JP2001218452A - Voltage booster dc-dc converter - Google Patents
Voltage booster dc-dc converterInfo
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、直流−直流変換
器、特に入力電圧に対して大きい比率で直流入力電圧を
異なるレベルの直流出力電圧に変換する非絶縁の昇圧形
DC−DCコンバータに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a DC-DC converter, and more particularly to a non-insulated step-up DC-DC converter for converting a DC input voltage into a DC output voltage of a different level at a large ratio with respect to an input voltage.
【0002】[0002]
【従来の技術】直流入力電圧より高い直流出力電圧を生
ずる昇圧形DC−DCコンバータは、バッテリからの昇
圧回路等に用いられている。図17は、従来の昇圧形D
C−DCコンバータの回路構成を示す。この昇圧形DC
−DCコンバータは、直流電力が供給される正側入力端
子(1)及び負側入力端子(2)を備え、正側入力端子(1)と
負側入力端子(2)との間に入力平滑コンデンサ(18)が接
続される。正側入力端子(1)に一端が接続された入力側
巻線(5)の他端と負側入力端子(2)との間にスイッチング
素子(6)が接続され、また入力側巻線(5)の他端と正側出
力端子(3)との間には出力側巻線(15)と整流用ダイオー
ド(7)とが直列に接続される。入力側巻線(5)と出力側巻
線(15)は電磁結合されたオートトランス(単巻変圧器)
を構成する。負側入力端子(2)に接続された負側出力端
子(4)と正側出力端子(3)との間に出力平滑コンデンサ
(8)が接続され、出力側巻線(15)と整流用ダイオード(7)
に対して並列にクランプダイオード(9)が入力側巻線(5)
の他端と正側出力端子(3)との間に接続される。スイッ
チング素子(6)は、図示しない制御回路から制御パルス
信号が付与される制御端子を有する半導体スイッチング
素子により構成される。入力側巻線(5)と出力側巻線(1
5)により構成される実際のオートトランスは、図18に
示すように漏れインダクタンス(16)及び励磁インダクタ
ンス(17)を有するため、漏れインダクタンス(16)及び励
磁インダクタンス(17)の各パラメータをLs及びLpとす
ると、Lp≫Lsとなる。入力側巻線(5)と出力側巻線(1
5)の巻数比をN1:N2とし、図17に示すオートトラン
スを理想トランス(Ti)とする。2. Description of the Related Art A step-up DC-DC converter that generates a DC output voltage higher than a DC input voltage is used for a boosting circuit from a battery. FIG. 17 shows a conventional boost type D
1 shows a circuit configuration of a C-DC converter. This step-up DC
The DC converter has a positive input terminal (1) to which DC power is supplied and a negative input terminal (2), and has an input smoothing terminal between the positive input terminal (1) and the negative input terminal (2). The capacitor (18) is connected. A switching element (6) is connected between the other end of the input side winding (5) having one end connected to the positive side input terminal (1) and the negative side input terminal (2), and the input side winding ( An output winding (15) and a rectifying diode (7) are connected in series between the other end of 5) and the positive output terminal (3). The input winding (5) and the output winding (15) are electromagnetically coupled to an autotransformer (autotransformer)
Is configured. Output smoothing capacitor between the negative output terminal (4) and the positive output terminal (3) connected to the negative input terminal (2)
(8) is connected, output side winding (15) and rectifier diode (7)
Clamp diode (9) is in parallel with the input winding (5)
And the positive side output terminal (3). The switching element (6) is configured by a semiconductor switching element having a control terminal to which a control pulse signal is applied from a control circuit (not shown). Input winding (5) and output winding (1
Since the actual autotransformer constituted by 5) has a leakage inductance (16) and an excitation inductance (17) as shown in FIG. 18, each parameter of the leakage inductance (16) and the excitation inductance (17) is set to L s And L p , L p ≫L s . Input winding (5) and output winding (1
The turns ratio of 5) is N 1 : N 2, and the auto transformer shown in FIG. 17 is an ideal transformer (Ti).
【0003】図19は、図17に示す回路動作時の主な
波形及び動作モードを示し、図20は各動作モードでの
通電経路を示す動作モード遷移図である。図19では、
V6、I6は、それぞれ、スイッチング素子(6)の端子電
圧、電流、I9はクランプダイオード(9)に流れる電流、
I16は漏れインダクタンス(16)に流れる電流、I7は整
流用ダイオード(7)に流れる電流である。正側入力端子
(1)と負側入力端子(2)に直流電圧VINが印加される状態
で、スイッチング素子(6)をオン・オフ動作させる場合
に、図17に示す回路動作を図18、図19及び図20
について動作期間毎に説明する。スイッチング素子(6)
はオンデューティDON(0<DON<1)で且つ充分に短
いスイッチング周期でスイッチング制御され、スイッチ
ング周期での正側出力端子(3)と負側出力端子(4)の端子
間電圧を一定と考える。スイッチング素子(6)のオフ時
間をTOFFとし、オフ時間TOFFとオン時間TONの和を時
間Tとすると、オンデューティDONはDON=TON/Tで
表される。 <スイッチング素子(6)のオン期間(1)>スイッチング素
子(6)が導通するオン期間(1)では、漏れインダクタンス
(16)と励磁インダクタンス(17)の直列回路に直流電圧V
INが印加され、漏れインダクタンス(16)と励磁インダク
タンス(17)を通る電流値I17が上昇する。 <スイッチング素子(6)のターンオフ過渡時(2')>スイ
ッチング素子(6)をターンオフすると、漏れインダクタ
ンス(16)の電流I1 6は、クランプダイオード(9)を介し
て出力端子(3)に流れる。このとき、スイッチング素子
(6)には直流出力電圧VOUTが印加される。また漏れイン
ダクタンス(16)と励磁インダクタンス(17)の直列回路に
(VIN-VOUT)の負電圧が印加されるのに伴い、入力側巻線
(5)に負電圧が印加され、入力側巻線(5)の負電圧に励起
されて出力側巻線(15)にも負電圧が生じるが、このとき
整流用ダイオード(7)がオンとなるので、出力側巻線(1
5)の端子電圧は負にならずに零となる。 <スイッチング素子(6)のターンオフ期間(2)>出力側巻
線(15)の端子電圧が零となると、入力側巻線(5)の端子
電圧も零になる。入力側巻線(5)に並列に接続された励
磁インダクタンス(17)の端子電圧も零になるので、スイ
ッチング素子(6)のターンオフ期間では励磁インダクタ
ンス(17)の電流I17は減衰しない。負の端子電圧(VIN-V
OUT)が漏れインダクタンス(16)に印加されるので、漏れ
インダクタンス(16)の電流I16は((VIN-VOUT)/Ls)の勾
配で減衰し、入力側巻線(5)の電流が減るので、励起さ
れて出力側巻線(15)の電流が増加する。出力側巻線(15)
及び入力側巻線(5)を流れる電流が励磁インダクタンス
(17)の電流より大きくなると、クランプダイオード(9)
が逆回復してスイッチング素子(6)のオフ期間(3)に移
る。 <スイッチング素子(6)のオフ期間(3)>スイッチング素
子(6)がオフ状態になると、励磁インダクタンス(17)に
蓄えられたエネルギは、直流入力端子(1)、漏れインダ
クタンス(16)、理想トランス(Ti)、整流用ダイオード
(7)を介して直流出力端子(3)に供給される。Lp≫Lsで
あるから、漏れインダクタンス(16)の端子電圧は殆ど無
い。スイッチング素子(6)の陽極端子電位は、理想トラ
ンス(Ti)の巻数による分圧で決定され、スイッチング素
子(6)には、端子電圧VS: VS=VIN+{N1×(VOUT−VIN)}/(N1+N2) が印加される。励磁インダクタンス(17)に流れる電流I
17は、トランスの巻数に従って分流するので、漏れイン
ダクタンス(16)に流れる電流I16は、 I16=N1×I17/(N1+N2) となる。 <スイッチング素子(6)のターンオン期間(4)>スイッチ
ング素子(6)をターンオンすると、オートトランスの出
力側巻線(15)に、出力電圧(-VOUT)が印加される。これ
に伴い、入力側巻線(5)に(-N1×VOUT/N 2)の端子電圧が
励起され、端子電圧(VIN+N1×VOUT/N2)が漏れインダク
タンス(16)に印加される。漏れインダクタンス(16)の電
流I16は、勾配 I16=(VIN+N1×VOUT/N2)/Ls で上昇する。漏れインダクタンス(16)の電流I16が励磁
インダクタンス(17)の電流I17よりも大きくなると、整
流用ダイオード(7)に逆電流が流れ、整流用ダイオード
(7)が逆回復するので、スイッチング素子(6)のオン期間
(1)に戻る。ターンオフ過渡時(2')及びターンオン期間
(4)の過渡期間を無視すると、出力電圧VOUTは(1)式で
表される。 VOUT=VIN×(1+DON×N2/N1)/(1−DON) ・・・(1)FIG. 19 is a diagram showing a main operation of the circuit shown in FIG.
