JP4072232B2 - 光受信回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は光受信回路に関するもので、特に入力される信号の変化に対し、高感度かつ広ダイナミックレンジで信号処理を行うに適した振幅調整機能を有する光受信回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
基幹伝送用（伝送距離は例えば最大数１００ｋｍ）の光通信システムで使用される光受信回路の一般的な構成を図２に示す。図２の構成の光受信回路による光信号の識別動作の一例を、図１７を参照して説明する。光信号は、１ビット（bit）の信号伝送量に対してΔｔ毎に"１"、"０"に相当する光のオン・オフの矩形状パターンを形成して光受信回路に備えられた受光器（アバランシェフォトダイオ−ド：ＡＰＤ）に入射される（即ち、図１７は６ビット分の光信号を示す）。ＡＰＤ内部では光信号により発生した電子、正孔対がアバランシェ増倍を起こし、信号電流が増幅される。このため、微弱な光信号でも検出することができる。ＡＰＤから出力された電流信号は、さらに前置増幅器で電圧信号ＶＰＲＥに変換される。ＶＰＲＥはＡＧＣ増幅器（Automatic-gain-control amplifier：自動利得制御増幅器又は利得調整増幅器とも称される）によりさらに増幅され、識別回路ＤＥＣに入力される。ここで、例えば、図に破線で示すように、光信号の強度が弱い場合でも、ＡＧＣ増幅器の自動利得制御機能により、ＡＧＣ増幅器の出力ＶＡＧＣの振幅はほぼ一定に保たれる。これにより、識別回路での識別動作がより安定に行なわれる。識別回路ＤＥＣでは、クロック信号ＣＬＫに同期して、ＡＧＣ増幅器の出力信号ＶＡＧＣがしきい値電位ＶＴＨ（ＤＥＣにて設定されるため、以下ＶＴＨ（ＤＥＣ）と表記）よりも高ければ"１"、低ければ"０"と判定してデータを出力する。なお、クロック信号ＣＬＫはＡＧＣ増幅器の出力信号ＶＡＧＣからクロック抽出回路ＣＥＸＴにより作られる。
【０００３】
上述のＡＧＣ増幅器の一例は、アイ・イー・イー・イー ジャーナル オブ ソリッドステート サーキッツ，第29巻第７号（1994年）815−822頁（IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.29,No.7(1994) pp.815-822：以下、文献１と記す）に開示されている（図１５参照）。文献１のＡＧＣ増幅器の特徴は、前置増幅器ＰＲＥからの電圧信号ＶＰＲＥを利得可変型の増幅器Ａ１，Ａ２と利得固定型の増幅器Ａ３の３段で増幅するところにある。まず、増幅器Ａ３から出力される振幅ＶＡ３の信号は、ピーク検出回路ＰＤに入力される。ピーク検出回路ＰＤは、これに付設されたキャパシタＣＰＤにより振幅ＶＡ３に基づく直流電圧Ｖ３を発生する。一方、参照回路ＲＥＦでは、独自にピーク電圧の公称値ＶＮ（the Nominal value of the peak voltage：以下、標準振幅電圧と呼ぶ）が発生される。このＶＮは、参照回路ＲＥＦに接続された可変電圧源Ｐにより調整されるものである。利得制御回路ではＶ３とＶＮとの比較が行われ、その差、即ち標準振幅電圧値からの信号振幅のずれに応じて増幅器Ａ１，Ａ２の利得を制御する電圧ＶＧＣ１，ＶＧＣ２が設定される。文献１が開示するＡＧＣ増幅器の特徴は、増幅器Ａ１，Ａ２の回路構成の相違により、入力信号ＶＰＲＥの振幅変化に対するＶＡＧＣのばらつきを抑えた、望ましくは振幅の均一な信号を発生させるところにある。
【０００４】
文献１のＡＧＣ増幅器によれば、振幅１０ｍＶ及び３００ｍＶのいずれの入力信号も１３Ｇｂ（ギガ・ビット）／ｓ（秒）の速度において振幅５００ｍＶの電圧信号ＶＡＧＣが出力される。これらの出力信号は、２つのアウト・プット・バッファＯＢから出力されて、その一方は図２の識別回路ＤＥＣに、もう一方はクロック抽出回路ＣＥＸＴに夫々入力される。
【０００５】
なお、文献１のＡＧＣ増幅器には増幅器Ａ１，Ａ２，Ａ３のオフセットを制御するためのオフセット制御回路ＯＣ（外部キャパシタＣＯＣ付）も設けられている。
【０００６】
さて、ＡＧＣ増幅器からの出力信号に対し、識別回路ＤＥＣでは出力信号の振幅電圧の上端と下端との間の或る電位をしきい値電位ＶＴＨ（ＤＥＣ）としてＶＡＧＣから"１"、"０"を判別する。ところで、光ファイバ等の光伝送路から伝送される"１"又は"０"の光信号が光受信回路の前置増幅器ＰＲＥで電圧信号に変換される様子を図１６に示す。横軸は信号電圧値を、縦軸は所定の電圧値の信号が発生する頻度を夫々示す。"１"及び"０"の信号を光信号のオン、オフで授受すると、光電変換素子及び前置増幅器ＰＲＥで発生する雑音により、例えば図１６の実線のような分布を示す。この時、識別回路ＤＥＣで設定されるしきい値電位は、例えば"１"の信号の平均電圧値Ｖ１と"０"の信号の平均電圧値Ｖ０との中間値なるＶｔｈ（Ａ）に設定される。
【０００７】
しかし、"１"信号が"０"信号より広い電圧分布を示す場合がある。即ち、"１"信号の電圧分布は図１６（ａ）の実線で示したものを縦軸方向に潰した形状（破線で示したもの）になる。これは、受光素子（光電変換素子）としてＡＰＤ、又はエルビウムドープ光ファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）とＰＩＮ接合型受光素子（ＰＩＮダイオード）とを組み合わせて使用する場合に特に顕著となる。この現象の詳細については、例えば、「光ファイバ通信技術」（日刊工業新聞社）を参照されたい。この場合、しきい値電位Ｖｔｈ（Ａ）以下の電圧信号は"１"信号でも"０"と判定される。このような誤った判定がなされる確率を誤り率と呼ぶ。しきい値電位Ｖｔｈ（Ａ）の場合、破線で示す"１"信号の電圧分布曲線が囲む領域の全面積に対する一点破線より低電位側に仕切られた領域の面積の比率として誤り率は定義される。
【０００８】
誤り率は、１信号の電圧分布曲線（破線）と０信号の電圧分布曲線（実線）が重複する場合、０とすることはできない。但し、しきい値電位をＶ0側にある程度シフトさせると、誤り率を低減することはできる。例えば、１信号の電圧分布曲線と０信号の電圧分布曲線とが交わるにしきい値電位Ｖth(B)のを設定する。その結果、０信号が１信号と誤認される可能性は残るものの、誤り率は図１６に斜線で示す領域といずれかの電圧分布曲線が囲む領域との面積比まで低減できる。しきい値電位Ｖth（Ｂ）下において、真の０信号の幾つか（Ｖth（Ｂ）より強度の大きいもの）は識別回路において１信号と判定されるものの、このような誤認が生じる割合はしきい値電位Ｖth（Ａ）下に比べて可成り低減される。
【０００９】
通常、信号電圧の分布は、信号の大きさ（Ｖ１−Ｖ０）よりも大きく広がっており、しきい値電位をどこに設定しても、誤り率を完全に０にすることはできない。従って、光受信回路では非常に小さい或る一定の誤り率（例えば、１０-12）を許容し、その誤り率を達成できる範囲にしきい値電位を設定する。なお、この場合、非常に小さい確率で発生する伝送誤りは、誤り訂正符号等により検出され且つ訂正される。
【００１０】
図３は、受光素子としてＡＰＤ、又はＥＤＦＡとＰＩＮダイオードとを組み合わせて使用する場合のある誤り率の下でのしきい値電位の設定範囲と光信号強度の関係を模式的に示したものである。上述のように、"１"信号が"０"信号より広い電圧分布を示すため、しきい値電位の設定範囲は"０"信号側に偏っている。また、光信号強度が小さくなると、しきい値電位の設定範囲は徐々に狭くなり、ついには、所望の誤り率を達成することができなくなる。この時の光信号強度（図中のＰｍｉｎ０）を最小受信感度と呼ぶ。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
短距離から長距離に亘る様々な距離で伝送された光信号を一つの受信器でカバーするために、基幹伝送用受信器でも受信信号強度に対する広いダイナミックレンジが要求されている。即ち、伝送距離が短い場合には、光ファイバでの信号の減衰は小さいため、強い光信号が受信器に入力される。一方、伝送距離が長い場合には、受信器に入力される光信号は非常に弱くなる。光受信器は、これら２種類の信号をともに扱わねばならない。
【００１２】
ところで、図２の構成の受信器に強い光信号が入力された場合には、以下に述べる前置増幅器のスルーレート（Slew Rate）に起因する問題が発生する。図１８に強い光信号が入力された場合の受信器の応答波形を示す。光信号の強度が強いと受光素子の出力電流も多くなり、前置増幅器の出力振幅も大きくなる。しかし、前置増幅器の出力振幅が大きくなり過ぎると、同図に示すように、出力信号が定常値に達する前に次の光信号入力に因る出力信号変化が起こり、出力波形が三角波となる部分が生じる。これは、前置増幅器の出力ＶＰＲＥの変化の速度に上限があるためで、この上限の速度（ｄＶ／ｄｔ）をスルーレートと呼ぶ。ＡＧＣ増幅器のスルーレートが前置増幅器のそれよりも充分大きければ、ＡＧＣ増幅器の出力信号はＶＰＲＥと相似形の波形となる。
【００１３】
図に示した例では、しきい値電位ＶTH（ＤＥＣ）をどこに設定しても、第１番目（図１８左端の光信号強度０）のビット及び第５番目（図１８右から２番目の光信号強度１）のビットの少なくとも一方は、誤って識別される。なぜなら、上記第１番目のビットを０と識別するにはしきい値電位ＶTH（ＤＥＣ）を上記第５番目のビットを１と認識するに高過ぎる値に設定せざるを得ず、また、当該第５番目のビットを１と識別するにはＶTH（ＤＥＣ）を当該第１番目のビットを０と認識するに低過ぎる値に設定せざるを得ないからである。また前置増幅器の出力ＶＰＲＥの振幅が大きくなるため、前置増幅器の出力段のトランジスタに掛かる電圧が増加し、高耐圧のトランジスタを使用する必要がある。一般に、高耐圧のトランジスタの動作速度は耐圧の低いものに比べて遅いため、高速な光受信器には使用できないという問題もあった。従って、図２の従来技術では、強度の強い光信号を受信することは非常に難しかった。
【００１４】
一方、上記のスルーレートに起因する問題を避けることができる光受信器としては、例えば、アイ イー イー イー ジャーナル オブ ソリッドステートサーキッツ，第30巻第９号（1995年）991−997頁（IEEE Journal of Solid-State Circuits,vol.30,No.9(1995), pp.991-997：以下、文献２と記す）に記載されたものがある。図４に、文献２が開示する光受信回路の構成を示す。この回路は、ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）等で用いられるもので、伝送距離は最大でも数ｋｍ程度と短い。このため、ＡＰＤの代わりにＰＩＮフォトダイオードＰＩＮを用いている。また、ＡＧＣ増幅器の代わりにリミット増幅器ＬＡを用いている。
【００１５】
ＡＧＣ増幅器では利得を制御して出力信号の振幅を一定に保つのに対し、リミット増幅器（リミットアンプ）は利得を非常に大きく設定しておき、出力振幅が所望の値以上になる場合は出力をクランプして（所定の出力電圧に抑えて）振幅を制限する。即ち、しきい値電位ＶＴＨ（ＬＡ）を入力信号の高電位（例えば、１に相当）と低電位（例えば、０に相当）のちょうど真中になるように、しきい値電位制御回路ＶＣＮＴにより制御しておき、入力信号とＶＴＨ（ＬＡ）を比較し、ＶＴＨ（ＬＡ）よりも高ければ、入力信号の振幅によらず一定の電位ＶＬＡ（０）を出力する。
【００１６】
