JP2000201482A

JP2000201482A - Ａｃ／ｄｃコンバ―タ

Info

Publication number: JP2000201482A
Application number: JP10378576A
Authority: JP
Inventors: Toshio Sugimoto; 年男杉本; Hidehito Ogura; 秀仁小倉
Original assignee: T K R KK
Current assignee: T K R KK
Priority date: 1998-12-28
Filing date: 1998-12-28
Publication date: 2000-07-18

Abstract

(57)【要約】【課題】リチュウムイオン電池などの充電に用いるＡＣ
／ＤＣコンバータを、少ない構成部品数で所望の性能を
得、しかも発熱量も低く押さえた高効率なものとする。【解決手段】第１の発明では、出力整流回路７によっ
て直流化された出力電圧を発光ダイオード８とシャント
レギュレータ９とで制御し、フォトトランジスタ５に制
御信号が伝達されトランス２の一次側のスイッチング電
圧を制御することで安定化された直流電圧を得て電池の
満充電電圧近傍での特性とするとともに、Ｑ_１１、Ｑ
_１２、Ｑ_１３の３個のトランジスタにより出力電圧に応
じ、微小定電流の初期充電モード、大定電流の急速充電
モード、定電圧領域モードの３モードを作りだし、充電
に適した回路が少ない部品構成で得られる。第２の発明
では、スイッチングトランジスタのコレクタに発生する
フライバック電圧の一部を微分する手段を設け、その出
力の一部を正帰還ループに加えることによりスイッチン
グ速度を速いものとし、併せて同トランジスタのコレク
タの飽和電圧を低く保持することで発熱量も低く押さえ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電源装置に関し、詳
しくはリチュウムイオン電池などの充電に利用されるＡ
Ｃ／ＤＣコンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】リチュウムイオン電池に充電を行う場
合、電池電圧の状態の大小により、その充電モードは定
電圧モード、定電流急速充電モード、定電流初期充電モ
ードの３モードが必要とされる。

【０００３】図１に出力電圧−電流特性としてこの３モ
ードを示す。同図において、特性曲線の領域Ｃが定電流
初期充電モード、領域Ｂが定電流急速充電モード、領域
Ａが定電圧モードであり、使用しきった電池は、概ね領
域Ｃ−Ｂ−Ａの順に充電される。そしてこの３モードを
実現するための電源装置の例として図３に示すように、
ＡＣ／ＤＣコンバータの定電圧出力の後に前記３モード
を切り換える回路が付加される。

【０００４】図３はこのようなＡＣ／ＤＣコンバータの
回路を説明するブロック図である。同図中、１は商用交
流電源を直流に変換する整流部、２は後述のスイッチン
グトランジスタで交流化された信号を２次側に伝えるト
ランス、３は１次側の直流を交流化するためのスイッチ
ングトランジスタ、４はスイッチングトランジスタ３に
必要な正帰還バイアス信号回路、５は後述の発光ダイオ
ードに結合し出力電圧に応答してスイッチングのデュー
ティを制御するフォトトランジスタ、６はフォトトラン
ジスタ５のインピーダンス変化に応じてスイッチングの
オンデューティを制御するバイアス制御回路、７はスイ
ッチングトランジスタ３の過電流保護に供される過電流
検出抵抗、８は出力整流回路、９は出力電圧を定電圧制
御するためにフォトトランジスタ５に信号伝達する発光
ダイオード、１０は直流出力電圧と比較するための基準
電圧を内蔵し、その差電圧に応じて電流可変制御するシ
ャントレギュレータ、１１は出力電流調整回路、１２は
出力電圧検出・制御回路（またはＩＣ）、１３は出力電
流検出用抵抗、１４はリチュウムイオン電池である。

【０００５】出力電流検出用抵抗１３によって検出され
た電流値により出力電圧検出・制御回路１２は出力電流
調整回路１１をコントロールして充電モードを前記３モ
ードのいずれかに切り換える。このような従来の充電回
路では、出力電流調整回路が高温になりやすく、また、
回路を構成する部品点数がかなり多いものであった。

