JP3566788B2 - 交差偏波間補償装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
（目次）
発明の属する技術分野
従来の技術（図２３〜図２６）
発明が解決しようとする課題（図２６，図２７）
課題を解決するための手段（図１〜図３）
発明の実施の形態
（ａ）第１実施形態の説明（図４〜図８）
（ｂ）第２実施形態の説明（図９〜図１７）
（ｃ）第３実施形態の説明（図１８〜図２２）
発明の効果
【０００２】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交差偏波間補償装置に関し、特に、ディジタル多重無線などのディジタル無線伝送方式に用いて好適な、交差偏波間補償装置に関する。
【０００３】
【従来の技術】
従来より、マイクロ波や準ミリ波などを用いた無線伝送方式では、単一偏波で伝送する場合に比べ周波数の利用効率が高いことに着目して、同一周波数帯で互いに直交する偏波面〔垂直（Ｖ）偏波と水平（Ｈ）偏波〕を用いて信号を伝送する交差偏波共用技術が実用化されている。
【０００４】
図２３は従来の一般的な交差偏波を用いた無線伝送方式における送信側，受信側の構成の一例を示すブロック図で、この図２３において、１００は送信側、２００は受信側で、送信側１００は、それぞれＶ偏波，Ｈ偏波用の変調部（ＭＯＤ）１０１Ａ，１０１Ｂ，送信部（ＴＸ）１０２Ａ，１０２Ｂと、これらのＶ偏波，Ｈ偏波を合波するハイブリッド（Ｈ）１０３と、送信アンテナ１０４とを有する一方、受信側２００は、受信アンテナ２０１と、この受信アンテナ２０１で受信した受信偏波信号をＶ偏波信号，Ｈ偏波信号に２分波するハイブリッド（Ｈ）２０２と、Ｖ偏波，Ｈ偏波用の受信部（ＲＸ）２０３Ａ，２０３Ｂ，復調部（ＤＥＭ）２０４Ａ，２０４Ｂとを有して構成されている。
【０００５】
これにより、送信側１００では、変調部（ＭＯＤ）１０１Ａ，送信部（ＴＸ）１０２ＡでＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ） などの所要の変調処理が施されたデータ（ＤＡＴＡ）をＶ偏波、変調部（ＭＯＤ）１０１Ｂ，送信部（ＴＸ）１０２Ｂで同一周波数でＶ偏波と互いに交差するよう所要の変調処理が施されたデータをＨ偏波とし、これらのＶ偏波，Ｈ偏波をハイブリッド（Ｈ）１０３で合波して送信アンテナ１０４を通じて送信する一方、受信側２００では、送信この側１００から送信されてきた送信変調信号を受信アンテナ２０１で受信し、これをハイブリッド２０２でＶ偏波，Ｈ偏波に分波し、それぞれを復調部２０４Ａ，２０４Ｂを通じて復調することにより元のデータを再生することができるようになっている。
【０００６】
さて、ここで受信側２００の復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）による復調方式には、一般に、アナログの送信変調信号を検波することによりこの信号の復調を行なうアナログ復調方式と、送信変調信号をＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器などでディジタル化されたディジタル信号を検波することによりこの信号の復調を行なうディジタル復調方式とがある。
【０００７】
図２４はこれらの復調方式のうちアナログ復調方式の復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）の構成の一例を示すブロック図であるが、この図２４に示す復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）は、ミキサ（ＭＩＸ）２０５、ロールオフフィルタ２０６Ａ，２０６Ｂ，トランスバーサル（ＴＲＶ）イコライザ２０８，制御部（ＣＯＮＴ）２０９，ローパスフィルタ２１０，２１２，各Ａ／Ｄ変換器２０７Ａ，２０７Ｂ用のクロック（ＣＬＫ）を供給する電圧制御発振器（ＣＬＫ ＶＣＯ） ２１１，ミキサ２０５用の局部発振器（ＬＯ ＶＣＯ）２１３を有して構成されている。
【０００８】
ここで、ミキサ２０５は、受信アンテナ２０１で受信されたＲＦ（高周波）帯の送信変調信号を受信部２０３Ａ（２０３Ｂ）でＩＦ（中間周波）信号に周波数変換した受信ＩＦ信号を、局部発振器２１３からの搬送波再生信号を用いて直交検波することにより、周波数変換（ダウンコンバート）して互いに９０°位相の異なる２系列のベースバンド信号Ｉ，Ｑを得るもので、実際には、受信ＩＦ信号をハイブリッド２１４により２分波し、それぞれをハイブリッド２１７で２分波した局部発振器２１３からの信号と各乗算器２１５，２１６で乗算（ミキシング）することにより、各ベースバンド信号Ｉ，Ｑが得られるようになっている。
【０００９】
また、各ロールオフフィルタ２０６Ａ，２０６Ｂは、このように得られた各ベースバンド信号Ｉ，Ｑに含まれる雑音成分などをそれぞれ除去するものであり、各Ａ／Ｄ変換器２０７Ａ，２０７Ｂは、電圧制御発振器２１０から供給されるＡ／Ｄ変換用クロックのタイミングに従って、各ベースバンド信号（アナログ信号）Ｉ，Ｑをそれぞれディジタル信号Ｉ，Ｑに変換するものである。なお、各ロールオフフィルタ２０６Ａ，２０６Ｂは、この復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）の出力側、もしくは各Ａ／Ｄ変換器２０７Ａ，２０７Ｂの後段に設けられる場合もある。
【００１０】
さらに、トランスバーサルイコライザ２０８は、周知のように、各ディジタル信号Ｉ，Ｑを時間的に遅延させて、過去のデータから現在のデータに含まれる歪み成分（伝送路から受けた歪み）を適応的に推定し、これに基づいて内部のタップ係数を制御することにより、この歪み成分を除去して信号の等化を行なうものである。
【００１１】
また、制御部２０９は、このトランスバーサルイコライザ２０８の出力からクロック位相のずれ，周波数誤差などの情報を検出し、これに基づいて、電圧制御発振器２１１，局部発振器２１３をフィードバック制御するもので、これにより、最適なクロック位相，周波数で周波数変換，Ａ／Ｄ変換が行なえるようになっている。つまり、この図２４に示す復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）は、いわゆる同期検波方式が採用されている。
【００１２】
なお、各ローパスフィルタ２１０，２１２は、制御部２０９で得られた位相ずれ，周波数誤差などの情報（ディジタル値）を積分することにより電圧値に変換して、それぞれを電圧制御発振器２１１，局部発振器２１３用の制御電圧として供給するものである。
このような構成により、上述の復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）では、受信ＩＦ信号が、局部発振器２１３からの搬送波再生信号に応じてミキサ２０５で直交検波（同期検波）を施されることによりダウンコンバートされて各ベースバンドＩ，Ｑが得られ、それぞれが、各ロールオフフィルタ２０６Ａ，２０６Ｂで雑音成分などを除去される。
【００１３】
そして、各ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、各Ａ／Ｄ変換器２０７Ａ，２０７Ｂで、制御部２０９によってフィードバック制御されている電圧制御発振器２１１からのＡ／Ｄ変換クロックに従って、最適な位相でディジタル信号Ｉ，ＱにＡ／Ｄ変換され、トランスバーサルイコライザ２０８によって、等化処理が施されてそれぞれがＶ偏波（Ｈ偏波）の受信データとして出力される。
【００１４】
次に、図２５はディジタル復調方式を用いた場合の復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）の構成の一例を示すブロック図であるが、この場合は、ダウン（ＤＯＷＮ）コンバータ２２１，Ａ／Ｄ変換器２２２，ディジタル式直交検波部２２３，ロールオフフィルタ２２４Ａ，２２４Ｂ，トランスバーサル（ＴＲＶ）イコライザ２２５，制御部（ＣＯＮＴ）２２６，ローパスフィルタ２２７，２２８，Ａ／Ｄ変換器２２２用のクロック（ＣＬＫ）を供給する電圧制御発振器（ＣＬＫ ＶＣＯ） ２２９，ダウンコンバータ２２１用の局部発振器（ＬＯ ＶＣＯ）２３０を有して構成されている。
【００１５】
ここで、ダウンコンバータ２２１は、受信アンテナ２０１で受信されたＲＦ信号を、局部発振器２３０からの搬送波再生信号を用いてＩＦ（中間周波）信号に周波数変換（ダウンコンバート）するもので、通常、１つのミキサ（乗算器）で構成される。また、Ａ／Ｄ変換器２２２は、この受信ＩＦ信号を電圧制御発振器２１０から供給されるＡ／Ｄ変換用のタイミングクロックに従ってディジタル信号に変換するものである。
【００１６】
さらに、ディジタル式直交検波部２２３は、サイン（ｓｉｎ）波，コサイン（ｃｏｓ）波の３角関数信号を用いてＡ／Ｄ変換器２２２で得られたディジタル信号に対して直交検波を施すことにより、周波数変換を施すとともに互いに９０°位相の異なる２系列のベースバンド帯のディジタル信号Ｉ，Ｑを得るものであり、各ロールオフフィルタ２２４Ａ，２２４Ｂは、このように得られた各ディジタル信号Ｉ，Ｑに含まれる雑音成分などをそれぞれ除去するものである。
【００１７】
なお、トランスバーサルイコライザ２２５，制御部２２６，各ローパスフィルタ２２７，２２８，電圧制御発振器２２７，局部発振器２３０は、それぞれ図２４により前述したトランスバーサルイコライザ２０８，制御部２０９，各ローパスフィルタ２１０，２１２，電圧制御発振器２１１，局部発振器２１３と同様のものであり、この場合も、同期検波方式が採用されている。
【００１８】
このような構成により、このディジタル復調方式の復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）では、送信側１００の変調部１０１Ａ（１０１Ｂ）で、例えば、中心周波数ｆＬＯをもった搬送波信号を用いて変調を施された変調波（受信ＩＦ信号）が、ダウンコンバータ２２１によって、Ａ／Ｄ変換器２２２によるＡ／Ｄ変換が可能なクロック周波数（中心周波数ｆＣＬＫ ）にまでダウンコンバートされる。
【００１９】
そして、この受信ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器２２２で、制御部２２６によってフィードバック制御されている電圧制御発振器２２９からのＡ／Ｄ変換用のタイミングクロックに従って、最適な位相でディジタル信号にＡ／Ｄ変換され、ディジタル式直交検波部２２３で直交検波を施されることによって、互いに位相の９０°異なるベースバンド帯のディジタル信号Ｉ，Ｑが得られる。
【００２０】
具体的に、このディジタル式直交検波部２２３では、Ａ／Ｄ変換器２２２からのディジタル信号をＩＦＩＮ，クロック位相をθとして、このθを電圧制御発振器２２９のクロック速度で１周期変化させることにより、
Ｉ＝ＩＦＩＮ×ｃｏｓθ
Ｑ＝ＩＦＩＮ×ｓｉｎθ
の各演算によって、ディジタル信号Ｉ，Ｑが得られるようになっている。
【００２１】
例えば、Ａ／Ｄ変換器２２２の変換レートをクロック速度の４倍とすると、θは、０°→９０°→１８０°→２７０°→０°→９０°→・・・・・というように繰り返されることになる。従って、各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑは、θ＝０°のときにＩ＝ＩＦＩＮ，Ｑ＝０となり、θ＝９０°のときにＩ＝０，Ｑ＝ＩＦＩＮとなり、θ＝１８０°のときにＩ＝−ＩＦＩＮ，Ｑ＝０となり、θ＝２７０°のときにＩ＝０，Ｑ＝−ＩＦＩＮとなる。
【００２２】
その後、これらの各ディジタル信号Ｉ，Ｑは、各ロールオフフィルタ２０６Ａ，２０６Ｂで雑音成分などを除去されたのち、トランスバーサルイコライザ２０８によって、等化処理が施されてＶ偏波（Ｈ偏波）の受信データとして出力される。
つまり、このディジタル復調方式を用いた復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）は、Ａ／Ｄ変換器２２２以降の処理を全てディジタルで行なうことにより、その大部分をディジタル化できるようになっているのである。
【００２３】
ところで、図２３により前述したような交差偏波共用技術を用いた無線伝送方式では、Ｖ偏波，Ｈ偏波の両偏波間の分離度（ＸＰＤ：Ｃｒｏｓｓ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｄｉｓｃｒｉｍｉｎａｔｉｏｎ）の良いことが要求される。
しかし、空間などの伝搬路において、例えば、マイクロ波帯ではマルチパスフェージング、準ミリ波以上では降雨滴の傾きなどが原因で、本来、Ｖ偏波（Ｈ偏波）のみである信号にＨ偏波（Ｖ偏波）が干渉して、このＸＰＤが劣化してしまうので、一般的に、図２３に示すように、各復調部２０４Ａ，２０４Ｂ間で互いにＶ偏波，Ｈ偏波の遣り取りを行なうことによって、ＸＰＤの劣化を補償する交差偏波間干渉補償が行なわれている。
【００２４】
図２６はこの交差偏波間干渉補償を行なう場合に用いられるアナログ復調方式の復調部の構成の一例を示すブロック図で、この図２６において、図２４中に示す符号と同一符号を付したものはそれぞれ図２４により前述したものと同様のものであるが、この図２６に示す復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）は、Ａ／Ｄ変換器２０７Ａ，２０７ＢでＡ／Ｄ変換する前のアナログのＶ偏波（Ｈ偏波）信号（ベースバンド信号Ｉ，Ｑ）を異偏波であるＨ偏波（Ｖ偏波）用の復調部２０４Ｂ（２０４Ａ）へ交差偏波間干渉補償用の信号として出力するとともに、Ｈ偏波（Ｖ偏波）用の復調部２０４ＢからのＨ偏波（Ｖ偏波）信号を自己での交差偏波間干渉補償用の信号として受けるようになっている。
【００２５】
これにより、この復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）では、各Ｈ偏波（Ｖ偏波）信号をそれぞれＡ／Ｄ変換器２３１Ａ，２３１ＢによってＡ／Ｄ変換し、これにより得られたディジタルのＨ偏波（Ｖ偏波）信号を、交差偏波間干渉補償部（ＸＰＩＣ）２３２へ供給することにより、Ｖ偏波（Ｈ偏波）信号に干渉成分として混入しているＨ偏波（Ｖ偏波）信号（交差偏波間干渉）が交差偏波間干渉補償部２３２で検出される。
【００２６】
そして、交差偏波間干渉補償部２３２は、検出した交差偏波間干渉に基づいて、この交差偏波間干渉を補償するための補償信号をそれぞれ加算部２３３の各加算器２３４，２３５へ出力することにより、各補償信号とトランスバーサルイコライザ２０８の出力とが加算部２３３で加算され、この交差偏波間干渉が補償される。
【００２７】
なお、交差偏波間干渉補償部２３２は、一般的に、トランスバーサルイコライザ２０８の一種であるＦＩＲフィルタなどで構成され、交差偏波間干渉の量に応じて内部のタップ係数を変化させることにより、各補償信号を生成するようになっている。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図２６により上述したような交差偏波間干渉を補償するアナログ復調方式の復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）では、ディジタル化できる部分がトランスバーサルイコライザ２０８，交差偏波間補償部２３２など非常に限られた部分のみであるので、回路の小型化や低コスト化などには非常に不利であるという課題がある。
【００２９】
また、上述のような交差偏波間干渉補償を行なうためには、各復調部２０４Ａ，２０４Ｂの間で遣り取りされる異偏波側からの補償用の偏波信号が空間での干渉時と同期している必要がある。
図２７は図２３に示す構成において、いわゆるコチャンネル伝送（Ｖ偏波，Ｈ偏波の両偏波使用の伝送）を行なう場合の周波数関係の一例を示す図で、この図２７において、図２３中に示す符号と同一符号が示す部分はそれぞれ図２３により前述したものと同様のものであり、１０５Ａ，１０５Ｂ，１０６Ａ，１０６Ｂ，２４１Ａ，２４１Ｂ，２４２Ａ，２４２Ｂはいずれも電圧制御型の局部発振器である。
【００３０】
ここで、送信側１００において、各局部発振器１０５Ａ，１０５Ｂは、それぞれベースバンド帯の送信データ（Ｖ偏波，Ｈ偏波）をＩＦ信号に周波数変換（アップコンバート）する〔図２７中の関数（２１），関数（２６）参照〕際に用いられる搬送波信号（中心周波数ｆＶ１，ｆＨ１）を各変調部（ＭＯＤ）１０１Ａ，１０１Ｂに供給するものであり、各局部発振器１０６Ａ，１０６Ｂは、それぞれ各変調部１０１Ａ，１０１ＢからのＩＦ信号をさらにＲＦ信号にアップコンバートする〔関数（２２），関数（２７）参照〕際に用いられる搬送波信号を各送信部（ＲＸ）１０２Ａ，１０２Ｂへ供給するものである。
【００３１】
一方、受信側２００において、各局部発振器２４１Ａ，２４１Ｂは、受信アンテナ２０１で受信されたＲＦ信号〔Ｖ偏波，Ｈ偏波：関数（２３），関数（２８）参照〕をＩＦ信号にダウンコンバートする〔関数（２４），関数（２９）参照〕際に用いられる搬送波再生信号（中心周波数ｆＶ３，ｆＨ３）をそれぞれ受信部（ＲＸ）２０３Ａ，２０３Ｂに供給するものであり、各局部発振器２４２Ａ，２４２Ｂは、それぞれ受信部２０３Ａ，２０３ＢからのＩＦ信号をさらにベースバンド信号にダウンコンバートする〔関数（２５），関数（３０）参照〕際に用いられる搬送波再生信号（中心周波数ｆＶ４，ｆＨ４）を各復調部２０４Ａ，２０４Ｂに供給するものである。
【００３２】
つまり、各局部発振器２４２Ａ，２４２Ｂは、図２４又は図２５に示す復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）の局部発振器（ＬＯ ＶＣＯ）２１３又は２３０に相当する。
なお、この場合は、説明の便宜上、Ｈ偏波→Ｖ偏波の片側のみに干渉が生じていることを想定しており、干渉の度合いを示す係数をα，変調波を表す関数をＶ（），Ｈ（）として表している。
【００３３】
さて、ここで、交差偏波間干渉補償を行なうためには、図２７中の関数（２５），関数（３０）より、
Ｈ（ｆＨ１＋ｆＨ２−ｆＶ３−ｆＶ４）＝Ｈ（ｆＨ１＋ｆＨ２−ｆＨ３−ｆＨ４）
すなわち、
ｆＶ３＋ｆＶ４＝ｆＨ３＋ｆＨ４ ・・・（１）
が条件となる。ここで、送信側１００と受信側２００とで搬送波が同期するということは、
ｆＶ１＋ｆＶ２−ｆＶ３−ｆＶ４＝０ ・・・（２）
ｆＨ１＋ｆＨ２−ｆＨ３−ｆＨ４＝０ ・・・（３）
であるから、式（２）より
ｆＶ１＋ｆＶ２＝ｆＶ３＋ｆＶ４ ・・・（４）
式（３）より
ｆＨ１＋ｆＨ２＝ｆＨ３＋ｆＨ４ ・・・（５）
が得られる。 式（１）に式（４），式（５）を代入すると、
ｆＶ１＋ｆＶ２＝ｆＨ１＋ｆＨ２ ・・・（６）
と表せる。従って、送信側１００で、各局部発振器１０５Ａ，１０５Ｂ，１０６Ａ，１０６Ｂを調整することにより、上述のような搬送波の同期を取ることができるようになる。
【００３４】
ところが、このように、搬送波の同期を各局部発振器１０５Ａ，１０５Ｂ，１０６Ａ，１０６Ｂによって取ることは、非常にコストがかかってしまうだけでなく、この同期が外れてしまった場合にその微調整を行なうといったメンテナンス上でも非常に不利になってしまうという課題がある。
本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、交差偏波間干渉補償を行なう復調部にディジタル復調方式を適用することにより、この復調部のＬＳＩ化を可能にし、小型化，経済化を図ることができるようにした、交差偏波間補償装置を提供することを第１の目的とする。
【００３５】
また、本発明は、送信変調時に送信側で同期を取らなくとも、容易に交差偏波間干渉補償を行なえるようにした、交差偏波間補償装置を提供することを第２の目的とする。
【００３６】
【課題を解決するための手段】
図１は第１の発明の原理ブロック図で、この図１において、１Ａは周波数変換部、２Ａはアナログ／ディジタル変換器、３Ａはディジタル式直交検波部、４Ａはディジタル式等化部、５Ａはディジタル式交差偏波間補償部、６Ａは加算部である。
【００３７】
ここで、周波数変換部１Ａは、受信された互いに交差する２つの偏波のうちの一方の偏波信号について周波数変換を施すものであり、アナログ／ディジタル変換器２Ａは、周波数変換部１Ａで周波数変換された上記一方の偏波信号をディジタル信号に変換するものであり、ディジタル式直交検波部３Ａは、アナログ／ディジタル変換器２Ａでディジタル信号に変換された上記一方の偏波信号を検波して２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑを得るものである。
【００３８】
また、ディジタル式等化部４Ａは、直交検波部３Ａの出力について等化処理を施すものであり、ディジタル式交差偏波間補償部５Ａは、上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他方の偏波信号を周波数変換したあとで且つディジタル式直交検波部３Ａにて検波される前の状態の信号をディジタル信号として受けてディジタル式等化部４Ａの出力を補償するための信号を出力するものであり、加算部６Ａは、ディジタル式等化部４Ａの出力とディジタル式交差偏波間補償部５Ａの出力とを加算するものである。
【００３９】
これにより、本発明では、受信された互いに交差する２つの偏波のうちの一方の偏波信号について周波数変換してから、これをアナログ／ディジタル変換器２Ａでディジタル信号に変換したのち、ディジタル復調部（ディジタル式直交検波部３Ａ）にて検波するとともに、上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他方の偏波信号を周波数変換したあとで且つディジタル式復調部にて検波される前の状態の信号をディジタル式交差偏波間補償部５Ａへ供給し、更に、この交差偏波間補償部５Ａの出力で一方の偏波信号用の上記ディジタル式復調部の出力を補償することができる。
【００４０】
また、このとき、交差偏波間補償部５Ａへ入力される信号としては、上記の他方の偏波信号を周波数変換したあとのアナログ信号を使用してもよく、上記の他方の偏波信号を周波数変換し更にこれをアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号を使用してもよい。
【００４１】
そして、交差偏波間補償部５Ａへ入力される信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換したあとのアナログ信号が使用される場合においては、ディジタル式交差偏波間補償部５Ａの前段に、周波数変換部１Ａで周波数変換された上記一方の偏波信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器２Ａと作動クロックが同期するアナログ／ディジタル変換器が設けられる。
【００４２】
一方、交差偏波間補償部５Ａへ入力される信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換し更にこれをアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号が使用される場合においては、ディジタル式交差偏波間補償部５Ａの前段に、アナログ／ディジタル変換器２Ａの作動クロックと同じクロックを受けて動作し、上記ディジタル信号を受けて両偏波間のクロック位相の不確定性を除去するためのメモリが設けられる。
【００４３】
なお、上記のディジタル式直交検波部３Ａ，ディジタル式等化部３Ｂ，ディジタル式交差偏波間補償部６Ｂ及び加算部７Ｂは、いずれもディジタル信号を入力としているので、ＬＳＩ化することができる。
次に、図２は第２の発明の原理ブロック図で、この図２において、１Ｂはアナログ式直交検波部、２Ｂは第１アナログ／ディジタル変換器、３Ｂはディジタル式等化部、４Ｂは第２アナログ／ディジタル変換器、５Ｂは位相回転部、６Ｂはディジタル式交差偏波間補償部、７Ｂは加算部、８Ｂは制御部である。
【００４４】
ここで、アナログ式直交検波部１Ｂは、送信変調時に同期をとらないで送信されてきた互いに交差する２つの偏波のうちの一方の受信偏波信号について周波数変換を施すとともに上記一方の受信偏波信号を検波して２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑを得るものであり、第１アナログ／ディジタル変換器２Ｂは、この直交検波部１Ｂで得られた２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑをそれぞれディジタル信号に変換するものでり、ディジタル式等化部３Ｂは、第１アナログ／ディジタル変換器２Ｂでディジタル信号に変換された上記２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑについて等化処理を施すものである。
【００４５】
また、第２アナログ／ディジタル変換器４Ｂは、上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他方の受信偏波信号をアナログ式直交検波部１Ｂにて２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑとして検波したあとで且つ第１アナログ／ディジタル変換器２Ｂでディジタル信号に変換する前の状態の信号をそれぞれディジタル信号に変換するとともに、第１アナログ／ディジタル変換器２Ｂと作動クロックが同期するものである。
【００４６】
さらに、位相回転部５Ｂは、この第２アナログ／ディジタル変換器４Ｂからの出力について、位相回転を施すことにより、周波数補正を施すものであり、ディジタル式交差偏波間補償部６Ｂは、位相回転部５Ｂの出力を受けてディジタル式等化部３Ｂの出力を補償するための信号を出力するものであり、加算部７Ｂは、ディジタル式等化部３Ｂの出力とディジタル式交差偏波間補償部６Ｂの出力とを加算するものである。
【００４７】
