JP3582643B2

JP3582643B2 - Step-up DC-DC converter

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Publication number: JP3582643B2
Application number: JP2000027750A
Authority: JP
Inventors: 伸二佐藤; 浩一森田
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2000-02-04
Filing date: 2000-02-04
Publication date: 2004-10-27
Anticipated expiration: 2020-02-04
Also published as: JP2001218452A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流−直流変換器、特に入力電圧に対して大きい比率で直流入力電圧を異なるレベルの直流出力電圧に変換する非絶縁の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
直流入力電圧より高い直流出力電圧を生ずる昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータは、バッテリからの昇圧回路等に用いられている。図１７は、従来の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す。この昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電力が供給される正側入力端子（１）及び負側入力端子（２）を備え、正側入力端子（１）と負側入力端子（２）との間に入力平滑コンデンサ（１８）が接続される。正側入力端子（１）に一端が接続された入力側巻線（５）の他端と負側入力端子（２）との間にスイッチング素子（６）が接続され、また入力側巻線（５）の他端と正側出力端子（３）との間には出力側巻線（１５）と整流用ダイオード（７）とが直列に接続される。入力側巻線（５）と出力側巻線（１５）は電磁結合されたオートトランス（単巻変圧器）を構成する。負側入力端子（２）に接続された負側出力端子（４）と正側出力端子（３）との間に出力平滑コンデンサ（８）が接続され、出力側巻線（１５）と整流用ダイオード（７）に対して並列にクランプダイオード（９）が入力側巻線（５）の他端と正側出力端子（３）との間に接続される。スイッチング素子（６）は、図示しない制御回路から制御パルス信号が付与される制御端子を有する半導体スイッチング素子により構成される。入力側巻線（５）と出力側巻線（１５）により構成される実際のオートトランスは、図１８に示すように漏れインダクタンス（１６）及び励磁インダクタンス（１７）を有するため、漏れインダクタンス（１６）及び励磁インダクタンス（１７）の各パラメータをＬ_ｓ及びＬ_ｐとすると、Ｌ_ｐ≫Ｌ_ｓとなる。入力側巻線（５）と出力側巻線（１５）の巻数比をＮ_１：Ｎ_２とし、図１７に示すオートトランスを理想トランス（Ｔｉ）とする。
【０００３】
図１９は、図１７に示す回路動作時の主な波形及び動作モードを示し、図２０は各動作モードでの通電経路を示す動作モード遷移図である。図１９では、Ｖ_６、Ｉ_６は、それぞれ、スイッチング素子（６）の端子電圧、電流、Ｉ_９はクランプダイオード（９）に流れる電流、Ｉ_１６は漏れインダクタンス（１６）に流れる電流、Ｉ_７は整流用ダイオード（７）に流れる電流である。正側入力端子（１）と負側入力端子（２）に直流電圧Ｖ_ＩＮが印加される状態で、スイッチング素子（６）をオン・オフ動作させる場合に、図１７に示す回路動作を図１８、図１９及び図２０について動作期間毎に説明する。スイッチング素子（６）はオンデューティＤ_ＯＮ（０＜Ｄ_ＯＮ＜１）で且つ充分に短いスイッチング周期でスイッチング制御され、スイッチング周期での正側出力端子（３）と負側出力端子（４）の端子間電圧を一定と考える。スイッチング素子（６）のオフ時間をＴ_ＯＦＦとし、オフ時間Ｔ_ＯＦＦとオン時間Ｔ_ＯＮの和を時間Ｔとすると、オンデューティＤ_ＯＮはＤ_ＯＮ＝Ｔ_ＯＮ／Ｔで表される。
＜スイッチング素子（６）のオン期間（１）＞
スイッチング素子（６）が導通するオン期間（１）では、漏れインダクタンス（１６）と励磁インダクタンス（１７）の直列回路に直流電圧Ｖ_ＩＮが印加され、漏れインダクタンス（１６）と励磁インダクタンス（１７）を通る電流値Ｉ_１７が上昇する。
＜スイッチング素子（６）のターンオフ過渡時（２’）＞
スイッチング素子（６）をターンオフすると、漏れインダクタンス（１６）の電流Ｉ_１６は、クランプダイオード（９）を介して出力端子（３）に流れる。このとき、スイッチング素子（６）には直流出力電圧Ｖ_ＯＵＴが印加される。また漏れインダクタンス（１６）と励磁インダクタンス（１７）の直列回路に（Ｖ_ＩＮ−Ｖ_ＯＵＴ）の負電圧が印加されるのに伴い、入力側巻線（５）に負電圧が印加され、入力側巻線（５）の負電圧に励起されて出力側巻線（１５）にも負電圧が生じるが、このとき整流用ダイオード（７）がオンとなるので、出力側巻線（１５）の端子電圧は負にならずに零となる。
＜スイッチング素子（６）のターンオフ期間（２）＞
出力側巻線（１５）の端子電圧が零となると、入力側巻線（５）の端子電圧も零になる。入力側巻線（５）に並列に接続された励磁インダクタンス（１７）の端子電圧も零になるので、スイッチング素子（６）のターンオフ期間では励磁インダクタンス（１７）の電流Ｉ_１７は減衰しない。負の端子電圧（Ｖ_ＩＮ−Ｖ_ＯＵＴ）が漏れインダクタンス（１６）に印加されるので、漏れインダクタンス（１６）の電流Ｉ_１６は（（Ｖ_ＩＮ−Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌ_ｓ）の勾配で減衰し、入力側巻線（５）の電流が減るので、励起されて出力側巻線（１５）の電流が増加する。出力側巻線（１５）及び入力側巻線（５）を流れる電流が励磁インダクタンス（１７）の電流より大きくなると、クランプダイオード（９）が逆回復してスイッチング素子（６）のオフ期間（３）に移る。
＜スイッチング素子（６）のオフ期間（３）＞
スイッチング素子（６）がオフ状態になると、励磁インダクタンス（１７）に蓄えられたエネルギは、直流入力端子（１）、漏れインダクタンス（１６）、理想トランス（Ｔｉ）、整流用ダイオード（７）を介して直流出力端子（３）に供給される。Ｌ_ｐ≫Ｌ_ｓであるから、漏れインダクタンス（１６）の端子電圧は殆ど無い。スイッチング素子（６）の陽極端子電位は、理想トランス（Ｔｉ）の巻数による分圧で決定され、スイッチング素子（６）には、端子電圧Ｖ_Ｓ：
Ｖ_Ｓ＝Ｖ_ＩＮ＋｛Ｎ_１×（Ｖ_ＯＵＴ−Ｖ_ＩＮ）｝／（Ｎ_１＋Ｎ_２）
が印加される。励磁インダクタンス（１７）に流れる電流Ｉ_１７は、トランスの巻数に従って分流するので、漏れインダクタンス（１６）に流れる電流Ｉ_１６は、
Ｉ_１６＝Ｎ_１×Ｉ_１７／（Ｎ_１＋Ｎ_２）
となる。
＜スイッチング素子（６）のターンオン期間（４）＞
スイッチング素子（６）をターンオンすると、オートトランスの出力側巻線（１５）に、出力電圧（−Ｖ_ＯＵＴ）が印加される。これに伴い、入力側巻線（５）に（−Ｎ_１×Ｖ_ＯＵＴ／Ｎ_２）の端子電圧が励起され、端子電圧（Ｖ_ＩＮ＋Ｎ_１×Ｖ_ＯＵＴ／Ｎ_２）が漏れインダクタンス（１６）に印加される。漏れインダクタンス（１６）の電流Ｉ_１６は、勾配
Ｉ_１６＝（Ｖ_ＩＮ＋Ｎ_１×Ｖ_ＯＵＴ／Ｎ_２）／Ｌ_ｓ
で上昇する。漏れインダクタンス（１６）の電流Ｉ_１６が励磁インダクタンス（１７）の電流Ｉ_１７よりも大きくなると、整流用ダイオード（７）に逆電流が流れ、整流用ダイオード（７）が逆回復するので、スイッチング素子（６）のオン期間（１）に戻る。
ターンオフ過渡時（２’）及びターンオン期間（４）の過渡期間を無視すると、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは（１）式で表される。
Ｖ_ＯＵＴ＝Ｖ_ＩＮ×（１＋Ｄ_ＯＮ×Ｎ_２／Ｎ_１）／（１−Ｄ_ＯＮ）・・・（１）
【０００４】
また、図２１に示すように、正側入力端子（１）と正側出力端子（３）との間に出力側巻線（１５）と整流用ダイオード（７）との直列回路を配置して、図１８の回路を別途変更することもできる。図２１に示す回路の各モード時の各部動作は、図１９〜図２０とほぼ同じである。本明細書では、同一の箇所には同一の符号を付して説明を省略する。図２１の出力電圧Ｖ_ＯＵＴは（２）式で表される。
Ｖ_ＯＵＴ＝Ｖ_ＩＮ×｛１＋Ｄ_ＯＮ×（Ｎ_２−１）／Ｎ_１｝／（１−Ｄ_ＯＮ）・・・（２）
【０００５】
図２２は、スイッチング素子（６）に並列に、スナバ抵抗（２２）及びスナバコンデンサ（１９）の直列回路を接続し、スナバ抵抗（２２）と並列にスナバダイオード（２３）を接続して、スイッチング素子（６）に印加される端子電圧をスナバ抵抗（２２）、スナバコンデンサ（１９）及びスナバダイオード（２３）により軽減する回路である。他の要素は図１７と同一である。図１７と同様に、入力側巻線（５）と出力側巻線（１５）とにより構成されるオートトランスには図示しない漏れインダクタンス（１６）と励磁インダクタンス（１７）が含まれる。
【０００６】
図２２に示す回路の作用は、図１７に示す回路の作用と同様であるが、スイッチング素子（６）のオフ期間（３）では、漏れインダクタンス（１６）のエネルギをスナバコンデンサ（１９）により吸収することができる。スイッチング素子（６）の端子電圧をスナバコンデンサ（１９）の端子電圧により抑制できるので、大きい容量のスナバコンデンサ（１９）を選択することにより、スイッチング素子（６）に印加される端子電圧の最大値を軽減できる。スナバコンデンサ（１９）に蓄えられたエネルギは、スイッチング素子（６）のオン時にスナバ抵抗（２２）を通って流れる電流により消費される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、一般に用いられる昇圧形コンバータでは１０倍の昇圧比を得るのに０．９以上のオンデューティが必要であったが、オートトランスを設けて、０．５に近いオンデューティでも巻数比を最適化すれば、昇圧比を容易に増大することができる。また、オンデューティを０．５に近づけると出力電圧の安定化に大きな効果がある。
