JP3603967B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
この発明は、鉄損を無視できない誘導電動機を駆動する場合でも高精度のトルク制御性能を得ることができる誘導電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１４は例えば特開平１ー３１１８８４号公報に示された従来の誘導電動機の制御装置を示す構成図であり、図において、１は誘導電動機、２は誘導電動機１の１次電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓを検出する電流検出器（検出手段）、３は誘導電動機１の回転周波数ωｒ を検出する速度検出器（検出手段）である。
【０００３】
また、４は速度指令ωｒ＊と回転周波数ωｒ の偏差を検出する減算器、５は減算器４により検出された偏差を増幅してトルク電流成分指令ＩＴ＊を出力する増幅器、６はトルク電流成分指令ＩＴ＊を励磁電流成分指令Ｉ０＊で除算する除算器、７は除算器６の除算結果にＲｒ／Ｍ（ただし、Ｒｒは誘導電動機１の２次抵抗、Ｍは相互インダクタンス）を乗算し、すべり周波数ωｓ を出力する係数器、８〜１１はトルク電流成分指令ＩＴ＊と１次周波数ωを入力すると、所定の演算を行う演算器である。
【０００４】
また、１２は演算器８の演算結果と演算器１０の演算結果を加算し、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ を出力する加算器、１３は演算器９の演算結果と演算器１１の演算結果を加算し、１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を出力する加算器、１４は速度検出器３により検出された回転周波数ωｒ と係数器７から出力されたすべり周波数ωｓ を加算して１次周波数ωを求め、その１次周波数ωに基づいて１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を１次電流の各相毎の１次電流指令Ｉｕｓ＊ ，Ｉｖｓ＊ ，Ｉｗｓ＊ に変換する電流指令値演算部、１５は誘導電動機１の１次電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓが電流指令値演算部１４により変換された１次電流指令Ｉｕｓ＊ ，Ｉｖｓ＊ ，Ｉｗｓ＊ に一致するように各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ を生成する電流制御部、１６は各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ に基づいて誘導電動機１を制御するＰＷＭインバータである。
【０００５】
次に動作について説明する。
まず、当該誘導電動機の制御装置の具体的動作を説明する前に、ベクトル制御の一般的な話からすると、通常、誘導電動機のベクトル制御では、誘導電動機の鉄損は微小であるとの仮定のもとに無視される場合が多いのが現実である。
しかしながら、鉄損を無視すると、厳密には２次磁束と２次電流の直交性が失われるので、同一のトルク指令に対し、力行時と回生時で発生トルクが異なってしまったり、周波数変動によって発生トルクが変化してしまう不具合が生じる。このため、トルクの直線性が損なわれ、ベクトル制御の特長である高精度のトルク制御性能が実現できないという事態が発生する。
そこで、当該誘導電動機の制御装置は、かかる不具合を解消すべく、誘導電動機の鉄損を考慮してベクトル制御を行うものである。
【０００６】
ここで、発生トルクが鉄損の影響を受ける理由を説明するとともに、当該装置のベクトル制御の原理を説明する（具体的構成の説明は後述する）。
【０００７】
最初に、１次周波数ωで回転する直交回転座標軸（以下ではｄ−ｑ軸と呼ぶ）上における誘導電動機１の定常状態における電圧・電流方程式は、次式によって与えられる。
【０００８】
ただし、Ｒｓ 誘導電動機の１次抵抗
Ｒｒ 誘導電動機の２次抵抗
Ｒｍ 鉄損抵抗
Ｌｓ 誘導電動機の１次自己インダクタンス
Ｌｒ 誘導電動機の２次自己インダクタンス
Ｍ １次２次相互インダクタンス
Ｖｄｓ １次電圧のｄ軸成分
Ｖｑｓ １次電圧のｑ軸成分
Ｉｄｓ １次電流のｄ軸成分
Ｉｑｓ １次電流のｑ軸成分
Ｉｄｒ ２次電流のｄ軸成分
Ｉｑｒ ２次電流のｑ軸成分
ω 誘導電動機の１次周波数
ωｓ 誘導電動機のすべり周波数
因に、式（１） 〜式（４） において、鉄損抵抗Ｒｍ の値を零とすると、鉄損を無視した場合の誘導電動機１の定常状態における電圧・電流方程式と一致する。
【０００９】
また、鉄損抵抗Ｒｍ を考慮した場合、誘導電動機１の２次磁束のｄ軸成分Φｄｒ及びｑ軸成分Φｑｒ、並びに発生トルクτｍ は、次式によって与えられる。
ただし、Ｐｍ は誘導電動機の極対数である。
【００１０】
ここで、式（５） および式（６） に着目すると、鉄損抵抗Ｒｍ の存在により、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒは、１次電流のｑ軸成分Ｉｑｓ、２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒの影響を受け、２次磁束のｑ軸成分Φｑｒは、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ、２次電流のｄ軸成分Ｉｄｒの影響を受けることが分かる。
従って、式（７） より、発生トルクτｍ も鉄損抵抗Ｒｍ の影響を受けることが分かる。
【００１１】
さて、当該装置のベクトル制御法を一言で説明すると、２次磁束ベクトルの方向をｄ軸あるいはｑ軸に一致させるように制御、即ち、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒあるいはｑ軸成分Φｑｒが常に零となるように制御するものであるが、通常、ベクトル制御では、２次磁束ベクトルの方向をｄ軸に一致させるので、ここでもｄ軸を２次磁束ベクトルの方向として説明を続ける。
【００１２】
まず、式（５） 及び式（６） を式（３） 、式（４） に代入すると次式が得られる。
そして、２次磁束ベクトルの方向をｄ軸に一致させるためには、ｑ軸成分Φｑｒを零にする必要があるので、Φｑｒ＝０を式（８） に代入すると、式（８） は下記のように表すことができる。また、式（９） も下記のように変形できる。
従って、式（１０）を考慮すると、式（７） は下記のように変形することができる。τｍ ＝−Ｐｍ ΦｄｒＩｑｒ ・・・（１２）そして、さらに、励磁電流成分Ｉ０ とトルク電流成分ＩＴ は下記のように定義できるので、式（１２）は下記のように変形することができる。
【００１３】
ここで、式（１３）に着目すると、励磁電流成分Ｉ０ を一定に制御すれば２次磁束のｄ軸成分Φｄｒは一定になるので、励磁電流成分Ｉ０ を一定に制御すれば、式（１５）より、発生トルクτｍ は鉄損Ｒｍ の影響を受けずに、トルク電流成分ＩＴ に比例することが分かる。
換言すると、励磁電流成分Ｉ０ を一定にすることを条件にトルク電流成分ＩＴ を制御できれば、鉄損Ｒｍ の影響を受けずに、発生トルクτｍ を制御できることになる。
【００１４】
因に、すべり周波数ωｓ についても、式（１１）に式（１３）及び式（１４）を代入すると、式（１１）は下記のように変形できるので、発生トルクτｍ と同様に、トルク電流成分ＩＴ を制御できれば、鉄損Ｒｍ の影響を受けずに、制御できることになる。
ωｓ ＝Ｒｒ ＩＴ ／（ ＭＩ０） ・・・（１６）
なお、１次周波数ωは、すべり周波数ωｓ に、速度検出器３で検出することができる回転周波数ωｒ を加えたものであるので、すべり周波数ωｓ を制御できれば、１次周波数ωも制御可能になる。
【００１５】
しかしながら、式（１３）、式（１４）からも明らかなように、励磁電流成分Ｉ０ 及びびトルク電流成分ＩＴ は、誘導電動機１の２次側の物理量であるため、直接制御することができないので、当該装置では、直接制御可能な誘導電動機１の１次電流を制御して、間接的に励磁電流成分Ｉ０ 及びトルク電流成分ＩＴ を制御するようにしている。
【００１６】
因に、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓと、励磁電流成分Ｉ０ 及びトルク電流成分ＩＴ との関係は下記の通りである（式（１７）、式（１８）は、式（５） 、式（６） をＩｄｓおよびＩｑｓについて解き、さらに、Φｑｒ＝０、Ｉｄｒ＝０［（１０）式より］として、式（１３）、式（１４）を用いてΦｄｒ、Ｉｑｒを消去すると求めることができる）。
従って、式（１７）、式（１８）の中にある励磁電流成分Ｉ０ 及びトルク電流成分ＩＴ の代わりに、励磁電流成分Ｉ０ 及びトルク電流成分ＩＴ の指令値Ｉ０＊、ＩＴ＊を式（１７）、式（１８）に代入すれば、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を求めることができる。
【００１７】
以上より、式（１７）及び式（１８）にしたがって１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を演算すれば、鉄損抵抗Ｒｍ の影響を受けずに発生トルクτｍ を制御できることになる。
なお、誘導電動機の相電流指令Ｉｕｓ＊ 、Ｉｖｓ＊ 、Ｉｗｓ＊ を、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ で表すと、下記のようになる。
【００１８】
次に、当該誘導電動機の制御装置の具体的動作を説明する。
まず、減算器４が速度指令ωｒ＊から速度検出器３により検出された誘導電動機１の回転周波数ωｒ を減算し、増幅器５がその減算結果を増幅してトルク電流成分指令ＩＴ＊を演算する。
そして、除算器６がトルク電流成分指令ＩＴ＊を励磁電流成分指令Ｉ０＊で除算すると、係数器７がその除算結果に係数Ｒｒ／Ｍを乗算し、すべり周波数ωｓ を演算する。即ち、係数器７は式（１６）の演算が行い、すべり周波数ωｓ を演算する。このようにして、すべり周波数ωｓ が演算されると、電流指令値演算部１４は、そのすべり周波数ωｓ に、速度検出器３により検出された回転周波数ωｒ を加算して、誘導電動機１の１次周波数ωを演算する。
【００１９】
そして、演算器１０は、励磁電流成分指令Ｉ０＊及び１次周波数ωを入力すると、式（１７）の右辺第１項の演算が行う一方、演算器８は、トルク電流成分指令ＩＴ＊及び１次周波数ωを入力すると、式（１７）の右辺第２項の演算を行う。
そして、演算器１０及び演算器８から演算結果を出力されると加算器１２は、演算器１０の演算結果と演算器８の演算結果力を加算して１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ を演算する。
また、演算器１１は、励磁電流成分指令Ｉ０＊及び１次周波数ωを入力すると、式（１８）の右辺第１項の演算が行う一方、演算器９は、トルク電流成分指令ＩＴ＊及び１次周波数ωを入力すると、式（１８）の右辺第２項の演算を行う。
そして、演算器１１及び演算器９から演算結果を出力されると加算器１３は、演算器１１の演算結果と演算器９の演算結果力を加算して１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を演算する。
【００２０】
次に、電流指令値演算部１４は、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ と、すべり周波数ωｓ と、回転周波数ωｒ とを入力すると、式（１９）〜式（２１）の演算が行い、相電流指令Ｉｕｓ＊ 、Ｉｖｓ＊ 、Ｉｗｓ＊ を演算する。
そして、最後に、電流制御部１５が、１次電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓがその１次電流指令Ｉｕｓ＊ ，Ｉｖｓ＊ ，Ｉｗｓ＊ に一致するように各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ を生成し、ＰＷＭインバータ１６が各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ に基づいて誘導電動機１を制御する。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
従来の誘導電動機の制御装置は以上のように構成されているので、誘導電動機１の鉄損が無視できない場合でも、トルクの直線性が失われることなく良好なトルク制御性能が得られるが、誘導電動機１の定常状態における電圧・電流方程式（式（１） 〜式（４） 参照）からベクトル制御則を求めているため、２次磁束が時間的に変化するような場合（例えば、自動界磁弱め制御によって定出力運転を行う場合には、定出力運転領域では２次磁束の振幅が回転速度に反比例して時間的に変化する）、トルクの直線性が失われ、良好なトルク制御性能が得られなくなるなどの問題点があった。
【００２２】
請求項１から請求項５の発明は上記のような問題点を解消するためになされたもので、２次磁束又は２次電流が時間的に変化するような場合でも、トルクの直線性を失うことなく、高精度のトルク制御性能を実現できる誘導電動機の制御装置を得ることを目的とする。
【００２３】
請求項６及び請求項８の発明は、高精度のトルク制御性能の実現に加え、運転効率を向上できる誘導電動機の制御装置を得ることを目的とする。
【００２４】
請求項７の発明は、高精度のトルク制御性能の実現に加え、運転効率及び速度応答性の向上を図るとともに、磁気飽和の発生を防止できる誘導電動機の制御装置を得ることを目的とする。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明に係る誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分が、その誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を考慮して指令変換手段が変換した１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に一致するように誘導電動機の１次電流を制御するようにしたものである。ただし、指令変換手段が変換処理を実施する際、２次磁束のｄ軸成分指令を微分した微分信号に基づいて２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に変換するようにする。
【００２６】
請求項２の発明に係る誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分が、その誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を考慮して電流成分指令演算手段が変換した１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に一致するように誘導電動機の１次電流を制御するようにしたものである。ただし、電流成分指令演算手段が変換処理を実施する際、２次磁束のｄ軸成分指令を微分した微分信号に基づいて２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に変換するようにする。
【００２７】
請求項３の発明に係る誘導電動機の制御装置は、電流成分演算回路により演算された１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分に基づいて誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分を演算するとともに、その２次磁束のｄ軸成分と指令発生手段から出力された２次電流のｑ軸成分指令と検出手段により検出された回転周波数に基づいてその誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を演算するようにしたものである。
【００２８】
請求項４の発明に係る誘導電動機の制御装置は、２次磁束のｄ軸成分を考慮して２次磁束のｄ軸成分指令から変換された１次電流のｄ軸成分指令と、１次周波数を考慮して２次電流のｑ軸成分指令から変換された１次電流のｑ軸成分指令を、その１次周波数を考慮して誘導電動機の各相毎の１次電流指令に変換し、検出手段により検出された１次電流がその１次電流指令に一致するようにその１次電流を制御するようにしたものである。ただし、電流成分指令演算手段が変換処理を実施する際、２次磁束のｄ軸成分指令を微分した微分信号に基づいて２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に変換するようにする。
【００２９】
請求項５の発明に係る誘導電動機の制御装置は、電流成分演算回路により演算された１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分に基づいて誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分を演算するとともに、その２次磁束のｄ軸成分と指令発生手段から出力された２次電流のｑ軸成分指令と検出手段により検出された回転周波数に基づいてその誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を演算するようにしたものである。
【００３０】
請求項６の発明に係る誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分に対する２次電流のｑ軸成分の比の関係を表す１次周波数の関数と、その２次磁束のｄ軸成分と２次電流のｑ軸成分の積がトルク指令に比例する関係とに基づいて、その２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を演算するようにしたものである。
【００３１】
請求項７の発明に係る誘導電動機の制御装置は、演算された２次磁束のｄ軸成分指令が所定の最大値より大きい場合あるいは所定の最小値より小さい場合には、その２次磁束のｄ軸成分指令を当該最大値あるいは最小値に制限し、その２次磁束のｄ軸成分指令にしたがって２次電流のｑ軸成分指令を演算するようにしたものである。
【００３２】
請求項８の発明に係る誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分に対する２次電流のｑ軸成分の比の関係を表す１次周波数の関数と、その２次磁束のｄ軸成分と２次電流のｑ軸成分の積がトルク指令に比例する関係と、１次周波数演算回路または周波数・磁束演算手段により演算された２次磁束のｄ軸成分とに基づいて、その２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を演算するようにしたものである。
【００３３】
【作用】
請求項１の発明における誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分が、その誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を考慮して指令変換手段が変換した１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に一致するように誘導電動機の１次電流を制御する制御手段を設けたことにより、２次磁束が時間的に変化するような場合でも、トルクの直線性を失うことなく誘導電動機の１次電流が制御される。
【００３４】
請求項２の発明における誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分が、その誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を考慮して電流成分指令演算手段が変換した１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に一致するように誘導電動機の１次電流を制御する制御手段を設けたことにより、２次磁束が時間的に変化するような場合でも、トルクの直線性を失うことなく誘導電動機の１次電流が制御される。
【００３５】
請求項３の発明における誘導電動機の制御装置は、電流成分演算回路により演算された１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分に基づいて誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分を演算するとともに、その２次磁束のｄ軸成分と指令発生手段から出力された２次電流のｑ軸成分指令と検出手段により検出された回転周波数に基づいてその誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を演算する１次周波数演算回路を設けたことにより、その１次電流のｑ軸成分を２次電流のｑ軸成分に変換することなく該１次周波数を演算することができるようになる。
【００３６】
請求項４の発明における誘導電動機の制御装置は、２次磁束のｄ軸成分を考慮して２次磁束のｄ軸成分指令から変換された１次電流のｄ軸成分指令と、１次周波数を考慮して２次電流のｑ軸成分指令から変換された１次電流のｑ軸成分指令を、その１次周波数を考慮して誘導電動機の各相毎の１次電流指令に変換し、検出手段により検出された１次電流がその１次電流指令に一致するようにその１次電流を制御する制御手段を設けたことにより、２次磁束又は２次電流が時間的に変化するような場合でも、トルクの直線性を失うことなく誘導電動機の１次電流が制御される。
【００３７】
請求項５の発明における誘導電動機の制御装置は、電流成分演算回路により演算された１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分に基づいて誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分を演算するとともに、その２次磁束のｄ軸成分と指令発生手段から出力された２次電流のｑ軸成分指令と検出手段により検出された回転周波数に基づいてその誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を演算する周波数・磁束演算回路を設けたことにより、その１次電流のｑ軸成分を２次電流のｑ軸成分に変換することなく該１次周波数を演算することができるようになる。
【００３８】
請求項６の発明における誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分に対する２次電流のｑ軸成分の比の関係を表す１次周波数の関数と、その２次磁束のｄ軸成分と２次電流のｑ軸成分の積がトルク指令に比例する関係とに基づいて、その２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を演算する指令発生手段を設けたことにより、誘導電動機の運転効率が最大になる２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令が得られる。
【００３９】
請求項７の発明における誘導電動機の制御装置は、演算された２次磁束のｄ軸成分指令が所定の最大値より大きい場合あるいは所定の最小値より小さい場合には、その２次磁束のｄ軸成分指令を当該最大値あるいは最小値に制限し、その２次磁束のｄ軸成分指令にしたがって２次電流のｑ軸成分指令を演算する指令発生手段を設けたことにより、２次磁束の振幅が大きくなり過ぎることによる磁気飽和の発生が抑えられ、また、仮にトルク不足が生じても直ちにトルク不足が解消できる範囲内で２次磁束の振幅が保たれる。
【００４０】
請求項８の発明における誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分に対する２次電流のｑ軸成分の比の関係を表す１次周波数の関数と、その２次磁束のｄ軸成分と２次電流のｑ軸成分の積がトルク指令に比例する関係と、１次周波数演算回路または周波数・磁束演算手段により演算された２次磁束のｄ軸成分とに基づいて、その２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を演算する指令発生手段を設けたことにより、精度よく、誘導電動機の運転効率が最大になる２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令が得られる。
【００４１】
【実施例】
実施例１．
以下、この発明の一実施例を図について説明する。
図１は請求項１及び請求項２の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置を示す構成図であり、図において、従来のものと同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
【００４２】
２１は誘導電動機１の２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ をそれぞれ１次周波数ωで回転する直交回転座標軸上のｄ軸成分及びｑ軸成分として出力する指令発生回路（指令発生手段）、２２は電流検出器２により検出された１次電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓと１次周波数ωから誘導電動機１の１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓを演算する電流成分演算回路（１次周波数演算手段）、２３は電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓに基づいてすべり周波数ωｓ を演算するすべり周波数演算回路（１次周波数演算手段）、２４はすべり周波数演算回路２３により演算されたすべり周波数ωｓ に速度検出器３により検出された回転周波数ωｒ を加算して１次周波数ωを出力する加算器（１次周波数演算手段）であり、電流成分演算回路２２とすべり周波数演算回路２３と加算器２４から１次周波数演算手段２５が構成されている。
また、２６は加算器２４から出力された１次周波数ωに基づいて指令発生回路２１から出力された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ に変換する電流成分指令演算回路（電流成分指令演算手段）であり、電流成分指令演算回路２６と１次周波数演算手段２５から指令変換手段２７が構成されている。
【００４３】
