JP3635515B2

JP3635515B2 - 電源回路

Info

Publication number: JP3635515B2
Application number: JP05716997A
Authority: JP
Inventors: 貞治田本; 浩一伊藤
Original assignee: 株式会社ユタカ電機製作所
Priority date: 1997-02-26
Filing date: 1997-02-26
Publication date: 2005-04-06
Anticipated expiration: 2017-02-26
Also published as: JPH10243578A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源回路に関するもので、さらに具体的には、力率改善を施した交流安定化電源回路および無停電電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
交流入力線と出力線とのそれぞれの一方を共通ラインとして結合した従来の力率改善型安定化電源回路には、本出願人が先に提案した図７に示す回路（特開平７−２４５９５５号）がある。
この図７において、交流電源１０から交流電圧が入力されると、半波倍電圧整流回路２１で整流され、共通ライン１６に対して正側と負側に略等しい直流電圧が得られる。
【０００３】
整流された正側と負側の直流電圧は、それぞれ昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１および３２でスイッチングされ、入力電流波形を入力電圧波形に相似した正弦波状とし、入力の力率を改善するとともに、正方向と負方向にそれぞれ昇圧された直流電圧がえられる。
【０００４】
昇圧された直流電圧は、ＤＣ−ＡＣインバータ３７によって交流電圧に変換され、さらに、フィルタ回路９６などを介して高調波成分を除去し、所定の電圧および周波数の交流出力となる。
【０００５】
ここで、停電などにより交流電圧が入力されないときには、バッテリ３８ａおよび３８ｂからの直流電圧をそれぞれ昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１および３２でスイッチングし昇圧して、ＤＣ−ＡＣインバータ３７によって交流電圧に変換され、さらにフィルタ回路９６などを通して高調波成分を除去し、所定の電圧と周波数の交流出力となる。
【０００６】
以上のようにして、交流入力線の一方を共通ライン１６とする安定化電源装置の場合には、停電時に入力端子と出力端子を接続する直送回路を、単一の切り換え手段で構成することができる。
なお、正側と負側のバッテリ３８ａおよび３８ｂは、交流入力時に図示しない充電回路で充電される。
【０００７】
図７の上記以外の符号において、１は、直送ライン、２、３は、交流入力端子、８、９は、交流出力端子、１２は、出力電圧検出回路、１３は、負荷電流検出回路、１４は、切換回路、１５は、ホトカプラなどの絶縁手段、１７、１８は、整流ダイオード、２３、２４は、リアクトル、２５、２６は、スイッチング素子、２７、２８は、整流素子、２９、３０は、コンデンサ、３３、３４は、スイッチング素子、３５は、リアクトル、３６は、コンデンサ、３９、４０は、逆流阻止スイッチ素子、４３、４４は、制御回路、４５は、パルス幅変調回路、４６、４７は、入力電流検出手段兼絶縁手段としてのカレントトランスである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
従来回路では、共通ライン１６に対して正側の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１と負側の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３２の２組を構成するため、２組のリアクトル２３と２４、２組のスイッチング素子２５と２６、２組の整流素子２７と２８、２組の制御回路４３と４４などが必要となり、正側の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１が働いているときは、負側の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３２が休止し、逆に、負側の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３２が働いているときは正側の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１が休止しているという回路上の無駄があり、しかも、価格も高価になるという問題があった。
【０００９】
