JP2001292123A - 復調装置及び復調方法 - Google Patents
復調装置及び復調方法Info
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- JP2001292123A JP2001292123A JP2000111949A JP2000111949A JP2001292123A JP 2001292123 A JP2001292123 A JP 2001292123A JP 2000111949 A JP2000111949 A JP 2000111949A JP 2000111949 A JP2000111949 A JP 2000111949A JP 2001292123 A JP2001292123 A JP 2001292123A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差を短時間
で補正し、動作開始から復調動作が安定するまでの時間
を短縮する。 【解決手段】 ＮＣＯ１４には、ＩＦ信号の周波数とキ
ャリア信号の周波数との差分周波数が、初期発振周波数
としてプリセットされている。ＮＣＯ１４は、キャリア
周波数誤差を補正した後のＯＦＤＭ信号の中心周波数の
ずれ量が０となるように、発振周波数が調整される。受
信動作開始時には、予めキャリア周波数誤差として想定
される周波数がＮＣＯ１４から出力されるので、キャリ
ア周波数同期の引き込み動作が短縮する。
で補正し、動作開始から復調動作が安定するまでの時間
を短縮する。 【解決手段】 ＮＣＯ１４には、ＩＦ信号の周波数とキ
ャリア信号の周波数との差分周波数が、初期発振周波数
としてプリセットされている。ＮＣＯ１４は、キャリア
周波数誤差を補正した後のＯＦＤＭ信号の中心周波数の
ずれ量が０となるように、発振周波数が調整される。受
信動作開始時には、予めキャリア周波数誤差として想定
される周波数がＮＣＯ１４から出力されるので、キャリ
ア周波数同期の引き込み動作が短縮する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division
Multiplexing）方式によるデジタル放送等に適用される
復調装置及び復調方法に関する。
重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division
Multiplexing）方式によるデジタル放送等に適用される
復調装置及び復調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、デジタル信号を伝送する方式とし
て、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal F
requency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式
が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に
多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それ
ぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当
て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadratu
re Amplitude Modulation）によりディジタル変調する
方式である。
て、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal F
requency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式
が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に
多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それ
ぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当
て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadratu
re Amplitude Modulation）によりディジタル変調する
方式である。
【０００３】このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリア
で伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの
帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝
送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有
している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャ
リアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなる
という特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式
は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時
間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにく
くなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに
対してデータの割り当てが行われることから、変調時に
は逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fouri
er Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行
うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いる
ことにより、送受信回路を構成することができるという
特徴を有している。
で伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの
帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝
送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有
している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャ
リアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなる
という特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式
は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時
間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにく
くなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに
対してデータの割り当てが行われることから、変調時に
は逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fouri
er Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行
うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いる
ことにより、送受信回路を構成することができるという
特徴を有している。
【０００４】以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マ
ルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送
に適用することが広く検討されている。このようなＯＦ
ＤＭ方式を採用した地上波ディジタル放送としては、例