また、２８は誘導電動機１の１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓが電流成分指令演算回路２６により変換された１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ に一致するように各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ を生成する電流制御回路（制御手段）であり、電流制御回路２８及びＰＷＭインバータ１６から制御手段２９が構成されている。
【００４４】
次に動作について説明する。
当該誘導電動機の制御装置の具体的動作を説明する前に、当該装置のベクトル制御の原理について説明する。
【００４５】
まず、１次周波数ωで回転するｄ−ｑ軸上の誘導電動機１の過渡状態における電圧・電流方程式は次式によって与えられる。
ただし、式（２２）〜（２５）において、（ｄ／ｄｔ）は微分演算子を示す。
【００４６】
一方、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒ及びｑ軸成分Φｑｒと発生トルクτｍ については、過渡状態においても定常状態と同様に、式（５） 〜式（７） が成立する。
そこで、式（５） 及び式（６） を、式（２４）及び式（２５）に代入して、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓとｑ軸成分Ｉｑｓを消去すると次式が得られる。
【００４７】
また、式（５） 及び式（６） を変形して、２次電流のｄ軸成分Ｉｄｒ及びｑ軸成分Ｉｑｒを求めると次式が得られる。
【００４８】
ここで、上述したように、ベクトル制御では、２次磁束ベクトルの方向をｄ軸に一致させる必要があるので、２次磁束のｑ軸成分は常に零になる必要がある。従って、Φｑｒ＝０となる条件を成立させるためには、誘導電動機１のすべり周波数ωｓ は、式（２７）より次式を満足しなければならないことが分る。
ωｓ ＝−Ｒｒ Ｉｑｒ／Φｄｒ ・・・（３１）
換言すると、常に式（３１）を満足するように誘導電動機１を制御できれば、２次磁束が変化するような過渡状態においても、定常状態と同様に２次磁束のｑ軸成分Φｑｒを零に保つことができるので、２次磁束ベクトルの方向をｄ軸に一致させることができる。
【００４９】
ただし、２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒ及び２次磁束のｄ軸成分Φｄｒは、直接検出することが困難であるので、まず、式（２９）を式（３１）に代入して、Ｉｑｒを消去すると次式が得られる。
そして、式（２６）において、Φｑｒ＝０とし、かつ、式（２８）を代入して、Ｉｄｒを消去すると次式が得られる。
【００５０】
ここで、式（３３）に着目すると、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒは、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓとｑ軸成分Ｉｑｓから求めることができるので（１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓは、１次側の物理量であるため電流検出器２によって容易に検出することができる）、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒを式（３２）に代入すれば、すべり周波数ωｓ を求めることができる。
因に、ｋの値は式（３０）から明らかなように、１次周波数ωの関数であり、また、鉄損抵抗Ｒｍ の値も１次周波数ωによって変化するため、式（３３）及び式（３４）の演算を行う場合には、１次周波数ωが必要となるが、１次周波数ωは、誘導電動機１の回転周波数ωｒ にすべり周波数ωｓ を加算することによって求められる。
【００５１】
次に、式（３１）を満足させるすべり周波数ωｓ を得るためには、如何なる指令値を用意すればよいかを考える。
まず、上記の通り、２次磁束のｑ軸成分は常に零（Φｑｒ＝０）である必要があるので、Φｑｒ＝０を式（７） に代入すると、定常状態のときと同様に、過渡状態においても、式（１２）が成立する。
従って、式（１２）を満足する２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ をトルク指令τｍ＊から求める必要がある。
具体的には、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ は、通常一定値であることが多いので、Φｄｒ＊ ＝Ａ（一定）とした場合、２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ は、−τｍ＊／（ＡＰｍ ）である必要がある。
ただし、誘導電動機１の２次磁束のｄ軸成分Φｄｒ及び２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒは、２次側の物理量であるため直接制御できないので、ここでは、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ から、直接制御可能な１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を求めることにする。
【００５２】
そこで、まず、式（５） 及び式（６） を変形して、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓを求めると次式が得られる。
【００５３】
そして、式（３５）及び式（３６）に、過渡状態でも成立するＩｄｒ（式（２８））を代入して、Ｉｄｒを消去し、さらに、
【００５４】
従って、式（３８）及び式（３９）の演算によって、式（１２）を満足する２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ から１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を求めることができる。なお、式（３８）及び式（３９）におけるｋは、式（３０）から明らかなように１次周波数ω（ω＝ωｓ ＋ωｒ ）の関数であるので、式（３１）の演算結果であるすべり周波数ωｓ を式（３８）及び式（３９）に代入すれば、式（３１）を満足する指令値が得られる。
因に、式（４０）において、（ Ｌｒ −Ｍ） の値は、誘導電動機１の２次漏れインダクタンスの値と等しいので、時定数Ｔｒ３の値は、Ｔｒ２の値と比較して非常に小さい。従って、式（３９）の演算において、Ｔｒ３＝０としても制御上の違いは殆ど生じない。
以上より、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ が求められるので、これらの指令値によって誘導電動機１を制御すれば、誘導電動機の１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓはこれらの指令値Ｉｄｓ＊ ，Ｉｑｓ＊ にそれぞれ追従することになる。
【００５５】
なお、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓは、下記に示すように、１次電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓと１次周波数ωから求めることができる。
【００５６】
式（４４）を式（４１）及び式（４２）に代入して、Ｉｗｓを消去すると次式が得られる。
従って、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓは、１次電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓと１次周波数ωから求めることができる。
【００５７】
以上がこの発明における誘導電動機のベクトル制御方式であるが、２次磁束が又は２次電流が時間的に変化するような過渡状態においても式（３１）及び式（１２）が成立する指令値Φｄｒ＊ ，Ｉｑｒ＊ を求めて制御するので、定常状態と同様にトルクの直線性を保つことができる。従って、高精度のトルク制御性能を実現できる。
【００５８】
次に、当該誘導電動機の制御装置の具体的動作を説明する。
まず、指令発生回路２１は、誘導電動機１の２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ をそれぞれ１次周波数ωで回転するｄ−ｑ軸上のｄ軸成分及びｑ軸成分として出力する。
具体的には、図２に示すように、指令発生回路２１内部のレベル設定器３１に予め設定されたｄ軸成分指令Φｄｒ＊ （振幅が一定の２次磁束）を出力するとともに、除算器３２がトルク指令発生手段（図示せず）から出力されたトルク指令τｍ＊をそのｄ軸成分指令Φｄｒ＊ で除算したのち、係数器３３がその除算結果に所定の係数値（ −１／Ｐｍ）を乗算して２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を演算し、そのｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を出力する（式（１２）参照）。
【００５９】
次に、電流成分演算回路２２は、電流検出器２により検出された１次電流Ｉｕｓ（Ｕ相），Ｉｖｓ（Ｖ相）と１次周波数ωを入力すると、誘導電動機１の１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓを演算する。
即ち、図３に示すように、まず、Ｖ／Ｆコンバータ４１が、アナログ信号である１次周波数ωを入力すると、周波数が１次周波数ωの振幅に比例したパルス列信号を出力し、カウンタ４２が、このパルス列信号を計数して、１次周波数ωの積分値である位相θの値をデジタル信号として出力する。
【００６０】
そして、このカウンタ４２から出力された位相θはそれぞれＲＯＭ４３〜４６に入力され、各ＲＯＭ４３〜４６は、その位相θに基づいてそれぞれ、ｓｉｎθ、ｓｉｎ（ θ−２π／３） 、ｃｏｓθ、ｃｏｓ（ θ−２π／３） の値をデジタル信号として出力する。
【００６１】
そして、電流検出器２から出力されたＶ相の１次電流Ｉｖｓ（アナログ信号）と、ＲＯＭ４３から出力されたｓｉｎθ（デジタル信号）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ４７が入力すると、両者を乗算してＩｖｓｓｉｎθの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、電流検出器２から出力されたＵ相の１次電流Ｉｕｓと、ＲＯＭ４４から出力されたｓｉｎ（θ−２π／３） とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ４８が入力すると、両者を乗算してＩｕｓｓｉｎ（ θ−２π／３） の値をアナログ信号として出力する。
同様にして、電流検出器２から出力されたＶ相の１次電流Ｉｖｓと、ＲＯＭ４５から出力されたｃｏｓθとを乗算型Ｄ／Ａコンバータ４９が入力すると、両者を乗算して、Ｉｖｓｃｏｓθの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、電流検出器２から出力されたＵ相の１次電流Ｉｕｓと、ＲＯＭ４６から出力されたｃｏｓ（θ−２π／３） とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ５０が入力すると、両者を乗算してＩｕｓｃｏｓ（ θ−２π／３） の値をアナログ信号として出力する。
【００６２】
そして、乗算型Ｄ／Ａコンバータ４７及び４８の出力を減算器５１が入力すると、係数器５２とともに、式（４５）の演算を行い、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓを出力する。
一方、乗算型Ｄ／Ａコンバータ４９及び５０の出力を減算器５３が入力すると、係数器５４とともに、式（４６）の演算を行い、１次電流のｑ軸成分Ｉｑｓを出力する。
【００６３】
次に、すべり周波数演算回路２３は、電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓに基づいてすべり周波数ωｓ を演算する。
即ち、図４に示すように、Ａ／Ｄコンバータ６１が、アナログ信号である１次周波数ωを入力すると、その１次周波数ωをデジタル信号に変換し、後段のＲＯＭ６２〜６８のアドレス信号として出力する。
【００６４】
そして、このＡ／Ｄコンバータ６１の出力をアドレス信号としてＲＯＭ６２が入力すると、−ｋ（ Ｌｒ −Ｍ） の値をデジタル信号として出力する。因に、ｋの値は式（３０）が示すように、１次周波数ωの関数となるので、ＲＯＭ６２には、１次周波数ωの値に対応して−ｋ（ Ｌｒ −Ｍ） の値が格納されている。
同様にして、ＲＯＭ６３〜６８はそれぞれ、−ｋ、ＭＬｒ ＋ｋ２ 、Ｍ＋ｋ２ ／Ｌｒ 、ｋ（ １−Ｍ／Ｌｒ）、１／Ｔｒ１、Ｒｒ ／（ Ｌｒ２＋ｋ２）の値をデジタル信号として出力する。
【００６５】
そして、電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ（アナログ信号）と、ＲＯＭ６２から出力された−ｋ（ Ｌｒ −Ｍ） とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ６９が入力すると、両者を乗算して−ｋ（ Ｌｒ −Ｍ） Ｉｄｓの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、後述する積分器７７により演算された２次磁束のｄ軸成分Φｄｒ（アナログ信号）と、ＲＯＭ６３から出力された−ｋとを乗算型Ｄ／Ａコンバータ７０が入力すると、両者を乗算して−ｋΦｄｒの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｑ軸成分Ｉｑｓ（アナログ信号）と、ＲＯＭ６４から出力されたＭＬｒ ＋ｋ２ とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ７１が入力すると、両者を乗算して（ＭＬｒ ＋ｋ２ ）Ｉｑｓの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ（アナログ信号）と、ＲＯＭ６５から出力されたＭ＋ｋ２ ／Ｌｒ とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ７２が入力すると、両者を乗算して（ Ｍ＋ｋ２ ／Ｌｒ）Ｉｄｓの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｑ軸成分Ｉｑｓ（アナログ信号）と、ＲＯＭ６６から出力されたｋ（ １−Ｍ／Ｌｒ）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ７３が入力すると、両者を乗算してｋ（ １−Ｍ／Ｌｒ）Ｉｑｓの値をアナログ信号として出力する。
【００６６】
そして、乗算型Ｄ／Ａコンバータ７２の出力と乗算型Ｄ／Ａコンバータ７３の出力を加算器７４が入力すると、両者を加算して、式（３３）の右辺の分子の演算を行ない、減算器７５がその演算結果から積分器７７の出力であるΦｄｒを減算する。
そして、減算器７５、乗算型Ｄ／Ａコンバータ７６及び積分器７７によって、下記に示すような１次遅れ演算（式（３３）と等価）が行われ、積分器７７から２次磁束のｄ軸成分Φｄｒが出力される。
【００６７】
一方、乗算型Ｄ／Ａコンバータ６９〜７１からそれぞれ−ｋ（ Ｌｒ −Ｍ） Ｉｄｓ、−ｋΦｄｒ、（ ＭＬｒ ＋ｋ２）Ｉｑｓの値が出力されると加算器７８は、これらの出力を加算する。
そして、除算器７９がその加算結果を積分器７７によって演算された２次磁束のｄ軸成分Φｄｒで除算したのち、乗算型Ｄ／Ａコンバータ８０がその除算結果にＲＯＭ６８から出力されたＲｒ ／（ Ｌｒ２＋ｋ２）を乗算することにより式（３２）の演算を行い、すべり周波数ωｓ を出力する。
【００６８】
次に、周波数演算回路２３によりすべり周波数ωｓ を演算されると加算器２４は、そのすべり周波数ωｓ に、速度検出器３により検出された回転周波数ωｒ を加算して１次周波数ωを出力する。
【００６９】
次に、電流成分演算回路２６は、加算器２４から出力された１次周波数ωに基づいて指令発生回路２１から出力された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ に変換する。
即ち、図５に示すように、加算器２４からアナログ信号である１次周波数ωを出力されると、Ａ／Ｄコンバータ８１はその１次周波数ωをデジタル信号に変換する。
そして、その１次周波数ωをアドレス信号としてＲＯＭ８２が入力すると、Ｍ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）の値をデジタル信号として出力する。因に、ｋの値は式（３０）が示すように、１次周波数ωの関数となるので、ＲＯＭ８２には、１次周波数ωの値に対応してＭ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）の値が格納されている。
同様にして、ＲＯＭ８３〜８７はそれぞれ、ＭＴｒ２／（ Ｍ２ ＋ｋ２）、ｋ（ Ｌｒ −Ｍ） ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）、ｋ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）、ｋＴｒ３／（ Ｍ２ ＋ｋ２）、−（ ＭＬｒ ＋ｋ２）／（ Ｍ２ ＋ｋ２）の値をデジタル信号として出力する。
【００７０】
そして、指令発生回路２１から出力された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を微分器８８が入力すると、ｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を微分して、その微分信号（ｄ／ｄｔ）Φｄｒ＊ を出力する。
【００７１】
そして、指令発生回路２１から出力された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ８２から出力されたＭ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ８９が入力すると、両者を乗算してＭΦｄｒ＊ ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）の値をアナログ信号として出力する。
同様にして、微分器８８から出力された微分信号（ｄ／ｄｔ）Φｄｒ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ８３から出力されたＭＴｒ２／（ Ｍ２ ＋ｋ２）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ９０が入力すると、両者を乗算してＭＴｒ２（ｄ／ｄｔ）Φｄｒ＊ ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）の値をアナログ信号として出力する。
同様にして、指令発生回路２１から出力された２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ８４から出力されたｋ（ Ｌｒ −Ｍ） ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ９１が入力すると、両者を乗算してｋ（ Ｌｒ −Ｍ） Ｉｑｒ＊ ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）の値をアナログ信号として出力する。
【００７２】
同様にして、指令発生回路２１から出力された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ８５から出力されたｋ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ９２が入力すると、両者を乗算してｋΦｄｒ＊ ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）の値をアナログ信号として出力する。
同様にして、微分器８８から出力された微分信号（ｄ／ｄｔ）Φｄｒ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ８６から出力されたｋＴｒ３／（ Ｍ２ ＋ｋ２）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ９３が入力すると、両者を乗算してｋＴｒ３（ｄ／ｄｔ）Φｄｒ＊ ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）の値をアナログ信号として出力する。
同様にして、指令発生回路２１から出力された２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ８７から出力された−（ ＭＬｒ ＋ｋ２）／（ Ｍ２ ＋ｋ２）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ９４が入力すると、両者を乗算して−（ ＭＬｒ ＋ｋ２）Ｉｑｒ＊ ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）の値をアナログ信号として出力する。
【００７３】
そして、加算器９５は、乗算型Ｄ／Ａコンバータ８９〜９１の出力をそれぞれ加算することにより式（３８）の演算を行い、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ を出力する。
一方、加算器９６は、乗算型Ｄ／Ａコンバータ９２〜９４の出力をそれぞれ加算することにより式（３９）の演算を行い、１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を出力する。
【００７４】
次に、電流制御回路２８は、電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓが電流成分指令演算回路２６により変換された１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ に一致するように各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ を生成する。
即ち、図６に示すように、まず、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ とｄ軸成分Ｉｄｓとの偏差を減算器１０１が求め、その偏差を増幅器１０２が増幅することによって１次電圧のｄ軸成分指令Ｖｄｓ＊ を演算して出力する。
同様にして、１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ とｑ軸成分Ｉｑｓとの偏差を減算器１０３が求め、その偏差を増幅器１０４が増幅することによって１次電圧のｑ軸成分指令Ｖｑｓ＊ を演算して出力する。
【００７５】
ここで、式（４１）〜（４４）は、電圧についても同様に成立するので、これらの式において、Ｉｕｓ、Ｉｖｓ及びＩｗｓをそれぞれ、Ｖｕｓ＊ 、Ｖｖｓ＊ 及びＶｗｓ＊ に置き換え、さらに、Ｉｄｓ及びＩｑｓをそれぞれ、Ｖｄｓ＊ 及びＶｑｓ＊ に置き換えた後、Ｖｕｓ＊ 、Ｖｖｓ＊ 、Ｖｗｓ＊ について解くと次式が得られる。
【００７６】
そこで、アナログ信号である１次周波数ωをＶ／Ｆコンバータ１０５が入力すると、周波数が１次周波数ωの振幅に比例したパルス列信号を出力し、カウンタ１０６が、このパルス列信号を計数して、１次周波数ωの積分値である位相θの値をデジタル信号として出力する。
そして、このカウンタ１０６から出力された位相θはそれぞれＲＯＭ１０７〜１１０に入力され、各ＲＯＭ１０７〜１１０は、その位相θに基づいてそれぞれ、ｃｏｓθ、ｃｏｓ（ θ−２π／３） 、ｓｉｎθ、ｓｉｎ（ θ−２π／３） の値をデジタル信号として出力する。
【００７７】
そして、増幅器１０２から出力された１次電圧のｄ軸成分指令Ｖｄｓ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ１０７から出力されたｃｏｓθとを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１１１が入力すると、両者を乗算してＶｄｓ＊ ｃｏｓθの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、増幅器１０２から出力された１次電圧のｄ軸成分指令Ｖｄｓ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ１０８から出力されたｃｏｓ（ θ−２π／３） とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１１２が入力すると、両者を乗算してＶｄｓ＊ ｃｏｓ（ θ−２π／３） の値をアナログ信号として出力する。
同様にして、増幅器１０４から出力された１次電圧のｑ軸成分指令Ｖｑｓ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ１０９から出力されたｓｉｎθとを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１１３が入力すると、両者を乗算してＶｑｓ＊ ｓｉｎθの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、増幅器１０４から出力された１次電圧のｑ軸成分指令Ｖｑｓ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ１１０から出力されたｓｉｎ（ θ−２π／３） とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１１４が入力すると、両者を乗算してＶｑｓ＊ ｓｉｎ（ θ−２π／３） の値をアナログ信号として出力する。
【００７８】
そして、減算器１１５が乗算型Ｄ／Ａコンバータ１１１の出力と乗算型Ｄ／Ａコンバータ１１３の出力の偏差を求め、係数器１１６がその偏差に係数（２／３）１／２を乗算することにより式（４８）の演算を行い、Ｕ相の１次電圧の電圧指令Ｖｕｓ＊ を出力する。
同様にして、減算器１１７が乗算型Ｄ／Ａコンバータ１１２の出力と乗算型Ｄ／Ａコンバータ１１４の出力の偏差を求め、係数器１１８がその偏差に係数（２／３）１／２を乗算することにより式（４９）の演算を行い、Ｖ相の１次電圧の電圧指令Ｖｖｓ＊ を出力する。
そして、加算器１１９が係数器１１６の出力と係数器１１８の出力とを加算し、符号反転器１２０がその加算値を反転することにより式（５０）の演算を行い、Ｗ相の１次電圧の電圧指令Ｖｗｓ＊ を出力する。