【０００８】
しかしながら、図１７及び図２１の構成ではスイッチング素子（６）にかかる端子電圧が高く、高耐圧のスイッチング素子が必要になるが、高耐圧のスイッチング素子は高価なだけでなく、導通損失も大きいので、コンバータの損失が増加する。また、図２２の回路構成ではスイッチング素子（６）にかかる端子電圧を低く設定できるが、スナバ抵抗（２２）による消費電力が大きく、高効率化を図れない。
【０００９】
そこで、本発明ではエネルギロスが少なく且つスイッチング素子に印加される端子電圧を低減できる昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載された本発明による昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電力が供給される正側入力端子(1)及び負側入力端子(2)と、正側入力端子(1)に一端が接続された入力側巻線(5)と、入力側巻線(5)の他端と負側入力端子(2)との間に接続されたスイッチング素子(6)と、入力側巻線(5)に磁気的に結合され且つ入力側巻線(5)の一端又は他端に接続された出力側巻線(15)と、出力側巻線(15)に整流用ダイオード(7)を介して接続された正側出力端子(3)と、負側入力端子(2)に接続された負側出力端子(4)と、正側出力端子(3)と負側出力端子(4)との間に接続された出力平滑コンデンサ(8)とを備えている。スイッチング素子(6)と並列にクランプダイオード(9)とクランプコンデンサ(14)との直列回路(11)を接続し、クランプダイオード(9)とクランプコンデンサ(14)との接続点と正側出力端子(3)との間に回生用巻線(12)と回生用ダイオード(13)との直列回路(10)を接続し、入力側巻線(5)と回生用巻線(12)とを磁気的に結合する。スイッチング素子(6)のオフ時にクランプコンデンサ(14)にエネルギを蓄積し、スイッチング素子(6)のオン時又はオフ時に回生用巻線(12)と回生用ダイオード(13)との直列回路(10)を介してクランプコンデンサ(14)に蓄積されたエネルギを出力電圧として直接回生する。これにより、スナバ抵抗等のエネルギ消費手段を設けずに、直流入力電圧を昇圧することができる。また、クランプコンデンサ(14)の充電電圧によってスイッチング素子(6)の最大端子電圧を制限し、低く抑えることができるので、低耐圧のスイッチ素子を使用することができる。更に、クランプコンデンサ(14)に蓄えられたエネルギはスイッチング素子(6)がオン時又はオフ時に回生用巻線(12)を介して負荷に回生されるので、エネルギ損失を低減することができる。
【００１１】
前記の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータで、第１の回生用ダイオード(13a)と直列に回生用スイッチング素子(20)を接続すると共に、回生用巻線(12)の中間端子を第２の回生用ダイオード(13b)を介して正側出力端子(3)に接続した場合は、回生用スイッチング素子(20)のオン又はオフを切り替えることにより、回生用巻線(12)の巻数を選択してクランプコンデンサ(14)の回生電圧（放電電圧）を調整できるので、スイッチング素子(6)の端子電圧の最大値を調整できる利点がある。
【００１２】
請求項３に記載された本発明による昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力側巻線(5)に磁気的に結合された出力側巻線(15)を入力側巻線(5)の他端に整流用ダイオード(7)を介して接続し、出力側巻線(15)の他端に正側出力端子(3)を接続し、スイッチング素子(6)のオフ時にクランプコンデンサ(14)にエネルギを蓄積し、スイッチング素子(6)のオン時又はオフ時に回生用ダイオード(13)と回生用巻線(12)との直列回路(10)を介して前記クランプコンデンサ(14)に蓄積されたエネルギを出力電圧として直接回生する点において請求項１の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータと相違する。この場合は、出力側巻線(15)を入力側巻線(5)の他端に整流用ダイオード(7)を介して接続するので、出力側巻線(15)の端子電圧を制御することができると共に、入力側巻線(5)又は出力側巻線(15)として、１次巻線及び２次巻線が分離された汎用性のある一般的なトランスを使用できるので、中間端子を有するトランスを使用するよりも安価に製造できる。そのうえ、出力側巻線(15)と整流用ダイオード(7)との接続順序を入れ替えられるため、部品配置の自由度が増加する利点がある。
【００１３】
請求項４に記載された本発明による昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力側巻線(5)に磁気的に結合された出力側巻線(15)を入力側巻線(5)の他端に整流用ダイオード(7)を介して接続し、出力側巻線(15)の他端に正側出力端子(3)を接続し、クランプダイオード(9)とクランプコンデンサ(14)との接続点と、整流用ダイオード(7)と出力側巻線(15)との接続点との間に回生用ダイオード(13)を接続する点において請求項１の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータと相違する。この場合は、出力側巻線(15)によって回生用巻線(12)を構成できるので、入力側巻線(5)と出力側巻線(15)との絶縁が必要となるが、トランスの巻線数を減少して回路構成を簡素化できる利点がある。
【００１４】
請求項４に記載された昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータで、第１の回生用ダイオード(13,13a)と直列に回生用巻線(12)を接続し、回生用コンデンサ(21)を介して整流用ダイオード(7)の一端に接続すると共に、第２の回生用ダイオード(13b)を介して整流用ダイオード(7)の他端に接続した場合は、スイッチング素子(6)のターンオフ時の電圧がクランプコンデンサ(14)の充電に伴って零から徐々に上昇するため、零電圧スイッチングとなり、スイッチング素子(6)に対する電気的ストレスを軽減できる利点がある。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を図１〜図１６について説明する。但し、これらの図面では図１７〜図２２に示す箇所と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００１６】
本発明による昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の実施の形態を図１に示す。第１の実施の形態では、スイッチング素子(6)と並列にクランプダイオード(9)とクランプコンデンサ(14)との直列回路(11)が接続される。クランプダイオード(9)とクランプコンデンサ(14)との接続点と正側出力端子(3)との間に回生用巻線(12)と第１の回生用ダイオード(13)との直列回路(10)が接続され、入力側巻線(5)と回生用巻線(12)とが磁気的に結合される。入力側巻線(5)と出力側巻線(15)の巻数比はＮ₁：Ｎ₂であり、回生用巻線(12)の巻数はＭである。図２は、図１のトランス(T)を詳細に示す構成である。トランス(T)は、入力側巻線(5)と出力側巻線(15)とを含む理想トランス、漏れインダクタンス(16)及び励磁インダクタンス(17)で表わされる。図３は、図１のスイッチング動作時の主な波形及び通電期間を示す。図３において、Ｖ₁₄はクランプコンデンサ(14)の端子電圧、Ｉ₁₃は回生用ダイオード(13)に流れる電流を示す。図４は各動作期間の通電経路を示す。以下、図３及び図４を用いて図２の回路動作を動作期間毎に説明する。
＜スイッチング素子(6)のオン時(1)＞
図示しない制御回路からスイッチング素子(6)の制御端子に制御信号が付与されて、スイッチング素子(6)がオンすると、漏れインダクタンス(16)と励磁インダクタンス(17)の直列回路に直流入力電圧Ｖ_INが印加され、励磁インダクタンス(17)の電流Ｉ₁₇が上昇する。
＜スイッチング素子(6)の遮断過渡時(2')＞
スイッチング素子(6)がターンオフすると、漏れインダクタンス(16)及び励磁インダクタンス(17)に流れる電流はクランプダイオード(9)を介してクランプコンデンサ(14)に流れ、同時に、入力側巻線(5)に印加される電圧に伴って、出力側巻線(15)の端子電圧が発生し、アノード電位の上昇する整流用ダイオード(7)がオンとなる。
＜スイッチング素子(6)の遮断時(2)＞
漏れインダクタンス(16)に逆電圧が印加され、漏れインダクタンス(16)の電流Ｉ₁₆が減衰する。これに伴い、入力側巻線(5)の電流が減少し、出力側巻線(15)の電流が上昇する。漏れインダクタンス(16)のエネルギはクランプコンデンサ(14)に充電されるが、出力側巻線(15)を流れる電流と入力側巻線(5)を流れる電流の差が励磁インダクタンス(17)の電流Ｉ₁₇よりも大きくなると、クランプダイオード(9)が逆回復して、クランプコンデンサ(14)への充電電流がなくなる。
＜スイッチング素子(6)のオフ状態(3)＞
励磁インダクタンス(17)に蓄えられたエネルギは、直流入力端子(1)、漏れインダクタンス(16)、入力側巻線(5)、出力側巻線(15)及び整流用ダイオード(7)を介して正側出力端子(3)に供給される。
＜スイッチング素子(6)の転流過渡時(4)＞