また、制御部８Ｂは、ディジタル式交差偏波間補償部６Ｂの入力情報と加算部７Ｂの出力情報とに基づいて、位相回転部５Ｂを制御するものである。
これにより、本発明では、送信変調時に同期をとらないで送信されてきた互いに交差する２つの偏波のうちの一方の受信偏波信号について、直交検波部１Ｂで周波数変換及び検波を施すとともに、上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他方の受信偏波信号を周波数変換したあとの信号について、位相回転部５Ｂで位相回転を施すことにより、周波数補正を施してから、この補正後の信号を交差偏波間補償部６Ｂへ供給し、更に交差偏波間補償部６Ｂの出力で一方の偏波信号用のディジタル式復調部（直交検波部１Ｂ，第１アナログ／ディジタル変換器２Ｂ，ディジタル式等化部３Ｂ）の出力を補償することができる。
【００４８】
なお、このとき、直交検波部１Ｂは、同期検波部として構成してもよく、第１アナログ／ディジタル変換器２Ｂからの出力について、位相回転を施すことにより、周波数補正を施す位相回転部をさらにそなえることにより、この位相回転部と直交検波部１Ｂとで準同期検波部を構成するようにしてもよい。
【００４９】
また、具体的に、上述の制御部８Ｂは、ディジタル式交差偏波間補償部６Ｂの入力についての極性情報と加算部７Ｂの出力についての誤差情報とから、位相回転部５Ｂを制御するための位相ずれ情報を求めて、これを位相回転部制御信号として出力するように構成してもよく、ディジタル式交差偏波間補償部６Ｂの入力についての極性情報と加算部７Ｂの出力についての誤差の極性情報との排他的論理和情報から、位相回転部５Ｂを制御するための位相ずれ情報を求めて、これを位相回転部制御信号として出力するように構成してもよい。
【００５０】
次に、図３は第３の発明の原理ブロック図で、この図３において、１Ｃは周波数変換部、２Ｃはアナログ／ディジタル変換器、３Ｃはディジタル式直交検波部、４Ｃはディジタル式等化部４Ｃ、５Ｃは位相回転部、６Ｃはディジタル式交差偏波間補償部、７Ｃは加算部、８Ｃは制御部である。
ここで、周波数変換部１Ｃは、送信変調時に同期をとらないで送信されてきた互いに交差する２つの偏波のうちの一方の受信偏波信号について周波数変換を施すものであり、アナログ／ディジタル変換器２Ｃは、周波数変換部１Ｃで周波数変換された上記一方の受信偏波信号をディジタル信号に変換するものであり、ディジタル式直交検波部３Ｃは、アナログ／ディジタル変換器２Ｃでディジタル信号に変換された上記一方の受信偏波信号を検波して２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑを得るものである。
【００５１】
また、ディジタル式等化部４Ｃは、直交検波部３Ｃの出力について等化処理を施すものであり、位相回転部５Ｃは、上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他方の受信偏波信号を周波数変換したあとで且つディジタル式直交検波部３Ｃにて検波される前の状態の信号をディジタル信号として受けて、これに位相回転を施すことにより、周波数補正を施すものであり、ディジタル式交差偏波間補償部６Ｃは、位相回転部５Ｃの出力を受けて、ディジタル式等化部４Ｃの出力を補償するものである。
さらに、加算部７Ｃは、ディジタル式等化部４Ｃの出力とディジタル式交差偏波間補償部６Ｃの出力とを加算するものであり、制御部８Ｃは、ディジタル式交差偏波間補償部６Ｃの入力情報と加算部７Ｃの出力情報とに基づいて、位相回転部５Ｃを制御するものである。
【００５２】
また、この場合も、位相回転部５Ｃへ入力される信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換したあとのアナログ信号が使用される場合においては、位相回転部５Ｃの前段に、周波数変換部１Ｃで周波数変換された上記一方の受信偏波信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器２Ｃと作動クロックが同期するアナログ／ディジタル変換器が設けられる。
【００５３】
一方、位相回転部５Ｃへ入力される信号として、上記の他方の受信偏波信号を周波数変換し更にこれをアナログ／ディジタル変換器２Ｃでディジタル信号に変換したあとのディジタル信号が使用される場合においては、位相回転部５Ｃの前段に、アナログ／ディジタル変換器２Ｃの作動クロックと同じクロックを受けて動作し、上記ディジタル信号を受けて両偏波間のクロック位相の不確定性を除去するためのメモリが設けられる。
【００５４】
なお、この場合も、上記のディジタル式直交検波部３Ｃ，ディジタル式等化部４Ｃ，位相回転部５Ｃ，ディジタル式交差偏波間補償部６Ｃ及び加算部７Ｃは、いずれもディジタル信号を入力とするので、ＬＳＩ化することができる。
また、上述の第３の発明では、周波数変換部１Ｃによる周波数変換が検波後の出力をフィードバックすることにより行なわれる同期検波方式を採用してもよく、周波数変換部１Ｃによる周波数変換が検波後の出力をフィードバックしない準同期検波方式を採用してもよい。
【００５５】
さらに、この場合も、上述の制御部８Ｃは、ディジタル式交差偏波間補償部６Ｃの入力についての極性情報と加算部７Ｃの出力についての誤差情報とから、位相回転部５Ｃを制御するための位相ずれ情報を求めて、これを位相回転部制御信号として出力するように構成してもよく、ディジタル式交差偏波間補償部６Ｃの入力についての極性情報と加算部７Ｃの出力についての誤差の極性情報との排他的論理和情報から、位相回転部５Ｃを制御するための位相ずれ情報を求めて、これを位相回転部制御信号として出力するように構成してもよい。
【００５６】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
（ａ）第１実施形態の説明
図４は本発明の第１実施形態としての交差偏波間補償装置が適用される無線装置の受信部の構成を示すブロック図で、この図４において、１１は送信側（図示略）でＶ偏波，Ｈ偏波独立に所要の変調を施された送信変調信号（ＲＦ信号）を受信する受信アンテナ、１２は受信アンテナで受信された送信変調信号をＶ偏波，Ｈ偏波に２分波するハイブリッド（Ｈ）、１３Ａ，１３Ｂはそれぞれ受信ＲＦ信号をＩＦ信号（中心周波数ｆＶＭ，ｆＨＭ）にダウンコンバートするなどの所要の処理を行なう受信部（ＲＸ）である。
【００５７】
また、１４Ａ，１４Ｂはそれぞれ復調部（交差偏波間補償装置）であり、本実施形態では、復調部１４ＡがＶ偏波用、復調部１４ＢがＨ偏波用として用いられるが、いずれも、ダウンコンバータ（ＤＯＷＮ ＣＯＮ）１４１，電圧制御型の局部発振器（ＬＯ ＶＣＯ）１４２，Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器１４３，１４４，各Ａ／Ｄ変換器１４３，１４４へのクロック再生用の電圧制御発振器（ＣＬＫ ＶＣＯ） １４５，検波周波数ｆＶＣＬＫ，又はｆＶＣＬＫで検波を施すディジタル式復調部（ＤＥＭ）１４６，同じく検波周波数ｆＶＣＬＫ，又はｆＶＣＬＫで検波を施すディジタル式の交差偏波補償用復調部（ＸＰＩＣ）１４７，加算部１４８を有して構成されている。
【００５８】
ここで、以下、この場合の局部発振器１４２，電圧制御発振器１４５の各周波数の同期関係について詳述する。
まず、この図４中に▲１▼〜▲６▼で示す時点での変調波の中心周波数はそれぞれ次のように表される。
▲１▼・・・ｆＶＭ−ｆＶＬＯ
▲２▼・・・ｆＶＭ−ｆＶＬＯ −ｆＶＣＬＫ
▲３▼・・・ｆＨＭ−ｆＨＬＯ
▲４▼・・・ｆＨＭ−ｆＨＬＯ −ｆＨＣＬＫ
▲５▼・・・ｆＨＭ−ｆＨＬＯ −ｆＶＣＬＫ
▲６▼・・・ｆＶＭ−ｆＶＬＯ −ｆＨＣＬＫ・・・・・・（７）
一方、空間で干渉した干渉波の周波数▲１▼′〜▲４▼′はそれぞれ次のように表される。
【００５９】
▲１▼′・・・ｆＨＭ−ｆＶＬＯ
▲２▼′・・・ｆＨＭ−ｆＶＬＯ −ｆＶＣＬＫ
▲３▼′・・・ｆＶＭ−ｆＨＬＯ
▲４▼′・・・ｆＶＭ−ｆＨＬＯ −ｆＨＣＬＫ・・・・・・（８）
ここで、交差偏波補償用検波部１４７で、交差偏波干渉補償を行なうためには、
▲５▼＝▲２▼′・・・（９）
▲６▼＝▲４▼′・・・（１０）
が必要になる。
【００６０】
ところで、復調部１４Ａ，１４Ｂの搬送波が同期するということは、▲２▼＝０，▲４▼＝０なので、
ｆＶＬＯ ＝ｆＶＭ−ｆＶＣＬＫ ・・・（１１）
ｆＨＬＯ ＝ｆＨＭ−ｆＨＣＬＫ ・・・（１２）
となる。また、本実施形態では、送信側でＶ偏波信号とＨ偏波信号との同期を取るため、
ｆＶＭ＝ｆＨＭ・・・（１３）
となる。従って、式（９），式（１１）〜式（１３）より、
ｆＨＣＬＫ＝ｆＶＣＬＫ ・・・（１４）
が得られる。すなわち、各復調部１４Ａ，１４Ｂでの交差干渉補償の条件として、Ｖ偏波，Ｈ偏波のクロックの同期が必要となることがわかる。なお、式（１０）〜式（１３）からも、同様の結果が得られる。
【００６１】
図５はこのような理論に基づいて構成されたＶ偏波用の復調部１４Ａの詳細構成を示すブロック図で、この図５に示すように、上述のディジタル式復調部１４６は、ディジタル式直交検波部１５２Ａ，ロールオフフィルタ１５３Ａ，１５４Ａ，トランスバーサル（ＴＲＶ）イコライザ１５５を有して構成され、ディジタル式の交差偏波補償用復調部１４７は、ディジタル式復調部１４６が有するものと同様のディジタル式直交検波部１５２Ｂ，ロールオフフィルタ１５３Ｂ，１５４Ｂを有するほか、ＦＩＲフィルタなどを用いたディジタル式交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）１５６を有して構成されている。
【００６２】
また、加算部１４８は、後述するごとくディジタル式直交検波部１５２により得られるディジタル復調信号Ｉ，Ｑに対応して２つの加算器１５７，１５８を用いて構成されている。なお、１４９は制御部（ＣＯＮＴ）、１５０，１５１はローパスフィルタであるが、それぞれ図４では図示を省略している。また、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂはこの復調部１４Ａと同様の構成である。
【００６３】
さてここで、この図５において、ダウンコンバータ（周波数変換部）１４１は、電圧制御発振器１４５から供給される搬送波再生信号（中心周波数ｆｖｌｏ ）に応じて、受信アンテナ１１で受信された互いに交差する２つの偏波（Ｖ偏波，Ｈ偏波）のうちの一方の偏波信号（Ｖ偏波信号）について周波数変換（ダウンコンバート）を施すものであり、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器１４３は、電圧制御発振器１４５から供給されるタイミングクロック（中心周波数ｆＶＣＬＫ）に従って、ダウンコンバータ１４１でダウンコンバートされたＶ偏波信号をディジタル信号に変換するものである。
【００６４】
また、ディジタル式直交検波部１５２Ａは、３角関数信号（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）を用いて、Ａ／Ｄ変換器１４３でディジタル信号に変換されたＶ偏波信号を検波して２系列からなるディジタル復調信号（直交検波信号）Ｉ，Ｑを得るものであり、各ロールオフフィルタ１５３，１５４は、それぞれ得られたディジタル復調信号Ｉ，Ｑに含まれる雑音成分などを除去するものである。
【００６５】
さらに、トランスバーサルイコライザ（ディジタル式等化部）１５５は、各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑを時間的に遅延させて、過去のデータから現在のデータに含まれる歪み成分（伝送路から受けた歪み）を適応的に推定し、これに基づいて内部のタップ係数を制御してこの歪み成分を除去することにより、ディジタル式直交検波部１５２Ａの出力について等化処理を施すものである。
【００６６】
なお、この場合は、Ｖ偏波信号をダウンコンバータ１４１でダウンコンバートしたあとで且つディジタル式直交検波部１５２Ａにて検波される前の状態の信号、具体的には、Ｖ偏波信号をダウンコンバートしたあとのアナログ信号（ＩＦ信号）が、Ｈ偏波信号に干渉しているＶ偏波信号を補償する干渉補償用の信号（Ｘ
ＩＦ）としてＨ偏波用の復調部１４Ｂへ出力されるようになっている。
【００６７】
一方、交差偏波補償用復調部１４７において、ディジタル式交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）１５６は、受信アンテナ１１で受信されたＶ偏波，Ｈ偏波のうちのＨ偏波信号（他方の偏波信号）をＨ偏波（異偏波）用の復調部１４Ｂでダウンコンバートしたあとで且つＨ偏波用の復調部１４Ｂのディジタル式直交検波部１５２Ａにて検波される前の状態のＨ偏波信号をディジタル信号として受けて、トランスバーサルイコライザ１５５の出力を補償するための補償信号ＩＸＰＩＣ，ＱＸＰＩＣを出力するものである。
【００６８】
ところが、この場合は、Ｈ偏波用の復調部１４ＢでＨ偏波信号をダウンコンバートしたあとのアナログ信号が、この復調部１４Ａのディジタル式交差偏波間補償部１５６へ入力されるようになっているため、ディジタル式交差偏波間補償部１５６の前段には、このＨ偏波信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１４４が設けられる。
【００６９】
なお、このＡ／Ｄ変換器１４４は、Ａ／Ｄ変換器１４３に供給されるＡ／Ｄ変換用のタイミングクロックと同じ電圧制御発振器１４５からのタイミングクロックを用いて、このＨ偏波信号をディジタル信号に変換するようになっている。
つまり、この図５に示す復調部１４Ａは、ディジタル式交差偏波間補償部１５６へ入力される信号として、Ｈ偏波信号をダウンコンバートしたあとのアナログ信号を使用する場合に、Ｖ偏波信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１４３と作動クロックが同期するＡ／Ｄ変換器１４４を設けることにより、容易に、図４により前述したような搬送波同期を取ることができるようにしているのである。
【００７０】
また、加算部１４８は、トランスバーサルイコライザ１５５の出力とディジタル式交差偏波間補償部１５６の出力とを加算するもので、実際には、各加算器１５７，１５８でトランスバーサルイコライザ１５５により等化処理を施された各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑと、ディジタル式交差偏波間補償部１５６からの各補償信号ＩＸＰＩＣ，ＱＸＰＩＣとがそれぞれ加算されるようになっている。
【００７１】
なお、制御部１４９は、加算部１４８で交差偏波間補償が施されたあとのディジタル復調信号Ｉ（Ｑでもよい）から、周波数誤差，クロック位相のずれなどを検出し、ダウンコンバータ１４１でのＶ偏波のダウンコンバート，各Ａ／Ｄ変換器１４３，１４４でのＡ／Ｄ変換タイミングを、それぞれ最適な周波数，クロック位相で行なえるよう局部発振器１４２，電圧制御発振器１４５をフィードバック制御するものである。
【００７２】
このような構成により、上述のＶ偏波用の復調部１４Ａでは、受信アンテナ１１で受信されハイブリッド１２で２分波されたＶ偏波信号，Ｈ偏波信号のうちのＶ偏波信号（中心周波数ｆＶＭ）が、ダウンコンバータ１４１で局部発振器１４２からの搬送波再生信号（中心周波数ｆＶＬＯ ）に応じてダウンコンバートされ、このダウンコンバートされたあとのＶ偏波信号が、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂのディジタル式交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）１５６による交差偏波間補償の際に使用される信号として出力される一方、Ａ／Ｄ変換器１４３でディジタル信号に変換されて検波部１４６へ出力される。
【００７３】
そして、ディジタル式復調部１４６では、このディジタル信号に変換されたＶ偏波信号が、ディジタル式直交検波部１５２Ａで３角関数信号（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）を用いて検波されることによって、２系列のディジタル復調信号Ｉ，Ｑが得られ、それぞれに含まれる雑音成分などが各ロールオフフィルタ１５３Ａ，１５４Ａで除去されたのち、トランスバーサルイコライザ１５５で歪みの等化処理を施される。
【００７４】
一方、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂから干渉補償用の信号として送られてくるＨ偏波用の復調部１４Ｂでダウンコンバートされたあとのアナログ信号（Ｈ偏波信号）は、Ａ／Ｄ変換器１４４によって、Ａ／Ｄ変換器１４３と同期した作動クロックでディジタル信号に変換されて交差偏波間補償用復調部１４７へ出力される。交差偏波間補償用復調部１４７では、ディジタル式直交検波部１５２Ｂによって、Ａ／Ｄ変換器１４４からのディジタル信号に対して直交検波が施されて２系列のディジタル信号が得られ、それぞれの雑音成分などが各ロールオフフィルタ１５３Ｂ，１５４Ｂで除去されたのちディジタル式交差偏波間補償部１５６へ出力される。
【００７５】
そして、ディジタル式交差偏波間補償部１５６では、これらのディジタルＨ偏波信号からトランスバーサルイコライザ１５５の出力を補償する、つまり、Ｖ偏波信号の干渉成分（Ｈ偏波信号）を補償するための補償信号ＩＸＰＩＣ，ＱＸＰＩＣが生成されて加算部１４８へ出力される。
この結果、加算部１４８では、各加算器１５７，１５８によって、トランスバーサルイコライザ１５５からのディジタル復調信号Ｉ，Ｑとディジタル式交差偏波間補償部１５６からの補償信号ＩＸＰＩＣ，ＱＸＰＩＣとが加算され、Ｖ偏波信号の干渉成分（Ｈ偏波信号）が補償される。
【００７６】
つまり、本実施形態における復調部（交差偏波間補償装置）１４Ａでは、受信された互いに交差する２つの偏波（Ｖ偏波，Ｈ偏波）のうちの一方の偏波信号（Ｖ偏波信号）についてダウンコンバートしてから、これをＡ／Ｄ変換器１４３でディジタル信号に変換したのち、ディジタル式直交検波部１５２Ａ（ディジタル式復調部）にて検波するとともに、他方の偏波信号（Ｈ偏波信号）をダウンコンバートしたあとで且つディジタル式直交検波部１５２Ａにて検波される前の状態の信号をディジタル式交差偏波間補償部１５６へ供給し、更に、この交差偏波間補償部１５６の出力（補償信号ＩＸＰＩＣ，ＱＸＰＩＣ）でＶ偏波用のディジタル式直交検波部１５２Ａの出力（ディジタル復調信号Ｉ，Ｑ）を補償することができるのである。
【００７７】
従って、ディジタル式交差偏波間補償部１５６による交差偏波間補償を含め、Ａ／Ｄ変換１４３，１４４以降の処理を全てディジタル信号で行なうことができ、これにより、極めて精度高く、交差間偏波干渉の補償を行なうことができるようになる。
また、これにより、ディジタル式直交検波部１５２，トランスバーサルイコライザ１５５，ディジタル式交差偏波間補償部１５６及び加算部１４８をＬＳＩ化することができるようになるので、復調部（交差偏波間補償装置）１４Ａ（１４Ｂ）の小型化、低コスト化にも大いに寄与する。
【００７８】
なお、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂは、このＶ偏波用の復調部１４Ａと同様の構成を有しており、Ｈ偏波用の復調部１４ＢによるＨ偏波信号の干渉成分（Ｖ偏波信号）の補償も、このＶ偏波用の復調部１４Ａと同様にして行なわれる。
（ａ−１）第１実施形態の変形例の説明
図６は上述の復調部１４Ａの変形例を示すブロック図であるが、この図６に示すＶ偏波用の復調部１４Ａは、Ｖ偏波信号をダウンコンバータ１４１でダウンコンバートし更にこれをＡ／Ｄ変換器１４３でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号を、Ｈ偏波信号に干渉しているＶ偏波信号を補償するための信号としてＨ偏波用のディジタル式交差偏波間補償部１５６へ出力する一方、Ｈ偏波用の復調部１４ＢでＨ偏波信号をダウンコンバータ１４１でダウンコンバートし更にこれをＡ／Ｄ変換器１４３でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号が、Ｖ偏波用のディジタル式交差偏波間補償部１５６へ入力されるようになっている。
【００７９】
従って、この図６に示すＶ偏波用の復調部１４Ａは、図５に示すＡ／Ｄ変換器１４４を省略することができ、これにより、さらに復調部１４Ａの回路規模を削減することができる。なお、この復調部１４Ａでの詳細な動作は、図５にて前述したのと同様であり、また、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂの構成，動作もＶ偏波用の復調部１４Ａと同様である。
【００８０】
さて、ここで、上述のように、Ｖ偏波用のディジタル式交差偏波間補償部１５６へ入力される信号として、Ｈ偏波用の復調部１４ＢでＨ偏波信号をダウンコンバータ１４１でダウンコンバートし更にこれをＡ／Ｄ変換器１４３でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号を使用することにより、図５に示すＡ／Ｄ変換器１４４を省略した場合、Ｖ偏波信号と異偏波（Ｈ偏波）側から送られてくる干渉補償用のＨ偏波信号との間のクロック位相が不確定であると、各復調部１４Ａ，１４Ｂとの間で遣り取りする干渉補償用の偏波信号（ディジタル信号）を送受できなくなる場合がある。
【００８１】
そこで、本変形例では、図７に示すように、図５に示すＡ／Ｄ変換器１４４に代えて、ディジタル式交差偏波間補償部１５６の前段に、Ｉ／Ｏメモリ（書き込み／読み出しメモリ）１６１を用いることが考えられる。
ここで、このＩ／Ｏメモリ１６１には、例えば、図８に示すように、４つの入出力ポート１６２〜１６５があり、ポート１６３に入力されるＨ偏波用の復調部１４Ｂでのクロック（ＣＬＫ）タイミングに従って、Ｈ偏波用の復調部１４ＢからのＨ偏波信号のデータ（ＤＡＴＡ）がポート１６２を通じてこのメモリ１６１に書き込まれる（ＤＡＴＡ ＩＮ）一方、ポート１６５に入力される電圧制御発振器１４５からのクロックタイミングに従って、ポート１６１を通じて書き込まれたＨ偏波信号のデータがポート１６４を介して読み出されるようになっている。
【００８２】
つまり、このＶ偏波用の復調部１４Ａでは、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂで電圧制御発振器１４５のタイミングクロックに従ってＡ／Ｄ変換されて送られてきたＨ偏波信号のデータを、自己（Ｖ偏波用の復調部１４Ａ）の電圧制御発振器１４５のタイミングクロックに従って、このＩ／Ｏメモリ１６１から読み出すことにより、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号との間のクロック位相の不確定性を除去することができるようになっている。
【００８３】
従って、このように交差偏波間補償部１５６へ入力される信号として、Ｈ偏波用の復調部１４ＢでＨ偏波信号をダウンコンバートし更にこれをＨ偏波用のＡ／Ｄ変換器１４３でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号が使用される場合でも、Ｖ偏波，Ｈ偏波の両偏波間のクロック位相の不確定性を除去することができ、各偏波信号にジッタなどがあっても、安定して確実に、Ｖ偏波用，Ｈ偏波用の各復調部１４Ａ，１４Ｂ間でのＶ偏波信号，Ｈ偏信号の遣り取りをディジタル信号で行なうことができるようになる。
【００８４】
なお、この場合も、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂは、図７に示す復調部１４Ａと同様の構成を有しており、このＨ偏波用の復調部１４ＢによるＨ偏波信号の干渉成分（Ｖ偏波信号）の補償も、Ｖ偏波用の復調部１４Ａと同様にして行なわれる。
（ｂ）第２実施形態の説明
図９は本発明の第２実施形態を示すブロック図であるが、この図９は図２７により前述したのと同様に、いわゆるコチャンネル伝送（Ｖ偏波，Ｈ偏波の両偏波使用の伝送）を行なう場合の周波数関係の一例を示している。この図９において、図２６中に示す符号と同一符号が示す部分はそれぞれ図２７により前述したものと同様のものであるが、本実施形態では、受信側２００に、交差偏波間補償を行なう際にＶ偏波用，Ｈ偏波用の各復調部２０４Ａ，２０４Ｂ間で遣り取りされる交差偏波補償用の信号について周波数ｆＶＸ，ｆＨＸを用いて周波数補償（補正）を施すローカル補償部１６６Ａ，１６６Ｂが設けられる。
【００８５】
つまり、本実施形態では、各復調部２０４Ａ，２０４Ｂでの搬送波同期を、第１実施形態にて前述したように送信側１００で取るのではなく、ローカル補償部１６６Ａ，１６６Ｂの各周波数ｆＶＸ，ｆＨＸを用いることにより受信側２００で取るようになっている。
なお、便宜上、以下、本実施形態では、ローカル補償部１６６Ａ，復調部２０４Ａ，電圧制御発振器２４２Ａからなる部分をＶ偏波用の復調部１６Ａ、ローカル補償部１６６Ｂ，復調部２０４Ｂ，電圧制御発振器２４２Ｂからなる部分をＨ偏波用の復調部１６Ｂとする。
【００８６】
図１０は上述の復調部１６Ａの構成を示すブロック図で、この図１０において、１６６はミキサ（ＭＩＸ）、１６７Ａ，１６７Ｂはそれぞれロールオフフィルタ、１６８Ａ，１６８Ｂ，１７０Ａ，１７０ＢはそれぞれＡ／Ｄ変換器、１６９はトランスバーサル（ＴＲＶ）イコライザ、１７１は位相回転部、１７２はディジタル式交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）、１７３は加算部、１７６は制御部（ＣＯＮＴ）、１７７〜１７９はそれぞれローパスフィルタ、１８０は位相回転部１７１用の電圧制御発振器（Ｘ ＶＣＯ） 、１８１は各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂ，１７０Ａ，１７０Ｂのためのクロック再生用の電圧制御発振器（ＣＬＫ ＶＣＯ） 、１８２はミキサ１６６用の電圧制御型の局部発振器（ＬＯ ＶＣＯ）である。なお、局部発振器１８２は、図９に示す電圧制御発振器２４２Ｂに相当する。
