JP3532633B2 - 光受信装置 - Google Patents
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Description
置、特に電力の異なるバースト状の光信号を安定に受信
するためのバーストモード光受信装置に関するものであ
る。
の要求の高まりに対応するため、高速伝送の可能な光フ
ァイバ伝送技術が加入者網へ導入されようとしている。
光ファイバ伝送技術の加入者網への導入には、加入者側
の伝送装置の経済化のみならず、局側装置および光ファ
イバ線路の経済化が必須である。このような要求から考
案された光加入者伝送方式がPDS(Passive
Double Star)伝送方式である。PDS伝送
方式では、加入者と局は光分岐回路と光ファイバで接続
され、加入者から局へ伝送されるデータはセルと呼ばれ
るバースト状の光信号にて送出され、光分岐回路で各セ
ルは重ならないように時分割多重された後、局装置で受
信される。局装置で受信されるバースト光信号は各加入
者と局の間の光ファイバおよび光分岐回路の挿入損のば
らつきで30dB程度のレベル差が生じるため、局の光
受信装置にはAGC機能が要求されるが、受信されるバ
ーストごとに利得設定が必要であることから、このAG
C機能には高速性が要求される。
は、例えば電子情報通信学会技術研究報告Vol.93
No.329 p.p.55〜60”光加入者システ
ム用双方向光伝送モジュール”に示されたものがある。
図11は上記文献に示された従来のバースト光受信装置
の構成を示す図である。図において1は受光素子、2は
並列帰還型増幅器、3は帰還抵抗、4は反転増幅器、1
2は可変利得増幅器、13はピーク検波器、14は比較
器、15は自動しきい値設定回路(以下、ATC回路と
略す。)である。動作について説明する。受信器に入力
されるバースト状の光信号は受光素子1で電流信号に変
換され、さらに並列帰還型増幅器2で電圧信号に変換さ
れる。並列帰還型増幅器2は一般に光受信器の低雑音フ
ロントエンドとしてよく利用される増幅器で、低雑音性
と広いダイナミックレンジを有するのが特長であり、後
述するように20〜25dBの受光電力範囲でを確保で
きる。
号は可変利得増幅器12に入力されて増幅されるが、そ
の出力の振幅はピーク検波器13により検出され、その
振幅が規定値より小さい場合には並列帰還型増幅器2の
利得を上げ、その振幅が規定値より大きい場合には並列
帰還型増幅器2の利得を下げるいわゆるAGC増幅を
し、負帰還の効果により、制御誤差の範囲で一定の信号
振幅を持った信号電圧となって比較器14に入力され
る。一般に可変利得増幅器12とピーク検波器13で構
成される負帰還ループにおいて、制御誤差が一定値以下
となる入力信号振幅範囲即ちダイナミックレンジと応答
速度は比例関係にある。制御誤差2dBでダイナミック
レンジ40dB(電気レベル)、応答速度10ns程度
のものは一般に可能である。従って、受光電力範囲20
dB(光レベル)以内の任意のバースト光信号が受信さ
れると、バースト先頭から10ns以内に一定の振幅を
持った電圧信号となって比較器14の正相端子に入力さ
れる。比較器14の逆相入力端子には、信号入力に高速
に応答および追従するしきい値がATC回路15から入
力され、バースト信号間隔あるいはバースト信号内のマ
ーク率(全ビット中1の占める割合)の変動により発生
する入力信号のバイアス変動にほとんど影響を受けず、
安定したデータ再生が可能となる。図中のリセット信号
はバーストの休止期間に受信器外部のシステムから与え
られるもので、これによりピーク検波器13内部の充電
されたコンデンサを放電させ、次のバースト信号が受信
可能なように可変利得増幅器12を最大利得に設定す
る。
再生に十分な低歪み信号を出力するかぎりにおいては、
図11に示した従来のバーストモード光受信装置は良好
な動作をする。しかし、並列帰還型増幅器2の最大入力
信号電力には限界がある。図12は並列帰還型増幅器2
の詳細構成の一例を示す図である。図中41、46は電
界効果型トランジスタ、42、45、47、49は抵
抗、43、49はコンデンサ、44はバイポーラトラン
ジスタである。受光素子に接続される能動素子には低入