FIG. 20 shows waveforms and operation modes, and FIG.
FIG. 4 is an operation mode transition diagram illustrating an energization path. In FIG.
V6, I6Are the terminal voltages of the switching element (6), respectively.
Pressure, current, I9Is the current flowing through the clamp diode (9),
I16Is the current flowing through the leakage inductance (16), I7Is in order
This is the current flowing through the diversion diode (7). Positive input terminal
DC voltage V to (1) and negative input terminal (2)INIs applied
And the switching element (6) is turned on and off
FIG. 17, FIG. 19 and FIG.
Will be described for each operation period. Switching element (6)
Is the on-duty DON(0 <DON<1) and short enough
Switching is controlled with a short switching cycle
Of the positive output terminal (3) and the negative output terminal (4) in the switching cycle
It is assumed that the voltage between them is constant. When switching element (6) is off
T betweenOFFAnd the off time TOFFAnd ON time TONThe sum of
If the interval is T, the on-duty DONIs DON= TONAt / T
expressed. <On period (1) of switching element (6)> Switching element
In the on-period (1) when the child (6) conducts, the leakage inductance
(16) and exciting inductance (17)
INIs applied, the leakage inductance (16) and the excitation inductance
The current value I passing through the contact (17)17Rises. <When the switching element (6) turns off (2 ')>
When the switching element (6) is turned off, the leakage inductor
(16) current I1 6Through the clamp diode (9)
Flows to the output terminal (3). At this time, the switching element
(6) has a DC output voltage VOUTIs applied. Also leak in
In a series circuit of the inductance (16) and the excitation inductance (17)
(VIN-VOUT), The input side winding
Negative voltage is applied to (5) and excited by negative voltage of input winding (5)
And a negative voltage is also generated at the output winding (15).
Since the rectifier diode (7) turns on, the output side winding (1
The terminal voltage of 5) becomes zero without becoming negative. <Turn-off period (2) of switching element (6)> Output side winding
When the terminal voltage of the wire (15) becomes zero, the terminal of the input winding (5)
The voltage also goes to zero. The excitation connected in parallel with the input winding (5)
Since the terminal voltage of the magnetic inductance (17) also becomes zero,
During the turn-off period of the switching element (6), the excitation inductor
(17) current I17Does not decay. Negative terminal voltage (VIN-V
OUT) Is applied to the leakage inductance (16),
Current I of inductance (16)16Is ((VIN-VOUT) / Ls)
And the current in the input winding (5) decreases.
As a result, the current of the output winding (15) increases. Output side winding (15)
And the current flowing through the input winding (5) is the excitation inductance
When the current exceeds (17), the clamp diode (9)
Reverse recovery and shift to the off period (3) of the switching element (6).
You. <Off period (3) of switching element (6)> Switching element
When the child (6) turns off, the excitation inductance (17)
The stored energy is transferred to the DC input terminal (1)
(16), ideal transformer (Ti), rectifier diode
It is supplied to the DC output terminal (3) via (7). Lp≫Lsso
The terminal voltage of the leakage inductance (16) is almost
No. The potential of the anode terminal of the switching element (6) is
The switching element is determined by the partial pressure based on the number of turns
The terminal voltage VS: VS= VIN+ {N1× (VOUT-VIN)} / (N1+ NTwo) Is applied. Current I flowing through exciting inductance (17)
17Flow according to the number of turns of the transformer,
Current I flowing through the conductance (16)16Is I16= N1× I17/ (N1+ NTwo). <Turn-on period (4) of switching element (6)> Switch
When the switching element (6) is turned on, the output of the auto transformer
Output voltage (-VOUT) Is applied. this
(-N) on the input side winding (5).1× VOUT/ N Two) Terminal voltage
Is excited and the terminal voltage (VIN+ N1× VOUT/ NTwo) Leakage Induct
Voltage (16). The leakage inductance (16)
Style I16Is the gradient I16= (VIN+ N1× VOUT/ NTwo) / Ls To rise. Current I of leakage inductance (16)16Is excited
Current I of inductance (17)17Larger than
Reverse current flows through the diverting diode (7), and the rectifying diode
Since (7) reversely recovers, the ON period of the switching element (6)
Return to (1). Turn-off transition (2 ') and turn-on period
If the transient period of (4) is ignored, the output voltage VOUTIs in equation (1)
expressed. VOUT= VIN× (1 + DON× NTwo/ N1) / (1-DON) ・ ・ ・ (1)
【0004】また、図21に示すように、正側入力端子
(1)と正側出力端子(3)との間に出力側巻線(15)と整流用
ダイオード(7)との直列回路を配置して、図18の回路
を別途変更することもできる。図21に示す回路の各モ
ード時の各部動作は、図19〜図20とほぼ同じであ
る。本明細書では、同一の箇所には同一の符号を付して
説明を省略する。図21の出力電圧VOUTは(2)式で表
される。 VOUT=VIN×{1+DON×(N2−1)/N1}/(1−DON)・・・(2)As shown in FIG. 21, a positive input terminal is provided.
A series circuit of the output winding (15) and the rectifying diode (7) may be arranged between (1) and the positive output terminal (3) to separately modify the circuit of FIG. The operation of each part in each mode of the circuit shown in FIG. 21 is almost the same as in FIGS. In this specification, the same portions are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The output voltage V OUT in FIG. 21 is expressed by equation (2). V OUT = V IN × {1 + D ON × (N 2 -1) / N 1 } / (1-D ON ) (2)
【0005】図22は、スイッチング素子(6)に並列
に、スナバ抵抗(22)及びスナバコンデンサ(19)の直列回
路を接続し、スナバ抵抗(22)と並列にスナバダイオード
(23)を接続して、スイッチング素子(6)に印加される端
子電圧をスナバ抵抗(22)、スナバコンデンサ(19)及びス
ナバダイオード(23)により軽減する回路である。他の要
素は図17と同一である。図17と同様に、入力側巻線
(5)と出力側巻線(15)とにより構成されるオートトラン
スには図示しない漏れインダクタンス(16)と励磁インダ
クタンス(17)が含まれる。FIG. 22 shows a configuration in which a series circuit of a snubber resistor (22) and a snubber capacitor (19) is connected in parallel with the switching element (6), and a snubber diode is connected in parallel with the snubber resistor (22).
(23) is connected, and a terminal voltage applied to the switching element (6) is reduced by a snubber resistor (22), a snubber capacitor (19) and a snubber diode (23). Other elements are the same as those in FIG. As in FIG.
The autotransformer constituted by (5) and the output side winding (15) includes a leakage inductance (16) and an exciting inductance (17) not shown.
【0006】図22に示す回路の作用は、図17に示す
回路の作用と同様であるが、スイッチング素子(6)のオ
フ期間(3)では、漏れインダクタンス(16)のエネルギを
スナバコンデンサ(19)により吸収することができる。ス
イッチング素子(6)の端子電圧をスナバコンデンサ(19)
の端子電圧により抑制できるので、大きい容量のスナバ
コンデンサ(19)を選択することにより、スイッチング素
子(6)に印加される端子電圧の最大値を軽減できる。ス
ナバコンデンサ(19)に蓄えられたエネルギは、スイッチ
ング素子(6)のオン時にスナバ抵抗(22)を通って流れる
電流により消費される。The operation of the circuit shown in FIG. 22 is the same as that of the circuit shown in FIG. 17, except that during the off period (3) of the switching element (6), the energy of the leakage inductance (16) is transferred to the snubber capacitor (19). ). Switch terminal voltage of switching element (6) with snubber capacitor (19)
The maximum value of the terminal voltage applied to the switching element (6) can be reduced by selecting the snubber capacitor (19) having a large capacitance. The energy stored in the snubber capacitor (19) is consumed by the current flowing through the snubber resistor (22) when the switching element (6) is turned on.
【0007】[0007]
【発明が解決しようとする課題】ところで、一般に用い
られる昇圧形コンバータでは10倍の昇圧比を得るのに
0.9以上のオンデューティが必要であったが、オート
トランスを設けて、0.5に近いオンデューティでも巻
数比を最適化すれば、昇圧比を容易に増大することがで
きる。また、オンデューティを0.5に近づけると出力
電圧の安定化に大きな効果がある。By the way, a commonly used step-up converter requires an on-duty of 0.9 or more in order to obtain a step-up ratio of 10 times. If the turns ratio is optimized even with an on-duty close to the above, the boost ratio can be easily increased. Further, when the on-duty is brought close to 0.5, there is a great effect in stabilizing the output voltage.