【０００６】また、図５は自励式フライバックＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータの回路図である。このような回路において
は、フライバック電圧に重畳するサージ電圧を抑圧する
ために同図中Ｉのスナバ回路、または図中ＩＩのサージ
アブソーバ回路、もしくはその両者が使用される。これ
らの主要目的はスイッチングトランジスタのコレクタ定
格電圧以下にサージ電圧を抑えるために使用されるもの
であって、スイッチングトランジスタの発熱量を直接抑
えるために使用されることは少ない。

【０００７】図５において、商用電源を整流した直流電
圧Ｖ_ＤＣが出力トランスＴＲの一次側に供給され、他端
はスイッチングトランジスタＱ_１のコレクタに接続され
る。この出力トランスＴＲは一次二次間を絶縁し、一次
二次各捲線数に応じた出力電圧変換ならびにトランジス
タＱ_１が自己発振するに必要なバイアス捲線を備える。

【０００８】一次側の電源投入後発生した整流直流電圧
Ｖ_ＤＣは起動抵抗Ｒ_５’を介してスイッチングトランジ
スタＱ_１のベースに供給され、これを動作状態とし、ト
ランジスタＱ_１のコレクタ電位Ｖ_ＣＥは整流直流電圧Ｖ
_ＤＣより低下する。この電圧変化はトランジスタＱ_１の
コレクタａ点と逆位相に巻かれたバイアス捲線の出力ｂ
点にプラスの電圧を発生させ、そのバイアス出力はダイ
オードＤ_Ｂを介してトランジスタＱ_１のベースに供給さ
れ、トランジスタＱ_１のオン状態をさらに加速する。

【０００９】また、一方、バイアス捲線出力は二次側出
力電圧にフォトカップルされたトランジスタＱ_３と抵抗
Ｒ_３’を介してコンデンサＣ_２’とで遅延時間を伴いト
ランジスタＱ_２のベースに供給される。トランジスタＱ
_２のベース電位Ｖ_ＢＥは徐々に上昇し、やがてオン状態
に達するとトランジスタＱ_１のベース電位を強制的に下
降させ、トランジスタＱ_１をオフ状態とする。

【００１０】このトランジスタＱ_１のオフ時間に、それ
までオン時間中に蓄積された一次側のエネルギが二次側
に伝送されダイオードＤ_ｓを介して直流出力が得られ
る。また、トランスＴＲの二次側に流れる電流の変化は
バイアス捲線の電位を徐々に上昇させ、やがてトランジ
スタＱ_１をオン状態とする。このように、一度起動され
た回路は自己発振状態が継続される。

【００１１】図７は、前記図５において、スナバ回路
１、サージアブソーバ回路ＩＩを備えない場合の各部の
電圧、電流波形を示したものである。まず、バイアス捲
線と呼ばれる捲線部出力ｂ点の波形が、二次側出力電圧
にフォトカップルされたトランジスタＱ_３とＲ_３’、Ｃ
_２’で積分され、遅延時間を伴ってトランジスタＱ_２の
ベースｄ点に供給される。トランジスタＱ_２はＶ_ＢＥが
約０．６Ｖぐらいから徐々に動作を開始し、やがてオン
状態となり、トランジスタＱ_１のベースｃ点の電位を下
げるので、その結果トランジスタＱ_１はオフ状態とな
り、そのコレクタは急激に高電位に変化する。このトラ
ンジスタＱ_１がオン期間中に流れるエミッタ電流波形が
ｆ点の波形で、フライバック方式では、オン期間中、図
のようにほとんど直線的に電流が変化する。

【００１２】従ってこのトランジスタＱ_１の発熱量は極
めて多いものであった。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】このような従来のＡＣ
／ＤＣコンバータにおいて、前記の充電回路では、出力
電流調整回路が高温になりやすいこと、そして回路を構
成する部品点数が増加することなどの問題を抱えるもの
であった。