力容量、高い相互コンダクタンス、低ゲート電流などの
特性が求められ電界効果型トランジスタ41が用いられ
る。電界効果型トランジスタ41は抵抗42で自己バイ
アスされており、信号周波数における利得をあげるため
コンデンサ43を付加している。電界効果型トランジス
タ41のゲートは帰還抵抗3とバイアス抵抗49でほぼ
電源50の電位に固定される。バイポートトランジスタ
44は電界効果型トランジスタ41とカスケード接続さ
れており、負荷となる抵抗45で発生するミラー容量を
低減して広帯域化を行う。電界効果型トランジスタ46
はバッファ用のソースフォロワである。図13は、図1
2に示した並列帰還型増幅器2の入出力特性を示す図で
ある。ここで図12の並列帰還型増幅器2は156Mb
it/s用に設計されており、帰還抵抗3は10kオー
ム、10−9の符号誤り率が得られる受光電力は−33
dBmである。図13からわかるように、受光電力−1
3dBmまでは線型な動作をする。しかしそれ以上では
飽和し、−10dBm以上では急速に符号歪みが発生す
る。従って図12の並列帰還型増幅器2の受信ダイナミ
ックレンジは23dBであり、加入者系の光受信器に求
められる30dBの受信ダイナミックレンジは得られな
い。
にほぼ電源50の電位に固定されていた電界効果型トラ
ンジスタ41のゲート電位が受光電力の増加で帰還抵抗
3とバイアス抵抗49の電圧降下分上昇してドレイン・
ソース間電流が増加する。そのためドレイン・ソース間
電圧が低下し、相互コンダクタンスとドレイン・ソース
間抵抗が低下するため反転増幅器4の利得が低下する。
並列帰還型増幅器2の帯域は反転増幅器4の利得に比例
するため、−10dBm以上の受光電力では帯域が急速
に低下し、それが大きな符号歪みを発生させる。
のように構成されていたので、受光素子からの電気出力
の範囲が大きく、受光素子に続く増幅器の出力が飽和し
て大きな符号歪みが生じ、大きなダイナミックレンジが
得られないという課題があった。また、データの検出に
関していわゆるヒステリシスコンパレータを使用してお
り、緩やかなレベル変動が生じて正確な検出ができない
という課題があった。更にまた、同様な理由でデータ識
別を誤る可能性があるという課題もあった。
れたもので、入力信号の広いダイナミックレンジにわた
って正しくデータを再生する光受信装置を得ることを目
的とする。
置は、受光信号を電気出力に変換する受光素子と、該受
光素子の該電気出力を増幅してデータ識別用の信号を得
る増幅器を備えた光受信装置において、上記受光素子の
電流をモニタするか、または上記増幅器出力を検出し
て、リセット毎に上記受光信号中に含まれるバースト受
信の先頭部分のレベルを複数の区分でレベル検出するレ
ベル検出回路と、上記増幅器入力側に接続され、上記増
幅器と並列負荷となるインピーダンスが、レベル検出器
が検出する上記複数のレベルに対応したそれぞれのイン
ピーダンスとなるようそのインピーダンスを選択して上
記バースト入力中、保持する可変インピーダンス回路と
を備えた。
は、検出対象の信号から該検出対象の信号を遅延させた
信号を引き算して3レベルの3値信号を得て、この3値
信号の内の上位値を上位参照電圧と比較し、上記3値信
号の内の下位値を下位参照信号と比較してレベルを検出
するようにした。
ス回路は、インピーダンスとして抵抗とスイッチング素
子とで構成し、かつこのスイッチング素子はレベル検出
回路の出力でオン・オフされる、抵抗とスイッチング素
子との組を複数組備える構成とした。
る識別再生回路として、3値変換後のデータ識別用信号
を入力とし、データ識別信号の正値の比較基準を持つ第
1の比較器と、負値の比較基準を持つ第2の比較器と、
これら第1と第2の比較器出力でセットされてデータを
再生するフリップフロップで構成される識別再生回路を
付加した。
比較器の比較基準の値がレベル検出回路の検出レベルに
より切換設定されるようにした。
回路の増幅器側端に対する他端に上記増幅器の無信号時
の入力端子電圧と等しい電圧源を接続した。
の規定部分のレベルが複数の区分レベルで測定され、対
応して異なる分流インピーダンスが選択、保持され、以
後バースト入力中はインピーダンスが一定で、従って信
号レベルが一定でデータ識別用に出力される。
AC変換されてその最初の規定部分のレベルが複数レベ