【００８７】
ここで、ミキサ（アナログ式直交検波部）１６６は、後述する局部発振器１８２から供給される搬送波再生信号に応じて、送信側１００（図９参照）から送信変調時に同期をとらないで送信されてきた互いに交差する２つの偏波（Ｖ偏波，Ｈ偏波）のうちの一方の受信偏波信号（例えば、Ｖ偏波信号）について周波数変換（ダウンコンバート）を施すとともに、このＶ偏波信号を検波して２系列からなる直交検波信号（ベースバンド信号）Ｉ，Ｑを得るものである。つまり、このミキサ１６６は、本実施形態では、同期検波部として構成されていることになる。
【００８８】
なお、この場合は、Ｖ偏波信号をミキサ１６６で検波したあとで且つ各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂでディジタル信号に変換する前の状態の各ベースバンド信号（アナログ信号）Ｉ，Ｑが、Ｈ偏波信号に干渉しているＶ偏波信号を補償するための干渉補償用の信号としてＨ偏波用の復調部１６Ｂへ出力されるようになっている。
【００８９】
また、各ロールオフフィルタ１６７Ａ，１６７Ｂは、これらの各直交検波信号Ｉ，Ｑの雑音成分などを除去するものであり、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂ（第１アナログ／ディジタル変換器）は、後述するクロック再生用の電圧制御発振器１８１から供給されるＡ／Ｄ変換用のタイミングクロックに従って、ミキサ１６６で得られた２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑをそれぞれディジタル信号に変換してディジタル復調信号Ｉ，Ｑを得るものである。
【００９０】
さらに、トランスバーサルイコライザ１６９は、第１実施形態にて前述したものと同様のもので、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑを時間的に遅延させて、過去のデータから現在のデータに含まれる歪み成分（伝送路から受けた歪み）を適応的に推定し、これに基づいて内部のタップ係数を制御してこの歪み成分を除去することにより、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂで得られたディジタル復調信号Ｉ，Ｑについて等化処理を施すものである。
【００９１】
また、各Ａ／Ｄ変換器１７０Ａ，１７０Ｂ（第２アナログ／ディジタル変換器）は、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂと同様に、電圧制御発振器１８１から供給されるＡ／Ｄ変換用のタイミングクロックに従って、つまり、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂと作動クロックが同期して、Ｈ偏波用の復調部１６Ｂから送られてくるアナログのＨ偏波信号（他方の受信偏波信号）をディジタル信号に変換するものである。
【００９２】
なお、この場合、Ｈ偏波用の復調部１６ＢからのＨ偏波信号としては、Ｈ偏波用のミキサ１６６にて２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑとして検波したあとで且つＨ偏波用の各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂでディジタル信号に変換する前の状態のベースバンド信号（アナログ信号）Ｉ，Ｑが送られてくるようになっている。
【００９３】
さらに、位相回転部１７１は、電圧制御発振器１８０から供給される３角関数（ｃｏｓθ，ｓｉｎθ）に応じて、各Ａ／Ｄ変換器１７０Ａ，１７０Ｂの出力について、位相回転を施すことにより、周波数補正を施すもので、本実施形態では、例えば、図１１に示すように、乗算器１８３〜１８８と入力される信号値に「−１」を乗算することによりその信号値を反転する反転器１８９とを有して構成され、各Ａ／Ｄ変換器１７０Ａ，１７０Ｂから入力されるディジタル信号をそれぞれＩＩＮ，ＱＩＮと表し、出力をＩＯＵＴ ，ＱＯＵＴ と表した場合に、
ＩＯＵＴ ＝ＩＩＮ・ｃｏｓθ−ＱＩＮ・ｓｉｎθ・・・（１５）
ＱＯＵＴ ＝ＩＩＮ・ｓｉｎθ−ＱＩＮ・ｃｏｓθ・・・（１６）
という演算が施されるようになっており、これにより、入力されたディジタル信号ＩＩＮ，ＱＩＮに対する周波数補正が施されるようになっている。
【００９４】
また、ディジタル式交差偏波間補償部１７２は、この位相回転部１７２の出力（ＩＯＵＴ ，ＱＯＵＴ ）を受けてトランスバーサルイコライザ１６９の出力を補償するための補償信号ＩＸＰＩＣ，ＱＸＰＩＣを出力するものであり、加算部１７３は、トランスバーサルイコライザ１６９の出力とディジタル式交差偏波間補償部１７２の出力とを加算するものであり、この場合も、トランスバーサルイコライザ１６９により等化処理を施された各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑと、ディジタル式交差偏波間補償部１７２からの各補償信号ＩＸＰＩＣ，ＱＸＰＩＣとが、それぞれ加算器１７４，１７５で加算されるようになっている。
【００９５】
さらに、制御部１７６は、ディジタル式交差偏波間補償部１７２の入力情報と加算部１７３から出力されるディジタル復調信号Ｉ，Ｑについての誤差信号（出力情報）とに基づいて、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との同期が外れていることにより生じている周波数誤差を検出し、これに応じて電圧制御発振器１８０の発振周波数（ｃｏｓθ，ｓｉｎθ）を制御することにより、位相回転部１７１での周波数補正を制御するものである。
【００９６】
ここで、上述の誤差信号とは、ディジタル復調信号Ｉの信号ビットより下位のビットをいう。例えば、送信信号の変調方式が６４ＱＡＭで８ビット精度であった場合、図１２に示すように、３ビットの信号ビット（Ｄ１〜Ｄ３）よりも下位の５ビット（Ｅ１〜Ｅ５）が誤差を表す量（誤差信号）となる。従って、誤差ｅは、
ｅ＝２４ ・Ｅ１＋２３ ・Ｅ２＋２２ ・Ｅ３＋２１ ・Ｅ２＋Ｅ１・・・（１７）
と表すことができる。
【００９７】
今、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑの誤差をそれぞれｅＩ ，ｅＱ と表し、Ｈ偏波信号の同期外れ分（位相ずれ分）をΔθとすると、誤差ｅＩ （ｅＱ ）は、
ｅＩ （ｅＱ ）＝αＨ（ｆ）−α′Ｈ（ｆ−Δθ）・・・（１８）
と表される。なお、α，α′は交差偏波間補償部１７２によりほとんど等しくなる。
【００９８】
例えば、図１３に示すように、送信信号が４相ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）により変調されていた場合、交差偏波間補償部１７２により補償すべき信号点ＡがΔθだけずれた点Ａ′にあったとすると、本来、交差偏波間補償部１７２により、ＸＩ−ＸＱ座標の原点である点Ｓへ補償されるべき信号点Ａが点Ｓ′へ補償されてしまうことになる。
【００９９】
このときのΔθは、Ｓ点を始点とするベクトルＳＳ′に比例するので、疑似的に、このベクトルＳＳ′に等しいと考えることができる。また、ベクトルの演算では、ＳＳ′≒ｅＩ ＋ｅＱ であるので、ディジタル式交差偏波間補償部１７２の入力信号（Ｈ偏波信号）の大きさをｄＩ ，ｄＱ と表し、ｄＩ ，ｄＱ の極性ビット（１ビットからなる極性情報：図１２中のＤ１に相当する）をｄＩ（Ｄ１） ，ｄＱ（Ｄ１） と表せば、位相誤差Δθは、
Δθ≒ｅＩ ×ｄＱ（Ｄ１） −ｅＱ ×ｄＩ（Ｄ１） ・・・（１９）
となる。
【０１００】
従って、上述の制御部１７６は、この式（１９）から位相誤差Δθを算出し、これを電圧制御発振器１８０へ出力すれば、電圧制御発振器１８０によって、この位相誤差Δθが“０”となるように発振周波数（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）を制御することができることになる。
このため、制御部１７６は、例えば、図１４に示すように、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑの誤差情報ｅＩ （Ａ），ｅＱ （Ｂ），ディジタル式交差偏波間補償部１７２の入力信号の極性情報ｄＩ（Ｄ１） （Ｃ），ｄＱ（Ｄ１） （Ｄ）を入力として、「Ａ×Ｄ−Ｂ×Ｃ」なる演算を行なうようなメモリ１９１を用いて構成される。
【０１０１】
つまり、この制御部１７６は、ディジタル式交差偏波間補償部１７２の入力についての極性情報ｄＩ（Ｄ１） ，ｄＱ（Ｄ１） と加算部１７３の出力についての誤差情報ｅＩ ，ｅＱ とから、位相回転部１７１を制御するための位相誤差（位相ずれ情報）Δθを求めて、これを位相回転部１７１用の制御信号として出力するように構成される。なお、この制御部１７６は、上記の４入力（Ａ〜Ｄ）に対応した位相誤差Δθを出力するような対応テーブルとして構成してもよい。
【０１０２】
次に、電圧制御発振器１８０は、上述のごとく制御部１７６からの位相誤差Δθをローパスフィルタ１７７で積分することにより得られる発振周波数の誤差Δｆを入力として、この周波数誤差Δｆが“０”となるような発振周波数（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）を生成して位相回転部１７１へ出力するものである。
このため、この電圧制御発振器１８０は、例えば、図１５に示すように、加算器１９２及びフリップフロップ（ＦＦ）回路１９４からなるアキュムレータ１９２とメモリ（ＲＯＭ）１９５で構成され、周波数誤差Δｆをアキュムレータ１９２で積分することにより得られる位相θに応じた値（ｃｏｓθ，ｓｉｎθ）がメモリ１９５で生成され位相回転部１７１へ供給されるようになっている。
【０１０３】
このような構成により、上述のＶ偏波用の復調部１６Ａでは、受信されたＶ偏波信号，Ｈ偏波信号のうちのＶ偏波信号が、ミキサ１６６で局部発振器１８２からの搬送波再生信号に応じてダウンコンバートされるとともに、直交検波が施されることにより２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑが得られ、それぞれの雑音成分などが各ロールオフフィルタ１６７Ａ，１６７Ｂで除去される。
【０１０４】
そして、各直交検波信号Ｉ，Ｑは、Ｈ偏波用のディジタル式交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）１７２による交差偏波間補償の際に使用される信号としてＨ偏波用の復調部１６Ｂへ出力される一方、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂでディジタル信号Ｉ，Ｑに変換され、トランスバーサルイコライザ１６９で歪みの等化処理が施される。
【０１０５】
一方、Ｈ偏波用の復調部２０４Ｂから送られてきたＨ偏波信号（Ｈ偏波信号をＨ偏波用のミキサ１６６にて検波したあとで且つＨ偏波用の各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂでディジタル信号に変換する前の状態の各ベースバンド信号Ｉ，Ｑ）は、各Ａ／Ｄ変換器１７０Ａ，１７０Ｂによって、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂと同期した作動クロックに従って、ディジタル信号Ｉ，Ｑに変換され位相回転部１７１へ出力される。
【０１０６】
また、このとき、制御部１７６では、図１４により前述したごとく、ディジタル式交差偏波間補償部１７２の入力についての極性ビットｄＩ（Ｄ１） （Ｃ），ｄＱ（Ｄ１） （Ｄ）と加算部１７３から出力されるディジタル復調信号Ｉ，Ｑについての誤差信号ｅＩ （Ａ），ｅＱ （Ｂ）について、メモリ１９１で「Ａ×Ｄ−Ｂ×Ｃ」なる演算を施すことにより、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との同期外れ分を示す位相誤差Δθを検出しており、この位相誤差Δθがローパスフィルタ１７７で積分されたのち電圧制御発振器１８０へ出力されることにより、電圧制御発振器１８０からこの位相誤差Δθ（周波数誤差Δｆ）を“０”にするような３角関数信号（ｃｏｓθ，ｓｉｎθ）が位相回転部１７１へ供給されている。
【０１０７】
これにより、位相回転部１７１では、この電圧制御発振器１８０からの３角波信号を受けて、各Ａ／Ｄ変換器１７０Ａ，１７０Ｂから入力されたディジタル信号ＩＩＮ，ＱＩＮに対して、乗算器１８３〜１８８，反転器１８９（図１１参照）で、式（１５），式（１６）で表される演算を施すことにより、ディジタル信号ＩＩＮ，ＱＩＮの周波数補正が施され、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との同期外れが補正されてディジタル式交差偏波間補償部１７２へ出力される。
【０１０８】
この結果、加算部１７４では、トランスバーサルイコライザ１６９により等化処理を施された各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑと、ディジタル式交差偏波間補償部１７２で生成される各補償信号ＩＸＰＩＣ，ＱＸＰＩＣとが、同期してそれぞれ加算器１７４，１７５で加算され、これにより、Ｈ偏波信号が干渉しているトランスバーサルイコライザ１６９の出力が補償される。
【０１０９】
なお、Ｈ偏波用の復調部１６ＢによるＨ偏波信号の干渉成分（Ｖ偏波信号）の補償も、このＶ偏波用の復調部１６Ａと同様にして行なわれる。
つまり、本実施形態における復調部（交差偏波間補償装置）１６Ａでは、送信変調時に同期をとらないで送信されてきたＶ偏波，Ｈ偏波のうちのＶ偏波信号（一方の受信偏波信号）について、ミキサ１６６でダウンコンバート及び検波を施すとともに、Ｈ偏波用の復調部１６Ｂから送られてくる干渉補償用のＨ偏波信号（他方の受信偏波信号をダウンコンバートしたあとの信号）について、位相回転部１７１で位相回転を施すことにより、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号との同期外れ（周波数誤差）の補正を施してから、この補正後の信号を交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）１７２へ供給し、更に交差偏波間補償部１７２の出力でＶ偏波用の復調部２０４Ａの出力を補償するのである。
【０１１０】
従って、本実施形態における復調部（交差偏波間補償装置）１６Ａ（１６Ｂ）によれば、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号との同期を送信側の送信変調時に取らなくとも、極めて容易に、交差偏波間干渉補償を行なうことができ、これにより、交差偏波間干渉補償の低コスト化に大いに寄与する。
また、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との同期を送信側で取らないので、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号（Ｈ偏波信号と干渉補償用のＶ偏波信号）との同期を取る際の周波数の微調整も、極めて容易に行なえるようになる。
【０１１１】
なお、上述の制御部１７６で検出される位相回転部１７１を制御するための位相誤差Δθは、ディジタル式交差偏波間補償部１７２の入力についての極性ビットｄＩ（Ｄ１） ，ｄＱ（Ｄ１） と、加算部１７３の出力についての誤差情報ｅＩ ，ｅＱ とから算出することにより求めていたが、ディジタル式交差偏波間補償部１７２の入力についての極性ビットｄＩ（Ｄ１） ，ｄＱ（Ｄ１） と、加算部１７３の出力についての誤差ｅＩ ，ｅＱ の極性ビットｅＩ（Ｄ１） ，ｅＱ（Ｄ１） との排他的論理和情報から求めることもできる。
【０１１２】
従って、この場合、制御部１７６は、例えば、図１６（ａ）に示すように、極性ビットｅＩ（Ｄ１） ，ｄＱ（Ｄ１） を入力とするＥＸ−ＯＲゲート（排他的論理和演算素子）１９６Ａのみを、もしくは、図１６（ｂ）に示すように、極性ビットｅＱ（Ｄ１） ，ｄＩ（Ｄ１） を入力とするＥＸ−ＯＲゲート１９６Ｂと反転ゲート１９７のみを用いて構成することができ、より簡素な構成で、制御部１７６を実現できることになる。
【０１１３】
また、この制御部１７６は、図１７に示すように、図１６（ａ），（ｂ）にそれぞれ示す回路の出力の和を加算器１９８で取るように構成すれば、より精度高く位相誤差Δθを得ることができるようになる。
（ｂ−１）第２実施形態の変形例の説明
図１８は第２実施形態の変形例を示すブロック図であるが、この図１８に示す復調部（交差偏波間補償装置）１６は、図１０により前述したものに比して、位相回転部１７１′と、この位相回転部１７１′用の電圧制御発振器（ＶＣＯ）１８０′と、電圧制御型の局部発振器（ＬＯ ＯＳＣ）１８２′とをそなえて構成されている点が異なる。
【０１１４】
ここで、位相回転部１７１′は、図１１により前述した位相回転部１７１と同様の構成を有するもので、電圧制御発振器１８０′から供給される３角波信号（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）を受けて、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂ（第１アナログ／ディジタル変換器）からの出力について、式（１５），式（１６）で示される演算を施すことにより、位相回転部１７１と同様に、周波数補正を行なうものである。
【０１１５】
また、電圧制御発振器１８０′は、図１５にて前述した電圧制御発振器１８０と同様の構成を有するもので、制御部（ＣＯＮＴ）１７６で得られる位相回転部１７１′での周波数補正を制御するための位相誤差（位相ずれ情報）Δθに応じて、３角波信号を発生して位相回転部１７１′へ供給するものである。
さらに、局部発振器１８２′は、ミキサ（直交検波部）１６６でのダウンコンバート，直交検波の際に用いられる搬送波再生信号を発生してミキサ１６６へ供給するものであるが、本変形例では、制御部１７６からの情報をフィードバックせず、独立してミキサ１６６用の搬送波再生信号を発生してミキサ１６６へ供給するようになっている。
【０１１６】
つまり、本変形例における復調部１６Ａは、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂからの出力について、位相回転を施すことにより、周波数補正を施す位相回転部１７１′をそなえることにより、この位相回転部１７１とミキサ１６１とで準同期検波部が構成されているのである。
従って、本変形例でも、各位相回転部１７１，１７１′によってＶ偏波信号，干渉補償用のＨ偏波信号のそれぞれについて位相回転を施すことにより周波数補正を施して、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号との同期を取ることができるので、送信側の送信変調時に同期を取らずに送信されてきたＶ偏波信号，Ｈ偏波信号に対しても、極めて容易に、交差偏波間干渉補償を行なうことができ、これにより、交差偏波間干渉補償の低コスト化に大いに寄与する。
【０１１７】
また、この場合も、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との同期を送信側で取らないので、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号との同期を取る際の周波数の微調整も、極めて容易に行なえるようになる。
なお、Ｈ偏波用の復調部１６Ｂは、このＶ偏波用の復調部１６Ａと同様の構成を有しており、このＨ偏波用の復調部１６ＢによるＨ偏波信号の干渉成分（Ｖ偏波信号）の補償も、このＶ偏波用の復調部１６Ａと同様にして行なわれる。
【０１１８】
（ｃ）第３実施形態の説明
図１９は本発明の第３実施形態を示すブロック図であるが、この図１９に示す復調部（交差偏波間補償装置）１６Ａは、第２実施形態において、図１０に示したアナログ復調方式を用いた復調部１６Ａを、ディジタル復調方式を用いた構成としたものである。
【０１１９】
すなわち、この図１９に示す復調部１６Ａは、ダウンコンバータ１６６′，Ａ／Ｄ変換器１６８，１７０，ディジタル式直交検波部１７１Ａ，ロールオフフィルタ１６７Ａ〜１６７Ｄ，トランスバーサルイコライザ１６９，ディジタル式の位相回転部１７１Ｂ，ディジタル式交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）１７２，加算部１７３，制御部（ＣＯＮＴ），ローパスフィルタ１７７〜１７９，位相回転部１７１Ｂ用の電圧制御発振器（ＸＶＣＯ）１８０，各Ａ／Ｄ変換器１６８，１７０へのクロック再生用の電圧制御発振器（ＣＬＫ ＶＣＯ） １８１及びダウンコンバータ１６６′用の搬送波再生信号を発生する局部発振器（ＬＯ ＶＣＯ）１８２をそなえて構成されている。
【０１２０】
なお、各ロールオフフィルタ１６７Ａ〜１６７Ｄ，トランスバーサルイコライザ１６９，ディジタル式交差偏波間補償部１７２，加算部１７３，制御部（ＣＯＮＴ），ローパスフィルタ１７７〜１７９，電圧制御発振器１８０，１８１及び局部発振器１８２は、いずれも第２実施形態にて前述したものと同様のものである。
【０１２１】
ここで、ダウンコンバータ（周波数変換部）１６６′は、制御部１７６からの情報を受けて局部発振器１８２から供給される搬送波再生信号に応じて、送信変調時に同期をとらないで送信されてきた互いに交差する２つの偏波（Ｖ偏波，Ｈ偏波）のうちのＶ偏波信号（一方の受信偏波信号）についてダウンコンバートを施すことにより、Ｖ偏波信号の周波数をＡ／Ｄ変換器１６８でＡ／Ｄ変換が可能な周波数（ＩＦ帯）にまで落とすものである。
【０１２２】
つまり、本実施形態では、ダウンコンバータ１６６′によるダウンコンバートが、ディジタル式直交検波部１７１Ａによる検波後の出力をフィードバックすることにより行なわれる同期検波方式が採用されている。
なお、この場合は、Ｖ偏波信号をダウンコンバータ１６６′でダウンコンバートしたあとのアナログ信号が、Ｈ偏波信号に干渉しているＶ偏波信号を補償するための交差偏波間補償用の信号としてＨ偏波用の復調部２０４Ｂへ出力されるようになっている。
【０１２３】
また、Ａ／Ｄ変換器１６８は、電圧制御発振器１８１から供給されるＡ／Ｄ変換用のタイミングクロックに従って、ダウンコンバータ１６６′でダウンコンバートされたＶ偏波信号をディジタル信号に変換するものであり、ディジタル式直交検波部１７１Ａは、Ａ／Ｄ変換器１６８でディジタル信号に変換されたＶ偏波信号を検波して２系列からなるディジタル直交検波信号（ディジタル復調信号）Ｉ，Ｑを得るものである。
【０１２４】
さらに、Ａ／Ｄ変換器１７０は、Ｈ偏波用の復調部２０４Ｂから送られてくる、Ｈ偏波信号（他方の受信偏波信号）をダウンコンバートしたあとの交差偏波間補償用のアナログ信号を、電圧制御発振器１８１から供給されるタイミングクロックに従って、つまり、Ａ／Ｄ変換器１６８と作動クロックが同期して、ディジタル信号に変換するものである。
【０１２５】
つまり、本実施形態でも、後述するディジタル式の位相回転部１７１Ｂへ入力される信号として、Ｈ偏波信号をダウンコンバートしたあとのアナログ信号が使用されるため、位相回転部１７１Ｂの前段に、ダウンコンバータ１６６′でダウンコンバートされたＶ偏波信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１６８と作動クロックが同期するＡ／Ｄ変換器１７０が設けられているのである。
【０１２６】
また、位相回転部１７１Ｂは、Ａ／Ｄ変換器１７０の出力を受けて、つまり、受信されたＶ偏波，Ｈ偏波のうちのＨ偏波信号をＨ偏波用の復調部２０４Ｂでダウンコンバートしたあとで且つＨ偏波用のディジタル式直交検波部１７１Ａにて検波される前の状態の信号をディジタル信号として受けて、これに位相回転を施すことにより、周波数補正を施すものである。
【０１２７】
なお、この位相回転部１７１Ｂは、ディジタル式直交検波部１７１Ａと同様の構成を有するものであるが、第２実施形態にて前述したごとく、制御部１７６で得られるＶ偏波信号とＨ偏波信号との同期外れ分（位相誤差）Δθに応じて電圧制御発振器１８０から供給される３角関数信号（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）に従って、この位相誤差Δθを“０”にするような位相回転を施すようになっている。
【０１２８】
このような構成により、この図１９に示す復調部（交差偏波間補償装置）１６Ａでは、送信変調時に同期を取らないで送られてきたＶ偏波，Ｈ偏波のうちの一方のＶ偏波信号が、ダウンコンバータ１６６′でＩＦ信号にダウンコンバートされ、このダウンコンバートされたあとのアナログ信号が、Ｈ偏波用の復調部２０４ＢへＨ偏波信号に干渉しているＶ偏波信号を補償するための補償用信号として出力されるとともに、Ａ／Ｄ変換器１６８で、制御部１７６からクロック位相ずれ情報を受けて制御される電圧制御発振器１８１からのタイミングクロックに従って、最適なクロック位相でディジタル信号に変換される。
【０１２９】
そして、これ以降の処理は全てディジタル信号で行なわれ、このディジタル信号に対してディジタル式直交検波部１７１Ａで直交検波が施されることにより、２系列からなるディジタル復調信号Ｉ，Ｑが得られ、それぞれ各ロールオフフィルタ１６７Ａ，１６７Ｂで雑音成分が除去されたのち、トランスバーサルイコライザで歪み成分の等化処理が施される。
【０１３０】