えば、ＤＶＢ−Ｔ（DigitalVideo Broadcasting-Terres
trial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital
Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案され
ている。
ルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送
に適用することが広く検討されている。このようなＯＦ
ＤＭ方式を採用した地上波ディジタル放送としては、例
えば、ＤＶＢ−Ｔ（DigitalVideo Broadcasting-Terres
trial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital
Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案され
ている。
【０００５】ＯＦＤＭ方式による送信信号は、図３に示
すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で
伝送される。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦ
Ｔが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効
シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされた
ガードインターバルとから構成されている。このガード
インターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けら
れている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）にお
いては、有効シンボル内に、２０４８本のサブキャリア
が含まれており、そのサブキャリア間隔は４.１４Ｈｚ
となる。また、有効シンボル内の２０４８本のサブキャ
リアのうち、１７０５本のサブキャリアにデータが変調
されている。また、ガードインターバルは、有効シンボ
ルの１／４や１／８の時間長の信号とされている。
すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で
伝送される。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦ
Ｔが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効
シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされた
ガードインターバルとから構成されている。このガード
インターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けら
れている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）にお
いては、有効シンボル内に、２０４８本のサブキャリア
が含まれており、そのサブキャリア間隔は４.１４Ｈｚ
となる。また、有効シンボル内の２０４８本のサブキャ
リアのうち、１７０５本のサブキャリアにデータが変調
されている。また、ガードインターバルは、有効シンボ
ルの１／４や１／８の時間長の信号とされている。
【０００６】このようなＯＦＤＭ方式によるデジタルテ
レビジョン放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）では、
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送
波を、アンテナにより受信し、ＲＦ信号としてチューナ
に供給する。チューナは、アンテナから供給されたＲＦ
信号を、所定の発振周波数の局部発振器を用いて、所定
の周波数（ＩＦ周波数ｆIF）のＩＦ信号に周波数変換す
る。そして、このＩＦ信号は、アナログ／デジタル変換
回路によりデジタル信号に変換された後、デジタル直交
復調回路によりデジタル直交復調され、ベースバンドの
ＯＦＤＭ信号とされる。
レビジョン放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）では、
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送
波を、アンテナにより受信し、ＲＦ信号としてチューナ
に供給する。チューナは、アンテナから供給されたＲＦ
信号を、所定の発振周波数の局部発振器を用いて、所定
の周波数（ＩＦ周波数ｆIF）のＩＦ信号に周波数変換す
る。そして、このＩＦ信号は、アナログ／デジタル変換
回路によりデジタル信号に変換された後、デジタル直交
復調回路によりデジタル直交復調され、ベースバンドの
ＯＦＤＭ信号とされる。
【０００７】ここで、デジタル直交復調した後のベース
バンドのＯＦＤＭ信号は、図４に示すように、その中心
周波数を０とするようにしなければならない。そのた
め、直交復調に用いるキャリア周波数ｆｃを、ＩＦ信号
のＩＦ周波数ｆIFと一致させなければならない。直交復
調時のキャリア周波数ｆｃとＩＦ信号のＩＦ周波数ｆIF
とが一致していない場合には、図５に示すように、直交
復調後の中心周波数に誤差（キャリア周波数誤差ｆE）
が生じてしまい、正確なデジタル直交復調をすることが
できない。
バンドのＯＦＤＭ信号は、図４に示すように、その中心
周波数を０とするようにしなければならない。そのた
め、直交復調に用いるキャリア周波数ｆｃを、ＩＦ信号
のＩＦ周波数ｆIFと一致させなければならない。直交復
調時のキャリア周波数ｆｃとＩＦ信号のＩＦ周波数ｆIF
とが一致していない場合には、図５に示すように、直交
復調後の中心周波数に誤差（キャリア周波数誤差ｆE）
が生じてしまい、正確なデジタル直交復調をすることが
できない。
【０００８】このようなキャリア周波数誤差ｆEをなく
すための手段としては、ＲＦ信号をＩＦ信号に変換する
チューナの局部発振器と直交復調回路に与える局部発振
器との同期させて動作させる方法があるが、一般にその
回路構成は複雑となる。
すための手段としては、ＲＦ信号をＩＦ信号に変換する
チューナの局部発振器と直交復調回路に与える局部発振
器との同期させて動作させる方法があるが、一般にその
回路構成は複雑となる。
【０００９】そのため、一般にＯＦＤＭ受信装置では、
チューナの局部発振器と直交復調回路のクロックとを非
同期で動作させ、キャリア周波数誤差ｆEと同一の発振
周波数の補正信号を、デジタル直交復調出力に複素乗算
することによって、このデジタル直交復調出力の中心周
波数の調整をしている。
チューナの局部発振器と直交復調回路のクロックとを非
同期で動作させ、キャリア周波数誤差ｆEと同一の発振
周波数の補正信号を、デジタル直交復調出力に複素乗算
することによって、このデジタル直交復調出力の中心周
波数の調整をしている。
【００１０】キャリア周波数誤差の補正を行う従来のＯ
ＦＤＭ受信装置について、図６を用いて説明をする。
ＦＤＭ受信装置について、図６を用いて説明をする。
【００１１】従来のＯＦＤＭ受信装置は、図６に示すよ
うに、アンテナ１０２と、チューナ１０３と、Ａ／Ｄ変
換回路１０４と、デジタル直交復調回路１０５と、ｆｃ
補正回路１０６と、ＦＦＴ演算回路１０７と、ｆｃ誤差
検出回路１０８と、ＮＣＯ１０９とを有している。
うに、アンテナ１０２と、チューナ１０３と、Ａ／Ｄ変
換回路１０４と、デジタル直交復調回路１０５と、ｆｃ
補正回路１０６と、ＦＦＴ演算回路１０７と、ｆｃ誤差
検出回路１０８と、ＮＣＯ１０９とを有している。
【００１２】放送局から放送されたデジタルテレビジョ
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置のアンテナ１０２
により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１０３に供給
される。アンテナ１０２により受信されたＲＦ信号は、
局部発振器１０３ａ及び乗算器１０３ｂからなるチュー
ナ１０３によりＩＦ信号に周波数変換される。周波数変
換されたＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路１０４によりデジ