【００１４】また、このようなＡＣ／ＤＣコンバータに
おいては近年小型化、薄型化の傾向が強く、その中で極
めて多いスイッチングトランジスタの発熱量を低減する
ことが非常に重要な課題となっている。

【００１５】本発明は、このような諸問題を解消し、少
ない構成部品数で所望の性能を得て、しかも発熱部品も
少なく、スイッチングトランジスタの発熱量も低く押さ
えた高効率な、リチュウムイオン電池の充電に適したＡ
Ｃ／ＤＣコンバータを実現しようとするものである。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記の課題は第１の発明
によれば、出力電圧のレベルに応じて、初期充電に適し
た微小定電流モードと、満充電電圧に近い充電に適した
大定電流モードとの二つの定電流モードを備えることに
より解決される。

【００１７】また、上記の課題は第１の発明によれば、
商用交流電源を所望の電圧の直流とする整流回路と、前
記整流回路から電源を供給され動作するスイッチングト
ランジスタと、スイッチングトランジスタから得られた
一次側の信号を２次側に伝えるトランスと、前記トラン
スの２次側出力を整流する整流回路と、前記整流回路の
出力電圧に対応して伝達信号を発する発光ダイオード
と、前記発光ダイオードから信号を受け前記スイッチン
グトランジスタのデューティを制御するフォトトランジ
スタと、直流出力電圧と比較するための基準電圧を内蔵
し、その差電圧に応じ電流を可変制御するシャントレギ
ュレータと、オン状態で前記発光ダイオードを作動させ
る第１のトランジスタと、充電電流の増加にともない前
記第１のトランジスタをオンさせる第２のトランジスタ
と、基準電圧との比較手段を備え、出力電圧レベルの大
小によってオン、オフして前記第２のトランジスタの状
態を変化させる第３のトランジスタとを備え、第３のト
ランジスタがオフまたはオン状態である微小定電流モー
ド、第３のトランジスタがオンまたはオフ状態である大
定電流モード、そして前記シャントレギュレータにより
制御される定電圧モードの三つのモードを自動的に連続
させて電池の充電を行うことにより解決されるものとな
る。

【００１８】さらに、上記の課題は第２の発明によれ
ば、商用交流電源を所望の直流電圧に直流化する整流回
路と、前記整流回路から電源を供給され交流電圧を発生
させるスイッチングトランジスタとを備え、前記スイッ
チングトランジスタのコレクタに発生するフライバック
電圧の一部を微分する手段を備え、微分手段の出力の一
部を正帰還ループに加えることによりスイッチング速度
を速いものとし、併せて同トランジスタのコレクタの飽
和電圧を低く保持することによって解決することができ
る。

【００１９】

【発明の実施の形態】本発明の第１のものにおいては、
出力電圧のレベルに応じて、初期充電に適した微小定電
流モードと、満充電電圧に近い充電に適した大定電流モ
ードとの二つの定電流モードを備えるようにする。そし
て、定電圧モードと併せて使用することにより、リチュ
ウムイオン電池などの充電に適したＡＣ／ＤＣコンバー
タとすることができる。

【００２０】さらに、商用交流電源を所望の電圧の直流
とする整流回路、この整流回路から電源を供給され動作
するスイッチングトランジスタ、このスイッチングトラ
ンジスタから得られた一次側の信号を２次側に伝えるト
ランス、トランスの２次側出力を整流する整流回路、整
流回路の出力電圧に対応して伝達信号を発する発光ダイ
オード、発光ダイオードから信号を受けスイッチングト
ランジスタのデューティを制御するフォトトランジス
タ、直流出力電圧と比較するための基準電圧を内蔵し、
その差電圧に応じ電流を可変制御ずるシャントレギュレ
ータを設け、出力整流回路によって直流化された出力電
圧を、発光ダイオードとシャントレギュレータとで制御
し、発光ダイオードを介してフォトトランジスタに制御
信号が伝達されトランスの一次側のスイッチング電圧を
制御して定電圧モードを作りだしている。