一方、Ｈ偏波用の復調部２０４Ｂから送られてくるアナログ信号（Ｈ偏波用の復調部２０４ＢでダウンコンバートされたあとのアナログのＨ偏波信号）は、Ａ／Ｄ変換器１７０によって、Ａ／Ｄ変換器１６８と同期した作動クロックでディジタル信号に変換され、位相回転部１７１Ｂへ出力されて、以降の処理が全てディジタル信号を用いて行なわれる。
【０１３１】
そして、このとき、制御部１７６では、第２実施形態にて前述したごとく、ディジタル式交差偏波間補償部１７２への入力情報と加算部１７３の出力情報とに基づいて、位相回転部１７１Ｂを制御するための位相誤差Δθを求めており、これを電圧制御発振器１８０へ供給することにより、位相回転部１７１Ｂへ供給される３角関数信号が制御される。
【０１３２】
これにより、位相回転部１７１Ｂでは、電圧制御発振器１８０からの３角関数信号に応じて、Ａ／Ｄ変換器１７０からのディジタル信号（干渉補償用のＨ偏波信号）に対して直交検波と位相回転とが施されて周波数補正がなされた２系列のディジタル信号が得られ、ディジタル式交差偏波間補償部１７２へ出力される。そして、ディジタル式交差偏波間補償部１７２では、周波数補正がなされることによりＶ偏波信号と同期が取られた各ディジタル信号（Ｈ偏波信号）を基に、トランスバーサルイコライザ１６９の出力に干渉成分として含まれているＨ偏波信号を補償するための補償信号ＩＸＰＩＣ，ＱＸＰＩＣが生成されて加算部１７３へ出力され、各加算器１７４，１７５でそれぞれトランスバーサルイコライザ１６９で等化処理を施されたディジタル復調信号Ｉ，Ｑと加算されることにより、Ｖ偏波信号の干渉成分（Ｈ偏波信号）が補償される。
【０１３３】
従って、本実施形態における復調部（交差偏波間補償装置）１６Ａでも、ディジタル式交差偏波間補償部１５６による交差偏波間補償を含め、Ａ／Ｄ変換１６８，１７０以降の処理を全てディジタル信号で行なうことができ、これにより、極めて精度高く、交差間偏波干渉の補償を行なうことができるようになる。
また、これにより、ディジタル式直交検波部１７１Ａ，トランスバーサルイコライザ１６９，ディジタル式交差偏波間補償部１７２，位相回転部１７１Ｂ及び加算部１７３をＬＳＩ化することができるようになるので、復調部（交差偏波間補償装置）１６Ａの小型化、低コスト化にも大いに寄与する。
【０１３４】
さらに、本実施形態では、位相回転部１７１Ｂによって干渉補償用のＨ偏波信号について位相回転を施すことにより周波数補正を施して、これらの信号の同期を取ることができるので、送信側の送信変調時に同期を取らずに送信されてきたＶ偏波信号，Ｈ偏波信号に対しても、極めて容易に、交差偏波間干渉補償を行なうことができ、これにより、交差偏波間干渉補償の低コスト化に大いに寄与する。
【０１３５】
また、この場合も、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との同期を送信側で取らないので、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号との同期を受信側で取る際の周波数の微調整も、極めて容易に行なえるようになる。
なお、この場合も、Ｈ偏波用の復調部１６Ｂは、この図１９に示すＶ偏波用の復調部１６Ａと同様の構成を有しており、Ｈ偏波用の復調部１４ＢによるＨ偏波信号の干渉成分（Ｖ偏波信号）の補償も、このＶ偏波用の復調部１４Ａと同様にして行なわれる。
【０１３６】
（ｃ−１）第３実施形態の第１変形例の説明
図２０は本発明の第３実施形態の第１変形例を示すブロック図であるが、この図２０に示す復調部１６Ａは、第１実施形態において図７により前述したものと同様に、位相回転部１７１Ｂへ入力される信号として、Ｈ偏波信号をＩＦ信号にダウンコンバートし更にこれをＡ／Ｄ変換器１６８でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号（Ｘ ＩＦ）が使用されるようになっており、このため、位相回転部１７１Ｂの前段に、Ｖ偏波，Ｈ偏波の両偏波間のクロック位相の不確定性を除去するためのＩ／Ｏメモリ１６１が設けられている。なお、他の構成要素はいずれも図１９により前述したものと同様のものであり、Ｉ／Ｏメモリ１６１は、図８に示すものと同様のものである。
【０１３７】
このような構成により、このＶ偏波用の復調部１６Ａでも、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂで電圧制御発振器１８１のタイミングクロックに従ってＡ／Ｄ変換されて送られてきたＨ偏波信号のデータを、自己（Ｖ偏波用の復調部２０４Ａ）の電圧制御発振器１８１のタイミングクロックに従って、このＩ／Ｏメモリ１６１から読み出すことにより、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との間のクロック位相の不確定性を除去することができる。
【０１３８】
従って、この場合も、各偏波信号にジッタなどがあっても、安定して確実に、Ｖ偏波用，Ｈ偏波用の各復調部１４Ａ，１４Ｂ間でのＶ偏波信号，Ｈ偏信号の遣り取りをディジタル信号で行なうことができるようになる。
（ｃ−２）第３実施形態の第２変形例の説明
図２１は本発明の第３実施形態の第２変形例を示すブロック図であるが、この図２１に示す復調部１６Ａは、図１９に示す構成において、ダウンコンバータ１６６′によるダウンコンバートが、ディジタル式直交検波部１７１Ａによる検波後の出力をフィードバックしない準同期検波方式が採用された構成となっている。
【０１３９】
このため、本変形例では、図１８により前述したものと同様に、ダウンコンバータ１６６′用の電圧制御型の局部発振器１８２′が独立に設けられ、ディジタル式直交検波部１７１Ａ用の電圧制御発振器１８０′が設けられている。
これにより、本変形例でも、ディジタル式直交検波部１７１Ａ，位相回転部１７１ＢによってＶ偏波信号，干渉補償用のＨ偏波信号のそれぞれについて位相回転を施すことにより周波数補正を施して、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号との同期を取ることができるので、送信変調時に同期を取らずに送信されてきたＶ偏波信号，Ｈ偏波信号に対しても、極めて容易に、交差偏波間干渉補償を行なうことができ、これにより、交差偏波間干渉補償の低コスト化に大いに寄与する。
【０１４０】
また、この場合も、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との同期を送信側で取らないので、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号との同期を取る際の周波数の微調整も、極めて容易に行なえるようになる。
なお、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂは、この図２１に示すＶ偏波用の復調部１４Ａと同様の構成を有しており、このＨ偏波用の復調部１４ＢによるＨ偏波信号の干渉成分（Ｖ偏波信号）の補償も、上述のＶ偏波用の復調部１４Ａと同様にして行なわれる。
【０１４１】
（ｃ−３）第３実施形態の第２変形例の説明
図２２は本発明の第３実施形態の第２変形例を示すブロック図であるが、この図２２に示す復調部１６Ａは、図２１に示す準同期検波方式が採用されたものについて、図２０により前述したのと同様に、Ｉ／Ｏメモリ１６１を設けた構成となっている。
【０１４２】
つまり、本変形例では、位相回転部１７１Ｂへ入力される信号として、Ｈ偏波信号（Ｖ偏波信号）をダウンコンバートし更にこれをＡ／Ｄ変換器１６８でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号を使用するため、位相回転部１７１Ｂの前段にＩ／Ｏメモリ１６１を設けることにより、Ｖ偏波，Ｈ偏波の両偏波間のクロック位相の不確定性を除去するようになっているのである。
【０１４３】
これにより、このＶ偏波用の復調部１６Ａでも、Ｈ偏波用の復調部１６Ｂで電圧制御発振器１８１のタイミングクロックに従ってＡ／Ｄ変換されて送られてきたＨ偏波信号のデータを、自己（Ｖ偏波用の復調部１６Ａ）の電圧制御発振器１８１のタイミングクロックに従って、このＩ／Ｏメモリ１６１から読み出すことにより、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との間のクロック位相の不確定性を除去することができる。
【０１４４】
従って、第１変形例にて前述したものと同様の利点ないし効果が得られるほか、この場合も、各偏波信号にジッタなどがあっても、安定して確実に、Ｖ偏波用，Ｈ偏波用の各復調部１４Ａ，１４Ｂ間でのＶ偏波信号，Ｈ偏信号の遣り取りをディジタル信号で行なうことができるようになる。
【０１４５】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明の交差偏波間補償装置によれば、受信された互いに交差する２つの偏波のうちの一方の偏波信号について周波数変換してから、これをアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換したのち、ディジタル復調部にて検波するとともに、上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他方の偏波信号を周波数変換したあとで且つディジタル式復調部にて検波される前の状態の信号をディジタル式交差偏波間補償部へ供給し、更に、この交差偏波間補償部の出力で一方の偏波信号用の上記ディジタル式復調部の出力を補償するので、アナログ／ディジタル変換器以降の処理をディジタル信号で行なうことができ、これにより、極めて精度高く、交差偏波間の補償を行なうことができる利点がある。
【０１４６】
また、このとき、交差偏波間補償部へ入力される信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換したあとのアナログ信号を使用すれば、容易に、交差偏波間補償を実現できる。
さらに、交差偏波間補償部へ入力される信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換し更にこれをアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号を使用すれば、このディジタル信号をそのまま交差偏波間補償部で使用できるので、より簡素な構成で、交差偏波間補償を実現できる。
【０１４７】
具体的に、交差偏波間補償部へ入力される信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換したあとのアナログ信号が使用される場合においては、ディジタル式交差偏波間補償部の前段に、周波数変換部で周波数変換された上記一方の偏波信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器と作動クロックが同期するアナログ／ディジタル変換器を設ければ、交差偏波間補償部へ入力される信号をディジタル信号に変換できるので、極めて容易に、本装置を実現できる。また、異偏波側からの補償用の偏波信号が空間での干渉時と同期している必要があるという条件を容易に満たすことができる。
【０１４８】
一方、交差偏波間補償部へ入力される信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換し更にこれをアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号が使用される場合においては、ディジタル式交差偏波間補償部の前段に、上記アナログ／ディジタル変換器の作動クロックと同じクロックを受けて動作し、上記ディジタル信号を受けて両偏波間のクロック位相の不確定性を除去するためのメモリを設ければ、より精度の高い信号を交差偏波間補償部へ入力することができるので、さらに、高精度に、交差偏波間の補償を行なうことができるようになる。
【０１４９】
なお、上記のディジタル式直交検波部，ディジタル式等化部，ディジタル式交差偏波間補償部及び加算部は、いずれもディジタル信号を入力としているので、これら全てをＬＳＩ化することができ、交差偏波間補償装置の小型化，低コスト化に大いに寄与する。
また、本発明の交差偏波間補償装置によれば、送信変調時に同期をとらないで送信されてきた互いに交差する２つの偏波のうちの一方の受信偏波信号について、アナログ式直交検波部（同期検波部もしくは準同期検波部）で周波数変換及び検波を施すとともに、上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他方の受信偏波信号を周波数変換したあとの信号について、位相回転部で制御部からの制御信号に応じて位相回転を施すことにより、周波数補正を施してから、この補正後の信号を交差偏波間補償部へ供給し、更に交差偏波間補償部の出力で一方の偏波信号用の復調部の出力を補償するので、送信側の送信変調時に同期を取らずに送信されてきた各偏波信号に対しても、極めて容易に、交差偏波間補償を施すことができ、これにより、交差偏波間干渉補償装置の低コスト化にも大いに寄与する。また、両偏波信号の同期を送信側で取らないので、両偏波信号の同期を取る際の周波数の微調整も、極めて容易に行なえるようになる。
【０１５０】
さらに、本発明の交差偏波間補償方法及び交差偏波間補償装置によれば、上述のアナログ式直交検波部に代えてディジタル式直交検波部を用いることにより、送信側の送信変調時に同期を取らずに送信されてきた各偏波信号に対しても、より高精度に、交差偏波間補償を施すことができる。
また、このとき、位相回転部へ入力される信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換したあとのアナログ信号が使用される場合においては、位相回転部の前段に、周波数変換部で周波数変換された一方の受信偏波信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器と作動クロックが同期するアナログ／ディジタル変換器が設けられるので、交差偏波間補償部へ入力される信号をディジタル信号に変換でき、極めて容易に、本交差偏波間補償装置を実現できる。また、異偏波側からの補償用の偏波信号が空間での干渉時と同期している必要があるという条件を容易に満たすことができる。
【０１５１】
一方、位相回転部へ入力される信号として、上記の他方の受信偏波信号を周波数変換し更にこれをアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号が使用される場合においては、位相回転部の前段に、上記アナログ／ディジタル変換器の作動クロックと同じクロックを受けて動作し、上記ディジタル信号を受けて両偏波間のクロック位相の不確定性を除去するためのメモリが設けられるので、より精度の高い信号を交差偏波間補償部へ入力することができ、これにより、さらに、高精度に、交差偏波間の補償を行なうことができるようになる。
【０１５２】
また、この場合も、ディジタル式直交検波部，ディジタル式等化部，ディジタル式交差偏波間補償部及び加算部は、いずれもディジタル信号を入力としているので、これら全てをＬＳＩ化することができ、交差偏波間補償装置の小型化，低コスト化に大いに寄与する。
さらに、この場合、周波数変換部による周波数変換に、検波後の出力をフィードバックすることにより行なわれる同期検波方式を採用してもよく、検波後の出力をフィードバックしない準同期検波方式を採用してもよいので、回路設計上の柔軟性などに大いに寄与する。
【０１５３】
また、上述の制御部は、ディジタル式交差偏波間補償部の入力ついての極性情報と加算部の出力についての誤差情報とから、位相回転部を制御するための位相ずれ情報を求めて、これを位相回転部制御信号として出力するように構成されるので、簡素な構成で、且つ、確実に、位相回転部での位相回転による周波数補正を制御することができる。
【０１５４】
さらに、この制御部は、ディジタル式交差偏波間補償部の入力についての極性情報と加算部の出力についての誤差の極性情報との排他的論理和情報から、位相回転部を制御するための位相ずれ情報を求めて、これを位相回転部制御信号として出力するように構成してもよいので、より簡素な構成で、位相回転部での位相回転による周波数補正を制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の発明の原理ブロック図である。
【図２】第２の発明の原理ブロック図である。
【図３】第３の発明の原理ブロック図である。
【図４】本発明の第１実施形態としての交差偏波間補償装置が適用される無線装置の受信部の構成を示すブロック図である。
【図５】第１実施形態における復調部の詳細構成を示すブロック図である。
【図６】第１実施形態における復調部の変形例を示すブロック図である。
【図７】第１実施形態における復調部の他の変形例を示すブロック図である。
【図８】第１実施形態におけるＩ／Ｏメモリの構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図１０】第２実施形態における復調部の構成を示すブロック図である。
【図１１】第２実施形態における位相回転部の構成を示すブロック図である。
【図１２】第２実施形態における復調部で用いられる誤差信号を説明するための図である。
【図１３】第２実施形態における復調部での位相誤差を得る動作を説明するための図である。
【図１４】第２実施形態における制御部の構成を示すブロック図である。
【図１５】第２実施形態における電圧制御発振器の構成を示すブロック図である。
【図１６】（ａ），（ｂ）はそれぞれ第２実施形態における制御部の他の構成を示すブロック図である。
【図１７】第２実施形態における制御部の他の構成を示すブロック図である。
【図１８】第２実施形態の変形例を示すブロック図である。
【図１９】本発明の第３実施形態を示すブロック図である。
【図２０】第３実施形態の第１変形例を示すブロック図である。
【図２１】第３実施形態の第２変形例を示すブロック図である。
【図２２】第３実施形態の第３変形例を示すブロック図である。
【図２３】従来の一般的な交差偏波を用いた無線伝送方式における送信側，受信側の構成の一例を示すブロック図である。
【図２４】従来のアナログ復調方式を用いた復調部の構成の一例を示すブロック図である。
【図２５】従来のディジタル復調方式を用いた復調部の構成の一例を示すブロック図である。
【図２６】従来の交差偏波間干渉補償を行なう場合に用いられるアナログ復調方式の復調部の構成の一例を示すブロック図である。
【図２７】従来の交差偏波間干渉補償での周波数関係の一例を示す図である。
【符号の説明】
１Ａ，１Ｃ 周波数変換部
１Ｂ アナログ式直交検波部
２Ａ，２Ｃ アナログ／ディジタル変換器
２Ｂ 第１アナログ／ディジタル変換器
３Ａ，３Ｃ，１５２Ａ，１５２Ｂ，１７１Ａ，２２３ ディジタル式直交検波部
３Ｂ，４Ａ，４Ｃ ディジタル式等化部
４Ｂ 第２アナログ／ディジタル変換器
５Ａ，６Ｂ，６Ｃ，１５６，１７２，２３２ ディジタル式交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）
５Ｂ，５Ｃ，１７１，１７１′，１７１Ｂ 位相回転部
６Ａ，７Ｂ，７Ｃ，１４８，１７３，２３３ 加算部
８Ｂ，８Ｃ 制御部
１１，２０１ 受信アンテナ
１２，１０３，２０２ ハイブリッド（Ｈ）
１３Ａ，１３Ｂ 受信部
１４Ａ，１４Ｂ，１６Ａ，１６Ｂ 復調部（交差偏波間補償装置）
１００ 送信側
１０１Ａ，１０１Ｂ 変調部（ＭＯＤ）
１０２Ａ，１０２Ｂ 送信部（ＴＸ）
１０４ 送信アンテナ
１０５Ａ，１０５Ｂ，１０６Ａ，１０６Ｂ，１４２，１８２，１８２′，２１３，２３０，２４１Ａ，２４１Ｂ，２４２Ａ，２４２Ｂ 局部発振器
１４１，１６６′，２２１ ダウンコンバータ
１４３，１４４，１６８，１６８Ａ，１６８Ｂ，１７０，１７０Ａ，１７０Ｂ，２０７Ａ，２０７Ｂ，２２２，２３１Ａ，２３１Ｂ Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器
１４５，１８０，１８０′，１８１，２１１，２２９ 電圧制御発振器
１４６ ディジタル式復調部
１４７ 交差偏波補償用復調部
１４９，１７６，２０９，２２６ 制御部（ＣＯＮＴ）
１５０，１５１，１７７〜１７９，２１０〜２１２，２２７，２２８ ローパスフィルタ
１５３Ａ，１５３Ｂ，１５４Ａ，１５４Ｂ，１６７Ａ〜１６７Ｄ，２０６Ａ，２０６Ｂ，２２４Ａ，２２４Ｂ ロールオフフィルタ
１５５，１６９，２０８，２２５ トランスバーサル（ＴＲＶ）イコライザ（ディジタル式等化部）
１５７，１５８，１８３〜１８８，１９３，１９８，２３４，２３５ 加算器
１６１ Ｉ／Ｏメモリ（書き込み／読み出しメモリ）
１６２〜１６５ 入出力ポート
１６６，２０５ ミキサ（ＭＩＸ）
１６６Ａ，１６６Ｂ ローカル補償部（位相回転部）
１８９ 反転器
１９１ メモリ
１９２ アキュムレータ
１９４ フリップフロップ（ＦＦ）回路
１９５ メモリ（ＲＯＭ）
１９６Ａ，１９６Ｂ ＥＸ−ＯＲゲート（排他的論理和演算素子）
１９７ 反転ゲート
２００ 受信側
２０３Ａ，２０３Ｂ 受信部（ＲＸ）
２０４Ａ，２０４Ｂ 復調部（ＤＥＭ）
（目次）
発明の属する技術分野
従来の技術（図２３〜図２６）
発明が解決しようとする課題（図２６，図２７）
課題を解決するための手段（図１〜図３）
発明の実施の形態
（ａ）第１実施形態の説明（図４〜図８）
（ｂ）第２実施形態の説明（図９〜図１７）
（ｃ）第３実施形態の説明（図１８〜図２２）
発明の効果
【０００２】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交差偏波間補償装置に関し、特に、ディジタル多重無線などのディジタル無線伝送方式に用いて好適な、交差偏波間補償装置に関する。
【０００３】
【従来の技術】
従来より、マイクロ波や準ミリ波などを用いた無線伝送方式では、単一偏波で伝送する場合に比べ周波数の利用効率が高いことに着目して、同一周波数帯で互いに直交する偏波面〔垂直（Ｖ）偏波と水平（Ｈ）偏波〕を用いて信号を伝送する交差偏波共用技術が実用化されている。
【０００４】
図２３は従来の一般的な交差偏波を用いた無線伝送方式における送信側，受信側の構成の一例を示すブロック図で、この図２３において、１００は送信側、２００は受信側で、送信側１００は、それぞれＶ偏波，Ｈ偏波用の変調部（ＭＯＤ）１０１Ａ，１０１Ｂ，送信部（ＴＸ）１０２Ａ，１０２Ｂと、これらのＶ偏波，Ｈ偏波を合波するハイブリッド（Ｈ）１０３と、送信アンテナ１０４とを有する一方、受信側２００は、受信アンテナ２０１と、この受信アンテナ２０１で受信した受信偏波信号をＶ偏波信号，Ｈ偏波信号に２分波するハイブリッド（Ｈ）２０２と、Ｖ偏波，Ｈ偏波用の受信部（ＲＸ）２０３Ａ，２０３Ｂ，復調部（ＤＥＭ）２０４Ａ，２０４Ｂとを有して構成されている。
【０００５】
これにより、送信側１００では、変調部（ＭＯＤ）１０１Ａ，送信部（ＴＸ）１０２ＡでＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ） などの所要の変調処理が施されたデータ（ＤＡＴＡ）をＶ偏波、変調部（ＭＯＤ）１０１Ｂ，送信部（ＴＸ）１０２Ｂで同一周波数でＶ偏波と互いに交差するよう所要の変調処理が施されたデータをＨ偏波とし、これらのＶ偏波，Ｈ偏波をハイブリッド（Ｈ）１０３で合波して送信アンテナ１０４を通じて送信する一方、受信側２００では、送信この側１００から送信されてきた送信変調信号を受信アンテナ２０１で受信し、これをハイブリッド２０２でＶ偏波，Ｈ偏波に分波し、それぞれを復調部２０４Ａ，２０４Ｂを通じて復調することにより元のデータを再生することができるようになっている。
【０００６】
さて、ここで受信側２００の復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）による復調方式には、一般に、アナログの送信変調信号を検波することによりこの信号の復調を行なうアナログ復調方式と、送信変調信号をＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器などでディジタル化されたディジタル信号を検波することによりこの信号の復調を行なうディジタル復調方式とがある。
【０００７】
図２４はこれらの復調方式のうちアナログ復調方式の復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）の構成の一例を示すブロック図であるが、この図２４に示す復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）は、ミキサ（ＭＩＸ）２０５、ロールオフフィルタ２０６Ａ，２０６Ｂ，トランスバーサル（ＴＲＶ）イコライザ２０８，制御部（ＣＯＮＴ）２０９，ローパスフィルタ２１０，２１２，各Ａ／Ｄ変換器２０７Ａ，２０７Ｂ用のクロック（ＣＬＫ）を供給する電圧制御発振器（ＣＬＫ ＶＣＯ） ２１１，ミキサ２０５用の局部発振器（ＬＯ ＶＣＯ）２１３を有して構成されている。
【０００８】
ここで、ミキサ２０５は、受信アンテナ２０１で受信されたＲＦ（高周波）帯の送信変調信号を受信部２０３Ａ（２０３Ｂ）でＩＦ（中間周波）信号に周波数変換した受信ＩＦ信号を、局部発振器２１３からの搬送波再生信号を用いて直交検波することにより、周波数変換（ダウンコンバート）して互いに９０°位相の異なる２系列のベースバンド信号Ｉ，Ｑを得るもので、実際には、受信ＩＦ信号をハイブリッド２１４により２分波し、それぞれをハイブリッド２１７で２分波した局部発振器２１３からの信号と各乗算器２１５，２１６で乗算（ミキシング）することにより、各ベースバンド信号Ｉ，Ｑが得られるようになっている。
【０００９】
