JP2001298944A - Dc-dc converter - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To facilitate attainment of both of the restraint of overvoltage and improved efficiency in a DC-DC converter. SOLUTION: A primary winding N1 and a secondary winding N2 of a transformer are connected to each other in an auto-transforming mode. A switching device Q is connected between a DC power terminal 1a and an interconnecting point P1 of the primary and secondary windings N1, N2. A smoothing capacitor Co is connected in parallel with a series circuit of the primary winding N1 and a secondary winding N2 through a diode Do. A series circuit of a clamping capacitor Cc and a diode Dc is connected in parallel with the switching device Q. A tertiary winding N3 of the transformer is connected between an interconnecting point of the clamping capacitor Cc and the diode Dc and a DC power terminal 2a through a regenerative diode Dr. The energy of the clamping capacitor Cc is regenerated in a load 3 through the regenerative diode Dr.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、クランプ回路又は
スナバ回路を有する直流−直流変換器即ちＤＣ−ＤＣコ
ンバータに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a DC-DC converter having a clamp circuit or a snubber circuit, that is, a DC-DC converter.

【０００２】[0002]

【従来の技術】ＤＣ−ＤＣコンバータとして図１に示す
極性反転型コンバータが知られている。このコンバータ
は蓄電池等の直流電源１が接続される直流入力端子１ａ
と、共通端子即ちグランド端子１ｂと、負荷３を接続す
るための第１及び第２の直流出力端子２ａ、２ｂと、制
御回路４によってオン・オフされるトランジスタから成
るスイッチ素子Ｑと、１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 と磁
性体コアＦとを有するオートトランスＴr と、入力コン
デンサＣinと、出力平滑用コンデンサＣo と、出力整流
用ダイオードＤo と、クランプ用ダイオードＤc とから
成る。スイッチ素子Ｑは直流入力端子１ａと１次巻線Ｎ
1 の一端との間に接続されている。１次巻線Ｎ1 の他端
はグランド端子１ｂに接続されている。２次巻線Ｎ2は
オートトランスを形成するように１次巻線Ｎ1 に電磁結
合され且つ１次巻線Ｎ1 の一端と直流出力端子２ａとの
間に接続されている。１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 との
極性は出力端子２ａ、２ｂ間に対して同一の方向性を有
する。１次巻線Ｎ1 の励磁インダクタンスＬp と漏れイ
ンダクタンスＬs は破線によって示されている。即ち、
実線で示す理想１次巻線Ｎ1 に対して励磁インダクタン
スＬp は並列に接続されている。また、漏れインダクタ
ンスＬs は１次巻線Ｎ1 に対して直列に接続されてい
る。従って、漏れインダクタンスＬs はスイッチ素子Ｑ
に対しても直列に接続されている。なお、この例では励
磁インダクタンスＬp の値は漏れインダクタンスＬs の
値よりも大きい。出力平滑用コンデンサＣo は、第１の
直流出力端子２ａと第２の直流出力端子２ｂとの間に接
続されている。なお、第２の直流出力端子２ｂはグラン
ド端子１ｂに接続されている。出力整流用ダイオードＤ
o は１次巻線Ｎ1 の一端と第１の直流出力端子２ａとの
間において２次巻線Ｎ2 に直列に接続され且つ出力平滑
用コンデンサＣo の電圧で逆バイアスされる方向性を有
する。入力コンデンサＣinは直流入力端子１ａとグラン
ド端子１ｂとの間に接続されている。過電圧吸収用即ち
クランプ用ダイオードＤc は第１の直流出力端子２ａと
スイッチ素子Ｑの出力側端子（コレクタ）との間に接続
され且つ直流入力端子１ａとグランド端子１ｂとの間の
電圧によって逆方向バイアスされる方向性を有してい
る。2. Description of the Related Art A polarity inversion type converter shown in FIG. 1 is known as a DC-DC converter. This converter has a DC input terminal 1a to which a DC power supply 1 such as a storage battery is connected.
A common terminal or ground terminal 1b, first and second DC output terminals 2a and 2b for connecting the load 3, a switch element Q which is turned on and off by the control circuit 4, and a primary element. It comprises an autotransformer Tr having a winding N1, a secondary winding N2, and a magnetic core F, an input capacitor Cin, an output smoothing capacitor Co, an output rectifying diode Do, and a clamping diode Dc. The switching element Q has a DC input terminal 1a and a primary winding N.
1 connected to one end. The other end of the primary winding N1 is connected to the ground terminal 1b. The secondary winding N2 is electromagnetically coupled to the primary winding N1 so as to form an autotransformer, and is connected between one end of the primary winding N1 and the DC output terminal 2a. The polarities of the primary winding N1 and the secondary winding N2 have the same directionality between the output terminals 2a and 2b. The exciting inductance Lp and the leakage inductance Ls of the primary winding N1 are indicated by broken lines. That is,
The exciting inductance Lp is connected in parallel to the ideal primary winding N1 shown by the solid line. The leakage inductance Ls is connected in series with the primary winding N1. Therefore, the leakage inductance Ls is equal to the switching element Q
Are also connected in series. In this example, the value of the exciting inductance Lp is larger than the value of the leakage inductance Ls. The output smoothing capacitor Co is connected between the first DC output terminal 2a and the second DC output terminal 2b. Note that the second DC output terminal 2b is connected to the ground terminal 1b. Output rectifier diode D
O is connected in series with the secondary winding N2 between one end of the primary winding N1 and the first DC output terminal 2a, and has a direction of being reversely biased by the voltage of the output smoothing capacitor Co. The input capacitor Cin is connected between the DC input terminal 1a and the ground terminal 1b. An overvoltage absorbing or clamping diode Dc is connected between the first DC output terminal 2a and the output terminal (collector) of the switching element Q, and is reversely driven by a voltage between the DC input terminal 1a and the ground terminal 1b. It has a biased direction.

【０００３】図１のスイッチ素子Ｑを制御回路４の制御
に基づいて例えば１０〜１００kHz程度の繰返し周波数
でオン・オフすると、スイッチ素子Ｑの２つの主端子間
即ちコレクタ・エミッタ間の電圧Ｖq は図２（Ａ）に示
すように変化し、ここに流れるコレクタ電流Ｉq は図２
（Ｂ）に示すように変化し、漏れインダクタンスＬsに
流れる電流Ｉlsは図２（Ｃ）に示すように変化し、出力
整流用ダイオードＤoの電流Ｉdoは図２（Ｄ）に示すよ
うに変化し、クランプ用ダイオードＤc の電流Ｉdcは図
２（Ｅ）に示すように変化する。When the switching element Q shown in FIG. 1 is turned on and off at a repetition frequency of, for example, about 10 to 100 kHz under the control of the control circuit 4, the voltage Vq between two main terminals of the switching element Q, ie, between the collector and the emitter, becomes 2A, and the collector current Iq flowing here changes as shown in FIG.
2B, the current Ils flowing through the leakage inductance Ls changes as shown in FIG. 2C, and the current Ido of the output rectifying diode Do changes as shown in FIG. 2D. The current Idc of the clamping diode Dc changes as shown in FIG.

【０００４】次に、図１のコンバータの１周期の動作を
図２のｔ1 時点以前及びｔ4 〜ｔ5に示す第１モード期
間Ｍ1 と、ｔ1 〜ｔ2 及びｔ5 〜ｔ6 に示す第２モード
期間Ｍ2 と、ｔ2 〜ｔ3 に示す第３モード期間Ｍ3 と、
ｔ3 〜ｔ4 に示す第４モード期間Ｍ4 とに分けて説明す
る。なお、この動作説明において電流経路を回路素子の
参照符号のみで示すこともある。Next, the operation of the converter of FIG. 1 for one cycle will be described before the time point t1 in FIG. 2 and the first mode period M1 shown from t4 to t5, and the second mode period M2 shown from t1 to t2 and t5 to t6. , A third mode period M3 shown in t2 to t3,
The description will be made separately for the fourth mode period M4 shown from t3 to t4. In the description of the operation, the current path may be indicated only by reference numerals of circuit elements.

【０００５】[0005]

【第１モード期間Ｍ1 】第１モード期間Ｍ1 はスイッチ
素子Ｑのオン期間の大部分であって、１−Ｑ−Ｌs −Ｌ
p の回路でスイッチ電流Ｉq 及び漏れインダクタンス電
流Ｉlsが鋸波状に流れる。この第１モード期間Ｍ1 にお
ける１次巻線Ｎ1 の電圧と２次巻線Ｎ2の電圧との和に
よって決定される出力整流用ダイオードＤo のカソード
電位は出力平滑用コンデンサＣo の電圧Ｖo で決定され
るダイオードＤo のアノード電位よりも高くなるので、
ダイオードＤo はオフ状態に保たれる。また、電源１の
電圧Ｖinで決定されるクランプ用ダイオードＤc のカソ
ード電位は出力平滑用コンデンサＣo で決定されるクラ
ンプ用ダイオードＤc のアノード電位よりも高いので、
クランプ用ダイオードＤc はオフに保たれる。この結
果、スイッチ素子Ｑのオン期間には、１次巻線Ｎ1 の励
磁インダクタンスＬp 及び漏れインダクタンスＬs にエ
ネルギが蓄積される。[First Mode Period M1] The first mode period M1 is the majority of the ON period of the switch element Q, and is expressed by 1−Q−Ls−L
In the circuit of p, the switch current Iq and the leakage inductance current Ils flow in a sawtooth waveform. The cathode potential of the output rectifying diode Do determined by the sum of the voltage of the primary winding N1 and the voltage of the secondary winding N2 during the first mode period M1 is determined by the voltage Vo of the output smoothing capacitor Co. Since it becomes higher than the anode potential of the diode Do,
The diode Do is kept off. Also, the cathode potential of the clamping diode Dc determined by the voltage Vin of the power supply 1 is higher than the anode potential of the clamping diode Dc determined by the output smoothing capacitor Co.
The clamping diode Dc is kept off. As a result, energy is accumulated in the excitation inductance Lp and the leakage inductance Ls of the primary winding N1 during the ON period of the switch element Q.

【０００６】[0006]

【第２モード期間Ｍ2 】第２モード期間Ｍ2 の開始時点
ｔ1 又はｔ5 においてスイッチ素子Ｑがオフに制御され
ると、漏れインダクタンスＬs を流れていた電流Ｉlsは
出力平滑用コンデンサＣo 及びクランプ用ダイオードＤ
c を含むＬs −Ｌp −Ｃo −Ｄc から成る第１の回路に
転流する。クランプ用ダイオードＤc がオンの期間には
電源１の電圧Ｖinと負の値を有する出力電圧Ｖo との差
の電圧Ｖin−Ｖo がスイッチ素子Ｑに印加される。これ
と同時に漏れインダクタンスＬs と励磁インダクタンス
Ｌp との直列回路に負の出力電圧Ｖo が印加される。こ
れにより、２次巻線Ｎ2 に接続点Ｐ1 側が正の電圧が誘
起し、１次巻線Ｎ1 の電圧と２次巻線Ｎ2 の電圧との和
が出力電圧Ｖo の絶対値よりも高くなり、出力整流用ダ
イオードＤo が導通し、Ｎ1 −Ｃo −Ｄo −Ｎ2 から成
る第２の回路に電流が流れる。出力整流用ダイオードＤ
o のオン期間には接続点Ｐ1 とグランド端子１ｂとの間
の電圧Ｖp1が次式で示す値になる。 Ｖp1＝Ｖo Ｎ1 ／（Ｎ1 ＋Ｎ2 ） なお、Ｖo は負の値を有し、また１次巻線Ｎ1 と２次巻
線Ｎ2 の巻数は例えば同一に設定されている。第２モー
ド期間Ｍ2 において、２つのダイオードＤc とＤo が導
通すると、漏れインダクタンスＬs に２次巻線Ｎ2 の負
電圧Ｖo Ｎ2 ／（Ｎ1 ＋Ｎ2 ）が印加されるので、漏れ
インダクタンスＬs の電流Ｉlsは図２（Ｃ）に示すよう
にｔ1〜ｔ2 の第２モード期間にＶo Ｎ2 ／（Ｎ1 ＋Ｎ2
）／Ｌs の傾斜を有して減少する。また、クランプ用
ダイオードＤc の電流Ｉdcも図２（Ｅ）に示すようにｔ
1 〜ｔ2 期間に減少する。他方、出力整流用ダイオード
Ｄo の電流Ｉdoは図２（Ｄ）に示すようにｔ1 〜ｔ2 期
間に徐々に増大する。漏れインダクタンスＬs の電流Ｉ
lsがｔ2 時点で零になると、クランプ用ダイオードＤc
が非導通状態になり、ｔ2 〜ｔ3 の第３モード期間Ｍ3
の動作に移る。[Second Mode Period M2] When the switching element Q is turned off at the start time t1 or t5 of the second mode period M2, the current Ils flowing through the leakage inductance Ls becomes equal to the output smoothing capacitor Co and the clamping diode D.
commutating to a first circuit consisting of Ls-Lp-Co-Dc containing c. While the clamping diode Dc is on, a voltage Vin−Vo, which is the difference between the voltage Vin of the power supply 1 and the output voltage Vo having a negative value, is applied to the switch element Q. At the same time, a negative output voltage Vo is applied to a series circuit of the leakage inductance Ls and the exciting inductance Lp. As a result, a positive voltage is induced at the connection point P1 in the secondary winding N2, and the sum of the voltage of the primary winding N1 and the voltage of the secondary winding N2 becomes higher than the absolute value of the output voltage Vo. The output rectifying diode Do conducts, and a current flows through the second circuit composed of N1-Co-Do-N2. Output rectifier diode D
During the ON period of o, the voltage Vp1 between the connection point P1 and the ground terminal 1b takes a value represented by the following equation. Vp1 = VoN1 / (N1 + N2) Vo has a negative value, and the number of turns of the primary winding N1 and the secondary winding N2 is set to, for example, the same. In the second mode period M2, when the two diodes Dc and Do conduct, the negative voltage Vo N2 / (N1 + N2) of the secondary winding N2 is applied to the leakage inductance Ls. As shown in FIG. 2C, during the second mode period from t1 to t2, VoN2 / (N1 + N2).
) / Ls with a slope. Further, the current Idc of the clamping diode Dc is also equal to t, as shown in FIG.
It decreases during the period from 1 to t2. On the other hand, the current Ido of the output rectifying diode Do gradually increases during the period from t1 to t2 as shown in FIG. Current I of leakage inductance Ls
When ls becomes zero at time t2, the clamping diode Dc
Becomes non-conductive, and the third mode period M3 between t2 and t3
Move on to operation.