【００７９】
最後に、ＰＷＭインバータ１６は、電流制御回路２８から出力された各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ に基づいて、誘導電動機１の１次電流を制御する。
これにより、１次電圧Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓが、電流制御回路２８から出力された１次電圧の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ に追随するようになる。
その結果、誘導電動機１の１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓは、それぞれの指令値Ｉｄｓ＊ 、Ｉｑｓ＊ に追随し、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒ及び２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒもそれぞれの指令値Φｄｒ＊ 、Ｉｑｒ＊ に追随する。
【００８０】
以上で明らかなように、この実施例１によれば、２次磁束が時間的に変化するような過渡状態においても、式（１２）が成立する指令値Φｄｒ＊ ，Ｉｑｒ＊ を求め、式（３１）が成立するように制御するので、定常状態と同様に、トルクの直線性を保つことができる。従って、高精度のトルク制御性能を実現できる。
【００８１】
実施例２．
図７は請求項３の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置を示す構成図であり、図において、１３１は電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓと１次周波数ωに基づいて誘導電動機１の２次磁束のｄ軸成分Φｄｒを演算する２次磁束演算回路（１次周波数演算回路）、１３２は指令発生回路２１から出力された２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を２次磁束演算回路１３１により演算された２次磁束のｄ軸成分Φｄｒで除算する除算器（１次周波数演算回路）、１３３は除算器１３２の除算結果に係数値−Ｒｒ を乗算し、すべり周波数ωｓ を出力する係数器（１次周波数演算回路）である。
なお、２次磁束演算回路１３１、除算器１３２、係数器１３３及び加算器２４から１次周波数演算回路が構成されており、また、当該１次周波数演算回路と電流成分演算回路２２から１次周波数演算手段２５が構成されている。
【００８２】
次に動作について説明する。
１次周波数演算手段２５の１次周波数演算回路以外は、上記実施例１と同様であるため１次周波数演算手段２５の１次周波数演算回路についてのみ説明する。
まず、２次磁束演算回路１３１は、周波数演算回路２２により演算された１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓを入力すると、１次周波数ωに基づいて２次磁束のｄ軸成分Φｄｒを演算する。
因に、２次磁束演算回路１３１の具体的構成は、図９に示すすべり周波数演算回路２３ａのすべり周波数ωｓ を演算する部分（ＲＯＭ６２〜６４、ＲＯＭ６８、乗算型Ｄ／Ａコンバータ６９〜７１、加算器７８、除算器７９及び乗算型Ｄ／Ａコンバータ８０）を除いた構成と同様であるので、詳細説明を省略する。
【００８３】
そして、２次磁束演算回路１３１から２次磁束のｄ軸成分Φｄｒを出力されると除算器１３２が、その２次磁束のｄ軸成分Φｄｒで指令発生回路２１から出力された２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を除算し、係数器１３３がその除算結果に係数値−Ｒｒ を乗算することにより式（３１）の演算を行い、すべり周波数ωｓ を出力する。
そして、加算器２４がそのすべり周波数ωｓ に、速度検出器３により検出された回転周波数ωｒ を加算して１次周波数ωを演算する。
【００８４】
以上より、上記実施例１と同様に、１次周波数ωを演算することができるが、この実施例２によれば、上記実施例１のように、１次電流のｑ軸成分Ｉｑｓを２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒに変換することなく、指令発生回路２１から出力された２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を入力するだけで１次周波数ωを演算することができるので、回路構成が簡単になる（この実施例２の場合、すべり周波数演算回路２３のすべり周波数ωｓ を演算する部分が不要になる）とともに、演算を高速に行うことができるようになる。
【００８５】
実施例３．
図８は請求項４の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置を示す構成図であり、図において、２１ａは誘導電動機１の２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ をそれぞれ１次周波数ωで回転するｄ−ｑ軸上のｄ軸成分及びｑ軸成分として出力する指令発生回路（指令発生手段）、１４１は外部から出力された速度指令ωｒ＊と速度検出器３により検出された回転周波数ωｒ の偏差を演算する減算器、１４２は減算器１４１の出力を増幅し、トルク指令に比例した信号を出力する増幅器、１４３は増幅器１４２の出力を反転し、２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を出力する符号反転器、１４４は速度検出器３により検出された回転周波数ωｒ に基づいて２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を演算する関数発生器である。
【００８６】
２３ａは電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓと一次周波数ωに基づいて、すべり周波数ωｓ 及び２次磁束のｄ軸成分Φｄｒを演算するすべり周波数演算回路である。なお、電流成分演算回路２２、すべり周波数演算回路２３ａ及び加算器２４から周波数・磁束演算手段２５ａが構成されている。
【００８７】
１４５は１次周波数ωに基づいて２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ に変換するｑ軸電流成分指令演算回路、１４６は関数発生器１４４から出力された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ とすべり周波数演算回路２３ａから出力された２次磁束のｄ軸成分Φｄｒの偏差を演算する減算器、１４７は減算器１４６の出力を増幅し、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ を出力する増幅器である。なお、ｑ軸電流成分指令演算回路１４５、減算器１４６及び増幅器１４７から電流成分指令演算手段１４８が構成されている。
【００８８】
１５０は電流成分指令演算手段１４８により演算された１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を１次周波数ωに基づいて誘導電動機１の各相毎の１次電流指令Ｉｕｓ＊ ，Ｉｖｓ＊ ，Ｉｗｓ＊ に変換する１次電流指令演算回路、１５１は各相毎の１次電流指令Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓが、その１次電流指令Ｉｕｓ＊ ，Ｉｖｓ＊ ，Ｉｗｓ＊ に一致するように各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ を生成する電流制御回路である。
【００８９】
また、１５２はＵ相の１次電流指令Ｉｕｓ＊ と１次電流Ｉｕｓの偏差を演算する減算器、１５３は減算器１５２の出力を増幅し、Ｕ相の１次電圧の電圧指令Ｖｕｓ＊ を出力する増幅器、１５４はＶ相の１次電流指令Ｉｖｓ＊ と１次電流Ｉｖｓの偏差を演算する減算器、１５５は減算器１５４の出力を増幅し、Ｖ相の１次電圧の電圧指令Ｖｖｓ＊ を出力する増幅器、１５６は１次電流Ｉｕｓと１次電流Ｉｖｓを加算する加算器、１５７は加算器１５６の出力を反転し、１次電流Ｉｗｓを演算する反転器、１５８はＷ相の１次電流指令Ｉｗｓ＊ と１次電流Ｉｗｓの偏差を演算する減算器、１５９は減算器１５８の出力を増幅し、Ｗ相の１次電圧の電圧指令Ｖｗｓ＊ を出力する増幅器である。
なお、１次電流指令演算回路１５０、電流制御回路１５１及びＰＷＭインバータ１６から制御手段１６０が構成されている。
【００９０】
次に動作について説明する。
まず、指令発生回路２１ａは、上記実施例１における指令発生回路２１と同様に、誘導電動機１の２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ をそれぞれ１次周波数ωで回転するｄ−ｑ軸上のｄ軸成分及びｑ軸成分として出力するが、内部構成が相違している。
【００９１】
即ち、指令発生回路２１ａの場合、まず、減算器１４１が外部から出力された速度指令ωｒ＊と速度検出器３により検出された回転周波数ωｒ の偏差を演算したのち、増幅器１４２がその減算器１４１の出力を増幅して、トルク指令に比例した信号を出力し、符号反転器１４３が増幅器１４２の出力を反転し、２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を出力する。
また、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ は、関数発生器１４４が下記に示すように、速度検出器３により検出された回転周波数ωｒ に基づいて２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を演算して出力する。
ここで、ωｒ０の値としては、通常誘導電動機１の定格速度の値が設定される。これにより、回転周波数ωｒ の絶対値がωｒ０より大きくなると、式（５２）に従ってΦｄｒ＊ の値がωｒ の絶対値に反比例して変化するので、定出力運転が行われる。
【００９２】
次に、周波数・磁束演算手段２５ａは、上記実施例１における１次周波数演算手段２５と同様に、１次周波数ωを演算して出力するが、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒについても出力する点が相違している。
具体的には、すべり周波数演算回路２３（図４）とすべり周波数演算回路２３ａ（図９）の構成においてのみ相違しており、さらに具体的には、すべり周波数演算回路２３の積分器７７は２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を外部には出力しないが、すべり周波数演算回路２３ａの積分器７７は２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を外部に出力する点が相違している（その他は同一）。
【００９３】
次に、電流成分指令演算手段１４８のｑ軸電流成分指令演算回路１４５は、１次周波数ωに基づいて２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ に変換するが、上記実施例１における電流成分指令演算回路２６の１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を演算する部分と同じであるので、詳細説明は省略する（図５参照）。
一方、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ については、減算器１４６が関数発生器１４４から出力された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ とすべり周波数演算回路２３ａから出力された２次磁束のｄ軸成分Φｄｒとの偏差を演算し、増幅器１４７が減算器１４６の出力を増幅することにより、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ を演算し出力している。
【００９４】
次に、１次電流指令演算回路１５０は、電流成分指令演算手段１４８により演算された１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を１次周波数ωに基づいて誘導電動機１の各相毎の１次電流指令Ｉｕｓ＊ ，Ｉｖｓ＊ ，Ｉｗｓ＊ に変換するが、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ と、各相毎の１次電流指令Ｉｕｓ＊ ，Ｉｖｓ＊ ，Ｉｗｓ＊ の間には、下記の関係がある。
【００９５】
具体的には、図１０に示すように、Ｖ／Ｆコンバータ１６１が、アナログ信号である１次周波数ωを入力すると、周波数が１次周波数ωの振幅に比例したパルス列信号を出力し、カウンタ１６２が、このパルス列信号を計数して、１次周波数ωの積分値である位相θをデジタル信号として出力する。
【００９６】
そして、このカウンタ１６２から出力された位相θはそれぞれＲＯＭ１６３〜１６６に入力され、各ＲＯＭ１６３〜１６６は、その位相θに基づいてそれぞれ、ｃｏｓθ、ｃｏｓ（ θ−２π／３） 、ｓｉｎθ、ｓｉｎ（ θ−２π／３） の値をデジタル信号として出力する。
【００９７】
そして、増幅器１４７から出力された１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ１６３から出力されたｃｏｓθ（デジタル信号）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１６７が入力すると、両者を乗算してＩｄｓ＊ ｃｏｓθの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、増幅器１４７から出力された１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ と、ＲＯＭ１６４から出力されたｃｏｓ（ θ−２π／３） とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１６８が入力すると、両者を乗算してＩｄｓ＊ ｃｏｓ（ θ−２π／３） の値をアナログ信号として出力する。
同様にして、ｑ軸電流成分指令演算回路１４５から出力された１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ と、ＲＯＭ１６５から出力されたｓｉｎθとを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１６９が入力すると、両者を乗算してＩｑｓ＊ ｓｉｎθの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、ｑ軸電流成分指令演算回路１４５から出力された１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ と、ＲＯＭ１６６から出力されたｓｉｎ（ θ−２π／３） とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１７０が入力すると、両者を乗算してＩｑｓ＊ ｓｉｎ（θ−−２π／３） の値をアナログ信号として出力する。
【００９８】
そして、乗算型Ｄ／Ａコンバータ１６７及び１６９の出力を減算器１７１が入力すると、係数器１７２とともに、式（５３）の演算を行い、Ｕ相の１次電流指令Ｉｕｓ＊ を出力する。
また、乗算型Ｄ／Ａコンバータ１６８及び１７０の出力を減算器１７３が入力すると、係数器１７４とともに、式（５４）の演算を行い、Ｖ相の１次電流指令Ｉｖｓ＊ を出力する。
さらに、係数器１７２及び１７４の出力を加算器１７５が入力すると、符号反転器１７６とともに、式（５５）の演算の行い、Ｗ相の１次電流指令Ｉｗｓ＊ を出力する。
【００９９】
次に、電流制御回路１５１は、各相の１次電流指令Ｉｕｓ＊ ，Ｉｖｓ＊ ，Ｉｗｓ＊ を入力すると、各相毎の１次電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓが、その１次電流指令Ｉｕｓ＊ ，Ｉｖｓ＊ ，Ｉｗｓ＊ に一致するように各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ を生成する。
【０１００】
即ち、減算器１５２が、Ｕ相の１次電流指令Ｉｕｓ＊ と１次電流Ｉｕｓの偏差を演算し、増幅器１５３がその偏差を増幅することにより、Ｕ相の１次電圧の電圧指令Ｖｕｓ＊ を演算して出力する。
同様にして、減算器１５４が、Ｖ相の１次電流指令Ｉｖｓ＊ と１次電流Ｉｖｓの偏差を演算し、増幅器１５５がその偏差を増幅することにより、Ｖ相の１次電圧の電圧指令Ｖｖｓ＊ を演算して出力する。
同様にして、減算器１５８が、Ｗ相の１次電流指令Ｉｗｓ＊ と１次電流Ｉｗｓ（１次電流Ｉｗｓは、加算器１５６及び符号反転器１５７によって求められる（式（４４）参照）の偏差を演算し、増幅器１５９がその偏差を増幅することにより、Ｗ相の１次電圧の電圧指令Ｖｗｓ＊ を演算して出力する。
【０１０１】
最後に、ＰＷＭインバータ１６は、電流制御回路１５１から出力された各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ に基づいて、誘導電動機１の１次電流を制御する。
これにより、１次電圧Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓが、電流制御回路１５１から出力された１次電圧の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ に追随するようになる。
その結果、誘導電動機１の１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓは、それぞれの指令値Ｉｄｓ＊ 、Ｉｑｓ＊ に追随し、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒ及び２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒもそれぞれの指令値Φｄｒ＊ 、Ｉｑｒ＊ に追随する。
【０１０２】
以上で明らかなように、この実施例３によれば、２次磁束又は２次電流が時間的に変化するような過渡状態においても、上記実施例１と同様に、式（１２）が成立する指令値Φｄｒ＊ ，Ｉｑｒ＊ を求め、式（３１）が成立するように制御するので、定常状態と同様に、トルクの直線性を保つことができる。従って、高精度のトルク制御性能を実現できる。
【０１０３】
実施例４．
上記実施例３では、すべり周波数演算回路２３ａがすべり周波数ωｓ を演算するものについて示したが、上記実施例２と同様に、２次磁束演算回路１３１と除算器１３２と係数器１３３とによってすべり周波数ωｓ を演算するようにしてもよい（図７参照）。
これにより、上記実施例３のように、１次電流のｑ軸成分Ｉｑｓを２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒに変換することなく、指令発生回路２１ａから出力された２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を入力するだけで１次周波数ωを演算することができるので、回路構成が簡単になる（この実施例４の場合、すべり周波数演算回路２３ａのすべり周波数ωｓ 演算する部分が不要になる）とともに、演算を高速に行うことができるようになる。
因に、この実施例４は請求項５の発明に対応している。
【０１０４】
実施例５．
上記実施例１では、指令発生回路２１が、式（１２）を満足する２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ をトルク指令τｍ＊から求めるものについて示したが、図１１に示すように、誘導電動機１の２次磁束のｄ軸成分Φｄｒに対する２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒの比の関係を表す１次周波数ωの関数ｆ（ω）と、その２次磁束のｄ軸成分Φｄｒと２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒの積がトルク指令τｍ＊に比例する関係とに基づいて、その２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を演算するようにしてもよい。
これにより、高精度のトルク制御性能の実現に加え、運転効率を向上させることができる。
【０１０５】
図１１は請求項６の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置の指令発生回路（指令発生手段）部分を示す構成図であり、図において、１８１はトルク指令τｍ＊に係数１／Ｐｍ を乗算する係数器、１８２は係数器１８１の乗算結果の絶対値を演算する絶対値回路、１８３はアナログ信号である１次周波数ωをデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ、１８４は１次周波数ωを入力するとｆ（ω）の値を出力するＲＯＭ、１８５は絶対値回路１８２の出力とＲＯＭ１８４の出力を乗算してｆ（ω）｜τｍ＊｜／Ｐｍ の値をアナログ信号として出力する乗算型Ｄ／Ａコンバータ、１８６は乗算型Ｄ／Ａコンバータ１８５の出力の平方根を演算し、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を出力する平方根演算器、１８７は係数器１８１の乗算結果を反転する符号反転器、１８８は符号反転器１８７の出力を２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ で除算し、２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を出力する除算器である。
【０１０６】
次に動作について説明する。
指令発生回路２１ｂ以外は、上記実施例１と同様であるため指令発生回路２１ｂについてのみ説明するが、その説明をする前に、運転効率を向上させるための原理について説明する。
【０１０７】
上述したように、式（１２）を満足する２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ をトルク指令τｍ＊から求め、これらの指令値Φｄｒ＊ ，Ｉｑｒ＊ によって式（３１）が成立するように、誘導電動機１を制御すれば、２次磁束が変化する過渡状態においても、誘導電動機１の発生トルクτｍ はトルク指令τｍ＊に追従することになる。
しかしながら、式（１２）を満足するΦｄｒ＊ とＩｑｒ＊ の組み合わせは無数に存在し、また、当該装置の損失は、後述するように２次磁束のｄ軸成分Φｄｒ及び２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒに影響されるので、これらの組み合わせによって、当該装置の運転効率が決定される。
そこで、如何なる指令値Φｄｒ＊ ，Ｉｑｒ＊ を選択すれば、当該装置の運転効率が最大になるかを考える。
【０１０８】
まず、式（２２）〜式（２５）に示す電圧・電流方程式の微分項は、一定トルクで誘導電動機１を加減速運転する場合零になるので、当該微分項を無視するとともに、２次磁束のｑ軸成分を零（Φｑｒ＝０）にする条件（式（１２）を満足させるために必要な条件（詳細は実施例１参照））を考慮すると、式（２６）より次式が得られる。
Ｉｄｒ＝０ ・・・（５６）
そこで、式（５６）を、式（２２）及び式（２３）に代入し、微分項を無視すると、１次電圧のｄ軸成分Ｖｄｓ及びｑ軸成分Ｖｑｓは、下記のように表すことができる。
【０１０９】
一方、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓは、式（３５）、式（３６）によって示されるが、式（３５）及び式（３６）に、Φｑｒ＝０、Ｉｄｒ＝０を代入すると、式（３５）及び式（３６）は下記のように表すことができる。
【０１１０】
ここで、誘導電動機１に入力される有効電力Ｐｉｎは、次式で与えられる。
Ｐｉｎ＝Ｖｄｓ・Ｉｄｓ＋Ｖｑｓ・Ｉｑｓ ・・・（６１）
そして、式（６１）に、式（５７）〜式（６０）を代入すると式（６１）は、下記のように表すことができる。
【０１１１】
一方、誘導電動機１の機械的出力Ｐｏｕｔ は、次式で与えられる。
Ｐｏｕｔ ＝ωｒｍ・τｍ ・・・（６３）
ただし、ωｒｍは誘導電動機１の機械的な回転周波数であり、電気的な回転周波数ωｒ とは、次の関係がある。
ωｒｍ＝ωｒ ／Ｐｍ ＝（ ω−ωｓ）／Ｐｍ ・・・（６４）
また、式（６４）に、式（３１）を代入してωｓ を消去すると、次式が得られる。
ωｒｍ＝（ ω＋Ｒｒ Ｉｑｒ／Φｄｒ） ／Ｐｍ ・・・（６５）
従って、式（６３）に、式（１２）及び式（６５）を代入して、τｍ およびωｒｍを消去すると、式（６３）は下記のように表すことができる。
Ｐｏｕｔ ＝−ωＩｑｒΦｄｒ−Ｒｒ Ｉｑｒ２ ・・・（６６）
【０１１２】
次に、誘導電動機１で発生する損失Ｐｌｏｓｓは、次式によって与えられるが、損失Ｐｌｏｓｓが最小になれば、運転効率は最大になる。換言すると、損失Ｐｌｏｓｓが最小となるΦｄｒとＩｑｒの組み合わせを求めれば、運転効率を最大にすることができる。
Ｐｌｏｓｓ＝Ｐｉｎ−Ｐｏｕｔ ・・・（６７）
そして、式（６７）に、式（６２）及び式（６６）を代入すると、式（６７）は下記のように表すことができる。
【０１１３】
よって、ここでは損失Ｐｌｏｓｓが最小となるΦｄｒとＩｑｒの組み合わせを求めることにする。
まず、ΦｄｒとＩｑｒの組み合わせが変化しても、式（１２）は常に成立するので、発生トルクが一定の場合、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒと２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒの間には、下記の関係が成立する。
Φｄｒ・Ｉｑｒ＝Ａ （ Ａ＝一定） ・・・（６９）
そこで、式（６８）に、式（６９）を代入してΦｄｒを消去すると、式（６８）は下記のように表すことができる。
【０１１４】
ここで、式（７０）に着目すると、損失Ｐｌｏｓｓは、式（７０）の右辺をＩｑｒ２ で微分し、その微分値が零となる条件を具備するとき最小となる。
従って、この条件と式（６９）から、求めるΦｄｒとＩｑｒの関係は次式によって与えられる。
よって、ΦｄｒとＩｑｒの振幅比が式（７１）を満足するように、指令値Φｄｒ＊ ，Ｉｑｒ＊ を設定すれば、運転効率が最大になる。