また、各ロールオフフィルタ２０６Ａ，２０６Ｂは、このように得られた各ベースバンド信号Ｉ，Ｑに含まれる雑音成分などをそれぞれ除去するものであり、各Ａ／Ｄ変換器２０７Ａ，２０７Ｂは、電圧制御発振器２１０から供給されるＡ／Ｄ変換用クロックのタイミングに従って、各ベースバンド信号（アナログ信号）Ｉ，Ｑをそれぞれディジタル信号Ｉ，Ｑに変換するものである。なお、各ロールオフフィルタ２０６Ａ，２０６Ｂは、この復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）の出力側、もしくは各Ａ／Ｄ変換器２０７Ａ，２０７Ｂの後段に設けられる場合もある。
【００１０】
さらに、トランスバーサルイコライザ２０８は、周知のように、各ディジタル信号Ｉ，Ｑを時間的に遅延させて、過去のデータから現在のデータに含まれる歪み成分（伝送路から受けた歪み）を適応的に推定し、これに基づいて内部のタップ係数を制御することにより、この歪み成分を除去して信号の等化を行なうものである。
【００１１】
また、制御部２０９は、このトランスバーサルイコライザ２０８の出力からクロック位相のずれ，周波数誤差などの情報を検出し、これに基づいて、電圧制御発振器２１１，局部発振器２１３をフィードバック制御するもので、これにより、最適なクロック位相，周波数で周波数変換，Ａ／Ｄ変換が行なえるようになっている。つまり、この図２４に示す復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）は、いわゆる同期検波方式が採用されている。
【００１２】
なお、各ローパスフィルタ２１０，２１２は、制御部２０９で得られた位相ずれ，周波数誤差などの情報（ディジタル値）を積分することにより電圧値に変換して、それぞれを電圧制御発振器２１１，局部発振器２１３用の制御電圧として供給するものである。
このような構成により、上述の復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）では、受信ＩＦ信号が、局部発振器２１３からの搬送波再生信号に応じてミキサ２０５で直交検波（同期検波）を施されることによりダウンコンバートされて各ベースバンドＩ，Ｑが得られ、それぞれが、各ロールオフフィルタ２０６Ａ，２０６Ｂで雑音成分などを除去される。
【００１３】
そして、各ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、各Ａ／Ｄ変換器２０７Ａ，２０７Ｂで、制御部２０９によってフィードバック制御されている電圧制御発振器２１１からのＡ／Ｄ変換クロックに従って、最適な位相でディジタル信号Ｉ，ＱにＡ／Ｄ変換され、トランスバーサルイコライザ２０８によって、等化処理が施されてそれぞれがＶ偏波（Ｈ偏波）の受信データとして出力される。
【００１４】
次に、図２５はディジタル復調方式を用いた場合の復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）の構成の一例を示すブロック図であるが、この場合は、ダウン（ＤＯＷＮ）コンバータ２２１，Ａ／Ｄ変換器２２２，ディジタル式直交検波部２２３，ロールオフフィルタ２２４Ａ，２２４Ｂ，トランスバーサル（ＴＲＶ）イコライザ２２５，制御部（ＣＯＮＴ）２２６，ローパスフィルタ２２７，２２８，Ａ／Ｄ変換器２２２用のクロック（ＣＬＫ）を供給する電圧制御発振器（ＣＬＫ ＶＣＯ） ２２９，ダウンコンバータ２２１用の局部発振器（ＬＯ ＶＣＯ）２３０を有して構成されている。
【００１５】
ここで、ダウンコンバータ２２１は、受信アンテナ２０１で受信されたＲＦ信号を、局部発振器２３０からの搬送波再生信号を用いてＩＦ（中間周波）信号に周波数変換（ダウンコンバート）するもので、通常、１つのミキサ（乗算器）で構成される。また、Ａ／Ｄ変換器２２２は、この受信ＩＦ信号を電圧制御発振器２１０から供給されるＡ／Ｄ変換用のタイミングクロックに従ってディジタル信号に変換するものである。
【００１６】
さらに、ディジタル式直交検波部２２３は、サイン（ｓｉｎ）波，コサイン（ｃｏｓ）波の３角関数信号を用いてＡ／Ｄ変換器２２２で得られたディジタル信号に対して直交検波を施すことにより、周波数変換を施すとともに互いに９０°位相の異なる２系列のベースバンド帯のディジタル信号Ｉ，Ｑを得るものであり、各ロールオフフィルタ２２４Ａ，２２４Ｂは、このように得られた各ディジタル信号Ｉ，Ｑに含まれる雑音成分などをそれぞれ除去するものである。
【００１７】
なお、トランスバーサルイコライザ２２５，制御部２２６，各ローパスフィルタ２２７，２２８，電圧制御発振器２２７，局部発振器２３０は、それぞれ図２４により前述したトランスバーサルイコライザ２０８，制御部２０９，各ローパスフィルタ２１０，２１２，電圧制御発振器２１１，局部発振器２１３と同様のものであり、この場合も、同期検波方式が採用されている。
【００１８】
このような構成により、このディジタル復調方式の復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）では、送信側１００の変調部１０１Ａ（１０１Ｂ）で、例えば、中心周波数ｆＬＯをもった搬送波信号を用いて変調を施された変調波（受信ＩＦ信号）が、ダウンコンバータ２２１によって、Ａ／Ｄ変換器２２２によるＡ／Ｄ変換が可能なクロック周波数（中心周波数ｆＣＬＫ ）にまでダウンコンバートされる。
【００１９】
そして、この受信ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器２２２で、制御部２２６によってフィードバック制御されている電圧制御発振器２２９からのＡ／Ｄ変換用のタイミングクロックに従って、最適な位相でディジタル信号にＡ／Ｄ変換され、ディジタル式直交検波部２２３で直交検波を施されることによって、互いに位相の９０°異なるベースバンド帯のディジタル信号Ｉ，Ｑが得られる。
【００２０】
具体的に、このディジタル式直交検波部２２３では、Ａ／Ｄ変換器２２２からのディジタル信号をＩＦＩＮ，クロック位相をθとして、このθを電圧制御発振器２２９のクロック速度で１周期変化させることにより、
Ｉ＝ＩＦＩＮ×ｃｏｓθ
Ｑ＝ＩＦＩＮ×ｓｉｎθ
の各演算によって、ディジタル信号Ｉ，Ｑが得られるようになっている。
【００２１】
例えば、Ａ／Ｄ変換器２２２の変換レートをクロック速度の４倍とすると、θは、０°→９０°→１８０°→２７０°→０°→９０°→・・・・・というように繰り返されることになる。従って、各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑは、θ＝０°のときにＩ＝ＩＦＩＮ，Ｑ＝０となり、θ＝９０°のときにＩ＝０，Ｑ＝ＩＦＩＮとなり、θ＝１８０°のときにＩ＝−ＩＦＩＮ，Ｑ＝０となり、θ＝２７０°のときにＩ＝０，Ｑ＝−ＩＦＩＮとなる。
【００２２】
その後、これらの各ディジタル信号Ｉ，Ｑは、各ロールオフフィルタ２０６Ａ，２０６Ｂで雑音成分などを除去されたのち、トランスバーサルイコライザ２０８によって、等化処理が施されてＶ偏波（Ｈ偏波）の受信データとして出力される。
つまり、このディジタル復調方式を用いた復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）は、Ａ／Ｄ変換器２２２以降の処理を全てディジタルで行なうことにより、その大部分をディジタル化できるようになっているのである。
【００２３】
ところで、図２３により前述したような交差偏波共用技術を用いた無線伝送方式では、Ｖ偏波，Ｈ偏波の両偏波間の分離度（ＸＰＤ：Ｃｒｏｓｓ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｄｉｓｃｒｉｍｉｎａｔｉｏｎ）の良いことが要求される。
しかし、空間などの伝搬路において、例えば、マイクロ波帯ではマルチパスフェージング、準ミリ波以上では降雨滴の傾きなどが原因で、本来、Ｖ偏波（Ｈ偏波）のみである信号にＨ偏波（Ｖ偏波）が干渉して、このＸＰＤが劣化してしまうので、一般的に、図２３に示すように、各復調部２０４Ａ，２０４Ｂ間で互いにＶ偏波，Ｈ偏波の遣り取りを行なうことによって、ＸＰＤの劣化を補償する交差偏波間干渉補償が行なわれている。
【００２４】
図２６はこの交差偏波間干渉補償を行なう場合に用いられるアナログ復調方式の復調部の構成の一例を示すブロック図で、この図２６において、図２４中に示す符号と同一符号を付したものはそれぞれ図２４により前述したものと同様のものであるが、この図２６に示す復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）は、Ａ／Ｄ変換器２０７Ａ，２０７ＢでＡ／Ｄ変換する前のアナログのＶ偏波（Ｈ偏波）信号（ベースバンド信号Ｉ，Ｑ）を異偏波であるＨ偏波（Ｖ偏波）用の復調部２０４Ｂ（２０４Ａ）へ交差偏波間干渉補償用の信号として出力するとともに、Ｈ偏波（Ｖ偏波）用の復調部２０４ＢからのＨ偏波（Ｖ偏波）信号を自己での交差偏波間干渉補償用の信号として受けるようになっている。
【００２５】
これにより、この復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）では、各Ｈ偏波（Ｖ偏波）信号をそれぞれＡ／Ｄ変換器２３１Ａ，２３１ＢによってＡ／Ｄ変換し、これにより得られたディジタルのＨ偏波（Ｖ偏波）信号を、交差偏波間干渉補償部（ＸＰＩＣ）２３２へ供給することにより、Ｖ偏波（Ｈ偏波）信号に干渉成分として混入しているＨ偏波（Ｖ偏波）信号（交差偏波間干渉）が交差偏波間干渉補償部２３２で検出される。
【００２６】
そして、交差偏波間干渉補償部２３２は、検出した交差偏波間干渉に基づいて、この交差偏波間干渉を補償するための補償信号をそれぞれ加算部２３３の各加算器２３４，２３５へ出力することにより、各補償信号とトランスバーサルイコライザ２０８の出力とが加算部２３３で加算され、この交差偏波間干渉が補償される。
【００２７】
なお、交差偏波間干渉補償部２３２は、一般的に、トランスバーサルイコライザ２０８の一種であるＦＩＲフィルタなどで構成され、交差偏波間干渉の量に応じて内部のタップ係数を変化させることにより、各補償信号を生成するようになっている。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図２６により上述したような交差偏波間干渉を補償するアナログ復調方式の復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）では、ディジタル化できる部分がトランスバーサルイコライザ２０８，交差偏波間補償部２３２など非常に限られた部分のみであるので、回路の小型化や低コスト化などには非常に不利であるという課題がある。
【００２９】
また、上述のような交差偏波間干渉補償を行なうためには、各復調部２０４Ａ，２０４Ｂの間で遣り取りされる異偏波側からの補償用の偏波信号が空間での干渉時と同期している必要がある。
図２７は図２３に示す構成において、いわゆるコチャンネル伝送（Ｖ偏波，Ｈ偏波の両偏波使用の伝送）を行なう場合の周波数関係の一例を示す図で、この図２７において、図２３中に示す符号と同一符号が示す部分はそれぞれ図２３により前述したものと同様のものであり、１０５Ａ，１０５Ｂ，１０６Ａ，１０６Ｂ，２４１Ａ，２４１Ｂ，２４２Ａ，２４２Ｂはいずれも電圧制御型の局部発振器である。
【００３０】
ここで、送信側１００において、各局部発振器１０５Ａ，１０５Ｂは、それぞれベースバンド帯の送信データ（Ｖ偏波，Ｈ偏波）をＩＦ信号に周波数変換（アップコンバート）する〔図２７中の関数（２１），関数（２６）参照〕際に用いられる搬送波信号（中心周波数ｆＶ１，ｆＨ１）を各変調部（ＭＯＤ）１０１Ａ，１０１Ｂに供給するものであり、各局部発振器１０６Ａ，１０６Ｂは、それぞれ各変調部１０１Ａ，１０１ＢからのＩＦ信号をさらにＲＦ信号にアップコンバートする〔関数（２２），関数（２７）参照〕際に用いられる搬送波信号を各送信部（ＲＸ）１０２Ａ，１０２Ｂへ供給するものである。
【００３１】
一方、受信側２００において、各局部発振器２４１Ａ，２４１Ｂは、受信アンテナ２０１で受信されたＲＦ信号〔Ｖ偏波，Ｈ偏波：関数（２３），関数（２８）参照〕をＩＦ信号にダウンコンバートする〔関数（２４），関数（２９）参照〕際に用いられる搬送波再生信号（中心周波数ｆＶ３，ｆＨ３）をそれぞれ受信部（ＲＸ）２０３Ａ，２０３Ｂに供給するものであり、各局部発振器２４２Ａ，２４２Ｂは、それぞれ受信部２０３Ａ，２０３ＢからのＩＦ信号をさらにベースバンド信号にダウンコンバートする〔関数（２５），関数（３０）参照〕際に用いられる搬送波再生信号（中心周波数ｆＶ４，ｆＨ４）を各復調部２０４Ａ，２０４Ｂに供給するものである。
【００３２】
つまり、各局部発振器２４２Ａ，２４２Ｂは、図２４又は図２５に示す復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）の局部発振器（ＬＯ ＶＣＯ）２１３又は２３０に相当する。
なお、この場合は、説明の便宜上、Ｈ偏波→Ｖ偏波の片側のみに干渉が生じていることを想定しており、干渉の度合いを示す係数をα，変調波を表す関数をＶ（），Ｈ（）として表している。
【００３３】
さて、ここで、交差偏波間干渉補償を行なうためには、図２７中の関数（２５），関数（３０）より、
Ｈ（ｆＨ１＋ｆＨ２−ｆＶ３−ｆＶ４）＝Ｈ（ｆＨ１＋ｆＨ２−ｆＨ３−ｆＨ４）
すなわち、
ｆＶ３＋ｆＶ４＝ｆＨ３＋ｆＨ４ ・・・（１）
が条件となる。ここで、送信側１００と受信側２００とで搬送波が同期するということは、
ｆＶ１＋ｆＶ２−ｆＶ３−ｆＶ４＝０ ・・・（２）
ｆＨ１＋ｆＨ２−ｆＨ３−ｆＨ４＝０ ・・・（３）
であるから、式（２）より
ｆＶ１＋ｆＶ２＝ｆＶ３＋ｆＶ４ ・・・（４）
式（３）より
ｆＨ１＋ｆＨ２＝ｆＨ３＋ｆＨ４ ・・・（５）
が得られる。 式（１）に式（４），式（５）を代入すると、
ｆＶ１＋ｆＶ２＝ｆＨ１＋ｆＨ２ ・・・（６）
と表せる。従って、送信側１００で、各局部発振器１０５Ａ，１０５Ｂ，１０６Ａ，１０６Ｂを調整することにより、上述のような搬送波の同期を取ることができるようになる。
【００３４】
ところが、このように、搬送波の同期を各局部発振器１０５Ａ，１０５Ｂ，１０６Ａ，１０６Ｂによって取ることは、非常にコストがかかってしまうだけでなく、この同期が外れてしまった場合にその微調整を行なうといったメンテナンス上でも非常に不利になってしまうという課題がある。
本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、交差偏波間干渉補償を行なう復調部にディジタル復調方式を適用することにより、この復調部のＬＳＩ化を可能にし、小型化，経済化を図ることができるようにした、交差偏波間補償装置を提供することを第１の目的とする。
【００３５】
また、本発明は、送信変調時に送信側で同期を取らなくとも、容易に交差偏波間干渉補償を行なえるようにした、交差偏波間補償装置を提供することを第２の目的とする。
【００３６】
【課題を解決するための手段】
図１は第１の発明の原理ブロック図で、この図１において、１Ａは周波数変換部、２Ａはアナログ／ディジタル変換器、３Ａはディジタル式直交検波部、４Ａはディジタル式等化部、５Ａはディジタル式交差偏波間補償部、６Ａは加算部である。
【００３７】
ここで、周波数変換部１Ａは、受信された互いに交差する２つの偏波のうちの一方の偏波信号について周波数変換を施すものであり、アナログ／ディジタル変換器２Ａは、周波数変換部１Ａで周波数変換された上記一方の偏波信号をディジタル信号に変換するものであり、ディジタル式直交検波部３Ａは、アナログ／ディジタル変換器２Ａでディジタル信号に変換された上記一方の偏波信号を検波して２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑを得るものである。
【００３８】
また、ディジタル式等化部４Ａは、直交検波部３Ａの出力について等化処理を施すものであり、ディジタル式交差偏波間補償部５Ａは、上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他方の偏波信号を周波数変換したあとで且つディジタル式直交検波部３Ａにて検波される前の状態の信号をディジタル信号として受けてディジタル式等化部４Ａの出力を補償するための信号を出力するものであり、加算部６Ａは、ディジタル式等化部４Ａの出力とディジタル式交差偏波間補償部５Ａの出力とを加算するものである。
【００３９】
これにより、本発明では、受信された互いに交差する２つの偏波のうちの一方の偏波信号について周波数変換してから、これをアナログ／ディジタル変換器２Ａでディジタル信号に変換したのち、ディジタル復調部（ディジタル式直交検波部３Ａ）にて検波するとともに、上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他方の偏波信号を周波数変換したあとで且つディジタル式復調部にて検波される前の状態の信号をディジタル式交差偏波間補償部５Ａへ供給し、更に、この交差偏波間補償部５Ａの出力で一方の偏波信号用の上記ディジタル式復調部の出力を補償することができる。
【００４０】
また、このとき、交差偏波間補償部５Ａへ入力される信号としては、上記の他方の偏波信号を周波数変換したあとのアナログ信号を使用してもよく、上記の他方の偏波信号を周波数変換し更にこれをアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号を使用してもよい。
【００４１】
そして、交差偏波間補償部５Ａへ入力される信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換したあとのアナログ信号が使用される場合においては、ディジタル式交差偏波間補償部５Ａの前段に、周波数変換部１Ａで周波数変換された上記一方の偏波信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器２Ａと作動クロックが同期するアナログ／ディジタル変換器が設けられる。
【００４２】
一方、交差偏波間補償部５Ａへ入力される信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換し更にこれをアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号が使用される場合においては、ディジタル式交差偏波間補償部５Ａの前段に、アナログ／ディジタル変換器２Ａの作動クロックと同じクロックを受けて動作し、上記ディジタル信号を受けて両偏波間のクロック位相の不確定性を除去するためのメモリが設けられる。
【００４３】
なお、上記のディジタル式直交検波部３Ａ，ディジタル式等化部３Ｂ，ディジタル式交差偏波間補償部６Ｂ及び加算部７Ｂは、いずれもディジタル信号を入力としているので、ＬＳＩ化することができる。
次に、図２は第２の発明の原理ブロック図で、この図２において、１Ｂはアナログ式直交検波部、２Ｂは第１アナログ／ディジタル変換器、３Ｂはディジタル式等化部、４Ｂは第２アナログ／ディジタル変換器、５Ｂは位相回転部、６Ｂはディジタル式交差偏波間補償部、７Ｂは加算部、８Ｂは制御部である。
【００４４】
ここで、アナログ式直交検波部１Ｂは、送信変調時に同期をとらないで送信されてきた互いに交差する２つの偏波のうちの一方の受信偏波信号について周波数変換を施すとともに上記一方の受信偏波信号を検波して２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑを得るものであり、第１アナログ／ディジタル変換器２Ｂは、この直交検波部１Ｂで得られた２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑをそれぞれディジタル信号に変換するものでり、ディジタル式等化部３Ｂは、第１アナログ／ディジタル変換器２Ｂでディジタル信号に変換された上記２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑについて等化処理を施すものである。
【００４５】
また、第２アナログ／ディジタル変換器４Ｂは、上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他方の受信偏波信号をアナログ式直交検波部１Ｂにて２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑとして検波したあとで且つ第１アナログ／ディジタル変換器２Ｂでディジタル信号に変換する前の状態の信号をそれぞれディジタル信号に変換するとともに、第１アナログ／ディジタル変換器２Ｂと作動クロックが同期するものである。
【００４６】
さらに、位相回転部５Ｂは、この第２アナログ／ディジタル変換器４Ｂからの出力について、位相回転を施すことにより、周波数補正を施すものであり、ディジタル式交差偏波間補償部６Ｂは、位相回転部５Ｂの出力を受けてディジタル式等化部３Ｂの出力を補償するための信号を出力するものであり、加算部７Ｂは、ディジタル式等化部３Ｂの出力とディジタル式交差偏波間補償部６Ｂの出力とを加算するものである。
【００４７】
また、制御部８Ｂは、ディジタル式交差偏波間補償部６Ｂの入力情報と加算部７Ｂの出力情報とに基づいて、位相回転部５Ｂを制御するものである。
これにより、本発明では、送信変調時に同期をとらないで送信されてきた互いに交差する２つの偏波のうちの一方の受信偏波信号について、直交検波部１Ｂで周波数変換及び検波を施すとともに、上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他方の受信偏波信号を周波数変換したあとの信号について、位相回転部５Ｂで位相回転を施すことにより、周波数補正を施してから、この補正後の信号を交差偏波間補償部６Ｂへ供給し、更に交差偏波間補償部６Ｂの出力で一方の偏波信号用のディジタル式復調部（直交検波部１Ｂ，第１アナログ／ディジタル変換器２Ｂ，ディジタル式等化部３Ｂ）の出力を補償することができる。
【００４８】
なお、このとき、直交検波部１Ｂは、同期検波部として構成してもよく、第１アナログ／ディジタル変換器２Ｂからの出力について、位相回転を施すことにより、周波数補正を施す位相回転部をさらにそなえることにより、この位相回転部と直交検波部１Ｂとで準同期検波部を構成するようにしてもよい。
【００４９】
また、具体的に、上述の制御部８Ｂは、ディジタル式交差偏波間補償部６Ｂの入力についての極性情報と加算部７Ｂの出力についての誤差情報とから、位相回転部５Ｂを制御するための位相ずれ情報を求めて、これを位相回転部制御信号として出力するように構成してもよく、ディジタル式交差偏波間補償部６Ｂの入力についての極性情報と加算部７Ｂの出力についての誤差の極性情報との排他的論理和情報から、位相回転部５Ｂを制御するための位相ずれ情報を求めて、これを位相回転部制御信号として出力するように構成してもよい。
【００５０】
次に、図３は第３の発明の原理ブロック図で、この図３において、１Ｃは周波数変換部、２Ｃはアナログ／ディジタル変換器、３Ｃはディジタル式直交検波部、４Ｃはディジタル式等化部４Ｃ、５Ｃは位相回転部、６Ｃはディジタル式交差偏波間補償部、７Ｃは加算部、８Ｃは制御部である。
ここで、周波数変換部１Ｃは、送信変調時に同期をとらないで送信されてきた互いに交差する２つの偏波のうちの一方の受信偏波信号について周波数変換を施すものであり、アナログ／ディジタル変換器２Ｃは、周波数変換部１Ｃで周波数変換された上記一方の受信偏波信号をディジタル信号に変換するものであり、ディジタル式直交検波部３Ｃは、アナログ／ディジタル変換器２Ｃでディジタル信号に変換された上記一方の受信偏波信号を検波して２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑを得るものである。
【００５１】
また、ディジタル式等化部４Ｃは、直交検波部３Ｃの出力について等化処理を施すものであり、位相回転部５Ｃは、上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他方の受信偏波信号を周波数変換したあとで且つディジタル式直交検波部３Ｃにて検波される前の状態の信号をディジタル信号として受けて、これに位相回転を施すことにより、周波数補正を施すものであり、ディジタル式交差偏波間補償部６Ｃは、位相回転部５Ｃの出力を受けて、ディジタル式等化部４Ｃの出力を補償するものである。
さらに、加算部７Ｃは、ディジタル式等化部４Ｃの出力とディジタル式交差偏波間補償部６Ｃの出力とを加算するものであり、制御部８Ｃは、ディジタル式交差偏波間補償部６Ｃの入力情報と加算部７Ｃの出力情報とに基づいて、位相回転部５Ｃを制御するものである。
【００５２】
また、この場合も、位相回転部５Ｃへ入力される信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換したあとのアナログ信号が使用される場合においては、位相回転部５Ｃの前段に、周波数変換部１Ｃで周波数変換された上記一方の受信偏波信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器２Ｃと作動クロックが同期するアナログ／ディジタル変換器が設けられる。
【００５３】
一方、位相回転部５Ｃへ入力される信号として、上記の他方の受信偏波信号を周波数変換し更にこれをアナログ／ディジタル変換器２Ｃでディジタル信号に変換したあとのディジタル信号が使用される場合においては、位相回転部５Ｃの前段に、アナログ／ディジタル変換器２Ｃの作動クロックと同じクロックを受けて動作し、上記ディジタル信号を受けて両偏波間のクロック位相の不確定性を除去するためのメモリが設けられる。
【００５４】
なお、この場合も、上記のディジタル式直交検波部３Ｃ，ディジタル式等化部４Ｃ，位相回転部５Ｃ，ディジタル式交差偏波間補償部６Ｃ及び加算部７Ｃは、いずれもディジタル信号を入力とするので、ＬＳＩ化することができる。