【００２１】そして、オン状態で発光ダイオードを作動
させる第１のトランジスタと、充電電流の増加にともな
い第１のトランジスタをオンさせる第２のトランジスタ
と、基準電圧との比較手段を備え、出力電圧レベルの大
小によってオン、オフして前記第２のトランジスタの状
態を変化させる第３のトランジスタとを備えさせ、第３
のトランジスタがオフまたはオン状態である微小定電流
モード、第３のトランジスタがオンまたはオフ状態であ
る大定電流モードとの二つの定電流モードを作り出し、
電池の充電状態に対応してこれらの三つのモードを自動
的に連続させて電池の充電を行うようにすることによ
り、制御用半導体スイッチが高温になるようなことがな
く、回路構成が簡素で、部品点数を削減できるようにし
たものである。

【００２２】さらに本発明の第２のものにおいては、商
用交流電源を所望の直流電圧に直流化する整流回路と、
整流回路から電源を供給され交流電圧を発生させるスイ
ッチングトランジスタとを備え、スイッチングトランジ
スタのコレクタに発生するフライバック電圧の一部を微
分する手段を備え、微分手段の出力の一部を正帰還ルー
プに加えることによりスイッチング速度を速いものと
し、併せて同トランジスタのコレクタの飽和電圧を低く
保持するようにし、不要な発熱を抑えた高効率なスイッ
チング回路を備えたＡＣ／ＤＣコンバータとしている。

【００２３】

【実施例】図２は本発明のＡＣ／ＤＣコンバータの第１
の発明の実施例回路図であり、一部が前記した従来の回
路の図３と重複するが、１は商用交流電源を直流に変換
する整流部、２は後述のスイッチングトランジスタで交
流化された信号を２次側に伝えるトランス、３は１次側
の直流を交流化するためのスイッチングトランジスタ、
４はスイッチングトランジスタ３に必要な正帰還バイア
ス信号回路、５は後述の発光ダイオードに結合し出力電
圧に応答してスイッチのデューティを制御するフォトト
ランジスタ、６はフォトトランジスタ５のインピーダン
ス変化に応じてスイッチのオンデューティを制御するバ
イアス制御回路、７は出力整流回路、８は出力電圧を定
電圧、定電流制御するためにフォトトランジスタ５に信
号伝達する発光ダイオード、９は直流出力電圧と比較す
るための基準電圧を内蔵し、その差電圧に応じて電流可
変制御するシャントレギュレータ、１４はリチュウムイ
オン電池である。

【００２４】このように出力整流回路７によって直流化
された出力電圧Ｖは、発光ダイオード８とシャントレギ
ュレータ９とで制御され、発光ダイオード８を介してフ
ォトトランジスタ５に制御信号が伝達されトランス２の
一次側のスイッチング電圧を制御することで安定化され
た直流電圧を得ている。

【００２５】この場合の直流出力は、図１の出力電圧−
電流特性におけるＡ部に相当する定電圧領域であり、一
般に電池の満充電電圧近傍での特性を実現する。

【００２６】一方、定電流領域ではトランジスタＱ_１１
とトランジスタＱ_１２とは、Ｖ_ＢＥ１１＝Ｖ_ＢＥ１２≒
０．６Ｖであり、また、ＶＲ１１＝Ｒ_１１Ｉ_１１＝Ｖ
_Ｒ１２＝Ｒ_１２Ｉ_１２（Ｉ_１２はほぼ一定）の関係が常
に存在する。即ち、図１におけるＡ’点の設定電流近傍
においては、Ｉ_１１の増加に伴い、Ｖ_Ｒ１１が増加し、
トランジスタＱ_１２のコレクタ電位が上昇しトランジス
タＱ_１１をオン状態とし、発光ダイオード８を制御し出
力電圧を制御することになる。これは定電流モードを意
味するものである。