【０００７】[0007]

【第３モード期間Ｍ3 】ｔ2 〜ｔ3 の第３モード期間Ｍ
3 にはスイッチ素子Ｑがオフに保たれている。この期間
Ｍ3 では励磁インダクタンスＬp の蓄積エネルギがＮ1
−Ｃo −Ｄo −Ｎ2 の回路で放出され、出力整流用ダイ
オードＤo の電流Ｉdoは図２（Ｄ）に示すように徐々に
減少する。[Third mode period M3] The third mode period M from t2 to t3
3, the switching element Q is kept off. During this period M3, the energy stored in the exciting inductance Lp is N1.
The current Ido of the output rectifying diode Do is gradually reduced as shown in FIG. 2D, which is discharged in the circuit of -Co-Do-N2.

【０００８】[0008]

【第４モード期間Ｍ4 】ｔ3 時点でスイッチ素子Ｑがオ
ン状態になると、漏れインダクタンスＬs にＶin−｛Ｖ
o Ｎ1 ／（Ｎ1 ＋Ｎ2 ）｝の電圧が印加され、この電流
Ｉlsが［Ｖin−｛Ｖo Ｎ1 ／（Ｎ1 ＋Ｎ2 ）｝］／Ｌs
の傾きで上昇する。漏れインダクタンスＬs の電流Ｉls
が励磁インダクタンスＬp の電流よりも大きくなると、
出力整流用ダイオードＤo が逆バイアス状態になる。図
２ではｔ4 時点でダイオードＤoがオフになり、ｔ3 〜
ｔ4 の第４モード期間Ｍ4 が終了し、ｔ4 〜ｔ5 の第１
モード期間Ｍ1 の動作に移る。[Fourth mode period M4] When the switching element Q is turned on at time t3, the leakage inductance Ls becomes Vin- ｛V
o A voltage of N1 / (N1 + N2)} is applied, and this current Ils is [Vin- {VoN1 / (N1 + N2)}] / Ls
Rise with the slope of. Current Ils of leakage inductance Ls
Becomes larger than the current of the exciting inductance Lp,
The output rectifying diode Do is in a reverse bias state. In FIG. 2, the diode Do is turned off at time t4,
The fourth mode period M4 at t4 ends, and the first mode period t4 to t5 ends.
The operation shifts to the operation in the mode period M1.

【０００９】第２及び第４モード期間Ｍ2 、Ｍ4 を無視
すると、出力電圧Ｖo は次式で示すことができる。 Ｖo ＝−Ｖin（Ｎ2 ／Ｎ1 ）Ｔon／（１−Ｔon） ここで、ＴonはスイッチＱのデューティ比即ち１周期に
おけるオン期間の割合を示す。If the second and fourth mode periods M2 and M4 are ignored, the output voltage Vo can be expressed by the following equation. Vo = -Vin (N2 / N1) Ton / (1-Ton) where Ton indicates the duty ratio of the switch Q, that is, the ratio of the ON period in one cycle.

【００１０】図１のトランスＴr を図３のトランスＴr1
に変形することもできる。図３の回路はトランスＴr1の
２次巻線Ｎ2 の接続を変えられている他は図１の回路と
同一である。トランスＴr1を図３に示すように構成して
も図１の回路とほぼ同一の動作が生じる。図３の回路の
出力電圧Ｖo は次式で示すことができる。 Ｖo ＝−Ｖin｛（Ｎ2 −Ｎ1 ）／Ｎ1 ｝Ｔon／（１−Ｔ
on）The transformer Tr shown in FIG. 1 is replaced with the transformer Tr1 shown in FIG.
It can also be transformed into The circuit of FIG. 3 is the same as the circuit of FIG. 1 except that the connection of the secondary winding N2 of the transformer Tr1 is changed. Even if the transformer Tr1 is configured as shown in FIG. 3, almost the same operation as the circuit of FIG. 1 occurs. The output voltage Vo of the circuit of FIG. 3 can be expressed by the following equation. Vo = −Vin ｛(N2−N1) / N1｝ Ton / (1−T
on)

【００１１】図１及び図３の回路では、スイッチ素子Ｑ
のターンオフ時に図２のｔ1 〜ｔ2期間に示すように比
較的高い電圧Ｖq がスイッチ素子Ｑに印加され、スイッ
チ素子Ｑとして高耐圧素子が要求され、コスト高になる
という欠点を有する。この問題を解決するために、図４
に示すようにスナバ用コンデンサＣs 、スナバ用ダイオ
ードＤs 、及び抵抗Ｒs を設けることが知られている。
スナバ用コンデンサＣs とダイオードＤs の直列回路は
スイッチ素子Ｑに並列に接続されている。スナバ用抵抗
Ｒs はダイオードＤs に並列に接続されている。なお、
図４において図１と実質的に同一の部分には同一の符号
を付し、その説明を省略する。In the circuits shown in FIGS. 1 and 3, the switching element Q
At the time of turn-off, a relatively high voltage Vq is applied to the switching element Q as shown in the period from t1 to t2 in FIG. 2, and a high breakdown voltage element is required as the switching element Q, resulting in an increase in cost. To solve this problem, FIG.
It is known to provide a snubber capacitor Cs, a snubber diode Ds, and a resistor Rs as shown in FIG.
A series circuit of the snubber capacitor Cs and the diode Ds is connected in parallel with the switch element Q. The snubber resistor Rs is connected in parallel with the diode Ds. In addition,
In FIG. 4, substantially the same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.

【００１２】図４の回路ではスイッチ素子Ｑのターンオ
ン時にＬs −Ｌp −１−Ｃs −Ｄsの回路が形成され、
コンデンサＣs で過電圧が吸収され、スイッチ素子Ｑの
電圧Ｖq を抑えることができる。スナバ用コンデンサＣ
s に吸収されたエネルギはスイッチ素子Ｑのオン期間に
抵抗Ｒs を介して放出される。In the circuit of FIG. 4, a circuit of Ls-Lp-1-Cs-Ds is formed when the switching element Q is turned on.
The overvoltage is absorbed by the capacitor Cs, and the voltage Vq of the switching element Q can be suppressed. Snubber capacitor C
The energy absorbed by s is released via the resistor Rs during the ON period of the switching element Q.

【００１３】[0013]

【発明が解決しようとする課題】ところで、図４の回路
はスイッチ素子Ｑの端子電圧を低減できるという効果を
有する反面、抵抗Ｒs による損失によって効率が低下す
るという欠点を有する。The circuit shown in FIG. 4 has the effect that the terminal voltage of the switching element Q can be reduced, but has the disadvantage that the efficiency is reduced by the loss due to the resistance Rs.

【００１４】そこで、本発明の目的は、効率の低下の抑
制と過電圧の抑制との両方を容易に行うことができる直
流−直流変換器を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a DC-DC converter capable of easily suppressing both the reduction in efficiency and the overvoltage.

【００１５】[0015]

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を解決するための本発明は、実施例を示す図面の符
号を参照して説明すると、直流電圧を供給するための直
流入力端子1ａと、グランド端子１ｂと、直流出力端子
２ａと、スイッチ素子Qと、前記スイッチ素子Qをオン・
オフ制御するためのスイッチ制御回路４と、1次巻線N1
と2次巻線N2と3次巻線N3とを有するトランスと、出力整
流用ダイオ−ドD０と、出力平滑用コンデンサC0と、ク
ランプ用コンデンサCcと、クランプ用ダイオ−ドDcと、
回生用ダイオ−ドDrとを備え、前記スイッチ素子Qは前
記直流入力端子１ａと前記1次巻線N1の一端との間に接
続され、前記1次巻線N1の他端は前記グランド端子1ｂに
接続され、前記2次巻線Ｎ2はオ−トトランスを形成する
ように前記1次巻線Ｎ1に電磁結合され且つ前記1次巻線
Ｎ1の一端と前記直流出力端子２ａとの間に接続され、
前記出力平滑用コンデンサＣ0は前記直流出力端子２ａ
と前記グランド端子１ｂとの間に接続され、前記出力整
流用ダイオ−ドＤ0は前記1次巻線Ｎ1の一端と前記直流
出力端子２ａとの間において前記2次巻線Ｎ2に直列に接
続され且つ前記出力平滑用コンデンサＣ0の電圧で逆バ
イアスされる方向性を有し、前記クランプ用コンデンサ
Ｃｃの一端は前記直流入力端子１ａに接続され、前記ク
ランプ用ダイオ−ドＤｃは前記クランプ用コンデンサＣ
ｃの他端と前記1次巻線Ｎ1の一端との間に接続され且つ
前記直流入力端子１ａと前記グランド端子１ｂとの間の
電圧によって順方向バイアスされる方向性を有し、前記
3次巻線Ｎ3は前記クランプ用コンデンサＣｃの他端と前
記直流出力端子２ａとの間に前記回生用ダイオ−ドＤｒ
を介して接続され、且つ前記スイッチ素子Ｑのオン期間
に前記クランプ用ダイオ−ドＤｃ及び前記回生用ダイオ
−ドＤｒを順方向バイアスする電圧を発生するように前
記1次巻線Ｎ1に電磁結合されていることを特徴とする直
流―直流変換器に係わるものである。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention for solving the above-mentioned problems and for solving the above-mentioned objects will be described below with reference to the reference numerals in the drawings showing the embodiments. 1a, ground terminal 1b, DC output terminal 2a, switch element Q, and switch element Q
A switch control circuit 4 for off-control and a primary winding N1
A transformer having a secondary winding N2 and a tertiary winding N3, an output rectifying diode D0, an output smoothing capacitor C0, a clamping capacitor Cc, and a clamping diode Dc.
A switching diode Q is connected between the DC input terminal 1a and one end of the primary winding N1, and the other end of the primary winding N1 is connected to the ground terminal 1b. The secondary winding N2 is electromagnetically coupled to the primary winding N1 so as to form an autotransformer, and is connected between one end of the primary winding N1 and the DC output terminal 2a. And
The output smoothing capacitor C0 is connected to the DC output terminal 2a.
And the ground terminal 1b, and the output rectifying diode D0 is connected in series with the secondary winding N2 between one end of the primary winding N1 and the DC output terminal 2a. The clamp capacitor Cc has a direction in which it is reversely biased by the voltage of the output smoothing capacitor C0. One end of the clamp capacitor Cc is connected to the DC input terminal 1a, and the clamp diode Dc is connected to the clamp capacitor C0.
c is connected between one end of the primary winding N1 and the other end of the primary winding N1, and has a directivity of being forward biased by a voltage between the DC input terminal 1a and the ground terminal 1b.
The tertiary winding N3 is connected between the other end of the clamping capacitor Cc and the DC output terminal 2a.
And electromagnetically coupled to the primary winding N1 so as to generate a voltage for forward biasing the clamping diode Dc and the regenerating diode Dr during the ON period of the switch element Q. The present invention relates to a DC-DC converter characterized in that:

【００１６】なお、請求項２に示すように、３次巻線Ｎ
3 の極性を請求項１の３次巻線の極性と逆にすることが
できる。また、請求項３に示すように２次巻線Ｎ2 を１
次巻線Ｎ1 に対して直列に接続しない構成にすることが
できる。また、請求項４及び５に示すように４次巻線Ｎ
4 と回生用スイッチＱr と第２の回生用ダイオードＤra
との直列回路を第１の回生用ダイオードＤr に並列に接
続し、回生用スイッチＱr のオン・オフによって回生の
レベルを制御することができる。また、請求項６に示す
ように、出力整流用ダイオードＤo を１次巻線Ｎ1 と２
次巻線Ｎ2 との間に接続し、回生用ダイオードＤr を２
次巻線Ｎ2 とクランプ用コンデンサＣc との間に接続
し、２次巻線Ｎ2 の電圧によって回生用ダイオードＤr
を導通させることができる。また、請求項７及び図１２
に示すように、スイッチ素子Ｑに並列にスナバ用コンデ
ンサＣs とスナバ用ダイオードＤs との直列回路を接続
し、スナバ用コンデンサＣs に対して、スイッチ素子Ｑ
を介して回生用コンデンサＣr と回生用インダクタンス
Ｌr と第１の回生用ダイオードＤr1との直列回路を接続
し、２次巻線Ｎ2 と回生用コンデンサＣr との間に第２
の回生用ダイオードＤr2を接続することができる。It is to be noted that the tertiary winding N
The polarity of 3 can be reversed from the polarity of the tertiary winding of claim 1. Further, as shown in claim 3, the secondary winding N2 is
A configuration in which the secondary winding N1 is not connected in series can be employed. Further, the fourth winding N
4 and regeneration switch Qr and second regeneration diode Dra
Is connected in parallel with the first regenerative diode Dr, and the regenerative level can be controlled by turning on / off the regenerative switch Qr. Further, the output rectifying diode Do is connected to the primary windings N1 and N2.
Connected between the secondary winding N2 and the regenerating diode Dr.
Connected between the secondary winding N2 and the clamping capacitor Cc, the voltage of the secondary winding N2 causes the regeneration diode Dr.
Can be conducted. Claim 7 and FIG.
As shown in the figure, a series circuit of a snubber capacitor Cs and a snubber diode Ds is connected in parallel with the switch element Q, and the switch element Q is connected to the snubber capacitor Cs.
, A series circuit of a regenerative capacitor Cr, a regenerative inductance Lr, and a first regenerative diode Dr1 is connected, and a second circuit is provided between the secondary winding N2 and the regenerative capacitor Cr.
Of the regenerative diode Dr2 can be connected.