また、上述の第３の発明では、周波数変換部１Ｃによる周波数変換が検波後の出力をフィードバックすることにより行なわれる同期検波方式を採用してもよく、周波数変換部１Ｃによる周波数変換が検波後の出力をフィードバックしない準同期検波方式を採用してもよい。
【００５５】
さらに、この場合も、上述の制御部８Ｃは、ディジタル式交差偏波間補償部６Ｃの入力についての極性情報と加算部７Ｃの出力についての誤差情報とから、位相回転部５Ｃを制御するための位相ずれ情報を求めて、これを位相回転部制御信号として出力するように構成してもよく、ディジタル式交差偏波間補償部６Ｃの入力についての極性情報と加算部７Ｃの出力についての誤差の極性情報との排他的論理和情報から、位相回転部５Ｃを制御するための位相ずれ情報を求めて、これを位相回転部制御信号として出力するように構成してもよい。
【００５６】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
（ａ）第１実施形態の説明
図４は本発明の第１実施形態としての交差偏波間補償装置が適用される無線装置の受信部の構成を示すブロック図で、この図４において、１１は送信側（図示略）でＶ偏波，Ｈ偏波独立に所要の変調を施された送信変調信号（ＲＦ信号）を受信する受信アンテナ、１２は受信アンテナで受信された送信変調信号をＶ偏波，Ｈ偏波に２分波するハイブリッド（Ｈ）、１３Ａ，１３Ｂはそれぞれ受信ＲＦ信号をＩＦ信号（中心周波数ｆＶＭ，ｆＨＭ）にダウンコンバートするなどの所要の処理を行なう受信部（ＲＸ）である。
【００５７】
また、１４Ａ，１４Ｂはそれぞれ復調部（交差偏波間補償装置）であり、本実施形態では、復調部１４ＡがＶ偏波用、復調部１４ＢがＨ偏波用として用いられるが、いずれも、ダウンコンバータ（ＤＯＷＮ ＣＯＮ）１４１，電圧制御型の局部発振器（ＬＯ ＶＣＯ）１４２，Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器１４３，１４４，各Ａ／Ｄ変換器１４３，１４４へのクロック再生用の電圧制御発振器（ＣＬＫ ＶＣＯ） １４５，検波周波数ｆＶＣＬＫ，又はｆＶＣＬＫで検波を施すディジタル式復調部（ＤＥＭ）１４６，同じく検波周波数ｆＶＣＬＫ，又はｆＶＣＬＫで検波を施すディジタル式の交差偏波補償用復調部（ＸＰＩＣ）１４７，加算部１４８を有して構成されている。
【００５８】
ここで、以下、この場合の局部発振器１４２，電圧制御発振器１４５の各周波数の同期関係について詳述する。
まず、この図４中に▲１▼〜▲６▼で示す時点での変調波の中心周波数はそれぞれ次のように表される。
▲１▼・・・ｆＶＭ−ｆＶＬＯ
▲２▼・・・ｆＶＭ−ｆＶＬＯ −ｆＶＣＬＫ
▲３▼・・・ｆＨＭ−ｆＨＬＯ
▲４▼・・・ｆＨＭ−ｆＨＬＯ −ｆＨＣＬＫ
▲５▼・・・ｆＨＭ−ｆＨＬＯ −ｆＶＣＬＫ
▲６▼・・・ｆＶＭ−ｆＶＬＯ −ｆＨＣＬＫ・・・・・・（７）
一方、空間で干渉した干渉波の周波数▲１▼′〜▲４▼′はそれぞれ次のように表される。
【００５９】
▲１▼′・・・ｆＨＭ−ｆＶＬＯ
▲２▼′・・・ｆＨＭ−ｆＶＬＯ −ｆＶＣＬＫ
▲３▼′・・・ｆＶＭ−ｆＨＬＯ
▲４▼′・・・ｆＶＭ−ｆＨＬＯ −ｆＨＣＬＫ・・・・・・（８）
ここで、交差偏波補償用検波部１４７で、交差偏波干渉補償を行なうためには、
▲５▼＝▲２▼′・・・（９）
▲６▼＝▲４▼′・・・（１０）
が必要になる。
【００６０】
ところで、復調部１４Ａ，１４Ｂの搬送波が同期するということは、▲２▼＝０，▲４▼＝０なので、
ｆＶＬＯ ＝ｆＶＭ−ｆＶＣＬＫ ・・・（１１）
ｆＨＬＯ ＝ｆＨＭ−ｆＨＣＬＫ ・・・（１２）
となる。また、本実施形態では、送信側でＶ偏波信号とＨ偏波信号との同期を取るため、
ｆＶＭ＝ｆＨＭ・・・（１３）
となる。従って、式（９），式（１１）〜式（１３）より、
ｆＨＣＬＫ＝ｆＶＣＬＫ ・・・（１４）
が得られる。すなわち、各復調部１４Ａ，１４Ｂでの交差干渉補償の条件として、Ｖ偏波，Ｈ偏波のクロックの同期が必要となることがわかる。なお、式（１０）〜式（１３）からも、同様の結果が得られる。
【００６１】
図５はこのような理論に基づいて構成されたＶ偏波用の復調部１４Ａの詳細構成を示すブロック図で、この図５に示すように、上述のディジタル式復調部１４６は、ディジタル式直交検波部１５２Ａ，ロールオフフィルタ１５３Ａ，１５４Ａ，トランスバーサル（ＴＲＶ）イコライザ１５５を有して構成され、ディジタル式の交差偏波補償用復調部１４７は、ディジタル式復調部１４６が有するものと同様のディジタル式直交検波部１５２Ｂ，ロールオフフィルタ１５３Ｂ，１５４Ｂを有するほか、ＦＩＲフィルタなどを用いたディジタル式交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）１５６を有して構成されている。
【００６２】
また、加算部１４８は、後述するごとくディジタル式直交検波部１５２により得られるディジタル復調信号Ｉ，Ｑに対応して２つの加算器１５７，１５８を用いて構成されている。なお、１４９は制御部（ＣＯＮＴ）、１５０，１５１はローパスフィルタであるが、それぞれ図４では図示を省略している。また、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂはこの復調部１４Ａと同様の構成である。
【００６３】
さてここで、この図５において、ダウンコンバータ（周波数変換部）１４１は、電圧制御発振器１４５から供給される搬送波再生信号（中心周波数ｆｖｌｏ ）に応じて、受信アンテナ１１で受信された互いに交差する２つの偏波（Ｖ偏波，Ｈ偏波）のうちの一方の偏波信号（Ｖ偏波信号）について周波数変換（ダウンコンバート）を施すものであり、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器１４３は、電圧制御発振器１４５から供給されるタイミングクロック（中心周波数ｆＶＣＬＫ）に従って、ダウンコンバータ１４１でダウンコンバートされたＶ偏波信号をディジタル信号に変換するものである。
【００６４】
また、ディジタル式直交検波部１５２Ａは、３角関数信号（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）を用いて、Ａ／Ｄ変換器１４３でディジタル信号に変換されたＶ偏波信号を検波して２系列からなるディジタル復調信号（直交検波信号）Ｉ，Ｑを得るものであり、各ロールオフフィルタ１５３，１５４は、それぞれ得られたディジタル復調信号Ｉ，Ｑに含まれる雑音成分などを除去するものである。
【００６５】
さらに、トランスバーサルイコライザ（ディジタル式等化部）１５５は、各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑを時間的に遅延させて、過去のデータから現在のデータに含まれる歪み成分（伝送路から受けた歪み）を適応的に推定し、これに基づいて内部のタップ係数を制御してこの歪み成分を除去することにより、ディジタル式直交検波部１５２Ａの出力について等化処理を施すものである。
【００６６】
なお、この場合は、Ｖ偏波信号をダウンコンバータ１４１でダウンコンバートしたあとで且つディジタル式直交検波部１５２Ａにて検波される前の状態の信号、具体的には、Ｖ偏波信号をダウンコンバートしたあとのアナログ信号（ＩＦ信号）が、Ｈ偏波信号に干渉しているＶ偏波信号を補償する干渉補償用の信号（Ｘ
ＩＦ）としてＨ偏波用の復調部１４Ｂへ出力されるようになっている。
【００６７】
一方、交差偏波補償用復調部１４７において、ディジタル式交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）１５６は、受信アンテナ１１で受信されたＶ偏波，Ｈ偏波のうちのＨ偏波信号（他方の偏波信号）をＨ偏波（異偏波）用の復調部１４Ｂでダウンコンバートしたあとで且つＨ偏波用の復調部１４Ｂのディジタル式直交検波部１５２Ａにて検波される前の状態のＨ偏波信号をディジタル信号として受けて、トランスバーサルイコライザ１５５の出力を補償するための補償信号ＩＸＰＩＣ，ＱＸＰＩＣを出力するものである。
【００６８】
ところが、この場合は、Ｈ偏波用の復調部１４ＢでＨ偏波信号をダウンコンバートしたあとのアナログ信号が、この復調部１４Ａのディジタル式交差偏波間補償部１５６へ入力されるようになっているため、ディジタル式交差偏波間補償部１５６の前段には、このＨ偏波信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１４４が設けられる。
【００６９】
なお、このＡ／Ｄ変換器１４４は、Ａ／Ｄ変換器１４３に供給されるＡ／Ｄ変換用のタイミングクロックと同じ電圧制御発振器１４５からのタイミングクロックを用いて、このＨ偏波信号をディジタル信号に変換するようになっている。
つまり、この図５に示す復調部１４Ａは、ディジタル式交差偏波間補償部１５６へ入力される信号として、Ｈ偏波信号をダウンコンバートしたあとのアナログ信号を使用する場合に、Ｖ偏波信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１４３と作動クロックが同期するＡ／Ｄ変換器１４４を設けることにより、容易に、図４により前述したような搬送波同期を取ることができるようにしているのである。
【００７０】
また、加算部１４８は、トランスバーサルイコライザ１５５の出力とディジタル式交差偏波間補償部１５６の出力とを加算するもので、実際には、各加算器１５７，１５８でトランスバーサルイコライザ１５５により等化処理を施された各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑと、ディジタル式交差偏波間補償部１５６からの各補償信号ＩＸＰＩＣ，ＱＸＰＩＣとがそれぞれ加算されるようになっている。
【００７１】
なお、制御部１４９は、加算部１４８で交差偏波間補償が施されたあとのディジタル復調信号Ｉ（Ｑでもよい）から、周波数誤差，クロック位相のずれなどを検出し、ダウンコンバータ１４１でのＶ偏波のダウンコンバート，各Ａ／Ｄ変換器１４３，１４４でのＡ／Ｄ変換タイミングを、それぞれ最適な周波数，クロック位相で行なえるよう局部発振器１４２，電圧制御発振器１４５をフィードバック制御するものである。
【００７２】
このような構成により、上述のＶ偏波用の復調部１４Ａでは、受信アンテナ１１で受信されハイブリッド１２で２分波されたＶ偏波信号，Ｈ偏波信号のうちのＶ偏波信号（中心周波数ｆＶＭ）が、ダウンコンバータ１４１で局部発振器１４２からの搬送波再生信号（中心周波数ｆＶＬＯ ）に応じてダウンコンバートされ、このダウンコンバートされたあとのＶ偏波信号が、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂのディジタル式交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）１５６による交差偏波間補償の際に使用される信号として出力される一方、Ａ／Ｄ変換器１４３でディジタル信号に変換されて検波部１４６へ出力される。
【００７３】
そして、ディジタル式復調部１４６では、このディジタル信号に変換されたＶ偏波信号が、ディジタル式直交検波部１５２Ａで３角関数信号（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）を用いて検波されることによって、２系列のディジタル復調信号Ｉ，Ｑが得られ、それぞれに含まれる雑音成分などが各ロールオフフィルタ１５３Ａ，１５４Ａで除去されたのち、トランスバーサルイコライザ１５５で歪みの等化処理を施される。
【００７４】
一方、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂから干渉補償用の信号として送られてくるＨ偏波用の復調部１４Ｂでダウンコンバートされたあとのアナログ信号（Ｈ偏波信号）は、Ａ／Ｄ変換器１４４によって、Ａ／Ｄ変換器１４３と同期した作動クロックでディジタル信号に変換されて交差偏波間補償用復調部１４７へ出力される。交差偏波間補償用復調部１４７では、ディジタル式直交検波部１５２Ｂによって、Ａ／Ｄ変換器１４４からのディジタル信号に対して直交検波が施されて２系列のディジタル信号が得られ、それぞれの雑音成分などが各ロールオフフィルタ１５３Ｂ，１５４Ｂで除去されたのちディジタル式交差偏波間補償部１５６へ出力される。
【００７５】
そして、ディジタル式交差偏波間補償部１５６では、これらのディジタルＨ偏波信号からトランスバーサルイコライザ１５５の出力を補償する、つまり、Ｖ偏波信号の干渉成分（Ｈ偏波信号）を補償するための補償信号ＩＸＰＩＣ，ＱＸＰＩＣが生成されて加算部１４８へ出力される。
この結果、加算部１４８では、各加算器１５７，１５８によって、トランスバーサルイコライザ１５５からのディジタル復調信号Ｉ，Ｑとディジタル式交差偏波間補償部１５６からの補償信号ＩＸＰＩＣ，ＱＸＰＩＣとが加算され、Ｖ偏波信号の干渉成分（Ｈ偏波信号）が補償される。
【００７６】
つまり、本実施形態における復調部（交差偏波間補償装置）１４Ａでは、受信された互いに交差する２つの偏波（Ｖ偏波，Ｈ偏波）のうちの一方の偏波信号（Ｖ偏波信号）についてダウンコンバートしてから、これをＡ／Ｄ変換器１４３でディジタル信号に変換したのち、ディジタル式直交検波部１５２Ａ（ディジタル式復調部）にて検波するとともに、他方の偏波信号（Ｈ偏波信号）をダウンコンバートしたあとで且つディジタル式直交検波部１５２Ａにて検波される前の状態の信号をディジタル式交差偏波間補償部１５６へ供給し、更に、この交差偏波間補償部１５６の出力（補償信号ＩＸＰＩＣ，ＱＸＰＩＣ）でＶ偏波用のディジタル式直交検波部１５２Ａの出力（ディジタル復調信号Ｉ，Ｑ）を補償することができるのである。
【００７７】
従って、ディジタル式交差偏波間補償部１５６による交差偏波間補償を含め、Ａ／Ｄ変換１４３，１４４以降の処理を全てディジタル信号で行なうことができ、これにより、極めて精度高く、交差間偏波干渉の補償を行なうことができるようになる。
また、これにより、ディジタル式直交検波部１５２，トランスバーサルイコライザ１５５，ディジタル式交差偏波間補償部１５６及び加算部１４８をＬＳＩ化することができるようになるので、復調部（交差偏波間補償装置）１４Ａ（１４Ｂ）の小型化、低コスト化にも大いに寄与する。
【００７８】
なお、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂは、このＶ偏波用の復調部１４Ａと同様の構成を有しており、Ｈ偏波用の復調部１４ＢによるＨ偏波信号の干渉成分（Ｖ偏波信号）の補償も、このＶ偏波用の復調部１４Ａと同様にして行なわれる。
（ａ−１）第１実施形態の変形例の説明
図６は上述の復調部１４Ａの変形例を示すブロック図であるが、この図６に示すＶ偏波用の復調部１４Ａは、Ｖ偏波信号をダウンコンバータ１４１でダウンコンバートし更にこれをＡ／Ｄ変換器１４３でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号を、Ｈ偏波信号に干渉しているＶ偏波信号を補償するための信号としてＨ偏波用のディジタル式交差偏波間補償部１５６へ出力する一方、Ｈ偏波用の復調部１４ＢでＨ偏波信号をダウンコンバータ１４１でダウンコンバートし更にこれをＡ／Ｄ変換器１４３でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号が、Ｖ偏波用のディジタル式交差偏波間補償部１５６へ入力されるようになっている。
【００７９】
従って、この図６に示すＶ偏波用の復調部１４Ａは、図５に示すＡ／Ｄ変換器１４４を省略することができ、これにより、さらに復調部１４Ａの回路規模を削減することができる。なお、この復調部１４Ａでの詳細な動作は、図５にて前述したのと同様であり、また、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂの構成，動作もＶ偏波用の復調部１４Ａと同様である。
【００８０】
さて、ここで、上述のように、Ｖ偏波用のディジタル式交差偏波間補償部１５６へ入力される信号として、Ｈ偏波用の復調部１４ＢでＨ偏波信号をダウンコンバータ１４１でダウンコンバートし更にこれをＡ／Ｄ変換器１４３でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号を使用することにより、図５に示すＡ／Ｄ変換器１４４を省略した場合、Ｖ偏波信号と異偏波（Ｈ偏波）側から送られてくる干渉補償用のＨ偏波信号との間のクロック位相が不確定であると、各復調部１４Ａ，１４Ｂとの間で遣り取りする干渉補償用の偏波信号（ディジタル信号）を送受できなくなる場合がある。
【００８１】
そこで、本変形例では、図７に示すように、図５に示すＡ／Ｄ変換器１４４に代えて、ディジタル式交差偏波間補償部１５６の前段に、Ｉ／Ｏメモリ（書き込み／読み出しメモリ）１６１を用いることが考えられる。
ここで、このＩ／Ｏメモリ１６１には、例えば、図８に示すように、４つの入出力ポート１６２〜１６５があり、ポート１６３に入力されるＨ偏波用の復調部１４Ｂでのクロック（ＣＬＫ）タイミングに従って、Ｈ偏波用の復調部１４ＢからのＨ偏波信号のデータ（ＤＡＴＡ）がポート１６２を通じてこのメモリ１６１に書き込まれる（ＤＡＴＡ ＩＮ）一方、ポート１６５に入力される電圧制御発振器１４５からのクロックタイミングに従って、ポート１６１を通じて書き込まれたＨ偏波信号のデータがポート１６４を介して読み出されるようになっている。
【００８２】
つまり、このＶ偏波用の復調部１４Ａでは、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂで電圧制御発振器１４５のタイミングクロックに従ってＡ／Ｄ変換されて送られてきたＨ偏波信号のデータを、自己（Ｖ偏波用の復調部１４Ａ）の電圧制御発振器１４５のタイミングクロックに従って、このＩ／Ｏメモリ１６１から読み出すことにより、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号との間のクロック位相の不確定性を除去することができるようになっている。
【００８３】
従って、このように交差偏波間補償部１５６へ入力される信号として、Ｈ偏波用の復調部１４ＢでＨ偏波信号をダウンコンバートし更にこれをＨ偏波用のＡ／Ｄ変換器１４３でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号が使用される場合でも、Ｖ偏波，Ｈ偏波の両偏波間のクロック位相の不確定性を除去することができ、各偏波信号にジッタなどがあっても、安定して確実に、Ｖ偏波用，Ｈ偏波用の各復調部１４Ａ，１４Ｂ間でのＶ偏波信号，Ｈ偏信号の遣り取りをディジタル信号で行なうことができるようになる。
【００８４】
なお、この場合も、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂは、図７に示す復調部１４Ａと同様の構成を有しており、このＨ偏波用の復調部１４ＢによるＨ偏波信号の干渉成分（Ｖ偏波信号）の補償も、Ｖ偏波用の復調部１４Ａと同様にして行なわれる。
（ｂ）第２実施形態の説明
図９は本発明の第２実施形態を示すブロック図であるが、この図９は図２７により前述したのと同様に、いわゆるコチャンネル伝送（Ｖ偏波，Ｈ偏波の両偏波使用の伝送）を行なう場合の周波数関係の一例を示している。この図９において、図２６中に示す符号と同一符号が示す部分はそれぞれ図２７により前述したものと同様のものであるが、本実施形態では、受信側２００に、交差偏波間補償を行なう際にＶ偏波用，Ｈ偏波用の各復調部２０４Ａ，２０４Ｂ間で遣り取りされる交差偏波補償用の信号について周波数ｆＶＸ，ｆＨＸを用いて周波数補償（補正）を施すローカル補償部１６６Ａ，１６６Ｂが設けられる。
【００８５】
つまり、本実施形態では、各復調部２０４Ａ，２０４Ｂでの搬送波同期を、第１実施形態にて前述したように送信側１００で取るのではなく、ローカル補償部１６６Ａ，１６６Ｂの各周波数ｆＶＸ，ｆＨＸを用いることにより受信側２００で取るようになっている。
なお、便宜上、以下、本実施形態では、ローカル補償部１６６Ａ，復調部２０４Ａ，電圧制御発振器２４２Ａからなる部分をＶ偏波用の復調部１６Ａ、ローカル補償部１６６Ｂ，復調部２０４Ｂ，電圧制御発振器２４２Ｂからなる部分をＨ偏波用の復調部１６Ｂとする。
【００８６】
図１０は上述の復調部１６Ａの構成を示すブロック図で、この図１０において、１６６はミキサ（ＭＩＸ）、１６７Ａ，１６７Ｂはそれぞれロールオフフィルタ、１６８Ａ，１６８Ｂ，１７０Ａ，１７０ＢはそれぞれＡ／Ｄ変換器、１６９はトランスバーサル（ＴＲＶ）イコライザ、１７１は位相回転部、１７２はディジタル式交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）、１７３は加算部、１７６は制御部（ＣＯＮＴ）、１７７〜１７９はそれぞれローパスフィルタ、１８０は位相回転部１７１用の電圧制御発振器（Ｘ ＶＣＯ） 、１８１は各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂ，１７０Ａ，１７０Ｂのためのクロック再生用の電圧制御発振器（ＣＬＫ ＶＣＯ） 、１８２はミキサ１６６用の電圧制御型の局部発振器（ＬＯ ＶＣＯ）である。なお、局部発振器１８２は、図９に示す電圧制御発振器２４２Ｂに相当する。
【００８７】
ここで、ミキサ（アナログ式直交検波部）１６６は、後述する局部発振器１８２から供給される搬送波再生信号に応じて、送信側１００（図９参照）から送信変調時に同期をとらないで送信されてきた互いに交差する２つの偏波（Ｖ偏波，Ｈ偏波）のうちの一方の受信偏波信号（例えば、Ｖ偏波信号）について周波数変換（ダウンコンバート）を施すとともに、このＶ偏波信号を検波して２系列からなる直交検波信号（ベースバンド信号）Ｉ，Ｑを得るものである。つまり、このミキサ１６６は、本実施形態では、同期検波部として構成されていることになる。
【００８８】
なお、この場合は、Ｖ偏波信号をミキサ１６６で検波したあとで且つ各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂでディジタル信号に変換する前の状態の各ベースバンド信号（アナログ信号）Ｉ，Ｑが、Ｈ偏波信号に干渉しているＶ偏波信号を補償するための干渉補償用の信号としてＨ偏波用の復調部１６Ｂへ出力されるようになっている。
【００８９】
また、各ロールオフフィルタ１６７Ａ，１６７Ｂは、これらの各直交検波信号Ｉ，Ｑの雑音成分などを除去するものであり、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂ（第１アナログ／ディジタル変換器）は、後述するクロック再生用の電圧制御発振器１８１から供給されるＡ／Ｄ変換用のタイミングクロックに従って、ミキサ１６６で得られた２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑをそれぞれディジタル信号に変換してディジタル復調信号Ｉ，Ｑを得るものである。
【００９０】
さらに、トランスバーサルイコライザ１６９は、第１実施形態にて前述したものと同様のもので、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑを時間的に遅延させて、過去のデータから現在のデータに含まれる歪み成分（伝送路から受けた歪み）を適応的に推定し、これに基づいて内部のタップ係数を制御してこの歪み成分を除去することにより、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂで得られたディジタル復調信号Ｉ，Ｑについて等化処理を施すものである。
【００９１】
また、各Ａ／Ｄ変換器１７０Ａ，１７０Ｂ（第２アナログ／ディジタル変換器）は、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂと同様に、電圧制御発振器１８１から供給されるＡ／Ｄ変換用のタイミングクロックに従って、つまり、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂと作動クロックが同期して、Ｈ偏波用の復調部１６Ｂから送られてくるアナログのＨ偏波信号（他方の受信偏波信号）をディジタル信号に変換するものである。
【００９２】
なお、この場合、Ｈ偏波用の復調部１６ＢからのＨ偏波信号としては、Ｈ偏波用のミキサ１６６にて２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑとして検波したあとで且つＨ偏波用の各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂでディジタル信号に変換する前の状態のベースバンド信号（アナログ信号）Ｉ，Ｑが送られてくるようになっている。
【００９３】
さらに、位相回転部１７１は、電圧制御発振器１８０から供給される３角関数（ｃｏｓθ，ｓｉｎθ）に応じて、各Ａ／Ｄ変換器１７０Ａ，１７０Ｂの出力について、位相回転を施すことにより、周波数補正を施すもので、本実施形態では、例えば、図１１に示すように、乗算器１８３〜１８８と入力される信号値に「−１」を乗算することによりその信号値を反転する反転器１８９とを有して構成され、各Ａ／Ｄ変換器１７０Ａ，１７０Ｂから入力されるディジタル信号をそれぞれＩＩＮ，ＱＩＮと表し、出力をＩＯＵＴ ，ＱＯＵＴ と表した場合に、
ＩＯＵＴ ＝ＩＩＮ・ｃｏｓθ−ＱＩＮ・ｓｉｎθ・・・（１５）
ＱＯＵＴ ＝ＩＩＮ・ｓｉｎθ−ＱＩＮ・ｃｏｓθ・・・（１６）
という演算が施されるようになっており、これにより、入力されたディジタル信号ＩＩＮ，ＱＩＮに対する周波数補正が施されるようになっている。
【００９４】