タル化され、デジタル直交復調回路１０５に供給され
る。
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置のアンテナ１０２
により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１０３に供給
される。アンテナ１０２により受信されたＲＦ信号は、
局部発振器１０３ａ及び乗算器１０３ｂからなるチュー
ナ１０３によりＩＦ信号に周波数変換される。周波数変
換されたＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路１０４によりデジ
タル化され、デジタル直交復調回路１０５に供給され
る。
【００１３】デジタル直交復調回路１０５は、所定の周
波数（ｆｃ：キャリア周波数）のキャリア信号を用い
て、デジタル化されたＩＦ信号をデジタル直交復調し、
ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このキャリア
信号のキャリア周波数ｆｃは、チューナ１０２の局部発
振器１０３ａの発振周波数とは非同期とされている。こ
のベースバンドのＯＦＤＭ信号は、デジタル直交復調さ
れた結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分
（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタ
ル直交復調回路１０５により出力されるベースバンドの
ＯＦＤＭ信号は、ｆｃ補正回路１０６に供給される。
波数（ｆｃ：キャリア周波数）のキャリア信号を用い
て、デジタル化されたＩＦ信号をデジタル直交復調し、
ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このキャリア
信号のキャリア周波数ｆｃは、チューナ１０２の局部発
振器１０３ａの発振周波数とは非同期とされている。こ
のベースバンドのＯＦＤＭ信号は、デジタル直交復調さ
れた結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分
（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタ
ル直交復調回路１０５により出力されるベースバンドの
ＯＦＤＭ信号は、ｆｃ補正回路１０６に供給される。
【００１４】ｆｃ補正回路１０６は、ＮＣＯ１０９から
出力されるｆｃ誤差補正信号とベースバンドのＯＦＤＭ
信号と複素乗算し、デジタル直交復調後のベースバンド
のＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差を補正する。ｆｃ
補正回路１０６によりキャリア周波数誤差が補正された
ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算回路１０７
に供給される。
出力されるｆｃ誤差補正信号とベースバンドのＯＦＤＭ
信号と複素乗算し、デジタル直交復調後のベースバンド
のＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差を補正する。ｆｃ
補正回路１０６によりキャリア周波数誤差が補正された
ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算回路１０７
に供給される。
【００１５】ｆｃ誤差検出回路１０８は、ｆｃ補正回路
１０６及びＦＦＴ演算回路１０７からの出力信号に基づ
き、ｆｃ補正回路１０６から出力されるベースバンドの
ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を検出する。ｆｃ誤
差検出回路１０６は、そのずれ量を誤差成分ｅｒｒとし
て、ＮＣＯ１０９に出力する。
１０６及びＦＦＴ演算回路１０７からの出力信号に基づ
き、ｆｃ補正回路１０６から出力されるベースバンドの
ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を検出する。ｆｃ誤
差検出回路１０６は、そのずれ量を誤差成分ｅｒｒとし
て、ＮＣＯ１０９に出力する。
【００１６】ＮＣＯ１０９は、いわゆる数値制御発振器
であり、ｆｃ誤差検出回路１０８により検出された誤差
成分ｅｒｒに応じて、発振周波数が増減するｆｃ誤差補
正信号を発生する。このＮＣＯ１０９は、例えば、供給
された誤差成分ｅｒｒがプラスの値であれば出力してい
るｆｃ誤差補正信号の発振周波数を減少させ、供給され
た誤差成分ｅｒｒがマイナスの値であれば出力している
ｆｃ誤差補正信号の発振周波数を増加させるような制御
を行う。ＮＣＯ１０９は、このような制御を行うことに
よって、誤差成分ｅｒｒが０となるところで発振周波数
が一定になるようなｆｃ誤差補正信号を発生する。
であり、ｆｃ誤差検出回路１０８により検出された誤差
成分ｅｒｒに応じて、発振周波数が増減するｆｃ誤差補
正信号を発生する。このＮＣＯ１０９は、例えば、供給
された誤差成分ｅｒｒがプラスの値であれば出力してい
るｆｃ誤差補正信号の発振周波数を減少させ、供給され
た誤差成分ｅｒｒがマイナスの値であれば出力している
ｆｃ誤差補正信号の発振周波数を増加させるような制御
を行う。ＮＣＯ１０９は、このような制御を行うことに
よって、誤差成分ｅｒｒが０となるところで発振周波数
が一定になるようなｆｃ誤差補正信号を発生する。
【００１７】このように、ＯＦＤＭ受信装置では、デジ
タル直交復調回路の後段にｆｃ補正回路１０６を設ける
ことによって、ベースバンドのＯＦＤＭ信号のキャリア
周波数誤差を補正している。すなわち、ｆｃ誤差検出回
路１０８が、ｆｃ補正回路１０６の出力信号の中心周波
数のずれ量を検出し、そのずれ量を誤差成分ｅｒｒとし
てＮＣＯ１０９にフィードバックする。このＮＣＯ１０
９が、この誤差成分ｅｒｒに応じて発振周波数が変動す
るｆｃ誤差補正信号を生成し、ｆｃ補正回路１０８に供
給する。そして、このｆｃ補正回路１０８が、ベースバ
ンドのＯＦＤＭ信号に対してｆｃ誤差補正信号を複素乗
算することによって、キャリア周波数誤差を補正してい
る。
タル直交復調回路の後段にｆｃ補正回路１０６を設ける
ことによって、ベースバンドのＯＦＤＭ信号のキャリア
周波数誤差を補正している。すなわち、ｆｃ誤差検出回
路１０８が、ｆｃ補正回路１０６の出力信号の中心周波
数のずれ量を検出し、そのずれ量を誤差成分ｅｒｒとし
てＮＣＯ１０９にフィードバックする。このＮＣＯ１０
９が、この誤差成分ｅｒｒに応じて発振周波数が変動す
るｆｃ誤差補正信号を生成し、ｆｃ補正回路１０８に供
給する。そして、このｆｃ補正回路１０８が、ベースバ
ンドのＯＦＤＭ信号に対してｆｃ誤差補正信号を複素乗
算することによって、キャリア周波数誤差を補正してい
る。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、デジタル直
交復調出力に複素乗算されるｆｃ誤差補正信号の発振周
波数は、制御開始直後（動作開始直後）においては、フ
ィードバックされてくる誤差成分ｅｒｒが無いため、ゼ
ロとされている。そして、ベースバンドのＯＦＤＭ信号
の初期データに対する直交復調がされると、その初期デ
ータに含まれているキャリア周波数誤差がそのまま誤差
成分ｅｒｒとしてＮＣＯ１０９にフィードバックされ、
このＮＣＯ１０９からこの誤差成分ｅｒｒに応じた発振
周波数の補正信号がデジタル直交復調出力に複素乗算さ
れる。
交復調出力に複素乗算されるｆｃ誤差補正信号の発振周
波数は、制御開始直後（動作開始直後）においては、フ
ィードバックされてくる誤差成分ｅｒｒが無いため、ゼ
ロとされている。そして、ベースバンドのＯＦＤＭ信号
の初期データに対する直交復調がされると、その初期デ
ータに含まれているキャリア周波数誤差がそのまま誤差
成分ｅｒｒとしてＮＣＯ１０９にフィードバックされ、
このＮＣＯ１０９からこの誤差成分ｅｒｒに応じた発振
周波数の補正信号がデジタル直交復調出力に複素乗算さ
れる。
【００１９】従って、キャリア周波数誤差が大きければ
大きいほど、フィードバック制御の初期応答動作が大き
くなり、キャリア周波数誤差を０に収束させるまでに時
間がかかってしまう。
大きいほど、フィードバック制御の初期応答動作が大き
くなり、キャリア周波数誤差を０に収束させるまでに時
間がかかってしまう。