スイッチング素子(6)がターンオンすると、出力側巻線(15)に、出力電圧(-V_OUT)が印加される。これに伴い、端子電圧(V_IN+N₁×V_OUT/N₂)が漏れインダクタンス(16)に印加されるので、漏れインダクタンス(16)の電流Ｉ₁₆は、{(V_IN＋N₁×V_OUT/N₂)/L_s}の傾きで上昇する。漏れインダクタンス(16)の電流Ｉ₁₆が励磁インダクタンス(17)の電流Ｉ₁₇よりも大きくなると、整流用ダイオード(7)に逆電流が流れ、整流用ダイオード(7)が逆回復する。
＜クランプコンデンサ(14)の放電(5)＞
入力側巻線(5)に対して入力電圧Ｖ_INにほぼ等しいレベルの電圧が印加されるので、出力側巻線(15)に対して電圧(M×V_IN/N₁)が印加される。これに伴い、クランプコンデンサ(14)に蓄積される電荷による電圧が(V_OUT-M×V_IN/N₁)を超える場合、クランプコンデンサ(14)に蓄積されたエネルギは回生用巻線(12)、回生用ダイオード(13)を介して図示しない負荷に回生される。また、クランプコンデンサ(14)の充電電圧Ｖ₁₄によって、スイッチング素子(6)の端子電圧Ｖ₆の最大値を制限することができる。クランプコンデンサ(14)に充電されたエネルギは、出力側巻線(15)を介して、スイッチング素子(6)のオン時に図示しない負荷に回生されるので、クランプ回路による損失の増加はない。
【００１７】
図１の実施の形態に対して回生用巻線(12)の巻き方向を逆にした本発明による第２の実施の形態を図５に示す。図５の他の構成要素は、図１と同じである。図６は、図５のトランス(T)を詳細に示す回路図である。図７は、図５のスイッチング動作時の主な波形及び通電期間である。図８は各期間での通電経路を示す。以下、図７及び図８を用いて図６の回路動作を動作期間毎に説明する。なお、スイッチング素子(6)のオン時(1)、スイッチング素子(6)の遮断過渡時(2')及びスイッチング素子(6)の遮断時(2)の動作は図３及び図４と同一であるため、説明を省略する。
＜スイッチング素子(6)の遮断時(3)＞
回生用巻線(12)に端子電圧Ｖ_M＝Ｍ×(Ｖ_OUT−Ｖ_IN)/(Ｎ₁＋Ｎ₂)が励起され、クランプコンデンサ(14)の端子電圧Ｖ₁₄が、(V_OUT−V_M)以上の場合、クランプコンデンサ(14)が放電する。
＜スイッチング素子(6)のオフ状態(4)＞
励磁インダクタンス(17)に蓄えられたエネルギは、正側入力端子(1)、漏れインダクタンス(16)、理想トランス(Ti)、整流用ダイオード(7)を介して直流出力端子(3)に供給される。
＜スイッチング素子(6)の転流過渡時(5)＞
スイッチング素子(6)がターンオンすると、入力側巻線(5)に、正の電圧が印加され、これに伴い、回生用巻線(12)に対して電圧が励起されるので、クランプコンデンサ(14)が若干放電する。前記動作によって、スイッチング素子(6)の端子電圧Ｖ₆の最大値は、クランプコンデンサ(14)によって制限される。クランプコンデンサ(14)に充電されたエネルギは、スイッチング素子(6)のオン時に回生用巻線(12)を介して、図示しない負荷に回生されるので、クランプ回路による損失の増加はない。
【００１８】
図９は、入力側巻線（５）と出力側巻線（１５）とを互いに並列に接続した本発明による第３の実施の形態を示す。図９に示す回路図では、スイッチング素子（６）の動作タイミング、電圧及び電流、図示しない励磁インダクタンスの電流等の動作波形は図１に示す第１の実施の形態と同一であり、第１の実施の形態と同様に、クランプコンデンサ（１４）の充電電圧Ｖ_１４によってスイッチング素子（６）の端子電圧Ｖ_６の最大値を制限することができる。
【００１９】
図１０は、直列に接続された第１の回生用巻線（１２ａ）と第２の回生用巻線（１２ｂ）により図１に示す回生用巻線（１２）を構成した本発明による第４の実施の形態を示す。第２の回生用巻線（１２ｂ）は回生用スイッチング素子（２０）及び第１の回生用ダイオード（１３ａ）を介して正側出力端子（３）に接続される。第１の回生用巻線（１２ａ）と第２の回生用巻線（１２ｂ）との接続点は第２の回生用ダイオード（１３ｂ）を介して正側出力端子（３）に接続される。第１の回生用巻線（１２ａ）と第２の回生用巻線（１２ｂ）の巻数はＭ_１、Ｍ_２であり、その他の構成は図１と同一である。第４の実施の形態では、第１の実施の形態及び第２の実施の形態と同様の作用・効果を生じ、更に、回生用スイッチング素子（２０）のオン又はオフを切り替えて回生用巻線（１２）の巻数を選択することにより、｛Ｖ_ＯＵＴ−（Ｍ_１＋Ｍ_２）×Ｖ_ＩＮ／Ｎ_１｝又は（Ｖ_ＯＵＴ−Ｍ_１×Ｖ_ＩＮ／Ｎ_１）の２種類からクランプコンデンサ（１４）の回生電圧（放電電圧）を選択することができるので、クランプコンデンサ（１４）の電圧調整によって、スイッチング素子（６）の端子電圧Ｖ_６の最大値を調整できる。
【００２０】
図１１は、図５の回路において入力側巻線(5)と出力側巻線(15)との間に整流用ダイオード(7)を接続した本発明による第５の実施の形態を示す。図１１の回路は、入力側巻線(5)と出力側巻線(15)が整流用ダイオード(7)を介して接続される点を除き、図５の回路と同一である。第５の実施の形態では、入力側巻線(5)又は出力側巻線(15)として、１次巻線と２次巻線とが分離された汎用性のある一般的なトランスを使用することができるので、トランスを用いるよりも安く作ることができる。また、出力側巻線(15)と整流用ダイオード(7)との接続順序を入れ替えられるため、配置の自由度が増加する。
【００２１】
図１２は、出力側巻線（１５）により回生用巻線（１２）の作用を生ずる本発明による第６の実施の形態を示す。図１２では、スイッチング素子（６）をターンオフしたとき、漏れインダクタンス（１６）のエネルギはクランプコンデンサ（１４）に移る。スイッチング素子（６）の端子電圧Ｖ_６はクランプコンデンサ（１４）の端子電圧Ｖ_１４によって制限され、スイッチング素子（６）の端子電圧Ｖ_６が過大になることを防止できる。この時、クランプコンデンサ（１４）の端子電圧Ｖ_１４が上昇するが、スイッチング素子（６）がオフ状態にあるときに、クランプコンデンサ（１４）の端子電圧Ｖ_１４は、｛Ｖ_ＩＮ＋Ｎ_１×（Ｖ_ＯＵＴ−Ｖ_ＩＮ）／（Ｎ_１＋Ｎ_２）｝まで放電される。従って、大きい容量のクランプコンデンサ（１４）を選べば、スイッチング素子（６）の端子電圧Ｖ_６を｛Ｖ_ＩＮ＋Ｎ_１×（Ｖ_ＯＵＴ−Ｖ_ＩＮ）／（Ｎ_１＋Ｎ_２）｝のレベルにクランプできる。第６の実施の形態は、第２の実施の形態と同様の効果を生じ、更に、出力用巻線（１５）によって回生用巻線（１２）を構成できるので、入力側巻線（５）と出力側巻線（１５）との絶縁が必要となるが、トランスの巻線数を減少して、回路構成を簡素化できる利点がある。
【００２２】
図１３は、図１２に示す回路において、クランプダイオード（９）とクランプコンデンサ（１３）との接続点に回生用巻線（１２）を接続し、回生用巻線（１２）と出力側巻線（１５）との間に第１の回生用ダイオード（１３ａ）及び第２の回生用ダイオード（１３ｂ）を接続すると共に、第１の回生用ダイオード（１３ａ）と第２の回生用ダイオード（１３ｂ）との間に一端を接続した回生用コンデンサ（２１）の他端を入力側巻線（５）と出力側巻線（１５）との間に接続した本発明による第７の実施の形態を示す。図１３では、クランプコンデンサ（１４）と回生用コンデンサ（２１）の容量は等しい。図１３では、スイッチング素子（６）のターンオフ時の電圧がクランプコンデンサ（１４）の充電に伴って零から徐々に上昇するので、零電圧ターンオフとなり、スイッチング素子（６）に対する電気的ストレスを軽減できる。
【００２３】
図１４は、図１３の入力側巻線(5)と出力側巻線(15)からなるトランスを詳細に示す回路図である。図１５は、図１４のスイッチング動作時の主な波形及び通電期間である。図１５において、Ｉ_13a及びＩ_13bはそれぞれ第１の回生用ダイオード(13a)及び第２の回生用ダイオード(13b)に流れる電流を示す。図１６は各動作期間の通電経路を示す。以下、図１５及び図１６を用いて図１３の回路動作を動作期間毎に説明する。
＜スイッチング素子(6)のオン時(1)＞
スイッチング素子(6)の制御端子に制御信号が付与され、スイッチング素子(6)がオンとなるとき、スナバコンデンサとなるクランプコンデンサ(14)の端子電圧Ｖ₁₄は零で、回生用コンデンサ(21)の端子電圧は、{-V_IN+N₁×(V_OUT-V_IN)/(N₁+N₂)}となる。漏れインダクタンス(16)と励磁インダクタンス(17)に電圧が印加され、励磁インダクタンス(17)の電流Ｉ₁₇が上昇する。
＜スイッチング素子(6)のオフ時(2)＞
スイッチング素子(6)がターンオフすると、漏れインダクタンス(16)及び励磁インダクタンス(17)に流れる電流はクランプダイオード(9)を介してクランプコンデンサ(14)に流れる。クランプコンデンサ(14)の充電によって制限されるスイッチング素子(6)の端子電圧Ｖ₆は、零から緩やかに上昇する。
＜スイッチング素子(6)の遮断時(3)＞
スイッチング素子(6)の端子電圧の上昇に伴い、回生用コンデンサ(21)から第２の回生用ダイオード(13b)及び出力側巻線(15)を通して電流が流れ、図示しない負荷に放電されると同時に漏れインダクタンス(16)に逆電圧が印加されるので、漏れインダクタンス(16)の電流Ｉ₁₆が減衰する。
＜スイッチング素子(6)の遮断時(4)＞
漏れリアクトル(16)を流れる電流Ｉ₁₆の大きさと出力側巻線(15)を流れる電流の大きさが等しくなると、クランプダイオード(9)が逆回復して、スイッチング素子(6)がオフとなる。
＜スイッチング素子(6)の遮断時(5)＞
回生用コンデンサ(21)の端子電圧が正まで放電すると、整流用ダイオード(7)に順方向電圧が印加されて導通状態になる。クランプコンデンサ(14)の端子電圧Ｖ₁₄が、
Ｖ₁₄＝{Ｖ_IN＋Ｎ₁×(Ｖ_OUT−Ｖ_IN)/(Ｎ₁＋Ｎ₂)｝
よりも高い場合、回生用巻線(12)、第１の回生用ダイオード(13a)及び第２の回生用ダイオード(13b)を介して、クランプコンデンサ(14)は
Ｖ₁₄＝{Ｖ_IN＋Ｎ₁×(Ｖ_OUT−Ｖ_IN)/(Ｎ₁＋Ｎ₂)｝
まで放電する。
＜スイッチング素子(6)の転流時(6)＞
スイッチング素子(6)の転流に伴って、スイッチング素子(6)の端子電圧Ｖ₆が零になるため、整流用ダイオード(7)が逆回復する。