【００１７】[0017]

【発明の効果】各請求項の発明によれば、クランプ用コ
ンデンサＣc 又はトランスの２次巻線Ｎ2 又は３次巻線
Ｎ3 又は３次巻線Ｎ3 と４次巻線Ｎ4 との組合せを使用
した回路によってスナバ用コンデンサＣs のエネルギを
負荷側又は電源側に回生することができるので、効率の
低下を抑制して過電圧の抑制を簡単な回路で達成するこ
とができる。また、請求項１、２及び３の発明によれ
ば、回生用ダイオードＤr と３次巻線Ｎ3 とから成る極
めて簡単な回路でクランプ用コンデンサＣc のエネルギ
の回生が可能になる。また、請求項４及び５の発明によ
れば、回生用スイッチＱr のオン・オフで回生のレベル
を容易に調整し、クランプ用コンデンサＣc の最高電圧
及びスイッチ素子Ｑの最高電圧を容易に調整することが
できる。また、請求項６の発明によれば、２次巻線Ｎ2
の電圧を回生に使用するので、回路構成が極めて簡単に
なる。また、請求項７の発明によれば、スナバ用コンデ
ンサＣs のエネルギの放出を簡単な回路で達成すること
ができる。According to the present invention, the clamping capacitor Cc, the secondary winding N2 or the tertiary winding N3 of the transformer, or the combination of the tertiary winding N3 and the quaternary winding N4 is used. Since the energy of the snubber capacitor Cs can be regenerated to the load side or the power supply side by the circuit, the reduction in efficiency can be suppressed and the overvoltage can be suppressed with a simple circuit. According to the first, second and third aspects of the present invention, the energy of the clamping capacitor Cc can be regenerated by a very simple circuit including the regenerating diode Dr and the tertiary winding N3. According to the fourth and fifth aspects of the present invention, the level of regeneration is easily adjusted by turning on / off the regeneration switch Qr, and the maximum voltage of the clamping capacitor Cc and the maximum voltage of the switch element Q are easily adjusted. be able to. According to the invention of claim 6, the secondary winding N2
Is used for regeneration, the circuit configuration becomes extremely simple. According to the seventh aspect of the present invention, the energy release of the snubber capacitor Cs can be achieved with a simple circuit.

【００１８】[0018]

【実施形態及び実施例】次に、図５〜図１４を参照して
本発明の実施形態及び実施例を説明する。但し、図５〜
図１４において、図１〜図４と実質的に同一の部分には
同一の符号を付し、その説明を省略する。Embodiments and Examples Next, embodiments and examples of the present invention will be described with reference to FIGS. However, FIG.
14, the substantially same parts as those in FIGS. 1 to 4 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.

【００１９】[0019]

【第１の実施例】図５に示す第１の実施例のＤＣ−ＤＣ
コンバータは、図４のコンバータのスナバ用コンデンサ
Ｃs 及びダイオードＤs をクランプ用コンデンサＣc 及
びダイオードＤc とし、且つ図４のスナバ用抵抗Ｒｃの
代りに３次巻線Ｎ3と回生用ダイオードＤrとを付加し、
この他は図４と同一に構成したものに相当する。また、
図５の回路は、図１の回路からクランプ用ダイオードＤ
c を省き、この代りに、クランプ用コンデンサＣc とク
ランプ用ダイオードＤc と回生用ダイオードＤrと３次
巻線Ｎ3 とを設け、この他は図１と同一に構成したもの
にも相当する。First Embodiment DC-DC of the first embodiment shown in FIG.
In the converter, the snubber capacitor Cs and diode Ds of the converter of FIG. 4 are used as clamping capacitors Cc and diode Dc, and a tertiary winding N3 and a regenerative diode Dr are added instead of the snubber resistor Rc of FIG. ,
Others correspond to those configured in the same way as FIG. Also,
The circuit of FIG. 5 is different from the circuit of FIG.
c is omitted, and instead, a clamp capacitor Cc, a clamp diode Dc, a regenerative diode Dr, and a tertiary winding N3 are provided, and the other components also correspond to those having the same configuration as in FIG.

【００２０】図５のトランスＴr2は、図１と同様に１次
巻線Ｎ1 及び２次巻線Ｎ2 を有する他に、これ等に電磁
結合された３次巻線Ｎ3 を有する。１次、２次及び３次
巻線Ｎ1 、Ｎ2 、Ｎ3 の巻数は任意に設定することがで
きる。この説明ではこれ等の巻数もＮ1 、Ｎ2 、Ｎ3 で
示すことにする。なお、ここでは、Ｎ1＝Ｎ2及びＮ2≧
Ｎ3に設定されている。図５におけるトランスＴr2の１
次巻線Ｎ1 及び２次巻線Ｎ2 に対する電源１、スイッチ
素子Ｑ、コンデンサＣin、Ｃo 、及びダイオードＤo の
接続関係は図１のこれ等と同一である。過電圧吸収用即
ちクランプ用コンデンサＣc 及びダイオードＤc の直列
回路はスイッチ素子Ｑに並列に接続されている。詳細に
は、クランプ用コンデンサＣc の一端が電源端子１ａに
接続され、クランプ用ダイオードＤc がクランプ用コン
デンサＣc の他方の端子とスイッチ素子Ｑの出力側端子
（コレクタ）との間に接続されている。クランプ用ダイ
オードＤc は電源１の電圧Ｖinで順方向バイアスされる
方向性を有する。３次巻線Ｎ3 は第１の出力端子２ａと
クランプ用コンデンサＣc の他端との間に回生用ダイオ
ードＤr を介して接続されている。この３次巻線Ｎ3 の
極性は黒丸で示す通りであって、１次巻線Ｎ1 及び２次
巻線Ｎ2 の第１の出力端子２ａ側の端子が正の時には３
次巻線Ｎ3 のクランプ用コンデンサＣc 側の端子が正に
なるように決定されている。回生用ダイオードＤr はク
ランプ用コンデンサＣc とクランプ用ダイオードＤc と
の相互接続点と第１の出力端子２ａとの間において３次
巻線Ｎ3 に直列に接続され、出力電圧Ｖo によって逆バ
イアスされる方向性を有している。The transformer Tr2 in FIG. 5 has a primary winding N1 and a secondary winding N2 as in FIG. 1, and also has a tertiary winding N3 electromagnetically coupled to these. The number of turns of the primary, secondary and tertiary windings N1, N2, N3 can be set arbitrarily. In this description, these numbers of turns are also denoted by N1, N2 and N3. Here, N1 = N2 and N2 ≧
It is set to N3. 1 of the transformer Tr2 in FIG.
The connection relationship of the power supply 1, switch element Q, capacitors Cin, Co, and diode Do to the secondary winding N1 and the secondary winding N2 is the same as that of FIG. A series circuit of an overvoltage absorbing or clamping capacitor Cc and a diode Dc is connected in parallel with the switch element Q. In detail, one end of the clamp capacitor Cc is connected to the power supply terminal 1a, and the clamp diode Dc is connected between the other terminal of the clamp capacitor Cc and the output terminal (collector) of the switch element Q. . The clamping diode Dc has a directivity of being forward biased by the voltage Vin of the power supply 1. The tertiary winding N3 is connected between the first output terminal 2a and the other end of the clamping capacitor Cc via a regenerating diode Dr. The polarity of the tertiary winding N3 is as indicated by a black circle. When the terminals on the first output terminal 2a side of the primary winding N1 and the secondary winding N2 are positive, the polarity of the tertiary winding N3 becomes
The terminal of the next winding N3 on the side of the clamping capacitor Cc is determined to be positive. The regenerative diode Dr is connected in series with the tertiary winding N3 between the first output terminal 2a and the interconnection between the clamp capacitor Cc and the clamp diode Dc, and is reverse biased by the output voltage Vo. It has nature.

【００２１】次に、図５のコンバータの動作を図５の各
部の状態を示す図６を参照して説明する。図６（Ａ）は
スイッチ素子Ｑの端子電圧Ｖq 、図６（Ｂ）はスイッチ
素子Ｑの電流Ｉq 、図６（Ｃ）はクランプ用コンデンサ
Ｃc の電圧Ｖc 、図６（Ｄ）はクランプ用ダイオードＤ
c の電流Ｉdc、図６（Ｅ）は漏れインダクタンスＬsの
電流Ｉls、図６（Ｆ）は出力整流ダイオードＤo の電流
Ｉdo、図６（Ｇ）は回生用ダイオードＤr の電流Ｉdrを
示す。また、図６のｔ1 以前及びｔ5 〜ｔ6 期間を第１
モード期間Ｍ1 、ｔ1 〜ｔ2 及びｔ6 〜ｔ7 期間を第２
モード期間Ｍ2、ｔ2 〜ｔ3 期間を第３モード期間Ｍ3
、ｔ3 〜ｔ4 期間を第４モード期間Ｍ4、ｔ4 〜ｔ5 期
間を第５モード期間Ｍ5 と呼ぶことにする。次に、各モ
ード期間の動作を説明する。なお、以下の説明において
電流経路は参照符号のみで示す。Next, the operation of the converter shown in FIG. 5 will be described with reference to FIG. 6 showing the state of each part in FIG. 6A is a terminal voltage Vq of the switching element Q, FIG. 6B is a current Iq of the switching element Q, FIG. 6C is a voltage Vc of the clamping capacitor Cc, and FIG. 6D is a clamping diode. D
6E shows the current Ils of the leakage inductance Ls, FIG. 6F shows the current Ido of the output rectifier diode Do, and FIG. 6G shows the current Idr of the regeneration diode Dr. The period before t1 and the period from t5 to t6 in FIG.
The mode periods M1, t1 to t2 and t6 to t7
The mode period M2, the period from t2 to t3 is set to the third mode period M3.
, T3 to t4 are referred to as a fourth mode period M4, and the periods t4 to t5 are referred to as a fifth mode period M5. Next, the operation in each mode period will be described. Note that, in the following description, the current paths are indicated only by reference numerals.

【００２２】[0022]

【第１モード期間Ｍ1 】第１モード期間Ｍ1 には、スイ
ッチ素子Ｑがオン状態にあり、電源電圧Ｖinが１次巻線
Ｎ1 に印加され、１−Ｑ−Ｌs −Ｌp の回路によって図
６（Ｂ）（Ｅ）に示す電流Ｉq 及びＩlsが時間と共に増
大するように流れる。この第１モード期間Ｍ1 において
出力整流ダイオードＤo はオフに保たれているので、１
次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬs 、Ｌp にエネルギが蓄
積される。この第１モード期間Ｍ1 は、スイッチ素子Ｑ
のオン期間から回生モード期間としての第５モード期間
Ｍ5 を除いた期間に相当し、定常オン期間とも呼ぶこと
もできる。[First Mode Period M1] In the first mode period M1, the switch element Q is in the ON state, the power supply voltage Vin is applied to the primary winding N1, and the circuit of 1-Q-Ls-Lp is used in FIG. B) The currents Iq and Ils shown in (E) flow so as to increase with time. In this first mode period M1, the output rectifier diode Do is kept off, so that
Energy is stored in the inductances Ls and Lp of the next winding N1. In the first mode period M1, the switching element Q
This period corresponds to a period obtained by excluding the fifth mode period M5 as the regeneration mode period from the ON period of, and can also be referred to as a steady ON period.

【００２３】[0023]

【第２モード期間Ｍ2 】ｔ1 時点又はｔ6 時点でスイッ
チ素子Ｑがターンオフすると、ここを流れていた電流Ｉ
q がクランプ用コンデンサＣc とクランプ用ダイオード
Ｄc の回路に転流し、Ｌs −Ｌp −１−Ｃc −Ｄc の第
１の回路に図６（Ｄ）に示す電流が流れる。これによ
り、スイッチ素子Ｑのターンオフ時に漏れインダクタン
スＬs 及び励磁インダクタンスＬp に基づいて生じる過
電圧がクランプ用コンデンサＣc で吸収される。クラン
プ用コンデンサＣc は比較的大きな容量を有しているの
で、この電圧Ｖc は図６（Ｃ）に示すようにさほど高く
ならない。スイッチ素子Ｑはクランプ用コンデンサＣc
に並列に接続されているので、この電圧Ｖq は図６
（Ａ）に示すようにクランプ用コンデンサＣc の電圧と
同一値にクランプされる。第２モード期間Ｍ2 には１次
巻線Ｎ1 の電圧に基づいて２次巻線Ｎ2 に電圧が誘起
し、出力整流用ダイオードＤo のカソード側電位が低下
し、ダイオードＤo がオンになる。この結果、出力平滑
用コンデンサＣo の電圧Ｖo を１次巻線Ｎ1 と２次巻線
Ｎ2 とで分割した値の電圧が接続点Ｐ1 に与えられ、こ
れが漏れインダクタンスＬs に印加され、クランプ用ダ
イオードＤc の電流Ｉdc及び漏れインダクタンスＬs の
電流Ｉlsは図６（Ｄ）（Ｅ）に示すようにｔ1 〜ｔ2 期
間に傾斜して減少する。また、出力整流用ダイオードＤ
o の導通によってＬp −Ｃo −Ｄo −Ｎ2 から成る第２
の回路が形成され、出力整流用ダイオードＤo の電流Ｉ
doが図６（Ｆ）に示すように流れ、出力平滑用コンデン
サＣo が充電される。図６のｔ2 時点で２次巻線Ｎ2 の
電流と１次巻線Ｎ1 の電流との差が励磁インダクタンス
Ｌp の電流よりも大きくなると、クランプ用ダイオード
Ｄc がオフに転換する。[Second mode period M2] When the switching element Q is turned off at time t1 or time t6, the current I
q is commutated to the circuit of the clamping capacitor Cc and the clamping diode Dc, and the current shown in FIG. 6D flows through the first circuit of Ls-Lp-1-Cc-Dc. Thus, the overvoltage generated based on the leakage inductance Ls and the exciting inductance Lp when the switch element Q is turned off is absorbed by the clamping capacitor Cc. Since the clamping capacitor Cc has a relatively large capacitance, the voltage Vc does not increase so much as shown in FIG. The switching element Q is a capacitor Cc for clamping.
Are connected in parallel with each other, this voltage Vq
As shown in (A), the voltage is clamped to the same value as the voltage of the clamping capacitor Cc. In the second mode period M2, a voltage is induced in the secondary winding N2 based on the voltage of the primary winding N1, the cathode potential of the output rectifying diode Do is reduced, and the diode Do is turned on. As a result, a voltage having a value obtained by dividing the voltage Vo of the output smoothing capacitor Co by the primary winding N1 and the secondary winding N2 is applied to the connection point P1, which is applied to the leakage inductance Ls and the clamping diode Dc The current Idc and the current Ils of the leakage inductance Ls decrease in a period from t1 to t2 as shown in FIGS. Output rectifier diode D
The second conduction of Lp-Co-Do-N2
Is formed, and the current I of the output rectifying diode Do is
do flows as shown in FIG. 6 (F), and the output smoothing capacitor Co is charged. When the difference between the current of the secondary winding N2 and the current of the primary winding N1 becomes larger than the current of the exciting inductance Lp at time t2 in FIG. 6, the clamping diode Dc is turned off.