【００２７】また、Ｉ_１２≒Ｉ_１３＋Ｉ_１４の関係か
ら、出力電圧レベルを電圧比較増幅器ＩＣで検出し、そ
のレベルの大小によりトランジスタＱ_１３をオン、オフ
することで、Ｉ_１３を制御することができる。即ち、Ｉ
_１２≒Ｉ_１４と、Ｉ_１２≒Ｉ_１ _３＋Ｉ_１４との、二つの
モードの状態を作りだすことができる。

【００２８】前者の状態が、図１のＣ部の領域に相当す
る微小定電流モードであり、後者の状態が、図１のＢ部
の領域に相当する大定電流モードである。

【００２９】以上の動作をリチュウムイオン電池の充電
機能面から説明すると、電池が使用後の状態であって、
その電圧レベルが低い、図１のＣ部の領域では、本実施
例のコンバータ出力はその電池電圧に追随し低い出力電
圧となる。

【００３０】この時、トランジスタＱ_１３はオフ状態に
あり、Ｉ_１２≒Ｉ_１４、Ｖ_Ｒ１１＝Ｖ_Ｒ１２＝Ｒ_１２Ｉ
_１２≒Ｒ_１２Ｉ_１４の関係が維持されるように出力電圧
が制御される。この状態が電池の初期充電モードに相当
し、電池は徐々に充電されている状態である。

【００３１】図１のＣ部の充電電位がＢ部の領域に近づ
くと、トランジスタＱ_１３はオンとなり、電流Ｉ_１２は
急激に増加する。即ち、Ｉ_１２≒Ｉ_１３＋Ｉ_１４とな
る。このことは、Ｖ_Ｒ１２＝Ｒ_１２（Ｉ_１３＋Ｉ_１４）
＝Ｖ_Ｒ１１＝Ｒ_１１Ｉ_１１の関係からＩ_１１を急激に増
加せしめることになり、この状態が図１のＢ部の領域に
相当する急速充電状態である。

【００３２】急速充電後、電池電圧が規定電圧に近づく
と急に充電電流は減少し、さらに規定電圧に達すると充
電電流はゼロとなり充電を終了する。この状態が図１の
Ａ部の領域であって定電圧領域に相当する。

【００３３】以上のように回路部品が少なく簡単で効率
的な充電機能を有するＡＣ／ＤＣコンバータを実現する
ことができる。

【００３４】図４は本発明の第２の発明の回路図、図６
は図４における各点の電圧、電流動作波形である。本実
施例における回路の動作は、前記した図５の回路の動作
と同様の部分については記述を省略し、差異のある部分
について説明する。

【００３５】スイッチングトランジスタＱ_１のコレク
タ、Ａ点にはコンデンサＣ_１、抵抗Ｒ_１が直列に接続さ
れ、両者の接続点、Ｅ点には図６のような微分波形が得
られ、この微分波形を抵抗Ｒ_２を通してＢ点のバイアス
捲線出力電圧と合成することにより、トランジスタＱ_２
のベース、Ｄ点にはトランジスタＱ_２を急激にオン状態
に移す信号が得られる。その結果、トランジスタＱ_１の
ベースＣ点は急激にゼロ電位に引き込まれ、トランジス
タＱ_１をオフ状態に移す。その間トランジスタＱ_１のベ
ース電位はトランジスタＱ_１をオン状態に保持するのに
充分な電圧を保つことができる。このことは、図８の電
圧波形拡大図に見られるように、トランジスタＱ_１のオ
ン期間中コレクターエミッタ間電圧Ｖ_ＣＥ、通称Ｖ
_{ＣＥＳＡＴ}電圧を低く長い時間保持することができるこ
とになる。

【００３６】このように本実施例においては前記の図５
のそれに比し、顕著な差異を得ることができる。特に、
トランジスタのオン期間中でターンオフ部に近い点ほど
エミッタ電流もしくはコレクタ電流が増加するフライバ
ック方式のコンバータでは、トランジスタの発熱量はＶ
_ＣＥ×Ｉ_Ｃに比例するので、大幅なトランジスタの発熱
量抑制につながるものとなる。また、ターンオフ期間が
短いことも発熱量抑制に貢献している。