ル測定され、測定レベルに対応して受光信号の分流イン
ピーダンス値が定まり、以後、バースト入力中はインピ
ーダンスが一定で、従って信号レベルが一定でデータ識
別用に出力される。
で駆動されるスイッチング素子で制御される抵抗の組み
合わせ値で定まる。
れた信号が入力され、第1と第2の比較器がフリップフ
ロップをセット、リセットし、再生データはフリップフ
ロップの出力として得られる。
受光信号のレベルで切り換わり、フリップフロップのセ
ット、リセットレベルを変更する。
端の電圧が等しくなり、無信号時の検出端電圧が0に正
しく設定される。
ルによって入力側の負荷インピーダンスを下げ、見かけ
の入力信号レベルを順次切替て低くして飽和を下げるこ
と、及び3値化してレベルを検出する回路構成を説明す
る。図1は本発明の実施例である光受信装置の基本構成
を示すブロック図である。図において、5はレベル検出
回路、6は可変インピーダンス回路、7は電源、8は識
別再生回路である。その詳細として、81は、比較器、
82、83は抵抗、84はコンデンサである。従来例と
同一の部分については同一符号を付しておく。
は、並列帰還型増幅器2の出力振幅を検出する。その
際、受光素子で受信される光信号電力範囲を電力が小さ
い順番に、nを自然数としてn個の領域Si(i=1〜
n)に分割したときの受光されたバースト先頭部の光信
号電力が属する強さの範囲Siを求める。可変インピー
ダンス回路6は、並列帰還型増幅器2の入力部に対し
て、交流的には受光素子1と並列に接続されており、受
光素子1の信号電流を分流するために設けられたもので
ある。その接続関係は、電源7と並列帰還型増幅器2間
のインピーダンスを、高い順番にRi(i=1〜n)の
インピーダンスに設定する。レベル検出回路5が受光し
たバースト先頭部の光信号電力の属する範囲がSiと判
定したとき、可変インピーダンス回路6のインピーダン
スをRiに設定するよう制御する。こうして、高い光レ
ベルの受信バーストに対しては、より多くの信号電流を
可変インピーダンス回路6側に分流し、結果的に並列帰
還型増幅器2に入力される信号電流を低減して、飽和に
よる符号歪みの発生を防ぐことができる。並列帰還型増
幅器2の出力は識別再生回路8に入力される。識別再生
回路8は抵抗82、83により正帰還のかかった比較器
81で構成され、正相入力端子に入力されるしきい値は
コンデンサ84と抵抗83できまる追従速度で入力信号
に追従する。これによりバースト信号間隔あるいはバー
スト信号内のマーク率(全ビット中1の占める割合)の
変動により発生する入力信号のバイアス変動にほとんど
影響を受けず、安定したデータ再生が可能となる。
化して従来のSagの影響をなくし、正確なレベル検出
をするレベル検出回路の詳細回路の例を説明する。図2
は本発明による実施例である光受信装置の詳細な構成を
示す図である。図中、51はバイポーラ変換回路、56
はキャリア検出回路、52、54、57は比較器、5
3、54、58はS/Rフリップフロップ、59はモノ
マルチ、70、71はレベル変換回路、72、73はト
ランジスタ、74、75は抵抗である。バイポーラ変換
回路51は、並列帰還型増幅器2から入力される2信号
を例えば1ビット遅延したデータを元のデータより引算
する回路である。即ち、例えば”1、0、1、1、0、
0、1、0”入力に対し、1ビット遅延の”−、1、
0、1、1、0、0、1”を発生して引算後の出力”
1、−1、1、0、−1、0、1、−1”を得る。こう
して、上位レベル(1)、中位レベル(0)、下位レベ
ル(−1)の3値信号に変換する。中位レベルの電位は
振幅によらず一定であるので、中位レベルと上位レベル
もしくは中位レベルと下位レベルの振幅を検出すること
で容易にバイポーラ変換回路51に入力される信号振幅
を検出できる。
に対して一定の電位差を有するしきい値V1、V2を持
つ比較器52、54で、バイポーラ変換回路51に入力
された信号の振幅がそれぞれV1、V2以上となったこ
とを検出することにより、受信されたバースト信号電力
がプラス側の一定値を越えたことを検出する。以下では
V1<V2と仮定する。即ち比較器52は比較器54よ
り低い受光レベルを検出する。キャリア検出回路56は
このレベル検出動作がバースト受信開始後一定時間後比