この文献の例では、リミット増幅器ＬＡの利得を約６０ｄＢに設定してあり、入力信号の振幅が数ｍＶから１Ｖ程度の広い範囲で、一定振幅の出力信号が得られる。このような構成では、リミットアンプの利得が非常に高いので、前置増幅器の利得（出力電圧と入力電流の比：トランスインピーダンスと呼ぶ）を余り高くする必要がない。従って、強度の強い光信号が入力された場合でも、前置増幅器の出力ＶＰＲＥの振幅は上記の構成ほど大きくはならないので、図１８のように波形が歪んで三角波になることがない。このため、スルーレートに起因する問題は発生しない。
【００１７】
しかし、この構成の回路において伝送距離を延ばすため、受光素子をＰＩＮフォトダイオードからＡＰＤ、又はＥＤＦＡとＰＩＮダイオードとを組み合わせた検出器に取り替えると、受信器の最小受信感度が劣化するという問題がある。以下、この理由を図５を用いて説明する。図５は前置増幅器出力ＶＰＲＥにおけるリミット増幅器のしきい値電位ＶＴＨ（ＬＡ）の設定範囲を示したものである。増幅作用がある受光素子を使用するため、"１"信号が"０"信号より広い電圧分布を示し、しきい値電位の設定範囲は"０"信号側に偏っている。リミット増幅器の出力（ＶＬＡ）は、ＶＰＲＥからＶＴＨ（ＬＡ）±数ｍＶの信号を取り出し、増幅したものとなる（２重線のグラフはこの数ｍＶの電圧幅を示す）。ＶＴＨ（ＬＡ）はＶＰＲＥ（０）とＶＰＲＥ（１）のちょうど真中に設定されるので、ＶＴＨ（ＬＡ）は光信号強度がＰｍｉｎ１以下の領域ではしきい値の設定範囲からはずれてしまうことがわかる。従って、最小受信感度はＰｍｉｎ１となり、図２の構成よりも最小受信感度が劣化する。
【００１８】
なお、ここで注意すべきことは、上述の最小受信感度の劣化は、文献２の構成では発生しないということである。これは、文献２の構成では、受光素子としてＰＩＮダイオードを使用しているためである。ＰＩＮダイオードは増幅作用はないため、"１"信号は"０"信号と同じ電圧分布を示し、ＶＴＨ（ＬＡ）がＶＰＲＥ（０）とＶＰＲＥ（１）のちょうど真中に設定されていても、上述の問題は発生しない。
【００１９】
この問題を避ける方法として、リミット増幅器のしきい値電位ＶＴＨ（ＬＡ）をＶＰＲＥの中心ではなく、"０"レベル側に調整する方法が考えられる。しかし、調整対象とする光信号の強度は弱く（特にＰｍｉｎ１未満の範囲）、ＶＰＲＥの振幅が小さい条件下で、高精度でしきい値電位ＶＴＨ（ＬＡ）を調整することが要請されるため、実現は困難を極める。また、送信器や光ファイバの特性の経年変動により、光信号の強度は変動するので、定期的にしきい値ＶＴＨ（ＬＡ）の再調整を行なう必要が生じる。このように、文献２が開示するＬＡＮ用の広ダイナミックレンジ受信回路をそのまま長距離伝送用広ダイナミックレンジ受信器に適用することはできなかった。
【００２０】
光受信回路の受信強度に対するダイナミックレンジを拡げる技術としては、識別回路の参照電位の設定を改良する技術が特開平５-259752号に、所謂前置増幅器の利得設定を改良する技術が特開平８-139526号、特開平７-193437号、特開平７-38342号及び特開平５-67930号に開示されているが、いずれも伝送周波数100ＭＨｚの光通信システムへの適用を意図したものであった。即ち、これらの技術は１０ｎｓ（ナノ秒：１０-9秒）の間隔で受信される光パルスに対する応答特性は期待できるものの、例えば10ＧＨｚの幹線用光通信システムにて１００ｐｓ（ピコ秒：１０-12秒）の間隔で受信される光信号には実用上応答できなかった。
【００２１】
また、特開平９-246879号及び特開平５-218758号に開示される光受信回路に於ける電圧パルス幅の劣化を抑止する技術からも、上記先行技術の問題を解決する技術を見出せなかった。
【００２２】
本発明の目的は、高感度かつ広ダイナミックレンジの光受信回路を提供することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明では、光信号を受けて電気信号に変換し且つこれを出力する光受信回路において、光信号を電流信号に変換する光電変換部と、該光電変換部の出力電流信号を電圧信号に変換する前置増幅器と、該前置増幅器の出力電圧信号を受ける増幅器であって、入力信号と参照電位との差が所定の電圧よりも小さい場合は線型増幅し且つ所定の電圧よりも大きい場合はリミット増幅するリミット機能付き増幅器と、該リミット機能付き増幅器の出力信号を増幅して一定振幅の信号を出力する自動利得増幅器を含むことを特徴とする。
【００２４】
上記リミット機能付き増幅器がリミット増幅を始める所定の電圧は、上記前置増幅器の最小受信感度における出力信号電圧と上記参照電位との差よりも大きく設定されることが望ましい。上記最小受信感度における前置増幅器の出力信号電圧は、上記光電変換部と上記前置増幅器とで決まり、その値は上記光受信回路に所望される誤り率に依存する。
【００２５】
さらに、該光信号の所望のダイナミックレンジの範囲内で、次の式１で規定される関係を満たすように該リミット機能付き増幅器の出力信号振幅を制限することが望ましい。
【００２６】
【数１】
ΔＶＡＷＬ＜Ｒｓ・Δｔ …（式１）
式１において、ΔＶＡＷＬは該リミット機能付き増幅器の出力信号振幅、Δｔは１ビットの光信号が占める時間、Ｒｓは該リミット機能付き増幅器のスルーレートを夫々示す。
【００２７】
また、該光電変換部はアバランシェフォトダイオードあるいはエルビウムドープ光ファイバ増幅器とＰＩＮフォトダイオードで構成すると、最小受信感度を改善することができる。
【００２８】
本発明の光受信回路は、光信号が弱い場合は、これから生じた電圧信号ＶＰＲＥをリミット機能付き増幅器及びその次段のＡＧＣ増幅器で線型増幅し、当該ＡＧＣ回路からの出力電圧ＶＡＧＣを後段の識別回路に入力する。識別回路は、これに入力された電圧信号ＶAGCの１と０とを識別するためのしきい値電位を当該ＶAGCの信号振幅（１と０との信号電圧差）に応じて設定する。従って、上記リミット機能付き増幅器及びＡＧＣ増幅器による電圧信号の線型増幅により、上記識別回路は微弱な光信号に対しても適切なしきい値電位を設定することができる。一方、光信号強度が強い場合には、リミット機能付き増幅器は出力信号ＶAWLの振幅を抑えることで、上記前置増幅器の出力信号の歪を防ぎ且つ誤り率の増加を抑制する。
【００２９】
本発明の要旨を、ある限定された一局面で捉えれば、光電変換部（受光素子）、当該光電変換部から出力される電流信号を電圧信号に変換する第１の増幅回路（前置増幅器）、当該前置増幅部から出力される電圧信号の振幅ばらつきを低減する第２の増幅回路（利得調整増幅器又はＡＧＣ増幅器）からなる光受信回路、又はこれに第２の増幅回路から出力される電圧信号の処理（識別）を行う識別回路と組み合わせて構成した光伝送端末装置もしくは光伝送システムにおいて、第１の増幅回路と第２の増幅回路との間に次の機能を有する第３の増幅回路を設けることにある。上記第３の増幅回路に要請される第１の機能は、その出力信号振幅ΔＶＡＷＬをその（当該第３の増幅器の）スルーレートＲｓと１ビットの光信号が占める時間Δｔで規定されるＲｓ・Δｔより小さくすることである。
【００３０】
一方、第３の増幅回路に要請される第２の機能は、上記第１の増幅回路から当該第３の増幅回路に入力される電圧信号を所定の電圧振幅以下の振幅に線形増幅を行うことである。この機能は、当該第１の増幅回路から第３の増幅回路へ入力される電圧信号の振幅が特に微小な場合、この信号検出において重要である。このため、第３の増幅回路による線形増幅範囲は従来のリミット増幅器に比べ広く設定される。一般に線形増幅範囲を広くすると利得が低下するが、第３の増幅回路が後段の第２の増幅回路と組み合わせて利用されるために実用的な問題を生じない。
【００３１】
以上に概要を説明した本発明の回路構成によれば、光信号強度が弱い場合には、リミット機能付き増幅器が線形増幅動作しているので、次段のＡＧＣ増幅器でさらに線形増幅を行なうことにより、識別回路のしきい値を最適点に設定することができる。また、光信号強度が強い場合には、リミット機能付き増幅器がリミット動作し、前置増幅器の出力信号振幅が歪んで、誤り率が増大するのを防止する。これにより、高感度、広ダイナミックレンジの光受信回路を実現することができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて本発明の実施例を詳しく説明する。
【００３３】
図１は本発明の基本構成を示した図である。図２の従来技術（文献１）とは、前置増幅器ＰＲＥと利得調整増幅器（以下、ＡＧＣ増幅器とも記す）ＡＧＣの間にリミット機能付き増幅器ＡＷＬ及び参照電位発生回路ＶＲＧが挿入されている点が異なる。一方、図４の従来技術（文献２）とは、前置増幅器ＰＲＥからの入力信号に基づき参照電位を発生する参照電位発生回路ＶＲＧと、参照電位が入力されるリミット機能付き増幅器ＡＷＬを組み合わせる点で一見類似するが、リミット機能付き増幅器の電圧増幅利得に大きな差があり、従来技術（文献２）が開示するリミット増幅器ＬＡには微弱な振幅を有する入力信号を線形増幅する配慮がなされていない点が本発明のリミット機能付き増幅器ＡＷＬと大きく異なる。即ち、本発明のリミット機能付き増幅器ＡＷＬは基本的には線形増幅器であり、出力振幅が一定値を超えた場合のみリミット機能により、出力振幅をその回路構成で定められた値に略一定に保つよう働く。
【００３４】
本発明の光受信回路の上述の基本構成に特徴づけられる機能について、図６を参照しながら説明する。図６は前置増幅器出力ＶＰＲＥに対するしきい値電位の設定範囲を示したものである。
【００３５】
リミット機能付き増幅器ＡＷＬの参照電位Ｖｒｅｆは前置増幅器出力信号ＶＰＲＥ０(0)とＶＰＲＥ(1)（ともに破線グラフで示す）とのちょうど中心に設定され、ＡＷＬの線形増幅範囲（太い斜め線グラフに挟まれた縦軸方向の幅）は従来のリミット増幅器よりもはるかに広い（数１００ｍＶ）。このため、図６に示すように、光信号強度が最小受信感度Ｐｍｉｎ０の場合は、線形増幅動作してＶＡＷＬを出力し、且つ図２の従来技術と同じように次段のＡＧＣ増幅器でさらに線形増幅を行なうことにより、識別回路のしきい値を最適点（光信号強度に対し決まる図６の斜線部内の電圧値ＶＰＲＥ）に設定することができる。一方、光信号強度が大きい場合には、リミット機能付き増幅器の出力信号振幅が過大にならないようにＶＡＷＬの出力値をリミットする（ＶＰＲＥの大きさに係わらず所定の値に抑える）ので、スルーレートの起因する波形歪を抑えて、受信器としてのダイナミックレンジを広くできる。
【００３６】
本発明の機能的特徴を、図２２を参照して文献２の従来技術と比較してみる。光信号強度は図５のＰｍｉｎ１とＰｍｉｎ０の間とする。同図（ａ）は文献２の従来技術の光電変換素子をＡＰＤ或いはＥＤＦＡ及びＰＩＮダイオードに替えた場合における光信号、前置増幅器出力及びリミット増幅器出力を模式的に示したものである。図中の信号に重畳している雑音は、図１６の信号分布に対応するものであり、光電変換部をＡＰＤあるいはエルビウムドープ光ファイバ増幅器とＰＩＮフォトダイオードで構成するため、"１"信号に重畳する雑音のほうが"０"信号のそれより大きくなっている。
【００３７】
従来技術においては、リミット増幅器のしきい値電位ＶＴＨ（ＬＡ）は前置増幅器出力の"１"信号出力の平均電位と"０"信号出力の平均電位のちょうど真ん中に設定される。また、当該リミット増幅器の利得は非常に大きく設定されるので、線形増幅範囲は高々数ｍＶしかない。即ち、図の線形増幅範囲と示された２本の太線で挟まれた部分の信号だけが線形に増幅され、その外側に位置する信号がもつ情報は無視され、一定電位が出力される。その結果、リミット増幅器出力ＶＬＡは図に示すような波形となり、"０"信号の場合には正常に識別できるが、"１"信号の場合には雑音に埋もれて識別できないことがわかる。