【０１１５】
次に、指令発生回路２１ｂの具体的動作を説明する。
まず、外部からトルク指令τｍ＊を係数器１８１が入力すると、そのトルク指令τｍ＊に係数値１／Ｐｍ を乗算し、絶対値回路１８２がその乗算結果の絶対値｜τｍ＊｜／Ｐｍ の値を演算する。
一方、加算器２４からアナログ信号である１次周波数ωをＡ／Ｄコンバータ１８３が入力するとデジタル信号に変換し、ＲＯＭ１８４がＡ／Ｄコンバータ１８３の出力をアドレス信号として入力する。これにより、ＲＯＭ１８４は、アドレス信号である１次周波数ωに基づいて、関数ｆ（ω） の値をデジタル信号として出力する。
即ち、ＲＯＭ１８４には、１次周波数ωの値に対応して式（７１）の値が格納されている。
【０１１６】
そして、絶対値回路１８２の出力｜τｍ＊｜／Ｐｍ （アナログ信号）と、ＲＯＭ１８４の出力ｆ（ω）の値（デジタル信号）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１８５が入力すると、両者を乗算してｆ（ω） ｜τｍ＊｜／Ｐｍ の値をアナログ信号として出力する。
そして、乗算型Ｄ／Ａコンバータ１８５の出力を平方根演算器１８６が入力すると、ｆ（ω） ｜τｍ＊｜／Ｐｍ の平方根を演算することによって２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を演算する。
即ち、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ は、式（１２）及び式（７２）より、下記のように表すことができるので、乗算型Ｄ／Ａコンバータ１８５の出力ｆ（ω） ｜τｍ＊｜／Ｐｍ の平方根を演算すれば、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を演算することができる。
Φｄｒ＊ ＝（ｆ（ω） ｜τｍ＊｜／Ｐｍ ）１／２ ・・・（７３）
【０１１７】
また、係数器１８１の出力τｍ＊／Ｐｍ を符号反転器１８７が入力すると、係数器１８１の出力を反転して−τｍ＊／Ｐｍ の値を出力し、その−τｍ＊／Ｐｍ の値を除算器１８８が入力すると、−τｍ＊／Ｐｍ の値を平方根演算器１８６から出力された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ で除算することによって２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を演算する。
即ち、２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ は、式（１２）より、下記のように表すことができるので、符号反転器１８７の出力−τｍ＊／Ｐｍ を２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ で除算すれば、２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を演算することができる。
Ｉｑｒ＊ ＝−τｍ＊／（ Ｐｍ Φｄｒ＊） ・・・（７４）
【０１１８】
以上のように、この実施例５によれば、損失Ｐｌｏｓｓが最小になる条件を満足、即ち、式（７１）を満足するように、指令発生回路２１ｂが指令値Φｄｒ＊ ，Ｉｑｒ＊ を演算するので、誘導電動機１の運転効率を最大にすることができる。
【０１１９】
実施例６．
上記実施例５では、図１における指令発生回路２１を図１１の指令発生回路２１ｂに置き換えたものについて示したが、図７における指令発生回路２１及び図８における指令発生回路２１ａを図１１の指令発生回路２１ｂに置き換えてもよく、上記実施例５と同様の効果を奏する。
【０１２０】
実施例７．
上記実施例５では、損失Ｐｌｏｓｓが最小になる条件を満足（式（７１）を満足）する２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を演算するものについて示したが、さらに、その演算された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ が所定の最大値より大きい場合あるいは所定の最小値より小さい場合には、その２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を当該最大値あるいは最小値に制限し、その２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ にしたがって２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を演算するようにしてもよい。
これにより、高精度のトルク制御性能の実現に加え、運転効率及び速度応答性の向上を図ることができるとともに、磁気飽和の発生を防止することができる。
【０１２１】
図１２は請求項７の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置の指令発生回路（指令発生手段）部分を示す構成図であり、図において、１８９は速度指令ωｒ＊と速度検出器３から出力された回転周波数ωｒ の偏差を演算する減算器、１９０は減算器１８９の出力を増幅し、トルク指令τｍ＊を演算する増幅器、１９１は平方根演算器１８６により演算された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ が所定の最大値より大きい場合には、その２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を当該最大値に制限し、所定の最小値より小さい場合には、その２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を当該最小値に制限する制限回路である。
【０１２２】
次に動作について説明する。
平方根演算器１８６の出力側に制限回路１９１を設けた点以外は、ほぼ実施例５と同様であるので、主に制限回路１９１について説明する。
まず、上記実施例５のように、制限回路１４３がない場合には、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ は式（７１）を満足する限り、大きな値を取ることができるので、２次磁束の振幅を大きくすることができるが、２次磁束の振幅はある程度以上大きくなると、磁気飽和が発生してしまうので、高精度のトルク制御性能が得られなくなってしまう不具合がある。
また、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒは、式（３３）から明らかなように、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓに対して１次遅れの特性をもって応答するので、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒが小さくなり過ぎると、急速にトルクを増大させる必要が生じた場合、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓを急変させても、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒの応答が遅いため、指令どおりのトルクを得るまでに要する時間が長くなる不具合もある。
【０１２３】
そこで、この実施例７では、上記のような不具合を解消するために、平方根演算器１８６により演算された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ が所定の最大値より大きい場合には、その２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を当該最大値に制限し、所定の最小値より小さい場合には、その２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を当該最小値に制限する制限回路１９１を設けることによって、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒの振幅の大きさを制限している。
【０１２４】
実施例８．
上記実施例５では、損失Ｐｌｏｓｓが最小になる条件を満足（式（７１）を満足）する２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を演算するものについて示したが、上記条件の他に、１次周波数演算回路２５または周波数・磁束演算手段２５ａにより演算された２次磁束のｄ軸成分Φｄｒを用いて演算するという条件を付加するようにしてもよい。
これにより、誘導電動機１の運転効率を更に向上させることができる。
【０１２５】
図１３は請求項８の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置の指令発生回路（指令発生手段）部分を示す構成図であり、図において、１９２はトルク指令τｍ＊が正のとき−１の極性信号を出力し、負のとき１の極性信号を出力する極性判別回路、１９３は２次磁束のｄ軸成分ΦｄｒとＲＯＭ１８４の出力を乗算して、Φｄｒｆ（ω）の値をアナログ信号として出力する乗算型Ｄ／Ａコンバータ、１９５は係数器１８１の出力を乗算型Ｄ／Ａコンバータ１９３の出力で除算し、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を出力する除算器、１９４は乗算型Ｄ／Ａコンバータ１９３の出力と極性判別回路１９２の出力を乗算して２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を出力する乗算器である。
【０１２６】
次に動作について説明する。
まず、外部からトルク指令τｍ＊を係数器１８１が入力すると、そのトルク指令τｍ＊に係数値１／Ｐｍ を乗算する。
また、外部からトルク指令τｍ＊を極性判別回路１９２が入力すると、そのトルク指令τｍ＊の極性を判別し、そのトルク指令τｍ＊が正であれば−１の極性信号を出力し、負であれば１の極性信号を出力する。
【０１２７】
一方、１次周波数演算回路２５等から２次磁束のｄ軸成分Φｄｒ（アナログ信号）と、ＲＯＭ１８４の出力ｆ（ω）の値（デジタル信号）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１９３が入力すると、両者を乗算してΦｄｒｆ（ω） の値をアナログ信号として出力する。ただし、式（７２）よりΦｄｒｆ（ω） は｜Ｉｑｒ｜と等しい。
そして、係数器１８１の出力τｍ＊／Ｐｍ を除算器１９５が入力すると、τｍ＊／Ｐｍ の値を乗算型Ｄ／Ａコンバータ１９３の出力｜Ｉｑｒ｜で除算することによって２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を演算する。
即ち、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ は、式（１２）より、下記のように表すことができるので、係数器１８１の出力τｍ＊／Ｐｍ を｜Ｉｑｒ｜で除算すれば、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を演算することができる。
Φｄｒ＊ ＝−τｍ＊／（Ｐｍ Ｉｑｒ） ・・・（７５）
【０１２８】
一方、乗算型Ｄ／Ａコンバータ１９３の出力｜Ｉｑｒ｜を乗算器１９４が入力すると、極性判別回路１９２から出力された極性信号を乗算して、２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を出力する。
なお、極性信号の極性は、トルク指令τｍ＊の極性と異なるので、トルク指令τｍ＊の極性と異なる２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ が出力される。
【０１２９】
以上のように、この実施例８によれば、損失Ｐｌｏｓｓが最小になる条件の他に、１次周波数演算回路２５または周波数・磁束演算手段２５ａにより演算された２次磁束のｄ軸成分Φｄｒを用いて演算するという条件を付加しているので、上記実施例５よりも更に誘導電動機１の運転効率を向上させることができる。
即ち、上記実施例５では、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ に基づいて２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を求めているが、必ずしも２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ が２次磁束のｄ軸成分Φｄｒに一致するとは限らないからである。
【０１３０】
実施例９．
上記実施例１〜４では、すべり周波数演算回路２３，２３ａまたは２次磁束演算回路１３１が、電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓに基づいて、すべり周波数ωｓ 又は２次磁束のｄ軸成分Φｄｒを演算するものについて示したが、電流成分指令演算回路２６又は電流成分指令演算手段１４８により変換された１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ に基づいて演算するようにしてもよく、同様の効果が得られる。
【０１３１】
実施例１０．
上記実施例２では、１次周波数演算手段２５が２次磁束演算回路１３１により演算された２次磁束のｄ軸成分Φｄｒに基づいてすべり周波数ωｓ を演算するものについて示したが、指令発生回路２１から出力された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ に基づいて演算するようにしてもよく、同様の効果が得られる。
なお、この場合、２次磁束演算回路１３１は不要となる。
【０１３２】
実施例１１．
上記実施例では、ハードウエアによって構成したものについて示したが、マイクロコンピュータを用いたソフトウエア処理によって実現してもよい。
【０１３３】
【発明の効果】
以上のように請求項１の発明によれば、誘導電動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分が、その誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を考慮して指令変換手段が変換した１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に一致するように誘導電動機の１次電流を制御し、かつ、指令変換手段が変換処理を実施する際、２次磁束のｄ軸成分指令を微分した微分信号に基づいて２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に変換するように構成したので、２次磁束又は２次電流が時間的に変化するような場合でもトルクの直線性を失うことなく誘導電動機の１次電流を制御でき、その結果、良好なトルク制御性能が得られる効果がある。
【０１３４】
請求項２の発明によれば、誘導電動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分が、その誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を考慮して電流成分指令演算手段が変換した１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に一致するように誘導電動機の１次電流を制御し、かつ、電流成分指令演算手段が変換処理を実施する際、２次磁束のｄ軸成分指令を微分した微分信号に基づいて２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に変換するように構成したので、２次磁束又は２次電流が時間的に変化するような場合でもトルクの直線性を失うことなく誘導電動機の１次電流を制御でき、その結果、良好なトルク制御性能が得られる効果がある。
【０１３５】
請求項３の発明によれば、電流成分演算回路により演算された１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分に基づいて誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分を演算するとともに、その２次磁束のｄ軸成分と指令発生手段から出力された２次電流のｑ軸成分指令と検出手段により検出された回転周波数に基づいてその誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を演算するように構成したので、請求項１の発明の効果に加え、１次電流のｑ軸成分を２次電流のｑ軸成分に変換することなく該１次周波数を演算することができ、その結果、１次周波数演算手段の構成が簡単になる効果がある。
【０１３６】
請求項４の発明によれば、２次磁束のｄ軸成分を考慮して２次磁束のｄ軸成分指令から変換された１次電流のｄ軸成分指令と、１次周波数を考慮して２次電流のｑ軸成分指令から変換された１次電流のｑ軸成分指令を、その１次周波数を考慮して誘導電動機の各相毎の１次電流指令に変換し、検出手段により検出された１次電流がその１次電流指令に一致するようにその１次電流を制御し、かつ、電流成分指令演算手段が変換処理を実施する際、２次磁束のｄ軸成分指令を微分した微分信号に基づいて２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に変換するように構成したので、２次磁束又は２次電流が時間的に変化するような場合でも、トルクの直線性を失うことなく誘導電動機の１次電流を制御でき、その結果、良好なトルク制御性能が得られる効果がある。
【０１３７】
請求項５の発明によれば、電流成分演算回路により演算された１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分に基づいて誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分を演算するとともに、その２次磁束のｄ軸成分と指令発生手段から出力された２次電流のｑ軸成分指令と検出手段により検出された回転周波数に基づいてその誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を演算するように構成したので、請求項１の発明の効果に加え、１次電流のｑ軸成分を２次電流のｑ軸成分に変換することなく該１次周波数を演算することができ、その結果、周波数・磁束演算手段の構成が簡単になる効果がある。
【０１３８】
請求項６の発明によれば、誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分に対する２次電流のｑ軸成分の比の関係を表す１次周波数の関数と、その２次磁束のｄ軸成分と２次電流のｑ軸成分の積がトルク指令に比例する関係とに基づいて、その２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を演算するように構成したので、請求項１の発明の効果に加え、誘導電動機の運転効率を最大にできる効果がある。
【０１３９】
請求項７の発明によれば、演算された２次磁束のｄ軸成分指令が所定の最大値より大きい場合あるいは所定の最小値より小さい場合には、その２次磁束のｄ軸成分指令を当該最大値あるいは最小値に制限し、その２次磁束のｄ軸成分指令にしたがって２次電流のｑ軸成分指令を演算するように構成したので、請求項６の発明の効果に加え、誘導電動機の応答速度を向上させることができるとともに、磁気飽和の発生を防止できる効果がある。
【０１４０】
請求項８の発明によれば、誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分に対する２次電流のｑ軸成分の比の関係を表す１次周波数の関数と、その２次磁束のｄ軸成分と２次電流のｑ軸成分の積がトルク指令に比例する関係と、１次周波数演算回路または周波数・磁束演算手段により演算された２次磁束のｄ軸成分とに基づいて、その２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を演算するように構成したので、請求項６の発明よりも確実に、誘導電動機の運転効率を最大にできる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１及び請求項２の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置を示す構成図である。
【図２】指令発生回路２１を示す構成図である。
【図３】電流成分演算回路２２を示す構成図である。
【図４】すべり周波数演算回路２３を示す構成図である。
【図５】電流成分指令演算回路２６を示す構成図である。
【図６】電流制御回路２８を示す構成図である。
【図７】請求項３の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置を示す構成図である。
【図８】請求項４の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置を示す構成図である。
【図９】すべり周波数演算回路２３ａを示す構成図である。
【図１０】１次電流指令演算回路１５０を示す構成図である。
【図１１】請求項６の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置の指令発生回路部分を示す構成図である。
【図１２】請求項７の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置の指令発生回路部分を示す構成図である。
【図１３】請求項８の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置の指令発生回路部分を示す構成図である。
【図１４】従来の誘導電動機の制御装置を示す構成図である。
【符号の説明】
１ 誘導電動機
２ 電流検出器（検出手段）
３ 速度検出器（検出手段）
２１、２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ 指令発生回路（指令発生手段）
２２ 電流成分演算回路
２４ 加算器（１次周波数演算回路）
２５ １次周波数演算手段
２５ａ 周波数・磁束演算手段
２６ 電流成分指令演算回路（電流成分指令演算手段）
２７ 指令変換手段
２９、１６０ 制御手段
１３１ ２次磁束演算回路（１次周波数演算回路）
１３２ 除算器（１次周波数演算回路）
１３３ 係数器（１次周波数演算回路）
１４８ 電流成分指令演算手段
【産業上の利用分野】
この発明は、鉄損を無視できない誘導電動機を駆動する場合でも高精度のトルク制御性能を得ることができる誘導電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１４は例えば特開平１ー３１１８８４号公報に示された従来の誘導電動機の制御装置を示す構成図であり、図において、１は誘導電動機、２は誘導電動機１の１次電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓを検出する電流検出器（検出手段）、３は誘導電動機１の回転周波数ωｒ を検出する速度検出器（検出手段）である。
【０００３】
また、４は速度指令ωｒ＊と回転周波数ωｒ の偏差を検出する減算器、５は減算器４により検出された偏差を増幅してトルク電流成分指令ＩＴ＊を出力する増幅器、６はトルク電流成分指令ＩＴ＊を励磁電流成分指令Ｉ０＊で除算する除算器、７は除算器６の除算結果にＲｒ／Ｍ（ただし、Ｒｒは誘導電動機１の２次抵抗、Ｍは相互インダクタンス）を乗算し、すべり周波数ωｓ を出力する係数器、８〜１１はトルク電流成分指令ＩＴ＊と１次周波数ωを入力すると、所定の演算を行う演算器である。
【０００４】
また、１２は演算器８の演算結果と演算器１０の演算結果を加算し、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ を出力する加算器、１３は演算器９の演算結果と演算器１１の演算結果を加算し、１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を出力する加算器、１４は速度検出器３により検出された回転周波数ωｒ と係数器７から出力されたすべり周波数ωｓ を加算して１次周波数ωを求め、その１次周波数ωに基づいて１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を１次電流の各相毎の１次電流指令Ｉｕｓ＊ ，Ｉｖｓ＊ ，Ｉｗｓ＊ に変換する電流指令値演算部、１５は誘導電動機１の１次電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓが電流指令値演算部１４により変換された１次電流指令Ｉｕｓ＊ ，Ｉｖｓ＊ ，Ｉｗｓ＊ に一致するように各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ を生成する電流制御部、１６は各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ に基づいて誘導電動機１を制御するＰＷＭインバータである。
【０００５】
次に動作について説明する。
まず、当該誘導電動機の制御装置の具体的動作を説明する前に、ベクトル制御の一般的な話からすると、通常、誘導電動機のベクトル制御では、誘導電動機の鉄損は微小であるとの仮定のもとに無視される場合が多いのが現実である。
しかしながら、鉄損を無視すると、厳密には２次磁束と２次電流の直交性が失われるので、同一のトルク指令に対し、力行時と回生時で発生トルクが異なってしまったり、周波数変動によって発生トルクが変化してしまう不具合が生じる。このため、トルクの直線性が損なわれ、ベクトル制御の特長である高精度のトルク制御性能が実現できないという事態が発生する。
そこで、当該誘導電動機の制御装置は、かかる不具合を解消すべく、誘導電動機の鉄損を考慮してベクトル制御を行うものである。
【０００６】
ここで、発生トルクが鉄損の影響を受ける理由を説明するとともに、当該装置のベクトル制御の原理を説明する（具体的構成の説明は後述する）。
【０００７】
最初に、１次周波数ωで回転する直交回転座標軸（以下ではｄ−ｑ軸と呼ぶ）上における誘導電動機１の定常状態における電圧・電流方程式は、次式によって与えられる。
ただし、Ｒｓ 誘導電動機の１次抵抗
Ｒｒ 誘導電動機の２次抵抗
Ｒｍ 鉄損抵抗
Ｌｓ 誘導電動機の１次自己インダクタンス
Ｌｒ 誘導電動機の２次自己インダクタンス
Ｍ １次２次相互インダクタンス