【００２４】[0024]

【第３モード期間Ｍ3 】図５の回路におけるｔ2 〜ｔ3
の第３モード期間Ｍ3 には、図１の回路の第３モード期
間Ｍ3 と同様にＮ1 −Ｃo −Ｄo −Ｎ2 回路によって励
磁インダクタンスＬp の蓄積エネルギが放出され、この
回路に流れる電流Ｉdoは図６（Ｆ）に示すように徐々に
低下する。なお、出力平滑用コンデンサＣo は電源１の
電圧Ｖinよりも高い電圧に充電され、且つこの電圧Ｖo
はグランド端子１ｂに対して負の極性を有する。[Third mode period M3] t2 to t3 in the circuit of FIG.
In the third mode period M3, the energy stored in the exciting inductance Lp is released by the N1-Co-Do-N2 circuit in the same manner as the third mode period M3 of the circuit of FIG. It gradually decreases as shown in FIG. The output smoothing capacitor Co is charged to a voltage higher than the voltage Vin of the power supply 1, and this voltage Vo
Has a negative polarity with respect to the ground terminal 1b.

【００２５】[0025]

【第４モード期間Ｍ4 】第４モード期間Ｍ4 のｔ3 でス
イッチ素子Ｑがターンオンすると、１−Ｑ−Ｌs −Ｌp
の回路が形成され、漏れインダクタンスＬs にはＶin＋
Ｖo Ｎ1 ／（Ｎ1 ＋Ｎ2 ）の電圧が印加され、ｔ3 〜ｔ
4 期間で漏れインダクタンスＬs の電流Ｉlsは｛Ｖin＋
Ｖo Ｎ1 ／（Ｎ1 ＋Ｎ2 ）｝／Ｌs の傾きを有して図６
（Ｅ）に示すように上昇する。ｔ4 時点で漏れインダク
タンスＬs の電流Ｉlsが励磁インダクタンスＬp に基づ
く図６（Ｆ）の電流Ｉdoよりも大きくなると、出力整流
用ダイオードＤo がオフに転換する。[Fourth mode period M4] When the switching element Q is turned on at t3 of the fourth mode period M4, 1−Q−Ls−Lp
Is formed, and the leakage inductance Ls has Vin +
A voltage of Vo N1 / (N1 + N2) is applied, and t3 to t3
In the four periods, the current Ils of the leakage inductance Ls is ΔVin +
With a slope of Vo N1 / (N1 + N2)｝ / Ls, FIG.
It rises as shown in (E). At time t4, when the current Ils of the leakage inductance Ls becomes larger than the current Ido of FIG. 6F based on the excitation inductance Lp, the output rectifying diode Do is turned off.

【００２６】[0026]

【第５モード期間Ｍ5 】ｔ4 時点で出力整流用ダイオー
ドＤo がオフになると、トランスＴr2の１次巻線Ｎ1 に
は電源１の電圧Ｖinが印加されるので、３次巻線Ｎ3 に
ＶinＮ3 ／Ｎ1の電圧が誘起する。この時、クランプ用
コンデンサＣc の電圧Ｖc がＶin−Ｖo−ＶinＮ3 ／Ｎ1
を超えている場合には、回生用ダイオードＤr がオン
になり、Ｃc −１−Ｃo −Ｎ3 −Ｄr の回路でクランプ
用コンデンサＣc のエネルギが出力平滑用コンデンサＣ
o 又は負荷３又は電源１に回生され、クランプ用コンデ
ンサＣc の電圧Ｖc は図６（Ｃ）に示すように徐々に低
下し、ｔ5 時点で回生用ダイオードＤr がオフになる。
制御回路４によってスイッチ素子Ｑがオン・オフ制御さ
れ、図６のｔ1 〜ｔ6の区間の動作が繰返して生じる
と、電源１の電圧Ｖinと異なるレベルの直流出力電圧Ｖ
o が得られる。なお、図５に詳しく示されていないが、
制御回路４は出力電圧Ｖo を一定に制御するための周知
の回路を含み、スイッチ素子Ｑのオン時間の割合を制御
する。[Fifth mode period M5] When the output rectifying diode Do is turned off at the time point t4, the voltage Vin of the power supply 1 is applied to the primary winding N1 of the transformer Tr2, so that VinN3 / N1 is applied to the tertiary winding N3. Voltage is induced. At this time, the voltage Vc of the clamping capacitor Cc is Vin-Vo-VinN3 / N1.
Is exceeded, the regenerative diode Dr is turned on, and the energy of the clamping capacitor Cc in the circuit of Cc-1−Co−N3−Dr is reduced by the output smoothing capacitor Cc.
O, or regenerated by the load 3 or the power supply 1, the voltage Vc of the clamping capacitor Cc gradually decreases as shown in FIG. 6C, and at time t5, the regenerating diode Dr is turned off.
When the switching element Q is turned on / off by the control circuit 4 and the operation in the section from t1 to t6 in FIG. 6 is repeated, the DC output voltage V of a level different from the voltage Vin of the power supply 1
o is obtained. Although not shown in detail in FIG. 5,
The control circuit 4 includes a well-known circuit for controlling the output voltage Vo to be constant, and controls the ratio of the ON time of the switch element Q.

【００２７】[0027]

【効果】上述から明らかなようにスイッチ素子Ｑのター
ンオフ時のインダクタンスＬs、Ｌp に基づく過電圧は
クランプ用コンデンサＣc で抑制されるので、スイッチ
素子Ｑを比較的低コストの低耐圧のものとすることがで
き、コンバータのコストの低減、ノイズの低減を図るこ
とができる。また、クランプ用コンデンサＣc のエネル
ギは３次巻線Ｎ3 の働きで回生するので、クランプ回路
の損失を低減し、コンバータの効率向上を図ることがで
きる。また、上記効率向上をトランスＴr2の３次巻線Ｎ
3 を使用した簡単且つ低コストの回路で達成することが
できる。As evident from the above, since the overvoltage based on the inductances Ls and Lp when the switching element Q is turned off is suppressed by the clamping capacitor Cc, the switching element Q should be of a relatively low cost and low withstand voltage. Thus, the cost of the converter and the noise can be reduced. Further, since the energy of the clamping capacitor Cc is regenerated by the function of the tertiary winding N3, the loss of the clamp circuit can be reduced and the efficiency of the converter can be improved. Further, the above-mentioned improvement in efficiency is achieved by the tertiary winding N of the transformer Tr2.
3 can be achieved with a simple and low-cost circuit.

【００２８】[0028]

【第２の実施例】次に、図７及び図８を参照して第２の
実施例のコンバータを説明する。但し、図７及び図８及
び後述する図９〜図１４において図５及び図６と実質的
に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略す
る。Second Embodiment Next, a converter according to a second embodiment will be described with reference to FIGS. However, in FIGS. 7 and 8 and FIGS. 9 to 14 to be described later, substantially the same parts as those in FIGS. 5 and 6 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.

【００２９】図７のコンバータは図５のコンバータの３
次巻線Ｎ3 の極性を逆にしたトランスＴr3を設け、この
他は図５と同一に構成したものである。図７のコンバー
タは図８に示すように動作する。図８の（Ａ）〜（Ｇ）
は図６の（Ａ）〜（Ｇ）と同一箇所の波形を示す。The converter shown in FIG. 7 is equivalent to the converter 3 shown in FIG.
A transformer Tr3 having the polarity of the next winding N3 reversed is provided, and the other components are the same as those shown in FIG. The converter of FIG. 7 operates as shown in FIG. (A) to (G) of FIG.
Shows waveforms at the same locations as in FIGS.

【００３０】[0030]

【第１モード期間Ｍ1 】図８のｔ1 以前及びｔ5 〜ｔ6
の第１モード期間Ｍ1 には、スイッチ素子Ｑがオンして
いるので、図６の第１モード期間Ｍ1 と同一の動作が生
じ、１−Ｑ−Ｌs −Ｌp の回路でインダクタンスＬs 、
Ｌp に対するエネルギの蓄積動作が生じる。この時、ス
イッチ素子Ｑの電流Ｉq は図８（Ｂ）に示すように徐々
に上昇する。[First mode period M1] Before t1 and t5 to t6 in FIG.
In the first mode period M1, the switching element Q is on, the same operation as in the first mode period M1 of FIG. 6 occurs, and the inductance Ls,
An operation of storing energy for Lp occurs. At this time, the current Iq of the switching element Q gradually increases as shown in FIG.

【００３１】[0031]

【第２モード期間Ｍ2 】図８のｔ1 でスイッチ素子Ｑを
ターンオフすると、図５の回路の第２モード期間と同様
に、１−Ｃc −Ｄc −Ｌs −Ｌp の回路が形成され、ス
イッチ素子Ｑのターンオフ時の過電圧がクランプ用コン
デンサＣc で抑制される。この回路に流れる電流は図８
（Ｄ）（Ｅ）のｔ〜ｔ2 に示すように時間と共に減少す
る。このｔ1 〜ｔ2 期間には１次巻線Ｎ1 に負電圧が印
加されるので、３次巻線Ｎ3 に回生用ダイオードＤr を
順方向バイアスする向きの電圧が誘起し、回生用ダイオ
ードＤr がオンになり、Ｎ3 −Ｄr −Ｃc −１−Ｃo の
回路が形成され、回生用ダイオードＤr の電流Ｉdrは図
８（Ｇ）に示すようにｔ1 〜ｔ2 期間に徐々に増大す
る。[Second mode period M2] When the switching element Q is turned off at t1 in FIG. 8, a circuit of 1-Cc-Dc-Ls-Lp is formed, as in the second mode period of the circuit of FIG. Over-voltage at the time of turn-off is suppressed by the clamping capacitor Cc. The current flowing in this circuit is shown in FIG.
(D) It decreases with time as shown at t to t2 in (E). During the period from t1 to t2, a negative voltage is applied to the primary winding N1, so that a voltage is induced in the tertiary winding N3 in a direction to forward bias the regenerative diode Dr, and the regenerative diode Dr is turned on. Thus, a circuit of N3-Dr-Cc-1-Co is formed, and the current Idr of the regenerative diode Dr gradually increases during the period from t1 to t2 as shown in FIG.

【００３２】[0032]

【第３モード期間Ｍ3 】図８のｔ2 で漏れインダクタン
スＬs の電流Ｉlsが零になると、クランプ用ダイオード
Ｄc が非導通状態となり、Ｎ3 −Ｄr −Ｃc −１−Ｃo
の回路でクランプ用コンデンサＣc の放電が生じる。ク
ランプ用コンデンサＣc の端子電圧がＶin−Ｖo −Ｎ3
Ｖin／Ｎ1 よりも低くなると、３次巻線Ｎ3 に流れてい
た電流が減衰し、２次巻線Ｎ2 に電流が流れる。即ち、
クランプ用コンデンサＣc の電圧をＶc 、３次巻線Ｎ3
の電圧をＶ3 とすれば、Ｖin＋Ｖc がＶo ＋Ｖ3 よりも
高くなると、回生用ダイオードＤr がオフになる。[Third mode period M3] When the current Ils of the leakage inductance Ls becomes zero at t2 in FIG. 8, the clamping diode Dc becomes non-conductive, and N3-Dr-Cc-1-Co.
In this circuit, the discharge of the clamp capacitor Cc occurs. The terminal voltage of the clamp capacitor Cc is Vin-Vo-N3
When it becomes lower than Vin / N1, the current flowing through the tertiary winding N3 is attenuated, and the current flows through the secondary winding N2. That is,
When the voltage of the clamp capacitor Cc is Vc, the tertiary winding N3
Is V3, when Vin + Vc becomes higher than Vo + V3, the regenerating diode Dr is turned off.

【００３３】[0033]

【第４モード期間Ｍ4 】図８のｔ3 〜ｔ4 の第４モード
期間Ｍ4 には、励磁インダクタンスＬp で蓄積されたエ
ネルギの放出によってＬs −Ｃo −Ｄo −Ｎ2 の回路に
図８（Ｆ）に示すように電流Ｉdoが流れ、コンデンサＣ
o が充電される。出力整流用ダイオードＤo が導通して
いる期間には、出力電圧Ｖo が１次巻線Ｎ1 と２次巻線
Ｎ2 との直列回路に印加されるので、１次巻線Ｎ1 の電
圧Ｖ1 はＶo Ｎ1 ／（Ｎ1 ＋Ｎ2）になる。[Fourth Mode Period M4] In the fourth mode period M4 from t3 to t4 in FIG. 8, the energy stored in the exciting inductance Lp is released to form a circuit of Ls-Co-Do-N2 as shown in FIG. Current Ido flows through the capacitor C
o is charged. While the output rectifying diode Do is conducting, the output voltage Vo is applied to the series circuit of the primary winding N1 and the secondary winding N2, so that the voltage V1 of the primary winding N1 is VoN1. / (N1 + N2).

【００３４】[0034]

【第５モード期間Ｍ5 】図８のｔ4 時点でスイッチ素子
Ｑをターンオンさせると、図８（Ｅ）に示すように漏れ
インダクタンスＬs に電流Ｉlsが流れ始める。図８では
励磁インダクタンスＬp の蓄積エネルギの放出が終了す
る前にスイッチ素子Ｑをターンオンさせているので、ｔ
4 〜ｔ5 の過渡期間には出力整流用ダイオードＤo の電
流が減少し、漏れインダクタンスＬs の電流Ｉlsは急激
に上昇する。[Fifth mode period M5] When the switching element Q is turned on at time t4 in FIG. 8, a current Ils starts to flow through the leakage inductance Ls as shown in FIG. 8E. In FIG. 8, since the switching element Q is turned on before the release of the stored energy of the exciting inductance Lp is completed, t
During the transition period from 4 to t5, the current of the output rectifying diode Do decreases, and the current Ils of the leakage inductance Ls rapidly increases.

【００３５】上述から明らかなように第２の実施例にお
いても、クランプ用コンデンサＣcのエネルギが出力平
滑用コンデンサＣo 又は負荷３又は電源１又は入力コン
デンサＣinに回生されるので、クランプ回路の損失を低
減することができる。As is apparent from the above description, also in the second embodiment, since the energy of the clamp capacitor Cc is regenerated to the output smoothing capacitor Co, the load 3, the power supply 1, or the input capacitor Cin, the loss of the clamp circuit is reduced. Can be reduced.