【0008】しかしながら、図17及び図21の構成で
はスイッチング素子(6)にかかる端子電圧が高く、高耐
圧のスイッチング素子が必要になるが、高耐圧のスイッ
チング素子は高価なだけでなく、導通損失も大きいの
で、コンバータの損失が増加する。また、図22の回路
構成ではスイッチング素子(6)にかかる端子電圧を低く
設定できるが、スナバ抵抗(22)による消費電力が大き
く、高効率化を図れない。However, in the configurations shown in FIGS. 17 and 21, the terminal voltage applied to the switching element (6) is high and a switching element with a high withstand voltage is required. However, the switching element with a high withstand voltage is not only expensive but also has a high conduction loss. , The converter losses increase. Further, in the circuit configuration of FIG. 22, the terminal voltage applied to the switching element (6) can be set low, but the power consumption by the snubber resistor (22) is large, and high efficiency cannot be achieved.
【0009】そこで、本発明ではエネルギロスが少なく
且つスイッチング素子に印加される端子電圧を低減でき
る昇圧形DC−DCコンバータを提供することを目的と
する。Accordingly, an object of the present invention is to provide a step-up DC-DC converter capable of reducing energy loss and reducing a terminal voltage applied to a switching element.
【0010】[0010]
【課題を解決するための手段】本発明による昇圧形DC
−DCコンバータは、直流電力が供給される正側入力端
子(1)及び負側入力端子(2)と、正側入力端子(1)に一端
が接続された入力側巻線(5)と、入力側巻線(5)の他端と
負側入力端子(2)との間に接続されたスイッチング素子
(6)と、入力側巻線(5)に磁気的に結合され且つ入力側巻
線(5)の一端又は他端に接続された出力側巻線(15)と、
出力側巻線(15)に整流用ダイオード(7)を介して接続さ
れた正側出力端子(3)と、負側入力端子(2)に接続された
負側出力端子(4)と、正側出力端子(3)と負側出力端子
(4)との間に接続された出力平滑コンデンサ(8)とを備え
ている。スイッチング素子(6)と並列にクランプダイオ
ード(9)とクランプコンデンサ(14)との直列回路(11)を
接続し、クランプダイオード(9)とクランプコンデンサ
(14)との接続点と正側出力端子(3)との間に回生用巻線
(12)と第1の回生用ダイオード(13)との直列回路(10)を
接続し、入力側巻線(5)と回生用巻線(12)とを磁気的に
結合する。これにより、スナバ抵抗等のエネルギ消費手
段を設けずに、直流入力電圧を昇圧することができる。
また、クランプコンデンサ(14)の充電電圧によってスイ
ッチング素子(6)の最大端子電圧を制限し、低く抑える
ことができるので、低耐圧のスイッチ素子を使用するこ
とができる。更に、クランプコンデンサ(14)に蓄えられ
たエネルギはスイッチング素子(6)がオン時又はオフ時
に回生用巻線(12)を返して負荷に回生されるので、エネ
ルギ損失を低減することができる。SUMMARY OF THE INVENTION A boost DC according to the present invention
-DC converter, a positive input terminal (1) and a negative input terminal (2) to which DC power is supplied, an input winding (5) having one end connected to the positive input terminal (1), Switching element connected between the other end of the input winding (5) and the negative input terminal (2)
(6), an output winding (15) magnetically coupled to the input winding (5) and connected to one end or the other end of the input winding (5),
A positive output terminal (3) connected to the output winding (15) via a rectifying diode (7), a negative output terminal (4) connected to the negative input terminal (2), and a positive output terminal. Output terminal (3) and negative output terminal
(4) and an output smoothing capacitor (8). Connect a series circuit (11) of a clamp diode (9) and a clamp capacitor (14) in parallel with the switching element (6), and connect the clamp diode (9) and the clamp capacitor.
The regenerative winding between the connection point with (14) and the positive output terminal (3)
A series circuit (10) of (12) and a first regenerative diode (13) is connected, and the input side winding (5) and the regenerative winding (12) are magnetically coupled. Thus, the DC input voltage can be boosted without providing an energy consuming means such as a snubber resistor.
Further, since the maximum terminal voltage of the switching element (6) can be limited and suppressed by the charging voltage of the clamp capacitor (14), a switching element having a low withstand voltage can be used. Further, the energy stored in the clamp capacitor (14) is returned to the load by returning the regenerative winding (12) when the switching element (6) is turned on or off, so that the energy loss can be reduced.
【0011】前記の昇圧形DC−DCコンバータで、第
1の回生用ダイオード(13,13a)と直列に回生用スイッチ
ング素子(20)を接続すると共に、回生用巻線(12)の中間
端子を第2の回生用ダイオード(13b)を介して正側出力
端子(3)に接続した場合は、回生用スイッチング素子(2
0)のオン又はオフを切り替えることにより、回生用巻線
(12)の巻数を選択してクランプコンデンサ(14)の回生電
圧(放電電圧)を調整できるので、スイッチング素子
(6)の端子電圧の最大値を調整できる利点がある。In the above-mentioned step-up DC-DC converter, a regeneration switching element (20) is connected in series with a first regeneration diode (13, 13a), and an intermediate terminal of a regeneration winding (12) is connected. When connected to the positive output terminal (3) via the second regeneration diode (13b), the switching element (2
0) to turn on or off
Since the regenerative voltage (discharge voltage) of the clamp capacitor (14) can be adjusted by selecting the number of turns of (12), the switching element
There is an advantage that the maximum value of the terminal voltage of (6) can be adjusted.
【0012】また、本発明による他の昇圧形DC−DC
コンバータは、直流電力が供給される正側入力端子(1)
及び負側入力端子(2)と、正側入力端子(1)に一端が接続
された入力側巻線(5)と、入力側巻線(5)の他端と負側入
力端子(2)との間に接続されたスイッチング素子(6)と、
入力側巻線(5)に磁気的に結合され且つ入力側巻線(5)の
他端に整流用ダイオード(7)を介して接続された出力側
巻線(15)と、出力側巻線(15)に接続された正側出力端子
(3)と、負側入力端子(2)に接続された負側出力端子(4)
と、正側出力端子(3)と負側出力端子(4)との間に接続さ
れた出力平滑コンデンサ(8)とを備えている。スイッチ
ング素子(6)と並列にクランプダイオード(9)とクランプ
コンデンサ(14)との直列回路(11)を接続し、クランプダ
イオード(9)とクランプコンデンサ(14)との接続点と正
側出力端子(3)との間に回生用巻線(12)と第1の回生用
ダイオード(13)との直列回路(10)を接続し、入力側巻線
(5)と回生用巻線(12)とを磁気的に結合する。この場合
は、入力側巻線(5)又は出力側巻線(15)として、1次巻
線及び2次巻線が分離された汎用性のある一般的なトラ
ンスを使用できるので、中間端子を有するオートトラン
スを使用するよりも安価に製造できる。そのうえ、出力
側巻線(15)と整流用ダイオード(7)との接続順序を入れ
替えられるため、部品配置の自由度が増加する利点があ
る。Also, another boost type DC-DC according to the present invention
The converter has a positive input terminal (1) to which DC power is supplied.
A negative input terminal (2), an input winding (5) having one end connected to the positive input terminal (1), the other end of the input winding (5) and a negative input terminal (2). A switching element (6) connected between
An output winding (15) magnetically coupled to the input winding (5) and connected to the other end of the input winding (5) via a rectifying diode (7); Positive output terminal connected to (15)
(3) and the negative output terminal (4) connected to the negative input terminal (2)
And an output smoothing capacitor (8) connected between the positive output terminal (3) and the negative output terminal (4). A series circuit (11) consisting of a clamp diode (9) and a clamp capacitor (14) is connected in parallel with the switching element (6), and the connection point between the clamp diode (9) and the clamp capacitor (14) is connected to the positive output terminal. A series circuit (10) of a regenerative winding (12) and a first regenerative diode (13) is connected between
(5) and the regenerative winding (12) are magnetically coupled. In this case, a general-purpose general-purpose transformer in which the primary winding and the secondary winding are separated can be used as the input side winding (5) or the output side winding (15). It can be manufactured at a lower cost than using an autotransformer. In addition, since the connection order of the output side winding (15) and the rectifying diode (7) can be exchanged, there is an advantage that the degree of freedom of component arrangement increases.