＜スイッチング素子(6)の転流時(7)＞
スイッチング素子(6)、クランプコンデンサ(14)、回生用巻線(12)、第１の回生用ダイオード(13a)、回生用コンデンサ(21)の経路で共振が発生する。この共振によって、クランプコンデンサ(14)に蓄積されたエネルギは、回生用コンデンサ(21)に移行する。したがって、クランプコンデンサ(14)の端子電圧Ｖ₁₄は{V_IN+N₁×(V_OUT-V_IN)/(N₁+N₂)}から零となり、回生用コンデンサ(21)の端子電圧は零から[-{V_IN+N₁×(V_OUT-V_IN)/(N₁+N₂)}]となる。
クランプコンデンサ(14)から回生用コンデンサ(21)へのエネルギの移行が終わると、スイッチング素子(6)がオン状態となり、スイッチング素子(6)のオン時(1)の動作に戻る。前記動作によって、スイッチング素子(6)の端子電圧Ｖ₆は、クランプコンデンサ(14)の充電によって制限され、端子電圧Ｖ₆は零から緩やかに上昇するので、ソフトスイッチングとなる。クランプコンデンサ(14)に充電されたエネルギは、回生用コンデンサ(21)を介して図示しない負荷に回生されるので、スナバ回路によるエネルギ損失の増加はない。
【００２４】
【発明の効果】
本発明によれば、クランプコンデンサの作用によりスイッチング素子にかかる端子電圧の最大値を低くできる。これによって、低耐圧のスイッチング素子を使用できるので、スイッチング素子の導通損失を軽減することができる。例えば耐圧１００Ｖ以下のＦＥＴでは導通抵抗が数ｍΩとなるが、１５０Ｖ以上では数１０〜１００ｍΩとなるので、導通損失が少なくなる。また、クランプコンデンサのエネルギを負荷に回生できるので、クランプ回路は無損失となり、高効率で高い昇圧比を確保できる非絶縁の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の実施の形態を示す回路図
【図２】第１の実施の形態を詳細に示す回路図
【図３】第１の実施の形態で発生する回路各部の動作波形図
【図４】第１の実施の形態の各動作期間での通電経路
【図５】本発明による昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の実施の形態を示す回路図
【図６】第２の実施の形態を詳細に示す回路図
【図７】第２の実施の形態で発生する回路各部の動作波形図
【図８】第２の実施の形態の各動作期間での通電経路
【図９】本発明による昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの第３の実施の形態を示す回路図
【図１０】本発明による昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの第４の実施の形態を示す回路図
【図１１】本発明による昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの第５の実施の形態を示す回路図
【図１２】本発明による昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの第６の実施の形態を示す回路図
【図１３】本発明による昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの第７の実施の形態を示す回路図
【図１４】第７の実施の形態を詳細に示す回路図
【図１５】第７の実施の形態で発生する回路各部の動作波形図
【図１６】第７の実施の形態の各動作期間での通電経路
【図１７】従来の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図
【図１８】図１７の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの詳細な回路図
【図１９】図１７の回路の動作波形図
【図２０】図１７の回路の各動作期間での通電経路
【図２１】従来の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータを示す他の回路図
【図２２】従来の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータを示す更に他の回路図
【符号の説明】
（１）・・正側入力端子、（２）・・負側入力端子、（３）・・正側出力端子、（４）・・負側出力端子、（５）・・入力側巻線、（６）・・スイッチング素子、（７）・・整流用ダイオード、（８）・・出力平滑コンデンサ、（９）・・クランプダイオード、（１０），（１１）・・直列回路、（１２）・・回生用巻線、（１３）・・回生用ダイオード、（１３ａ）・・第１の回生用ダイオード、（１３ｂ）・・第２の回生用ダイオード、（１４）・・クランプコンデンサ、（１５）・・出力側巻線、（１６）・・漏れインダクタンス、（１７）・・励磁インダクタンス、（２０）・・回生用スイッチング素子、（２１）・・回生用コンデンサ、[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a DC-DC converter, and more particularly to a non-insulated step-up DC-DC converter that converts a DC input voltage to a DC output voltage of a different level at a large ratio with respect to an input voltage.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art A boost DC-DC converter that generates a DC output voltage higher than a DC input voltage is used for a boost circuit from a battery or the like. FIG. 17 shows a circuit configuration of a conventional step-up DC-DC converter. This step-up DC-DC converter includes a positive input terminal (1) and a negative input terminal (2) to which DC power is supplied, and is connected to a positive input terminal (1) and a negative input terminal (2). An input smoothing capacitor (18) is connected therebetween. A switching element (6) is connected between the other end of the input side winding (5) having one end connected to the positive side input terminal (1) and the negative side input terminal (2). An output winding (15) and a rectifying diode (7) are connected in series between the other end of 5) and the positive output terminal (3). The input side winding (5) and the output side winding (15) constitute an electromagnetically coupled autotransformer (autotransformer). An output smoothing capacitor (8) is connected between the negative output terminal (4) connected to the negative input terminal (2) and the positive output terminal (3), and is connected to the output winding (15) and rectifier. A clamp diode (9) is connected in parallel with the diode (7) between the other end of the input winding (5) and the positive output terminal (3). The switching element (6) is constituted by a semiconductor switching element having a control terminal to which a control pulse signal is applied from a control circuit (not shown). An actual autotransformer including the input side winding (5) and the output side winding (15) has a leakage inductance (16) and an exciting inductance (17) as shown in FIG. ) And the excitation inductance (17) are represented by L_sAnd L_pThen, L_p≫L_sIt becomes. The winding ratio of the input winding (5) and the output winding (15) is N₁: N₂17 is assumed to be an ideal transformer (Ti).