較器52、54出力を保持するようラッチ信号を出力す
る。これは、比較器52、54が共に並列帰還型増幅器
2のバースト受信の初期の信号だけを検出するように
し、以後のノイズ等による信号の乱れによる影響を除く
ためである。
する。比較器52、54よりも中位レベルに近いしきい
値を有している。即ち、確実に信号を検出しようとす
る。従って、比較器52、54が検出すべき所定の受光
レベルより低い規定受光レベル以上の電力を持ったバー
スト信号の先頭で”HIGH”となるパルス列をS/R
フリップフロップ58に送出し、S/Rフリップフロッ
プ58はそのバースト信号の先頭で”HIGH”とな
り、リセット信号が入力されるまで”HIGH”の状態
を保持する。一方、モノマルチ59はS/Rフリップフ
ロップ58の立上り点から一定時間後立ち下がるラッチ
信号を比較器52、54に出力する。即ち、バーストの
先頭から一定時間だけパルス出力する。モノマルチ59
のゲート信号が立ち下がる時間はバースト先頭の情報を
含まないプレアンブルの期間内に設定されており、レベ
ル検出動作とそれに続く利得切り換え動作によりバース
ト中のデータが消失されることを防ぐ。比較器52、5
4から出力されたパルスはそれぞれS/Rフリップフロ
ップ53、55の出力を”HIGH”とし、この状態が
リセット信号が入力されるまで保持され、可変インピー
ダンス回路6に与えられる。以上がレベル検出の詳細動
作である。即ち、リセット後のバースト受信の先頭部分
の検出時は最大利得でレベル検出をし、検出したレベル
に応じて以後のインピーダンス値を指定する。
ンス回路の例を説明する。図2に本実施例による可変イ
ンピーダンス回路の詳細構成図を示す。図において、可
変インピーダンス回路6はレベル変換回路70、71、
トランジスタ72、73および抵抗74、75で構成さ
れる。レベル変換回路70、71とトランジスタ72、
73はスイッチ回路として動作する。つまり、S/Rフ
リップフロップ53、55から入力された”LO
W”、”HIGH”の信号レベルは、レベル変換回路
(駆動回路)70、71を経由してトランジスタ72、
73のコレクタ・エミッタ間抵抗がそれぞれ帰還抵抗3
に比較して十分高い値、あるいは抵抗74、75に比較
して十分低くなるようにスイッチするようトランジスタ
72、73のベースへ入力する。即ち、この動作は、受
光レベルを上げていくに従って、受光素子1のアノード
と電源7の間のインピーダンスは、十分高い値(抵抗7
4、75に直列に無限大抵抗)と、抵抗74、および抵
抗74と抵抗75の並列抵抗の3つのインピーダンスに
なるようレベル検出回路5で制御されることが分かる。
幅と受光電力の関係を示す図である。図中100はレベ
ル検出回路5を動作させない場合の特性、101はレベ
ル検出回路5を備えた場合の特性である。並列帰還型増
幅器の構成は従来例の説明で用いた第11のものと同一
であり、レベル検出回路5を備えない場合の特性100
は図12の特性と同一となる。レベル検出回路5は、−
22.5dBm、−12dBmでレベル検出し、可変イ
ンピーダンス回路6のインピーダンスを切り換えるの
で、受信器の利得は、受光電力−33〜−22.5dB
mで最大、−22.5dBm〜−12dBmで中間、−
12dBm以上で最少となる。これにより−33〜−
2.5dBmの広い範囲において並列帰還型増幅器2は
線形動作することが可能であり、符号歪みの無い信号を
識別再生回路8に入力することができる。識別再生回路
8は抵抗82、83により正帰還のかかった比較器81
で構成され、正相入力端子に入力されるしきい値はコン
デンサ84と抵抗83できまる追従速度で入力信号を追
従する。これによりバースト信号間隔あるいはバースト
信号内のマーク率(全ビット中1の占める割合)の変動
により発生する入力信号のバイアス変動にほとんど影響
を受けず、安定したデータ再生が可能となる。
に、レベル検出回路は他の位置にあっても構わない。図
4は本発明の実施例による光受信装置の他の構成を示す
図である。図中レベル検出回路5は受光素子のカソード
側に接続され、受光素子1の電流をモニタすることによ
り、受信されたバースト信号のレベルをバースト先頭で
検出する。利得制御については実施例1と同様の動作を
行う。