Ｖｄｓ １次電圧のｄ軸成分
Ｖｑｓ １次電圧のｑ軸成分
Ｉｄｓ １次電流のｄ軸成分
Ｉｑｓ １次電流のｑ軸成分
Ｉｄｒ ２次電流のｄ軸成分
Ｉｑｒ ２次電流のｑ軸成分
ω 誘導電動機の１次周波数
ωｓ 誘導電動機のすべり周波数
因に、式（１） 〜式（４） において、鉄損抵抗Ｒｍ の値を零とすると、鉄損を無視した場合の誘導電動機１の定常状態における電圧・電流方程式と一致する。
【０００９】
また、鉄損抵抗Ｒｍ を考慮した場合、誘導電動機１の２次磁束のｄ軸成分Φｄｒ及びｑ軸成分Φｑｒ、並びに発生トルクτｍ は、次式によって与えられる。
【００１０】
ここで、式（５） および式（６） に着目すると、鉄損抵抗Ｒｍ の存在により、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒは、１次電流のｑ軸成分Ｉｑｓ、２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒの影響を受け、２次磁束のｑ軸成分Φｑｒは、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ、２次電流のｄ軸成分Ｉｄｒの影響を受けることが分かる。
従って、式（７） より、発生トルクτｍ も鉄損抵抗Ｒｍ の影響を受けることが分かる。
【００１１】
さて、当該装置のベクトル制御法を一言で説明すると、２次磁束ベクトルの方向をｄ軸あるいはｑ軸に一致させるように制御、即ち、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒあるいはｑ軸成分Φｑｒが常に零となるように制御するものであるが、通常、ベクトル制御では、２次磁束ベクトルの方向をｄ軸に一致させるので、ここでもｄ軸を２次磁束ベクトルの方向として説明を続ける。
【００１２】
まず、式（５） 及び式（６） を式（３） 、式（４） に代入すると次式が得られる。
ここで、式（１３）に着目すると、励磁電流成分Ｉ０ を一定に制御すれば２次磁束のｄ軸成分Φｄｒは一定になるので、励磁電流成分Ｉ０ を一定に制御すれば、式（１５）より、発生トルクτｍ は鉄損Ｒｍ の影響を受けずに、トルク電流成分ＩＴ に比例することが分かる。
換言すると、励磁電流成分Ｉ０ を一定にすることを条件にトルク電流成分ＩＴ を制御できれば、鉄損Ｒｍ の影響を受けずに、発生トルクτｍ を制御できることになる。
【００１４】
因に、すべり周波数ωｓ についても、式（１１）に式（１３）及び式（１４）を代入すると、式（１１）は下記のように変形できるので、発生トルクτｍ と同様に、トルク電流成分ＩＴ を制御できれば、鉄損Ｒｍ の影響を受けずに、制御できることになる。
ωｓ ＝Ｒｒ ＩＴ ／（ ＭＩ０） ・・・（１６）
なお、１次周波数ωは、すべり周波数ωｓ に、速度検出器３で検出することができる回転周波数ωｒ を加えたものであるので、すべり周波数ωｓ を制御できれば、１次周波数ωも制御可能になる。
【００１５】
しかしながら、式（１３）、式（１４）からも明らかなように、励磁電流成分Ｉ０ 及びびトルク電流成分ＩＴ は、誘導電動機１の２次側の物理量であるため、直接制御することができないので、当該装置では、直接制御可能な誘導電動機１の１次電流を制御して、間接的に励磁電流成分Ｉ０ 及びトルク電流成分ＩＴ を制御するようにしている。
【００１６】
因に、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓと、励磁電流成分Ｉ０ 及びトルク電流成分ＩＴ との関係は下記の通りである（式（１７）、式（１８）は、式（５） 、式（６） をＩｄｓおよびＩｑｓについて解き、さらに、Φｑｒ＝０、Ｉｄｒ＝０［（１０）式より］として、式（１３）、式（１４）を用いてΦｄｒ、Ｉｑｒを消去すると求めることができる）。
【００１７】
以上より、式（１７）及び式（１８）にしたがって１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を演算すれば、鉄損抵抗Ｒｍ の影響を受けずに発生トルクτｍ を制御できることになる。
なお、誘導電動機の相電流指令Ｉｕｓ＊ 、Ｉｖｓ＊ 、Ｉｗｓ＊ を、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ で表すと、下記のようになる。
次に、当該誘導電動機の制御装置の具体的動作を説明する。
まず、減算器４が速度指令ωｒ＊から速度検出器３により検出された誘導電動機１の回転周波数ωｒ を減算し、増幅器５がその減算結果を増幅してトルク電流成分指令ＩＴ＊を演算する。
そして、除算器６がトルク電流成分指令ＩＴ＊を励磁電流成分指令Ｉ０＊で除算すると、係数器７がその除算結果に係数Ｒｒ／Ｍを乗算し、すべり周波数ωｓ を演算する。即ち、係数器７は式（１６）の演算が行い、すべり周波数ωｓ を演算する。このようにして、すべり周波数ωｓ が演算されると、電流指令値演算部１４は、そのすべり周波数ωｓ に、速度検出器３により検出された回転周波数ωｒ を加算して、誘導電動機１の１次周波数ωを演算する。
【００１９】
そして、演算器１０は、励磁電流成分指令Ｉ０＊及び１次周波数ωを入力すると、式（１７）の右辺第１項の演算が行う一方、演算器８は、トルク電流成分指令ＩＴ＊及び１次周波数ωを入力すると、式（１７）の右辺第２項の演算を行う。
そして、演算器１０及び演算器８から演算結果を出力されると加算器１２は、演算器１０の演算結果と演算器８の演算結果力を加算して１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ を演算する。
また、演算器１１は、励磁電流成分指令Ｉ０＊及び１次周波数ωを入力すると、式（１８）の右辺第１項の演算が行う一方、演算器９は、トルク電流成分指令ＩＴ＊及び１次周波数ωを入力すると、式（１８）の右辺第２項の演算を行う。
そして、演算器１１及び演算器９から演算結果を出力されると加算器１３は、演算器１１の演算結果と演算器９の演算結果力を加算して１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を演算する。
【００２０】
次に、電流指令値演算部１４は、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ と、すべり周波数ωｓ と、回転周波数ωｒ とを入力すると、式（１９）〜式（２１）の演算が行い、相電流指令Ｉｕｓ＊ 、Ｉｖｓ＊ 、Ｉｗｓ＊ を演算する。
そして、最後に、電流制御部１５が、１次電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓがその１次電流指令Ｉｕｓ＊ ，Ｉｖｓ＊ ，Ｉｗｓ＊ に一致するように各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ を生成し、ＰＷＭインバータ１６が各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ に基づいて誘導電動機１を制御する。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
従来の誘導電動機の制御装置は以上のように構成されているので、誘導電動機１の鉄損が無視できない場合でも、トルクの直線性が失われることなく良好なトルク制御性能が得られるが、誘導電動機１の定常状態における電圧・電流方程式（式（１） 〜式（４） 参照）からベクトル制御則を求めているため、２次磁束が時間的に変化するような場合（例えば、自動界磁弱め制御によって定出力運転を行う場合には、定出力運転領域では２次磁束の振幅が回転速度に反比例して時間的に変化する）、トルクの直線性が失われ、良好なトルク制御性能が得られなくなるなどの問題点があった。
【００２２】
請求項１から請求項５の発明は上記のような問題点を解消するためになされたもので、２次磁束又は２次電流が時間的に変化するような場合でも、トルクの直線性を失うことなく、高精度のトルク制御性能を実現できる誘導電動機の制御装置を得ることを目的とする。
【００２３】
請求項６及び請求項８の発明は、高精度のトルク制御性能の実現に加え、運転効率を向上できる誘導電動機の制御装置を得ることを目的とする。
【００２４】
請求項７の発明は、高精度のトルク制御性能の実現に加え、運転効率及び速度応答性の向上を図るとともに、磁気飽和の発生を防止できる誘導電動機の制御装置を得ることを目的とする。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明に係る誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分が、その誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を考慮して指令変換手段が変換した１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に一致するように誘導電動機の１次電流を制御するようにしたものである。ただし、指令変換手段が変換処理を実施する際、２次磁束のｄ軸成分指令を微分した微分信号に基づいて２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に変換するようにする。
【００２６】
請求項２の発明に係る誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分が、その誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を考慮して電流成分指令演算手段が変換した１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に一致するように誘導電動機の１次電流を制御するようにしたものである。ただし、電流成分指令演算手段が変換処理を実施する際、２次磁束のｄ軸成分指令を微分した微分信号に基づいて２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に変換するようにする。
【００２７】
請求項３の発明に係る誘導電動機の制御装置は、電流成分演算回路により演算された１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分に基づいて誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分を演算するとともに、その２次磁束のｄ軸成分と指令発生手段から出力された２次電流のｑ軸成分指令と検出手段により検出された回転周波数に基づいてその誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を演算するようにしたものである。
【００２８】
請求項４の発明に係る誘導電動機の制御装置は、２次磁束のｄ軸成分を考慮して２次磁束のｄ軸成分指令から変換された１次電流のｄ軸成分指令と、１次周波数を考慮して２次電流のｑ軸成分指令から変換された１次電流のｑ軸成分指令を、その１次周波数を考慮して誘導電動機の各相毎の１次電流指令に変換し、検出手段により検出された１次電流がその１次電流指令に一致するようにその１次電流を制御するようにしたものである。ただし、電流成分指令演算手段が変換処理を実施する際、２次磁束のｄ軸成分指令を微分した微分信号に基づいて２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に変換するようにする。
【００２９】
請求項５の発明に係る誘導電動機の制御装置は、電流成分演算回路により演算された１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分に基づいて誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分を演算するとともに、その２次磁束のｄ軸成分と指令発生手段から出力された２次電流のｑ軸成分指令と検出手段により検出された回転周波数に基づいてその誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を演算するようにしたものである。
【００３０】
請求項６の発明に係る誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分に対する２次電流のｑ軸成分の比の関係を表す１次周波数の関数と、その２次磁束のｄ軸成分と２次電流のｑ軸成分の積がトルク指令に比例する関係とに基づいて、その２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を演算するようにしたものである。
【００３１】
請求項７の発明に係る誘導電動機の制御装置は、演算された２次磁束のｄ軸成分指令が所定の最大値より大きい場合あるいは所定の最小値より小さい場合には、その２次磁束のｄ軸成分指令を当該最大値あるいは最小値に制限し、その２次磁束のｄ軸成分指令にしたがって２次電流のｑ軸成分指令を演算するようにしたものである。
【００３２】
請求項８の発明に係る誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分に対する２次電流のｑ軸成分の比の関係を表す１次周波数の関数と、その２次磁束のｄ軸成分と２次電流のｑ軸成分の積がトルク指令に比例する関係と、１次周波数演算回路または周波数・磁束演算手段により演算された２次磁束のｄ軸成分とに基づいて、その２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を演算するようにしたものである。
【００３３】
【作用】
請求項１の発明における誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分が、その誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を考慮して指令変換手段が変換した１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に一致するように誘導電動機の１次電流を制御する制御手段を設けたことにより、２次磁束が時間的に変化するような場合でも、トルクの直線性を失うことなく誘導電動機の１次電流が制御される。
【００３４】
請求項２の発明における誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分が、その誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を考慮して電流成分指令演算手段が変換した１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に一致するように誘導電動機の１次電流を制御する制御手段を設けたことにより、２次磁束が時間的に変化するような場合でも、トルクの直線性を失うことなく誘導電動機の１次電流が制御される。
【００３５】
請求項３の発明における誘導電動機の制御装置は、電流成分演算回路により演算された１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分に基づいて誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分を演算するとともに、その２次磁束のｄ軸成分と指令発生手段から出力された２次電流のｑ軸成分指令と検出手段により検出された回転周波数に基づいてその誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を演算する１次周波数演算回路を設けたことにより、その１次電流のｑ軸成分を２次電流のｑ軸成分に変換することなく該１次周波数を演算することができるようになる。
【００３６】
請求項４の発明における誘導電動機の制御装置は、２次磁束のｄ軸成分を考慮して２次磁束のｄ軸成分指令から変換された１次電流のｄ軸成分指令と、１次周波数を考慮して２次電流のｑ軸成分指令から変換された１次電流のｑ軸成分指令を、その１次周波数を考慮して誘導電動機の各相毎の１次電流指令に変換し、検出手段により検出された１次電流がその１次電流指令に一致するようにその１次電流を制御する制御手段を設けたことにより、２次磁束又は２次電流が時間的に変化するような場合でも、トルクの直線性を失うことなく誘導電動機の１次電流が制御される。
【００３７】
請求項５の発明における誘導電動機の制御装置は、電流成分演算回路により演算された１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分に基づいて誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分を演算するとともに、その２次磁束のｄ軸成分と指令発生手段から出力された２次電流のｑ軸成分指令と検出手段により検出された回転周波数に基づいてその誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を演算する周波数・磁束演算回路を設けたことにより、その１次電流のｑ軸成分を２次電流のｑ軸成分に変換することなく該１次周波数を演算することができるようになる。
【００３８】
請求項６の発明における誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分に対する２次電流のｑ軸成分の比の関係を表す１次周波数の関数と、その２次磁束のｄ軸成分と２次電流のｑ軸成分の積がトルク指令に比例する関係とに基づいて、その２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を演算する指令発生手段を設けたことにより、誘導電動機の運転効率が最大になる２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令が得られる。
【００３９】
請求項７の発明における誘導電動機の制御装置は、演算された２次磁束のｄ軸成分指令が所定の最大値より大きい場合あるいは所定の最小値より小さい場合には、その２次磁束のｄ軸成分指令を当該最大値あるいは最小値に制限し、その２次磁束のｄ軸成分指令にしたがって２次電流のｑ軸成分指令を演算する指令発生手段を設けたことにより、２次磁束の振幅が大きくなり過ぎることによる磁気飽和の発生が抑えられ、また、仮にトルク不足が生じても直ちにトルク不足が解消できる範囲内で２次磁束の振幅が保たれる。
【００４０】
請求項８の発明における誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分に対する２次電流のｑ軸成分の比の関係を表す１次周波数の関数と、その２次磁束のｄ軸成分と２次電流のｑ軸成分の積がトルク指令に比例する関係と、１次周波数演算回路または周波数・磁束演算手段により演算された２次磁束のｄ軸成分とに基づいて、その２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を演算する指令発生手段を設けたことにより、精度よく、誘導電動機の運転効率が最大になる２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令が得られる。
【００４１】
【実施例】
実施例１．
以下、この発明の一実施例を図について説明する。
図１は請求項１及び請求項２の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置を示す構成図であり、図において、従来のものと同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
【００４２】
２１は誘導電動機１の２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ をそれぞれ１次周波数ωで回転する直交回転座標軸上のｄ軸成分及びｑ軸成分として出力する指令発生回路（指令発生手段）、２２は電流検出器２により検出された１次電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓと１次周波数ωから誘導電動機１の１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓを演算する電流成分演算回路（１次周波数演算手段）、２３は電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓに基づいてすべり周波数ωｓ を演算するすべり周波数演算回路（１次周波数演算手段）、２４はすべり周波数演算回路２３により演算されたすべり周波数ωｓ に速度検出器３により検出された回転周波数ωｒ を加算して１次周波数ωを出力する加算器（１次周波数演算手段）であり、電流成分演算回路２２とすべり周波数演算回路２３と加算器２４から１次周波数演算手段２５が構成されている。
また、２６は加算器２４から出力された１次周波数ωに基づいて指令発生回路２１から出力された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ に変換する電流成分指令演算回路（電流成分指令演算手段）であり、電流成分指令演算回路２６と１次周波数演算手段２５から指令変換手段２７が構成されている。
【００４３】
また、２８は誘導電動機１の１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓが電流成分指令演算回路２６により変換された１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ に一致するように各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ を生成する電流制御回路（制御手段）であり、電流制御回路２８及びＰＷＭインバータ１６から制御手段２９が構成されている。
【００４４】
次に動作について説明する。
当該誘導電動機の制御装置の具体的動作を説明する前に、当該装置のベクトル制御の原理について説明する。
【００４５】
まず、１次周波数ωで回転するｄ−ｑ軸上の誘導電動機１の過渡状態における電圧・電流方程式は次式によって与えられる。
【００４６】
一方、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒ及びｑ軸成分Φｑｒと発生トルクτｍ については、過渡状態においても定常状態と同様に、式（５） 〜式（７） が成立する。
そこで、式（５） 及び式（６） を、式（２４）及び式（２５）に代入して、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓとｑ軸成分Ｉｑｓを消去すると次式が得られる。
また、式（５） 及び式（６） を変形して、２次電流のｄ軸成分Ｉｄｒ及びｑ軸成分Ｉｑｒを求めると次式が得られる。
ここで、上述したように、ベクトル制御では、２次磁束ベクトルの方向をｄ軸に一致させる必要があるので、２次磁束のｑ軸成分は常に零になる必要がある。従って、Φｑｒ＝０となる条件を成立させるためには、誘導電動機１のすべり周波数ωｓ は、式（２７）より次式を満足しなければならないことが分る。
ωｓ ＝−Ｒｒ Ｉｑｒ／Φｄｒ ・・・（３１）
換言すると、常に式（３１）を満足するように誘導電動機１を制御できれば、２次磁束が変化するような過渡状態においても、定常状態と同様に２次磁束のｑ軸成分Φｑｒを零に保つことができるので、２次磁束ベクトルの方向をｄ軸に一致させることができる。
【００４９】
ただし、２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒ及び２次磁束のｄ軸成分Φｄｒは、直接検出することが困難であるので、まず、式（２９）を式（３１）に代入して、Ｉｑｒを消去すると次式が得られる。
ここで、式（３３）に着目すると、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒは、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓとｑ軸成分Ｉｑｓから求めることができるので（１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓは、１次側の物理量であるため電流検出器２によって容易に検出することができる）、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒを式（３２）に代入すれば、すべり周波数ωｓ を求めることができる。
因に、ｋの値は式（３０）から明らかなように、１次周波数ωの関数であり、また、鉄損抵抗Ｒｍ の値も１次周波数ωによって変化するため、式（３３）及び式（３４）の演算を行う場合には、１次周波数ωが必要となるが、１次周波数ωは、誘導電動機１の回転周波数ωｒ にすべり周波数ωｓ を加算することによって求められる。
【００５１】
次に、式（３１）を満足させるすべり周波数ωｓ を得るためには、如何なる指令値を用意すればよいかを考える。
まず、上記の通り、２次磁束のｑ軸成分は常に零（Φｑｒ＝０）である必要があるので、Φｑｒ＝０を式（７） に代入すると、定常状態のときと同様に、過渡状態においても、式（１２）が成立する。
従って、式（１２）を満足する２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ をトルク指令τｍ＊から求める必要がある。
具体的には、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ は、通常一定値であることが多いので、Φｄｒ＊ ＝Ａ（一定）とした場合、２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ は、−τｍ＊／（ＡＰｍ ）である必要がある。
ただし、誘導電動機１の２次磁束のｄ軸成分Φｄｒ及び２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒは、２次側の物理量であるため直接制御できないので、ここでは、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ から、直接制御可能な１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を求めることにする。
【００５２】
そこで、まず、式（５） 及び式（６） を変形して、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓを求めると次式が得られる。