[0003]
FIG. 19 shows main waveforms and operation modes at the time of operation of the circuit shown in FIG. 17, and FIG. 20 is an operation mode transition diagram showing energization paths in each operation mode. In FIG.₆, I₆Are the terminal voltage, current, and I of the switching element (6), respectively.₉Is the current flowing through the clamp diode (9), I₁₆Is the current flowing through the leakage inductance (16), I₇Is a current flowing through the rectifying diode (7). DC voltage V is applied to the positive input terminal (1) and the negative input terminal (2)._INIn the case where the switching element (6) is turned on / off in a state where is applied, the circuit operation shown in FIG. 17 will be described with reference to FIGS. 18, 19 and 20 for each operation period. Switching element (6) has on-duty D_ON(0 <D_ON<1) The switching is controlled in a sufficiently short switching cycle, and the voltage between the positive output terminal (3) and the negative output terminal (4) in the switching cycle is considered to be constant. The off time of the switching element (6) is T_OFFAnd the off time T_OFFAnd ON time T_ONIs the time T, the on-duty D_ONIs D_ON= T_ON/ T.
<On period (1) of switching element (6)>
In the ON period (1) in which the switching element (6) is conducting, the DC voltage V is applied to the series circuit of the leakage inductance (16) and the exciting inductance (17)._INIs applied, and the current value I passing through the leakage inductance (16) and the exciting inductance (17) is₁₇Rises.
<At the time of switching-off transition of the switching element (6) (2 ')>
When the switching element (6) is turned off, the current I of the leakage inductance (16) becomes₁₆Flows to the output terminal (3) via the clamp diode (9). At this time, the DC output voltage V is applied to the switching element (6)._OUTIs applied. In addition, (V) is added to the series circuit of the leakage inductance (16) and the exciting inductance (17)._IN-V_OUT), The negative voltage is applied to the input side winding (5), and is excited by the negative voltage of the input side winding (5), and the output side winding (15) is also negative. A voltage is generated. At this time, the rectifier diode (7) is turned on, so that the terminal voltage of the output side winding (15) becomes zero instead of becoming negative.
<Turn-off period (2) of switching element (6)>
When the terminal voltage of the output side winding (15) becomes zero, the terminal voltage of the input side winding (5) also becomes zero. Since the terminal voltage of the exciting inductance (17) connected in parallel to the input side winding (5) also becomes zero, the current I of the exciting inductance (17) during the turn-off period of the switching element (6).₁₇Does not decay. Negative terminal voltage (V_IN-V_OUT) Is applied to the leakage inductance (16), so that the current I₁₆Is ((V_IN-V_OUT) / L_s), The current in the input winding (5) decreases, and the current is excited and the current in the output winding (15) increases. When the current flowing through the output side winding (15) and the input side winding (5) becomes larger than the current of the exciting inductance (17), the clamp diode (9) reversely recovers and the switching element (6) is turned off (3). Move to).
<Off period (3) of switching element (6)>
When the switching element (6) is turned off, the energy stored in the exciting inductance (17) passes through the DC input terminal (1), the leakage inductance (16), the ideal transformer (Ti), and the rectifying diode (7). And supplied to the DC output terminal (3). L_p≫L_sTherefore, there is almost no terminal voltage of the leakage inductance (16). The anode terminal potential of the switching element (6) is determined by the voltage division by the number of turns of the ideal transformer (Ti), and the terminal voltage V is applied to the switching element (6)._S:
V_S= V_IN+ ｛N₁× (V_OUT-V_IN)｝ / (N₁+ N₂)
Is applied. Current I flowing through exciting inductance (17)₁₇Is divided according to the number of turns of the transformer.₁₆Is
I₁₆= N₁× I₁₇/ (N₁+ N₂)
It becomes.
<Turn-on period (4) of switching element (6)>
When the switching element (6) is turned on, the output voltage (-V) is applied to the output winding (15) of the autotransformer._OUT) Is applied. Accordingly, the input side winding (5) has (-N₁× V_OUT/ N₂) Is excited, and the terminal voltage (V_IN+ N₁× V_OUT/ N₂) Is applied to the leakage inductance (16). Current I of leakage inductance (16)₁₆Is the gradient
I₁₆= (V_IN+ N₁× V_OUT/ N₂) / L_s
To rise. Current I of leakage inductance (16)₁₆Is the current I of the exciting inductance (17).₁₇If it is larger than this, a reverse current flows through the rectifying diode (7), and the rectifying diode (7) recovers in reverse, so that the operation returns to the ON period (1) of the switching element (6).
When the transition period during the turn-off transition (2 ') and the transition period during the turn-on period (4) are ignored, the output voltage V_OUTIs represented by equation (1).
V_OUT= V_IN× (1 + D_ON× N₂/ N₁) / (1-D_ON…… (1)
[0004]
As shown in FIG. 21, a series circuit of an output winding (15) and a rectifying diode (7) is arranged between a positive input terminal (1) and a positive output terminal (3). , The circuit of FIG. 18 can be changed separately. The operation of each part in each mode of the circuit shown in FIG. 21 is substantially the same as in FIGS. In this specification, the same portions are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted. The output voltage V of FIG._OUTIs represented by equation (2).
V_OUT= V_IN× ｛1 + D_ON× (N₂-1) / N₁｝ / (1-D_ON) ... (2)
[0005]
FIG. 22 shows a switching circuit in which a series circuit of a snubber resistor (22) and a snubber capacitor (19) is connected in parallel with the switching element (6), and a snubber diode (23) is connected in parallel with the snubber resistor (22). This is a circuit for reducing a terminal voltage applied to the element (6) by a snubber resistor (22), a snubber capacitor (19) and a snubber diode (23). Other elements are the same as those in FIG. As in FIG. 17, the autotransformer including the input side winding (5) and the output side winding (15) includes a leakage inductance (16) and an exciting inductance (17) not shown.
[0006]
The operation of the circuit shown in FIG. 22 is the same as the operation of the circuit shown in FIG. 17, but in the off period (3) of the switching element (6), the energy of the leakage inductance (16) is absorbed by the snubber capacitor (19). can do. Since the terminal voltage of the switching element (6) can be suppressed by the terminal voltage of the snubber capacitor (19), the maximum value of the terminal voltage applied to the switching element (6) is selected by selecting the snubber capacitor (19) having a large capacity. Can be reduced. The energy stored in the snubber capacitor (19) is consumed by the current flowing through the snubber resistor (22) when the switching element (6) is turned on.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in order to obtain a boost ratio of 10 times, an on-duty of 0.9 or more was necessary in a commonly used boost converter, but an auto-transformer is provided to optimize the turns ratio even with an on-duty close to 0.5. With such a configuration, the step-up ratio can be easily increased. Further, when the on-duty is brought close to 0.5, there is a great effect on stabilization of the output voltage.
[0008]
However, in the configurations of FIGS. 17 and 21, the terminal voltage applied to the switching element (6) is high, and a high-withstand voltage switching element is required. However, the high-withstand voltage switching element is not only expensive but also has a large conduction loss. , Increasing converter losses. Further, in the circuit configuration of FIG. 22, the terminal voltage applied to the switching element (6) can be set low, but the power consumption by the snubber resistor (22) is large, and high efficiency cannot be achieved.
[0009]
Therefore, an object of the present invention is to provide a step-up DC-DC converter capable of reducing energy loss and reducing a terminal voltage applied to a switching element.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
The step-up DC-DC converter according to the first aspect of the present invention includes a positive input terminal (1) and a negative input terminal (2) to which DC power is supplied, and one end connected to the positive input terminal (1). , A switching element (6) connected between the other end of the input winding (5) and the negative input terminal (2), and an input winding ( An output winding (15) magnetically coupled to 5) and connected to one end or the other end of the input winding (5), and a rectifying diode (7) connected to the output winding (15). The positive output terminal (3) connected to the negative input terminal (2), the negative output terminal (4) connected to the negative input terminal (2), the positive output terminal (3) and the negative output terminal (4). An output smoothing capacitor (8) connected therebetween. A series circuit (11) consisting of a clamp diode (9) and a clamp capacitor (14) is connected in parallel with the switching element (6), and the connection point between the clamp diode (9) and the clamp capacitor (14) is connected to the positive output terminal. A series circuit (10) of a regenerative winding (12) and a regenerative diode (13) is connected between (3) and the input side winding (5) and the regenerative winding (12) are magnetically connected. To combine. When the switching element (6) is turned off, energy is stored in the clamp capacitor (14), and when the switching element (6) is turned on or off, a series circuit (10) of the regenerative winding (12) and the regenerative diode (13) is formed. ) Directly regenerates the energy stored in the clamp capacitor (14) as an output voltage. Thus, the DC input voltage can be boosted without providing an energy consuming means such as a snubber resistor. Further, since the maximum terminal voltage of the switching element (6) can be limited and suppressed by the charging voltage of the clamp capacitor (14), a switching element having a low withstand voltage can be used. Further, the energy stored in the clamp capacitor (14) is regenerated to the load via the regeneration winding (12) when the switching element (6) is turned on or off, so that energy loss can be reduced.