【００３８】
一方、本発明の場合は（図２２（ｂ）参照）、参照電位は従来のＶＴＨ（ＬＡ）と同じ電位に設定されるが、線形増幅範囲が数１００ｍＶと広いため、前置増幅器出力ＶＰＲＥがそのまま線形増幅され、ＡＧＣ増幅器出さらに線形増幅され、所望の振幅を有する信号（ＶＡＧＣ）となる。このため、ＡＧＣ増幅器の出力は光信号波形をほぼ忠実に再現したもの、すなわち、光信号が持つ情報を取りこぼすことなく忠実に電気信号に変換したものとなる（ただし、前置増幅器、リミット機能付き増幅器、ＡＧＣ増幅器で発生する若干の雑音が付加される）。従って、ＶＡＧＣに対して、若干"０"信号よりにＶＴＨ（ＤＥＣ）を設定すれば、正常に信号を識別することが可能になる。
【００３９】
次に、図６で紹介した本発明の光受信回路の具体的な回路構成の例を図１９に示す。図１に対して図１９が開示する回路構成では、受光素子ＡＰＤ（但し、アバランシェ・フォトダイオードに限定されず）、識別回路ＤＥＣ及びクロック信号抽出回路の構成は省かれている。
【００４０】
但し、前置増幅器ＰＲＥの回路に備えられたＩIN端子には受光素子ＡＰＤからの信号電流が入力され、ＡＧＣ増幅器の回路に備えられたＶＡＧＣ端子は識別回路ＤＥＣの電圧信号入力端子及びクロック抽出回路ＣＥＸＴの電圧信号入力端子に、夫々電気的に接続される。図１９に示す光受信回路を構成する各回路構成は、後述の実施例の欄において前置増幅器ＰＲＥは図１０を、リミット機能付き増幅器ＡＷＬは図７を、参照電位発生回路ＶＲＧは図１３を、利得調整増幅器ＡＧＣは図１２を、夫々参照して説明される。
【００４１】
本発明の光受信回路は図１９に示す回路構成に限定されず、各回路の構成要素は例えば以下の実施例１乃至４で紹介する種々の態様を取り得るものである。そこで、本発明の光受信回路の構成要素たるリミット機能付き増幅器ＡＷＬ、前置増幅器ＰＲＥ、利得調整増幅器ＡＧＣ、及び参照電位発生回路ＶＲＧの夫々の詳細について、関連図面を参照して詳しく説明する。
【００４２】
＜実施例１＞
図７は本発明のリミット機能付き増幅器（以下、リミット増幅部ＡＷＬと略記もする）の実施例であり、バイポーラトランジスタで構成した差動増幅器を使用した例である。図７の端子ＩＮに入力される入力信号が参照電位Ｖｒｅｆに近いときは、線形増幅回路として動作し、その利得Ａは概ね次の式２で表せる。
【００４３】
【数２】
Ａ＝ ＲＣ／（（２ＶＴ／ＩＡ）＋ＲＥ） …（式２）
式２において、ＲＣは負荷抵抗ＲＣ０の抵抗値、ＲＥはエミッタ抵抗ＲＥ０の抵抗値、ＶＴ＝ｑ／ｋＴ、ＩＡは差動増幅器のバイアス電流である（但し、ｑは電子の電荷量、ｋはボルツマン定数、Ｔは温度を夫々示す）。図７に示す差動増幅回路には、接地電位（図の上部）から定電流源ＩＡに到る左側の回路（ＲＣ０，ＱＡ０，ＲＥ０及びＣＥ０からなる）と右側の回路（ＲＣ１，ＱＡ１，ＲＥ１及びＣＥ１からなる）とを対称的に構成することが要請される。実用上、左右の回路に於ける夫々の回路要素のパラメータ（抵抗値、容量等）間には最大３％の誤差が許容されるが、回路設計においては、この誤差を除去することが要請される。即ち、回路設計上、上記ＲＣはＲＣ１にも且つ上記ＲＥはＲＥ１にも夫々等しく設定されるものである。また、線形増幅範囲ＶＬRは概ね次の式３で表せられる。
【００４４】
【数３】
ＶＬR＝２ＲＥ・ＩＡ …（式３）
容量ＣＥ０，ＣＥ１はピーキング容量であり、高周波での利得を上げ帯域を向上させる働きを持っている。
【００４５】
図８はリミット機能付き増幅器の別の実施例であり、カスコード接続を使用した差動増幅器の例を示している。図７の実施例とはトランジスタＱＡ０，ＱＡ１のコレクタにカスコード・トランジスタＱＣＳ０，ＱＣＳ１を接続した点だけが異なる。利得及び線形増幅範囲は図７の実施例と同様に式２及び式３で表わされる。カスコードトランジスタを接続したことで、トランジスタＱＡ０のミラー容量を低減することができ、図７の実施例よりも帯域を延ばすことができる。
【００４６】
図９はリミット機能付き増幅器の別の実施例であり、負荷回路として抵抗の代わりにトランスインピーダンス回路を用いた例を示している。トランジスタＱＦ０，ＱＦ１，抵抗ＲＦ０，ＲＦ１，ＲＣ２，ＲＣ３及び電流源ＩＦはトランスインピーダンス回路を構成しており、トランジスタＱＡ０，ＱＡ１のコレクタから見た入力インピーダンスを下げ、ミラー容量を低減する働きがある。これにより、図７の実施例よりも広帯域化を図ることができる。本回路の利得Ａは概ね次の式４で表せる。
【００４７】
【数４】
Ａ＝ＲＦ／（（２ＶＴ／ＩＡ）＋ＲＥ） …（式４）
式４において、ＲＦは帰還抵抗ＲＦ０の抵抗値である。
【００４８】
図９に示す差動増幅回路においても、図７のそれと同様、接地電位（図の上部）から定電流源ＩＡに到る左右の回路を対称的に構成することが要請される。従って、ＲＦ０とＲＦ１との抵抗値の間には実用上、最大３％の誤差が許容されるが、回路設計においては、ＲＦ０とＲＦ１とを等しくすることが要請される。また、線形増幅範囲は式３で表わされる。
【００４９】
なお、図７から図９の実施例では、差動増幅器から直接出力を取り出す例を示しているが、必要に応じてエミッタホロワ等のバッファ回路を介して出力を取り出してもよい。
【００５０】
＜実施例２＞
図１０は本発明の前置増幅器（前置増幅部ＰＲＥ）の実施例を示したもので、トランスインピーダンス増幅回路を使用した例である。本回路のトランスインピーダンスＺTはほぼＲＦ２の抵抗値に等しい。その理由は、トランスインピーダンスＺTを定義する次の式５に基づき、以下のように説明される。
【００５１】
【数５】
ＺT＝（ＲＦ２・Ａ0）／（１＋Ａ0） …（式５）
式５において、Ａ0は図１０に於けるトランジスタＱＰ０と負荷抵抗ＲＬからなる回路の利得を、ＲＦ２は図１０に於けるＲＦ２の抵抗値を夫々示す。図１０の回路は、利得Ａ0が非常に大きくなるように構成されるため、次の近似式６が成り立つ。
【００５２】
【数６】
Ａ0／（１＋Ａ0）＝１ …（式６）
式６の関係より、上記トランスインピーダンスはＲＦ２の抵抗値で近似できることは明らかである。
【００５３】
一方、前置増幅器の帯域は入力部の容量（前置増幅器の入力容量とフォトダイオードの容量）Ｃｉｎと前置増幅器の入力抵抗Ｚｉｎの積で決まる極に支配される。極は、時定数τ（τ＝抵抗×容量）により「−２π／τ」として定義される。そして、極が大きいほど（時定数が小さいほど）、前置増幅器は受信される光信号パルスに対し高速で応答できる。換言すれば、極が大きいほど、より短いパルス間隔（より高い周波数）で送信される光信号の受信が可能となる。入力抵抗Ｚｉｎはおよそ次の式７で表わされる。
【００５４】
【数７】
Ｚｉｎ＝ＺT／ＡＥ＝ＲＦ２／ＡＥ …（式７）
式７において、ＡＥはエミッタ接地増幅器のオープンループ利得を示す。上記Ｚｉｎを小さく設定した高周波領域でもオープンループ利得を大きく保てるため、受信できる光信号の広帯域化を図ることができる。
【００５５】
図１１は前置増幅器の別の実施例を示したもので、カスコード接続を使用した場合を示している。図１０の実施例とはトランジスタＱＰ０のコレクタにカスコードトランジスタＱＣＳ２を接続した点だけが異なる。カスコードトランジスタを接続することで、トランジスタＱＰ０のミラー容量を低減することができるので、前置増幅器の入力容量を低減できる。従って、図１０の実施例よりも広帯域化が図れる。ただし、フィードバック・ループの位相余裕が減少するため、周波数特性の平坦性に注意して設計する必要がある。
【００５６】
なお、図１０及び図１１の実施例では、エミッタホロワ１段を介して出力する例を示しているが、必要に応じてエミッタホロワの段数を増やしてもよい。
【００５７】
＜実施例３＞
図１２は本発明の光受信回路に好適なＡＧＣ増幅器の一例を示したものである。ここでは、負荷回路としてトランスインピーダンス回路を使用した場合を示しているが、負荷回路は抵抗でも構成できる。
【００５８】
図１２の回路に於いて、入力端子ＩＮ０には図７乃至９の出力端子ＶＡＷＬ０が、入力端子ＩＮ１には図７乃至９の出力端子ＶＡＷＬ１が夫々接続される。制御信号ＶＣＮＴ０，ＶＣＮＴ１の電位差を大きくすると、ＡＧＣ増幅器の利得は増加し、電位差を小さくすると利得は減少する。本回路１段では利得が不足する場合には複数段縦続接続してもよい。また、この制御信号ＶＣＮＴ０，ＶＣＮＴ１の制御は、例えばＶＡＧＣの振幅を検知して公称電圧ＶＮと比較して設定する上述の文献１に記載されたピーク検出回路ＰＤ、参照回路ＲＥＦ及び利得制御回路ＧＣを組み合わせた技術を利用するとよい。
【００５９】
なお、この実施例では、ＡＧＣ増幅器から直接出力を取り出す例を示しているが、必要に応じてエミッタホロワ等のバッファ回路を介して出力を取り出してもよい。
【００６０】
＜実施例４＞
図１３は参照電位発生回路（参照電位発生部ＶＲＧ）の実施例を示したものであり、低域通過フィルタで構成した例である。低域通過フィルタは抵抗ＲＬＰと容量ＣＬＰで構成する。なお、容量ＣＬＰは半導体チップの内部に設けてもよいし、外部に接続しても構わない。前置増幅器出力ＶＰＲＥを低域通過フィルタを通して直流成分を取り出すことで、ＶＰＲＥの中心電位が得られる。
【００６１】
図１４は参照電位発生回路の別の実施例を示したものである。本回路は前置増幅器出力ＶＰＲＥの高電位を検出する回路ＴＨと低電位を検出する回路ＢＨ及び抵抗ＲＡ１，ＲＡ２からなる。抵抗ＲＡ１，ＲＡ２の抵抗値は等しく設定する。前置増幅器出力が高電位になったときには、トランジスタＱＴＨにより容量ＣＴＨがＶＰＲＥ（Ｈ）−ＶＢＥの電位まで充電される（ＶＢＥはトランジスタＱＴＨのベース・エミッタ間のバイアス電圧）。また、前置増幅器出力が低電位になったときには、ダイオードＤＢＨにより容量ＣＢＨがＶＰＲＥ（Ｌ）＋ＶＢＥの電位まで放電される。これら２つの電位を抵抗ＲＡ１，ＲＡ２で分割すれば、前置増幅器出力ＶＰＲＥの高電位と低電位のちょうど中心の電位が得られる。
【００６２】
＜実施例５＞
本実施例では、図１９の構成に代わる光受信回路を紹介する。本実施例の光受信回路の概要は図２０に示される。図１に対して図２０が開示する構成では、受光素子ＡＰＤ（但し、アバランシェ・フォトダイオードに限定されず）、ＡＧＣ増幅器、識別回路ＤＥＣ、及びクロック信号抽出回路の構成は省かれている。但し、前置増幅器ＰＲＥの回路に備えられたＩIN端子には受光素子ＡＰＤからの信号電流が入力され、リミット機能付き増幅器ＡＷＬの回路に備えられたＶＡＷＬ端子はＡＧＣ増幅器の電圧信号入力端子に電気的に接続される。
【００６３】
図２０が示す光受信回路は、１０Ｇｂ／ｓ（ギガ・ビット／秒）で伝送される光信号により光電変換素子で発生する信号電流ＩINを最大２ｍＡの振幅電流値に至る広いダイナミック・レンジで受信する機能を有するものである。この光受信回路は、広いダイナミックレンジの入力電流信号ＩＩＮを高いトランス・インピーダンス利得で受信するために、前置増幅部ＰＲＥからなるトランス・インピーダンス増幅段、リミット増幅部ＡＷＬからなるリミット増幅段、及びリミット増幅部ＡＷＬに参照電圧Ｖｒｅｆを供給する参照電位発生部ＶＲＧを備えて構成される。なお、本実施例においてリミット増幅段と記述される回路段は、上述の説明にあるリミット機能付き増幅器の機能を示す回路段を略称するものである。
【００６４】