そして、式（３５）及び式（３６）に、過渡状態でも成立するＩｄｒ（式（２８））を代入して、Ｉｄｒを消去し、さらに、
従って、式（３８）及び式（３９）の演算によって、式（１２）を満足する２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ から１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を求めることができる。なお、式（３８）及び式（３９）におけるｋは、式（３０）から明らかなように１次周波数ω（ω＝ωｓ ＋ωｒ ）の関数であるので、式（３１）の演算結果であるすべり周波数ωｓ を式（３８）及び式（３９）に代入すれば、式（３１）を満足する指令値が得られる。
因に、式（４０）において、（ Ｌｒ −Ｍ） の値は、誘導電動機１の２次漏れインダクタンスの値と等しいので、時定数Ｔｒ３の値は、Ｔｒ２の値と比較して非常に小さい。従って、式（３９）の演算において、Ｔｒ３＝０としても制御上の違いは殆ど生じない。
以上より、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ が求められるので、これらの指令値によって誘導電動機１を制御すれば、誘導電動機の１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓはこれらの指令値Ｉｄｓ＊ ，Ｉｑｓ＊ にそれぞれ追従することになる。
【００５５】
なお、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓは、下記に示すように、１次電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓと１次周波数ωから求めることができる。
式（４４）を式（４１）及び式（４２）に代入して、Ｉｗｓを消去すると次式が得られる。
【００５７】
以上がこの発明における誘導電動機のベクトル制御方式であるが、２次磁束が又は２次電流が時間的に変化するような過渡状態においても式（３１）及び式（１２）が成立する指令値Φｄｒ＊ ，Ｉｑｒ＊ を求めて制御するので、定常状態と同様にトルクの直線性を保つことができる。従って、高精度のトルク制御性能を実現できる。
【００５８】
次に、当該誘導電動機の制御装置の具体的動作を説明する。
まず、指令発生回路２１は、誘導電動機１の２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ をそれぞれ１次周波数ωで回転するｄ−ｑ軸上のｄ軸成分及びｑ軸成分として出力する。
具体的には、図２に示すように、指令発生回路２１内部のレベル設定器３１に予め設定されたｄ軸成分指令Φｄｒ＊ （振幅が一定の２次磁束）を出力するとともに、除算器３２がトルク指令発生手段（図示せず）から出力されたトルク指令τｍ＊をそのｄ軸成分指令Φｄｒ＊ で除算したのち、係数器３３がその除算結果に所定の係数値（ −１／Ｐｍ）を乗算して２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を演算し、そのｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を出力する（式（１２）参照）。
【００５９】
次に、電流成分演算回路２２は、電流検出器２により検出された１次電流Ｉｕｓ（Ｕ相），Ｉｖｓ（Ｖ相）と１次周波数ωを入力すると、誘導電動機１の１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓを演算する。
即ち、図３に示すように、まず、Ｖ／Ｆコンバータ４１が、アナログ信号である１次周波数ωを入力すると、周波数が１次周波数ωの振幅に比例したパルス列信号を出力し、カウンタ４２が、このパルス列信号を計数して、１次周波数ωの積分値である位相θの値をデジタル信号として出力する。
【００６０】
そして、このカウンタ４２から出力された位相θはそれぞれＲＯＭ４３〜４６に入力され、各ＲＯＭ４３〜４６は、その位相θに基づいてそれぞれ、ｓｉｎθ、ｓｉｎ（ θ−２π／３） 、ｃｏｓθ、ｃｏｓ（ θ−２π／３） の値をデジタル信号として出力する。
【００６１】
そして、電流検出器２から出力されたＶ相の１次電流Ｉｖｓ（アナログ信号）と、ＲＯＭ４３から出力されたｓｉｎθ（デジタル信号）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ４７が入力すると、両者を乗算してＩｖｓｓｉｎθの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、電流検出器２から出力されたＵ相の１次電流Ｉｕｓと、ＲＯＭ４４から出力されたｓｉｎ（θ−２π／３） とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ４８が入力すると、両者を乗算してＩｕｓｓｉｎ（ θ−２π／３） の値をアナログ信号として出力する。
同様にして、電流検出器２から出力されたＶ相の１次電流Ｉｖｓと、ＲＯＭ４５から出力されたｃｏｓθとを乗算型Ｄ／Ａコンバータ４９が入力すると、両者を乗算して、Ｉｖｓｃｏｓθの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、電流検出器２から出力されたＵ相の１次電流Ｉｕｓと、ＲＯＭ４６から出力されたｃｏｓ（θ−２π／３） とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ５０が入力すると、両者を乗算してＩｕｓｃｏｓ（ θ−２π／３） の値をアナログ信号として出力する。
【００６２】
そして、乗算型Ｄ／Ａコンバータ４７及び４８の出力を減算器５１が入力すると、係数器５２とともに、式（４５）の演算を行い、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓを出力する。
一方、乗算型Ｄ／Ａコンバータ４９及び５０の出力を減算器５３が入力すると、係数器５４とともに、式（４６）の演算を行い、１次電流のｑ軸成分Ｉｑｓを出力する。
【００６３】
次に、すべり周波数演算回路２３は、電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓに基づいてすべり周波数ωｓ を演算する。
即ち、図４に示すように、Ａ／Ｄコンバータ６１が、アナログ信号である１次周波数ωを入力すると、その１次周波数ωをデジタル信号に変換し、後段のＲＯＭ６２〜６８のアドレス信号として出力する。
【００６４】
そして、このＡ／Ｄコンバータ６１の出力をアドレス信号としてＲＯＭ６２が入力すると、−ｋ（ Ｌｒ −Ｍ） の値をデジタル信号として出力する。因に、ｋの値は式（３０）が示すように、１次周波数ωの関数となるので、ＲＯＭ６２には、１次周波数ωの値に対応して−ｋ（ Ｌｒ −Ｍ） の値が格納されている。
同様にして、ＲＯＭ６３〜６８はそれぞれ、−ｋ、ＭＬｒ ＋ｋ２ 、Ｍ＋ｋ２ ／Ｌｒ 、ｋ（ １−Ｍ／Ｌｒ）、１／Ｔｒ１、Ｒｒ ／（ Ｌｒ２＋ｋ２）の値をデジタル信号として出力する。
【００６５】
そして、電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ（アナログ信号）と、ＲＯＭ６２から出力された−ｋ（ Ｌｒ −Ｍ） とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ６９が入力すると、両者を乗算して−ｋ（ Ｌｒ −Ｍ） Ｉｄｓの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、後述する積分器７７により演算された２次磁束のｄ軸成分Φｄｒ（アナログ信号）と、ＲＯＭ６３から出力された−ｋとを乗算型Ｄ／Ａコンバータ７０が入力すると、両者を乗算して−ｋΦｄｒの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｑ軸成分Ｉｑｓ（アナログ信号）と、ＲＯＭ６４から出力されたＭＬｒ ＋ｋ２ とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ７１が入力すると、両者を乗算して（ＭＬｒ ＋ｋ２ ）Ｉｑｓの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ（アナログ信号）と、ＲＯＭ６５から出力されたＭ＋ｋ２ ／Ｌｒ とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ７２が入力すると、両者を乗算して（ Ｍ＋ｋ２ ／Ｌｒ）Ｉｄｓの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｑ軸成分Ｉｑｓ（アナログ信号）と、ＲＯＭ６６から出力されたｋ（ １−Ｍ／Ｌｒ）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ７３が入力すると、両者を乗算してｋ（ １−Ｍ／Ｌｒ）Ｉｑｓの値をアナログ信号として出力する。
【００６６】
そして、乗算型Ｄ／Ａコンバータ７２の出力と乗算型Ｄ／Ａコンバータ７３の出力を加算器７４が入力すると、両者を加算して、式（３３）の右辺の分子の演算を行ない、減算器７５がその演算結果から積分器７７の出力であるΦｄｒを減算する。
そして、減算器７５、乗算型Ｄ／Ａコンバータ７６及び積分器７７によって、下記に示すような１次遅れ演算（式（３３）と等価）が行われ、積分器７７から２次磁束のｄ軸成分Φｄｒが出力される。
一方、乗算型Ｄ／Ａコンバータ６９〜７１からそれぞれ−ｋ（ Ｌｒ −Ｍ） Ｉｄｓ、−ｋΦｄｒ、（ ＭＬｒ ＋ｋ２）Ｉｑｓの値が出力されると加算器７８は、これらの出力を加算する。
そして、除算器７９がその加算結果を積分器７７によって演算された２次磁束のｄ軸成分Φｄｒで除算したのち、乗算型Ｄ／Ａコンバータ８０がその除算結果にＲＯＭ６８から出力されたＲｒ ／（ Ｌｒ２＋ｋ２）を乗算することにより式（３２）の演算を行い、すべり周波数ωｓ を出力する。
【００６８】
次に、周波数演算回路２３によりすべり周波数ωｓ を演算されると加算器２４は、そのすべり周波数ωｓ に、速度検出器３により検出された回転周波数ωｒ を加算して１次周波数ωを出力する。
【００６９】
次に、電流成分演算回路２６は、加算器２４から出力された１次周波数ωに基づいて指令発生回路２１から出力された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ に変換する。
即ち、図５に示すように、加算器２４からアナログ信号である１次周波数ωを出力されると、Ａ／Ｄコンバータ８１はその１次周波数ωをデジタル信号に変換する。
そして、その１次周波数ωをアドレス信号としてＲＯＭ８２が入力すると、Ｍ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）の値をデジタル信号として出力する。因に、ｋの値は式（３０）が示すように、１次周波数ωの関数となるので、ＲＯＭ８２には、１次周波数ωの値に対応してＭ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）の値が格納されている。
同様にして、ＲＯＭ８３〜８７はそれぞれ、ＭＴｒ２／（ Ｍ２ ＋ｋ２）、ｋ（ Ｌｒ −Ｍ） ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）、ｋ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）、ｋＴｒ３／（ Ｍ２ ＋ｋ２）、−（ ＭＬｒ ＋ｋ２）／（ Ｍ２ ＋ｋ２）の値をデジタル信号として出力する。
【００７０】
そして、指令発生回路２１から出力された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を微分器８８が入力すると、ｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を微分して、その微分信号（ｄ／ｄｔ）Φｄｒ＊ を出力する。
【００７１】
そして、指令発生回路２１から出力された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ８２から出力されたＭ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ８９が入力すると、両者を乗算してＭΦｄｒ＊ ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）の値をアナログ信号として出力する。
同様にして、微分器８８から出力された微分信号（ｄ／ｄｔ）Φｄｒ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ８３から出力されたＭＴｒ２／（ Ｍ２ ＋ｋ２）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ９０が入力すると、両者を乗算してＭＴｒ２（ｄ／ｄｔ）Φｄｒ＊ ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）の値をアナログ信号として出力する。
同様にして、指令発生回路２１から出力された２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ８４から出力されたｋ（ Ｌｒ −Ｍ） ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ９１が入力すると、両者を乗算してｋ（ Ｌｒ −Ｍ） Ｉｑｒ＊ ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）の値をアナログ信号として出力する。
【００７２】
同様にして、指令発生回路２１から出力された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ８５から出力されたｋ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ９２が入力すると、両者を乗算してｋΦｄｒ＊ ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）の値をアナログ信号として出力する。
同様にして、微分器８８から出力された微分信号（ｄ／ｄｔ）Φｄｒ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ８６から出力されたｋＴｒ３／（ Ｍ２ ＋ｋ２）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ９３が入力すると、両者を乗算してｋＴｒ３（ｄ／ｄｔ）Φｄｒ＊ ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）の値をアナログ信号として出力する。
同様にして、指令発生回路２１から出力された２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ８７から出力された−（ ＭＬｒ ＋ｋ２）／（ Ｍ２ ＋ｋ２）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ９４が入力すると、両者を乗算して−（ ＭＬｒ ＋ｋ２）Ｉｑｒ＊ ／（ Ｍ２ ＋ｋ２）の値をアナログ信号として出力する。
【００７３】
そして、加算器９５は、乗算型Ｄ／Ａコンバータ８９〜９１の出力をそれぞれ加算することにより式（３８）の演算を行い、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ を出力する。
一方、加算器９６は、乗算型Ｄ／Ａコンバータ９２〜９４の出力をそれぞれ加算することにより式（３９）の演算を行い、１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を出力する。
【００７４】
次に、電流制御回路２８は、電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓが電流成分指令演算回路２６により変換された１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ に一致するように各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ を生成する。
即ち、図６に示すように、まず、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ とｄ軸成分Ｉｄｓとの偏差を減算器１０１が求め、その偏差を増幅器１０２が増幅することによって１次電圧のｄ軸成分指令Ｖｄｓ＊ を演算して出力する。
同様にして、１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ とｑ軸成分Ｉｑｓとの偏差を減算器１０３が求め、その偏差を増幅器１０４が増幅することによって１次電圧のｑ軸成分指令Ｖｑｓ＊ を演算して出力する。
【００７５】
ここで、式（４１）〜（４４）は、電圧についても同様に成立するので、これらの式において、Ｉｕｓ、Ｉｖｓ及びＩｗｓをそれぞれ、Ｖｕｓ＊ 、Ｖｖｓ＊ 及びＶｗｓ＊ に置き換え、さらに、Ｉｄｓ及びＩｑｓをそれぞれ、Ｖｄｓ＊ 及びＶｑｓ＊ に置き換えた後、Ｖｕｓ＊ 、Ｖｖｓ＊ 、Ｖｗｓ＊ について解くと次式が得られる。
そこで、アナログ信号である１次周波数ωをＶ／Ｆコンバータ１０５が入力すると、周波数が１次周波数ωの振幅に比例したパルス列信号を出力し、カウンタ１０６が、このパルス列信号を計数して、１次周波数ωの積分値である位相θの値をデジタル信号として出力する。
そして、このカウンタ１０６から出力された位相θはそれぞれＲＯＭ１０７〜１１０に入力され、各ＲＯＭ１０７〜１１０は、その位相θに基づいてそれぞれ、ｃｏｓθ、ｃｏｓ（ θ−２π／３） 、ｓｉｎθ、ｓｉｎ（ θ−２π／３） の値をデジタル信号として出力する。
【００７７】
そして、増幅器１０２から出力された１次電圧のｄ軸成分指令Ｖｄｓ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ１０７から出力されたｃｏｓθとを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１１１が入力すると、両者を乗算してＶｄｓ＊ ｃｏｓθの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、増幅器１０２から出力された１次電圧のｄ軸成分指令Ｖｄｓ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ１０８から出力されたｃｏｓ（ θ−２π／３） とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１１２が入力すると、両者を乗算してＶｄｓ＊ ｃｏｓ（ θ−２π／３） の値をアナログ信号として出力する。
同様にして、増幅器１０４から出力された１次電圧のｑ軸成分指令Ｖｑｓ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ１０９から出力されたｓｉｎθとを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１１３が入力すると、両者を乗算してＶｑｓ＊ ｓｉｎθの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、増幅器１０４から出力された１次電圧のｑ軸成分指令Ｖｑｓ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ１１０から出力されたｓｉｎ（ θ−２π／３） とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１１４が入力すると、両者を乗算してＶｑｓ＊ ｓｉｎ（ θ−２π／３） の値をアナログ信号として出力する。
【００７８】
そして、減算器１１５が乗算型Ｄ／Ａコンバータ１１１の出力と乗算型Ｄ／Ａコンバータ１１３の出力の偏差を求め、係数器１１６がその偏差に係数（２／３）１／２を乗算することにより式（４８）の演算を行い、Ｕ相の１次電圧の電圧指令Ｖｕｓ＊ を出力する。
同様にして、減算器１１７が乗算型Ｄ／Ａコンバータ１１２の出力と乗算型Ｄ／Ａコンバータ１１４の出力の偏差を求め、係数器１１８がその偏差に係数（２／３）１／２を乗算することにより式（４９）の演算を行い、Ｖ相の１次電圧の電圧指令Ｖｖｓ＊ を出力する。
そして、加算器１１９が係数器１１６の出力と係数器１１８の出力とを加算し、符号反転器１２０がその加算値を反転することにより式（５０）の演算を行い、Ｗ相の１次電圧の電圧指令Ｖｗｓ＊ を出力する。
【００７９】
最後に、ＰＷＭインバータ１６は、電流制御回路２８から出力された各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ に基づいて、誘導電動機１の１次電流を制御する。
これにより、１次電圧Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓが、電流制御回路２８から出力された１次電圧の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ に追随するようになる。
その結果、誘導電動機１の１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓは、それぞれの指令値Ｉｄｓ＊ 、Ｉｑｓ＊ に追随し、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒ及び２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒもそれぞれの指令値Φｄｒ＊ 、Ｉｑｒ＊ に追随する。
【００８０】
以上で明らかなように、この実施例１によれば、２次磁束が時間的に変化するような過渡状態においても、式（１２）が成立する指令値Φｄｒ＊ ，Ｉｑｒ＊ を求め、式（３１）が成立するように制御するので、定常状態と同様に、トルクの直線性を保つことができる。従って、高精度のトルク制御性能を実現できる。
【００８１】
実施例２．
図７は請求項３の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置を示す構成図であり、図において、１３１は電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓと１次周波数ωに基づいて誘導電動機１の２次磁束のｄ軸成分Φｄｒを演算する２次磁束演算回路（１次周波数演算回路）、１３２は指令発生回路２１から出力された２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を２次磁束演算回路１３１により演算された２次磁束のｄ軸成分Φｄｒで除算する除算器（１次周波数演算回路）、１３３は除算器１３２の除算結果に係数値−Ｒｒ を乗算し、すべり周波数ωｓ を出力する係数器（１次周波数演算回路）である。
なお、２次磁束演算回路１３１、除算器１３２、係数器１３３及び加算器２４から１次周波数演算回路が構成されており、また、当該１次周波数演算回路と電流成分演算回路２２から１次周波数演算手段２５が構成されている。
【００８２】
次に動作について説明する。
１次周波数演算手段２５の１次周波数演算回路以外は、上記実施例１と同様であるため１次周波数演算手段２５の１次周波数演算回路についてのみ説明する。
まず、２次磁束演算回路１３１は、周波数演算回路２２により演算された１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓを入力すると、１次周波数ωに基づいて２次磁束のｄ軸成分Φｄｒを演算する。
因に、２次磁束演算回路１３１の具体的構成は、図９に示すすべり周波数演算回路２３ａのすべり周波数ωｓ を演算する部分（ＲＯＭ６２〜６４、ＲＯＭ６８、乗算型Ｄ／Ａコンバータ６９〜７１、加算器７８、除算器７９及び乗算型Ｄ／Ａコンバータ８０）を除いた構成と同様であるので、詳細説明を省略する。
【００８３】
そして、２次磁束演算回路１３１から２次磁束のｄ軸成分Φｄｒを出力されると除算器１３２が、その２次磁束のｄ軸成分Φｄｒで指令発生回路２１から出力された２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を除算し、係数器１３３がその除算結果に係数値−Ｒｒ を乗算することにより式（３１）の演算を行い、すべり周波数ωｓ を出力する。
そして、加算器２４がそのすべり周波数ωｓ に、速度検出器３により検出された回転周波数ωｒ を加算して１次周波数ωを演算する。
【００８４】
以上より、上記実施例１と同様に、１次周波数ωを演算することができるが、この実施例２によれば、上記実施例１のように、１次電流のｑ軸成分Ｉｑｓを２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒに変換することなく、指令発生回路２１から出力された２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を入力するだけで１次周波数ωを演算することができるので、回路構成が簡単になる（この実施例２の場合、すべり周波数演算回路２３のすべり周波数ωｓ を演算する部分が不要になる）とともに、演算を高速に行うことができるようになる。
【００８５】
実施例３．
図８は請求項４の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置を示す構成図であり、図において、２１ａは誘導電動機１の２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ をそれぞれ１次周波数ωで回転するｄ−ｑ軸上のｄ軸成分及びｑ軸成分として出力する指令発生回路（指令発生手段）、１４１は外部から出力された速度指令ωｒ＊と速度検出器３により検出された回転周波数ωｒ の偏差を演算する減算器、１４２は減算器１４１の出力を増幅し、トルク指令に比例した信号を出力する増幅器、１４３は増幅器１４２の出力を反転し、２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を出力する符号反転器、１４４は速度検出器３により検出された回転周波数ωｒ に基づいて２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を演算する関数発生器である。