また、ディジタル式交差偏波間補償部１７２は、この位相回転部１７２の出力（ＩＯＵＴ ，ＱＯＵＴ ）を受けてトランスバーサルイコライザ１６９の出力を補償するための補償信号ＩＸＰＩＣ，ＱＸＰＩＣを出力するものであり、加算部１７３は、トランスバーサルイコライザ１６９の出力とディジタル式交差偏波間補償部１７２の出力とを加算するものであり、この場合も、トランスバーサルイコライザ１６９により等化処理を施された各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑと、ディジタル式交差偏波間補償部１７２からの各補償信号ＩＸＰＩＣ，ＱＸＰＩＣとが、それぞれ加算器１７４，１７５で加算されるようになっている。
【００９５】
さらに、制御部１７６は、ディジタル式交差偏波間補償部１７２の入力情報と加算部１７３から出力されるディジタル復調信号Ｉ，Ｑについての誤差信号（出力情報）とに基づいて、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との同期が外れていることにより生じている周波数誤差を検出し、これに応じて電圧制御発振器１８０の発振周波数（ｃｏｓθ，ｓｉｎθ）を制御することにより、位相回転部１７１での周波数補正を制御するものである。
【００９６】
ここで、上述の誤差信号とは、ディジタル復調信号Ｉの信号ビットより下位のビットをいう。例えば、送信信号の変調方式が６４ＱＡＭで８ビット精度であった場合、図１２に示すように、３ビットの信号ビット（Ｄ１〜Ｄ３）よりも下位の５ビット（Ｅ１〜Ｅ５）が誤差を表す量（誤差信号）となる。従って、誤差ｅは、
ｅ＝２４ ・Ｅ１＋２３ ・Ｅ２＋２２ ・Ｅ３＋２１ ・Ｅ２＋Ｅ１・・・（１７）
と表すことができる。
【００９７】
今、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑの誤差をそれぞれｅＩ ，ｅＱ と表し、Ｈ偏波信号の同期外れ分（位相ずれ分）をΔθとすると、誤差ｅＩ （ｅＱ ）は、
ｅＩ （ｅＱ ）＝αＨ（ｆ）−α′Ｈ（ｆ−Δθ）・・・（１８）
と表される。なお、α，α′は交差偏波間補償部１７２によりほとんど等しくなる。
【００９８】
例えば、図１３に示すように、送信信号が４相ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）により変調されていた場合、交差偏波間補償部１７２により補償すべき信号点ＡがΔθだけずれた点Ａ′にあったとすると、本来、交差偏波間補償部１７２により、ＸＩ−ＸＱ座標の原点である点Ｓへ補償されるべき信号点Ａが点Ｓ′へ補償されてしまうことになる。
【００９９】
このときのΔθは、Ｓ点を始点とするベクトルＳＳ′に比例するので、疑似的に、このベクトルＳＳ′に等しいと考えることができる。また、ベクトルの演算では、ＳＳ′≒ｅＩ ＋ｅＱ であるので、ディジタル式交差偏波間補償部１７２の入力信号（Ｈ偏波信号）の大きさをｄＩ ，ｄＱ と表し、ｄＩ ，ｄＱ の極性ビット（１ビットからなる極性情報：図１２中のＤ１に相当する）をｄＩ（Ｄ１） ，ｄＱ（Ｄ１） と表せば、位相誤差Δθは、
Δθ≒ｅＩ ×ｄＱ（Ｄ１） −ｅＱ ×ｄＩ（Ｄ１） ・・・（１９）
となる。
【０１００】
従って、上述の制御部１７６は、この式（１９）から位相誤差Δθを算出し、これを電圧制御発振器１８０へ出力すれば、電圧制御発振器１８０によって、この位相誤差Δθが“０”となるように発振周波数（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）を制御することができることになる。
このため、制御部１７６は、例えば、図１４に示すように、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑの誤差情報ｅＩ （Ａ），ｅＱ （Ｂ），ディジタル式交差偏波間補償部１７２の入力信号の極性情報ｄＩ（Ｄ１） （Ｃ），ｄＱ（Ｄ１） （Ｄ）を入力として、「Ａ×Ｄ−Ｂ×Ｃ」なる演算を行なうようなメモリ１９１を用いて構成される。
【０１０１】
つまり、この制御部１７６は、ディジタル式交差偏波間補償部１７２の入力についての極性情報ｄＩ（Ｄ１） ，ｄＱ（Ｄ１） と加算部１７３の出力についての誤差情報ｅＩ ，ｅＱ とから、位相回転部１７１を制御するための位相誤差（位相ずれ情報）Δθを求めて、これを位相回転部１７１用の制御信号として出力するように構成される。なお、この制御部１７６は、上記の４入力（Ａ〜Ｄ）に対応した位相誤差Δθを出力するような対応テーブルとして構成してもよい。
【０１０２】
次に、電圧制御発振器１８０は、上述のごとく制御部１７６からの位相誤差Δθをローパスフィルタ１７７で積分することにより得られる発振周波数の誤差Δｆを入力として、この周波数誤差Δｆが“０”となるような発振周波数（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）を生成して位相回転部１７１へ出力するものである。
このため、この電圧制御発振器１８０は、例えば、図１５に示すように、加算器１９２及びフリップフロップ（ＦＦ）回路１９４からなるアキュムレータ１９２とメモリ（ＲＯＭ）１９５で構成され、周波数誤差Δｆをアキュムレータ１９２で積分することにより得られる位相θに応じた値（ｃｏｓθ，ｓｉｎθ）がメモリ１９５で生成され位相回転部１７１へ供給されるようになっている。
【０１０３】
このような構成により、上述のＶ偏波用の復調部１６Ａでは、受信されたＶ偏波信号，Ｈ偏波信号のうちのＶ偏波信号が、ミキサ１６６で局部発振器１８２からの搬送波再生信号に応じてダウンコンバートされるとともに、直交検波が施されることにより２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑが得られ、それぞれの雑音成分などが各ロールオフフィルタ１６７Ａ，１６７Ｂで除去される。
【０１０４】
そして、各直交検波信号Ｉ，Ｑは、Ｈ偏波用のディジタル式交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）１７２による交差偏波間補償の際に使用される信号としてＨ偏波用の復調部１６Ｂへ出力される一方、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂでディジタル信号Ｉ，Ｑに変換され、トランスバーサルイコライザ１６９で歪みの等化処理が施される。
【０１０５】
一方、Ｈ偏波用の復調部２０４Ｂから送られてきたＨ偏波信号（Ｈ偏波信号をＨ偏波用のミキサ１６６にて検波したあとで且つＨ偏波用の各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂでディジタル信号に変換する前の状態の各ベースバンド信号Ｉ，Ｑ）は、各Ａ／Ｄ変換器１７０Ａ，１７０Ｂによって、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂと同期した作動クロックに従って、ディジタル信号Ｉ，Ｑに変換され位相回転部１７１へ出力される。
【０１０６】
また、このとき、制御部１７６では、図１４により前述したごとく、ディジタル式交差偏波間補償部１７２の入力についての極性ビットｄＩ（Ｄ１） （Ｃ），ｄＱ（Ｄ１） （Ｄ）と加算部１７３から出力されるディジタル復調信号Ｉ，Ｑについての誤差信号ｅＩ （Ａ），ｅＱ （Ｂ）について、メモリ１９１で「Ａ×Ｄ−Ｂ×Ｃ」なる演算を施すことにより、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との同期外れ分を示す位相誤差Δθを検出しており、この位相誤差Δθがローパスフィルタ１７７で積分されたのち電圧制御発振器１８０へ出力されることにより、電圧制御発振器１８０からこの位相誤差Δθ（周波数誤差Δｆ）を“０”にするような３角関数信号（ｃｏｓθ，ｓｉｎθ）が位相回転部１７１へ供給されている。
【０１０７】
これにより、位相回転部１７１では、この電圧制御発振器１８０からの３角波信号を受けて、各Ａ／Ｄ変換器１７０Ａ，１７０Ｂから入力されたディジタル信号ＩＩＮ，ＱＩＮに対して、乗算器１８３〜１８８，反転器１８９（図１１参照）で、式（１５），式（１６）で表される演算を施すことにより、ディジタル信号ＩＩＮ，ＱＩＮの周波数補正が施され、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との同期外れが補正されてディジタル式交差偏波間補償部１７２へ出力される。
【０１０８】
この結果、加算部１７４では、トランスバーサルイコライザ１６９により等化処理を施された各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑと、ディジタル式交差偏波間補償部１７２で生成される各補償信号ＩＸＰＩＣ，ＱＸＰＩＣとが、同期してそれぞれ加算器１７４，１７５で加算され、これにより、Ｈ偏波信号が干渉しているトランスバーサルイコライザ１６９の出力が補償される。
【０１０９】
なお、Ｈ偏波用の復調部１６ＢによるＨ偏波信号の干渉成分（Ｖ偏波信号）の補償も、このＶ偏波用の復調部１６Ａと同様にして行なわれる。
つまり、本実施形態における復調部（交差偏波間補償装置）１６Ａでは、送信変調時に同期をとらないで送信されてきたＶ偏波，Ｈ偏波のうちのＶ偏波信号（一方の受信偏波信号）について、ミキサ１６６でダウンコンバート及び検波を施すとともに、Ｈ偏波用の復調部１６Ｂから送られてくる干渉補償用のＨ偏波信号（他方の受信偏波信号をダウンコンバートしたあとの信号）について、位相回転部１７１で位相回転を施すことにより、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号との同期外れ（周波数誤差）の補正を施してから、この補正後の信号を交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）１７２へ供給し、更に交差偏波間補償部１７２の出力でＶ偏波用の復調部２０４Ａの出力を補償するのである。
【０１１０】
従って、本実施形態における復調部（交差偏波間補償装置）１６Ａ（１６Ｂ）によれば、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号との同期を送信側の送信変調時に取らなくとも、極めて容易に、交差偏波間干渉補償を行なうことができ、これにより、交差偏波間干渉補償の低コスト化に大いに寄与する。
また、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との同期を送信側で取らないので、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号（Ｈ偏波信号と干渉補償用のＶ偏波信号）との同期を取る際の周波数の微調整も、極めて容易に行なえるようになる。
【０１１１】
なお、上述の制御部１７６で検出される位相回転部１７１を制御するための位相誤差Δθは、ディジタル式交差偏波間補償部１７２の入力についての極性ビットｄＩ（Ｄ１） ，ｄＱ（Ｄ１） と、加算部１７３の出力についての誤差情報ｅＩ ，ｅＱ とから算出することにより求めていたが、ディジタル式交差偏波間補償部１７２の入力についての極性ビットｄＩ（Ｄ１） ，ｄＱ（Ｄ１） と、加算部１７３の出力についての誤差ｅＩ ，ｅＱ の極性ビットｅＩ（Ｄ１） ，ｅＱ（Ｄ１） との排他的論理和情報から求めることもできる。
【０１１２】
従って、この場合、制御部１７６は、例えば、図１６（ａ）に示すように、極性ビットｅＩ（Ｄ１） ，ｄＱ（Ｄ１） を入力とするＥＸ−ＯＲゲート（排他的論理和演算素子）１９６Ａのみを、もしくは、図１６（ｂ）に示すように、極性ビットｅＱ（Ｄ１） ，ｄＩ（Ｄ１） を入力とするＥＸ−ＯＲゲート１９６Ｂと反転ゲート１９７のみを用いて構成することができ、より簡素な構成で、制御部１７６を実現できることになる。
【０１１３】
また、この制御部１７６は、図１７に示すように、図１６（ａ），（ｂ）にそれぞれ示す回路の出力の和を加算器１９８で取るように構成すれば、より精度高く位相誤差Δθを得ることができるようになる。
（ｂ−１）第２実施形態の変形例の説明
図１８は第２実施形態の変形例を示すブロック図であるが、この図１８に示す復調部（交差偏波間補償装置）１６は、図１０により前述したものに比して、位相回転部１７１′と、この位相回転部１７１′用の電圧制御発振器（ＶＣＯ）１８０′と、電圧制御型の局部発振器（ＬＯ ＯＳＣ）１８２′とをそなえて構成されている点が異なる。
【０１１４】
ここで、位相回転部１７１′は、図１１により前述した位相回転部１７１と同様の構成を有するもので、電圧制御発振器１８０′から供給される３角波信号（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）を受けて、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂ（第１アナログ／ディジタル変換器）からの出力について、式（１５），式（１６）で示される演算を施すことにより、位相回転部１７１と同様に、周波数補正を行なうものである。
【０１１５】
また、電圧制御発振器１８０′は、図１５にて前述した電圧制御発振器１８０と同様の構成を有するもので、制御部（ＣＯＮＴ）１７６で得られる位相回転部１７１′での周波数補正を制御するための位相誤差（位相ずれ情報）Δθに応じて、３角波信号を発生して位相回転部１７１′へ供給するものである。
さらに、局部発振器１８２′は、ミキサ（直交検波部）１６６でのダウンコンバート，直交検波の際に用いられる搬送波再生信号を発生してミキサ１６６へ供給するものであるが、本変形例では、制御部１７６からの情報をフィードバックせず、独立してミキサ１６６用の搬送波再生信号を発生してミキサ１６６へ供給するようになっている。
【０１１６】
つまり、本変形例における復調部１６Ａは、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂからの出力について、位相回転を施すことにより、周波数補正を施す位相回転部１７１′をそなえることにより、この位相回転部１７１とミキサ１６１とで準同期検波部が構成されているのである。
従って、本変形例でも、各位相回転部１７１，１７１′によってＶ偏波信号，干渉補償用のＨ偏波信号のそれぞれについて位相回転を施すことにより周波数補正を施して、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号との同期を取ることができるので、送信側の送信変調時に同期を取らずに送信されてきたＶ偏波信号，Ｈ偏波信号に対しても、極めて容易に、交差偏波間干渉補償を行なうことができ、これにより、交差偏波間干渉補償の低コスト化に大いに寄与する。
【０１１７】
また、この場合も、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との同期を送信側で取らないので、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号との同期を取る際の周波数の微調整も、極めて容易に行なえるようになる。
なお、Ｈ偏波用の復調部１６Ｂは、このＶ偏波用の復調部１６Ａと同様の構成を有しており、このＨ偏波用の復調部１６ＢによるＨ偏波信号の干渉成分（Ｖ偏波信号）の補償も、このＶ偏波用の復調部１６Ａと同様にして行なわれる。
【０１１８】
（ｃ）第３実施形態の説明
図１９は本発明の第３実施形態を示すブロック図であるが、この図１９に示す復調部（交差偏波間補償装置）１６Ａは、第２実施形態において、図１０に示したアナログ復調方式を用いた復調部１６Ａを、ディジタル復調方式を用いた構成としたものである。
【０１１９】
すなわち、この図１９に示す復調部１６Ａは、ダウンコンバータ１６６′，Ａ／Ｄ変換器１６８，１７０，ディジタル式直交検波部１７１Ａ，ロールオフフィルタ１６７Ａ〜１６７Ｄ，トランスバーサルイコライザ１６９，ディジタル式の位相回転部１７１Ｂ，ディジタル式交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）１７２，加算部１７３，制御部（ＣＯＮＴ），ローパスフィルタ１７７〜１７９，位相回転部１７１Ｂ用の電圧制御発振器（ＸＶＣＯ）１８０，各Ａ／Ｄ変換器１６８，１７０へのクロック再生用の電圧制御発振器（ＣＬＫ ＶＣＯ） １８１及びダウンコンバータ１６６′用の搬送波再生信号を発生する局部発振器（ＬＯ ＶＣＯ）１８２をそなえて構成されている。
【０１２０】
なお、各ロールオフフィルタ１６７Ａ〜１６７Ｄ，トランスバーサルイコライザ１６９，ディジタル式交差偏波間補償部１７２，加算部１７３，制御部（ＣＯＮＴ），ローパスフィルタ１７７〜１７９，電圧制御発振器１８０，１８１及び局部発振器１８２は、いずれも第２実施形態にて前述したものと同様のものである。
【０１２１】
ここで、ダウンコンバータ（周波数変換部）１６６′は、制御部１７６からの情報を受けて局部発振器１８２から供給される搬送波再生信号に応じて、送信変調時に同期をとらないで送信されてきた互いに交差する２つの偏波（Ｖ偏波，Ｈ偏波）のうちのＶ偏波信号（一方の受信偏波信号）についてダウンコンバートを施すことにより、Ｖ偏波信号の周波数をＡ／Ｄ変換器１６８でＡ／Ｄ変換が可能な周波数（ＩＦ帯）にまで落とすものである。
【０１２２】
つまり、本実施形態では、ダウンコンバータ１６６′によるダウンコンバートが、ディジタル式直交検波部１７１Ａによる検波後の出力をフィードバックすることにより行なわれる同期検波方式が採用されている。
なお、この場合は、Ｖ偏波信号をダウンコンバータ１６６′でダウンコンバートしたあとのアナログ信号が、Ｈ偏波信号に干渉しているＶ偏波信号を補償するための交差偏波間補償用の信号としてＨ偏波用の復調部２０４Ｂへ出力されるようになっている。
【０１２３】
また、Ａ／Ｄ変換器１６８は、電圧制御発振器１８１から供給されるＡ／Ｄ変換用のタイミングクロックに従って、ダウンコンバータ１６６′でダウンコンバートされたＶ偏波信号をディジタル信号に変換するものであり、ディジタル式直交検波部１７１Ａは、Ａ／Ｄ変換器１６８でディジタル信号に変換されたＶ偏波信号を検波して２系列からなるディジタル直交検波信号（ディジタル復調信号）Ｉ，Ｑを得るものである。
【０１２４】
さらに、Ａ／Ｄ変換器１７０は、Ｈ偏波用の復調部２０４Ｂから送られてくる、Ｈ偏波信号（他方の受信偏波信号）をダウンコンバートしたあとの交差偏波間補償用のアナログ信号を、電圧制御発振器１８１から供給されるタイミングクロックに従って、つまり、Ａ／Ｄ変換器１６８と作動クロックが同期して、ディジタル信号に変換するものである。
【０１２５】
つまり、本実施形態でも、後述するディジタル式の位相回転部１７１Ｂへ入力される信号として、Ｈ偏波信号をダウンコンバートしたあとのアナログ信号が使用されるため、位相回転部１７１Ｂの前段に、ダウンコンバータ１６６′でダウンコンバートされたＶ偏波信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１６８と作動クロックが同期するＡ／Ｄ変換器１７０が設けられているのである。
【０１２６】
また、位相回転部１７１Ｂは、Ａ／Ｄ変換器１７０の出力を受けて、つまり、受信されたＶ偏波，Ｈ偏波のうちのＨ偏波信号をＨ偏波用の復調部２０４Ｂでダウンコンバートしたあとで且つＨ偏波用のディジタル式直交検波部１７１Ａにて検波される前の状態の信号をディジタル信号として受けて、これに位相回転を施すことにより、周波数補正を施すものである。
【０１２７】
なお、この位相回転部１７１Ｂは、ディジタル式直交検波部１７１Ａと同様の構成を有するものであるが、第２実施形態にて前述したごとく、制御部１７６で得られるＶ偏波信号とＨ偏波信号との同期外れ分（位相誤差）Δθに応じて電圧制御発振器１８０から供給される３角関数信号（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）に従って、この位相誤差Δθを“０”にするような位相回転を施すようになっている。
【０１２８】
このような構成により、この図１９に示す復調部（交差偏波間補償装置）１６Ａでは、送信変調時に同期を取らないで送られてきたＶ偏波，Ｈ偏波のうちの一方のＶ偏波信号が、ダウンコンバータ１６６′でＩＦ信号にダウンコンバートされ、このダウンコンバートされたあとのアナログ信号が、Ｈ偏波用の復調部２０４ＢへＨ偏波信号に干渉しているＶ偏波信号を補償するための補償用信号として出力されるとともに、Ａ／Ｄ変換器１６８で、制御部１７６からクロック位相ずれ情報を受けて制御される電圧制御発振器１８１からのタイミングクロックに従って、最適なクロック位相でディジタル信号に変換される。
【０１２９】
そして、これ以降の処理は全てディジタル信号で行なわれ、このディジタル信号に対してディジタル式直交検波部１７１Ａで直交検波が施されることにより、２系列からなるディジタル復調信号Ｉ，Ｑが得られ、それぞれ各ロールオフフィルタ１６７Ａ，１６７Ｂで雑音成分が除去されたのち、トランスバーサルイコライザで歪み成分の等化処理が施される。
【０１３０】
一方、Ｈ偏波用の復調部２０４Ｂから送られてくるアナログ信号（Ｈ偏波用の復調部２０４ＢでダウンコンバートされたあとのアナログのＨ偏波信号）は、Ａ／Ｄ変換器１７０によって、Ａ／Ｄ変換器１６８と同期した作動クロックでディジタル信号に変換され、位相回転部１７１Ｂへ出力されて、以降の処理が全てディジタル信号を用いて行なわれる。
【０１３１】
そして、このとき、制御部１７６では、第２実施形態にて前述したごとく、ディジタル式交差偏波間補償部１７２への入力情報と加算部１７３の出力情報とに基づいて、位相回転部１７１Ｂを制御するための位相誤差Δθを求めており、これを電圧制御発振器１８０へ供給することにより、位相回転部１７１Ｂへ供給される３角関数信号が制御される。
【０１３２】
これにより、位相回転部１７１Ｂでは、電圧制御発振器１８０からの３角関数信号に応じて、Ａ／Ｄ変換器１７０からのディジタル信号（干渉補償用のＨ偏波信号）に対して直交検波と位相回転とが施されて周波数補正がなされた２系列のディジタル信号が得られ、ディジタル式交差偏波間補償部１７２へ出力される。そして、ディジタル式交差偏波間補償部１７２では、周波数補正がなされることによりＶ偏波信号と同期が取られた各ディジタル信号（Ｈ偏波信号）を基に、トランスバーサルイコライザ１６９の出力に干渉成分として含まれているＨ偏波信号を補償するための補償信号ＩＸＰＩＣ，ＱＸＰＩＣが生成されて加算部１７３へ出力され、各加算器１７４，１７５でそれぞれトランスバーサルイコライザ１６９で等化処理を施されたディジタル復調信号Ｉ，Ｑと加算されることにより、Ｖ偏波信号の干渉成分（Ｈ偏波信号）が補償される。
【０１３３】
従って、本実施形態における復調部（交差偏波間補償装置）１６Ａでも、ディジタル式交差偏波間補償部１５６による交差偏波間補償を含め、Ａ／Ｄ変換１６８，１７０以降の処理を全てディジタル信号で行なうことができ、これにより、極めて精度高く、交差間偏波干渉の補償を行なうことができるようになる。
また、これにより、ディジタル式直交検波部１７１Ａ，トランスバーサルイコライザ１６９，ディジタル式交差偏波間補償部１７２，位相回転部１７１Ｂ及び加算部１７３をＬＳＩ化することができるようになるので、復調部（交差偏波間補償装置）１６Ａの小型化、低コスト化にも大いに寄与する。
【０１３４】
さらに、本実施形態では、位相回転部１７１Ｂによって干渉補償用のＨ偏波信号について位相回転を施すことにより周波数補正を施して、これらの信号の同期を取ることができるので、送信側の送信変調時に同期を取らずに送信されてきたＶ偏波信号，Ｈ偏波信号に対しても、極めて容易に、交差偏波間干渉補償を行なうことができ、これにより、交差偏波間干渉補償の低コスト化に大いに寄与する。
【０１３５】
また、この場合も、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との同期を送信側で取らないので、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号との同期を受信側で取る際の周波数の微調整も、極めて容易に行なえるようになる。
なお、この場合も、Ｈ偏波用の復調部１６Ｂは、この図１９に示すＶ偏波用の復調部１６Ａと同様の構成を有しており、Ｈ偏波用の復調部１４ＢによるＨ偏波信号の干渉成分（Ｖ偏波信号）の補償も、このＶ偏波用の復調部１４Ａと同様にして行なわれる。
【０１３６】
（ｃ−１）第３実施形態の第１変形例の説明
図２０は本発明の第３実施形態の第１変形例を示すブロック図であるが、この図２０に示す復調部１６Ａは、第１実施形態において図７により前述したものと同様に、位相回転部１７１Ｂへ入力される信号として、Ｈ偏波信号をＩＦ信号にダウンコンバートし更にこれをＡ／Ｄ変換器１６８でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号（Ｘ ＩＦ）が使用されるようになっており、このため、位相回転部１７１Ｂの前段に、Ｖ偏波，Ｈ偏波の両偏波間のクロック位相の不確定性を除去するためのＩ／Ｏメモリ１６１が設けられている。なお、他の構成要素はいずれも図１９により前述したものと同様のものであり、Ｉ／Ｏメモリ１６１は、図８に示すものと同様のものである。
【０１３７】
このような構成により、このＶ偏波用の復調部１６Ａでも、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂで電圧制御発振器１８１のタイミングクロックに従ってＡ／Ｄ変換されて送られてきたＨ偏波信号のデータを、自己（Ｖ偏波用の復調部２０４Ａ）の電圧制御発振器１８１のタイミングクロックに従って、このＩ／Ｏメモリ１６１から読み出すことにより、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との間のクロック位相の不確定性を除去することができる。
【０１３８】