前置増幅部ＰＲＥには、これにバイアス電圧を供給するバイアス電圧供給部Ｖｂｉａｓが接続されている。各部分には、電源電圧ＶＣＣ及びＶＥＥ（但し、ＶＥＥ＜ＶＣＣ）の端子が設けられ、トランジスタのエミッタ側には定電流源（矢印を円で囲む記号で表示）が設けられている。
【００６５】
外部キャパシタＣＥＸＴを有する低域通過フィルタを含めて構成される参照電位発生部は、トランス・インピーダンス増幅段による出力振幅電圧の中間値を参照電圧Ｖｒｅｆとして出力する。リミット増幅部ＡＷＬにて差動増幅器を構成する一方のトランジスタＴ４のベースには前置増幅部の出力電圧ＶＰＲＥが、他方のトランジスタＴ５のベースには参照電圧Ｖｒｅｆが夫々印加される。これにより、信号電流ＩINに対するトランス・インピーダンス増幅段とリミット増幅段による増幅において、ＩIN値が小さい場合には双方の増幅段で線形増幅が行なわれて高いインピーダンス利得が得られ、またＩIN値が大きい場合にはリミット増幅段がリミット増幅機能を示すことでインピーダンス利得は所望の値に抑えられる。
【００６６】
即ち、図２１に示すように、リミット増幅段は、この回路構成により予め定められた約400μＡ以下の小さいＩINに対して線形増幅機能を示し、且つ400μＡより大きいＩINに対しては、その値に係わらず予めリミット増幅部ＡＷＬの回路構成で定められたＶＡＷＬの値（400ｍＶ）を出力する所謂リミット機能を示すように構成される。これにより、リミット増幅段においては、微弱な信号ＩINを取りこぼすことなくＡＧＣ増幅部（図示せず）に伝達でき、且つＩINのダイナミック・レンジが数μＡから２ｍＡに亘っても出力信号波形の歪みを抑制できる。その結果、識別回路部ＤＥＣ（図示せず）に於ける"１"−"０"の信号識別精度は維持され且つ向上され得るのである。
【００６７】
図２０に於いて、前置増幅部ＰＲＥはトランジスタＴ１と抵抗Ｒ２を有するエミッタ接地増幅器とトランジスタＴ２、ダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１を配列して成るシャント・フィードバック・ループ（Shunt Feedback Loop）から構成される。リミット増幅部ＡＷＬは広帯域差動増幅器と出力バッファから構成される。また、双方の増幅部の周波数応答特性を向上させるため、前置増幅部ＰＲＥにはバイアス電圧供給部Ｖｂｉａｓが、リミット増幅部ＡＷＬにはピーキング・ネットワーク（Peaking Network）が夫々接続されている。
【００６８】
前置増幅部ＰＲＥに於いて、周波数応答に対するトランス・インピーダンス変動を抑えてアイ・ダイヤグラム（Eye-Diagram）の揺らぎを低減するために抵抗Ｒ２に印加されるバイアス電圧を安定化させる必要がある。前置増幅部ＰＲＥを構成するエミッタ・コモン増幅器はトランジスタＴ１の電流変動の影響を受けやすく且つ前置増幅部の周波数応答特性を決めてしまうため、上述のバイアス電圧を安定化するためには、これがＶＣＣの変動の影響を受けないようにする必要がある。図２０に示すバイアス電圧供給部Ｖｂｉａｓから供給されるバイアス電圧は接地電位と回路構成素子により決まるため、ＶＣＣの変動から独立している。
【００６９】
一方、リミット増幅部ＡＷＬには前置増幅部ＰＲＥ以上に広い周波数帯域に応答できる特性が要請されるため、抵抗Ｒ３，Ｒ４とキャパシタＣＰからなるピーキング・ネットワークが接続されている。トランジスタＴ６，Ｔ７と抵抗Ｒ５，Ｒ６からなる負荷回路は、Ｒ５，Ｒ６を介したフィードバックにより低い入力インピーダンスを示すため、差動入力回路を構成するトランジスタ対Ｔ４，Ｔ５のミラー効果は抑制され、リミット増幅部ＡＷＬの広い周波数帯域での応答が実現できる。
【００７０】
リミット増幅部ＡＷＬの出力バッファは、ノード出力の高速化とトランス・インピーダンス変動の低減のために、２段のエミッタ・フォロア（トランジスタＴ８−Ｔ１０又はＴ９−Ｔ１１）とダンピング抵抗（Ｒ１０、Ｒ１１）を備えている。前置増幅部ＰＲＥの出力信号はエミッタ・フォロアのトランジスタＴ１２により分岐され、参照電位発生部ＶＲＧに入力される。参照電位発生部ＶＲＧは、抵抗Ｒ１４、及びキャパシタＣＬＰ、ＣＥＸＴを有する低域通過フィルタとエミッタ・フォロアトランジスタＴ１３とを含めて構成され、その出力電圧Ｖｒｅｆは前置増幅部ＰＲＥの出力電圧ＶＰＲＥの中間値を示す。
【００７１】
＜実施例６＞
以上の実施例では、全てバイポーラトランジスタを用いたが、これをＭＯＳＦＥＴ、ＭＥＳＦＥＴ等の電界効果形トランジスタに置き換えても本発明の光受信回路を実現できることは言うまでもない。
【００７２】
図２３は、図１９に示した本発明の光受信回路のバイポーラトランジスタを全てＭＯＳ型の電界効果トランジスタに置き換えた構成を示す。
【００７３】
図１９においては、前置増幅部ＰＲＥのトランジスタＱＰ０，ＱＥＦ、、リミット増幅部（リミット機能付き増幅器）ＡＷＬのトランジスタＱＡ０，ＱＡ１、及びＡＧＣ増幅部ＡＧＣのトランジスタＱIN(0)，ＱIN(1)，ＱAMP(1)，ＱAMP(2)，ＱAMP(3)，ＱAMP(4)，ＱＦ0並びにＱＦ(1)の全てをＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ（Ｎ型のコレクタ及びエミッタとＰ型のベースを有する）で構成したが、図２３では、これら全てをＮチャネル型の電界効果トランジスタに置き換えてある。
【００７４】
Ｎチャネル型の電界効果トランジスタは、Ｐ型の半導体層中にＮ型のドース領域及びドレイン領域を離間して形成し、この２つの領域に挟まれた上記Ｐ型半導体層上に酸化膜（絶縁膜）を介してゲート電極を形成したものである。信号処理速度に関しては、バイポーラトランジスタが優るものの、電界効果トランジスタは各々の素子間の分離が容易にできるため、本発明の光受信回路を同一の半導体基板上に集積化する上でバイポーラトランジスタより優るものである。
【００７５】
図２３に示したＮチャネル型の電界効果型トランジスタは、Ｎ型のソース及びドレイン間に挟まれたＰ型半導体層の電位を低電位側（ドレイン電位）に設定してあるが、Ｐ型半導体層の電位の設定は、この実施態様に限定されないものである。
【００７６】
＜実施例７＞
本発明の光受信回路を応用した光通信システムの一例を、図２４に示す。
【００７７】
本発明による光通信システムの概念を明らかにするため、図２４にＴＳ(A)，ＴＳ(B)及びＴＳ(C)として示される電話局Ａ，Ｂ，Ｃには光ファイバケーブルLINE A, LINE B, LINE Cによる電話局Ｒ（ＴＳ(R)）への光信号送信機能のみを示す。また、電話局Ｒには、電話局Ａ，Ｂ，Ｃからの光受信機能のみを示す。図２４において、USERS(A), (B), (C), 又は(R)として示した電話機及びコンピュータは、夫々の電話局の回線加入者(Subscriber)を示す。
【００７８】
USERS(A), (B)及び(C)からの情報をUSERS(R)に送信する例で、本発明による光通信システムを説明する。前者の各加入者からの情報は、夫々の電話局（Telephone Station）において波長1.3乃至1.6μｍの光信号に置き換えられ、電話局Ｒに通じる光ファイバケーブルLINE A, LINE B又はLINE Cに入力される。このときの、光信号強度（Intensity of Opt. Sig.）の時間軸方向に対するスペクトルを各電話局毎に図示する。各電話局から伝送される情報は、強度Itrsの光パルスからなる１信号と光パルスのない０信号からなるディジタル情報に符号化（encode）される。
【００７９】
時刻ｔa0からｔa1の間に電話局Ａから送信される光信号、時刻ｔb0からｔb1の間に電話局Ｂから送信される光信号、及び時刻ｔc0からｔc1の間に電話局Ｃから送信される光信号は全て、電話局Ｒ又はこれに到る幹線系伝送路（Trunk Line）に設けられた合波器（Star Coupler等のOptical Coupler）ＣＬを経て、電話局Ｒの光受信回路に設けられた受光素子ＰＤに光学的に接続された光ファイバへ入る。そして、各電話局から受信した光信号は、電話局Ｒにおいて送信局毎に宛われた時間に応じてシリアルに伝送情報に復号化（decode）される。伝送情報を複合化する装置は、電話局に備えられた識別回路ＤＥＣの後段に配置され、伝送形態に応じ、電話局Ｒ内又は加入者の端末（Terminal）に備えられる。
【００８０】
図２４に於いて、電話局Ａ，Ｂ，Ｃと電話局Ｒとの距離ＡＲ，ＢＲ，ＣＲを20km，100km，500kmに夫々設定した場合を考える。このとき、電話局Ｒで受信した光信号は、前置増幅器ＰＲＥにより図２５（ａ）に示す電圧信号に変換される。図２５（ａ）の縦軸は、前置増幅器ＰＲＥからの出力信号の電圧値ＶPREを示す。この出力信号が、電圧振幅ＶDETを越えると後段のＡＧＣ増幅器で信号波形の劣化が生じ、誤り率が実用上許容されるレベルを越える。電話局Ｒに近い電話局Ａから時刻ｔa0からｔa1の間に送信された光信号は、光ファイバ伝播中に於いて殆ど損失しないため、前置増幅器ＰＲＥによりＶDETを越える電圧振幅Ｖaの強い電圧パルスＶPREに変換されている。
【００８１】
これに対し、本発明では、リミット機能付き増幅器ＡＷＬを前置増幅器ＰＲＥとＡＧＣ増幅器との間に配置し、その回路をＶPREの電圧振幅が第１の電位Ｖ1以上となるとき、出力ＶAWLを電圧振幅Ｖ1にリミットするように構成する（図２５（ｂ）参照）。これにより、電話局Ａから送信されたディジタル情報は、ＡＧＣ増幅器での信号波形の劣化を殆ど受けることなく、電圧信号ＶAGCとして識別回路に送られる（図２５（ｃ）参照）。
【００８２】
一方、電話局Ｒにおける識別回路ＤＥＣのしきい値電圧ＶTH(DEC)は、上記第１の電位とゼロ電位との間に人為的に設定される。その電圧は、例えば、第１の電位の半分に設定される。これに対し、ＡＧＣ増幅器は、これに入力される電圧信号に応じて、増幅利得を自動的に調整することができる。ＡＧＣ増幅器における実用上の自動利得調整は、電話局Ａ，Ｂ，Ｃの各々から送信すべき情報を載せた光信号の前に伝送されるダミー光信号により生成される電圧振幅（図示せず）に基づいて行われる。しかし、ＡＧＣ増幅器の自動利得調整機能は完全とはいえない。なぜなら、ＡＧＣ増幅器は、これに入力される電圧パルスが所定の電位（例えば、第２の電位Ｖ2）以下の場合、その電圧振幅をＶTH(DEC)以上に増幅することが不可能となる。
【００８３】
電話局Ｒから500km離れた電話局Ｃより時刻ｔc0からｔc1の間に送信された光信号は、光ファイバ伝播中に於ける損失により大きく減衰されるため、前置増幅器ＰＲＥで増幅してもＶ2未満の電圧振幅Ｖcの弱い電圧パルスＶPREにしか変換できない（図２５（ａ）参照）。この問題を解決するためには、識別回路ＤＥＣにおけるＶTH(DEC)を入力される電圧信号に応じて変動させるように設定しなければならない。しかし、この手法では非常に短いパルス間隔で供給される電圧信号を識別する応答性に限界がある。
【００８４】
これに対し、本発明では、上記リミット機能付き増幅器ＡＷＬによる線形増幅で電圧振幅Ｖcの電圧パルスを電圧振幅Ｖ2以上に増幅できる（図２５（ｂ）参照）。このため、増幅後の電圧振幅が上記ＶTH(DEC)に到らなくとも、その後段のＡＧＣ増幅器で更に増幅することにより、識別回路ＤＥＣで識別するに十分な（ＶTH(DEC)以上の）電圧振幅を有するパルスに変換される（図２５（ｃ）参照）。
【００８５】