【００８６】
２３ａは電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓと一次周波数ωに基づいて、すべり周波数ωｓ 及び２次磁束のｄ軸成分Φｄｒを演算するすべり周波数演算回路である。なお、電流成分演算回路２２、すべり周波数演算回路２３ａ及び加算器２４から周波数・磁束演算手段２５ａが構成されている。
【００８７】
１４５は１次周波数ωに基づいて２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ に変換するｑ軸電流成分指令演算回路、１４６は関数発生器１４４から出力された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ とすべり周波数演算回路２３ａから出力された２次磁束のｄ軸成分Φｄｒの偏差を演算する減算器、１４７は減算器１４６の出力を増幅し、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ を出力する増幅器である。なお、ｑ軸電流成分指令演算回路１４５、減算器１４６及び増幅器１４７から電流成分指令演算手段１４８が構成されている。
【００８８】
１５０は電流成分指令演算手段１４８により演算された１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を１次周波数ωに基づいて誘導電動機１の各相毎の１次電流指令Ｉｕｓ＊ ，Ｉｖｓ＊ ，Ｉｗｓ＊ に変換する１次電流指令演算回路、１５１は各相毎の１次電流指令Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓが、その１次電流指令Ｉｕｓ＊ ，Ｉｖｓ＊ ，Ｉｗｓ＊ に一致するように各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ を生成する電流制御回路である。
【００８９】
また、１５２はＵ相の１次電流指令Ｉｕｓ＊ と１次電流Ｉｕｓの偏差を演算する減算器、１５３は減算器１５２の出力を増幅し、Ｕ相の１次電圧の電圧指令Ｖｕｓ＊ を出力する増幅器、１５４はＶ相の１次電流指令Ｉｖｓ＊ と１次電流Ｉｖｓの偏差を演算する減算器、１５５は減算器１５４の出力を増幅し、Ｖ相の１次電圧の電圧指令Ｖｖｓ＊ を出力する増幅器、１５６は１次電流Ｉｕｓと１次電流Ｉｖｓを加算する加算器、１５７は加算器１５６の出力を反転し、１次電流Ｉｗｓを演算する反転器、１５８はＷ相の１次電流指令Ｉｗｓ＊ と１次電流Ｉｗｓの偏差を演算する減算器、１５９は減算器１５８の出力を増幅し、Ｗ相の１次電圧の電圧指令Ｖｗｓ＊ を出力する増幅器である。
なお、１次電流指令演算回路１５０、電流制御回路１５１及びＰＷＭインバータ１６から制御手段１６０が構成されている。
【００９０】
次に動作について説明する。
まず、指令発生回路２１ａは、上記実施例１における指令発生回路２１と同様に、誘導電動機１の２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ をそれぞれ１次周波数ωで回転するｄ−ｑ軸上のｄ軸成分及びｑ軸成分として出力するが、内部構成が相違している。
【００９１】
即ち、指令発生回路２１ａの場合、まず、減算器１４１が外部から出力された速度指令ωｒ＊と速度検出器３により検出された回転周波数ωｒ の偏差を演算したのち、増幅器１４２がその減算器１４１の出力を増幅して、トルク指令に比例した信号を出力し、符号反転器１４３が増幅器１４２の出力を反転し、２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を出力する。
また、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ は、関数発生器１４４が下記に示すように、速度検出器３により検出された回転周波数ωｒ に基づいて２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を演算して出力する。
【００９２】
次に、周波数・磁束演算手段２５ａは、上記実施例１における１次周波数演算手段２５と同様に、１次周波数ωを演算して出力するが、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒについても出力する点が相違している。
具体的には、すべり周波数演算回路２３（図４）とすべり周波数演算回路２３ａ（図９）の構成においてのみ相違しており、さらに具体的には、すべり周波数演算回路２３の積分器７７は２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を外部には出力しないが、すべり周波数演算回路２３ａの積分器７７は２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を外部に出力する点が相違している（その他は同一）。
【００９３】
次に、電流成分指令演算手段１４８のｑ軸電流成分指令演算回路１４５は、１次周波数ωに基づいて２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ に変換するが、上記実施例１における電流成分指令演算回路２６の１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を演算する部分と同じであるので、詳細説明は省略する（図５参照）。
一方、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ については、減算器１４６が関数発生器１４４から出力された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ とすべり周波数演算回路２３ａから出力された２次磁束のｄ軸成分Φｄｒとの偏差を演算し、増幅器１４７が減算器１４６の出力を増幅することにより、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ を演算し出力している。
【００９４】
次に、１次電流指令演算回路１５０は、電流成分指令演算手段１４８により演算された１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ を１次周波数ωに基づいて誘導電動機１の各相毎の１次電流指令Ｉｕｓ＊ ，Ｉｖｓ＊ ，Ｉｗｓ＊ に変換するが、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ と、各相毎の１次電流指令Ｉｕｓ＊ ，Ｉｖｓ＊ ，Ｉｗｓ＊ の間には、下記の関係がある。
具体的には、図１０に示すように、Ｖ／Ｆコンバータ１６１が、アナログ信号である１次周波数ωを入力すると、周波数が１次周波数ωの振幅に比例したパルス列信号を出力し、カウンタ１６２が、このパルス列信号を計数して、１次周波数ωの積分値である位相θをデジタル信号として出力する。
【００９６】
そして、このカウンタ１６２から出力された位相θはそれぞれＲＯＭ１６３〜１６６に入力され、各ＲＯＭ１６３〜１６６は、その位相θに基づいてそれぞれ、ｃｏｓθ、ｃｏｓ（ θ−２π／３） 、ｓｉｎθ、ｓｉｎ（ θ−２π／３） の値をデジタル信号として出力する。
【００９７】
そして、増幅器１４７から出力された１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ （アナログ信号）と、ＲＯＭ１６３から出力されたｃｏｓθ（デジタル信号）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１６７が入力すると、両者を乗算してＩｄｓ＊ ｃｏｓθの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、増幅器１４７から出力された１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ と、ＲＯＭ１６４から出力されたｃｏｓ（ θ−２π／３） とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１６８が入力すると、両者を乗算してＩｄｓ＊ ｃｏｓ（ θ−２π／３） の値をアナログ信号として出力する。
同様にして、ｑ軸電流成分指令演算回路１４５から出力された１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ と、ＲＯＭ１６５から出力されたｓｉｎθとを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１６９が入力すると、両者を乗算してＩｑｓ＊ ｓｉｎθの値をアナログ信号として出力する。
同様にして、ｑ軸電流成分指令演算回路１４５から出力された１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ と、ＲＯＭ１６６から出力されたｓｉｎ（ θ−２π／３） とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１７０が入力すると、両者を乗算してＩｑｓ＊ ｓｉｎ（θ−−２π／３） の値をアナログ信号として出力する。
【００９８】
そして、乗算型Ｄ／Ａコンバータ１６７及び１６９の出力を減算器１７１が入力すると、係数器１７２とともに、式（５３）の演算を行い、Ｕ相の１次電流指令Ｉｕｓ＊ を出力する。
また、乗算型Ｄ／Ａコンバータ１６８及び１７０の出力を減算器１７３が入力すると、係数器１７４とともに、式（５４）の演算を行い、Ｖ相の１次電流指令Ｉｖｓ＊ を出力する。
さらに、係数器１７２及び１７４の出力を加算器１７５が入力すると、符号反転器１７６とともに、式（５５）の演算の行い、Ｗ相の１次電流指令Ｉｗｓ＊ を出力する。
【００９９】
次に、電流制御回路１５１は、各相の１次電流指令Ｉｕｓ＊ ，Ｉｖｓ＊ ，Ｉｗｓ＊ を入力すると、各相毎の１次電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓが、その１次電流指令Ｉｕｓ＊ ，Ｉｖｓ＊ ，Ｉｗｓ＊ に一致するように各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ を生成する。
【０１００】
即ち、減算器１５２が、Ｕ相の１次電流指令Ｉｕｓ＊ と１次電流Ｉｕｓの偏差を演算し、増幅器１５３がその偏差を増幅することにより、Ｕ相の１次電圧の電圧指令Ｖｕｓ＊ を演算して出力する。
同様にして、減算器１５４が、Ｖ相の１次電流指令Ｉｖｓ＊ と１次電流Ｉｖｓの偏差を演算し、増幅器１５５がその偏差を増幅することにより、Ｖ相の１次電圧の電圧指令Ｖｖｓ＊ を演算して出力する。
同様にして、減算器１５８が、Ｗ相の１次電流指令Ｉｗｓ＊ と１次電流Ｉｗｓ（１次電流Ｉｗｓは、加算器１５６及び符号反転器１５７によって求められる（式（４４）参照）の偏差を演算し、増幅器１５９がその偏差を増幅することにより、Ｗ相の１次電圧の電圧指令Ｖｗｓ＊ を演算して出力する。
【０１０１】
最後に、ＰＷＭインバータ１６は、電流制御回路１５１から出力された各相毎の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ に基づいて、誘導電動機１の１次電流を制御する。
これにより、１次電圧Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓが、電流制御回路１５１から出力された１次電圧の電圧指令Ｖｕｓ＊ ，Ｖｖｓ＊ ，Ｖｗｓ＊ に追随するようになる。
その結果、誘導電動機１の１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓは、それぞれの指令値Ｉｄｓ＊ 、Ｉｑｓ＊ に追随し、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒ及び２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒもそれぞれの指令値Φｄｒ＊ 、Ｉｑｒ＊ に追随する。
【０１０２】
以上で明らかなように、この実施例３によれば、２次磁束又は２次電流が時間的に変化するような過渡状態においても、上記実施例１と同様に、式（１２）が成立する指令値Φｄｒ＊ ，Ｉｑｒ＊ を求め、式（３１）が成立するように制御するので、定常状態と同様に、トルクの直線性を保つことができる。従って、高精度のトルク制御性能を実現できる。
【０１０３】
実施例４．
上記実施例３では、すべり周波数演算回路２３ａがすべり周波数ωｓ を演算するものについて示したが、上記実施例２と同様に、２次磁束演算回路１３１と除算器１３２と係数器１３３とによってすべり周波数ωｓ を演算するようにしてもよい（図７参照）。
これにより、上記実施例３のように、１次電流のｑ軸成分Ｉｑｓを２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒに変換することなく、指令発生回路２１ａから出力された２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を入力するだけで１次周波数ωを演算することができるので、回路構成が簡単になる（この実施例４の場合、すべり周波数演算回路２３ａのすべり周波数ωｓ 演算する部分が不要になる）とともに、演算を高速に行うことができるようになる。
因に、この実施例４は請求項５の発明に対応している。
【０１０４】
実施例５．
上記実施例１では、指令発生回路２１が、式（１２）を満足する２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ をトルク指令τｍ＊から求めるものについて示したが、図１１に示すように、誘導電動機１の２次磁束のｄ軸成分Φｄｒに対する２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒの比の関係を表す１次周波数ωの関数ｆ（ω）と、その２次磁束のｄ軸成分Φｄｒと２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒの積がトルク指令τｍ＊に比例する関係とに基づいて、その２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を演算するようにしてもよい。
これにより、高精度のトルク制御性能の実現に加え、運転効率を向上させることができる。
【０１０５】
図１１は請求項６の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置の指令発生回路（指令発生手段）部分を示す構成図であり、図において、１８１はトルク指令τｍ＊に係数１／Ｐｍ を乗算する係数器、１８２は係数器１８１の乗算結果の絶対値を演算する絶対値回路、１８３はアナログ信号である１次周波数ωをデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ、１８４は１次周波数ωを入力するとｆ（ω）の値を出力するＲＯＭ、１８５は絶対値回路１８２の出力とＲＯＭ１８４の出力を乗算してｆ（ω）｜τｍ＊｜／Ｐｍ の値をアナログ信号として出力する乗算型Ｄ／Ａコンバータ、１８６は乗算型Ｄ／Ａコンバータ１８５の出力の平方根を演算し、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を出力する平方根演算器、１８７は係数器１８１の乗算結果を反転する符号反転器、１８８は符号反転器１８７の出力を２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ で除算し、２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を出力する除算器である。
【０１０６】
次に動作について説明する。
指令発生回路２１ｂ以外は、上記実施例１と同様であるため指令発生回路２１ｂについてのみ説明するが、その説明をする前に、運転効率を向上させるための原理について説明する。
【０１０７】
上述したように、式（１２）を満足する２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ をトルク指令τｍ＊から求め、これらの指令値Φｄｒ＊ ，Ｉｑｒ＊ によって式（３１）が成立するように、誘導電動機１を制御すれば、２次磁束が変化する過渡状態においても、誘導電動機１の発生トルクτｍ はトルク指令τｍ＊に追従することになる。
しかしながら、式（１２）を満足するΦｄｒ＊ とＩｑｒ＊ の組み合わせは無数に存在し、また、当該装置の損失は、後述するように２次磁束のｄ軸成分Φｄｒ及び２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒに影響されるので、これらの組み合わせによって、当該装置の運転効率が決定される。
そこで、如何なる指令値Φｄｒ＊ ，Ｉｑｒ＊ を選択すれば、当該装置の運転効率が最大になるかを考える。
【０１０８】
まず、式（２２）〜式（２５）に示す電圧・電流方程式の微分項は、一定トルクで誘導電動機１を加減速運転する場合零になるので、当該微分項を無視するとともに、２次磁束のｑ軸成分を零（Φｑｒ＝０）にする条件（式（１２）を満足させるために必要な条件（詳細は実施例１参照））を考慮すると、式（２６）より次式が得られる。
Ｉｄｒ＝０ ・・・（５６）
そこで、式（５６）を、式（２２）及び式（２３）に代入し、微分項を無視すると、１次電圧のｄ軸成分Ｖｄｓ及びｑ軸成分Ｖｑｓは、下記のように表すことができる。
一方、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓは、式（３５）、式（３６）によって示されるが、式（３５）及び式（３６）に、Φｑｒ＝０、Ｉｄｒ＝０を代入すると、式（３５）及び式（３６）は下記のように表すことができる。
ここで、誘導電動機１に入力される有効電力Ｐｉｎは、次式で与えられる。
Ｐｉｎ＝Ｖｄｓ・Ｉｄｓ＋Ｖｑｓ・Ｉｑｓ ・・・（６１）
そして、式（６１）に、式（５７）〜式（６０）を代入すると式（６１）は、下記のように表すことができる。
一方、誘導電動機１の機械的出力Ｐｏｕｔ は、次式で与えられる。
Ｐｏｕｔ ＝ωｒｍ・τｍ ・・・（６３）
ただし、ωｒｍは誘導電動機１の機械的な回転周波数であり、電気的な回転周波数ωｒ とは、次の関係がある。
ωｒｍ＝ωｒ ／Ｐｍ ＝（ ω−ωｓ）／Ｐｍ ・・・（６４）
また、式（６４）に、式（３１）を代入してωｓ を消去すると、次式が得られる。
ωｒｍ＝（ ω＋Ｒｒ Ｉｑｒ／Φｄｒ） ／Ｐｍ ・・・（６５）
従って、式（６３）に、式（１２）及び式（６５）を代入して、τｍ およびωｒｍを消去すると、式（６３）は下記のように表すことができる。
Ｐｏｕｔ ＝−ωＩｑｒΦｄｒ−Ｒｒ Ｉｑｒ２ ・・・（６６）
【０１１２】
次に、誘導電動機１で発生する損失Ｐｌｏｓｓは、次式によって与えられるが、損失Ｐｌｏｓｓが最小になれば、運転効率は最大になる。換言すると、損失Ｐｌｏｓｓが最小となるΦｄｒとＩｑｒの組み合わせを求めれば、運転効率を最大にすることができる。
Ｐｌｏｓｓ＝Ｐｉｎ−Ｐｏｕｔ ・・・（６７）
そして、式（６７）に、式（６２）及び式（６６）を代入すると、式（６７）は下記のように表すことができる。
よって、ここでは損失Ｐｌｏｓｓが最小となるΦｄｒとＩｑｒの組み合わせを求めることにする。
まず、ΦｄｒとＩｑｒの組み合わせが変化しても、式（１２）は常に成立するので、発生トルクが一定の場合、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒと２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒの間には、下記の関係が成立する。
Φｄｒ・Ｉｑｒ＝Ａ （ Ａ＝一定） ・・・（６９）
そこで、式（６８）に、式（６９）を代入してΦｄｒを消去すると、式（６８）は下記のように表すことができる。
ここで、式（７０）に着目すると、損失Ｐｌｏｓｓは、式（７０）の右辺をＩｑｒ２ で微分し、その微分値が零となる条件を具備するとき最小となる。
従って、この条件と式（６９）から、求めるΦｄｒとＩｑｒの関係は次式によって与えられる。
【０１１５】
次に、指令発生回路２１ｂの具体的動作を説明する。
まず、外部からトルク指令τｍ＊を係数器１８１が入力すると、そのトルク指令τｍ＊に係数値１／Ｐｍ を乗算し、絶対値回路１８２がその乗算結果の絶対値｜τｍ＊｜／Ｐｍ の値を演算する。
一方、加算器２４からアナログ信号である１次周波数ωをＡ／Ｄコンバータ１８３が入力するとデジタル信号に変換し、ＲＯＭ１８４がＡ／Ｄコンバータ１８３の出力をアドレス信号として入力する。これにより、ＲＯＭ１８４は、アドレス信号である１次周波数ωに基づいて、関数ｆ（ω） の値をデジタル信号として出力する。
即ち、ＲＯＭ１８４には、１次周波数ωの値に対応して式（７１）の値が格納されている。
【０１１６】
そして、絶対値回路１８２の出力｜τｍ＊｜／Ｐｍ （アナログ信号）と、ＲＯＭ１８４の出力ｆ（ω）の値（デジタル信号）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１８５が入力すると、両者を乗算してｆ（ω） ｜τｍ＊｜／Ｐｍ の値をアナログ信号として出力する。
そして、乗算型Ｄ／Ａコンバータ１８５の出力を平方根演算器１８６が入力すると、ｆ（ω） ｜τｍ＊｜／Ｐｍ の平方根を演算することによって２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を演算する。
即ち、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ は、式（１２）及び式（７２）より、下記のように表すことができるので、乗算型Ｄ／Ａコンバータ１８５の出力ｆ（ω） ｜τｍ＊｜／Ｐｍ の平方根を演算すれば、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を演算することができる。
Φｄｒ＊ ＝（ｆ（ω） ｜τｍ＊｜／Ｐｍ ）１／２ ・・・（７３）
【０１１７】
また、係数器１８１の出力τｍ＊／Ｐｍ を符号反転器１８７が入力すると、係数器１８１の出力を反転して−τｍ＊／Ｐｍ の値を出力し、その−τｍ＊／Ｐｍ の値を除算器１８８が入力すると、−τｍ＊／Ｐｍ の値を平方根演算器１８６から出力された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ で除算することによって２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を演算する。
即ち、２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ は、式（１２）より、下記のように表すことができるので、符号反転器１８７の出力−τｍ＊／Ｐｍ を２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ で除算すれば、２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を演算することができる。
Ｉｑｒ＊ ＝−τｍ＊／（ Ｐｍ Φｄｒ＊） ・・・（７４）
【０１１８】
以上のように、この実施例５によれば、損失Ｐｌｏｓｓが最小になる条件を満足、即ち、式（７１）を満足するように、指令発生回路２１ｂが指令値Φｄｒ＊ ，Ｉｑｒ＊ を演算するので、誘導電動機１の運転効率を最大にすることができる。
【０１１９】
実施例６．
上記実施例５では、図１における指令発生回路２１を図１１の指令発生回路２１ｂに置き換えたものについて示したが、図７における指令発生回路２１及び図８における指令発生回路２１ａを図１１の指令発生回路２１ｂに置き換えてもよく、上記実施例５と同様の効果を奏する。
【０１２０】
実施例７．
上記実施例５では、損失Ｐｌｏｓｓが最小になる条件を満足（式（７１）を満足）する２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を演算するものについて示したが、さらに、その演算された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ が所定の最大値より大きい場合あるいは所定の最小値より小さい場合には、その２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を当該最大値あるいは最小値に制限し、その２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ にしたがって２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を演算するようにしてもよい。
これにより、高精度のトルク制御性能の実現に加え、運転効率及び速度応答性の向上を図ることができるとともに、磁気飽和の発生を防止することができる。
【０１２１】
図１２は請求項７の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置の指令発生回路（指令発生手段）部分を示す構成図であり、図において、１８９は速度指令ωｒ＊と速度検出器３から出力された回転周波数ωｒ の偏差を演算する減算器、１９０は減算器１８９の出力を増幅し、トルク指令τｍ＊を演算する増幅器、１９１は平方根演算器１８６により演算された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ が所定の最大値より大きい場合には、その２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を当該最大値に制限し、所定の最小値より小さい場合には、その２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を当該最小値に制限する制限回路である。
【０１２２】
次に動作について説明する。
平方根演算器１８６の出力側に制限回路１９１を設けた点以外は、ほぼ実施例５と同様であるので、主に制限回路１９１について説明する。
まず、上記実施例５のように、制限回路１４３がない場合には、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ は式（７１）を満足する限り、大きな値を取ることができるので、２次磁束の振幅を大きくすることができるが、２次磁束の振幅はある程度以上大きくなると、磁気飽和が発生してしまうので、高精度のトルク制御性能が得られなくなってしまう不具合がある。
