であり、図中、第２の実施の形態を示す図８と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。この実施の形態は図８に示す第２の実施の形態に対して、さらに、Ｉ−Ｖ変換回路１２のモニタ電流入力範囲設定端子に連動させて、コンデンサの容量を切り替えるように構成したもので、チャージポンプ回路１６の出力端子と接地点との間にコンデンサ１７を接続するとともに、コンデンサ１８及びスイッチ２７の直列接続回路を接続し、入力範囲設定端子１３の電圧が一定値を超えてＨレベルになった段階で、スイッチ２７をオン状態にして容量を増加させている。
【００３５】
このような構成としたことによって、応答速度とピーキングのトレードオフのバランスを崩さずに広いモニタ電流範囲をカバーすることが可能となる。
【００３６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のディジタルバースト光送信回路によれば、ＬＤモジュールのＭＰＤのモニタ電流を、電圧に変換し、変換後の電圧が基準電圧を超える場合にコンデンサの電荷を減らし、基準電圧以下である場合にコンデンサの電荷を増やすとともに、コンデンサの端子間電圧に対応させてレーザダイオードの駆動電流を制御するに当たり、Ｉ−Ｖ変換回路の入力電流範囲の切り替えに連動させてコンデンサの静電容量を切り替えることにより、応答速度とピーキングのトレードオフのバランスを崩さずに、従来よりも広いモニタ電流範囲をカバーすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のディジタルバースト光送信回路の構成を示すブロック図
【図２】図１に示す第１の実施の形態を構成するＩ−Ｖ変換回路の詳細な構成を示す回路図
【図３】図１に示す第１の実施の形態を構成するチャージポンプ回路の詳細な構成を示す回路図
【図４】図３に示すチャージポンプ回路を構成するパルス幅調整回路の入出力波形図
【図５】図１に示す第１の実施の形態を構成するカレントスイッチの詳細な構成を示す回路図
【図６】図１に示す第１の実施の形態の動作を説明するために、レーザダイオードの駆動電流と発光パワーレベルとの関係を示す線図
【図７】本発明の第２の実施の形態のディジタルバースト光送信回路の構成を示すブロック図
【図８】図７に示す第２の実施の形態を構成する自動調整用インタフェース回路の詳細な構成を示すブロック図
【図９】本発明の第３の実施の形態のディジタルバースト光送信回路の構成を示すブロック図
【図１０】従来のディジタルバースト光送信回路の構成を示すブロック図
【図１１】従来のディジタルバースト光送信回路のもう一つの構成を示すブロック図
【図１２】ディジタルバースト光送信回路における応答速度とピーキングのトレードオフを説明するための波形図
【図１３】ディジタルバースト光送信回路における応答速度とピーキングのトレードオフを説明するための波形図
【符号の説明】
１０ レーザダイオード（ＬＤ）モジュール
１１ 光ファイバ
１２ 電流−電圧（Ｉ−Ｖ）変換回路
１３ 入力範囲設定端子
１４ 可変電圧源
１５ 比較回路
１６ チャージポンプ回路
１７、１８ コンデンサ
１９ 電圧制御電流源
２０ カレントスイッチ
２１ パルスデータ入力端子
２３ 自動調整用インタフェース回路
２５ 不揮発性メモリ
２６ ディジタル・アナログ（ＤＡ）変換回路

Claims (3)

1. レーザダイオード及び前記レーザダイオードの背面光を受光するモニタフォトダイオードを含んで構成されるレーザダイオードモジュールを用いてディジタルバースト光を送信するに当たり、前記モニタフォトダイオードのモニタ電流を、入力電流範囲の切り替えが可能な電流−電圧変換回路によって電圧に変換し、変換後の電圧ピークが基準電圧を超える場合にコンデンサの電荷を減らし、基準電圧以下である場合に前記コンデンサの電荷を増やすとともに、前記コンデンサの端子間電圧に対応させて前記レーザダイオードの駆動電流を制御するディジタルバースト光送信回路において、
   前記コンデンサとして静電容量を少なくとも２種類に切り替えることが可能なものを用い、
   前記電流−電圧変換回路の入力電流範囲の切り替えに連動させて、前記コンデンサの静電容量を切り替える手段を備えた、
   ことを特徴とするディジタルバースト光送信回路。
2. レーザダイオード及び前記レーザダイオードの背面光を受光するモニタフォトダイオードを含んで構成されるレーザダイオードモジュールを用いてディジタルバースト光を送信するに当たり、前記モニタフォトダイオードのモニタ電流を、入力電流範囲の切り替えが可能な電流−電圧変換回路によって電圧に変換し、変換後の電圧ピークが基準電圧を超える場合にコンデンサの電荷を減らし、基準電圧以下である場合に前記コンデンサの電荷を増やすとともに、前記コンデンサの端子間電圧に対応させて前記レーザダイオードの駆動電流を制御するディジタルバースト光送信回路において、
   前記電流−電圧変換回路の入力電流範囲と前記基準電圧を外部コンピュータから自動調整可能とするための自動調整用インタフェース回路と、
   自動調整後の調整値を記憶する記憶手段と、
   前記記憶手段に記憶された電流−電圧変換回路の入力電流範囲と基準電圧の各調整値を新たな設定値として読み出す記憶データ読出し手段と、
   前記記憶データ読み出し手段によって読み出されたディジタル基準電圧設定値をアナログ信号に変換して前記基準電圧とするデジタル・アナログ変換器とを、
   備えたことを特徴とするディジタルバースト光送信回路。
3. 前記コンデンサとして静電容量を少なくとも２種類に切り替えることが可能なものを用い、
   前記電流−電圧変換回路の入力電流範囲の切り替えに連動させて、前記コンデンサの静電容量を切り替える手段を備えた、
   ことを特徴とする請求項２に記載のディジタルバースト光送信回路。

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