【0013】更に、本発明によるもう一つの他の昇圧形
DC−DCコンバータは、直流電力が供給される正側入
力端子(1)及び負側入力端子(2)と、正側入力端子(1)に
一端が接続された入力側巻線(5)と、入力側巻線(5)の他
端と負側入力端子(2)との間に接続されたスイッチング
素子(6)と、入力側巻線(5)に磁気的に結合され且つ入力
側巻線(5)の他端に整流用ダイオード(7)を介して接続さ
れた出力側巻線(15)と、出力側巻線(15)に接続された正
側出力端子(3)と、負側入力端子(2)に接続された負側出
力端子(4)と、正側出力端子(3)と負側出力端子(4)との
間に接続された出力平滑コンデンサ(8)とを備えてい
る。スイッチング素子(6)と並列にクランプダイオード
(9)とクランプコンデンサ(14)との直列回路(11)を接続
し、クランプダイオード(9)及びクランプコンデンサ(1
4)の接続点と整流用ダイオード(7)及び出力側巻線(15)
の接続点との間に第1の回生用ダイオード(13)を接続す
る。この場合は、出力側巻線(15)によって回生用巻線(1
2)を構成できるので、入力側巻線(5)と出力側巻線(15)
との絶縁が必要となるが、トランスの巻線数を減少して
回路構成を簡素化できる利点がある。Further, another step-up DC-DC converter according to the present invention comprises a positive input terminal (1) and a negative input terminal (2) to which DC power is supplied, and a positive input terminal (1). ), An input winding (5) having one end connected thereto, a switching element (6) connected between the other end of the input winding (5) and the negative input terminal (2), An output winding (15) magnetically coupled to the winding (5) and connected to the other end of the input winding (5) via a rectifying diode (7); ) Connected to the positive output terminal (3), the negative output terminal (4) connected to the negative input terminal (2), the positive output terminal (3) and the negative output terminal (4). And an output smoothing capacitor (8) connected therebetween. Clamp diode in parallel with switching element (6)
A series circuit (11) consisting of (9) and a clamp capacitor (14) is connected, and a clamp diode (9) and a clamp capacitor (1) are connected.
Connection point of 4), rectifier diode (7) and output side winding (15)
The first regenerative diode (13) is connected to the connection point of (1). In this case, the regenerative winding (1
2) can be configured, so that the input side winding (5) and the output side winding (15)
However, there is an advantage that the number of windings of the transformer can be reduced and the circuit configuration can be simplified.
【0014】前記のもう一つの他の昇圧形DC−DCコ
ンバータで、第1の回生用ダイオード(13,13a)と直列に
回生用巻線(12)を接続し、回生用コンデンサ(21)を介し
て整流用ダイオード(7)の一端に接続すると共に、第2
の回生用ダイオード(13b)を介して整流用ダイオード(7)
の他端に接続した場合は、スイッチング素子(6)のター
ンオフ時の電圧がクランプコンデンサ(14)の充電に伴っ
て零から徐々に上昇するため、零電圧スイッチングとな
り、スイッチング素子(6)に対する電気的ストレスを軽
減できる利点がある。In another boosting type DC-DC converter described above, a regenerative winding (12) is connected in series with a first regenerative diode (13, 13a), and a regenerative capacitor (21) is connected. Connected to one end of the rectifying diode (7)
Rectifier diode (7) through the regenerative diode (13b)
When the switching element (6) is connected to the other end, the voltage at the time of turn-off of the switching element (6) gradually increases from zero with charging of the clamp capacitor (14). This has the advantage of reducing stress on the subject.
【0015】[0015]
【発明の実施の形態】以下、本発明による昇圧形DC−
DCコンバータの実施の形態を図1〜図16について説
明する。但し、これらの図面では図17〜図22に示す
箇所と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省
略する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, a step-up type DC-
An embodiment of a DC converter will be described with reference to FIGS. However, in these drawings, the same portions as those shown in FIGS. 17 to 22 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
【0016】本発明による昇圧形DC−DCコンバータ
の第1の実施の形態を図1に示す。第1の実施の形態で
は、スイッチング素子(6)と並列にクランプダイオード
(9)とクランプコンデンサ(14)との直列回路(11)が接続
される。クランプダイオード(9)とクランプコンデンサ
(14)との接続点と正側出力端子(3)との間に回生用巻線
(12)と第1の回生用ダイオード(13)との直列回路(10)が
接続され、入力側巻線(5)と回生用巻線(12)とが磁気的
に結合される。入力側巻線(5)と出力側巻線(15)の巻数
比はN1:N2であり、回生用巻線(12)の巻数はMであ
る。図2は、図1のオートトランス(T)を詳細に示す構
成である。オートトランス(T)は、入力側巻線(5)と出力
側巻線(15)とを含む理想トランス、漏れインダクタンス
(16)及び励磁インダクタンス(17)で表わされる。図3
は、図1のスイッチング動作時の主な波形及び通電期間
を示す。図3において、V14はクランプコンデンサ(14)
の端子電圧、I13は回生用ダイオード(13)に流れる電流
を示す。図4は各動作期間の通電経路を示す。以下、図
3及び図4を用いて図2の回路動作を動作期間毎に説明
する。 <スイッチング素子(6)のオン時(1)>図示しない制御回
路からスイッチング素子(6)の制御端子に制御信号が付
与されて、スイッチング素子(6)がオンすると、漏れイ
ンダクタンス(16)と励磁インダクタンス(17)の直列回路
に直流入力電圧VINが印加され、励磁インダクタンス(1
7)の電流I17が上昇する。 <スイッチング素子(6)の遮断過渡時(2')>スイッチン
グ素子(6)がターンオフすると、漏れインダクタンス(1
6)及び励磁インダクタンス(17)に流れる電流はクランプ
ダイオード(9)を介してクランプコンデンサ(14)に流
れ、同時に、入力側巻線(5)に印加される電圧に伴っ
て、出力側巻線(15)の端子電圧が発生し、アノード電位
の上昇する整流用ダイオード(7)がオンとなる。 <スイッチング素子(6)の遮断時(2)>漏れインダクタン
ス(16)に逆電圧が印加され、漏れインダクタンス(16)の
電流I16が減衰する。これに伴い、入力側巻線(5)の電
流が減少し、出力側巻線(15)の電流が上昇する。漏れイ
ンダクタンス(16)のエネルギはクランプコンデンサ(14)
に充電されるが、出力側巻線(15)を流れる電流と入力側
巻線(5)を流れる電流の差が励磁インダクタンス(17)の
電流I17よりも大きくなると、クランプダイオード(9)
が逆回復して、クランプコンデンサ(14)への充電電流が
なくなる。 <スイッチング素子(6)のオフ状態(3)>励磁インダクタ
ンス(17)に蓄えられたエネルギは、直流入力端子(1)、
漏れインダクタンス(16)、入力側巻線(5)、出力側巻線
(15)及び整流用ダイオード(7)を介して正側出力端子(3)
に供給される。 <スイッチング素子(6)の転流過渡時(4)>スイッチング
素子(6)がターンオンすると、出力側巻線(15)に、出力
電圧(-VOU T)が印加される。これに伴い、端子電圧(VIN+
N1×VOUT/N2)が漏れインダクタンス(16)に印加されるの
で、漏れインダクタンス(16)の電流I16は、{(VIN+N1
×V OUT/N2)/Ls}の傾きで上昇する。漏れインダクタンス
(16)の電流I16が励磁インダクタンス(17)の電流I17よ
りも大きくなると、整流用ダイオード(7)に逆電流が流
れ、整流用ダイオード(7)が逆回復する。 <クランプコンデンサ(14)の放電(5)>入力側巻線(5)に
対して入力電圧VINにほぼ等しいレベルの電圧が印加さ
れるので、出力側巻線(15)に対して電圧(M×VIN/N1)が
印加される。これに伴い、クランプコンデンサ(14)に蓄
積される電荷による電圧が(VOUT-M×VIN/N1)を超える場
合、クランプコンデンサ(14)に蓄積されたエネルギは回
生用巻線(12)、回生用ダイオード(13)を介して図示しな
い負荷に回生される。また、クランプコンデンサ(14)の
充電電圧V14によって、スイッチング素子(6)の端子電
圧V6の最大値を制限することができる。クランプコン
デンサ(14)に充電されたエネルギは、出力側巻線(15)を
介して、スイッチング素子(6)のオン時に図示しない負
荷に回生されるので、クランプ回路による損失の増加は
ない。A step-up DC-DC converter according to the present invention
FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention. In the first embodiment
Is a clamp diode in parallel with the switching element (6).
Series circuit (11) of (9) and clamp capacitor (14) is connected
Is done. Clamp diode (9) and clamp capacitor
The regenerative winding between the connection point with (14) and the positive output terminal (3)
The series circuit (10) of (12) and the first regenerative diode (13)
Connected, the input side winding (5) and the regenerative winding (12) are magnetic
Is combined with Number of turns of input side winding (5) and output side winding (15)
The ratio is N1: NTwoAnd the number of turns of the regenerative winding (12) is M.
You. FIG. 2 shows the structure of the autotransformer (T) of FIG. 1 in detail.
It is good. The auto transformer (T) has an input winding (5) and an output
Ideal transformer including side winding (15), leakage inductance
(16) and the exciting inductance (17). FIG.
Shows the main waveforms and energizing periods during the switching operation in FIG.
Is shown. In FIG.14Is a clamp capacitor (14)
Terminal voltage, I13Is the current flowing through the regenerative diode (13)
Is shown. FIG. 4 shows an energization path in each operation period. Below
2 will be described with reference to FIGS. 3 and 4 for each operation period.
I do. <When switching element (6) is on (1)>
Control signal from the path to the control terminal of the switching element (6).