また、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒは、式（３３）から明らかなように、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓに対して１次遅れの特性をもって応答するので、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒが小さくなり過ぎると、急速にトルクを増大させる必要が生じた場合、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓを急変させても、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒの応答が遅いため、指令どおりのトルクを得るまでに要する時間が長くなる不具合もある。
【０１２３】
そこで、この実施例７では、上記のような不具合を解消するために、平方根演算器１８６により演算された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ が所定の最大値より大きい場合には、その２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を当該最大値に制限し、所定の最小値より小さい場合には、その２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を当該最小値に制限する制限回路１９１を設けることによって、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒの振幅の大きさを制限している。
【０１２４】
実施例８．
上記実施例５では、損失Ｐｌｏｓｓが最小になる条件を満足（式（７１）を満足）する２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ 及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を演算するものについて示したが、上記条件の他に、１次周波数演算回路２５または周波数・磁束演算手段２５ａにより演算された２次磁束のｄ軸成分Φｄｒを用いて演算するという条件を付加するようにしてもよい。
これにより、誘導電動機１の運転効率を更に向上させることができる。
【０１２５】
図１３は請求項８の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置の指令発生回路（指令発生手段）部分を示す構成図であり、図において、１９２はトルク指令τｍ＊が正のとき−１の極性信号を出力し、負のとき１の極性信号を出力する極性判別回路、１９３は２次磁束のｄ軸成分ΦｄｒとＲＯＭ１８４の出力を乗算して、Φｄｒｆ（ω）の値をアナログ信号として出力する乗算型Ｄ／Ａコンバータ、１９５は係数器１８１の出力を乗算型Ｄ／Ａコンバータ１９３の出力で除算し、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を出力する除算器、１９４は乗算型Ｄ／Ａコンバータ１９３の出力と極性判別回路１９２の出力を乗算して２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を出力する乗算器である。
【０１２６】
次に動作について説明する。
まず、外部からトルク指令τｍ＊を係数器１８１が入力すると、そのトルク指令τｍ＊に係数値１／Ｐｍ を乗算する。
また、外部からトルク指令τｍ＊を極性判別回路１９２が入力すると、そのトルク指令τｍ＊の極性を判別し、そのトルク指令τｍ＊が正であれば−１の極性信号を出力し、負であれば１の極性信号を出力する。
【０１２７】
一方、１次周波数演算回路２５等から２次磁束のｄ軸成分Φｄｒ（アナログ信号）と、ＲＯＭ１８４の出力ｆ（ω）の値（デジタル信号）とを乗算型Ｄ／Ａコンバータ１９３が入力すると、両者を乗算してΦｄｒｆ（ω） の値をアナログ信号として出力する。ただし、式（７２）よりΦｄｒｆ（ω） は｜Ｉｑｒ｜と等しい。
そして、係数器１８１の出力τｍ＊／Ｐｍ を除算器１９５が入力すると、τｍ＊／Ｐｍ の値を乗算型Ｄ／Ａコンバータ１９３の出力｜Ｉｑｒ｜で除算することによって２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を演算する。
即ち、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ は、式（１２）より、下記のように表すことができるので、係数器１８１の出力τｍ＊／Ｐｍ を｜Ｉｑｒ｜で除算すれば、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ を演算することができる。
Φｄｒ＊ ＝−τｍ＊／（Ｐｍ Ｉｑｒ） ・・・（７５）
【０１２８】
一方、乗算型Ｄ／Ａコンバータ１９３の出力｜Ｉｑｒ｜を乗算器１９４が入力すると、極性判別回路１９２から出力された極性信号を乗算して、２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を出力する。
なお、極性信号の極性は、トルク指令τｍ＊の極性と異なるので、トルク指令τｍ＊の極性と異なる２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ が出力される。
【０１２９】
以上のように、この実施例８によれば、損失Ｐｌｏｓｓが最小になる条件の他に、１次周波数演算回路２５または周波数・磁束演算手段２５ａにより演算された２次磁束のｄ軸成分Φｄｒを用いて演算するという条件を付加しているので、上記実施例５よりも更に誘導電動機１の運転効率を向上させることができる。
即ち、上記実施例５では、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ に基づいて２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊ を求めているが、必ずしも２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ が２次磁束のｄ軸成分Φｄｒに一致するとは限らないからである。
【０１３０】
実施例９．
上記実施例１〜４では、すべり周波数演算回路２３，２３ａまたは２次磁束演算回路１３１が、電流成分演算回路２２により演算された１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓに基づいて、すべり周波数ωｓ 又は２次磁束のｄ軸成分Φｄｒを演算するものについて示したが、電流成分指令演算回路２６又は電流成分指令演算手段１４８により変換された１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊ 及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊ に基づいて演算するようにしてもよく、同様の効果が得られる。
【０１３１】
実施例１０．
上記実施例２では、１次周波数演算手段２５が２次磁束演算回路１３１により演算された２次磁束のｄ軸成分Φｄｒに基づいてすべり周波数ωｓ を演算するものについて示したが、指令発生回路２１から出力された２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊ に基づいて演算するようにしてもよく、同様の効果が得られる。
なお、この場合、２次磁束演算回路１３１は不要となる。
【０１３２】
実施例１１．
上記実施例では、ハードウエアによって構成したものについて示したが、マイクロコンピュータを用いたソフトウエア処理によって実現してもよい。
【０１３３】
【発明の効果】
以上のように請求項１の発明によれば、誘導電動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分が、その誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を考慮して指令変換手段が変換した１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に一致するように誘導電動機の１次電流を制御し、かつ、指令変換手段が変換処理を実施する際、２次磁束のｄ軸成分指令を微分した微分信号に基づいて２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に変換するように構成したので、２次磁束又は２次電流が時間的に変化するような場合でもトルクの直線性を失うことなく誘導電動機の１次電流を制御でき、その結果、良好なトルク制御性能が得られる効果がある。
【０１３４】
請求項２の発明によれば、誘導電動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分が、その誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を考慮して電流成分指令演算手段が変換した１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に一致するように誘導電動機の１次電流を制御し、かつ、電流成分指令演算手段が変換処理を実施する際、２次磁束のｄ軸成分指令を微分した微分信号に基づいて２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に変換するように構成したので、２次磁束又は２次電流が時間的に変化するような場合でもトルクの直線性を失うことなく誘導電動機の１次電流を制御でき、その結果、良好なトルク制御性能が得られる効果がある。
【０１３５】
請求項３の発明によれば、電流成分演算回路により演算された１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分に基づいて誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分を演算するとともに、その２次磁束のｄ軸成分と指令発生手段から出力された２次電流のｑ軸成分指令と検出手段により検出された回転周波数に基づいてその誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を演算するように構成したので、請求項１の発明の効果に加え、１次電流のｑ軸成分を２次電流のｑ軸成分に変換することなく該１次周波数を演算することができ、その結果、１次周波数演算手段の構成が簡単になる効果がある。
【０１３６】
請求項４の発明によれば、２次磁束のｄ軸成分を考慮して２次磁束のｄ軸成分指令から変換された１次電流のｄ軸成分指令と、１次周波数を考慮して２次電流のｑ軸成分指令から変換された１次電流のｑ軸成分指令を、その１次周波数を考慮して誘導電動機の各相毎の１次電流指令に変換し、検出手段により検出された１次電流がその１次電流指令に一致するようにその１次電流を制御し、かつ、電流成分指令演算手段が変換処理を実施する際、２次磁束のｄ軸成分指令を微分した微分信号に基づいて２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に変換するように構成したので、２次磁束又は２次電流が時間的に変化するような場合でも、トルクの直線性を失うことなく誘導電動機の１次電流を制御でき、その結果、良好なトルク制御性能が得られる効果がある。
【０１３７】
請求項５の発明によれば、電流成分演算回路により演算された１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分に基づいて誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分を演算するとともに、その２次磁束のｄ軸成分と指令発生手段から出力された２次電流のｑ軸成分指令と検出手段により検出された回転周波数に基づいてその誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を演算するように構成したので、請求項１の発明の効果に加え、１次電流のｑ軸成分を２次電流のｑ軸成分に変換することなく該１次周波数を演算することができ、その結果、周波数・磁束演算手段の構成が簡単になる効果がある。
【０１３８】
請求項６の発明によれば、誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分に対する２次電流のｑ軸成分の比の関係を表す１次周波数の関数と、その２次磁束のｄ軸成分と２次電流のｑ軸成分の積がトルク指令に比例する関係とに基づいて、その２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を演算するように構成したので、請求項１の発明の効果に加え、誘導電動機の運転効率を最大にできる効果がある。
【０１３９】
請求項７の発明によれば、演算された２次磁束のｄ軸成分指令が所定の最大値より大きい場合あるいは所定の最小値より小さい場合には、その２次磁束のｄ軸成分指令を当該最大値あるいは最小値に制限し、その２次磁束のｄ軸成分指令にしたがって２次電流のｑ軸成分指令を演算するように構成したので、請求項６の発明の効果に加え、誘導電動機の応答速度を向上させることができるとともに、磁気飽和の発生を防止できる効果がある。
【０１４０】
請求項８の発明によれば、誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分に対する２次電流のｑ軸成分の比の関係を表す１次周波数の関数と、その２次磁束のｄ軸成分と２次電流のｑ軸成分の積がトルク指令に比例する関係と、１次周波数演算回路または周波数・磁束演算手段により演算された２次磁束のｄ軸成分とに基づいて、その２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を演算するように構成したので、請求項６の発明よりも確実に、誘導電動機の運転効率を最大にできる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１及び請求項２の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置を示す構成図である。
【図２】指令発生回路２１を示す構成図である。
【図３】電流成分演算回路２２を示す構成図である。
【図４】すべり周波数演算回路２３を示す構成図である。
【図５】電流成分指令演算回路２６を示す構成図である。
【図６】電流制御回路２８を示す構成図である。
【図７】請求項３の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置を示す構成図である。
【図８】請求項４の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置を示す構成図である。
【図９】すべり周波数演算回路２３ａを示す構成図である。
【図１０】１次電流指令演算回路１５０を示す構成図である。
【図１１】請求項６の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置の指令発生回路部分を示す構成図である。
【図１２】請求項７の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置の指令発生回路部分を示す構成図である。
【図１３】請求項８の発明の一実施例による誘導電動機の制御装置の指令発生回路部分を示す構成図である。
【図１４】従来の誘導電動機の制御装置を示す構成図である。
【符号の説明】
１ 誘導電動機
２ 電流検出器（検出手段）
３ 速度検出器（検出手段）
２１、２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ 指令発生回路（指令発生手段）
２２ 電流成分演算回路
２４ 加算器（１次周波数演算回路）
２５ １次周波数演算手段
２５ａ 周波数・磁束演算手段
２６ 電流成分指令演算回路（電流成分指令演算手段）
２７ 指令変換手段
２９、１６０ 制御手段
１３１ ２次磁束演算回路（１次周波数演算回路）
１３２ 除算器（１次周波数演算回路）
１３３ 係数器（１次周波数演算回路）
１４８ 電流成分指令演算手段
Claims (8)
- 誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分指令を１次周波数で回転する直交回転座標軸上のｄ軸成分として出力するとともに、その誘導電動機の２次電流のｑ軸成分指令を１次周波数で回転する直交回転座標軸上のｑ軸成分として出力する指令発生手段と、上記誘導電動機の１次電流及び回転周波数を検出する検出手段と、上記検出手段により検出された１次電流に基づいて上記誘導電動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分を演算するとともに、その１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分と上記回転周波数に基づいて上記誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を演算し、その１次周波数を考慮して上記指令発生手段から出力された２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を上記１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に変換する指令変換手段と、上記誘導電動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分が上記指令変換手段により変換されたｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に一致するように上記誘導電動機の１次電流を制御する制御手段とを備えた誘導電動機の制御装置において、上記指令変換手段は、上記２次磁束のｄ軸成分指令を微分した微分信号に基づいて上記２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を上記１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に変換することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
- 誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分指令を１次周波数で回転する直交回転座標軸上のｄ軸成分として出力するとともに、その誘導電動機の２次電流のｑ軸成分指令を１次周波数で回転する直交回転座標軸上のｑ軸成分として出力する指令発生手段と、上記誘導電動機の１次電流及び回転周波数を検出する検出手段と、上記検出手段により検出された１次電流に基づいて上記誘導電動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分を演算するとともに、その１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分と上記回転周波数に基づいて上記誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を演算する１次周波数演算手段と、上記１次周波数演算手段により演算された１次周波数を考慮して上記指令発生手段から出力された２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を上記１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に変換する電流成分指令演算手段と、上記誘導電動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分が上記電流成分指令演算手段により変換されたｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に一致するように上記誘導電動機の１次電流を制御する制御手段とを備えた誘導電動機の制御装置において、上記電流成分指令演算手段は、上記２次磁束のｄ軸成分指令を微分した微分信号に基づいて上記２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を上記１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に変換することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
- 上記１次周波数演算手段は、上記検出手段により検出された１次電流に基づいて上記誘導電動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分を演算する電流成分演算回路と、上記電流成分演算回路により演算された１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分に基づいて上記誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分を演算するとともに、その２次磁束のｄ軸成分と上記指令発生手段から出力された２次電流のｑ軸成分指令と上記検出手段により検出された回転周波数に基づいて上記誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を演算する１次周波数演算回路とから構成されたことを特徴とする請求項２記載の誘導電動機の制御装置。
- 誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分指令を１次周波数で回転する直交回転座標軸上のｄ軸成分として出力するとともに、その誘導電動機の２次電流のｑ軸成分指令を１次周波数で回転する直交回転座標軸上のｑ軸成分として出力する指令発生手段と、上記誘導電動機の１次電流及び回転周波数を検出する検出手段と、上記検出手段により検出された１次電流に基づいて上記誘導電動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分を演算するとともに、その１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分と上記回転周波数に基づいて上記誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数及び該２次磁束のｄ軸成分を演算する周波数・磁束演算手段と、上記周波数・磁束演算手段により演算された２次磁束のｄ軸成分を考慮して上記指令発生手段から出力された２次磁束のｄ軸成分指令を上記１次電流のｄ軸成分指令に変換するとともに、上記１次周波数を考慮して上記２次電流のｑ軸成分指令を該１次電流のｑ軸成分指令に変換する電流成分指令演算手段と、上記電流成分指令演算手段により演算された１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令を上記１次周波数を考慮して上記誘導電動機の各相毎の１次電流指令に変換し、上記検出手段により検出された１次電流がその１次電流指令に一致するようにその１次電流を制御する制御手段とを備えた誘導電動機の制御装置において、上記電流成分指令演算手段は、上記２次磁束のｄ軸成分指令を微分した微分信号に基づいて上記２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を上記１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に変換することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
- 上記周波数・磁束演算手段は、上記検出手段により検出された１次電流に基づいて上記誘導電動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分を演算する電流成分演算回路と、上記電流成分演算回路により演算された１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分に基づいて上記誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分を演算するとともに、その２次磁束のｄ軸成分と上記指令発生手段から出力された２次電流のｑ軸成分指令と上記検出手段により検出された回転周波数に基づいて上記誘導電動機の２次磁束のｑ軸成分が零になる１次周波数を演算する周波数・磁束演算回路とから構成されたことを特徴とする請求項４記載の誘導電動機の制御装置。
- 上記指令発生手段は、上記誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分に対する２次電流のｑ軸成分の比の関係を表す１次周波数の関数と、その２次磁束のｄ軸成分と２次電流のｑ軸成分の積がトルク指令に比例する関係とに基づいて、その２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を演算することを特徴とする請求項１から請求項５のうち何れか１項記載の誘導電動機の制御装置。
- 上記指令発生手段は、上記誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分に対する２次電流のｑ軸成分の比の関係を表す１次周波数の関数と、その２次磁束のｄ軸成分と２次電流のｑ軸成分の積がトルク指令に比例する関係とに基づいて、その２次磁束のｄ軸成分指令を演算するとともに、その演算された２次磁束のｄ軸成分指令が所定の最大値より大きい場合あるいは所定の最小値より小さい場合には、その２次磁束のｄ軸成分指令を当該最大値あるいは最小値に制限し、その２次磁束のｄ軸成分指令にしたがって２次電流のｑ軸成分指令を演算することを特徴とする請求項１から請求項５のうち何れか１項記載の誘導電動機の制御装置。
- 上記指令発生手段は、上記誘導電動機の２次磁束のｄ軸成分に対する２次電流のｑ軸成分の比の関係を表す１次周波数の関数と、その２次磁束のｄ軸成分と２次電流のｑ軸成分の積がトルク指令に比例する関係と、上記１次周波数演算回路または上記周波数・磁束演算手段により演算された２次磁束のｄ軸成分とに基づいて、その２次磁束のｄ軸成分指令及び２次電流のｑ軸成分指令を演算することを特徴とする請求項３から請求項５のうち何れか１項記載の誘導電動機の制御装置。
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