本発明は、力率改善した交流安定化電源回路および無停電電源回路において、部品点数の大幅な削減による価格の低下と小型化を図るとともに、信頼性の向上を目的とするものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、交流電源１０の正側では、リアクトル１１、全波整流回路５０の整流ダイオード５１、スイッチング素子２５、全波整流回路５０の整流ダイオード５３、整流素子２７、コンデンサ２９により、正方向の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１ａが形成され、検出回路１９により、入力電流検出兼絶縁手段としてのカレントトランス４からの入力電流に対応した信号と、位相を合わせた出力電圧信号とを比較し、その信号を制御回路２２内の３角波とのコンパレータ出力でスイッチング素子２５の開閉を制御する。
【００１１】
交流電源１０の負側では、全波整流回路５０の整流ダイオード５２、スイッチング素子２５、全波整流回路５０の整流ダイオード５４、リアクトル１１、整流素子２８、コンデンサ３０により、負方向の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１ｂが形成され、前記正側と同様にして、検出回路２０により、入力電流検出兼絶縁手段としてのカレントトランス４からの入力電流に対応した信号と、位相を合わせた出力電圧信号とを比較し、その信号を制御回路２２内の３角波とのコンパレータ出力でスイッチング素子２５の開閉を制御する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
従来回路では、共通ライン１６に対して正側と負側の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１と３２の２組を構成するため、２組のリアクトル２３と２４、２組のスイッチング素子２５と２６、２組の整流素子２７と２８、２組の制御回路４３と４４などが必要であったが、本発明の基本的原理は、交流電圧整流素子を使用することにより、リアクトル１１、スイッチング素子２５、制御回路２２などを正方向と負方向で共用し、１組の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１で従来同様の電圧の昇圧と、力率の改善を行うことができるようにしたものである。
【００１３】
以下、本発明の実施例を図面に基づき説明する。
２、３は、それぞれ交流電源１０の交流入力端子、８、９は、それぞれ安定化後の交流出力端子である。これらの入出力端子のうち、一方の交流入力端子３と一方の交流出力端子９間が共通ライン１６で直結され、また、他方の交流入力端子２と他方の交流出力端子８間が直送ライン１と切換回路１４を介して結合されることにより、直送回路を構成している。
【００１４】
前記交流入力端子２と３との間には、入力電流検出兼絶縁手段としての１個のカレントトランス４と、昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１としての正負兼用の１個のリアクトル１１と、交流電圧整流素子である全波整流回路５０との直列回路が結合されている。前記全波整流回路５０の後段には、インダクタンス素子を除いた力率改善用フィルタとしても作用せしめる昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１が結合され、この昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１の後段には、ＤＣ−ＡＣインバータ３７、フィルタ回路９６、出力電圧検出回路１２が順次結合されている。
【００１５】
前記昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１は、インダクタンス素子であるリアクトル１１、全波整流回路５０、スイッチング素子２５、整流素子２７と２８、コンデンサ２９と３０を主体として構成されている。
この昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１は、共通ライン１６に対し、正方向、負方向のそれぞれの構成で共通の素子を使用しており、その構成を図２（ａ）（ｂ）により詳細に説明する。
【００１６】
図２（ａ）に示す正側の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１ａは、インダクタンス素子であるリアクトル１１、全波整流回路５０の整流ダイオード５１と５３、スイッチング素子２５、整流素子２７、コンデンサ２９を主体として構成されている。
図２（ｂ）に示す負側の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１ｂは、インダクタンス素子であるリアクトル１１、全波整流回路５０の整流ダイオード５２と５４、スイッチング素子２５、整流素子２８、コンデンサ３０を主体として構成されている。
【００１７】