When the switching element (6) turns on, the leakage
Series circuit of conductance (16) and excitation inductance (17)
DC input voltage VINIs applied and the excitation inductance (1
7) Current I17Rises. <Transition time of switching element (6) (2 ')>
When the switching element (6) is turned off, the leakage inductance (1
The current flowing through 6) and the exciting inductance (17) is clamped.
The current flows to the clamp capacitor (14) through the diode (9).
At the same time, with the voltage applied to the input winding (5).
The terminal voltage of the output winding (15) is generated, and the anode potential
The rectifying diode (7), which rises, is turned on. <When switching element (6) is shut off (2)> Leakage inductance
Reverse voltage is applied to the source (16) and the leakage inductance (16)
Current I16Decays. As a result, the input winding (5)
The current decreases, and the current of the output winding (15) increases. Leak
The energy of the conductance (16) is the clamp capacitor (14)
But the current flowing through the output side winding (15) and the input side
The difference in the current flowing through the winding (5) is
Current I17Larger than the clamp diode (9)
Recovers reversely, and the charging current to the clamp capacitor (14) decreases.
Disappears. <Off state (3) of switching element (6)> Excitation inductor
The energy stored in the impedance (17) is transferred to the DC input terminal (1),
Leakage inductance (16), input winding (5), output winding
(15) and the positive output terminal (3) via the rectifier diode (7)
Supplied to <When the commutation of the switching element (6) is transient (4)> Switching
When the element (6) turns on, the output winding (15)
Voltage (-VOU T) Is applied. Accordingly, the terminal voltage (VIN+
N1× VOUT/ NTwo) Is applied to the leakage inductance (16)
And the current I of the leakage inductance (16)16Is {(VIN+ N1
× V OUT/ NTwo) / Ls} And rise. Leakage inductance
(16) Current I16Is the current I of the exciting inductance (17)17Yo
The reverse current flows through the rectifier diode (7).
As a result, the rectifying diode (7) reversely recovers. <Discharge of clamp capacitor (14) (5)> Input winding (5)
Input voltage VINVoltage at a level approximately equal to
Voltage (M × V) for the output side winding (15).IN/ N1)But
Applied. As a result, the storage in the clamp capacitor (14)
The voltage due to the accumulated charge is (VOUT-M × VIN/ N1)
Energy stored in the clamp capacitor (14)
Not shown via raw winding (12) and regenerative diode (13)
Is regenerated to a heavy load. In addition, the clamp capacitor (14)
Charge voltage V14Terminal voltage of the switching element (6)
Pressure V6Can be limited. Clamp con
The energy charged in the capacitor (14) passes through the output winding (15).
When the switching element (6) is turned on, a negative
Since the load is regenerated, the increase in loss due to the clamp circuit is
Absent.
【0017】図1の実施の形態に対して回生用巻線(12)
の巻き方向を逆にした本発明による第2の実施の形態を
図5に示す。図5の他の構成要素は、図1と同じであ
る。図6は、図5のオートトランス(T)を詳細に示す回
路図である。図7は、図5のスイッチング動作時の主な
波形及び通電期間である。図8は各期間での通電経路を
示す。以下、図7及び図8を用いて図6の回路動作を動
作期間毎に説明する。なお、スイッチング素子(6)のオ
ン時(1)、スイッチング素子(6)の遮断過渡時(2')及びス
イッチング素子(6)の遮断時(2)の動作は図3及び図4と
同一であるため、説明を省略する。 <スイッチング素子(6)の遮断時(3)>回生用巻線(12)に
端子電圧VM=M×(VOUT−VIN)/(N1+N2)が励起さ
れ、クランプコンデンサ(14)の端子電圧V14が、(VOUT
−VM)以上の場合、クランプコンデンサ(14)が放電す
る。 <スイッチング素子(6)のオフ状態(4)>励磁インダクタ
ンス(17)に蓄えられたエネルギは、正側入力端子(1)、
漏れインダクタンス(16)、理想トランス(Ti)、整流用ダ
イオード(7)を介して直流出力端子(3)に供給される。 <スイッチング素子(6)の転流過渡時(5)>スイッチング
素子(6)がターンオンすると、入力側巻線(5)に、正の電
圧が印加され、これに伴い、回生用巻線(12)に対して電
圧が励起されるので、クランプコンデンサ(14)が若干放
電する。前記動作によって、スイッチング素子(6)の端
子電圧V6の最大値は、クランプコンデンサ(14)によっ
て制限される。クランプコンデンサ(14)に充電されたエ
ネルギは、スイッチング素子(6)のオン時に回生用巻線
(12)を介して、図示しない負荷に回生されるので、クラ
ンプ回路による損失の増加はない。A regenerative winding (12) for the embodiment of FIG.
FIG. 5 shows a second embodiment of the present invention in which the winding direction is reversed. The other components in FIG. 5 are the same as those in FIG. FIG. 6 is a circuit diagram showing the auto transformer (T) of FIG. 5 in detail. FIG. 7 shows main waveforms and energization periods during the switching operation of FIG. FIG. 8 shows an energization path in each period. Hereinafter, the circuit operation of FIG. 6 will be described for each operation period with reference to FIGS. 7 and 8. The operations when the switching element (6) is turned on (1), when the switching element (6) is turned off (2 '), and when the switching element (6) is turned off (2) are the same as those in FIGS. Therefore, the description is omitted. <Occurrence of interruption of the switching element (6) (3)> terminal voltage V M = M × regenerative winding (12) (V OUT -V IN ) / (N 1 + N 2) is excited, the clamp capacitor (14 terminal voltage V 14 of) is, (V OUT
When −V M ) or more, the clamp capacitor (14) is discharged. <Off state (4) of switching element (6)> The energy stored in the exciting inductance (17) is the positive input terminal (1),
It is supplied to the DC output terminal (3) via the leakage inductance (16), the ideal transformer (Ti), and the rectifying diode (7). <Transition transition (5) of switching element (6)> When the switching element (6) is turned on, a positive voltage is applied to the input side winding (5), and accordingly, the regeneration winding (12) is turned on. ), The voltage is excited, so that the clamp capacitor (14) slightly discharges. By the operation, the maximum value of the terminal voltage V 6 of the switching element (6) is limited by the clamp capacitor (14). The energy charged in the clamp capacitor (14) is supplied to the regenerative winding when the switching element (6) is turned on.
Since the load is regenerated to the load (not shown) via (12), the loss due to the clamp circuit does not increase.
【0018】図9は、入力側巻線(5)と出力側巻線(15)
とを互いに並列に接続した本発明による第3の実施の形
態を示す。図9に示す回路図では、スイッチング素子
(6)の動作タイミング、電圧及び電流、図示しない励磁
インダクタンスの電流等の動作波形は図1に示す第1の
実施の形態と同一であり、第1の実施の形態と同様に、
クランプコンデンサ(14)の充電電圧V14によってスイッ
チング素子(6)の端子電圧V6の最大値を制限することが
できる。FIG. 9 shows an input side winding (5) and an output side winding (15).
Is shown in a third embodiment according to the present invention in which are connected in parallel with each other. In the circuit diagram shown in FIG.
Operation waveforms such as the operation timing (6), voltage and current, and current of an exciting inductance (not shown) are the same as those of the first embodiment shown in FIG. 1, and similar to the first embodiment,
Can be the charging voltage V 14 of the clamp capacitor (14) limits the maximum value of the terminal voltage V 6 of the switching element (6).
【0019】図10は、直列に接続された第1の回生用
巻線(12a)と第2の回生用巻線(12b)により図1に示す回
生用巻線(12)を構成した本発明による第4の実施の形態
を示す。第2の回生用巻線(12b)は回生用スイッチング
素子(20)及び第1の回生用ダイオード(13a)を介して正
側出力端子(3)に接続される。第1の回生用巻線(12a)と
第2の回生用巻線(12b)との接続点は第2の回生用ダイ
オード(13b)を介して正側出力端子(3)に接続される。第
1の回生用巻線(12a)と第2の回生用巻線(12b)の巻数は
M1、M2であり、その他の構成は図1と同一である。第
4の実施の形態では、第1の実施の形態及び第2の実施
の形態と同様の作用・効果を生じ、更に、回生用スイッ
チング素子(20)のオン又はオフを切り替えて回生用巻線
(12)の巻数を選択することにより、{VOUT-(M1+M2)×VIN
/N1}又は(VOUT-M1×VIN/N1)の2種類からクランプコン
デンサ(14)の回生電圧(放電電圧)を選択することがで
きるので、クランプコンデンサ(14)の電圧調整によっ
て、スイッチング素子(6)の端子電圧V6の最大値を調整
できる。FIG. 10 shows the present invention in which the regenerative winding (12) shown in FIG. 1 is constituted by the first regenerative winding (12a) and the second regenerative winding (12b) connected in series. 4 shows a fourth embodiment according to the present invention. The second regeneration winding (12b) is connected to the positive output terminal (3) via the regeneration switching element (20) and the first regeneration diode (13a). A connection point between the first regeneration winding (12a) and the second regeneration winding (12b) is connected to the positive output terminal (3) via the second regeneration diode (13b). The number of turns of the first regenerative winding (12a) and the second regenerative winding (12b) is M 1 and M 2 , and the other configuration is the same as that of FIG. In the fourth embodiment, the same operation and effect as those of the first and second embodiments are produced, and further, the on / off of the regenerative switching element (20) is switched to generate the regenerative winding.