を示す図である。図中64、65はカレントミラー回路
を構成するトランジスタ、66aは電流電圧変換回路と
しての抵抗である。実施例1〜実施例3と同一の部分に
ついては同一符号を付しておく。本構成の動作は以下の
通りとなる。トランジスタ64と65で構成されたカレ
ントミラー回路により、受光素子1に流れる電流と同じ
電流が抵抗66に出力される。トランジスタ65から出
力された電流は抵抗66で電圧信号に変換され、比較器
52、54で振幅検出される。その他のレベル検出回路
5の回路、可変インピーダンス回路6、識別再生回路8
の動作は実施例1と同一である。
置の詳細構成を示す図である。図において、66は電流
電圧変換回路としての並列帰還型増幅器である。実施例
1〜実施例3と同一の部分については同一符号で示す。
トランジスタ64と65で構成されたカレントミラー回
路には受光素子1に流れる電流がカソードから入力さ
れ、並列帰還型増幅器66に出力される。トランジスタ
65から出力された電流は並列帰還型増幅器66で電圧
信号に変換され、比較器52、54で振幅検出される。
並列帰還型増幅器66は電圧変換機能を持ち、かつ高入
力インピーダンスを有するので、高速動作においてもレ
ベル検出動作が可能である。その他のレベル検出回路5
の回路、可変インピーダンス回路6、識別再生回路8の
動作は実施例1と同一である。
である光受信装置の詳細な構成を示す図である。図にお
いて、66は電流電圧変換回路としての並列帰還型増幅
器である。実施例1〜実施例4と同一の部分については
同一符号で示す。この例では、受光素子1に流れる電流
がカソードから並列帰還型増幅器66へ直接入力され
る。並列帰還型増幅器66は電流電圧変換機能を持ち、
かつ高入力インピーダンスであるので高連動作が可能で
ある。その他のレベル検出回路5の回路、可変インピー
ダンス回路6、識別再生回路8の動作は実施例1と同一
である。
る識別再生回路の改良に関する部分を説明する。図8は
本発明の実施例である光受信装置の詳細構成を示す図で
ある。図中識別再生回路8は、85、10の比較器およ
び11のS/Rフリップフロップにより構成される。実
施例1〜実施例5と同一の部分については同一符号で示
す。
5、10にはレベル検出回路5内のバイポーラ変換回路
51から3値信号が入力される。バイポーラ変換回路5
1から出力される3値信号は、バイポーラ変換回路51
に入力される2値信号が”0”から”1”に変化すると
き正のパルス(上位レベル)、”1”から”0”に変化
するとき負のパルス(下位レベル)、データの遷移がな
いとき中位レベルに一定した信号となる。即ち、従来の
Sagと呼ばれる緩やかなレベル変動がなく、AC変換
が行える。その上で中位レベルより上にしきい値を有す
る比較器85は上記の正のパルスを、中位レベルより下
にしきい値を有する比較器10は上記の負のパルスを検
出し、それぞれS/Rフリップフロップ11のセット、
リセット端子に入力され、2値データの再生が行われ
る。バイポーラ変換回路51の出力信号で2値データの
再生を行うことで自動しきい値追従機能が不要になり、
かつSagがないため短時間に正確なデータ再生ができ
る。上記の例ではレベル検出回路5に内蔵されたバイポ
ーラ変換回路51を使用する場合について説明したが、
レベル検出回路5として実施例2で説明した方式を取
り、別途設置されたバイポーラ変換回路を使用しても同
様の効果が得られる。
例の構成を示す図である。図中、16はしきい値切換え
回路である。実施例1〜実施例6と同一の部分について
は同一符号で示す。上記構成の動作は以下のようにな
る。比較器85、10にはレベル検出回路5の判定の結
果から、受信されたバーストの受光レベルがどのレベル
のSi(i=1〜n)に属するかに応じて、異なる2つ
のしきい値Vth1、Vth2がしきい値切換え回路1
6から切換え入力される。例えば、図3に示した並列帰
還型増幅器2の入出力特性において、受光電力−33〜
−22.5dBmの範囲(S1)、−22.5dBm〜
−12dBmの範囲(S2)、−12dBm以上(S
3)で、並列帰還型増幅器2の最少出力振幅が異なり、
S1、S2、S3の順で大きくなる。従ってVth1、
Vth2の絶対値はS1、S2、S3の順で大きく設定