以上のように、本発明による光通信システムは、前置増幅器ＰＲＥとＡＧＣ増幅器ＡＧＣとの間にＡＧＣ増幅器を補助する線形増幅器を挿入する構成し、上記線形増幅器の動作をこれに入力される電圧信号の振幅に応じて制限する。即ち、前置増幅器からＡＧＣ増幅器に到る電圧信号の伝送過程で、少なくとも上述のＶDET以上の電圧振幅を有する電圧信号を所定の電圧振幅に抑え且つこれ以外の電圧信号を選択的に増幅する。このため、特に電圧信号の伝送速度を制限する前置増幅器ＰＲＥの利得調整や識別回路のしきい値電位調整を行うことなく、光信号の受信強度のダイナミックレンジを拡大することができる。
【００８６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、高感度かつ広ダイナミックレンジの光受信回路及び光通信システムを提供することができる。従って、特に光ファイバにより長距離の光信号伝送を行う幹線系の光通信システムにおいて、受信される光信号の処理（"１"−"０"判定）を低い誤り率で行うことができる。また、伝送距離の異なる光ファイバからの光信号に対しても信号処理の誤り率を格段に低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本構成を示した図。
【図２】従来技術（文献１に開示）を示した図。
【図３】従来技術（文献１に開示）の動作を説明した図。
【図４】別の従来技術（文献２に開示）を示した図。
【図５】別の従来技術（文献２に開示）の動作を説明した図。
【図６】本発明の動作を説明した図。
【図７】本発明に使用する増幅器の例を示した図。
【図８】本発明に使用する増幅器の例を示した図。
【図９】本発明に使用する増幅器の例を示した図。
【図１０】本発明に使用する前置増幅器の例を示した図。
【図１１】本発明に使用する前置増幅器の例を示した図。
【図１２】本発明に使用するＡＧＣ増幅器の例を示した図。
【図１３】本発明に使用する参照電位発生回路の例を示した図。
【図１４】本発明に使用する参照電位発生回路の例を示した図。
【図１５】文献１に開示されたＡＧＣ増幅器の回路を示した図。
【図１６】 "１"−"０"信号識別の誤り率を説明するための図。
【図１７】光信号入力と前置増幅器及びＡＧＣ増幅器の電圧出力の対応を説明するための図。
【図１８】スルーレートに起因する波形歪を説明する図。
【図１９】本発明による光受信回路の望ましき一実施形態を示す図。
【図２０】本発明による光受信回路の望ましき別の実施形態（実施例５）を示す図。
【図２１】図２０の回路における光電変換素子からの入力電流に対する出力信号振幅の関係を示した図。
【図２２】従来技術（文献２に開示）と本発明の動作を比較した説明図。
【図２３】本発明による光受信回路の望ましき別の実施形態（実施例６）を示す図。
【図２４】本発明による光受信回路の応用した光通信システムの一実施形態を示す図。
【図２５】図２４の光通信システムの電話局Ｒに採用された光受信回路における電圧信号の波形の変化を示す図。（ａ）は前置増幅器から、（ｂ）はリミット機能付き増幅器から、（ｃ）はＡＧＣ増幅器から夫々出力された電圧波形を模式的に示す。
【符号の説明】
ＡＰＤ…アバランシェフォトダイオード、ＰＲＥ…前置増幅器、ＡＷＬ…リミット機能付き増幅器、ＡＧＣ…ＡＧＣ増幅器、ＤＥＣ…識別回路、ＣＥＸＴ…クロック抽出回路、ＶＲＧ…参照電位発生回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は光受信回路に関するもので、特に入力される信号の変化に対し、高感度かつ広ダイナミックレンジで信号処理を行うに適した振幅調整機能を有する光受信回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
基幹伝送用（伝送距離は例えば最大数１００ｋｍ）の光通信システムで使用される光受信回路の一般的な構成を図２に示す。図２の構成の光受信回路による光信号の識別動作の一例を、図１７を参照して説明する。光信号は、１ビット（bit）の信号伝送量に対してΔｔ毎に"１"、"０"に相当する光のオン・オフの矩形状パターンを形成して光受信回路に備えられた受光器（アバランシェフォトダイオ−ド：ＡＰＤ）に入射される（即ち、図１７は６ビット分の光信号を示す）。ＡＰＤ内部では光信号により発生した電子、正孔対がアバランシェ増倍を起こし、信号電流が増幅される。このため、微弱な光信号でも検出することができる。ＡＰＤから出力された電流信号は、さらに前置増幅器で電圧信号ＶＰＲＥに変換される。ＶＰＲＥはＡＧＣ増幅器（Automatic-gain-control amplifier：自動利得制御増幅器又は利得調整増幅器とも称される）によりさらに増幅され、識別回路ＤＥＣに入力される。ここで、例えば、図に破線で示すように、光信号の強度が弱い場合でも、ＡＧＣ増幅器の自動利得制御機能により、ＡＧＣ増幅器の出力ＶＡＧＣの振幅はほぼ一定に保たれる。これにより、識別回路での識別動作がより安定に行なわれる。識別回路ＤＥＣでは、クロック信号ＣＬＫに同期して、ＡＧＣ増幅器の出力信号ＶＡＧＣがしきい値電位ＶＴＨ（ＤＥＣにて設定されるため、以下ＶＴＨ（ＤＥＣ）と表記）よりも高ければ"１"、低ければ"０"と判定してデータを出力する。なお、クロック信号ＣＬＫはＡＧＣ増幅器の出力信号ＶＡＧＣからクロック抽出回路ＣＥＸＴにより作られる。
【０００３】
上述のＡＧＣ増幅器の一例は、アイ・イー・イー・イー ジャーナル オブ ソリッドステート サーキッツ，第29巻第７号（1994年）815−822頁（IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.29,No.7(1994) pp.815-822：以下、文献１と記す）に開示されている（図１５参照）。文献１のＡＧＣ増幅器の特徴は、前置増幅器ＰＲＥからの電圧信号ＶＰＲＥを利得可変型の増幅器Ａ１，Ａ２と利得固定型の増幅器Ａ３の３段で増幅するところにある。まず、増幅器Ａ３から出力される振幅ＶＡ３の信号は、ピーク検出回路ＰＤに入力される。ピーク検出回路ＰＤは、これに付設されたキャパシタＣＰＤにより振幅ＶＡ３に基づく直流電圧Ｖ３を発生する。一方、参照回路ＲＥＦでは、独自にピーク電圧の公称値ＶＮ（the Nominal value of the peak voltage：以下、標準振幅電圧と呼ぶ）が発生される。このＶＮは、参照回路ＲＥＦに接続された可変電圧源Ｐにより調整されるものである。利得制御回路ではＶ３とＶＮとの比較が行われ、その差、即ち標準振幅電圧値からの信号振幅のずれに応じて増幅器Ａ１，Ａ２の利得を制御する電圧ＶＧＣ１，ＶＧＣ２が設定される。文献１が開示するＡＧＣ増幅器の特徴は、増幅器Ａ１，Ａ２の回路構成の相違により、入力信号ＶＰＲＥの振幅変化に対するＶＡＧＣのばらつきを抑えた、望ましくは振幅の均一な信号を発生させるところにある。
【０００４】
文献１のＡＧＣ増幅器によれば、振幅１０ｍＶ及び３００ｍＶのいずれの入力信号も１３Ｇｂ（ギガ・ビット）／ｓ（秒）の速度において振幅５００ｍＶの電圧信号ＶＡＧＣが出力される。これらの出力信号は、２つのアウト・プット・バッファＯＢから出力されて、その一方は図２の識別回路ＤＥＣに、もう一方はクロック抽出回路ＣＥＸＴに夫々入力される。
【０００５】
なお、文献１のＡＧＣ増幅器には増幅器Ａ１，Ａ２，Ａ３のオフセットを制御するためのオフセット制御回路ＯＣ（外部キャパシタＣＯＣ付）も設けられている。
【０００６】
さて、ＡＧＣ増幅器からの出力信号に対し、識別回路ＤＥＣでは出力信号の振幅電圧の上端と下端との間の或る電位をしきい値電位ＶＴＨ（ＤＥＣ）としてＶＡＧＣから"１"、"０"を判別する。ところで、光ファイバ等の光伝送路から伝送される"１"又は"０"の光信号が光受信回路の前置増幅器ＰＲＥで電圧信号に変換される様子を図１６に示す。横軸は信号電圧値を、縦軸は所定の電圧値の信号が発生する頻度を夫々示す。"１"及び"０"の信号を光信号のオン、オフで授受すると、光電変換素子及び前置増幅器ＰＲＥで発生する雑音により、例えば図１６の実線のような分布を示す。この時、識別回路ＤＥＣで設定されるしきい値電位は、例えば"１"の信号の平均電圧値Ｖ１と"０"の信号の平均電圧値Ｖ０との中間値なるＶｔｈ（Ａ）に設定される。
【０００７】
しかし、"１"信号が"０"信号より広い電圧分布を示す場合がある。即ち、"１"信号の電圧分布は図１６（ａ）の実線で示したものを縦軸方向に潰した形状（破線で示したもの）になる。これは、受光素子（光電変換素子）としてＡＰＤ、又はエルビウムドープ光ファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）とＰＩＮ接合型受光素子（ＰＩＮダイオード）とを組み合わせて使用する場合に特に顕著となる。この現象の詳細については、例えば、「光ファイバ通信技術」（日刊工業新聞社）を参照されたい。この場合、しきい値電位Ｖｔｈ（Ａ）以下の電圧信号は"１"信号でも"０"と判定される。このような誤った判定がなされる確率を誤り率と呼ぶ。しきい値電位Ｖｔｈ（Ａ）の場合、破線で示す"１"信号の電圧分布曲線が囲む領域の全面積に対する一点破線より低電位側に仕切られた領域の面積の比率として誤り率は定義される。
【０００８】
誤り率は、１信号の電圧分布曲線（破線）と０信号の電圧分布曲線（実線）が重複する場合、０とすることはできない。但し、しきい値電位をＶ0側にある程度シフトさせると、誤り率を低減することはできる。例えば、１信号の電圧分布曲線と０信号の電圧分布曲線とが交わるにしきい値電位Ｖth(B)のを設定する。その結果、０信号が１信号と誤認される可能性は残るものの、誤り率は図１６に斜線で示す領域といずれかの電圧分布曲線が囲む領域との面積比まで低減できる。しきい値電位Ｖth（Ｂ）下において、真の０信号の幾つか（Ｖth（Ｂ）より強度の大きいもの）は識別回路において１信号と判定されるものの、このような誤認が生じる割合はしきい値電位Ｖth（Ａ）下に比べて可成り低減される。
【０００９】
通常、信号電圧の分布は、信号の大きさ（Ｖ１−Ｖ０）よりも大きく広がっており、しきい値電位をどこに設定しても、誤り率を完全に０にすることはできない。従って、光受信回路では非常に小さい或る一定の誤り率（例えば、１０-12）を許容し、その誤り率を達成できる範囲にしきい値電位を設定する。なお、この場合、非常に小さい確率で発生する伝送誤りは、誤り訂正符号等により検出され且つ訂正される。
【００１０】
図３は、受光素子としてＡＰＤ、又はＥＤＦＡとＰＩＮダイオードとを組み合わせて使用する場合のある誤り率の下でのしきい値電位の設定範囲と光信号強度の関係を模式的に示したものである。上述のように、"１"信号が"０"信号より広い電圧分布を示すため、しきい値電位の設定範囲は"０"信号側に偏っている。また、光信号強度が小さくなると、しきい値電位の設定範囲は徐々に狭くなり、ついには、所望の誤り率を達成することができなくなる。この時の光信号強度（図中のＰｍｉｎ０）を最小受信感度と呼ぶ。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
短距離から長距離に亘る様々な距離で伝送された光信号を一つの受信器でカバーするために、基幹伝送用受信器でも受信信号強度に対する広いダイナミックレンジが要求されている。即ち、伝送距離が短い場合には、光ファイバでの信号の減衰は小さいため、強い光信号が受信器に入力される。一方、伝送距離が長い場合には、受信器に入力される光信号は非常に弱くなる。光受信器は、これら２種類の信号をともに扱わねばならない。
【００１２】