【００３６】[0036]

【第３の実施例】図９に示すコンバータは、図５の第１
の実施例のトランスＴr2を変形したトランスＴr4を設け
た他は図５と同一に構成したものである。図９のトラン
スＴr3の２次巻線Ｎ2 は、１次巻線Ｎ1 を介さないで平
滑用コンデンサＣo に並列に接続されている。即ち、２
次巻線Ｎ2 は出力整流用ダイオードＤo のみを介してコ
ンデンサＣo に並列に接続されている。Third Embodiment The converter shown in FIG. 9 is the first converter shown in FIG.
This embodiment has the same configuration as that of FIG. 5 except that a transformer Tr4 obtained by modifying the transformer Tr2 of the embodiment is provided. The secondary winding N2 of the transformer Tr3 in FIG. 9 is connected in parallel to the smoothing capacitor Co without passing through the primary winding N1. That is, 2
The secondary winding N2 is connected in parallel to the capacitor Co via only the output rectifying diode Do.

【００３７】図９の１次、２次及び３次巻線Ｎ1 、Ｎ2
、Ｎ3 の極性は図５のこれ等と同様に設定されている
ので、図９の回路の各部の電流及び電圧は図５の回路と
同様に変化する。従って、第３の実施例によっても第１
の実施例と同一の効果を得ることができる。The primary, secondary and tertiary windings N1, N2 in FIG.
, N3 are set in the same manner as those in FIG. 5, so that the current and voltage of each part of the circuit of FIG. 9 change in the same manner as in the circuit of FIG. Therefore, the first embodiment is also used in the first embodiment.
The same effect as that of the embodiment can be obtained.

【００３８】[0038]

【第４の実施例】図１０に示す第４の実施例のコンバー
タは、第１の実施例のトランスＴr2に４次巻線Ｎ4 を追
加したトランスＴr5を設け、更に、回生用スイッチＱr
と第２の回生用ダイオードＤraと補助制御回路５とを設
け、この他は図５と同一に構成したものである。Fourth Embodiment A converter according to a fourth embodiment shown in FIG. 10 is provided with a transformer Tr5 in which a quaternary winding N4 is added to the transformer Tr2 of the first embodiment, and further includes a regeneration switch Qr
And a second regenerative diode Dra and an auxiliary control circuit 5. The other components are the same as those shown in FIG.

【００３９】図１０において３次巻線Ｎ3 と第１の回生
用ダイオードＤr は図５と同一に接続されている。４次
巻線Ｎ4 と回生用スイッチＱr と第２の回生用ダイオー
ドＤraとの直列回路は第１の回生用ダイオードＤr に対
して並列に接続されている。従って、回生用スイッチＱ
r がオフの時には図５の回路と同一に動作し、補助制御
回路５で回生用スイッチＱr がオンに制御された時に
は、４次巻線Ｎ4 が３次巻線Ｎ3 に直列に接続され、Ｖ
in（Ｎ3 ＋Ｎ4 ）／Ｎ1 の電圧がＮ3 ＋Ｎ4 に得られ
る。従って、クランプ用コンデンサＣc のエネルギの回
生が始まる電圧は、回生用スイッチＱr がオフの時に、
Ｖin−Ｖo −ＶinＮ3 ／Ｎ1 となり、回生用スイッチＱ
r がオンの時にＶin−Ｖo −Ｖin（Ｎ3 ＋Ｎ4 ）／Ｎ1
となる。このため、回生用スイッチＱｒのオン・オフで
クランプ用コンデンサＣc の電圧の調整を行うことがで
き、スイッチ素子Ｑの最大電圧を調整することができ
る。なお、第４の実施例は第１の実施例と同一の効果も
有する。In FIG. 10, the tertiary winding N3 and the first regenerating diode Dr are connected in the same manner as in FIG. A series circuit of the quaternary winding N4, the regenerative switch Qr, and the second regenerative diode Dr is connected in parallel with the first regenerative diode Dr. Therefore, the regeneration switch Q
When r is off, the circuit operates in the same manner as in the circuit of FIG. 5. When the auxiliary control circuit 5 controls the regenerative switch Qr to be on, the quaternary winding N4 is connected in series with the tertiary winding N3.
A voltage of in (N3 + N4) / N1 is obtained at N3 + N4. Therefore, the voltage at which the regeneration of the energy of the clamping capacitor Cc starts is determined when the regeneration switch Qr is turned off.
Vin−Vo−VinN3 / N1 and the regeneration switch Q
When r is on, Vin−Vo−Vin (N3 + N4) / N1
Becomes Therefore, the voltage of the clamp capacitor Cc can be adjusted by turning on / off the regeneration switch Qr, and the maximum voltage of the switch element Q can be adjusted. Note that the fourth embodiment also has the same effect as the first embodiment.

【００４０】[0040]

【第５の実施例】図１１に示す第５の実施例のコンバー
タは、図５の回路から３次巻線Ｎ3 を省いたトランスＴ
r6を設け、出力整流用ダイオードＤ0 を１次巻線Ｎ1 と
２次巻線Ｎ2 との間に移動し、回生用ダイオードＤr を
出力整流用ダイオードＤo のアノードとクランプ用コン
デンサＣc との間に接続し、この他は図５と同一に構成
したものである。また、図１１の回路の回生動作以外の
基本動作は第１〜第４の実施例と同一である。Fifth Embodiment A converter according to a fifth embodiment shown in FIG. 11 has a transformer T in which the tertiary winding N3 is omitted from the circuit of FIG.
The output rectifier diode D0 is moved between the primary winding N1 and the secondary winding N2, and the regenerative diode Dr is connected between the anode of the output rectifier diode Do and the clamping capacitor Cc. The other components are the same as those shown in FIG. The basic operation other than the regenerative operation of the circuit shown in FIG.

【００４１】この第５の実施例においても、スイッチ素
子Ｑがターンオフすると、漏れインダクタンスＬs のエ
ネルギがクランプ用コンデンサＣc に移り、過電圧が吸
収される。また、Ｎ1 −Ｃo −Ｎ2 −Ｄo の回路で励磁
インダクタンスＬp の蓄積エネルギの放出が行われる。
また、スイッチ素子Ｑのオフ期間には、２次巻線Ｎ2に
回生用ダイオードＤr を順方向バイアスする向きの電圧
が発生するので、クランプ用コンデンサＣc の電圧をＶ
c 、２次巻線Ｎ2 の電圧をＶ2 とすれば、Ｖin＋Ｖc ＜
Ｖ2 ＋Ｖo の時に回生用ダイオードＤr が導通し、クラ
ンプ用コンデンサＣc が放電し、このエネルギがコンデ
ンサＣo 又は負荷３又は電源１又は入力コンデンサＣin
に回生される。なお、上記式のＶc 及びＶo はグランド
を基準にした負電圧である。従って、クランプ用コンデ
ンサＣc の電圧の絶対値が大きくなった時に回生用ダイ
オードＤr が導通する。Also in the fifth embodiment, when the switching element Q is turned off, the energy of the leakage inductance Ls is transferred to the clamping capacitor Cc, and the overvoltage is absorbed. Also, the energy stored in the exciting inductance Lp is released in the circuit of N1-Co-N2-Do.
Also, during the off period of the switch element Q, a voltage is generated in the secondary winding N2 in the direction of forward biasing the regenerating diode Dr, so that the voltage of the clamping capacitor Cc is reduced to V.
c, assuming that the voltage of the secondary winding N2 is V2, Vin + Vc <
When V2 + Vo, the regenerative diode Dr conducts and the clamp capacitor Cc discharges, and this energy is transferred to the capacitor Co or the load 3 or the power supply 1 or the input capacitor Cin
Regenerated in Note that Vc and Vo in the above equation are negative voltages with respect to the ground. Therefore, when the absolute value of the voltage of the clamping capacitor Cc increases, the regenerating diode Dr conducts.

【００４２】第５の実施例は第１の実施例と同一の効果
を有する他に、クランプ用コンデンサＣc の容量の調整
によって回生の開始電圧を調整し、スイッチ素子Ｑの最
大電圧を調整することができるという効果を有する。ま
た、図１１の回路は３次巻線Ｎ3 を必要としないので、
回路が簡単になるという効果を有する。The fifth embodiment has the same effect as the first embodiment. In addition, the regeneration start voltage is adjusted by adjusting the capacitance of the clamping capacitor Cc, and the maximum voltage of the switch element Q is adjusted. It has the effect that can be done. Since the circuit of FIG. 11 does not require the tertiary winding N3,
This has the effect of simplifying the circuit.

【００４３】[0043]

【第６の実施例】図１２に示す第６の実施例のコンバー
タは、図１１のコンバータのクランプ用コンデンサＣc
とクランプ用ダイオードＤc とをスナバ用コンデンサＣ
s とスナバ用ダイオードＤs とに置き換え、回生用イン
ダクタンスＬr と第２の回生用ダイオードＤr2と回生用
コンデンサＣr とを追加し、この他は図１１と同一に構
成したものである。スナバ用コンデンサＣs とダイオー
ドＤs との直列回路はスイッチ素子Ｑに並列に接続され
ている。回生用コンデンサＣr はスナバ用コンデンサＣ
s と同一の容量を有し、第２の回生用ダイオードＤr2を
介して出力整流用ダイオードＤo に並列に接続されてい
る。第１の回生用ダイオードＤr1と回生用インダクタン
スＬr との直列回路の一端はスナバ用コンデンサＣs と
スナバ用ダイオードＤs との相互接続点に接続され、こ
の他端は第２の回生用ダイオードＤr2と回生用コンデン
サＣr との相互接続点に接続されている。図１２の回路
の回生動作以外の基本動作は第１〜第５の実施例と同一
である。次に、図１２の回路の動作を図１３の波形図を
参照して説明する。Sixth Embodiment A converter according to a sixth embodiment shown in FIG. 12 is similar to the converter shown in FIG.
And a diode Cc for clamping, and a capacitor C for snubber.
s and a snubber diode Ds, and a regenerative inductance Lr, a second regenerative diode Dr2, and a regenerative capacitor Cr are added. The other components are the same as those in FIG. A series circuit of the snubber capacitor Cs and the diode Ds is connected in parallel to the switch element Q. The regeneration capacitor Cr is a snubber capacitor C
It has the same capacity as s, and is connected in parallel to the output rectifying diode Do via a second regenerative diode Dr2. One end of a series circuit of the first regenerative diode Dr1 and the regenerative inductance Lr is connected to an interconnection point between the snubber capacitor Cs and the snubber diode Ds, and the other end is connected to the second regenerative diode Dr2. Connected to the capacitor Cr. Basic operations other than the regenerative operation of the circuit of FIG. 12 are the same as those of the first to fifth embodiments. Next, the operation of the circuit of FIG. 12 will be described with reference to the waveform diagram of FIG.

【００４４】[0044]

【第１モード期間Ｍ1 】図１３のｔ1 以前及びｔ7 〜ｔ
8 の第１モード期間Ｍ1 においては、スイッチ素子Ｑが
オンであり、図１３（Ｃ）に示すようにスナバ用コンデ
ンサＣs の端子間電圧Ｖcsは零であり、回生用コンデン
サＣr の端子間電圧は、−Ｖin＋Ｖo ＋ＶinＮ2 ／Ｎ1
になっている。この第１モード期間Ｍ1 には第１の実施
例の第１モード期間Ｍ1 と同様に１−Ｑ−Ｌs −Ｌp の
回路が形成され、インダクタンスＬs 、Ｌp にエネルギ
が蓄積され、スイッチ素子Ｑの電流Ｉq 及び漏れインダ
クタンスＬs の電流Ｉlsは図１３（Ｂ）（Ｅ）に示すよ
うに時間と共に増大する。[First mode period M1] Before t1 and t7 to t in FIG.
In the first mode period M1 of FIG. 8, the switching element Q is on, the terminal voltage Vcs of the snubber capacitor Cs is zero, and the terminal voltage of the regenerative capacitor Cr is zero, as shown in FIG. , -Vin + Vo + VinN2 / N1
It has become. In this first mode period M1, a circuit of 1-Q-Ls-Lp is formed as in the first mode period M1 of the first embodiment, energy is stored in the inductances Ls and Lp, and the current of the switch element Q is changed. The current Ils of Iq and the leakage inductance Ls increase with time as shown in FIGS.

【００４５】[0045]

【第２モード期間Ｍ2 】図１３のｔ1 時点でスイッチ素
子Ｑをターンオフすると、漏れインダクタンスＬs 及び
励磁インダクタンスＬp に流れていた電流Ｉlsはスナバ
用コンデンサＣs 及びダイオードＤs に流れる。スナバ
用ダイオードＤs の電流Ｉdsは図１３（Ｄ）に示されて
いる。スナバ用コンデンサＣs の電圧Ｖcsは充電が進む
に従って徐々に高くなり、スイッチ素子Ｑの電圧Ｖq も
図１３（Ａ）に示すように徐々に高くなる。従って、ス
イッチ素子Ｑのターンオフ時の過電圧及びノイズが抑制
され、且つスイッチ素子Ｑのゼロボルトスイッチング
（ＺＶＳ）が可能になり、スイッチング損失が低減す
る。[Second mode period M2] When the switch element Q is turned off at time t1 in FIG. 13, the current Ils flowing through the leakage inductance Ls and the exciting inductance Lp flows through the snubber capacitor Cs and the diode Ds. The current Ids of the snubber diode Ds is shown in FIG. The voltage Vcs of the snubber capacitor Cs gradually increases as charging progresses, and the voltage Vq of the switch element Q also gradually increases as shown in FIG. Therefore, overvoltage and noise when the switch element Q is turned off are suppressed, and zero volt switching (ZVS) of the switch element Q becomes possible, and the switching loss is reduced.

【００４６】[0046]

【第３モード期間Ｍ3 】図１３のｔ2 〜ｔ3 の第３モー
ド期間Ｍ3 には、２次巻線Ｎ2 の電圧に基づいて第２の
回生用でおＤr2が導通し、この電流Ｉdr2 が図１３
（Ｈ）に示すように流れる。この電流Ｉdr2 の経路はＮ
2 −Ｄr2−Ｎ1 −Ｃo である。この第３モード期間Ｍ3
においては、第２の回生用ダイオードＤr2の電流Ｉdr2
の増大とは逆に、スナバ用ダイオードＤs の電流Ｉdsは
減少する。[Third Mode Period M3] In the third mode period M3 between t2 and t3 in FIG. 13, Dr2 conducts for the second regeneration for the second regeneration based on the voltage of the secondary winding N2, and this current Idr2 becomes the current Idr2 in FIG.
It flows as shown in (H). The path of this current Idr2 is N
2-Dr2-N1-Co. This third mode period M3
The current Idr2 of the second regenerative diode Dr2
Conversely, the current Ids of the snubber diode Ds decreases.