したほうがS/N的に有利で、より低い符号誤り率が得
られる。しきい値切換え回路16で受光レベル範囲Si
(i=1〜n)に対応した最適しきい値Vth1、Vt
h2を予めプログラムしておけば、最適の受信能力が得
られる。上記の例ではレベル検出回路5に内蔵されたバ
イポーラ変換回路51を使用する場合について説明した
が、レベル検出回路5として実施例2で説明した方式を
取り、別途設置されたバイポーラ変換回路を使用しても
同様の効果が得られる。
さを更に高めた例を説明する。即ち、無信号時の受光素
子の検出端電圧を0として電圧測定を開始するよう、イ
ンピーダンス回路の他端を受光素子端と同電位に設定す
る。図10は本発明の実施例である光受信装置の構成を
示す図である。図において、92は第2の並列帰還増幅
器であり、第1の並列帰還増幅器2と同じ回路構成であ
る。93はボルテージフォロアーである。実施例1〜実
施例6と同一の部分については同一符号で示す。
ンピーダンス回路6の電源端子には第2の並列帰還増幅
器92の入力端子がボルテージフォロアー93を介して
接続されており、並列帰還増幅器2の無信号入力時の入
力端子のバイアス電圧が供給されている。可変インピー
ダンス回路6のインピーダンスは帰還抵抗3に比較して
十分高い状態から抵抗74と抵抗75の並列抵抗値まで
変動するため、並列帰還型増幅器2の入力部のバイアス
電圧がほぼ電源50の電位から電源7の電位まで変動す
る。このため無信号時に可変インピーダンス回路を制御
すると、並列帰還型増幅器2の入力部のバイアス電圧が
変動し、信号と同様増幅され、信号有りとレベル検出回
路5が誤動する恐れがある。しかし、この現象は電源7
の電位を低インピーダンスの固定電圧ではなく、図に示
す並列帰還増幅器92の出力とすることで、並列帰還型
増幅器2の無信号入力時の電位と等しくすることがで
き、上記不具合が防止できる。これは温度変動や、電圧
変動に対しても有効である。
ピーダンス回路と、増幅器と、可変インピーダンス値を
制御するレベル検出器を設けたので、ダイナミックレン
ジの広い入力に対しても正しいデータが得られる効果が
ある。
バイポーラ変換回路とし、複数のレベル検出器を設けた
ので、短時間にレベル切換が行える効果がある。
回路の選択切換としたので、回路設計が容易であるとい
う効果がある。
した信号を加算して3値としたデータ識別用信号に対
し、正値用の第1と負値用の第2の比較器を設けたの
で、短時間に正しいデータを再生識別できる効果があ
る。
信号のレベルにより切り換わるので、データ識別が更に
正しく再生できる効果がある。
電圧が無信号時に0になるよう構成されているので、レ
ベル検出誤差を少なくできる効果がある。
図である。
である。
光電力の関係を示す図である。
ック図である。
である。
る。
である。
である。
である。
図である。
である。
構成を示す図である。
入出力特性を示す図である。
4 反転増幅器、5レベル検出回路、6 可変インピー
ダンス回路、7 電源、8 識別再生回路、10 比較
器、11 S/Rフリップフロップ、16 しきい値切
換回路、51バイポーラ変換回路、52、54、57
比較器、53、55、58 S/Rフリップフロップ、
56 キャリア検出回路、59 モノマルチ、66 電
流電圧変換回路(並列帰還型増幅器)、70、71 レ
ベル変換回路、72、73スイッチ(トランジスタ)、
74、75 抵抗、85 比較器、92 並列帰還増幅
器。
Claims (6)
- 【請求項1】 受光信号を電気出力に変換する受光素子
と、該受光素子の該電気出力を増幅してデータ識別用の
信号を得る増幅器を備えた光受信装置において、 上記受光素子の電流をモニタするか、または上記増幅器
出力を検出して、リセット毎に上記受光信号中に含まれ
るバースト受信の先頭部分のレベルを複数の区分でレベ
ル検出するレベル検出回路と、 上記増幅器入力側に接続され、上記増幅器と並列負荷と
なるインピーダンスが、レベル検出器が検出する上記複
数のレベルに対応したそれぞれのインピーダンスとなる
よう該インピーダンスを選択して上記バースト入力中、
保持する可変インピーダンス回路とを備えたことを特徴
とする 光受信装置。 - 【請求項2】 レベル検出回路は、検出対象の信号から
該検出対象の信号を遅延させた信号を引き算して3レベ