ところで、図２の構成の受信器に強い光信号が入力された場合には、以下に述べる前置増幅器のスルーレート（Slew Rate）に起因する問題が発生する。図１８に強い光信号が入力された場合の受信器の応答波形を示す。光信号の強度が強いと受光素子の出力電流も多くなり、前置増幅器の出力振幅も大きくなる。しかし、前置増幅器の出力振幅が大きくなり過ぎると、同図に示すように、出力信号が定常値に達する前に次の光信号入力に因る出力信号変化が起こり、出力波形が三角波となる部分が生じる。これは、前置増幅器の出力ＶＰＲＥの変化の速度に上限があるためで、この上限の速度（ｄＶ／ｄｔ）をスルーレートと呼ぶ。ＡＧＣ増幅器のスルーレートが前置増幅器のそれよりも充分大きければ、ＡＧＣ増幅器の出力信号はＶＰＲＥと相似形の波形となる。
【００１３】
図に示した例では、しきい値電位ＶTH（ＤＥＣ）をどこに設定しても、第１番目（図１８左端の光信号強度０）のビット及び第５番目（図１８右から２番目の光信号強度１）のビットの少なくとも一方は、誤って識別される。なぜなら、上記第１番目のビットを０と識別するにはしきい値電位ＶTH（ＤＥＣ）を上記第５番目のビットを１と認識するに高過ぎる値に設定せざるを得ず、また、当該第５番目のビットを１と識別するにはＶTH（ＤＥＣ）を当該第１番目のビットを０と認識するに低過ぎる値に設定せざるを得ないからである。また前置増幅器の出力ＶＰＲＥの振幅が大きくなるため、前置増幅器の出力段のトランジスタに掛かる電圧が増加し、高耐圧のトランジスタを使用する必要がある。一般に、高耐圧のトランジスタの動作速度は耐圧の低いものに比べて遅いため、高速な光受信器には使用できないという問題もあった。従って、図２の従来技術では、強度の強い光信号を受信することは非常に難しかった。
【００１４】
一方、上記のスルーレートに起因する問題を避けることができる光受信器としては、例えば、アイ イー イー イー ジャーナル オブ ソリッドステートサーキッツ，第30巻第９号（1995年）991−997頁（IEEE Journal of Solid-State Circuits,vol.30,No.9(1995), pp.991-997：以下、文献２と記す）に記載されたものがある。図４に、文献２が開示する光受信回路の構成を示す。この回路は、ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）等で用いられるもので、伝送距離は最大でも数ｋｍ程度と短い。このため、ＡＰＤの代わりにＰＩＮフォトダイオードＰＩＮを用いている。また、ＡＧＣ増幅器の代わりにリミット増幅器ＬＡを用いている。
【００１５】
ＡＧＣ増幅器では利得を制御して出力信号の振幅を一定に保つのに対し、リミット増幅器（リミットアンプ）は利得を非常に大きく設定しておき、出力振幅が所望の値以上になる場合は出力をクランプして（所定の出力電圧に抑えて）振幅を制限する。即ち、しきい値電位ＶＴＨ（ＬＡ）を入力信号の高電位（例えば、１に相当）と低電位（例えば、０に相当）のちょうど真中になるように、しきい値電位制御回路ＶＣＮＴにより制御しておき、入力信号とＶＴＨ（ＬＡ）を比較し、ＶＴＨ（ＬＡ）よりも高ければ、入力信号の振幅によらず一定の電位ＶＬＡ（０）を出力する。
【００１６】
この文献の例では、リミット増幅器ＬＡの利得を約６０ｄＢに設定してあり、入力信号の振幅が数ｍＶから１Ｖ程度の広い範囲で、一定振幅の出力信号が得られる。このような構成では、リミットアンプの利得が非常に高いので、前置増幅器の利得（出力電圧と入力電流の比：トランスインピーダンスと呼ぶ）を余り高くする必要がない。従って、強度の強い光信号が入力された場合でも、前置増幅器の出力ＶＰＲＥの振幅は上記の構成ほど大きくはならないので、図１８のように波形が歪んで三角波になることがない。このため、スルーレートに起因する問題は発生しない。
【００１７】
しかし、この構成の回路において伝送距離を延ばすため、受光素子をＰＩＮフォトダイオードからＡＰＤ、又はＥＤＦＡとＰＩＮダイオードとを組み合わせた検出器に取り替えると、受信器の最小受信感度が劣化するという問題がある。以下、この理由を図５を用いて説明する。図５は前置増幅器出力ＶＰＲＥにおけるリミット増幅器のしきい値電位ＶＴＨ（ＬＡ）の設定範囲を示したものである。増幅作用がある受光素子を使用するため、"１"信号が"０"信号より広い電圧分布を示し、しきい値電位の設定範囲は"０"信号側に偏っている。リミット増幅器の出力（ＶＬＡ）は、ＶＰＲＥからＶＴＨ（ＬＡ）±数ｍＶの信号を取り出し、増幅したものとなる（２重線のグラフはこの数ｍＶの電圧幅を示す）。ＶＴＨ（ＬＡ）はＶＰＲＥ（０）とＶＰＲＥ（１）のちょうど真中に設定されるので、ＶＴＨ（ＬＡ）は光信号強度がＰｍｉｎ１以下の領域ではしきい値の設定範囲からはずれてしまうことがわかる。従って、最小受信感度はＰｍｉｎ１となり、図２の構成よりも最小受信感度が劣化する。
【００１８】
なお、ここで注意すべきことは、上述の最小受信感度の劣化は、文献２の構成では発生しないということである。これは、文献２の構成では、受光素子としてＰＩＮダイオードを使用しているためである。ＰＩＮダイオードは増幅作用はないため、"１"信号は"０"信号と同じ電圧分布を示し、ＶＴＨ（ＬＡ）がＶＰＲＥ（０）とＶＰＲＥ（１）のちょうど真中に設定されていても、上述の問題は発生しない。
【００１９】
この問題を避ける方法として、リミット増幅器のしきい値電位ＶＴＨ（ＬＡ）をＶＰＲＥの中心ではなく、"０"レベル側に調整する方法が考えられる。しかし、調整対象とする光信号の強度は弱く（特にＰｍｉｎ１未満の範囲）、ＶＰＲＥの振幅が小さい条件下で、高精度でしきい値電位ＶＴＨ（ＬＡ）を調整することが要請されるため、実現は困難を極める。また、送信器や光ファイバの特性の経年変動により、光信号の強度は変動するので、定期的にしきい値ＶＴＨ（ＬＡ）の再調整を行なう必要が生じる。このように、文献２が開示するＬＡＮ用の広ダイナミックレンジ受信回路をそのまま長距離伝送用広ダイナミックレンジ受信器に適用することはできなかった。
【００２０】
光受信回路の受信強度に対するダイナミックレンジを拡げる技術としては、識別回路の参照電位の設定を改良する技術が特開平５-259752号に、所謂前置増幅器の利得設定を改良する技術が特開平８-139526号、特開平７-193437号、特開平７-38342号及び特開平５-67930号に開示されているが、いずれも伝送周波数100ＭＨｚの光通信システムへの適用を意図したものであった。即ち、これらの技術は１０ｎｓ（ナノ秒：１０-9秒）の間隔で受信される光パルスに対する応答特性は期待できるものの、例えば10ＧＨｚの幹線用光通信システムにて１００ｐｓ（ピコ秒：１０-12秒）の間隔で受信される光信号には実用上応答できなかった。
【００２１】
また、特開平９-246879号及び特開平５-218758号に開示される光受信回路に於ける電圧パルス幅の劣化を抑止する技術からも、上記先行技術の問題を解決する技術を見出せなかった。
【００２２】
本発明の目的は、高感度かつ広ダイナミックレンジの光受信回路を提供することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明では、光信号を受けて電気信号に変換し且つこれを出力する光受信回路において、光信号を電流信号に変換する光電変換部と、該光電変換部の出力電流信号を電圧信号に変換する前置増幅器と、該前置増幅器の出力電圧信号を受ける増幅器であって、入力信号と参照電位との差が所定の電圧よりも小さい場合は線型増幅し且つ所定の電圧よりも大きい場合はリミット増幅するリミット機能付き増幅器と、該リミット機能付き増幅器の出力信号を増幅して一定振幅の信号を出力する自動利得増幅器を含むことを特徴とする。
【００２４】
上記リミット機能付き増幅器がリミット増幅を始める所定の電圧は、上記前置増幅器の最小受信感度における出力信号電圧と上記参照電位との差よりも大きく設定されることが望ましい。上記最小受信感度における前置増幅器の出力信号電圧は、上記光電変換部と上記前置増幅器とで決まり、その値は上記光受信回路に所望される誤り率に依存する。
【００２５】
さらに、該光信号の所望のダイナミックレンジの範囲内で、次の式１で規定される関係を満たすように該リミット機能付き増幅器の出力信号振幅を制限することが望ましい。
【００２６】
【数１】
ΔＶＡＷＬ＜Ｒｓ・Δｔ …（式１）
式１において、ΔＶＡＷＬは該リミット機能付き増幅器の出力信号振幅、Δｔは１ビットの光信号が占める時間、Ｒｓは該リミット機能付き増幅器のスルーレートを夫々示す。
【００２７】
また、該光電変換部はアバランシェフォトダイオードあるいはエルビウムドープ光ファイバ増幅器とＰＩＮフォトダイオードで構成すると、最小受信感度を改善することができる。
【００２８】
本発明の光受信回路は、光信号が弱い場合は、これから生じた電圧信号ＶＰＲＥをリミット機能付き増幅器及びその次段のＡＧＣ増幅器で線型増幅し、当該ＡＧＣ回路からの出力電圧ＶＡＧＣを後段の識別回路に入力する。識別回路は、これに入力された電圧信号ＶAGCの１と０とを識別するためのしきい値電位を当該ＶAGCの信号振幅（１と０との信号電圧差）に応じて設定する。従って、上記リミット機能付き増幅器及びＡＧＣ増幅器による電圧信号の線型増幅により、上記識別回路は微弱な光信号に対しても適切なしきい値電位を設定することができる。一方、光信号強度が強い場合には、リミット機能付き増幅器は出力信号ＶAWLの振幅を抑えることで、上記前置増幅器の出力信号の歪を防ぎ且つ誤り率の増加を抑制する。
【００２９】
本発明の要旨を、ある限定された一局面で捉えれば、光電変換部（受光素子）、当該光電変換部から出力される電流信号を電圧信号に変換する第１の増幅回路（前置増幅器）、当該前置増幅部から出力される電圧信号の振幅ばらつきを低減する第２の増幅回路（利得調整増幅器又はＡＧＣ増幅器）からなる光受信回路、又はこれに第２の増幅回路から出力される電圧信号の処理（識別）を行う識別回路と組み合わせて構成した光伝送端末装置もしくは光伝送システムにおいて、第１の増幅回路と第２の増幅回路との間に次の機能を有する第３の増幅回路を設けることにある。上記第３の増幅回路に要請される第１の機能は、その出力信号振幅ΔＶＡＷＬをその（当該第３の増幅器の）スルーレートＲｓと１ビットの光信号が占める時間Δｔで規定されるＲｓ・Δｔより小さくすることである。
【００３０】
一方、第３の増幅回路に要請される第２の機能は、上記第１の増幅回路から当該第３の増幅回路に入力される電圧信号を所定の電圧振幅以下の振幅に線形増幅を行うことである。この機能は、当該第１の増幅回路から第３の増幅回路へ入力される電圧信号の振幅が特に微小な場合、この信号検出において重要である。このため、第３の増幅回路による線形増幅範囲は従来のリミット増幅器に比べ広く設定される。一般に線形増幅範囲を広くすると利得が低下するが、第３の増幅回路が後段の第２の増幅回路と組み合わせて利用されるために実用的な問題を生じない。
【００３１】
以上に概要を説明した本発明の回路構成によれば、光信号強度が弱い場合には、リミット機能付き増幅器が線形増幅動作しているので、次段のＡＧＣ増幅器でさらに線形増幅を行なうことにより、識別回路のしきい値を最適点に設定することができる。また、光信号強度が強い場合には、リミット機能付き増幅器がリミット動作し、前置増幅器の出力信号振幅が歪んで、誤り率が増大するのを防止する。これにより、高感度、広ダイナミックレンジの光受信回路を実現することができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて本発明の実施例を詳しく説明する。
【００３３】