従って、この場合も、各偏波信号にジッタなどがあっても、安定して確実に、Ｖ偏波用，Ｈ偏波用の各復調部１４Ａ，１４Ｂ間でのＶ偏波信号，Ｈ偏信号の遣り取りをディジタル信号で行なうことができるようになる。
（ｃ−２）第３実施形態の第２変形例の説明
図２１は本発明の第３実施形態の第２変形例を示すブロック図であるが、この図２１に示す復調部１６Ａは、図１９に示す構成において、ダウンコンバータ１６６′によるダウンコンバートが、ディジタル式直交検波部１７１Ａによる検波後の出力をフィードバックしない準同期検波方式が採用された構成となっている。
【０１３９】
このため、本変形例では、図１８により前述したものと同様に、ダウンコンバータ１６６′用の電圧制御型の局部発振器１８２′が独立に設けられ、ディジタル式直交検波部１７１Ａ用の電圧制御発振器１８０′が設けられている。
これにより、本変形例でも、ディジタル式直交検波部１７１Ａ，位相回転部１７１ＢによってＶ偏波信号，干渉補償用のＨ偏波信号のそれぞれについて位相回転を施すことにより周波数補正を施して、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号との同期を取ることができるので、送信変調時に同期を取らずに送信されてきたＶ偏波信号，Ｈ偏波信号に対しても、極めて容易に、交差偏波間干渉補償を行なうことができ、これにより、交差偏波間干渉補償の低コスト化に大いに寄与する。
【０１４０】
また、この場合も、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との同期を送信側で取らないので、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号との同期を取る際の周波数の微調整も、極めて容易に行なえるようになる。
なお、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂは、この図２１に示すＶ偏波用の復調部１４Ａと同様の構成を有しており、このＨ偏波用の復調部１４ＢによるＨ偏波信号の干渉成分（Ｖ偏波信号）の補償も、上述のＶ偏波用の復調部１４Ａと同様にして行なわれる。
【０１４１】
（ｃ−３）第３実施形態の第２変形例の説明
図２２は本発明の第３実施形態の第２変形例を示すブロック図であるが、この図２２に示す復調部１６Ａは、図２１に示す準同期検波方式が採用されたものについて、図２０により前述したのと同様に、Ｉ／Ｏメモリ１６１を設けた構成となっている。
【０１４２】
つまり、本変形例では、位相回転部１７１Ｂへ入力される信号として、Ｈ偏波信号（Ｖ偏波信号）をダウンコンバートし更にこれをＡ／Ｄ変換器１６８でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号を使用するため、位相回転部１７１Ｂの前段にＩ／Ｏメモリ１６１を設けることにより、Ｖ偏波，Ｈ偏波の両偏波間のクロック位相の不確定性を除去するようになっているのである。
【０１４３】
これにより、このＶ偏波用の復調部１６Ａでも、Ｈ偏波用の復調部１６Ｂで電圧制御発振器１８１のタイミングクロックに従ってＡ／Ｄ変換されて送られてきたＨ偏波信号のデータを、自己（Ｖ偏波用の復調部１６Ａ）の電圧制御発振器１８１のタイミングクロックに従って、このＩ／Ｏメモリ１６１から読み出すことにより、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との間のクロック位相の不確定性を除去することができる。
【０１４４】
従って、第１変形例にて前述したものと同様の利点ないし効果が得られるほか、この場合も、各偏波信号にジッタなどがあっても、安定して確実に、Ｖ偏波用，Ｈ偏波用の各復調部１４Ａ，１４Ｂ間でのＶ偏波信号，Ｈ偏信号の遣り取りをディジタル信号で行なうことができるようになる。
【０１４５】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明の交差偏波間補償装置によれば、受信された互いに交差する２つの偏波のうちの一方の偏波信号について周波数変換してから、これをアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換したのち、ディジタル復調部にて検波するとともに、上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他方の偏波信号を周波数変換したあとで且つディジタル式復調部にて検波される前の状態の信号をディジタル式交差偏波間補償部へ供給し、更に、この交差偏波間補償部の出力で一方の偏波信号用の上記ディジタル式復調部の出力を補償するので、アナログ／ディジタル変換器以降の処理をディジタル信号で行なうことができ、これにより、極めて精度高く、交差偏波間の補償を行なうことができる利点がある。
【０１４６】
また、このとき、交差偏波間補償部へ入力される信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換したあとのアナログ信号を使用すれば、容易に、交差偏波間補償を実現できる。
さらに、交差偏波間補償部へ入力される信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換し更にこれをアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号を使用すれば、このディジタル信号をそのまま交差偏波間補償部で使用できるので、より簡素な構成で、交差偏波間補償を実現できる。
【０１４７】
具体的に、交差偏波間補償部へ入力される信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換したあとのアナログ信号が使用される場合においては、ディジタル式交差偏波間補償部の前段に、周波数変換部で周波数変換された上記一方の偏波信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器と作動クロックが同期するアナログ／ディジタル変換器を設ければ、交差偏波間補償部へ入力される信号をディジタル信号に変換できるので、極めて容易に、本装置を実現できる。また、異偏波側からの補償用の偏波信号が空間での干渉時と同期している必要があるという条件を容易に満たすことができる。
【０１４８】
一方、交差偏波間補償部へ入力される信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換し更にこれをアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号が使用される場合においては、ディジタル式交差偏波間補償部の前段に、上記アナログ／ディジタル変換器の作動クロックと同じクロックを受けて動作し、上記ディジタル信号を受けて両偏波間のクロック位相の不確定性を除去するためのメモリを設ければ、より精度の高い信号を交差偏波間補償部へ入力することができるので、さらに、高精度に、交差偏波間の補償を行なうことができるようになる。
【０１４９】
なお、上記のディジタル式直交検波部，ディジタル式等化部，ディジタル式交差偏波間補償部及び加算部は、いずれもディジタル信号を入力としているので、これら全てをＬＳＩ化することができ、交差偏波間補償装置の小型化，低コスト化に大いに寄与する。
また、本発明の交差偏波間補償装置によれば、送信変調時に同期をとらないで送信されてきた互いに交差する２つの偏波のうちの一方の受信偏波信号について、アナログ式直交検波部（同期検波部もしくは準同期検波部）で周波数変換及び検波を施すとともに、上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他方の受信偏波信号を周波数変換したあとの信号について、位相回転部で制御部からの制御信号に応じて位相回転を施すことにより、周波数補正を施してから、この補正後の信号を交差偏波間補償部へ供給し、更に交差偏波間補償部の出力で一方の偏波信号用の復調部の出力を補償するので、送信側の送信変調時に同期を取らずに送信されてきた各偏波信号に対しても、極めて容易に、交差偏波間補償を施すことができ、これにより、交差偏波間干渉補償装置の低コスト化にも大いに寄与する。また、両偏波信号の同期を送信側で取らないので、両偏波信号の同期を取る際の周波数の微調整も、極めて容易に行なえるようになる。
【０１５０】
さらに、本発明の交差偏波間補償方法及び交差偏波間補償装置によれば、上述のアナログ式直交検波部に代えてディジタル式直交検波部を用いることにより、送信側の送信変調時に同期を取らずに送信されてきた各偏波信号に対しても、より高精度に、交差偏波間補償を施すことができる。
また、このとき、位相回転部へ入力される信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換したあとのアナログ信号が使用される場合においては、位相回転部の前段に、周波数変換部で周波数変換された一方の受信偏波信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器と作動クロックが同期するアナログ／ディジタル変換器が設けられるので、交差偏波間補償部へ入力される信号をディジタル信号に変換でき、極めて容易に、本交差偏波間補償装置を実現できる。また、異偏波側からの補償用の偏波信号が空間での干渉時と同期している必要があるという条件を容易に満たすことができる。
【０１５１】
一方、位相回転部へ入力される信号として、上記の他方の受信偏波信号を周波数変換し更にこれをアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号が使用される場合においては、位相回転部の前段に、上記アナログ／ディジタル変換器の作動クロックと同じクロックを受けて動作し、上記ディジタル信号を受けて両偏波間のクロック位相の不確定性を除去するためのメモリが設けられるので、より精度の高い信号を交差偏波間補償部へ入力することができ、これにより、さらに、高精度に、交差偏波間の補償を行なうことができるようになる。
【０１５２】
また、この場合も、ディジタル式直交検波部，ディジタル式等化部，ディジタル式交差偏波間補償部及び加算部は、いずれもディジタル信号を入力としているので、これら全てをＬＳＩ化することができ、交差偏波間補償装置の小型化，低コスト化に大いに寄与する。
さらに、この場合、周波数変換部による周波数変換に、検波後の出力をフィードバックすることにより行なわれる同期検波方式を採用してもよく、検波後の出力をフィードバックしない準同期検波方式を採用してもよいので、回路設計上の柔軟性などに大いに寄与する。
【０１５３】
また、上述の制御部は、ディジタル式交差偏波間補償部の入力ついての極性情報と加算部の出力についての誤差情報とから、位相回転部を制御するための位相ずれ情報を求めて、これを位相回転部制御信号として出力するように構成されるので、簡素な構成で、且つ、確実に、位相回転部での位相回転による周波数補正を制御することができる。
【０１５４】
さらに、この制御部は、ディジタル式交差偏波間補償部の入力についての極性情報と加算部の出力についての誤差の極性情報との排他的論理和情報から、位相回転部を制御するための位相ずれ情報を求めて、これを位相回転部制御信号として出力するように構成してもよいので、より簡素な構成で、位相回転部での位相回転による周波数補正を制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の発明の原理ブロック図である。
【図２】第２の発明の原理ブロック図である。
【図３】第３の発明の原理ブロック図である。
【図４】本発明の第１実施形態としての交差偏波間補償装置が適用される無線装置の受信部の構成を示すブロック図である。
【図５】第１実施形態における復調部の詳細構成を示すブロック図である。
【図６】第１実施形態における復調部の変形例を示すブロック図である。
【図７】第１実施形態における復調部の他の変形例を示すブロック図である。
【図８】第１実施形態におけるＩ／Ｏメモリの構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図１０】第２実施形態における復調部の構成を示すブロック図である。
【図１１】第２実施形態における位相回転部の構成を示すブロック図である。
【図１２】第２実施形態における復調部で用いられる誤差信号を説明するための図である。
【図１３】第２実施形態における復調部での位相誤差を得る動作を説明するための図である。
【図１４】第２実施形態における制御部の構成を示すブロック図である。
【図１５】第２実施形態における電圧制御発振器の構成を示すブロック図である。
【図１６】（ａ），（ｂ）はそれぞれ第２実施形態における制御部の他の構成を示すブロック図である。
【図１７】第２実施形態における制御部の他の構成を示すブロック図である。
【図１８】第２実施形態の変形例を示すブロック図である。
【図１９】本発明の第３実施形態を示すブロック図である。
【図２０】第３実施形態の第１変形例を示すブロック図である。
【図２１】第３実施形態の第２変形例を示すブロック図である。
【図２２】第３実施形態の第３変形例を示すブロック図である。
【図２３】従来の一般的な交差偏波を用いた無線伝送方式における送信側，受信側の構成の一例を示すブロック図である。
【図２４】従来のアナログ復調方式を用いた復調部の構成の一例を示すブロック図である。
【図２５】従来のディジタル復調方式を用いた復調部の構成の一例を示すブロック図である。
【図２６】従来の交差偏波間干渉補償を行なう場合に用いられるアナログ復調方式の復調部の構成の一例を示すブロック図である。
【図２７】従来の交差偏波間干渉補償での周波数関係の一例を示す図である。
【符号の説明】
１Ａ，１Ｃ 周波数変換部
１Ｂ アナログ式直交検波部
２Ａ，２Ｃ アナログ／ディジタル変換器
２Ｂ 第１アナログ／ディジタル変換器
３Ａ，３Ｃ，１５２Ａ，１５２Ｂ，１７１Ａ，２２３ ディジタル式直交検波部
３Ｂ，４Ａ，４Ｃ ディジタル式等化部
４Ｂ 第２アナログ／ディジタル変換器
５Ａ，６Ｂ，６Ｃ，１５６，１７２，２３２ ディジタル式交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）
５Ｂ，５Ｃ，１７１，１７１′，１７１Ｂ 位相回転部
６Ａ，７Ｂ，７Ｃ，１４８，１７３，２３３ 加算部
８Ｂ，８Ｃ 制御部
１１，２０１ 受信アンテナ
１２，１０３，２０２ ハイブリッド（Ｈ）
１３Ａ，１３Ｂ 受信部
１４Ａ，１４Ｂ，１６Ａ，１６Ｂ 復調部（交差偏波間補償装置）
１００ 送信側
１０１Ａ，１０１Ｂ 変調部（ＭＯＤ）
１０２Ａ，１０２Ｂ 送信部（ＴＸ）
１０４ 送信アンテナ
１０５Ａ，１０５Ｂ，１０６Ａ，１０６Ｂ，１４２，１８２，１８２′，２１３，２３０，２４１Ａ，２４１Ｂ，２４２Ａ，２４２Ｂ 局部発振器
１４１，１６６′，２２１ ダウンコンバータ
１４３，１４４，１６８，１６８Ａ，１６８Ｂ，１７０，１７０Ａ，１７０Ｂ，２０７Ａ，２０７Ｂ，２２２，２３１Ａ，２３１Ｂ Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器
１４５，１８０，１８０′，１８１，２１１，２２９ 電圧制御発振器
１４６ ディジタル式復調部
１４７ 交差偏波補償用復調部
１４９，１７６，２０９，２２６ 制御部（ＣＯＮＴ）
１５０，１５１，１７７〜１７９，２１０〜２１２，２２７，２２８ ローパスフィルタ
１５３Ａ，１５３Ｂ，１５４Ａ，１５４Ｂ，１６７Ａ〜１６７Ｄ，２０６Ａ，２０６Ｂ，２２４Ａ，２２４Ｂ ロールオフフィルタ
１５５，１６９，２０８，２２５ トランスバーサル（ＴＲＶ）イコライザ（ディジタル式等化部）
１５７，１５８，１８３〜１８８，１９３，１９８，２３４，２３５ 加算器
１６１ Ｉ／Ｏメモリ（書き込み／読み出しメモリ）
１６２〜１６５ 入出力ポート
１６６，２０５ ミキサ（ＭＩＸ）
１６６Ａ，１６６Ｂ ローカル補償部（位相回転部）
１８９ 反転器
１９１ メモリ
１９２ アキュムレータ
１９４ フリップフロップ（ＦＦ）回路
１９５ メモリ（ＲＯＭ）
１９６Ａ，１９６Ｂ ＥＸ−ＯＲゲート（排他的論理和演算素子）
１９７ 反転ゲート
２００ 受信側
２０３Ａ，２０３Ｂ 受信部（ＲＸ）
２０４Ａ，２０４Ｂ 復調部（ＤＥＭ）
Claims (13)
- 受信された互いに交差する２つの偏波のうちの一方の偏波信号について周波数変換を施す周波数変換部と、
該周波数変換部で周波数変換された上記一方の偏波信号をディジタル信号に変換する第１のアナログ／ディジタル変換器と、
該第１のアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換された上記一方の偏波信号を検波して２系列からなる直交検波信号を得るディジタル式直交検波部と、
該直交検波部の出力について等化処理を施すディジタル式等化部とをそなえるとともに、
上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他方の偏波信号を周波数変換したあとで且つディジタル式直交検波される前の状態のアナログ信号を受けてディジタル信号に変換する、該第１のアナログ／ディジタル変換器と作動クロックが同期する第２のアナログ／ディジタル変換器と、
該第２のアナログ／ディジタル変換器からの該他方の偏波信号のディジタル信号を受けて該ディジタル式等化部の出力を補償するための信号を出力するディジタル式交差偏波間補償部と、
該ディジタル式等化部の出力と該ディジタル式交差偏波間補償部の出力とを加算する加算部とをそなえて構成されたことを特徴とする、交差偏波間補償装置。 - 受信された互いに交差する２つの偏波のうちの一方の偏波信号について周波数変換を施す周波数変換部と、
該周波数変換部で周波数変換された上記一方の偏波信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器と、
該アナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換された上記一方の偏波信号を検波して２系列からなる直交検波信号を得るディジタル式直交検波部と、
該直交検波部の出力について等化処理を施すディジタル式等化部とをそなえるとともに、
該アナログ／ディジタル変換器の作動クロックと同じクロックを受けて動作し、上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他方の偏波信号を周波数変換し更にこれをディジタル信号に変換したあとのディジタル信号を受けて両偏波間のクロック位相の不確定性を除去するためのメモリと、
該メモリからの該他方の偏波信号のディジタル信号を受けて該ディジタル式等化部の出力を補償するための信号を出力するディジタル式交差偏波間補償部と、
該ディジタル式等化部の出力と該ディジタル式交差偏波間補償部の出力とを加算する加算部とをそなえて構成されたことを特徴とする、交差偏波間補償装置。 - 上記のディジタル式直交検波部，ディジタル式等化部，ディジタル式交差偏波間補償部及び加算部が、ＬＳＩ化されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の交差偏波間補償装置。
- 送信変調時に同期をとらないで送信されてきた互いに交差する２つの偏波のうちの一方の受信偏波信号について周波数変換を施すとともに上記一方の受信偏波信号を検波して２系列からなる直交検波信号を得るアナログ式直交検波部と、
該直交検波部で得られた２系列からなる直交検波信号をそれぞれディジタル信号に変換する第１アナログ／ディジタル変換器と、
該第１アナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換された上記２系列からなる直交検波信号について等化処理を施すディジタル式等化部とをそなえるとともに、
上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他方の受信偏波信号を該アナログ式直交検波部にて２系列からなる直交検波信号として検波したあとで且つ該第１アナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換する前の状態の信号をそれぞれディジタル信号に変換するとともに、該第１アナログ／ディジタル変換器と作動クロックが同期する第２アナログ／ディジタル変換器と、
該第２アナログ／ディジタル変換器からの出力について、位相回転を施すことにより、周波数補正を施す位相回転部と、
該位相回転部の出力を受けて該ディジタル式等化部の出力を補償するための信号を出力するディジタル式交差偏波間補償部と、
該ディジタル式等化部の出力と該ディジタル式交差偏波間補償部の出力とを加算する加算部とをそなえ、
且つ、該ディジタル式交差偏波間補償部の入力情報と該加算部の出力情報とに基づいて、該位相回転部を制御する制御部をそなえて構成されたことを特徴とする、交差偏波間補償装置。 - 該直交検波部が同期検波部として構成されていることを特徴とする請求項４記載の交差偏波間補償装置。
- 該第１アナログ／ディジタル変換器からの出力について、位相回転を施すことにより、周波数補正を施す位相回転部をそなえることにより、該位相回転部と該直交検波部とで準同期検波部を構成していることを特徴とする請求項４記載の交差偏波間補償装置。
- 送信変調時に同期をとらないで送信されてきた互いに交差する２つの偏波のうちの一方の受信偏波信号について周波数変換を施す周波数変換部と、
該周波数変換部で周波数変換された上記一方の受信偏波信号をディジタル信号に変換する第１のアナログ／ディジタル変換器と、
該第１のアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換された上記一方の受信偏波信号を検波して２系列からなる直交検波信号を得るディジタル式直交検波部と、
該直交検波部の出力について等化処理を施すディジタル式等化部とをそなえるとともに、
上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他方の受信偏波信号を周波数変換したあとで且つディジタル式直交検波される前の状態のアナログ信号をディジタル信号に変換する、該第１のアナログ／ディジタル変換器と作動クロックが同期する第２のアナログ／ディジタル変換器と、
該第２のアナログ／ディジタル変換器からの該他方の受信偏波信号のディジタル信号を受けて、これに位相回転を施すことにより、周波数補正を施す位相回転部と、
該位相回転部の出力を受けて、該ディジタル式等化部の出力を補償するための信号を出力するディジタル式交差偏波間補償部と、
該ディジタル式等化部の出力と該ディジタル式交差偏波間補償部の出力とを加算する加算部とをそなえ、
且つ、該ディジタル式交差偏波間補償部の入力情報と該加算部の出力情報とに基づいて、該位相回転部を制御する制御部をそなえて構成されたことを特徴とする、交差偏波間補償装置。 - 送信変調時に同期をとらないで送信されてきた互いに交差する２つの偏波のうちの一方の受信偏波信号について周波数変換を施す周波数変換部と、
該周波数変換部で周波数変換された上記一方の受信偏波信号をディジタル信号に変換する第１のアナログ／ディジタル変換器と、
該第１のアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換された上記一方の受信偏波信号を検波して２系列からなる直交検波信号を得るディジタル式直交検波部と、
該直交検波部の出力について等化処理を施すディジタル式等化部とをそなえるとともに、
該アナログ／ディジタル変換器の作動クロックと同じクロックを受けて動作し、上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他方の受信偏波信号を周波数変換し更にこれをディジタル信号に変換したあとのディジタル信号を受けて両偏波間のクロック位相の不確定性を除去するためのメモリと、
該メモリからの該他方の受信偏波信号のディジタル信号を受けて、これに位相回転を施すことにより、周波数補正を施す位相回転部と、
該位相回転部の出力を受けて、該ディジタル式等化部の出力を補償するための信号を出 力するディジタル式交差偏波間補償部と、
該ディジタル式等化部の出力と該ディジタル式交差偏波間補償部の出力とを加算する加算部とをそなえ、
且つ、該ディジタル式交差偏波間補償部の入力情報と該加算部の出力情報とに基づいて、該位相回転部を制御する制御部をそなえて構成されたことを特徴とする、交差偏波間補償装置。 - 上記のディジタル式直交検波部，ディジタル式等化部，位相回転部，ディジタル式交差偏波間補償部及び加算部が、ＬＳＩ化されていることを特徴とする請求項７又は８に記載の交差偏波間補償装置。
- 該周波数変換部による周波数変換が検波後の出力をフィードバックすることにより行なわれる同期検波方式が採用されていることを特徴とする請求項７又は８に記載の交差偏波間補償装置。
- 該周波数変換部による周波数変換が検波後の出力をフィードバックしない準同期検波方式が採用されていることを特徴とする請求項７又は８に記載の交差偏波間補償装置。
- 該制御部が、該ディジタル式交差偏波間補償部の入力についての極性情報と該加算部の出力についての誤差情報とから、該位相回転部を制御するための位相ずれ情報を求めて、これを位相回転部制御信号として出力するように構成されていることを特徴とする請求項４，７又は８に記載の交差偏波間補償装置。
- 該制御部が、該ディジタル式交差偏波間補償部の入力についての極性情報と該加算部の出力についての誤差の極性情報との排他的論理和情報から、該位相回転部を制御するための位相ずれ情報を求めて、これを位相回転部制御信号として出力するように構成されていることを特徴とする請求項４，７又は８に記載の交差偏波間補償装置。
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