By selecting the number of turns of (12), {V OUT- (M 1 + M 2 ) × V IN
/ N 1 } or (V OUT -M 1 × V IN / N 1 ), the regenerative voltage (discharge voltage) of the clamp capacitor (14) can be selected, so the voltage adjustment of the clamp capacitor (14) Accordingly, you adjust the maximum value of the terminal voltage V 6 of the switching element (6).
【0020】図11は、図5の回路において入力側巻線
(5)と出力側巻線(15)との間に整流用ダイオード(7)を接
続した本発明による第5の実施の形態を示す。図11の
回路は、入力側巻線(5)と出力側巻線(15)が整流用ダイ
オード(7)を介して接続される点を除き、図5の回路と
同一である。第5の実施の形態では、入力側巻線(5)又
は出力側巻線(15)として、1次巻線と2次巻線とが分離
された汎用性のある一般的なトランスを使用することが
できるので、オートトランスを用いるよりも安く作るこ
とができる。また、出力側巻線(15)と整流用ダイオード
(7)との接続順序を入れ替えられるため、配置の自由度
が増加する。FIG. 11 shows the input side winding in the circuit of FIG.
A fifth embodiment according to the present invention in which a rectifying diode (7) is connected between (5) and the output side winding (15) is shown. The circuit of FIG. 11 is the same as the circuit of FIG. 5 except that the input winding (5) and the output winding (15) are connected via a rectifying diode (7). In the fifth embodiment, a general-purpose general-purpose transformer in which a primary winding and a secondary winding are separated is used as the input side winding (5) or the output side winding (15). It can be made cheaper than using an autotransformer. The output winding (15) and the rectifier diode
Since the order of connection with (7) can be changed, the degree of freedom of arrangement increases.
【0021】図12は、出力側巻線(15)により回生用巻
線(12)の作用を生ずる本発明による第6の実施の形態を
示す。図12では、スイッチング素子(6)をターンオフ
したとき、漏れインダクタンス(16)のエネルギはクラン
プコンデンサ(14)に移る。スイッチング素子(6)の端子
電圧V6はクランプコンデンサ(14)の端子電圧V14によ
って制限され、スイッチング素子(6)の端子電圧V6が過
大になることを防止できる。この時、クランプコンデン
サ(14)の端子電圧V14が上昇するが、スイッチング素子
(6)がオフ状態にあるときに、クランプコンデンサ(14)
の端子電圧V14は、{VIN+N1×(VOUT-VIN)/(N1+N2)}まで
放電される。従って、大きい容量のクランプコンデンサ
(14)を選べば、スイッチング素子(6)の端子電圧V6を{V
IN+N1×(VO UT-VIN)/(N1+N2)}のレベルにクランプでき
る。第6の実施の形態は、第2の実施の形態と同様の効
果を生じ、更に、出力用巻線(15)によって回生用巻線(1
2)を構成できるので、入力側巻線(5)と出力側巻線(15)
との絶縁が必要となるが、トランスの巻線数を減少し
て、回路構成を簡素化できる利点がある。FIG. 12 shows a sixth embodiment according to the present invention in which the output side winding (15) acts as a regeneration winding (12). In FIG. 12, when the switching element (6) is turned off, the energy of the leakage inductance (16) is transferred to the clamp capacitor (14). The terminal voltage V 6 of the switching element (6) is limited by the terminal voltage V 14 of the clamp capacitor (14), the terminal voltage V 6 of the switching element (6) can be prevented from becoming excessive. At this time, the terminal voltage V 14 of the clamp capacitor (14) is increased, the switching element
When (6) is in the off state, the clamp capacitor (14)
The terminal voltage V 14 of the is discharged to {V IN + N 1 × ( V OUT -V IN) / (N 1 + N 2)}. Therefore, a large capacitance clamp capacitor
If you choose (14), {V terminal voltage V 6 of the switching element (6)
IN + N 1 × (V O UT -V IN) / (N 1 + N 2) can be clamped to the level of}. The sixth embodiment has the same effect as the second embodiment, and further has a regenerating winding (1) provided by an output winding (15).
2) can be configured, so that the input side winding (5) and the output side winding (15)
However, there is an advantage that the number of windings of the transformer can be reduced and the circuit configuration can be simplified.
【0022】図13は、図12に示す回路において、ク
ランプダイオード(9)とクランプコンデンサ(13)との接
続点に回生用巻線(12)を接続し、回生用巻線(12)と出力
側巻線(15)との間に第1の回生用ダイオード(13a)及び
第2の回生用ダイオード(13b)を接続すると共に、第1
の回生用ダイオード(13a)と第2の回生用ダイオード(13
b)との間に一端を接続した回生用コンデンサ(21)の他端
を入力側巻線(5)と出力側巻線(15)との間に接続した本
発明による第7の実施の形態を示す。図13では、クラ
ンプコンデンサ(14)と回生用コンデンサ(21)の容量は等
しい。図13では、スイッチング素子(6)のターンオフ
時の電圧がクランプコンデンサ(14)の充電に伴って零か
ら徐々に上昇するので、零電圧ターンオフとなり、スイ
ッチング素子(6)に対する電気的ストレスを軽減でき
る。FIG. 13 shows a circuit shown in FIG. 12, in which the regenerative winding (12) is connected to the connection point between the clamp diode (9) and the clamp capacitor (13), and the regenerative winding (12) is connected to the output. A first regenerative diode (13a) and a second regenerative diode (13b) are connected between the side coil (15) and the first regenerative diode (13b).
Regeneration diode (13a) and the second regeneration diode (13a).
b) A seventh embodiment according to the present invention in which the other end of the regenerative capacitor (21) having one end connected thereto is connected between the input winding (5) and the output winding (15). Is shown. In FIG. 13, the capacities of the clamp capacitor (14) and the regenerative capacitor (21) are equal. In FIG. 13, since the voltage when the switching element (6) is turned off gradually rises from zero with the charging of the clamp capacitor (14), the voltage becomes zero voltage and the electric stress on the switching element (6) can be reduced. .
【0023】図14は、図13の入力側巻線(5)と出力
側巻線(15)からなるオートトランスを詳細に示す回路図
である。図15は、図14のスイッチング動作時の主な
波形及び通電期間である。図15において、I13a及び
I13bはそれぞれ第1の回生用ダイオード(13a)及び第2
の回生用ダイオード(13b)に流れる電流を示す。図16
は各動作期間の通電経路を示す。以下、図15及び図1
6を用いて図13の回路動作を動作期間毎に説明する。 <スイッチング素子(6)のオン時(1)>スイッチング素子
(6)の制御端子に制御信号が付与され、スイッチング素
子(6)がオンとなるとき、スナバコンデンサとなるクラ
ンプコンデンサ(14)の端子電圧V14は零で、回生用コン
デンサ(21)の端子電圧は、{-VIN+N1×(VOUT-VIN)/(N1+N
2)}となる。漏れインダクタンス(16)と励磁インダクタ
ンス(17)に電圧が印加され、励磁インダクタンス(17)の
電流I17が上昇する。 <スイッチング素子(6)のオフ時(2)>スイッチング素子
(6)がターンオフすると、漏れインダクタンス(16)及び
励磁インダクタンス(17)に流れる電流はクランプダイオ
ード(9)を介してクランプコンデンサ(14)に流れる。ク
ランプコンデンサ(14)の充電によって制限されるスイッ
チング素子(6)の端子電圧V6は、零から緩やかに上昇す
る。 <スイッチング素子(6)の遮断時(3)>スイッチング素子
(6)の端子電圧の上昇に伴い、回生用コンデンサ(21)か
ら第2の回生用ダイオード(13b)及び出力側巻線(15)を
通して電流が流れ、図示しない負荷に放電されると同時
に漏れインダクタンス(16)に逆電圧が印加されるので、
漏れインダクタンス(16)の電流I16が減衰する。 <スイッチング素子(6)の遮断時(4)>漏れリアクトル(1
6)を流れる電流I16の大きさと出力側巻線(15)を流れる
電流の大きさが等しくなると、クランプダイオード(9)
が逆回復して、スイッチング素子(6)がオフとなる。 <スイッチング素子(6)の遮断時(5)>回生用コンデンサ
(21)の端子電圧が正まで放電すると、整流用ダイオード
(7)に順方向電圧が印加されて導通状態になる。クラン
プコンデンサ(14)の端子電圧V14が、 V14={VIN+N1×(VOUT−VIN)/(N1+N2)} よりも高い場合、回生用巻線(12)、第1の回生用ダイオ
ード(13a)及び第2の回生用ダイオード(13b)を介して、
クランプコンデンサ(14)は V14={VIN+N1×(VOUT−VIN)/(N1+N2)} まで放電する。 <スイッチング素子(6)の転流時(6)>スイッチング素子
(6)の転流に伴って、スイッチング素子(6)の端子電圧V
6が零になるため、整流用ダイオード(7)が逆回復する。 <スイッチング素子(6)の転流時(7)>スイッチング素子
(6)、クランプコンデンサ(14)、回生用巻線(12)、第1
の回生用ダイオード(13a)、回生用コンデンサ(21)の経
路で共振が発生する。この共振によって、クランプコン
デンサ(14)に蓄積されたエネルギは、回生用コンデンサ
(21)に移行する。したがって、クランプコンデンサ(14)
の端子電圧V14は{VIN+N1×(VOUT-VIN)/(N1+N2)}から零
となり、回生用コンデンサ(21)の端子電圧は零から[-{V
IN+N1×(VOUT-VIN)/(N1+N2)}]となる。クランプコンデ
ンサ(14)から回生用コンデンサ(21)へのエネルギの移行
が終わると、スイッチング素子(6)がオン状態となり、
スイッチング素子(6)のオン時(1)の動作に戻る。前記動
作によって、スイッチング素子(6)の端子電圧V6は、ク
ランプコンデンサ(14)の充電によって制限され、端子電
圧V6は零から緩やかに上昇するので、ソフトスイッチ
ングとなる。クランプコンデンサ(14)に充電されたエネ
ルギは、回生用コンデンサ(21)を介して図示しない負荷
に回生されるので、スナバ回路によるエネルギ損失の増
加はない。FIG. 14 shows the input winding (5) and the output of FIG.