前記昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１の制御回路２２は、整流素子２８のカソード側に結合され、正側の検出回路１９と負側の検出回路２０は、それぞれフローティングされている。これらの検出回路１９と２０には、入力電流検出手段として前述のように、カレントトランス４などの絶縁された一方の２次コイル６と他方の２次コイル７が結合され、１次コイル５は、交流入力端子２に結合される。
【００１８】
前記ＤＣ−ＡＣインバータ３７は、スイッチング素子３３と３４、コンデンサ２９と３０からなるハーフブリッジ型である。このコンデンサ２９と３０は、昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１の構成部品と共用している。このＤＣ−ＡＣインバータ３７の後段のリアクトル３５、コンデンサ３６は、発生した交流電圧の高調波成分を圧縮するフィルタ回路９６を構成している。
【００１９】
前記リアクトル１１の入力側と、スイッチング素子２５のソース側に並列に、バッテリ３８と逆流阻止スイッチ素子３９の直列回路が結合されている。前記バッテリ３８は、商用電源の停電時に電力を供給するためのもので、また、逆流阻止スイッチ素子３９は、交流入力電圧が商用半サイクル毎に低下したときにバッテリ３８を放電させないためのものである。
前記昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１のスイッチング素子２５のゲートには、２０ｋＨｚ以上の高周波で開閉する前記制御回路２２が直接結合されている。
【００２０】
前記ＤＣ−ＡＣインバータ３７のスイッチング素子３３と３４のゲートには、２０ｋＨｚ以上で開閉し、かつ、交流出力電圧波形に対応したパルス幅変調をするパルス幅変調回路４５が結合されている。
前記直送回路の切換回路１４には、負荷電流検出回路１３が結合されている。
【００２１】
前記停電時に電力を供給するバッテリ３８は、図１では、スイッチング素子２５の前段にリアクトル１１と全波整流回路５０とを介して接続したが、これに限られるものではなく、図３のように、リアクトル１１と全波整流回路５０を介在せずに直接スイッチング素子２５と並列に、バッテリ３８と逆流阻止スイッチ素子３９とリアクトル４１の直列回路を結合してもよい。このような回路構成にすると、商用電源の停電時にバッテリ３８の電圧を昇圧するため、部品としてリアクトル４１が増えるが、バッテリ３８からの電力がリアクトル１１、全波整流回路５０を介在しないので効率が向上する。
【００２２】
前記昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１は、基本的には、正側と負側の作用が共通なので、正側の場合を図４によりさらに詳しく説明する。
前記昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１を力率改善用アクティブフィルタとして作用せしめるには、リアクトル１１、スイッチング素子２５、整流素子２７の他に、非反転誤差増幅器４２を主体としてなる検出回路１９と、汎用のＰＷＭ制御用ＩＣ４８を含む制御回路２２を用い、入力電圧波形、実効入力電圧、入力電流波形および出力電圧の４つの個別の入力のうち、入力電圧波形と実効入力電圧とを使用しないで、入力電流波形と出力電圧だけで制御するものである。
【００２３】
図４において、前記コンデンサ２９の両端間には、分圧用の抵抗５５と５６が結合され、また、抵抗５６と並列に位相を揃えるためのコンデンサ６７が挿入されている。前記カレントトランス４の一方の２次コイル６と並列に、入力電流検出用の抵抗５９が挿入され、この抵抗５９の一端側が抵抗５８を介して前記非反転誤差増幅器４２の−入力端子に結合されている。
基準電圧Ｖｒｅｆは、抵抗５７を介して前記非反転誤差増幅器４２の−入力端子に結合され、さらに、抵抗６０を介して出力端子に結合されている。
７０は、制御回路２２と検出回路１９間を絶縁して結合するためのホトカプラであり、また、７１は、制御回路２２と検出回路２０間を絶縁して結合するためのホトカプラである。
【００２４】
以上のような構成による作用を説明する。
まず、図２（ａ）のように、交流電源１０の正側が入力されると、全波整流回路５０の整流ダイオード５１、整流ダイオード５３で半波整流され、図５（ａ）に示すような半波整流電圧が得られる。これが昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１によって昇圧チョッピングされてコンデンサ２９の両端に図５（ｂ）のようなリップル電圧が発生する。
【００２５】
同様に、負側でも図２（ｂ）のように、全波整流回路５０の整流ダイオード５２、整流ダイオード５４で半波整流され、昇圧チョッピングされて正側に対して反転した電圧が得られる。
これらの正側と負側の電圧がＤＣ−ＡＣインバータ３７で交流となり、フィルタ回路９６で高周波成分が除かれて交流電圧が負荷に供給される。
【００２６】
つぎに、力率改善作用を説明する。