【００２０】本発明は、このような実情を鑑みてなされ
たものであり、動作開始から復調動作が安定するまでの
時間を短縮するＯＦＤＭ信号の復調装置及び復調方法を
提供することを目的とする。
たものであり、動作開始から復調動作が安定するまでの
時間を短縮するＯＦＤＭ信号の復調装置及び復調方法を
提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本発明にかかる復調装置
は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する復
調装置であって、ＲＦ信号からＩＦ信号に周波数変換さ
れた上記ＯＦＤＭ信号を、上記ＩＦ信号と非同期とされ
た所定の周波数のサンプリングクロックでサンプリング
して、デジタルデータに変換するアナログ／デジタル変
換手段と、デジタルデータに変換されたＩＦ信号の上記
ＯＦＤＭ信号を、上記サンプリングクロックに同期した
キャリア信号でデジタル直交復調をしてベースバンドの
ＯＦＤＭ信号を生成するデジタル直交復調手段と、上記
デジタル直交復調されたベースバンドのＯＦＤＭ信号に
対して補正信号を複素乗算して、上記ＩＦ信号の周波数
と上記キャリア信号の周波数との誤差（キャリア周波数
誤差）を補正するキャリア周波数誤差補正手段と、上記
キャリア周波数誤差補正手段の出力信号から上記ベース
バンドのＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を検出し、
この中心周波数のずれ量に応じて発振周波数が可変され
る上記補正信号を生成する補正信号生成手段とを備え、
上記補正信号生成手段は、上記ＩＦ信号の周波数と上記
キャリア信号の周波数との差分周波数を、上記補正信号
の初期発振周波数とすることを特徴とする。
は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する復
調装置であって、ＲＦ信号からＩＦ信号に周波数変換さ
れた上記ＯＦＤＭ信号を、上記ＩＦ信号と非同期とされ
た所定の周波数のサンプリングクロックでサンプリング
して、デジタルデータに変換するアナログ／デジタル変
換手段と、デジタルデータに変換されたＩＦ信号の上記
ＯＦＤＭ信号を、上記サンプリングクロックに同期した
キャリア信号でデジタル直交復調をしてベースバンドの
ＯＦＤＭ信号を生成するデジタル直交復調手段と、上記
デジタル直交復調されたベースバンドのＯＦＤＭ信号に
対して補正信号を複素乗算して、上記ＩＦ信号の周波数
と上記キャリア信号の周波数との誤差（キャリア周波数
誤差）を補正するキャリア周波数誤差補正手段と、上記
キャリア周波数誤差補正手段の出力信号から上記ベース
バンドのＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を検出し、
この中心周波数のずれ量に応じて発振周波数が可変され
る上記補正信号を生成する補正信号生成手段とを備え、
上記補正信号生成手段は、上記ＩＦ信号の周波数と上記
キャリア信号の周波数との差分周波数を、上記補正信号
の初期発振周波数とすることを特徴とする。
【００２２】この復調装置では、ＩＦ信号をデジタル直
交復調した後のＯＦＤＭ信号に補正信号を複素乗算する
ことにより、ＩＦ信号に対するデジタル直交復調時にお
いて発生するキャリア周波数誤差を補正する。そして、
この復調装置では、上記補正信号の初期発振周波数を、
ＩＦ信号の周波数と上記キャリア信号の周波数との差分
周波数としている。
交復調した後のＯＦＤＭ信号に補正信号を複素乗算する
ことにより、ＩＦ信号に対するデジタル直交復調時にお
いて発生するキャリア周波数誤差を補正する。そして、
この復調装置では、上記補正信号の初期発振周波数を、
ＩＦ信号の周波数と上記キャリア信号の周波数との差分
周波数としている。
【００２３】本発明にかかる復調方法は、直交周波数分
割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法であって、
ＲＦ信号からＩＦ信号に周波数変換された上記ＯＦＤＭ
信号を、上記ＩＦ信号と非同期とされた所定の周波数の
サンプリングクロックでサンプリングして、デジタルデ
ータに変換し、デジタルデータに変換されたＩＦ信号の
上記ＯＦＤＭ信号を、上記サンプリングクロックに同期
したキャリア信号でデジタル直交復調をしてベースバン
ドのＯＦＤＭ信号を生成し、上記デジタル直交復調され
たベースバンドのＯＦＤＭ信号に対して補正信号を複素
乗算して、上記ＩＦ信号の周波数と上記キャリア信号の
周波数との誤差（キャリア周波数誤差）を補正し、上記
キャリア周波数誤差を補正した信号から上記ベースバン
ドのＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を検出し、この
中心周波数のずれ量に応じて発振周波数を可変して上記
補正信号を生成するとともに、上記ＩＦ信号の周波数と
上記キャリア信号の周波数との差分周波数を、上記補正
信号の初期発振周波数とすることを特徴とする。
割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法であって、
ＲＦ信号からＩＦ信号に周波数変換された上記ＯＦＤＭ
信号を、上記ＩＦ信号と非同期とされた所定の周波数の
サンプリングクロックでサンプリングして、デジタルデ
ータに変換し、デジタルデータに変換されたＩＦ信号の
上記ＯＦＤＭ信号を、上記サンプリングクロックに同期
したキャリア信号でデジタル直交復調をしてベースバン
ドのＯＦＤＭ信号を生成し、上記デジタル直交復調され
たベースバンドのＯＦＤＭ信号に対して補正信号を複素
乗算して、上記ＩＦ信号の周波数と上記キャリア信号の
周波数との誤差（キャリア周波数誤差）を補正し、上記
キャリア周波数誤差を補正した信号から上記ベースバン
ドのＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を検出し、この
中心周波数のずれ量に応じて発振周波数を可変して上記
補正信号を生成するとともに、上記ＩＦ信号の周波数と
上記キャリア信号の周波数との差分周波数を、上記補正
信号の初期発振周波数とすることを特徴とする。
【００２４】この復調方法では、ＩＦ信号をデジタル直
交復調した後のＯＦＤＭ信号に補正信号を複素乗算する
ことにより、ＩＦ信号に対するデジタル直交復調時にお
いて発生するキャリア周波数誤差を補正する。そして、
この復調方法では、上記補正信号の初期発振周波数を、
ＩＦ信号の周波数と上記キャリア信号の周波数との差分
周波数としている。
交復調した後のＯＦＤＭ信号に補正信号を複素乗算する
ことにより、ＩＦ信号に対するデジタル直交復調時にお
いて発生するキャリア周波数誤差を補正する。そして、
この復調方法では、上記補正信号の初期発振周波数を、
ＩＦ信号の周波数と上記キャリア信号の周波数との差分
周波数としている。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態とし
て、本発明を適用したＯＦＤＭ方式によるデジタル放送
の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。
て、本発明を適用したＯＦＤＭ方式によるデジタル放送
の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。
【００２６】図１に本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置
のブロック構成図を示す。
のブロック構成図を示す。
【００２７】ＯＦＤＭ受信装置１は、この図１に示すよ
うに、アンテナ２と、チューナ３と、局部発振器４と、
Ａ／Ｄ変換回路５と、クロック発生回路６と、デジタル
直交復調回路７と、キャリア発生回路８と、ｆｃ補正回
路９と、ＦＦＴ演算回路１０と、狭帯域ｆｃ誤差算出回
路１１と、広帯域ｆｃ誤差算出回路１２と、加算回路１
３と、数値コントロール発振回路（ＮＣＯ）１４とを備
えている。
うに、アンテナ２と、チューナ３と、局部発振器４と、
Ａ／Ｄ変換回路５と、クロック発生回路６と、デジタル
直交復調回路７と、キャリア発生回路８と、ｆｃ補正回
路９と、ＦＦＴ演算回路１０と、狭帯域ｆｃ誤差算出回
路１１と、広帯域ｆｃ誤差算出回路１２と、加算回路１
３と、数値コントロール発振回路（ＮＣＯ）１４とを備