【００４７】[0047]

【第４モード期間Ｍ4 】図１３のｔ3 〜ｔ4 期間には、
Ｎ2 −Ｄr2−Ｃr −Ｎ1 −Ｃo の回路で電流が流れる。
従って、この第４モード期間Ｍ4 においても回生用コン
デンサＣr の放電が進む。また、励磁インダクタンスＬ
p の蓄積エネルギが放出される。[Fourth mode period M4] In the period from t3 to t4 in FIG.
A current flows in the circuit of N2-Dr2-Cr-N1-Co.
Accordingly, the discharge of the regenerative capacitor Cr also proceeds during the fourth mode period M4. Also, the excitation inductance L
The stored energy of p is released.

【００４８】[0048]

【第５モード期間Ｍ5 】図１３のｔ4 時点で回生用コン
デンサＣr が正に充電されると、出力整流用ダイオード
Ｄo の逆バイアスが解除され、これが導通し、この電流
Ｉdoが図１３（Ｆ）に示すように流れる。また、スナバ
用コンデンサＣs の端子間電圧ＶcsがＶin−Ｖo −Ｖin
Ｎ2 ／Ｎ1 よりも高い場合には、Ｃs −１−Ｃo −Ｎ2
−Ｄr2−Ｌr −Ｄr1の回路でスナバ用コンデンサＣs の
放電が生じ、この電圧はＶin−Ｖo −ＶinＮ2 ／Ｎ1 に
なる。回生用コンデンサＣｒが正に充電されたとき、漏
れインダクタンスＬｓに残留電流があると、Ｃｓ-Ｄｓ
の経路で電流が流れ、漏れインダクタンスＬｓのエネル
ギはスナバ用コンデンサＣｓに移行する。[Fifth mode period M5] When the regenerative capacitor Cr is positively charged at the time t4 in FIG. 13, the reverse bias of the output rectifying diode Do is released and the diode Do is made conductive, and this current Ido is generated by the current Ido shown in FIG. Flow as shown. The voltage Vcs between the terminals of the snubber capacitor Cs is Vin−Vo−Vin.
If it is higher than N2 / N1, Cs-1-Co-N2
The snubber capacitor Cs is discharged in the circuit of -Dr2-Lr-Dr1, and this voltage becomes Vin-Vo-VinN2 / N1. When the regenerative capacitor Cr is positively charged and there is a residual current in the leakage inductance Ls, Cs-Ds
A current flows through the path, and the energy of the leakage inductance Ls transfers to the snubber capacitor Cs.

【００４９】[0049]

【第６モード期間Ｍ6 】図１３のｔ5 でスイッチ素子Ｑ
をターンオンさせると、１−Ｑ−Ｌs −Ｌp の回路に電
流Ｉlsが流れ始める。出力整流用ダイオードＤo はｔ5
で非導通に転換する。また、回生用インダクタンスＬr
とスナバ用コンデンサＣs と回生用コンデンサＣr との
共振回路の動作が開始する。[Sixth mode period M6] Switching element Q at t5 in FIG.
Is turned on, a current Ils starts to flow through the circuit of 1-Q-Ls-Lp. Output rectifying diode Do is t5
To turn off. Also, the regenerative inductance Lr
Then, the operation of the resonance circuit including the snubber capacitor Cs and the regenerative capacitor Cr starts.

【００５０】[0050]

【第７モード期間Ｍ7 】ｔ6 〜ｔ7 期間には、ｔ5 〜ｔ
6 の過渡期間と同様に、１−Ｑ−Ｌs −Ｌp の回路でイ
ンダクタンスＬs 、Ｌp のエネルギの蓄積が行われると
共に、Ｌr −Ｄr1−Ｃs −Ｑ−Ｃr の共振回路に図１３
（Ｇ）に示す電流Ｉdrが流れ、スナバ用コンデンサＣs
の電圧はＶin−Ｖo −ＶinＮ2 ／Ｎ1 から零になり、回
生用コンデンサＣr の電圧は零から−Ｖin＋Ｖo ＋Ｖin
Ｎ2 ／Ｎ1 になる。これにより、スナバ用コンデンサＣ
s 又はスイッチ素子Ｑの次のターンオフ時の過電圧を吸
収することが可能な状態になる。[Seventh mode period M7] During the period from t6 to t7, t5 to t7
As in the transient period of FIG. 6, the energy of the inductances Ls and Lp is stored in the circuit of 1-Q-Ls-Lp, and the resonance circuit of Lr-Dr1-Cs-Q-Cr is used in FIG.
The current Idr shown in (G) flows, and the snubber capacitor Cs
Is reduced from Vin−Vo−VinN2 / N1 to zero, and the voltage of the regenerating capacitor Cr is changed from zero to −Vin + Vo + Vin.
N2 / N1. Thereby, the snubber capacitor C
s or the state where the overvoltage at the time of the next turn-off of the switch element Q can be absorbed.

【００５１】この実施例によれば、スナバ用コンデンサ
Ｃs によってスイッチ素子Ｑのターンオフ時の過電圧抑
制、ノイズ低減、スイッチング損失の低減が達成され、
且つスナバ用コンデンサＣs のエネルギを出力平滑用コ
ンデンサＣo 又は負荷３又は電源１又は入力コンデンサ
Ｃinに回生し、スナバ回路の損失を低減することができ
る。According to this embodiment, the suppression of overvoltage, the reduction of noise, and the reduction of switching loss when the switching element Q is turned off are achieved by the snubber capacitor Cs.
In addition, the energy of the snubber capacitor Cs is regenerated to the output smoothing capacitor Co or the load 3 or the power supply 1 or the input capacitor Cin, so that the loss of the snubber circuit can be reduced.

【００５２】[0052]

【変形例】本発明は上記実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） トランスの１次巻線Ｎ1 の漏れインダクタンス
Ｌs 及び励磁インダクタンスＬp によって必要なインダ
クタンス値を得ることができない時には、個別のインダ
クタンス素子を次巻線Ｎ1 に対して直列及び並列に接続
することができる。 （２） スイッチ素子ＱとしてＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半
導体スイッチを使用することができる。 （３） 図１４に示すように、図９の回路の回生用ダイ
オードＤr に、図１０の回路の４次巻線Ｎ4 と回生用ス
イッチＱr と第２の回生用ダイオードＤraとの直列回路
を並列に接続したコンバータを構成し、図１０の回路と
同一の効果を得ることができる。[Modifications] The present invention is not limited to the above embodiment, and for example, the following modifications are possible. (1) When the required inductance value cannot be obtained due to the leakage inductance Ls and the exciting inductance Lp of the primary winding N1 of the transformer, individual inductance elements may be connected in series and parallel to the next winding N1. it can. (2) A semiconductor switch such as an FET or an IGBT can be used as the switch element Q. (3) As shown in FIG. 14, a series circuit of the quaternary winding N4, the regeneration switch Qr and the second regeneration diode Dr of the circuit of FIG. 10 is connected in parallel with the regeneration diode Dr of the circuit of FIG. And the same effect as the circuit of FIG. 10 can be obtained.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】従来のコンバータを示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a conventional converter.

【図２】図１の各部の電圧、電流を示す波形図である。FIG. 2 is a waveform chart showing voltages and currents of respective parts in FIG.

【図３】別の従来のコンバータを示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing another conventional converter.

【図４】更に別の従来のコンバータを示す回路図であ
る。FIG. 4 is a circuit diagram showing still another conventional converter.

【図５】本発明の第１の実施例のコンバータを示す回路
図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a converter according to the first embodiment of the present invention.

【図６】図５の各部の電圧、電流を示す波形図である。FIG. 6 is a waveform chart showing voltages and currents of respective parts in FIG.

【図７】第２の実施例のコンバータを示す回路図であ
る。FIG. 7 is a circuit diagram showing a converter according to a second embodiment.

【図８】図７の各部の電圧、電流を示す波形図である。FIG. 8 is a waveform chart showing voltages and currents of respective parts in FIG. 7;

【図９】第３の実施例のコンバータを示す回路図であ
る。FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a converter according to a third embodiment.

【図１０】第４の実施例のコンバータを示す回路図であ
る。FIG. 10 is a circuit diagram showing a converter according to a fourth embodiment.

【図１１】第５の実施例のコンバータを示す回路図であ
る。FIG. 11 is a circuit diagram showing a converter according to a fifth embodiment.

【図１２】第６の実施例のコンバータを示す回路図であ
る。FIG. 12 is a circuit diagram illustrating a converter according to a sixth embodiment.

【図１３】図１２の各部の電圧、電流を示す波形図であ
る。FIG. 13 is a waveform chart showing voltages and currents of respective parts in FIG.

【図１４】変形例のコンバータを示す回路図である。FIG. 14 is a circuit diagram showing a converter according to a modification.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 電源 ３ 負荷 Ｑ スイッチ素子 Ｔr 〜Ｔr6 トランス Ｎ1 １次巻線 Ｎ2 ２次巻線 Ｎ3 ３次巻線 Ｌs 漏れインダクタンス Ｌp 励磁インダクタンス Ｃc クランプ用コンデンサ Ｃo 平滑用コンデンサ Reference Signs List 1 power supply 3 load Q switch element Tr to Tr6 transformer N1 primary winding N2 secondary winding N3 tertiary winding Ls leakage inductance Lp exciting inductance Cc clamping capacitor Co smoothing capacitor