[0011]
In the step-up DC-DC converter, a regeneration switching element (20) is connected in series with a first regeneration diode (13a), and an intermediate terminal of a regeneration winding (12) is connected to a second regeneration diode (13a). When connected to the positive output terminal (3) via the diode (13b), the number of turns of the regenerative winding (12) is selected and clamped by switching the regenerative switching element (20) on or off. Since the regenerative voltage (discharge voltage) of the capacitor (14) can be adjusted, there is an advantage that the maximum value of the terminal voltage of the switching element (6) can be adjusted.
[0012]
A step-up type DC-DC converter according to the present invention is characterized in that an output side winding (15) magnetically coupled to an input side winding (5) is connected to the other end of the input side winding (5). To the other end of the output winding (15) to the positive output terminal (3) .When the switching element (6) is turned off, the energy is supplied to the clamp capacitor (14). When the switching element (6) is turned on or off, the energy stored in the clamp capacitor (14) via the series circuit (10) of the regenerative diode (13) and the regenerative winding (12) is stored. Is directly recovered as an output voltage. In this case, since the output winding (15) is connected to the other end of the input winding (5) via the rectifying diode (7), the terminal voltage of the output winding (15) must be controlled. And a general-purpose transformer with separate primary and secondary windings can be used as the input winding (5) or output winding (15). It can be manufactured at a lower cost than using a transformer having the same. In addition, since the order of connection between the output winding (15) and the rectifying diode (7) can be changed, there is an advantage that the degree of freedom in component arrangement increases.
[0013]
A step-up DC-DC converter according to the present invention, wherein the output winding (15) magnetically coupled to the input winding (5) is connected to the other end of the input winding (5). To the other end of the output winding (15), to the positive output terminal (3), and connect the clamp diode (9) to the clamp capacitor (14). And a step-up DC-DC converter according to claim 1 in that a regenerative diode (13) is connected between a connection point between the rectifying diode (7) and the output side winding (15). In this case, the regenerative winding (12) can be composed of the output winding (15), so the input winding (5) and the output winding (15) need to be insulated. There is an advantage that the circuit configuration can be simplified by reducing the number of windings.
[0014]
The step-up DC-DC converter according to claim 4, wherein a regenerative winding (12) is connected in series with the first regenerative diode (13, 13a), and rectified via a regenerative capacitor (21). When connected to one end of the rectifying diode (7) via the second regenerative diode (13b) and the other end of the rectifying diode (7), the voltage when the switching element (6) is turned off is Since the voltage gradually increases from zero as the clamp capacitor (14) is charged, zero voltage switching is performed, and there is an advantage that electrical stress on the switching element (6) can be reduced.
[0015]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
An embodiment of a step-up DC-DC converter according to the present invention will be described below with reference to FIGS. However, in these drawings, the same portions as those shown in FIGS. 17 to 22 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0016]
FIG. 1 shows a first embodiment of a step-up DC-DC converter according to the present invention. In the first embodiment, a series circuit (11) of a clamp diode (9) and a clamp capacitor (14) is connected in parallel with the switching element (6). A series circuit (10) of a regenerative winding (12) and a first regenerative diode (13) is provided between a connection point between the clamp diode (9) and the clamp capacitor (14) and the positive output terminal (3). ) Is connected, and the input side winding (5) and the regeneration winding (12) are magnetically coupled. The turns ratio of the input side winding (5) and the output side winding (15) is N₁: N_TwoAnd the number of turns of the regenerative winding (12) is M. FIG. 2 is a configuration showing the transformer (T) of FIG. 1 in detail. The transformer (T) is represented by an ideal transformer including an input side winding (5) and an output side winding (15), a leakage inductance (16), and an excitation inductance (17). FIG. 3 shows main waveforms and energization periods during the switching operation of FIG. In FIG.₁₄Is the terminal voltage of the clamp capacitor (14), I₁₃Indicates a current flowing through the regenerative diode (13). FIG. 4 shows an energization path in each operation period. Hereinafter, the circuit operation of FIG. 2 will be described for each operation period with reference to FIGS.
<When switching element (6) is on (1)>
When a control signal is applied from a control circuit (not shown) to the control terminal of the switching element (6) and the switching element (6) is turned on, the DC input voltage V is applied to a series circuit of the leakage inductance (16) and the exciting inductance (17)._INIs applied, and the current I of the exciting inductance (17) is₁₇Rises.
<When switching element (6) is shut off (2 ')>
When the switching element (6) is turned off, the current flowing through the leakage inductance (16) and the exciting inductance (17) flows through the clamp diode (9) to the clamp capacitor (14), and at the same time, to the input side winding (5). The terminal voltage of the output winding (15) is generated in accordance with the applied voltage, and the rectifying diode (7) whose anode potential increases is turned on.
<When switching element (6) is shut off (2)>
A reverse voltage is applied to the leakage inductance (16), and the current I of the leakage inductance (16) is₁₆Decays. Accordingly, the current of the input winding (5) decreases and the current of the output winding (15) increases. The energy of the leakage inductance (16) is charged in the clamp capacitor (14), but the difference between the current flowing through the output winding (15) and the current flowing through the input winding (5) is the current of the exciting inductance (17). I₁₇If it becomes larger, the clamp diode (9) reversely recovers, and the charging current to the clamp capacitor (14) disappears.
<Off state (3) of switching element (6)>
The energy stored in the exciting inductance (17) passes through the DC input terminal (1), the leakage inductance (16), the input winding (5), the output winding (15), and the rectifying diode (7). It is supplied to the positive output terminal (3).
<At the commutation transition of the switching element (6) (4)>
When the switching element (6) is turned on, the output voltage (-V_OUT) Is applied. Accordingly, the terminal voltage (V_IN+ N₁× V_OUT/ N_Two) Is applied to the leakage inductance (16).₁₆Is {(V_IN+ N₁× V_OUT/ N_Two) / L_s} With a slope of. Current I of leakage inductance (16)₁₆Is the current I of the exciting inductance (17)₁₇If it becomes larger, a reverse current flows through the rectifying diode (7), and the rectifying diode (7) recovers in reverse.
<Discharge of clamp capacitor (14) (5)>
Input voltage V for input winding (5)_INIs applied to the output side winding (15)._IN/ N₁) Is applied. As a result, the voltage due to the charge stored in the clamp capacitor (14) becomes (V_OUT-M × V_IN/ N₁), The energy stored in the clamp capacitor (14) is regenerated to a load (not shown) via the regenerative winding (12) and the regenerative diode (13). Also, the charging voltage V of the clamp capacitor (14)₁₄The terminal voltage V of the switching element (6)₆Can be limited. The energy charged in the clamp capacitor (14) is regenerated to a load (not shown) when the switching element (6) is turned on via the output side winding (15), so that the loss due to the clamp circuit does not increase.
[0017]
FIG. 5 shows a second embodiment of the present invention in which the winding direction of the regenerative winding (12) is reversed from that of the embodiment of FIG. The other components in FIG. 5 are the same as those in FIG. FIG. 6 is a circuit diagram showing the transformer (T) of FIG. 5 in detail. FIG. 7 shows main waveforms and energization periods during the switching operation of FIG. FIG. 8 shows the energization path in each period. Hereinafter, the circuit operation of FIG. 6 will be described for each operation period with reference to FIGS. 7 and 8. Note that the operations when the switching element (6) is turned on (1), when the switching element (6) is turned off (2 '), and when the switching element (6) is turned off (2) are the same as those in FIGS. Therefore, the description is omitted.
<When switching element (6) is shut off (3)>
Terminal voltage V on the regenerative winding (12)_M= M × (V_OUT-V_IN) / (N₁+ N_Two) Is excited, and the terminal voltage V of the clamp capacitor (14) is₁₄Is (V_OUT−V_MIn the above case, the clamp capacitor (14) is discharged.
<Off state (4) of switching element (6)>
The energy stored in the exciting inductance (17) is supplied to the DC output terminal (3) via the positive input terminal (1), the leakage inductance (16), the ideal transformer (Ti), and the rectifying diode (7). You.
<At the commutation transition of the switching element (6) (5)>
When the switching element (6) is turned on, a positive voltage is applied to the input side winding (5), and accordingly, a voltage is excited to the regenerative winding (12). ) Slightly discharges. By the above operation, the terminal voltage V of the switching element (6)₆Is limited by the clamp capacitor (14). The energy charged in the clamp capacitor (14) is regenerated to a load (not shown) via the regenerative winding (12) when the switching element (6) is turned on, so that the loss due to the clamp circuit does not increase.