出力電圧を一定にし、かつ、入力電流を入力電圧と相似形にするには、図４における検出回路１９（および検出回路２０）内の非反転誤差増幅器４２の−入力端子の入力を、出力電圧検出用の基準として使用するため、抵抗５７を介して基準電圧Ｖｒｅｆを印加する。また、非反転誤差増幅器４２の＋入力端子には、出力電圧信号を加える。これらの信号を非反転誤差増幅器４２で誤差増幅するに先立ち、互いに位相を一致させなければならない。そうしないと、出力電圧が一定になっても、力率改善回路の入力電流は、入力電圧に相似した波形にならないからである。
【００２７】
そこで、非反転誤差増幅器４２の＋入力端子と−入力端子の入力信号の位相を合わせるため、また、入力電流を入力電圧に相似した波形にするため、非反転誤差増幅器４２の−入力端子に、入力電圧に対して反転している微小信号を注入する。具体的には、入力電流検出手段兼絶縁手段としてのカレントトランス４により、昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１から絶縁され、かつ、特定の巻数比に変流した抵抗５９に流れる図５（ｈ）に示すような電流によって生ずる電圧Ｒｏ・ｉを用いて注入すると、非反転誤差増幅器４２の−入力端子の入力電圧Ｖ（−）は、図５（ｄ）に示すように、基準電圧Ｖｒｅｆと、入力電圧に対して反転している微小信号とが加算された波形となる。
Ｖ（−）＝Ｖｒｅｆ−｛抵抗５７／（抵抗５７＋抵抗５８）｝×（Ｖｒｅｆ＋Ｒｏ・ｉ）
【００２８】
また、非反転誤差増幅器４２の＋入力端子の入力電圧Ｖ（＋）は、出力電圧を抵抗５５、５６で分圧したつぎのような信号が入力される。
Ｖ（＋）＝｛抵抗５６／（抵抗５５＋抵抗５６）｝×出力電圧Ｖｏ
【００２９】
このままの信号では、非反転誤差増幅器４２の＋入力端子と−入力端子の電圧の位相が一致していないので、位相を合わせなければならない。そこで、抵抗５６と並列にコンデンサ６７を結合して、抵抗５６とコンデンサ６７の充電時定数により、図５（ｃ）のように、電圧の変化を遅らせて、これを非反転誤差増幅器４２の＋入力端子の入力電圧とし、−入力端子の入力電圧と同じ位相にする。具体的には、非反転誤差増幅器４２の−入力端子の入力電圧は、３π／４だけ位相が遅れるようにコンデンサ６７の容量を調整する。
【００３０】
この状態で非反転誤差増幅器４２により誤差増幅すると、増幅度が高すぎるので、抵抗６０を調整することによって、非反転誤差増幅器４２の出力を図５（ｅ）のように設定する。
この非反転誤差増幅器４２の図５（ｅ）の信号が絶縁手段としてのホトカプラ７０により絶縁され制御回路２２内のＰＷＭ制御用ＩＣ４８の［８］端子に送られる。このＰＷＭ制御用ＩＣ４８内において、［８］端子に送られてきた信号と、発振器の図５（ｆ）の３角波信号と、コンパレータで比較され、図５（ｇ）のような出力が得られる。
【００３１】
この信号は、ＰＷＭ制御用ＩＣ４８の［２］端子から出力してそのままスイッチング素子２５のゲート信号となり、昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１が動作する。
このように、ＰＷＭ制御用ＩＣ４８を用いて入力電流波形と出力電圧だけで制御することができる。また、共通ライン１６に対し、正側と負側にそれぞれに昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１で昇圧して、安定化された直流電圧が後段のＤＣ−ＡＣインバータ３７に送られる。
【００３２】
このハーフブリッジ型のＤＣ−ＡＣインバータ３７のスイッチング素子３３と３４は、パルス幅変調回路４５からのパルス幅変調信号により高周波で交互に開閉し、かつ、開閉の時間幅が交流出力電圧波形に対応したパルス幅変調をして、図６（ｄ）の実線波形のようなパルス電圧波形となる。このパルス電圧は、リアクトル３５とコンデンサ３６からなるフィルタ回路９６で高周波成分を除去し、図６（ｄ）の点線波形のような所定の電圧および周波数の交流出力が得られる。
【００３３】
なお、本発明の力率改善回路の過電流保護回路は、スイッチング素子２５のソース側に直列に抵抗４９を挿入するなど、回路電流を検出し、汎用のＰＷＭ制御用ＩＣ４８の［１５］端子に注入することにより、汎用のＰＷＭ制御用ＩＣ４８内蔵のパルスバイパルス過電流保護回路をそのまま使用することができる。
【００３４】
前記実施例において、スイッチング素子２５、３３、３４は、ＭＯＳＦＥＴに限られるものではなく、バイポーラトランジスタ、その他のスイッチング素子であってもよい。
前記入力電流検出手段兼絶縁手段４は、カレントトランスに限られるものではなく、ホール素子などであってもよい。
【００３５】
【発明の効果】
本発明は、昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１の正方向、負方向の基本部品を共用しているため、従来回路の約半分の回路構成で力率改善用アクティブフィルタが得られる。
【００３６】