Claims (7)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 直流電圧を供給するための直流入力端子
（1ａ）と、グランド端子（１ｂ）と、直流出力端子
（２ａ）と、スイッチ素子（Q）と、前記スイッチ素子
(Q)をオン・オフ制御するためのスイッチ制御回路
（４）と、1次巻線(N1)と2次巻線（N2）と3次巻線（N
3）とを有するトランスと、出力整流用ダイオ−ド(D０)
と、出力平滑用コンデンサ（C0）と、クランプ用コンデ
ンサ（Cc）と、クランプ用ダイオ−ド（Dc）と、回生用
ダイオ−ド（Dr）とを備え、 前記スイッチ素子（Q）は前記直流入力端子（１ａ）と
前記1次巻線(N1)の一端との間に接続され、 前記1次巻線（N1）の他端は前記グランド端子（1ｂ）に
接続され、 前記2次巻線（Ｎ2）はオ−トトランスを形成するように
前記1次巻線（Ｎ1）に電磁結合され且つ前記1次巻線
（Ｎ1）の一端と前記直流出力端子（２ａ）との間に接
続され、 前記出力平滑用コンデンサ(Ｃ0)は前記直流出力端子
（２ａ）と前記グランド端子（１ｂ）との間に接続さ
れ、 前記出力整流用ダイオ−ド（Ｄ0）は前記1次巻線（Ｎ
1）の一端と前記直流出力端子（２ａ）との間において
前記2次巻線（Ｎ2）に直列に接続され且つ前記出力平滑
用コンデンサ（Ｃ0）の電圧で逆バイアスされる方向性
を有し、 前記クランプ用コンデンサ（Ｃｃ）の一端は前記直流入
力端子（１ａ）に接続され、 前記クランプ用ダイオ−ド（Ｄｃ）は前記クランプ用コ
ンデンサ（Ｃｃ）の他端と前記1次巻線（Ｎ1）の一端と
の間に接続され且つ前記直流入力端子（１ａ）と前記グ
ランド端子（１ｂ）との間の電圧によって順方向バイア
スされる方向性を有し、 前記3次巻線（Ｎ3）は前記クランプ用コンデンサ（Ｃ
ｃ）の他端と前記直流出力端子（２ａ）との間に前記回
生用ダイオ−ド(Ｄｒ)を介して接続され、且つ前記スイ
ッチ素子（Ｑ）のオン期間に前記クランプ用ダイオ−ド
（Ｄｃ）及び前記回生用ダイオ−ド（Ｄｒ）を順方向バ
イアスする電圧を発生するように前記1次巻線（Ｎ1）に
電磁結合されていることを特徴とする直流―直流変換
器。1. A DC input terminal (1a) for supplying a DC voltage, a ground terminal (1b), a DC output terminal (2a), a switch element (Q), and the switch element
(Q) switch control circuit (4), primary winding (N1), secondary winding (N2) and tertiary winding (N
And a diode for output rectification (D0).
And a capacitor for output smoothing (C0), a capacitor for clamping (Cc), a diode for clamping (Dc), and a diode for regeneration (Dr). The secondary winding is connected between an input terminal (1a) and one end of the primary winding (N1), the other end of the primary winding (N1) is connected to the ground terminal (1b), (N2) is electromagnetically coupled to the primary winding (N1) to form an autotransformer and connected between one end of the primary winding (N1) and the DC output terminal (2a). The output smoothing capacitor (C0) is connected between the DC output terminal (2a) and the ground terminal (1b), and the output rectification diode (D0) is connected to the primary winding (N).
1) is connected in series with the secondary winding (N2) between one end of the DC output terminal (2a) and has a direction that is reverse-biased by the voltage of the output smoothing capacitor (C0). One end of the clamp capacitor (Cc) is connected to the DC input terminal (1a), and the clamp diode (Dc) is connected to the other end of the clamp capacitor (Cc) and the primary winding (N1). ), And has a directivity of being forward biased by a voltage between the DC input terminal (1a) and the ground terminal (1b). The clamp capacitor (C
c) and the DC output terminal (2a) are connected via the regenerative diode (Dr), and the clamp diode (D) is turned on during the ON period of the switch element (Q). DC-DC converter, wherein the DC-DC converter is electromagnetically coupled to the primary winding (N1) so as to generate a voltage for forward biasing Dc) and the regenerative diode (Dr). 【請求項２】 直流電圧を供給するための直流入力端子
（1ａ）と、グランド端子（１ｂ）と、直流出力端子
（２ａ）と、スイッチ素子（Q）と、前記スイッチ素子
(Q)をオン・オフ制御するためのスイッチ制御回路
（４）と、1次巻線(N1)と2次巻線（N2）と3次巻線（N
3）とを有するトランスと、出力整流用ダイオ−ド(D０)
と、出力平滑用コンデンサ（C0）と、クランプ用コンデ
ンサ（Cc）と、クランプ用ダイオ−ド（Dc）と、回生用
ダイオ−ド（Dr）とを備え、 前記スイッチ素子（Q）は前記直流入力端子（１ａ）と
前記1次巻線(N1)の一端との間に接続され、 前記1次巻線（N1）の他端は前記グランド端子（1ｂ）に
接続され、 前記2次巻線（Ｎ2）はオ−トトランスを形成するように
前記1次巻線（Ｎ1）に電磁結合され且つ前記1次巻線
（Ｎ1）の一端と前記直流出力端子（２ａ）との間に接
続され、 前記出力平滑用コンデンサ(Ｃ0)は前記直流出力端子
（２ａ）と前記グランド端子（１ｂ）との間に接続さ
れ、 前記出力整流用ダイオ−ド（Ｄ0）は前記1次巻線（Ｎ
1）の一端と前記直流出力端子（２ａ）との間において
前記2次巻線（Ｎ2）に直列に接続され且つ前記出力平滑
用コンデンサ（Ｃ0）の電圧で逆バイアスされる方向性
を有し、 前記クランプ用コンデンサ（Ｃｃ）の一端は前記直流入
力端子（１ａ）に接続され、 前記クランプ用ダイオ−ド（Ｄｃ）は前記クランプ用コ
ンデンサ（Ｃｃ）の他端と前記1次巻線（Ｎ1）の一端と
の間に接続され且つ前記直流入力端子（１ａ）と前記グ
ランド端子（１ｂ）との間の電圧によって順方向バイア
スされる方向性を有し、 前記3次巻線（Ｎ3）は前記クランプ用コンデンサ（Ｃ
ｃ）の他端と前記直流出力端子（２ａ）との間に前記回
生用ダイオ−ド(Ｄｒ)を介して接続され、且つ前記スイ
ッチ素子（Ｑ）のオフ期間に前記回生用ダイオ−ド（Ｄ
ｒ）を順方向バイアスする電圧を発生するように前記1
次巻線（Ｎ1）に電磁結合されていることを特徴とする
直流―直流変換器。2. A DC input terminal (1a) for supplying a DC voltage, a ground terminal (1b), a DC output terminal (2a), a switch element (Q), and the switch element.
(Q) switch control circuit (4), primary winding (N1), secondary winding (N2) and tertiary winding (N
And a diode for output rectification (D0).
And a capacitor for output smoothing (C0), a capacitor for clamping (Cc), a diode for clamping (Dc), and a diode for regeneration (Dr). The secondary winding is connected between an input terminal (1a) and one end of the primary winding (N1), the other end of the primary winding (N1) is connected to the ground terminal (1b), (N2) is electromagnetically coupled to the primary winding (N1) to form an autotransformer and connected between one end of the primary winding (N1) and the DC output terminal (2a). The output smoothing capacitor (C0) is connected between the DC output terminal (2a) and the ground terminal (1b), and the output rectification diode (D0) is connected to the primary winding (N).
1) is connected in series with the secondary winding (N2) between one end of the DC output terminal (2a) and has a direction that is reverse-biased by the voltage of the output smoothing capacitor (C0). One end of the clamp capacitor (Cc) is connected to the DC input terminal (1a), and the clamp diode (Dc) is connected to the other end of the clamp capacitor (Cc) and the primary winding (N1). ), And has a directivity of being forward biased by a voltage between the DC input terminal (1a) and the ground terminal (1b). The clamp capacitor (C
c) and the DC output terminal (2a) are connected via the regenerative diode (Dr), and the regenerative diode (D) is turned off during the off period of the switch element (Q). D
r) to generate a forward biasing voltage.
A DC-DC converter, which is electromagnetically coupled to a next winding (N1). 【請求項３】 直流電圧を供給するための直流入力端子
（1ａ）と、グランド端子（１ｂ）と、直流出力端子
（２ａ）と、スイッチ素子（Q）と、前記スイッチ素子
(Q)をオン・オフ制御するためのスイッチ制御回路
（４）と、1次巻線(N1)と2次巻線（N2）と3次巻線（N
3）とを有するトランスと、出力整流用ダイオ−ド(D０)
と、出力平滑用コンデンサ（C0）と、クランプ用コンデ
ンサ（Cc）と、クランプ用ダイオ−ド（Dc）と、回生用
ダイオ−ド（Dr）とを備え、 前記スイッチ素子（Q）は前記直流入力端子（１ａ）と
前記1次巻線(N1)の一端との間に接続され、 前記1次巻線（N1）の他端は前記グランド端子（1ｂ）に
接続され、 前記2次巻線（Ｎ2）は前記1次巻線（Ｎ1）に電磁結合さ
れ且つ前記直流出力端子（２ａ）と前記グランド端子
（２ｂ）との間に前記出力整流ダイオ−ド（Ｄ0）を介
して接続され、 前記1次巻線（Ｎ1）の前記直流入力端子（１ａ）側の端
子と前記2次巻線（Ｎ2）の前記直流出力端子（２ａ）側
の端子とが同一極性になるように前記1次及び2次巻線
（Ｎ1、Ｎ2）の極性が決定され、 前記出力平滑用コンデンサ(Ｃ0)は前記直流出力端子
（２ａ）と前記グランド端子（１ｂ）との間に接続さ
れ、 前記出力整流用ダイオ−ド（Ｄ0）は前記出力平滑用コ
ンデンサ（Ｃ0）の電圧で逆バイアスされる方向性を有
し、 前記クランプ用コンデンサ（Ｃｃ）の一端は前記直流入
力端子（１ａ）に接続され、 前記クランプ用ダイオ−ド（Ｄｃ）は前記クランプ用コ
ンデンサ（Ｃｃ）の他端と前記1次巻線（Ｎ1）の一端と
の間に接続され且つ前記直流入力端子（１ａ）と前記グ
ランド端子（１ｂ）との間の電圧によって順方向バイア
スされる方向性を有し、 前記3次巻線（Ｎ3）は前記クランプ用コンデンサ（Ｃ
ｃ）の他端と前記直流出力端子（２ａ）との間に前記回
生用ダイオ−ド(Ｄｒ)を介して接続され、且つ前記スイ
ッチ素子（Ｑ）のオン期間に前記クランプ用ダイオ−ド
（Ｄｃ）及び前記回生用ダイオ−ド（Ｄｒ）を順方向バ
イアスする電圧を発生するように前記1次巻線（Ｎ1）に
電磁結合されていることを特徴とする直流―直流変換
器。3. A DC input terminal (1a) for supplying a DC voltage, a ground terminal (1b), a DC output terminal (2a), a switch element (Q), and the switch element.
(Q) switch control circuit (4), primary winding (N1), secondary winding (N2) and tertiary winding (N
And a diode for output rectification (D0).
And a capacitor for output smoothing (C0), a capacitor for clamping (Cc), a diode for clamping (Dc), and a diode for regeneration (Dr). The secondary winding is connected between an input terminal (1a) and one end of the primary winding (N1), the other end of the primary winding (N1) is connected to the ground terminal (1b), (N2) is electromagnetically coupled to the primary winding (N1) and connected between the DC output terminal (2a) and the ground terminal (2b) via the output rectifier diode (D0); The primary winding (N1) has a terminal on the DC input terminal (1a) side and a terminal on the DC output terminal (2a) side of the secondary winding (N2) having the same polarity. And the polarity of the secondary windings (N1, N2) are determined. The output smoothing capacitor (C0) is connected to the DC output terminal (2a) The output rectifier diode (D0) is connected between the output terminal and the land terminal (1b). The output rectifier diode (D0) has a direction of being reversely biased by the voltage of the output smoothing capacitor (C0). ) Is connected to the DC input terminal (1a), and the clamping diode (Dc) is connected between the other end of the clamping capacitor (Cc) and one end of the primary winding (N1). The tertiary winding (N3) is connected and has a directivity of being forward-biased by a voltage between the DC input terminal (1a) and the ground terminal (1b).
c) and the DC output terminal (2a) are connected via the regenerative diode (Dr), and the clamp diode (D) is turned on during the ON period of the switch element (Q). DC-DC converter, wherein the DC-DC converter is electromagnetically coupled to the primary winding (N1) so as to generate a voltage for forward biasing Dc) and the regenerative diode (Dr). 【請求項４】 直流電圧を供給するための直流入力端子
（1ａ）と、グランド端子（１ｂ）と、直流出力端子
（２ａ）と、スイッチ素子（Q）と、前記スイッチ素子
(Q)をオン・オフ制御するためのスイッチ制御回路
（４）と、1次巻線(N1)と2次巻線（N2）と3次巻線（N
3）と4次巻線（Ｎ4）を有するトランスと、出力整流用
ダイオ−ド(D０)と、出力平滑用コンデンサ（C0）と、
クランプ用コンデンサ（Cc）と、クランプ用ダイオ−ド
（Dc）と、第1及び第2の回生用ダイオ−ド（Dr、Ｄｒ
ａ）と、回生用スイッチ（Ｑｒ）とを備え、 前記スイッチ素子（Q）は前記直流入力端子（１ａ）と
前記1次巻線(N1)の一端との間に接続され、 前記1次巻線（N1）の他端は前記グランド端子（1ｂ）に
接続され、 前記2次巻線（Ｎ2）はオ−トトランスを形成するように
前記1次巻線（Ｎ1）に電磁結合され且つ前記1次巻線
（Ｎ1）の一端と前記直流出力端子（２ａ）との間に接
続され、 前記出力平滑用コンデンサ(Ｃ0)は前記直流出力端子
（２ａ）と前記グランド端子（１ｂ）との間に接続さ
れ、 前記出力整流用ダイオ−ド（Ｄ0）は前記1次巻線（Ｎ
1）の一端と前記直流出力端子（２ａ）との間において
前記2次巻線（Ｎ2）に直列に接続され且つ前記出力平滑
用コンデンサ（Ｃ0）の電圧で逆バイアスされる方向性
を有し、 前記クランプ用コンデンサ（Ｃｃ）の一端は前記直流入
力端子（１ａ）に接続され、 前記クランプ用ダイオ−ド（Ｄｃ）は前記クランプ用コ
ンデンサ（Ｃｃ）の他端と前記1次巻線（Ｎ1）の一端と
の間に接続され且つ前記直流入力端子（１ａ）と前記グ
ランド端子（１ｂ）との間の電圧によって順方向バイア
スされる方向性を有し、 前記3次巻線（Ｎ3）は前記クランプ用コンデンサ（Ｃ
ｃ）の他端と前記直流出力端子（２ｄ）との間に前記第
１の回生用ダイオ−ド(Ｄｒ)を介して接続され、且つ前
記スイッチ素子（Ｑ）のオン期間に前記クランプ用ダイ
オ−ド（Ｄｃ）及び前記第１及び第２の回生用ダイオ−
ド（Ｄｒ、Ｄｒａ）を順方向バイアスする電圧を発生す
るように前記1次巻線（Ｎ1）に電磁結合され、 前記４次巻線（Ｎ4）と前記回生用スイッチ（Ｑｒ）と
前記第２の回生用ダイオ−ド（Ｄｒａ）とは互いに直列
に接続され、 前記４次巻線（Ｎ4）と前記回生用スイッチ（Ｑｒ）と
前記第２の回生用ダイオ−ド（Ｄｒａ）との直列回路は
前記第１の回生用ダイオ−ド（Ｄｒ）に対して並列に接
続され、 前記４次巻線（Ｎ4）は前記スイッチ素子（Ｑ）のオン
期間に前記第２の回生用ダイオ−ド（Ｄｒａ）を順方向
バイアスする電圧を発生するように前記１次巻線（Ｎ
1）に電磁結合され、 前記回生用スイッチ（Ｑｒ）を選択的にオン・オフする
ための手段が設けられていることを特徴とする直流―直
流変換器。4. A DC input terminal (1a) for supplying a DC voltage, a ground terminal (1b), a DC output terminal (2a), a switch element (Q), and the switch element.
(Q) switch control circuit (4), primary winding (N1), secondary winding (N2) and tertiary winding (N
3) a transformer having a fourth winding (N4), an output rectifying diode (D0), and an output smoothing capacitor (C0);
Clamping capacitor (Cc), clamping diode (Dc), and first and second regenerative diodes (Dr, Dr)
a) and a regeneration switch (Qr), wherein the switch element (Q) is connected between the DC input terminal (1a) and one end of the primary winding (N1); The other end of the wire (N1) is connected to the ground terminal (1b), and the secondary winding (N2) is electromagnetically coupled to the primary winding (N1) so as to form an autotransformer, and The output smoothing capacitor (C0) is connected between one end of the primary winding (N1) and the DC output terminal (2a), and is connected between the DC output terminal (2a) and the ground terminal (1b). The output rectifier diode (D0) is connected to the primary winding (N
1) is connected in series with the secondary winding (N2) between one end of the DC output terminal (2a) and has a direction that is reverse-biased by the voltage of the output smoothing capacitor (C0). One end of the clamp capacitor (Cc) is connected to the DC input terminal (1a), and the clamp diode (Dc) is connected to the other end of the clamp capacitor (Cc) and the primary winding (N1). ), And has a directivity of being forward biased by a voltage between the DC input terminal (1a) and the ground terminal (1b). The clamp capacitor (C