[0018]
FIG. 9 shows a third embodiment of the present invention in which the input side winding (5) and the output side winding (15) are connected in parallel with each other. In the circuit diagram shown in FIG. 9, the operation waveforms such as the operation timing, voltage and current of the switching element (6), and the current of the exciting inductance (not shown) are the same as those of the first embodiment shown in FIG. As in the embodiment, the charging voltage V of the clamp capacitor (14)₁₄The terminal voltage V of the switching element (6)₆Can be limited.
[0019]
FIG. 10 shows a fourth embodiment of the present invention in which the first regenerative winding (12a) and the second regenerative winding (12b) connected in series constitute the regenerative winding (12) shown in FIG. An embodiment will be described. The second regenerative winding (12b) is connected to the positive output terminal (3) via the regenerative switching element (20) and the first regenerative diode (13a). The connection point between the first regenerative winding (12a) and the second regenerative winding (12b) is connected to the positive output terminal (3) via the second regenerative diode (13b). The number of turns of the first regeneration winding (12a) and the second regeneration winding (12b) is M₁, M₂The other configuration is the same as that of FIG. In the fourth embodiment, the same operation and effect as those of the first and second embodiments are produced, and further, the regenerative switching element (20) is switched on or off to regenerate the winding. By selecting the number of turns of (12), ΔV_OUT− (M₁+ M₂) × V_IN/ N₁｝ Or (V_OUT-M₁× V_IN/ N₁), The regenerative voltage (discharge voltage) of the clamp capacitor (14) can be selected. Therefore, by adjusting the voltage of the clamp capacitor (14), the terminal voltage V₆The maximum value of can be adjusted.
[0020]
FIG. 11 shows a fifth embodiment according to the present invention in which a rectifying diode (7) is connected between the input side winding (5) and the output side winding (15) in the circuit of FIG. The circuit of FIG. 11 is the same as the circuit of FIG. 5 except that the input side winding (5) and the output side winding (15) are connected via a rectifying diode (7). In the fifth embodiment, a general-purpose general-purpose transformer in which a primary winding and a secondary winding are separated is used as the input side winding (5) or the output side winding (15). Can be made cheaper than using a transformer. In addition, since the connection order of the output side winding (15) and the rectifying diode (7) can be exchanged, the degree of freedom of arrangement increases.
[0021]
FIG. 12 shows a sixth embodiment according to the present invention in which the output winding (15) acts as a regeneration winding (12). In FIG. 12, when the switching element (6) is turned off, the energy of the leakage inductance (16) is transferred to the clamp capacitor (14). Terminal voltage V of switching element (6)₆Is the terminal voltage V of the clamp capacitor (14).₁₄And the terminal voltage V of the switching element (6)₆Can be prevented from becoming excessive. At this time, the terminal voltage V of the clamp capacitor (14)₁₄Rises, but when the switching element (6) is in the off state, the terminal voltage V of the clamp capacitor (14) is increased.₁₄Is ｛V_IN+ N₁× (V_OUT-V_IN) / (N₁+ N₂) Discharge up to｝. Therefore, if the clamp capacitor (14) having a large capacity is selected, the terminal voltage V of the switching element (6) can be obtained.₆｛V_IN+ N₁× (V_OUT-V_IN) / (N₁+ N₂) Can be clamped to the level of ①. The sixth embodiment has the same effect as the second embodiment, and furthermore, the regenerative winding (12) can be constituted by the output winding (15), so that the input-side winding (5). Insulation between the transformer and the output side winding (15) is required, but there is an advantage that the number of windings of the transformer can be reduced and the circuit configuration can be simplified.
[0022]
FIG. 13 shows a circuit shown in FIG. 12, in which a regenerative winding (12) is connected to a connection point between a clamp diode (9) and a clamp capacitor (13), and a regenerative winding (12) and an output-side winding are provided. A first regenerative diode (13a) and a second regenerative diode (13b) are connected between the first regenerative diode (13a) and the second regenerative diode (13b). A seventh embodiment according to the present invention in which the other end of the regenerative capacitor (21) having one end connected between the input side winding (5) and the output side winding (15) is connected. . In FIG. 13, the capacities of the clamp capacitor (14) and the regenerative capacitor (21) are equal. In FIG. 13, since the voltage when the switching element (6) is turned off gradually rises from zero with the charging of the clamp capacitor (14), the voltage becomes zero voltage and the electrical stress on the switching element (6) can be reduced. .
[0023]
FIG. 14 is a circuit diagram showing in detail a transformer including the input side winding (5) and the output side winding (15) of FIG. FIG. 15 shows main waveforms and energization periods during the switching operation of FIG. In FIG._13aAnd I_13bIndicates currents flowing through the first regenerative diode (13a) and the second regenerative diode (13b), respectively. FIG. 16 shows an energization path in each operation period. Hereinafter, the circuit operation of FIG. 13 will be described for each operation period with reference to FIGS.
<When switching element (6) is on (1)>
When a control signal is applied to the control terminal of the switching element (6) and the switching element (6) is turned on, the terminal voltage V of the clamp capacitor (14) serving as a snubber capacitor is set.₁₄Is zero, and the terminal voltage of the regenerative capacitor (21) is (-V_IN+ N₁× (V_OUT-V_IN) / (N₁+ N_Two)}. A voltage is applied to the leakage inductance (16) and the exciting inductance (17), and the current I of the exciting inductance (17) is₁₇Rises.
<When switching element (6) is off (2)>
When the switching element (6) is turned off, the current flowing through the leakage inductance (16) and the exciting inductance (17) flows to the clamp capacitor (14) via the clamp diode (9). Terminal voltage V of switching element (6) limited by charging of clamp capacitor (14)₆Rises slowly from zero.
<When switching element (6) is shut off (3)>
As the terminal voltage of the switching element (6) rises, a current flows from the regenerative capacitor (21) through the second regenerative diode (13b) and the output winding (15), and is discharged to a load (not shown). At the same time, a reverse voltage is applied to the leakage inductance (16), so that the current I₁₆Decays.
<When switching element (6) is shut off (4)>
Current I flowing through leakage reactor (16)₁₆When the magnitude of the current flowing through the output side winding (15) is equal to the magnitude of the current, the clamp diode (9) reversely recovers and the switching element (6) is turned off.
<When switching element (6) is shut off (5)>
When the terminal voltage of the regenerative capacitor (21) discharges to a positive value, a forward voltage is applied to the rectifier diode (7), and the rectifier diode (7) becomes conductive. Terminal voltage V of clamp capacitor (14)₁₄But,
V₁₄= {V_IN+ N₁× (V_OUT-V_IN) / (N₁+ N_Two)｝
Above, through the regenerative winding (12), the first regenerative diode (13a) and the second regenerative diode (13b), the clamp capacitor (14) becomes
V₁₄= {V_IN+ N₁× (V_OUT-V_IN) / (N₁+ N_Two)｝
Discharge until.
<When commutation of switching element (6) (6)>
With the commutation of the switching element (6), the terminal voltage V of the switching element (6)₆Becomes zero, and the rectifying diode (7) recovers in reverse.
<When commutation of switching element (6) (7)>
Resonance occurs in the path of the switching element (6), the clamp capacitor (14), the regenerative winding (12), the first regenerative diode (13a), and the regenerative capacitor (21). Due to this resonance, the energy stored in the clamp capacitor (14) is transferred to the regenerative capacitor (21). Therefore, the terminal voltage V of the clamp capacitor (14)₁₄Is {V_IN+ N₁× (V_OUT-V_IN) / (N₁+ N_Two)} To zero, and the terminal voltage of the regenerative capacitor (21) changes from zero to [-{V_IN+ N₁× (V_OUT-V_IN) / (N₁+ N_Two)}].
When the transfer of energy from the clamp capacitor (14) to the regeneration capacitor (21) is completed, the switching element (6) is turned on, and the operation returns to the operation (1) when the switching element (6) is turned on. By the above operation, the terminal voltage V of the switching element (6)₆Is limited by the charging of the clamp capacitor (14), and the terminal voltage V₆Rises slowly from zero, so soft switching occurs. The energy charged in the clamp capacitor (14) is regenerated to a load (not shown) via the regenerative capacitor (21), so that there is no increase in energy loss due to the snubber circuit.
[0024]
【The invention's effect】
According to the present invention, the maximum value of the terminal voltage applied to the switching element can be reduced by the action of the clamp capacitor. Thus, a switching element having a low withstand voltage can be used, so that conduction loss of the switching element can be reduced. For example, an FET having a withstand voltage of 100 V or less has a conduction resistance of several mΩ, but a FET of 150 V or more has a resistance of several tens to 100 mΩ, so that conduction loss is reduced. In addition, since the energy of the clamp capacitor can be regenerated to the load, the clamp circuit has no loss, and a non-insulated step-up DC-DC converter which can ensure a high efficiency and a high step-up ratio can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of a step-up DC-DC converter according to the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing the first embodiment in detail;
FIG. 3 is an operation waveform diagram of each part of a circuit generated in the first embodiment.
FIG. 4 is an energization path in each operation period according to the first embodiment.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a step-up DC-DC converter according to a second embodiment of the present invention;
FIG. 6 is a circuit diagram showing a second embodiment in detail.
FIG. 7 is an operation waveform diagram of each part of a circuit generated in the second embodiment.