【００３７】このような構成の結果、トランジスタＱ_１
の発熱による温度上昇は、従来の、前記した基本回路の
ものに比し、１／２以下に抑えることができた。

【００３８】また、スイッチングトランジスタＱ_１のコ
レクタに接続されたコンデンサＣ_１、抵抗Ｒ_１はサージ
電圧を抑圧するサージアブソーバ機能としても動作する
ので、図６のＡのようにリーケージインダクタンス等に
より発生する寄生振動をも抑圧するため、トランジスタ
のコレクタ電圧を低く抑えることができる。

【００３９】このように本実施例の回路は、不要な発熱
による損失を抑えた高効率なスイッチング回路となる。

【００４０】なお、前記した第１の発明における微小定
電流モードを、より安定なものとするために、図９によ
って、前記の図２において枠で包囲したＰ部をさらに改
良した回路図を示した。

【００４１】本発明の発明者は、Ｉ_１４＝Ｉ_１２＋Ｉ
_ＢＥ２であることから、微小定電流モード時のＩ_ＢＥ２
が無視できないことに着目した。

【００４２】また、定電流モードの状態では、Ｖ_Ｒ１２
＝Ｖ_Ｒ１１の関係が成り立ち、出力電圧レベルを電圧比
較増幅器ＩＣで検出し、そのレベルの大小によりトラン
ジスタＱ_１３’をオンオフすることでＶ_Ｒ１２を制御す
ることができる。即ち、Ｖ_Ｒ１２はＱ_１３’がオンのとき、Ｖ_Ｒ１２＝Ｖ_{ＣＥ３ＳＡＴ} Ｑ_１３’がオフのとき、Ｖ_Ｒ１２＝Ｉ_１２Ｒ_１２一般的にＶ_{ＣＥ３ＳＡＴ}はＱ_１３’のコレクタの飽和電
圧で約０．０２５Ｖであり、Ｑ_１３’オフ時のＲ_１２Ｉ
_１２の約０．２Ｖに比して１／８位に相当する。すなわ
ちＶ_Ｒ１２はＶ_{ＣＥ３ＳＡＴ}とＩ_１３Ｒ_１２の二つのモ
ード状態を作りだすことができる。

【００４３】前者の状態が、図１のＣ部の領域に相当す
る微小定電流モードであり、後者の状態が、図１のＢ部
の領域に相当する大定電流モードである。

【００４４】以上の動作をリチュウムイオン電池の充電
機能面から説明すると、電池が使用後の状態であって、
その電圧レベルが低い、図１のＣ部の領域では、本実施
例のコンバータ出力はその電池電圧に追随し低い出力電
圧となる。

【００４５】この時、トランジスタＱ_１３’はオン状態
にあり、Ｖ_Ｒ１１＝Ｉ_１１Ｒ_１１＝ＶＲ_１２＝Ｖ
_{ＣＥ３ＳＡＴ}の関係が維持されるように出力電圧が制御
される。この状態が電池の初期充電モードに相当し、電
池は徐々に充電されている状態である。

【００４６】図１のＣ部の充電電位がＢ部の領域に近づ
くと、トランジスタＱ_１３’はオフとなり、電流Ｉ_１２
は急激に増加する。即ち、Ｖ_Ｒ１１＝Ｉ_１１Ｒ_１１＝Ｖ
_Ｒ１＝Ｉ_１２Ｒ_１２＞ＶＣ_{Ｅ３ＳＡＴ}となり、Ｉ_１１を
急激に増加せしめることになり、この状態が図１のＢ部
の領域に相当する急速充電状態である。

【００４７】急速充電後、電池電圧が規定電圧に近づく
と急に充電電流は減少し、さらに規定電圧に達すると充
電電流はゼロとなり充電を終了する。この状態が図１の
Ａ部の領域であって定電圧領域に相当する。