図１は本発明の基本構成を示した図である。図２の従来技術（文献１）とは、前置増幅器ＰＲＥと利得調整増幅器（以下、ＡＧＣ増幅器とも記す）ＡＧＣの間にリミット機能付き増幅器ＡＷＬ及び参照電位発生回路ＶＲＧが挿入されている点が異なる。一方、図４の従来技術（文献２）とは、前置増幅器ＰＲＥからの入力信号に基づき参照電位を発生する参照電位発生回路ＶＲＧと、参照電位が入力されるリミット機能付き増幅器ＡＷＬを組み合わせる点で一見類似するが、リミット機能付き増幅器の電圧増幅利得に大きな差があり、従来技術（文献２）が開示するリミット増幅器ＬＡには微弱な振幅を有する入力信号を線形増幅する配慮がなされていない点が本発明のリミット機能付き増幅器ＡＷＬと大きく異なる。即ち、本発明のリミット機能付き増幅器ＡＷＬは基本的には線形増幅器であり、出力振幅が一定値を超えた場合のみリミット機能により、出力振幅をその回路構成で定められた値に略一定に保つよう働く。
【００３４】
本発明の光受信回路の上述の基本構成に特徴づけられる機能について、図６を参照しながら説明する。図６は前置増幅器出力ＶＰＲＥに対するしきい値電位の設定範囲を示したものである。
【００３５】
リミット機能付き増幅器ＡＷＬの参照電位Ｖｒｅｆは前置増幅器出力信号ＶＰＲＥ０(0)とＶＰＲＥ(1)（ともに破線グラフで示す）とのちょうど中心に設定され、ＡＷＬの線形増幅範囲（太い斜め線グラフに挟まれた縦軸方向の幅）は従来のリミット増幅器よりもはるかに広い（数１００ｍＶ）。このため、図６に示すように、光信号強度が最小受信感度Ｐｍｉｎ０の場合は、線形増幅動作してＶＡＷＬを出力し、且つ図２の従来技術と同じように次段のＡＧＣ増幅器でさらに線形増幅を行なうことにより、識別回路のしきい値を最適点（光信号強度に対し決まる図６の斜線部内の電圧値ＶＰＲＥ）に設定することができる。一方、光信号強度が大きい場合には、リミット機能付き増幅器の出力信号振幅が過大にならないようにＶＡＷＬの出力値をリミットする（ＶＰＲＥの大きさに係わらず所定の値に抑える）ので、スルーレートの起因する波形歪を抑えて、受信器としてのダイナミックレンジを広くできる。
【００３６】
本発明の機能的特徴を、図２２を参照して文献２の従来技術と比較してみる。光信号強度は図５のＰｍｉｎ１とＰｍｉｎ０の間とする。同図（ａ）は文献２の従来技術の光電変換素子をＡＰＤ或いはＥＤＦＡ及びＰＩＮダイオードに替えた場合における光信号、前置増幅器出力及びリミット増幅器出力を模式的に示したものである。図中の信号に重畳している雑音は、図１６の信号分布に対応するものであり、光電変換部をＡＰＤあるいはエルビウムドープ光ファイバ増幅器とＰＩＮフォトダイオードで構成するため、"１"信号に重畳する雑音のほうが"０"信号のそれより大きくなっている。
【００３７】
従来技術においては、リミット増幅器のしきい値電位ＶＴＨ（ＬＡ）は前置増幅器出力の"１"信号出力の平均電位と"０"信号出力の平均電位のちょうど真ん中に設定される。また、当該リミット増幅器の利得は非常に大きく設定されるので、線形増幅範囲は高々数ｍＶしかない。即ち、図の線形増幅範囲と示された２本の太線で挟まれた部分の信号だけが線形に増幅され、その外側に位置する信号がもつ情報は無視され、一定電位が出力される。その結果、リミット増幅器出力ＶＬＡは図に示すような波形となり、"０"信号の場合には正常に識別できるが、"１"信号の場合には雑音に埋もれて識別できないことがわかる。
【００３８】
一方、本発明の場合は（図２２（ｂ）参照）、参照電位は従来のＶＴＨ（ＬＡ）と同じ電位に設定されるが、線形増幅範囲が数１００ｍＶと広いため、前置増幅器出力ＶＰＲＥがそのまま線形増幅され、ＡＧＣ増幅器出さらに線形増幅され、所望の振幅を有する信号（ＶＡＧＣ）となる。このため、ＡＧＣ増幅器の出力は光信号波形をほぼ忠実に再現したもの、すなわち、光信号が持つ情報を取りこぼすことなく忠実に電気信号に変換したものとなる（ただし、前置増幅器、リミット機能付き増幅器、ＡＧＣ増幅器で発生する若干の雑音が付加される）。従って、ＶＡＧＣに対して、若干"０"信号よりにＶＴＨ（ＤＥＣ）を設定すれば、正常に信号を識別することが可能になる。
【００３９】
次に、図６で紹介した本発明の光受信回路の具体的な回路構成の例を図１９に示す。図１に対して図１９が開示する回路構成では、受光素子ＡＰＤ（但し、アバランシェ・フォトダイオードに限定されず）、識別回路ＤＥＣ及びクロック信号抽出回路の構成は省かれている。
【００４０】
但し、前置増幅器ＰＲＥの回路に備えられたＩIN端子には受光素子ＡＰＤからの信号電流が入力され、ＡＧＣ増幅器の回路に備えられたＶＡＧＣ端子は識別回路ＤＥＣの電圧信号入力端子及びクロック抽出回路ＣＥＸＴの電圧信号入力端子に、夫々電気的に接続される。図１９に示す光受信回路を構成する各回路構成は、後述の実施例の欄において前置増幅器ＰＲＥは図１０を、リミット機能付き増幅器ＡＷＬは図７を、参照電位発生回路ＶＲＧは図１３を、利得調整増幅器ＡＧＣは図１２を、夫々参照して説明される。
【００４１】
本発明の光受信回路は図１９に示す回路構成に限定されず、各回路の構成要素は例えば以下の実施例１乃至４で紹介する種々の態様を取り得るものである。そこで、本発明の光受信回路の構成要素たるリミット機能付き増幅器ＡＷＬ、前置増幅器ＰＲＥ、利得調整増幅器ＡＧＣ、及び参照電位発生回路ＶＲＧの夫々の詳細について、関連図面を参照して詳しく説明する。
【００４２】
＜実施例１＞
図７は本発明のリミット機能付き増幅器（以下、リミット増幅部ＡＷＬと略記もする）の実施例であり、バイポーラトランジスタで構成した差動増幅器を使用した例である。図７の端子ＩＮに入力される入力信号が参照電位Ｖｒｅｆに近いときは、線形増幅回路として動作し、その利得Ａは概ね次の式２で表せる。
【００４３】
【数２】
Ａ＝ ＲＣ／（（２ＶＴ／ＩＡ）＋ＲＥ） …（式２）
式２において、ＲＣは負荷抵抗ＲＣ０の抵抗値、ＲＥはエミッタ抵抗ＲＥ０の抵抗値、ＶＴ＝ｑ／ｋＴ、ＩＡは差動増幅器のバイアス電流である（但し、ｑは電子の電荷量、ｋはボルツマン定数、Ｔは温度を夫々示す）。図７に示す差動増幅回路には、接地電位（図の上部）から定電流源ＩＡに到る左側の回路（ＲＣ０，ＱＡ０，ＲＥ０及びＣＥ０からなる）と右側の回路（ＲＣ１，ＱＡ１，ＲＥ１及びＣＥ１からなる）とを対称的に構成することが要請される。実用上、左右の回路に於ける夫々の回路要素のパラメータ（抵抗値、容量等）間には最大３％の誤差が許容されるが、回路設計においては、この誤差を除去することが要請される。即ち、回路設計上、上記ＲＣはＲＣ１にも且つ上記ＲＥはＲＥ１にも夫々等しく設定されるものである。また、線形増幅範囲ＶＬRは概ね次の式３で表せられる。
【００４４】
【数３】
ＶＬR＝２ＲＥ・ＩＡ …（式３）
容量ＣＥ０，ＣＥ１はピーキング容量であり、高周波での利得を上げ帯域を向上させる働きを持っている。
【００４５】
図８はリミット機能付き増幅器の別の実施例であり、カスコード接続を使用した差動増幅器の例を示している。図７の実施例とはトランジスタＱＡ０，ＱＡ１のコレクタにカスコード・トランジスタＱＣＳ０，ＱＣＳ１を接続した点だけが異なる。利得及び線形増幅範囲は図７の実施例と同様に式２及び式３で表わされる。カスコードトランジスタを接続したことで、トランジスタＱＡ０のミラー容量を低減することができ、図７の実施例よりも帯域を延ばすことができる。
【００４６】
図９はリミット機能付き増幅器の別の実施例であり、負荷回路として抵抗の代わりにトランスインピーダンス回路を用いた例を示している。トランジスタＱＦ０，ＱＦ１，抵抗ＲＦ０，ＲＦ１，ＲＣ２，ＲＣ３及び電流源ＩＦはトランスインピーダンス回路を構成しており、トランジスタＱＡ０，ＱＡ１のコレクタから見た入力インピーダンスを下げ、ミラー容量を低減する働きがある。これにより、図７の実施例よりも広帯域化を図ることができる。本回路の利得Ａは概ね次の式４で表せる。
【００４７】
【数４】
Ａ＝ＲＦ／（（２ＶＴ／ＩＡ）＋ＲＥ） …（式４）
式４において、ＲＦは帰還抵抗ＲＦ０の抵抗値である。
【００４８】
図９に示す差動増幅回路においても、図７のそれと同様、接地電位（図の上部）から定電流源ＩＡに到る左右の回路を対称的に構成することが要請される。従って、ＲＦ０とＲＦ１との抵抗値の間には実用上、最大３％の誤差が許容されるが、回路設計においては、ＲＦ０とＲＦ１とを等しくすることが要請される。また、線形増幅範囲は式３で表わされる。
【００４９】
なお、図７から図９の実施例では、差動増幅器から直接出力を取り出す例を示しているが、必要に応じてエミッタホロワ等のバッファ回路を介して出力を取り出してもよい。
【００５０】
＜実施例２＞
図１０は本発明の前置増幅器（前置増幅部ＰＲＥ）の実施例を示したもので、トランスインピーダンス増幅回路を使用した例である。本回路のトランスインピーダンスＺTはほぼＲＦ２の抵抗値に等しい。その理由は、トランスインピーダンスＺTを定義する次の式５に基づき、以下のように説明される。
【００５１】
【数５】
ＺT＝（ＲＦ２・Ａ0）／（１＋Ａ0） …（式５）
式５において、Ａ0は図１０に於けるトランジスタＱＰ０と負荷抵抗ＲＬからなる回路の利得を、ＲＦ２は図１０に於けるＲＦ２の抵抗値を夫々示す。図１０の回路は、利得Ａ0が非常に大きくなるように構成されるため、次の近似式６が成り立つ。
【００５２】
【数６】
Ａ0／（１＋Ａ0）＝１ …（式６）
式６の関係より、上記トランスインピーダンスはＲＦ２の抵抗値で近似できることは明らかである。
【００５３】
一方、前置増幅器の帯域は入力部の容量（前置増幅器の入力容量とフォトダイオードの容量）Ｃｉｎと前置増幅器の入力抵抗Ｚｉｎの積で決まる極に支配される。極は、時定数τ（τ＝抵抗×容量）により「−２π／τ」として定義される。そして、極が大きいほど（時定数が小さいほど）、前置増幅器は受信される光信号パルスに対し高速で応答できる。換言すれば、極が大きいほど、より短いパルス間隔（より高い周波数）で送信される光信号の受信が可能となる。入力抵抗Ｚｉｎはおよそ次の式７で表わされる。
【００５４】
【数７】
Ｚｉｎ＝ＺT／ＡＥ＝ＲＦ２／ＡＥ …（式７）
式７において、ＡＥはエミッタ接地増幅器のオープンループ利得を示す。上記Ｚｉｎを小さく設定した高周波領域でもオープンループ利得を大きく保てるため、受信できる光信号の広帯域化を図ることができる。
【００５５】
図１１は前置増幅器の別の実施例を示したもので、カスコード接続を使用した場合を示している。図１０の実施例とはトランジスタＱＰ０のコレクタにカスコードトランジスタＱＣＳ２を接続した点だけが異なる。カスコードトランジスタを接続することで、トランジスタＱＰ０のミラー容量を低減することができるので、前置増幅器の入力容量を低減できる。従って、図１０の実施例よりも広帯域化が図れる。ただし、フィードバック・ループの位相余裕が減少するため、周波数特性の平坦性に注意して設計する必要がある。
【００５６】
なお、図１０及び図１１の実施例では、エミッタホロワ１段を介して出力する例を示しているが、必要に応じてエミッタホロワの段数を増やしてもよい。
【００５７】
＜実施例３＞
図１２は本発明の光受信回路に好適なＡＧＣ増幅器の一例を示したものである。ここでは、負荷回路としてトランスインピーダンス回路を使用した場合を示しているが、負荷回路は抵抗でも構成できる。
【００５８】