えている。
【００２８】放送局から放送されたデジタルテレビジョ
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２に
より受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給され
る。
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２に
より受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給され
る。
【００２９】チューナ３は、供給されたＲＦ信号と局部
発振器４から発生された局部キャリアとを乗算して、Ｒ
Ｆ信号を所定の周波数（ｆIF）のＩＦ信号に周波数変換
をする。チューナ３により周波数変換がされたＩＦ信号
は、Ａ／Ｄ変換回路５に供給される。
発振器４から発生された局部キャリアとを乗算して、Ｒ
Ｆ信号を所定の周波数（ｆIF）のＩＦ信号に周波数変換
をする。チューナ３により周波数変換がされたＩＦ信号
は、Ａ／Ｄ変換回路５に供給される。
【００３０】Ａ／Ｄ変換回路５は、クロック発生回路６
から供給されるサンプリングクロック（周波数ｆCLK）
により、ＩＦ信号をサンプリングして、このＩＦ信号を
デジタル化する。Ａ／Ｄ変換回路５は、例えば、ＤＶＢ
−Ｔ規格においては、有効シンボルのサンプリング数が
２０４８サンプルでサンプリングできるようなクロック
で、即ち、１ＯＦＤＭシンボルを２５６０（２０４８＋
５１２）サンプルでサンプリングできるようなクロック
でサンプリングを行う。
から供給されるサンプリングクロック（周波数ｆCLK）
により、ＩＦ信号をサンプリングして、このＩＦ信号を
デジタル化する。Ａ／Ｄ変換回路５は、例えば、ＤＶＢ
−Ｔ規格においては、有効シンボルのサンプリング数が
２０４８サンプルでサンプリングできるようなクロック
で、即ち、１ＯＦＤＭシンボルを２５６０（２０４８＋
５１２）サンプルでサンプリングできるようなクロック
でサンプリングを行う。
【００３１】ここで、ＩＦ信号の周波数ｆIFと、クロッ
ク発生回路６から発生されるサンプリングクロックｆC
LKとは、例えば、４ｆCLK≒ｆIFという関係があるもの
とする。ただし、局部発振器４とクロック発生回路６と
は非同期で動作しており、クロック発生回路６から発生
されたサンプリングクロックとＩＦ信号とは同期が取ら
れていない。
ク発生回路６から発生されるサンプリングクロックｆC
LKとは、例えば、４ｆCLK≒ｆIFという関係があるもの
とする。ただし、局部発振器４とクロック発生回路６と
は非同期で動作しており、クロック発生回路６から発生
されたサンプリングクロックとＩＦ信号とは同期が取ら
れていない。
【００３２】Ａ／Ｄ変換回路５によりデジタル化された
ＩＦ信号は、デジタル直交復調回路７に供給される。デ
ジタル直交復調回路７は、キャリア発生回路８から発生
された所定の周波数（ｆｃ：キャリア周波数）のキャリ
ア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調
し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。キャリア
発生回路８は、４ｆCLK≒ｆIFという関係があることか
ら、図２に示すような、４カウントで１周期（１／ｆ
ｃ）を表すデジタルのキャリア信号を発生する。例え
ば、ｃｏｓωｔ＝１，０，−１，０で１周期となり、−
ｓｉｎωｔ＝０，−１，０，１で１周期となる直交した
キャリア信号を発生する。また、キャリア周波数ｆｃと
ＩＦ信号の周波数ｆIFとは、完全に一致しておらず一定
の周波数ずれが生じてる。ここで、角周波数ωは、ω＝
２πｆC≒２πｆIFである。
ＩＦ信号は、デジタル直交復調回路７に供給される。デ
ジタル直交復調回路７は、キャリア発生回路８から発生
された所定の周波数（ｆｃ：キャリア周波数）のキャリ
ア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調
し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。キャリア
発生回路８は、４ｆCLK≒ｆIFという関係があることか
ら、図２に示すような、４カウントで１周期（１／ｆ
ｃ）を表すデジタルのキャリア信号を発生する。例え
ば、ｃｏｓωｔ＝１，０，−１，０で１周期となり、−
ｓｉｎωｔ＝０，−１，０，１で１周期となる直交した
キャリア信号を発生する。また、キャリア周波数ｆｃと
ＩＦ信号の周波数ｆIFとは、完全に一致しておらず一定
の周波数ずれが生じてる。ここで、角周波数ωは、ω＝
２πｆC≒２πｆIFである。
【００３３】なお、このデジタル直交復調回路７から出
力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ（Fast
Fourier Transferorm）演算される前のいわゆる時間領
域の信号であることから、以下ＯＦＤＭ時間領域信号と
呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結
果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチ
ャネル信号）とを含んだ複素信号となっている。デジタ
ル直交復調回路７により出力されるＯＦＤＭ時間領域信
号は、ｆｃ補正回路９に供給される。
力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ（Fast
Fourier Transferorm）演算される前のいわゆる時間領
域の信号であることから、以下ＯＦＤＭ時間領域信号と
呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結
果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチ
ャネル信号）とを含んだ複素信号となっている。デジタ
ル直交復調回路７により出力されるＯＦＤＭ時間領域信
号は、ｆｃ補正回路９に供給される。
【００３４】ｆｃ補正回路９は、ＮＣＯ１４から出力さ
れたｆｃ誤差補正信号とＯＦＤＭ時間領域信号と複素乗
算し、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波数誤差を補
正する。ｆｃ補正回路９によりキャリア周波数誤差が補
正されたＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路１０
及び狭帯域ｆｃ誤差算出回路１１に供給される。
れたｆｃ誤差補正信号とＯＦＤＭ時間領域信号と複素乗
算し、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波数誤差を補
正する。ｆｃ補正回路９によりキャリア周波数誤差が補
正されたＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路１０
及び狭帯域ｆｃ誤差算出回路１１に供給される。
【００３５】ＦＦＴ演算回路１０は、ＯＦＤＭ時間領域
信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに対し
て変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦ
Ｔ演算回路１０から出力される信号は、ＦＦＴされた後
のいわゆる周波数領域の信号であることから、以下、Ｏ
ＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに対し
て変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦ
Ｔ演算回路１０から出力される信号は、ＦＦＴされた後
のいわゆる周波数領域の信号であることから、以下、Ｏ
ＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００３６】ＦＦＴ演算回路１０は、ＯＦＤＭシンボル
からガードインターバルの時間長分の信号を除去するこ
とにより得られる有効シンボル長の範囲（２０４８サン
プルの範囲）に対してＦＦＴ演算を行う。
からガードインターバルの時間長分の信号を除去するこ
とにより得られる有効シンボル長の範囲（２０４８サン