【００４８】以上のように本実施例によれば、回路部品
が少なく簡単で効率的な充電機能を有するＡＣ／ＤＣコ
ンバータであって、しかも微小定電流モードを、より安
定なものとすることができる。

【００４９】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、少ない構
成部品数で所望の性能を得て、しかも発熱部品も少な
く、スイッチングトランジスタの発熱量を低く押さえた
高効率な、リチュウムイオン電池の充電に適したＡＣ／
ＤＣコンバータを実現することができた。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＡＣ／ＤＣコンバータによる充電時の出力電圧
対電流特性である。

【図２】第１の発明を説明する回路のブロック図であ
る。

【図３】第１の発明に対応する従来の回路のブロック図
である。

【図４】第２の発明を説明する回路図である。

【図５】第２の発明に対応する従来の回路図である。

【図６】図４の回路における各部の動作波形図である。

【図７】図５の回路における各部の動作波形図である。

【図８】図４の回路における一部を拡大した動作波形図
である。

【図９】図２の第１の発明の回路図のＰ部をさらに改良
した回路図である。

【符号の説明】

１整流部２トランス３スイッチングトランジスタ４正帰還バイアス信号回路５フォトトランジスタ６バイアス制御回路７出力整流回路８発光ダイオード９シャントレギュレータＱ_１、Ｑ_２、Ｑ_３トランジスタＱ_１１、Ｑ_１２、Ｑ_１３、トランジスタＱ_１１’、Ｑ_１２’、Ｑ_１３’ トランジスタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5G003 AA01 BA01 CA03 CA14 CC07 GB04 5H006 CA01 CB01 DA02 DA04 DB01 DC02 DC05 FA02 5H730 AA14 AA20 AS01 AS02 AS17 BB43 BB52 CC01 DD02 EE07 EE72 FD01 FD31 FF19 FV05 XX15 XX23

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】出力電圧のレベルに応じて、リチュウム
イオン電池等初期充電に適した微小定電流モードと、満
充電電圧に近い充電に適した大定電流モードとの二つの
定電流モードを備えることを特徴とするＡＣ／ＤＣコン
バータ。
【請求項２】商用交流電源を所望の電圧の直流とする
整流回路と、前記整流回路から電源を供給され動作するスイッチング
トランジスタと、スイッチングトランジスタから得られた一次側の信号を
２次側に伝えるトランスと、前記トランスの２次側出力を整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧に対応して伝達信号を発する発
光ダイオードと、前記発光ダイオードから信号を受け前記スイッチングト
ランジスタのデューティを制御するフォトトランジスタ
と、直流出力電圧と比較するための基準電圧を内蔵し、その
差電圧に応じ電流を可変制御するシャントレギュレータ
と、オン状態で前記発光ダイオードを作動させる第１のトラ
ンジスタと、充電電流の増加にともない前記第１のトランジスタをオ
ンさせる第２のトランジスタと、基準電圧との比較手段を備え、出力電圧レベルの大小に
よってオン、オフして前記第２のトランジスタの状態を
変化させる第３のトランジスタとを備え、第３のトランジスタがオフまたはオン状態である微小定
電流モード、第３のトランジスタがオンまたはオフ状態
である大定電流モード、そして前記シャントレギュレー
タにより制御される定電圧モードの三つのモードを自動
的に連続させて電池の充電を行うことを特徴とするＡＣ
／ＤＣコンバータ。
【請求項３】商用交流電源を所望の直流電圧に直流化
する整流回路と、前記整流回路から電源を供給され交流電圧を発生させる
スイッチングトランジスタとを備え、前記スイッチングトランジスタのコレクタに発生するフ
ライバック電圧の一部を微分する手段を備え、微分手段の出力の一部を正帰還ループに加えることによ
りスイッチング速度を速いものとし、併せて同トランジ
スタのコレクタの飽和電圧を低く保持することを特徴と
するＡＣ／ＤＣコンバータ。