Circuit diagram showing in detail the autotransformer consisting of the side winding (15)
It is. FIG. 15 is a diagram showing the main operations during the switching operation of FIG.
It is a waveform and an energization period. In FIG.13aas well as
I13bAre the first regenerative diode (13a) and the second
5 shows the current flowing through the regenerative diode (13b). FIG.
Indicates an energization path in each operation period. FIG. 15 and FIG.
13 will be described for each operation period. <When switching element (6) is on (1)> Switching element
A control signal is applied to the control terminal of (6), and the switching element is
When the child (6) is turned on, the
Terminal voltage V of the pump capacitor (14)14Is zero.
The terminal voltage of the capacitor (21) is {-VIN+ N1× (VOUT-VIN) / (N1+ N
Two)}. Leakage inductance (16) and exciting inductor
A voltage is applied to the inductance (17) and the excitation inductance (17) is
Current I17Rises. <When switching element (6) is off (2)> Switching element
When (6) turns off, the leakage inductance (16) and
The current flowing through the exciting inductance (17) is
It flows to the clamp capacitor (14) via the load (9). K
Switch limited by charging of lamp capacitor (14)
Terminal voltage V of the switching element (6)6Slowly rises from zero
You. <When switching element (6) is shut off (3)> Switching element
As the terminal voltage of (6) rises, the regenerative capacitor (21)
From the second regenerative diode (13b) and the output winding (15).
Current flows through it and discharges to a load (not shown)
Since a reverse voltage is applied to the leakage inductance (16),
Current I of leakage inductance (16)16Decays. <When switching element (6) is shut off (4)> Leakage reactor (1
6) Current I flowing16Flow through the output side winding (15)
When the currents are equal, the clamp diode (9)
Reversely recovers, and the switching element (6) is turned off. <When switching element (6) is shut off (5)> Regeneration capacitor
When the terminal voltage of (21) discharges to positive, the rectifying diode
The forward voltage is applied to (7), and it becomes conductive. Clan
Terminal capacitor V14But V14= {VIN+ N1× (VOUT-VIN) / (N1+ NTwo)}, The regenerative winding (12), the first regenerative diode
Via a second diode (13a) and a second regenerative diode (13b),
The clamp capacitor (14) is V14= {VIN+ N1× (VOUT-VIN) / (N1+ NTwoDischarge to)}. <When commutation of switching element (6) (6)> Switching element
With the commutation of (6), the terminal voltage V of the switching element (6)
6Becomes zero, so that the rectifying diode (7) reversely recovers. <When commutation of switching element (6) (7)> Switching element
(6), Clamp capacitor (14), Regenerative winding (12), 1st
Through the regenerative diode (13a) and the regenerative capacitor (21).
Resonance occurs in the road. This resonance causes the clamp
The energy stored in the capacitor (14) is
Move on to (21). Therefore, the clamp capacitor (14)
Terminal voltage V14Is {VIN+ N1× (VOUT-VIN) / (N1+ NTwo)} To zero
And the terminal voltage of the regenerative capacitor (21) changes from zero to [-{V
IN+ N1× (VOUT-VIN) / (N1+ NTwo)}]. Clamp conde
Energy transfer from the sensor (14) to the regenerative capacitor (21)
Is completed, the switching element (6) is turned on,
The operation returns to (1) when the switching element (6) is turned on. The movement
Depending on the operation, the terminal voltage V of the switching element (6)6Is
Limited by charging lamp capacitor (14), terminal voltage
Pressure V6Gradually rises from zero, so the soft switch
And The energy charged in the clamp capacitor (14)
The lugi is connected to a load (not shown) via the regenerative capacitor (21).
Energy loss due to the snubber circuit.
There is no addition.
【0024】[0024]
【発明の効果】本発明によれば、クランプコンデンサの
作用によりスイッチング素子にかかる端子電圧の最大値
を低くできる。これによって、低耐圧のスイッチング素
子を使用できるので、スイッチング素子の導通損失を軽
減することができる。例えば耐圧100V以下のFET
では導通抵抗が数mΩとなるが、150V以上では数1
0〜100mΩとなるので、導通損失が少なくなる。ま
た、クランプコンデンサのエネルギを負荷に回生できる
ので、クランプ回路は無損失となり、高効率で高い昇圧
比を確保できる非絶縁の昇圧形DC−DCコンバータを
実現できる。According to the present invention, the maximum value of the terminal voltage applied to the switching element can be reduced by the action of the clamp capacitor. Thus, a switching element having a low withstand voltage can be used, so that conduction loss of the switching element can be reduced. For example, FET with a withstand voltage of 100 V or less
In this case, the conduction resistance becomes several mΩ.
Since it is 0 to 100 mΩ, conduction loss is reduced. In addition, since the energy of the clamp capacitor can be regenerated to the load, the clamp circuit has no loss, and a non-insulated step-up DC-DC converter that can ensure a high efficiency and a high step-up ratio can be realized.
【図1】 本発明による昇圧形DC−DCコンバータの
第1の実施の形態を示す回路図FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of a step-up DC-DC converter according to the present invention.
【図2】 第1の実施の形態を詳細に示す回路図FIG. 2 is a circuit diagram showing the first embodiment in detail.
【図3】 第1の実施の形態で発生する回路各部の動作
波形図FIG. 3 is an operation waveform diagram of each section of the circuit generated in the first embodiment.
【図4】 第1の実施の形態の各動作期間での通電経路FIG. 4 is an energization path in each operation period according to the first embodiment.
【図5】 本発明による昇圧形DC−DCコンバータの
第2の実施の形態を示す回路図FIG. 5 is a circuit diagram showing a step-up DC-DC converter according to a second embodiment of the present invention;
【図6】 第2の実施の形態を詳細に示す回路図FIG. 6 is a circuit diagram showing a second embodiment in detail.
【図7】 第2の実施の形態で発生する回路各部の動作
波形図FIG. 7 is an operation waveform diagram of each part of a circuit generated in the second embodiment.
【図8】 第2の実施の形態の各動作期間での通電経路FIG. 8 is an energization path in each operation period according to the second embodiment.
【図9】 本発明による昇圧形DC−DCコンバータの
第3の実施の形態を示す回路図FIG. 9 is a circuit diagram showing a step-up DC-DC converter according to a third embodiment of the present invention;
【図10】 本発明による昇圧形DC−DCコンバータ
の第4の実施の形態を示す回路図FIG. 10 is a circuit diagram showing a step-up DC-DC converter according to a fourth embodiment of the present invention;
【図11】 本発明による昇圧形DC−DCコンバータ
の第5の実施の形態を示す回路図FIG. 11 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of a step-up DC-DC converter according to the present invention;
【図12】 本発明による昇圧形DC−DCコンバータ
の第6の実施の形態を示す回路図FIG. 12 is a circuit diagram showing a step-up DC-DC converter according to a sixth embodiment of the present invention;
【図13】 本発明による昇圧形DC−DCコンバータ
の第7の実施の形態を示す回路図FIG. 13 is a circuit diagram showing a seventh embodiment of the step-up DC-DC converter according to the present invention;
【図14】 第7の実施の形態を詳細に示す回路図FIG. 14 is a circuit diagram showing a seventh embodiment in detail.