プルの範囲）に対してＦＦＴ演算を行う。
【００３７】このようにＦＦＴ演算回路１０から出力さ
れたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号
と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分
（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。
ＯＦＤＭ周波数領域信号は、広帯域ｆｃ誤差算出回路１
２及び図示しない後段のイコライザ等に供給される。
れたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号
と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分
（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。
ＯＦＤＭ周波数領域信号は、広帯域ｆｃ誤差算出回路１
２及び図示しない後段のイコライザ等に供給される。
【００３８】狭帯域ｆｃ誤差算出回路１１は、デジタル
直交復調回路７によりデジタル直交復調した後のＯＦＤ
Ｍ時間領域信号の中心周波数のずれ量を示す狭帯域のキ
ャリア周波数誤差成分を算出する。具体的に、狭帯域ｆ
ｃ誤差算出回路１１は、サブキャリアの周波数間隔（例
えば４.１４Ｈｚ）の±１／２以下の精度の中心周波数
のずれ量を算出する。
直交復調回路７によりデジタル直交復調した後のＯＦＤ
Ｍ時間領域信号の中心周波数のずれ量を示す狭帯域のキ
ャリア周波数誤差成分を算出する。具体的に、狭帯域ｆ
ｃ誤差算出回路１１は、サブキャリアの周波数間隔（例
えば４.１４Ｈｚ）の±１／２以下の精度の中心周波数
のずれ量を算出する。
【００３９】狭帯域ｆｃ誤差算出回路１１は、ＯＦＤＭ
時間領域信号に対して、ガードインターバル部分の波形
とＯＦＤＭシンボルの後半部分の波形（即ち、ガードイ
ンターバルのコピー元の信号波形）との相関性を求め、
この相関性に基づきＯＦＤＭシンボルの境界部分を求め
る。求めた相関性を示す関数は、複素信号であり、さら
に、この関数におけるＯＦＤＭシンボルの境界部分の位
相成分は、キャリア周波数誤差成分のサブキャリア周波
数間隔の±１／２以下の精度の情報となっている。狭帯
域ｆｃ誤差補正回路１１は、このサブキャリア周波数間
隔の±１／２以下の精度の情報を、狭帯域キャリア周波
数誤差成分として求める。
時間領域信号に対して、ガードインターバル部分の波形
とＯＦＤＭシンボルの後半部分の波形（即ち、ガードイ
ンターバルのコピー元の信号波形）との相関性を求め、
この相関性に基づきＯＦＤＭシンボルの境界部分を求め
る。求めた相関性を示す関数は、複素信号であり、さら
に、この関数におけるＯＦＤＭシンボルの境界部分の位
相成分は、キャリア周波数誤差成分のサブキャリア周波
数間隔の±１／２以下の精度の情報となっている。狭帯
域ｆｃ誤差補正回路１１は、このサブキャリア周波数間
隔の±１／２以下の精度の情報を、狭帯域キャリア周波
数誤差成分として求める。
【００４０】このように狭帯域ｆｃ誤差算出回路１１に
より求められた狭帯域キャリア周波数誤差成分は、加算
回路１３に供給される。
より求められた狭帯域キャリア周波数誤差成分は、加算
回路１３に供給される。
【００４１】広帯域ｆｃ誤差算出回路１２は、デジタル
直交復調回路７によりデジタル直交復調した後のＯＦＤ
Ｍ時間領域信号に基づき、ＯＦＤＭ時間領域信号の中心
周波数のずれ量を示す広帯域キャリア周波数誤差成分を
算出する。具体的に、広帯域ｆｃ誤差算出回路１２は、
サブキャリアの周波数（例えば４.１４Ｈｚ）間隔精度
で中心周波数のずれ量を算出する。
直交復調回路７によりデジタル直交復調した後のＯＦＤ
Ｍ時間領域信号に基づき、ＯＦＤＭ時間領域信号の中心
周波数のずれ量を示す広帯域キャリア周波数誤差成分を
算出する。具体的に、広帯域ｆｃ誤差算出回路１２は、
サブキャリアの周波数（例えば４.１４Ｈｚ）間隔精度
で中心周波数のずれ量を算出する。
【００４２】広帯域ｆｃ誤差算出回路１２によるキャリ
ア周波数誤差成分の算出原理について説明する。
ア周波数誤差成分の算出原理について説明する。
【００４３】ＯＦＤＭ信号には、一般に、ＣＰ（Contin
ual Pilots）信号と呼ばれるパイロット信号が含まれて
いる。このＣＰ信号は、特定の位相及び振幅を常に表し
ている信号であり、有効シンボル内の複数のインデック
スのサブキャリアに挿入されている。有効シンボル内に
含まれるＣＰ信号の数、及び、その挿入位置の配置パタ
ーンは、予め規格により定められている。例えば、ＤＶ
Ｂ−Ｔ規格（２Ｋモード）であれば、１つの有効シンボ
ル内に２０４８本のサブキャリア（０〜２０４７）が存
在するが、そのうち４５本のサブキャリアにＣＰ信号が
含まれている。また、このＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモー
ド）においては、ＣＰ信号の配置パターンが、サブキャ
リアのインデックス番号（信号が変調されている１７０
５本の範囲内）で、０、４８、５４、８７、１４１、１
５６、１９２、２０１、２５５、２７９、２８２、３３
３、４３２、４５０、４８３、５２５、５３１、６１
８、６３６、７１４、７５９、７６５、７８０、８０
４、８７３、８８８、９１８、９３９、９４２、９６
９、９８４、１０５０、１１０１、１１０７、１１１
０、１１３７、１１４０、１１４６、１２０６、１２６
９、１３２３、１３７７、１４９１、１６８３、１７０
４となっている。
ual Pilots）信号と呼ばれるパイロット信号が含まれて
いる。このＣＰ信号は、特定の位相及び振幅を常に表し
ている信号であり、有効シンボル内の複数のインデック
スのサブキャリアに挿入されている。有効シンボル内に
含まれるＣＰ信号の数、及び、その挿入位置の配置パタ
ーンは、予め規格により定められている。例えば、ＤＶ
Ｂ−Ｔ規格（２Ｋモード）であれば、１つの有効シンボ
ル内に２０４８本のサブキャリア（０〜２０４７）が存
在するが、そのうち４５本のサブキャリアにＣＰ信号が
含まれている。また、このＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモー
ド）においては、ＣＰ信号の配置パターンが、サブキャ
リアのインデックス番号（信号が変調されている１７０
５本の範囲内）で、０、４８、５４、８７、１４１、１
５６、１９２、２０１、２５５、２７９、２８２、３３
３、４３２、４５０、４８３、５２５、５３１、６１
８、６３６、７１４、７５９、７６５、７８０、８０
４、８７３、８８８、９１８、９３９、９４２、９６
９、９８４、１０５０、１１０１、１１０７、１１１
０、１１３７、１１４０、１１４６、１２０６、１２６
９、１３２３、１３７７、１４９１、１６８３、１７０
４となっている。
【００４４】広帯域ｆｃ誤差算出回路１２は、ＦＦＴ演
算後のＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、時間的に前後
したシンボル間で２回の差動復調を行うことによってＣ
Ｐ信号を抽出し、抽出したＣＰ信号のサブキャリア位置
が、本来のサブキャリア位置からどの程度シフトしてい
るかを算出することによって、ＯＦＤＭ信号のキャリア
周波数誤差成分を算出している。
算後のＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、時間的に前後
したシンボル間で２回の差動復調を行うことによってＣ
Ｐ信号を抽出し、抽出したＣＰ信号のサブキャリア位置
が、本来のサブキャリア位置からどの程度シフトしてい
るかを算出することによって、ＯＦＤＭ信号のキャリア
周波数誤差成分を算出している。
【００４５】このように広帯域ｆｃ誤差算出回路１２に
より求められた広帯域キャリア周波数誤差成分は、加算
回路１３に供給される。
より求められた広帯域キャリア周波数誤差成分は、加算
回路１３に供給される。
【００４６】加算回路１３は、狭帯域ｆｃ誤差算出回路
１１により算出された狭帯域ｆｃ誤差成分と、広帯域ｆ
ｃ誤差算出回路１２により算出された広帯域ｆｃ誤差成
分とを加算して、ｆｃ補正回路９から出力されたベース
バンドＯＦＤＭ信号のトータルの中心周波数のずれ量を
算出する。加算回路１３は、算出したトータルの中心周