FIG. 8 is an energization path in each operation period according to the second embodiment.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a step-up DC-DC converter according to a third embodiment of the present invention;
FIG. 10 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of a step-up DC-DC converter according to the present invention;
FIG. 11 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of a step-up DC-DC converter according to the present invention;
FIG. 12 is a circuit diagram showing a step-up DC-DC converter according to a sixth embodiment of the present invention;
FIG. 13 is a circuit diagram showing a step-up DC-DC converter according to a seventh embodiment of the present invention;
FIG. 14 is a circuit diagram showing a seventh embodiment in detail.
FIG. 15 is an operation waveform diagram of each part of the circuit generated in the seventh embodiment.
FIG. 16 is an energization path in each operation period of the seventh embodiment.
FIG. 17 is a circuit diagram of a conventional step-up DC-DC converter.
18 is a detailed circuit diagram of the step-up DC-DC converter of FIG.
19 is an operation waveform diagram of the circuit in FIG.
20 is an energization path in each operation period of the circuit in FIG.
FIG. 21 is another circuit diagram showing a conventional step-up DC-DC converter.
FIG. 22 is still another circuit diagram showing a conventional step-up DC-DC converter.
[Explanation of symbols]
(1) ··· Positive input terminal, (2) ··· Negative input terminal, (3) ··· Positive output terminal, (4) ··· Negative output terminal, (5) ··· Input side winding, (6) Switching element (7) Rectifier diode (8) Output smoothing capacitor (9) Clamp diode (10), (11) Series circuit (12) Regeneration winding, (13) Regeneration diode, (13a) First regenerative diode, (13b) Second regenerative diode, (14) Clamp capacitor, (15) ··· Output side winding, (16) · · Leakage inductance, (17) · · Excitation inductance, (20) · · · Switching element for regeneration, (21) · · Capacitor for regeneration,

Claims

直流電力が供給される正側入力端子及び負側入力端子と、前記正側入力端子に一端が接続された入力側巻線と、該入力側巻線の他端と前記負側入力端子との間に接続されたスイッチング素子と、前記入力側巻線に磁気的に結合され且つ前記入力側巻線の一端又は他端に接続された出力側巻線と、該出力側巻線に整流用ダイオードを介して接続された正側出力端子と、前記負側入力端子に接続された負側出力端子と、前記正側出力端子と前記負側出力端子との間に接続された出力平滑コンデンサとを備えた昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記スイッチング素子と並列にクランプダイオードとクランプコンデンサとの直列回路を接続し、前記クランプダイオードと前記クランプコンデンサとの接続点と前記正側出力端子との間に回生用巻線と回生用ダイオードとの直列回路を接続し、前記入力側巻線と前記回生用巻線とを磁気的に結合し、前記スイッチング素子のオフ時に前記クランプコンデンサにエネルギを蓄積し、前記スイッチング素子のオン時又はオフ時に前記回生用巻線と前記第１の回生用ダイオードとの直列回路を介して前記クランプコンデンサに蓄積されたエネルギを出力電圧として直接回生することを特徴とする昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ。A positive side input terminal and a negative side input terminal to which DC power is supplied, an input side winding having one end connected to the positive side input terminal, and the other end of the input side winding and the negative side input terminal. A switching element connected therebetween, an output side winding magnetically coupled to the input side winding and connected to one end or the other end of the input side winding, and a rectifying diode connected to the output side winding. And a negative output terminal connected to the negative input terminal, and an output smoothing capacitor connected between the positive output terminal and the negative output terminal. In the step-up DC-DC converter provided,
A series circuit of a clamp diode and a clamp capacitor is connected in parallel with the switching element, and a regenerative winding and a regenerative diode are connected between a connection point between the clamp diode and the clamp capacitor and the positive output terminal. A series circuit is connected, the input side winding and the regenerative winding are magnetically coupled, energy is stored in the clamp capacitor when the switching element is off, and the energy is stored when the switching element is on or off. A step-up DC-DC converter which directly regenerates energy stored in the clamp capacitor as an output voltage through a series circuit of a regenerative winding and the first regenerative diode.

前記第１の回生用ダイオードと直列に回生用スイッチング素子を接続すると共に、前記回生用巻線の中間端子を第２の回生用ダイオードを介して前記正側出力端子に接続した請求項１に記載の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ。The regenerative switching element is connected in series with the first regenerative diode, and an intermediate terminal of the regenerative winding is connected to the positive output terminal via a second regenerative diode. Step-up DC-DC converter.

直流電力が供給される正側入力端子及び負側入力端子と、前記正側入力端子に一端が接続された入力側巻線と、該入力側巻線の他端と前記負側入力端子との間に接続されたスイッチング素子と、前記入力側巻線に磁気的に結合され且つ前記入力側巻線の他端に整流用ダイオードを介して接続された出力側巻線と、該出力側巻線の他端に接続された正側出力端子と、前記負側入力端子に接続された負側出力端子と、前記正側出力端子と前記負側出力端子との間に接続された出力平滑コンデンサとを備えた昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記スイッチング素子と並列にクランプダイオードとクランプコンデンサとの直列回路を接続し、前記クランプダイオードと前記クランプコンデンサとの接続点と前記正側出力端子との間に回生用巻線と回生用ダイオードとの直列回路を接続し、前記入力側巻線と前記回生用巻線とを磁気的に結合し、前記スイッチング素子のオフ時に前記クランプコンデンサにエネルギを蓄積し、前記スイッチング素子のオン時又はオフ時に前記回生用ダイオードと前記回生用巻線との前記直列回路を介して前記クランプコンデンサに蓄積されたエネルギを出力電圧として直接回生することを特徴とする昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ。A positive side input terminal and a negative side input terminal to which DC power is supplied, an input side winding having one end connected to the positive side input terminal, and the other end of the input side winding and the negative side input terminal. A switching element connected therebetween, an output side winding magnetically coupled to the input side winding and connected to the other end of the input side winding via a rectifying diode; A positive output terminal connected to the other end of the negative output terminal connected to the negative input terminal, an output smoothing capacitor connected between the positive output terminal and the negative output terminal. In the step-up DC-DC converter provided with
A series circuit of a clamp diode and a clamp capacitor is connected in parallel with the switching element, and a regenerative winding and a regenerative diode are connected between a connection point between the clamp diode and the clamp capacitor and the positive output terminal. A series circuit is connected, the input side winding and the regenerative winding are magnetically coupled, energy is stored in the clamp capacitor when the switching element is off, and the energy is stored when the switching element is on or off. A step-up DC-DC converter which directly regenerates energy stored in the clamp capacitor as an output voltage through the series circuit of the regenerative diode and the regenerative winding.

直流電力が供給される正側入力端子及び負側入力端子と、前記正側入力端子に一端が接続された入力側巻線と、該入力側巻線の他端と前記負側入力端子との間に接続されたスイッチング素子と、前記入力側巻線に磁気的に結合され且つ前記入力側巻線の他端に整流用ダイオードを介して接続された出力側巻線と、該出力側巻線に接続された正側出力端子と、前記負側入力端子に接続された負側出力端子と、前記正側出力端子と前記負側出力端子との間に接続された出力平滑コンデンサとを備えた昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記スイッチング素子と並列にクランプダイオードとクランプコンデンサとの直列回路を接続し、前記クランプダイオード及び前記クランプコンデンサの接続点と前記整流用ダイオード及び前記出力側巻線の接続点との間に回生用ダイオードを接続し、前記スイッチング素子のオフ時に前記クランプコンデンサにエネルギを蓄積し、前記スイッチング素子のオフ時に前記回生用ダイオードと前記出力側巻線との直列回路を介して前記クランプコンデンサに蓄積されたエネルギを出力電圧として直接回生することを特徴とする昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ。A positive side input terminal and a negative side input terminal to which DC power is supplied, an input side winding having one end connected to the positive side input terminal, and the other end of the input side winding and the negative side input terminal. A switching element connected therebetween, an output side winding magnetically coupled to the input side winding and connected to the other end of the input side winding via a rectifying diode; A negative output terminal connected to the negative input terminal, and an output smoothing capacitor connected between the positive output terminal and the negative output terminal. In a step-up DC-DC converter,
A series circuit of a clamp diode and a clamp capacitor is connected in parallel with the switching element, and a regenerative diode is provided between a connection point of the clamp diode and the clamp capacitor and a connection point of the rectifier diode and the output side winding. When the switching element is turned off, energy is stored in the clamp capacitor, and when the switching element is turned off, energy stored in the clamp capacitor via a series circuit of the regenerative diode and the output side winding is connected. A DC-DC converter that directly regenerates the voltage as an output voltage.

前記第１の回生用ダイオードと直列に回生用巻線を接続し、回生用コンデンサを介して前記整流用ダイオードの一端に接続すると共に、第２の回生用ダイオードを介して前記整流用ダイオードの他端に接続した請求項４に記載の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ。A regenerative winding is connected in series with the first regenerative diode, connected to one end of the rectifier diode via a regenerative capacitor, and connected to the other end of the rectifier diode via a second regenerative diode. 5. The step-up DC-DC converter according to claim 4, which is connected to an end.