【図15】 第7の実施の形態で発生する回路各部の動
作波形図FIG. 15 is an operation waveform diagram of each section of the circuit generated in the seventh embodiment.
【図16】 第7の実施の形態の各動作期間での通電経
路FIG. 16 shows energization paths in each operation period according to the seventh embodiment.
【図17】 従来の昇圧形DC−DCコンバータの回路
図FIG. 17 is a circuit diagram of a conventional step-up DC-DC converter.
【図18】 図17の昇圧形DC−DCコンバータの詳
細な回路図18 is a detailed circuit diagram of the step-up DC-DC converter of FIG.
【図19】 図17の回路の動作波形図19 is an operation waveform diagram of the circuit in FIG.
【図20】 図17の回路の各動作期間での通電経路20 is an energization path in each operation period of the circuit in FIG.
【図21】 従来の昇圧形DC−DCコンバータを示す
他の回路図FIG. 21 is another circuit diagram showing a conventional step-up DC-DC converter.
【図22】 従来の昇圧形DC−DCコンバータを示す
更に他の回路図FIG. 22 is still another circuit diagram showing a conventional step-up DC-DC converter.
(1)・・正側入力端子、 (2)・・負側入力端子、 (3)
・・正側出力端子、 (4)・・負側出力端子、 (5)・・
入力側巻線、 (6)・・スイッチング素子、 (7)・・整
流用ダイオード、 (8)・・出力平滑コンデンサ、 (9)
・・クランプダイオード、 (10),(11)・・直列回路、
(12)・・回生用巻線、 (13)・・回生用ダイオード、
(13a)・・第1の回生用ダイオード、 (13b)・・第2
の回生用ダイオード、 (14)・・クランプコンデンサ、
(15)・・出力側巻線、 (16)・・漏れインダクタン
ス、 (17)・・励磁インダクタンス、 (20)・・回生用
スイッチング素子、 (21)・・回生用コンデンサ、(1) ・ ・ Positive input terminal, (2) ・ ・ Negative input terminal, (3)
..Positive output terminal, (4) Negative output terminal, (5)
Input winding, (6) Switching element, (7) Rectifier diode, (8) Output smoothing capacitor, (9)
..Clamp diode, (10), (11)
(12) Regeneration winding, (13) Regeneration diode,
(13a) ··· First regenerative diode, (13b) ··· Second
(14) Clamp capacitor,
(15) ・ ・ Output winding, (16) ・ ・ Leakage inductance, (17) ・ ・ Excitation inductance, (20) ・ ・ Regeneration switching element, (21) ・ ・ Regeneration capacitor,
Claims (5)
負側入力端子と、前記正側入力端子に一端が接続された
入力側巻線と、該入力側巻線の他端と前記負側入力端子
との間に接続されたスイッチング素子と、前記入力側巻
線に磁気的に結合され且つ前記入力側巻線の一端又は他
端に接続された出力側巻線と、該出力側巻線に整流用ダ
イオードを介して接続された正側出力端子と、前記負側
入力端子に接続された負側出力端子と、前記正側出力端
子と前記負側出力端子との間に接続された出力平滑コン
デンサとを備えた昇圧形DC−DCコンバータにおい
て、 前記スイッチング素子と並列にクランプダイオードとク
ランプコンデンサとの直列回路を接続し、前記クランプ
ダイオードと前記クランプコンデンサとの接続点と前記
正側出力端子との間に回生用巻線と第1の回生用ダイオ
ードとの直列回路を接続し、前記入力側巻線と前記回生
用巻線とを磁気的に結合したことを特徴とする昇圧形D
C−DCコンバータ。1. A positive input terminal and a negative input terminal to which DC power is supplied, an input winding having one end connected to the positive input terminal, the other end of the input winding and the negative input terminal. A switching element connected between the input-side winding and an output-side winding magnetically coupled to the input-side winding and connected to one end or the other end of the input-side winding; A positive output terminal connected to the line via a rectifying diode, a negative output terminal connected to the negative input terminal, and a positive output terminal connected between the positive output terminal and the negative output terminal. In a step-up DC-DC converter including an output smoothing capacitor, a series circuit of a clamp diode and a clamp capacitor is connected in parallel with the switching element, and a connection point between the clamp diode and the clamp capacitor and the positive output Terminal and Boost D which connects the series circuit, and wherein the bound and said regeneration winding and the input side winding magnetically with a regenerative winding first regenerative diode between
C-DC converter.
生用スイッチング素子を接続すると共に、前記回生用巻
線の中間端子を第2の回生用ダイオードを介して前記正
側出力端子に接続した請求項1に記載の昇圧形DC−D
Cコンバータ。2. A regenerative switching element is connected in series with the first regenerative diode, and an intermediate terminal of the regenerative winding is connected to the positive output terminal via a second regenerative diode. The step-up DC-D according to claim 1.
C converter.
負側入力端子と、前記正側入力端子に一端が接続された
入力側巻線と、該入力側巻線の他端と前記負側入力端子
との間に接続されたスイッチング素子と、前記入力側巻
線に磁気的に結合され且つ前記入力側巻線の他端に整流
用ダイオードを介して接続された出力側巻線と、該出力
側巻線に接続された正側出力端子と、前記負側入力端子
に接続された負側出力端子と、前記正側出力端子と前記
負側出力端子との間に接続された出力平滑コンデンサと
を備えた昇圧形DC−DCコンバータにおいて、 前記スイッチング素子と並列にクランプダイオードとク
ランプコンデンサとの直列回路を接続し、前記クランプ
ダイオードと前記クランプコンデンサとの接続点と前記
正側出力端子との間に回生用巻線と第1の回生用ダイオ
ードとの直列回路を接続し、前記入力側巻線と前記回生
用巻線とを磁気的に結合したことを特徴とする昇圧形D
C−DCコンバータ。3. A positive input terminal and a negative input terminal to which DC power is supplied, an input winding having one end connected to the positive input terminal, the other end of the input winding and the negative input terminal. A switching element connected between the input-side winding and an output-side winding magnetically coupled to the input-side winding and connected to the other end of the input-side winding via a rectifying diode; A positive output terminal connected to the output winding; a negative output terminal connected to the negative input terminal; and an output smoothing terminal connected between the positive output terminal and the negative output terminal. In a step-up DC-DC converter including a capacitor, a series circuit of a clamp diode and a clamp capacitor is connected in parallel with the switching element, and a connection point between the clamp diode and the clamp capacitor, the positive output terminal, Times between A series circuit of the use winding and the first regenerative diode, Boost D, characterized in that combined with said input winding and said regeneration winding magnetically
C-DC converter.
負側入力端子と、前記正側入力端子に一端が接続された
入力側巻線と、該入力側巻線の他端と前記負側入力端子
との間に接続されたスイッチング素子と、前記入力側巻
線に磁気的に結合され且つ前記入力側巻線の他端に整流
用ダイオードを介して接続された出力側巻線と、該出力
側巻線に接続された正側出力端子と、前記負側入力端子
に接続された負側出力端子と、前記正側出力端子と前記
負側出力端子との間に接続された出力平滑コンデンサと
を備えた昇圧形DC−DCコンバータにおいて、 前記スイッチング素子と並列にクランプダイオードとク
ランプコンデンサとの直列回路を接続し、前記クランプ
ダイオード及び前記クランプコンデンサの接続点と前記
整流用ダイオード及び前記出力側巻線の接続点との間に
第1の回生用ダイオードを接続したことを特徴とする昇
圧形DC−DCコンバータ。4. A positive input terminal and a negative input terminal to which DC power is supplied, an input winding having one end connected to the positive input terminal, the other end of the input winding and the negative input terminal. A switching element connected between the input-side winding and an output-side winding magnetically coupled to the input-side winding and connected to the other end of the input-side winding via a rectifying diode; A positive output terminal connected to the output winding; a negative output terminal connected to the negative input terminal; and an output smoothing terminal connected between the positive output terminal and the negative output terminal. In the step-up DC-DC converter including a capacitor, a series circuit of a clamp diode and a clamp capacitor is connected in parallel with the switching element, and a connection point of the clamp diode and the clamp capacitor is connected to the rectifying diode and First step-up DC-DC converter, characterized in that the regenerative diode is connected between a connection point of the output side windings.
生用巻線を接続し、回生用コンデンサを介して前記整流
用ダイオードの一端に接続すると共に、第2の回生用ダ
イオードを介して前記整流用ダイオードの他端に接続し
た請求項4に記載の昇圧形DC−DCコンバータ。5. A regenerative winding is connected in series with the first regenerative diode, connected to one end of the rectifier diode via a regenerative capacitor, and connected via a second regenerative diode. 5. The step-up DC-DC converter according to claim 4, which is connected to the other end of the rectifying diode.
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