波数のずれ量を、誤差成分ｅｒｒとして出力する。加算
回路１３から出力される誤差成分ｅｒｒは、ＮＣＯ１４
に供給される。
１１により算出された狭帯域ｆｃ誤差成分と、広帯域ｆ
ｃ誤差算出回路１２により算出された広帯域ｆｃ誤差成
分とを加算して、ｆｃ補正回路９から出力されたベース
バンドＯＦＤＭ信号のトータルの中心周波数のずれ量を
算出する。加算回路１３は、算出したトータルの中心周
波数のずれ量を、誤差成分ｅｒｒとして出力する。加算
回路１３から出力される誤差成分ｅｒｒは、ＮＣＯ１４
に供給される。
【００４７】ＮＣＯ１４は、いわゆる数値制御発振器で
あり、加算回路１３から出力された誤差成分ｅｒｒに応
じて増減するｆｃ誤差補正信号を発生する。このＮＣＯ
１４は、例えば、供給された誤差成分ｅｒｒがプラスの
値であればｆｃ誤差補正信号の発振周波数を減少させ、
供給された誤差成分ｅｒｒがマイナスの値であればｆｃ
誤差補正信号の発振周波数を増加させるような制御を行
う。ＮＣＯ１４は、このように制御することによって、
誤差成分ｅｒｒが０となるところで発振周波数が一定に
なるようなｆｃ誤差補正信号を発生する。
あり、加算回路１３から出力された誤差成分ｅｒｒに応
じて増減するｆｃ誤差補正信号を発生する。このＮＣＯ
１４は、例えば、供給された誤差成分ｅｒｒがプラスの
値であればｆｃ誤差補正信号の発振周波数を減少させ、
供給された誤差成分ｅｒｒがマイナスの値であればｆｃ
誤差補正信号の発振周波数を増加させるような制御を行
う。ＮＣＯ１４は、このように制御することによって、
誤差成分ｅｒｒが０となるところで発振周波数が一定に
なるようなｆｃ誤差補正信号を発生する。
【００４８】すなわち、ＮＣＯ１４からは、キャリア発
生回路８により発生されるキャリア周波数の発振周波数
ｆｃとＩＦ信号の周波数成分ｆIFとのキャリア周波数誤
差ｆEを発振周波数とするｆｃ誤差補正信号が出力され
る。従って、定常的に動作をしている状態においては、
加算回路１３から出力される誤差成分ｅｒｒが０とさ
れ、ＮＣＯ１４から出力されるｆｃ誤差補正信号の発振
周波数がキャリア周波数誤差に一致した状態となる。も
っとも、キャリア周波数誤差は、例えば、チューナ３の
受信状態等によって時間変動するので、ＮＣＯ１４は、
この時間変動に追従するように発振周波数を変動させる
こととなる。
生回路８により発生されるキャリア周波数の発振周波数
ｆｃとＩＦ信号の周波数成分ｆIFとのキャリア周波数誤
差ｆEを発振周波数とするｆｃ誤差補正信号が出力され
る。従って、定常的に動作をしている状態においては、
加算回路１３から出力される誤差成分ｅｒｒが０とさ
れ、ＮＣＯ１４から出力されるｆｃ誤差補正信号の発振
周波数がキャリア周波数誤差に一致した状態となる。も
っとも、キャリア周波数誤差は、例えば、チューナ３の
受信状態等によって時間変動するので、ＮＣＯ１４は、
この時間変動に追従するように発振周波数を変動させる
こととなる。
【００４９】以上のようなＯＦＤＭ受信装置１では、デ
ジタル直交復調回路７の後段にｆｃ補正回路９を設ける
ことによって、ベースバンドのＯＦＤＭ信号のキャリア
周波数誤差を補正している。すなわち、狭帯域ｆｃ誤差
検出回路１１及び広帯域ｆｃ誤差補正回路１２が、ｆｃ
補正回路９の出力信号の中心周波数のずれ量を示す誤差
成分ｅｒｒを検出し、その誤差成分ｅｒｒをＮＣＯ１４
にフィードバックする。このＮＣＯ１４が、この誤差成
分ｅｒｒに応じて発振周波数が変動するｆｃ誤差補正信
号を生成し、ｆｃ補正回路９に供給する。そして、この
ｆｃ補正回路９が、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対し
てｆｃ誤差補正信号を複素乗算することによって、キャ
リア周波数誤差の補正をしている。
ジタル直交復調回路７の後段にｆｃ補正回路９を設ける
ことによって、ベースバンドのＯＦＤＭ信号のキャリア
周波数誤差を補正している。すなわち、狭帯域ｆｃ誤差
検出回路１１及び広帯域ｆｃ誤差補正回路１２が、ｆｃ
補正回路９の出力信号の中心周波数のずれ量を示す誤差
成分ｅｒｒを検出し、その誤差成分ｅｒｒをＮＣＯ１４
にフィードバックする。このＮＣＯ１４が、この誤差成
分ｅｒｒに応じて発振周波数が変動するｆｃ誤差補正信
号を生成し、ｆｃ補正回路９に供給する。そして、この
ｆｃ補正回路９が、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対し
てｆｃ誤差補正信号を複素乗算することによって、キャ
リア周波数誤差の補正をしている。
【００５０】ここで、ＮＣＯ１４は、このＯＦＤＭ受信
装置１の動作開始時において出力されるｆｃ誤差補正信
号の発振周波数が、ＩＦ信号の信号周波数ｆIFと、キャ
リア発生回路８から発生されるキャリア周波数（ｆｃ＝
４ｆCLK）との差分周波数（ｆC−ｆIF）にプリセットさ
れている。
装置１の動作開始時において出力されるｆｃ誤差補正信
号の発振周波数が、ＩＦ信号の信号周波数ｆIFと、キャ
リア発生回路８から発生されるキャリア周波数（ｆｃ＝
４ｆCLK）との差分周波数（ｆC−ｆIF）にプリセットさ
れている。
【００５１】ＩＦ信号の信号周波数ｆIFはＲＦ信号の受
信状態やチューナ３の精度に応じてある程度変動はする
が、それらの誤差成分考慮しない場合における理論的な
周波数は、チューナ３の局部発振器４から出力される信
号周波数により予め決定される。また、キャリア発生回
路８から出力されるキャリア信号の発振周波数ｆｃも、
クロック発生回路６から出力されるサンプリングクロッ
クのクロック周波数ｆCLKにより予め決定される。そし
て、局部発振器４とクロック発生回路６とは非同期とさ
れているため、ＩＦ信号とキャリア信号との周波数の間
には、一定周波数のずれが生じている。ＮＣＯ１４は、
このずれ量を予めプリセットしておき、動作開始時に
は、このずれ量に応じた発振周波数のｆｃ誤差補正信号
を出力する。
信状態やチューナ３の精度に応じてある程度変動はする
が、それらの誤差成分考慮しない場合における理論的な
周波数は、チューナ３の局部発振器４から出力される信
号周波数により予め決定される。また、キャリア発生回
路８から出力されるキャリア信号の発振周波数ｆｃも、
クロック発生回路６から出力されるサンプリングクロッ
クのクロック周波数ｆCLKにより予め決定される。そし
て、局部発振器４とクロック発生回路６とは非同期とさ
れているため、ＩＦ信号とキャリア信号との周波数の間
には、一定周波数のずれが生じている。ＮＣＯ１４は、
このずれ量を予めプリセットしておき、動作開始時に
は、このずれ量に応じた発振周波数のｆｃ誤差補正信号
を出力する。
【００５２】このようにＮＣＯ１４の初期発振周波数を
プリセットすることによって、動作開始時において検出
される誤差成分ｅｒｒが小さくなり、ｆｃ補正後に含ま
れている中心周波数のずれ量を０とするまでの応答がス
ムーズになり、動作開始から復調動作が安定するまでの
時間が短縮する。
プリセットすることによって、動作開始時において検出
される誤差成分ｅｒｒが小さくなり、ｆｃ補正後に含ま
れている中心周波数のずれ量を０とするまでの応答がス
ムーズになり、動作開始から復調動作が安定するまでの
時間が短縮する。
【００５３】
【発明の効果】本発明にかかる復調装置及び復調方法で
は、ＩＦ信号をデジタル直交復調した後のＯＦＤＭ信号
に補正信号を複素乗算することにより、ＩＦ信号に対す
るデジタル直交復調時において発生するキャリア周波数
誤差を補正する。そして、本発明にかかる復調装置及び
復調方法では、上記補正信号の初期発振周波数を、ＩＦ
信号の周波数と上記キャリア信号の周波数との差分周波
数としている。
は、ＩＦ信号をデジタル直交復調した後のＯＦＤＭ信号
に補正信号を複素乗算することにより、ＩＦ信号に対す
るデジタル直交復調時において発生するキャリア周波数
誤差を補正する。そして、本発明にかかる復調装置及び
復調方法では、上記補正信号の初期発振周波数を、ＩＦ
信号の周波数と上記キャリア信号の周波数との差分周波
数としている。
【００５４】このため本発明では、キャリア周波数誤差
を短時間で補正し、動作開始から復調動作が安定するま
での時間を短縮することができる。
を短時間で補正し、動作開始から復調動作が安定するま
での時間を短縮することができる。
【図１】本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置のブロック