力率改善用アクティブフィルタの制御にも、スイッチング電源などで使用される汎用のＰＷＭ制御用ＩＣ４８を用いるため、大幅な部品の増加がなく、従来回路における部品点数が大幅に削減でき、価格の低下、小型化と信頼性の向上が可能となる。
【００３７】
停電その他の事故により交流電力が入力されなくなったとき、サイリスタなどの逆流阻止スイッチ素子３９をオンして、正側と負側のそれぞれのバッテリ３８からの直流電圧を昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１でスイッチングし、正側と負側にそれぞれ昇圧して、交流電圧に変換し、さらにフィルタ回路９６で高周波成分を除去し、所定の電圧および周波数の交流出力を得ることができる無停電電源装置となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電源回路の第１実施例を示す電気回路図である。
【図２】（ａ）は、交流入力電圧が正側のときの昇圧チョッパ回路の電気回路図、（ｂ）は、交流入力電圧が負側のときの昇圧チョッパ回路の電気回路図である。
【図３】本発明による電源回路の第２実施例を示す電気回路図である。
【図４】本発明による電源回路内部の制御回路２２と検出回路１９、２０の詳細な電気回路図である。
【図５】本発明による電源回路の半波整流時の動作波形図である。
【図６】本発明による電源回路の全波整流時の動作波形図である。
【図７】従来の電源回路の電気回路図である。
【符号の説明】
１…直送ライン、２、３…交流入力端子、４…カレントトランス、５…１次コイル、６、７…２次コイル、８、９…交流出力端子、１０…交流電源、１１…リアクトル、１２…出力電圧検出回路、１３…負荷電流検出回路、１４…切換回路、１５…ホトカプラなどの絶縁手段、１６…共通ライン、１７、１８…ダイオード、１９、２０…検出回路、２１…半波倍電圧整流回路、２２…制御回路、２３、２４…リアクトル、２５、２６…スイッチング素子、２７、２８…整流素子、２９、３０…コンデンサ、３１、３２…昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ、３３、３４…スイッチング素子、３５…リアクトル、３６…コンデンサ、３７…ＤＣ−ＡＣインバータ、３８…バッテリ、３９、４０…逆流阻止スイッチ素子、４１…リアクトル、４２…非反転誤差増幅器、４３、４４…制御回路、４５…パルス幅変調回路、４６、４７…カレントトランス、４８…ＰＷＭ制御用ＩＣ、４９…抵抗、５０…全波整流回路、５１、５２、５３、５４…整流ダイオード、５５、５６、５７、５８、５９、６０、６１、６２、６３、６４、６５…抵抗、６６、６７、６８、６９…コンデンサ、７０、７１…ホトカプラ、９６…フィルタ回路。

Claims

交流入力端子２、３と交流出力端子８、９のそれぞれの一方の端子３、９間を結合して共通ライン１６とし、この共通ライン１６と他方の入力端子２との間に、共通ライン１６に対して正方向と負方向の整流を行う全波整流回路５０と昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１とを結合し、さらにその後段にＤＣ−ＡＣインバータ３７を結合してなる電源回路において、前記昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１は、前記交流入力端子２、３間にリアクトル１１を介して前記全波整流回路５０を接続し、この全波整流回路５０の正負出力間に正方向と負方向を共通するスイッチング素子２５を接続し、前記全波整流回路５０の正出力側に整流素子２７のアノード側を接続し、この整流素子２７のカソード側に正方向の電圧を得るためのコンデンサ２９の一方を接続し、このコンデンサ２９の他方を前記一方の交流入力端子３に接続し、前記全波整流回路５０の負出力側に整流素子２８のカソード側を接続し、この整流素子２８のアノード側に負方向の電圧を得るためのコンデンサ３０の一方を接続し、このコンデンサ３０の他方を前記一方の交流入力端子３に接続してなり、この昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１により正方向と負方向の直流電圧を前記正負共通の前記全波整流回路５０とスイッチング素子２５を使用して得、その後、ＤＣ−ＡＣインバータ３７で再び交流に変換して出力するようにしたことを特徴とする電源回路。
リアクトル１１の入力側と全波整流回路５０の負側との間に、逆流阻止スイッチ素子３９とバッテリ３８との直列回路を挿入し、交流電源１０の停電時に逆流阻止スイッチ素子３９をオンしてバッテリ３８から直流電圧を供給するようにしたことを特徴とする請求項１記載の電源回路。
スイッチング素子２５と並列に、リアクトル４１、逆流阻止スイッチ素子３９およびバッテリ３８の直列回路を挿入し、交流電源１０の停電時に逆流阻止スイッチ素子３９をオンしてバッテリ３８から直流電圧を供給するようにしたことを特徴とする請求項１記載の電源回路。