c) and the DC output terminal (2d) are connected via the first regenerative diode (Dr), and the clamp diode is turned on during the ON period of the switch element (Q). -Dc and the first and second regeneration diodes-
(Dr, Dra) are electromagnetically coupled to the primary winding (N1) so as to generate a forward bias voltage, and the quaternary winding (N4), the regenerative switch (Qr), and the second Are connected in series with each other, and a series circuit of the quaternary winding (N4), the regeneration switch (Qr), and the second regeneration diode (Dra). Is connected in parallel to the first regeneration diode (Dr), and the quaternary winding (N4) is connected to the second regeneration diode (D4) during the ON period of the switch element (Q). Dra) to generate a voltage that forward biases the primary winding (Nra).
A DC-DC converter, wherein the DC-DC converter is provided with means for selectively turning on and off the regenerative switch (Qr) electromagnetically coupled to 1). 【請求項5】 直流電圧を供給するための直流入力端子
（1ａ）と、グランド端子（１ｂ）と、直流出力端子
（２ａ）と、スイッチ素子（Q）と、前記スイッチ素子
(Q)をオン・オフ制御するためのスイッチ制御回路
（４）と、1次巻線(N1)と2次巻線（N2）と3次巻線（N
3）と４次巻線（Ｎ4）を有するトランスと、出力整流用
ダイオ−ド(D０)と、出力平滑用コンデンサ（C0）と、
クランプ用コンデンサ（Cc）と、クランプ用ダイオ−ド
（Dc）と、第１及び第２の回生用ダイオ−ド（Dr、Ｄｒ
ａ）と、回生用スイッチ（Ｑｒ）とを備え、 前記スイッチ素子（Q）は前記直流入力端子（１ａ）と
前記1次巻線(N1)の一端との間に接続され、 前記1次巻線（N1）の他端は前記グランド端子（1ｂ）に
接続され、 前記2次巻線（Ｎ2）は前記1次巻線（Ｎ1）に電磁結合さ
れ且つ前記直流出力端子（２ａ）と前記グランド端子
（２ｂ）との間に前記出力整流ダイオ−ド（Ｄ0）を介
して接続され、 前記1次巻線（Ｎ1）の前記直流入力端子（１ａ）側の端
子と前記2次巻線（Ｎ2）の前記直流出力端子（２ａ）側
の端子とが同一極性になるように前記1次及び2次巻線
（Ｎ1、Ｎ2）の極性が決定され、 前記出力平滑用コンデンサ(Ｃ0)は前記直流出力端子
（２ａ）と前記グランド端子（１ｂ）との間に接続さ
れ、 前記出力整流用ダイオ−ド（Ｄ0）は前記出力平滑用コ
ンデンサ（Ｃ0）の電圧で逆バイアスされる方向性を有
し、 前記クランプ用コンデンサ（Ｃｃ）の一端は前記直流入
力端子（１ａ）に接続され、 前記クランプ用ダイオ−ド（Ｄｃ）は前記クランプ用コ
ンデンサ（Ｃｃ）の他端と前記1次巻線（Ｎ1）の一端と
の間に接続され且つ前記直流入力端子（１ａ）と前記グ
ランド端子（１ｂ）との間の電圧によって順方向バイア
スされる方向性を有し、 前記3次巻線（Ｎ3）は前記クランプ用コンデンサ（Ｃ
ｃ）の他端と前記直流出力端子（２ｄ）との間に前記第
１の回生用ダイオ−ド(Ｄｒ)を介して接続され、且つ前
記スイッチ素子（Ｑ）のオン期間に前記クランプ用ダイ
オ−ド（Ｄｃ）及び前記第1及び第２の回生用ダイオ−
ド（Ｄｒ、Ｄｒａ）を順方向バイアスする電圧を発生す
るように前記1次巻線（Ｎ1）に電磁結合され、 前記４次巻線（Ｎ4）と前記回生用スイッチ（Ｑｒ）と
前記第２の回生用ダイオ−ド（Ｄｒａ）とは互いに直列
に接続され、 前記４次巻線（Ｎ4）と前記回生用スイッチ（Ｑｒ）と
前記第２の回生用ダイオ−ド（Ｄｒａ）との直列回路は
前記第１の回生用ダイオ−ド（Ｄｒ）に対して並列に接
続され、 前記４次巻線（Ｎ4）は前記スイッチ素子（Ｑ）のオン
期間に前記第２の回生用ダイオ−ド（Ｄｒａ）を順方向
バイアスする電圧を発生するように前記１次巻線（Ｎ
1）に電磁結合され、 前記回生用スイッチ（Ｑｒ）を選択的にオン・オフする
ための手段が設けらていることを特徴とする直流―直流
変換器。5. A DC input terminal (1a) for supplying a DC voltage, a ground terminal (1b), a DC output terminal (2a), a switch element (Q), and the switch element
(Q) switch control circuit (4), primary winding (N1), secondary winding (N2) and tertiary winding (N
3) a transformer having a fourth winding (N4), an output rectifying diode (D0), and an output smoothing capacitor (C0);
Clamping capacitor (Cc), clamping diode (Dc), and first and second regenerative diodes (Dr, Dr)
a) and a regeneration switch (Qr), wherein the switch element (Q) is connected between the DC input terminal (1a) and one end of the primary winding (N1); The other end of the wire (N1) is connected to the ground terminal (1b), the secondary winding (N2) is electromagnetically coupled to the primary winding (N1), and the DC output terminal (2a) is connected to the ground. A terminal (2b) is connected via the output rectifier diode (D0) via the output terminal, the terminal on the DC input terminal (1a) side of the primary winding (N1) and the secondary winding (N2). ), The polarities of the primary and secondary windings (N1, N2) are determined so that the terminals on the DC output terminal (2a) side have the same polarity. The output smoothing capacitor (C0) The output rectifier diode (D0) is connected between the output terminal (2a) and the ground terminal (1b), and the output rectifier diode (D0) is the output smoother. One end of the clamp capacitor (Cc) is connected to the DC input terminal (1a), and the clamp diode (Dc) is connected to the clamp diode (Dc). Connected between the other end of the capacitor (Cc) and one end of the primary winding (N1), and forward biased by a voltage between the DC input terminal (1a) and the ground terminal (1b). The tertiary winding (N3) is connected to the clamping capacitor (C
c) and the DC output terminal (2d) are connected via the first regenerative diode (Dr), and the clamp diode is turned on during the ON period of the switch element (Q). -D (Dc) and the first and second regeneration diodes-
(Dr, Dra) are electromagnetically coupled to the primary winding (N1) so as to generate a forward bias voltage, and the quaternary winding (N4), the regenerative switch (Qr), and the second Are connected in series with each other, and a series circuit of the quaternary winding (N4), the regeneration switch (Qr), and the second regeneration diode (Dra). Is connected in parallel to the first regeneration diode (Dr), and the quaternary winding (N4) is connected to the second regeneration diode (D4) during the ON period of the switch element (Q). Dra) to generate a voltage that forward biases the primary winding (Nra).
A DC-DC converter, wherein the DC-DC converter is provided with means for selectively turning on and off the regenerative switch (Qr) electromagnetically coupled to 1). 【請求項６】 直流電圧を供給するための直流入力端子
（1ａ）と、グランド端子（１ｂ）と、直流出力端子
（２ａ）と、スイッチ素子（Q）と、前記スイッチ素子
(Q)をオン・オフ制御するためのスイッチ制御回路
（４）と、1次巻線(N1)と2次巻線（N2）とを有するトラ
ンスと、出力整流用ダイオ−ド(D０)と、出力平滑用コ
ンデンサ（C0）と、クランプ用コンデンサ（Cc）と、ク
ランプ用ダイオ−ド（Dc）と、回生用ダイオ−ド（Dr）
とを備え、 前記スイッチ素子（Q）は前記直流入力端子（１ａ）と
前記1次巻線(N1)の一端との間に接続され、 前記1次巻線（N1）の他端は前記グランド端子（1ｂ）に
接続され、 前記2次巻線（Ｎ2）は前記1次巻線（Ｎ1）に電磁結合さ
れ且つ前記1次巻線（Ｎ1）の一端と前記直流出力端子
（２ａ）との間に接続され、 前記出力平滑用コンデンサ(Ｃ0)は前記直流出力端子
（２ａ）と前記グランド端子（１ｂ）との間に接続さ
れ、 前記出力整流用ダイオ−ド（Ｄ0）は前記1次巻線（Ｎ
1）の一端と前記2次巻線（Ｎ2）との間に接続され且つ
前記出力平滑用コンデンサ（Ｃ0）の電圧で逆バイアス
される方向性を有し、 前記クランプ用コンデンサ（Ｃｃ）の一端は前記直流入
力端子（１ａ）に接続され、 前記クランプ用ダイオ−ド（Ｄｃ）は前記クランプ用コ
ンデンサ（Ｃｃ）の他端と前記1次巻線（Ｎ1）の一端と
の間に接続され且つ前記直流入力端子（１ａ）と前記グ
ランド端子（１ｂ）との間の電圧によって順方向バイア
スされる方向性を有し、 前記回生用ダイオ−ド（Ｄｒ）は前記２次巻線（Ｎ2）
と前記出力整流用ダイオ−ド（Ｄ0）との相互接続点と
前記クランプ用コンデンサ（Ｃｃ）の他端との間に接続
され、且つ前記スイッチ素子（Ｑ）のオフ期間に前記２
次巻線（Ｎ2）に得られる電圧によって順方向バイアス
される方向性を有していることを特徴とする直流―直流
変換器。6. A DC input terminal (1a) for supplying a DC voltage, a ground terminal (1b), a DC output terminal (2a), a switch element (Q), and the switch element.
A switch control circuit (4) for on / off control of (Q), a transformer having a primary winding (N1) and a secondary winding (N2), and an output rectification diode (D0). , Output smoothing capacitor (C0), clamp capacitor (Cc), clamp diode (Dc), and regenerative diode (Dr)
The switch element (Q) is connected between the DC input terminal (1a) and one end of the primary winding (N1), and the other end of the primary winding (N1) is connected to the ground. The secondary winding (N2) is electromagnetically coupled to the primary winding (N1), and is connected between one end of the primary winding (N1) and the DC output terminal (2a). The output smoothing capacitor (C0) is connected between the DC output terminal (2a) and the ground terminal (1b), and the output rectifying diode (D0) is connected to the primary winding. Line (N
1) is connected between one end of the secondary winding (N2) and the secondary winding (N2) and has a directivity of being reverse-biased by the voltage of the output smoothing capacitor (C0); and one end of the clamping capacitor (Cc). Is connected to the DC input terminal (1a), the clamping diode (Dc) is connected between the other end of the clamping capacitor (Cc) and one end of the primary winding (N1), and The regenerative diode (Dr) has a directivity of being forward biased by a voltage between the DC input terminal (1a) and the ground terminal (1b), and the secondary winding (N2).
And the other end of the clamping capacitor (Cc) is connected between the interconnection point of the output rectifier diode (D0) and the other end of the clamping capacitor (Cc).
A DC-DC converter having a directivity of being forward-biased by a voltage obtained in a next winding (N2). 【請求項7】 直流電圧を供給するための直流入力端子
（1ａ）と、グランド端子（１ｂ）と、直流出力端子
（２ａ）と、スイッチ素子（Q）と、前記スイッチ素子
(Q)をオン・オフ制御するためのスイッチ制御回路
（４）と、1次巻線(N1)と2次巻線（N2）とを有するトラ
ンスと、出力整流用ダイオ−ド(D０)と、出力平滑用コ
ンデンサ（C0）と、スナバ用コンデンサ（Cｓ）と、ス
ナバ用ダイオ−ド（Dｓ）と、第１及び第２の回生用ダ
イオ−ド（Dr1、Ｄｒ２）と、回生用インダクタ（Ｌ
ｒ）と、回生用コンデンサ（Ｃｒ）とを備え、 前記スイッチ素子（Q）は前記直流入力端子（１ａ）と
前記1次巻線(N1)の一端との間に接続され、 前記1次巻線（N1）の他端は前記グランド端子（1ｂ）に
接続され、 前記2次巻線（Ｎ2）は前記1次巻線（Ｎ1）に電磁結合さ
れ且つ前記1次巻線（Ｎ1）の一端と前記直流出力端子
（２ａ）との間に接続され、 前記出力平滑用コンデンサ(Ｃ0)は前記直流出力端子
（２ａ）と前記グランド端子（１ｂ）との間に接続さ
れ、 前記出力整流用ダイオ−ド（Ｄ0）は前記1次巻線（Ｎ
1）の一端と前記2次巻線（Ｎ2）との間に接続され且つ
前記出力平滑用コンデンサ（Ｃ0）の電圧で逆バイアス
される方向性を有し、 前記スナバ用コンデンサ（Ｃｓ）の一端は前記直流入力
端子（１ａ）に接続され、 前記スナバ用ダイオ−ド（Ｄｓ）は前記スナバ用コンデ
ンサ（Ｃｓ）の他端と前記1次巻線（Ｎ1）の一端との間
に接続され且つ前記直流入力端子（１ａ）と前記グラン
ド端子（１ｂ）との間の電圧によって順方向バイアスさ
れる方向性を有し、 前記第１の回生用ダイオ−ド（Ｄｒ1）と前記回生用イ
ンダクタ(Ｌｒ)との直列回路の一端が前記スナバ用コン
デンサ（Ｃｓ）の他端に接続され、 前記回生用コンデンサ（Ｃｒ）の一端は前記直列回路の
他端に接続され、前記回生用コンデンサ（Ｃｒ）の他端
は前記スナバ用ダイオ−ド（Ｄｓ）と前記スイッチ素子
（Ｑ）との相互接続点に接続され、 前記第２の回生用ダイオ−ド(Ｄｒ２)は前記２次巻線
（Ｎ２）と前記出力整流ダイオ−ド（Ｄ0）との相互接
続点と前記回生用コンデンサ（Ｃｒ）の一端との間に接
続され且つ前記スイッチ素子（Ｑ）のオフ期間における
前記２次巻線（Ｎ2）の電圧で順方向バイアスされる方
向性を有し、 前記第１の回生用ダイオ−ド(Ｄｒ1)は前記回生用コン
デンサ（Ｃｒ）の電圧に対して前記スナバ用ダイオ−ド
と同一の方向性を有していることを特徴とする直流―直
流変換器。7. A DC input terminal (1a) for supplying a DC voltage, a ground terminal (1b), a DC output terminal (2a), a switch element (Q), and the switch element.
A switch control circuit (4) for on / off control of (Q), a transformer having a primary winding (N1) and a secondary winding (N2), and an output rectification diode (D0). An output smoothing capacitor (C0), a snubber capacitor (Cs), a snubber diode (Ds), first and second regenerative diodes (Dr1, Dr2), and a regenerative inductor ( L
r), and a regeneration capacitor (Cr), wherein the switch element (Q) is connected between the DC input terminal (1a) and one end of the primary winding (N1); The other end of the wire (N1) is connected to the ground terminal (1b), the secondary winding (N2) is electromagnetically coupled to the primary winding (N1), and one end of the primary winding (N1) And the DC output terminal (2a); the output smoothing capacitor (C0) is connected between the DC output terminal (2a) and the ground terminal (1b); -D (D0) is the primary winding (N
1) has a direction connected between one end of the secondary winding (N2) and the secondary winding (N2) and is reversely biased by the voltage of the output smoothing capacitor (C0); one end of the snubber capacitor (Cs); Is connected to the DC input terminal (1a); the snubber diode (Ds) is connected between the other end of the snubber capacitor (Cs) and one end of the primary winding (N1); The first regenerative diode (Dr1) and the regenerative inductor (Lr) have a directivity of being forward biased by a voltage between the DC input terminal (1a) and the ground terminal (1b). ) Is connected to the other end of the snubber capacitor (Cs), and one end of the regeneration capacitor (Cr) is connected to the other end of the series circuit. The other end is the snubber diode ( Ds) and the switch element (Q), and the second regenerative diode (Dr2) is connected to the secondary winding (N2) and the output rectifier diode (D0). Is connected between an interconnection point of the regenerative capacitor (Cr) and one end of the regenerative capacitor (Cr), and has a direction that is forward-biased by the voltage of the secondary winding (N2) during the off period of the switch element (Q). Wherein the first regenerative diode (Dr1) has the same direction as the snubber diode with respect to the voltage of the regenerative capacitor (Cr). -DC converter.