構成図である。
構成図である。
【図２】直交復調時のキャリア信号について説明する図
である。
である。
【図３】ＯＦＤＭ信号のガードインターバルについて説
明するための図である。
明するための図である。
【図４】直交復調時におけるキャリア周波数とＩＦ信号
周波数との周波数ずれがない場合のベースバンドＯＦＤ
Ｍ信号の周波数特性を示す図である。
周波数との周波数ずれがない場合のベースバンドＯＦＤ
Ｍ信号の周波数特性を示す図である。
【図５】直交復調時におけるキャリア周波数とＩＦ信号
周波数との周波数ずれがある場合のベースバンドＯＦＤ
Ｍ信号の周波数特性を示す図である。
周波数との周波数ずれがある場合のベースバンドＯＦＤ
Ｍ信号の周波数特性を示す図である。
【図６】従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図であ
る。
る。
１ ＯＦＤＭ受信装置、２ アンテナ、３ チューナ、
４ 局部発振器、５Ａ／Ｄ変換回路、６ クロック発生
回路、７ デジタル直交復調回路、８ キャリア発生回
路、９ ｆｃ補正回路、１０ ＦＦＴ演算回路、１１
狭帯域ｆｃ誤差算出回路、１２ 広帯域ｆｃ誤差算出回
路、１３ 加算回路、１４ ＮＣＯ
４ 局部発振器、５Ａ／Ｄ変換回路、６ クロック発生
回路、７ デジタル直交復調回路、８ キャリア発生回
路、９ ｆｃ補正回路、１０ ＦＦＴ演算回路、１１
狭帯域ｆｃ誤差算出回路、１２ 広帯域ｆｃ誤差算出回
路、１３ 加算回路、１４ ＮＣＯ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松宮 功 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内 Ｆターム(参考） 5K004 AA05 AA08 FG02 FH08 JG01 JH05 5K022 DD01 DD13 DD19 DD33 DD43 5K047 AA02 AA05 CC01 EE02 EE04 GG11 GG13 MM12 MM13
Claims (2)
- 【請求項１】 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を
復調する復調装置において、 ＲＦ信号からＩＦ信号に周波数変換された上記ＯＦＤＭ
信号を、上記ＩＦ信号と非同期とされた所定の周波数の
サンプリングクロックでサンプリングして、デジタルデ
ータに変換するアナログ／デジタル変換手段と、 デジタルデータに変換されたＩＦ信号の上記ＯＦＤＭ信
号を、上記サンプリングクロックに同期したキャリア信
号でデジタル直交復調をしてベースバンドのＯＦＤＭ信
号を生成するデジタル直交復調手段と、 上記デジタル直交復調されたベースバンドのＯＦＤＭ信
号に対して補正信号を複素乗算して、上記ＩＦ信号の周
波数と上記キャリア信号の周波数との誤差（キャリア周
波数誤差）を補正するキャリア周波数誤差補正手段と、 上記キャリア周波数誤差補正手段の出力信号から上記ベ
ースバンドのＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を検出
し、この中心周波数のずれ量に応じて発振周波数が可変
される上記補正信号を生成する補正信号生成手段とを備
え、 上記補正信号生成手段は、上記ＩＦ信号の周波数と上記
キャリア信号の周波数との差分周波数を、上記補正信号
の初期発振周波数とすることを特徴とする復調装置。 - 【請求項２】 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を
復調する復調方法において、 ＲＦ信号からＩＦ信号に周波数変換された上記ＯＦＤＭ
信号を、上記ＩＦ信号と非同期とされた所定の周波数の
サンプリングクロックでサンプリングして、デジタルデ
ータに変換し、 デジタルデータに変換されたＩＦ信号の上記ＯＦＤＭ信
号を、上記サンプリングクロックに同期したキャリア信
号でデジタル直交復調をしてベースバンドのＯＦＤＭ信
号を生成し、 上記デジタル直交復調されたベースバンドのＯＦＤＭ信
号に対して補正信号を複素乗算して、上記ＩＦ信号の周
波数と上記キャリア信号の周波数との誤差（キャリア周
波数誤差）を補正し、 上記キャリア周波数誤差を補正した信号から上記ベース
バンドのＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を検出し、
この中心周波数のずれ量に応じて発振周波数を可変して
上記補正信号を生成するとともに、上記ＩＦ信号の周波
数と上記キャリア信号の周波数との差分周波数を、上記
補正信号の初期発振周波数とすることを特徴とする復調
方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000111949A JP2001292123A (ja) | 2000-04-07 | 2000-04-07 | 復調装置及び復調方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000111949A JP2001292123A (ja) | 2000-04-07 | 2000-04-07 | 復調装置及び復調方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001292123A true JP2001292123A (ja) | 2001-10-19 |
Family
ID=18624201
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000111949A Pending JP2001292123A (ja) | 2000-04-07 | 2000-04-07 | 復調装置及び復調方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001292123A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003069526A (ja) * | 2001-08-22 | 2003-03-07 | Clarion Co Ltd | Ｏｆｄｍ復調装置及び、ｏｆｄｍ復調装置のキャリア周波数同期方法 |
| KR100785473B1 (ko) * | 2006-10-18 | 2007-12-13 | 삼성전자주식회사 | 멀티-밴드 ｏｆｄｍ 스킴에서 수신 신호의 주파수 옵셋을보상하는 수신기 및 방법 |
| JP2008098723A (ja) * | 2006-10-06 | 2008-04-24 | Sony Corp | 受信装置および受信方法、並びに、プログラム |
| JP5462260B2 (ja) * | 2009-07-02 | 2014-04-02 | パナソニック株式会社 | 受信装置、集積回路、受信方法、及び受信プログラム |
-
2000
- 2000-04-07 JP JP2000111949A patent/JP2001292123A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003069526A (ja) * | 2001-08-22 | 2003-03-07 | Clarion Co Ltd | Ｏｆｄｍ復調装置及び、ｏｆｄｍ復調装置のキャリア周波数同期方法 |
| JP2008098723A (ja) * | 2006-10-06 | 2008-04-24 | Sony Corp | 受信装置および受信方法、並びに、プログラム |
| US8090333B2 (en) | 2006-10-06 | 2012-01-03 | Sony Corporation | Receiving apparatus, receiving method, and program |
| KR100785473B1 (ko) * | 2006-10-18 | 2007-12-13 | 삼성전자주식회사 | 멀티-밴드 ｏｆｄｍ 스킴에서 수신 신호의 주파수 옵셋을보상하는 수신기 및 방법 |
| JP5462260B2 (ja) * | 2009-07-02 | 2014-04-02 | パナソニック株式会社 | 受信装置、集積回路、受信方法、及び受信プログラム |
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