ルの3値信号を得て、該3値信号の内の上位値を上位参
照電圧と比較し、上記3値信号の内の下位値を下位参照
信号と比較してレベルを検出するようにしたことを特徴
とする請求項1記載の光受信装置。 - 【請求項3】 可変インピーダンス回路は、インピーダ
ンスとして抵抗とスイッチング素子とで構成し、かつ該
スイッチング素子はレベル検出回路の出力でオン・オフ
される、抵抗とスイッチング素子との組を複数組備える
構成としたことを特徴とする請求項1記載の光受信装
置。 - 【請求項4】 データを再生出力する識別再生回路とし
て、3値変換後のデータ識別用信号を入力とし、該デー
タ識別信号の正値の比較基準を持つ第1の比較器と、負
値の比較基準を持つ第2の比較器と、該第1と第2の比
較器出力でセットされてデータを再生するフリップフロ
ップで構成される識別再生回路を備えたことを特徴とす
る請求項2記載の光受信装置。 - 【請求項5】 識別再生回路は、第1と第2の比較器の
比較基準値がレベル検出回路の検出レベルにより切換設
定されることを特徴とする請求項4記載の光受信装置。 - 【請求項6】 可変インピーダンス回路は、増幅器側端
に対する他端に、上記増幅器の無信号時の入力端子と等
しい電圧源を接続したことを特徴とする請求項1記載の
光受信装置。
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---|---|---|---|
JP27203294A JP3532633B2 (ja) | 1994-11-07 | 1994-11-07 | 光受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP27203294A JP3532633B2 (ja) | 1994-11-07 | 1994-11-07 | 光受信装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08139526A JPH08139526A (ja) | 1996-05-31 |
JP3532633B2 true JP3532633B2 (ja) | 2004-05-31 |
Family
ID=17508184
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP27203294A Expired - Lifetime JP3532633B2 (ja) | 1994-11-07 | 1994-11-07 | 光受信装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP3532633B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6304357B1 (en) | 1997-03-13 | 2001-10-16 | Hitachi, Ltd. | Optical receiver |
JP4518443B2 (ja) * | 1998-09-21 | 2010-08-04 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 光通信装置 |
JP2014107794A (ja) * | 2012-11-29 | 2014-06-09 | Mitsubishi Electric Corp | バースト光受信器 |
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CN108920779B (zh) * | 2018-06-13 | 2022-07-29 | 东南大学 | 一种基于再生的可变增益放大器结构及其控制方法 |
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-
1994
- 1994-11-07 JP JP27203294A patent/JP3532633B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH08139526A (ja) | 1996-05-31 |
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