図１２の回路に於いて、入力端子ＩＮ０には図７乃至９の出力端子ＶＡＷＬ０が、入力端子ＩＮ１には図７乃至９の出力端子ＶＡＷＬ１が夫々接続される。制御信号ＶＣＮＴ０，ＶＣＮＴ１の電位差を大きくすると、ＡＧＣ増幅器の利得は増加し、電位差を小さくすると利得は減少する。本回路１段では利得が不足する場合には複数段縦続接続してもよい。また、この制御信号ＶＣＮＴ０，ＶＣＮＴ１の制御は、例えばＶＡＧＣの振幅を検知して公称電圧ＶＮと比較して設定する上述の文献１に記載されたピーク検出回路ＰＤ、参照回路ＲＥＦ及び利得制御回路ＧＣを組み合わせた技術を利用するとよい。
【００５９】
なお、この実施例では、ＡＧＣ増幅器から直接出力を取り出す例を示しているが、必要に応じてエミッタホロワ等のバッファ回路を介して出力を取り出してもよい。
【００６０】
＜実施例４＞
図１３は参照電位発生回路（参照電位発生部ＶＲＧ）の実施例を示したものであり、低域通過フィルタで構成した例である。低域通過フィルタは抵抗ＲＬＰと容量ＣＬＰで構成する。なお、容量ＣＬＰは半導体チップの内部に設けてもよいし、外部に接続しても構わない。前置増幅器出力ＶＰＲＥを低域通過フィルタを通して直流成分を取り出すことで、ＶＰＲＥの中心電位が得られる。
【００６１】
図１４は参照電位発生回路の別の実施例を示したものである。本回路は前置増幅器出力ＶＰＲＥの高電位を検出する回路ＴＨと低電位を検出する回路ＢＨ及び抵抗ＲＡ１，ＲＡ２からなる。抵抗ＲＡ１，ＲＡ２の抵抗値は等しく設定する。前置増幅器出力が高電位になったときには、トランジスタＱＴＨにより容量ＣＴＨがＶＰＲＥ（Ｈ）−ＶＢＥの電位まで充電される（ＶＢＥはトランジスタＱＴＨのベース・エミッタ間のバイアス電圧）。また、前置増幅器出力が低電位になったときには、ダイオードＤＢＨにより容量ＣＢＨがＶＰＲＥ（Ｌ）＋ＶＢＥの電位まで放電される。これら２つの電位を抵抗ＲＡ１，ＲＡ２で分割すれば、前置増幅器出力ＶＰＲＥの高電位と低電位のちょうど中心の電位が得られる。
【００６２】
＜実施例５＞
本実施例では、図１９の構成に代わる光受信回路を紹介する。本実施例の光受信回路の概要は図２０に示される。図１に対して図２０が開示する構成では、受光素子ＡＰＤ（但し、アバランシェ・フォトダイオードに限定されず）、ＡＧＣ増幅器、識別回路ＤＥＣ、及びクロック信号抽出回路の構成は省かれている。但し、前置増幅器ＰＲＥの回路に備えられたＩIN端子には受光素子ＡＰＤからの信号電流が入力され、リミット機能付き増幅器ＡＷＬの回路に備えられたＶＡＷＬ端子はＡＧＣ増幅器の電圧信号入力端子に電気的に接続される。
【００６３】
図２０が示す光受信回路は、１０Ｇｂ／ｓ（ギガ・ビット／秒）で伝送される光信号により光電変換素子で発生する信号電流ＩINを最大２ｍＡの振幅電流値に至る広いダイナミック・レンジで受信する機能を有するものである。この光受信回路は、広いダイナミックレンジの入力電流信号ＩＩＮを高いトランス・インピーダンス利得で受信するために、前置増幅部ＰＲＥからなるトランス・インピーダンス増幅段、リミット増幅部ＡＷＬからなるリミット増幅段、及びリミット増幅部ＡＷＬに参照電圧Ｖｒｅｆを供給する参照電位発生部ＶＲＧを備えて構成される。なお、本実施例においてリミット増幅段と記述される回路段は、上述の説明にあるリミット機能付き増幅器の機能を示す回路段を略称するものである。
【００６４】
前置増幅部ＰＲＥには、これにバイアス電圧を供給するバイアス電圧供給部Ｖｂｉａｓが接続されている。各部分には、電源電圧ＶＣＣ及びＶＥＥ（但し、ＶＥＥ＜ＶＣＣ）の端子が設けられ、トランジスタのエミッタ側には定電流源（矢印を円で囲む記号で表示）が設けられている。
【００６５】
外部キャパシタＣＥＸＴを有する低域通過フィルタを含めて構成される参照電位発生部は、トランス・インピーダンス増幅段による出力振幅電圧の中間値を参照電圧Ｖｒｅｆとして出力する。リミット増幅部ＡＷＬにて差動増幅器を構成する一方のトランジスタＴ４のベースには前置増幅部の出力電圧ＶＰＲＥが、他方のトランジスタＴ５のベースには参照電圧Ｖｒｅｆが夫々印加される。これにより、信号電流ＩINに対するトランス・インピーダンス増幅段とリミット増幅段による増幅において、ＩIN値が小さい場合には双方の増幅段で線形増幅が行なわれて高いインピーダンス利得が得られ、またＩIN値が大きい場合にはリミット増幅段がリミット増幅機能を示すことでインピーダンス利得は所望の値に抑えられる。
【００６６】
即ち、図２１に示すように、リミット増幅段は、この回路構成により予め定められた約400μＡ以下の小さいＩINに対して線形増幅機能を示し、且つ400μＡより大きいＩINに対しては、その値に係わらず予めリミット増幅部ＡＷＬの回路構成で定められたＶＡＷＬの値（400ｍＶ）を出力する所謂リミット機能を示すように構成される。これにより、リミット増幅段においては、微弱な信号ＩINを取りこぼすことなくＡＧＣ増幅部（図示せず）に伝達でき、且つＩINのダイナミック・レンジが数μＡから２ｍＡに亘っても出力信号波形の歪みを抑制できる。その結果、識別回路部ＤＥＣ（図示せず）に於ける"１"−"０"の信号識別精度は維持され且つ向上され得るのである。
【００６７】
図２０に於いて、前置増幅部ＰＲＥはトランジスタＴ１と抵抗Ｒ２を有するエミッタ接地増幅器とトランジスタＴ２、ダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１を配列して成るシャント・フィードバック・ループ（Shunt Feedback Loop）から構成される。リミット増幅部ＡＷＬは広帯域差動増幅器と出力バッファから構成される。また、双方の増幅部の周波数応答特性を向上させるため、前置増幅部ＰＲＥにはバイアス電圧供給部Ｖｂｉａｓが、リミット増幅部ＡＷＬにはピーキング・ネットワーク（Peaking Network）が夫々接続されている。
【００６８】
前置増幅部ＰＲＥに於いて、周波数応答に対するトランス・インピーダンス変動を抑えてアイ・ダイヤグラム（Eye-Diagram）の揺らぎを低減するために抵抗Ｒ２に印加されるバイアス電圧を安定化させる必要がある。前置増幅部ＰＲＥを構成するエミッタ・コモン増幅器はトランジスタＴ１の電流変動の影響を受けやすく且つ前置増幅部の周波数応答特性を決めてしまうため、上述のバイアス電圧を安定化するためには、これがＶＣＣの変動の影響を受けないようにする必要がある。図２０に示すバイアス電圧供給部Ｖｂｉａｓから供給されるバイアス電圧は接地電位と回路構成素子により決まるため、ＶＣＣの変動から独立している。
【００６９】
一方、リミット増幅部ＡＷＬには前置増幅部ＰＲＥ以上に広い周波数帯域に応答できる特性が要請されるため、抵抗Ｒ３，Ｒ４とキャパシタＣＰからなるピーキング・ネットワークが接続されている。トランジスタＴ６，Ｔ７と抵抗Ｒ５，Ｒ６からなる負荷回路は、Ｒ５，Ｒ６を介したフィードバックにより低い入力インピーダンスを示すため、差動入力回路を構成するトランジスタ対Ｔ４，Ｔ５のミラー効果は抑制され、リミット増幅部ＡＷＬの広い周波数帯域での応答が実現できる。
【００７０】
リミット増幅部ＡＷＬの出力バッファは、ノード出力の高速化とトランス・インピーダンス変動の低減のために、２段のエミッタ・フォロア（トランジスタＴ８−Ｔ１０又はＴ９−Ｔ１１）とダンピング抵抗（Ｒ１０、Ｒ１１）を備えている。前置増幅部ＰＲＥの出力信号はエミッタ・フォロアのトランジスタＴ１２により分岐され、参照電位発生部ＶＲＧに入力される。参照電位発生部ＶＲＧは、抵抗Ｒ１４、及びキャパシタＣＬＰ、ＣＥＸＴを有する低域通過フィルタとエミッタ・フォロアトランジスタＴ１３とを含めて構成され、その出力電圧Ｖｒｅｆは前置増幅部ＰＲＥの出力電圧ＶＰＲＥの中間値を示す。
【００７１】
＜実施例６＞
以上の実施例では、全てバイポーラトランジスタを用いたが、これをＭＯＳＦＥＴ、ＭＥＳＦＥＴ等の電界効果形トランジスタに置き換えても本発明の光受信回路を実現できることは言うまでもない。
【００７２】
図２３は、図１９に示した本発明の光受信回路のバイポーラトランジスタを全てＭＯＳ型の電界効果トランジスタに置き換えた構成を示す。
【００７３】
図１９においては、前置増幅部ＰＲＥのトランジスタＱＰ０，ＱＥＦ、、リミット増幅部（リミット機能付き増幅器）ＡＷＬのトランジスタＱＡ０，ＱＡ１、及びＡＧＣ増幅部ＡＧＣのトランジスタＱIN(0)，ＱIN(1)，ＱAMP(1)，ＱAMP(2)，ＱAMP(3)，ＱAMP(4)，ＱＦ0並びにＱＦ(1)の全てをＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ（Ｎ型のコレクタ及びエミッタとＰ型のベースを有する）で構成したが、図２３では、これら全てをＮチャネル型の電界効果トランジスタに置き換えてある。
【００７４】
Ｎチャネル型の電界効果トランジスタは、Ｐ型の半導体層中にＮ型のドース領域及びドレイン領域を離間して形成し、この２つの領域に挟まれた上記Ｐ型半導体層上に酸化膜（絶縁膜）を介してゲート電極を形成したものである。信号処理速度に関しては、バイポーラトランジスタが優るものの、電界効果トランジスタは各々の素子間の分離が容易にできるため、本発明の光受信回路を同一の半導体基板上に集積化する上でバイポーラトランジスタより優るものである。
【００７５】
図２３に示したＮチャネル型の電界効果型トランジスタは、Ｎ型のソース及びドレイン間に挟まれたＰ型半導体層の電位を低電位側（ドレイン電位）に設定してあるが、Ｐ型半導体層の電位の設定は、この実施態様に限定されないものである。
【００７６】
＜実施例７＞
本発明の光受信回路を応用した光通信システムの一例を、図２４に示す。
【００７７】
本発明による光通信システムの概念を明らかにするため、図２４にＴＳ(A)，ＴＳ(B)及びＴＳ(C)として示される電話局Ａ，Ｂ，Ｃには光ファイバケーブルLINE A, LINE B, LINE Cによる電話局Ｒ（ＴＳ(R)）への光信号送信機能のみを示す。また、電話局Ｒには、電話局Ａ，Ｂ，Ｃからの光受信機能のみを示す。図２４において、USERS(A), (B), (C), 又は(R)として示した電話機及びコンピュータは、夫々の電話局の回線加入者(Subscriber)を示す。
【００７８】
USERS(A), (B)及び(C)からの情報をUSERS(R)に送信する例で、本発明による光通信システムを説明する。前者の各加入者からの情報は、夫々の電話局（Telephone Station）において波長1.3乃至1.6μｍの光信号に置き換えられ、電話局Ｒに通じる光ファイバケーブルLINE A, LINE B又はLINE Cに入力される。このときの、光信号強度（Intensity of Opt. Sig.）の時間軸方向に対するスペクトルを各電話局毎に図示する。各電話局から伝送される情報は、強度Itrsの光パルスからなる１信号と光パルスのない０信号からなるディジタル情報に符号化（encode）される。
【００７９】
時刻ｔa0からｔa1の間に電話局Ａから送信される光信号、時刻ｔb0からｔb1の間に電話局Ｂから送信される光信号、及び時刻ｔc0からｔc1の間に電話局Ｃから送信される光信号は全て、電話局Ｒ又はこれに到る幹線系伝送路（Trunk Line）に設けられた合波器（Star Coupler等のOptical Coupler）ＣＬを経て、電話局Ｒの光受信回路に設けられた受光素子ＰＤに光学的に接続された光ファイバへ入る。そして、各電話局から受信した光信号は、電話局Ｒにおいて送信局毎に宛われた時間に応じてシリアルに伝送情報に復号化（decode）される。伝送情報を複合化する装置は、電話局に備えられた識別回路ＤＥＣの後段に配置され、伝送形態に応じ、電話局Ｒ内又は加入者の端末（Terminal）に備えられる。
【００８０】
図２４に於いて、電話局Ａ，Ｂ，Ｃと電話局Ｒとの距離ＡＲ，ＢＲ，ＣＲを20km，100km，500kmに夫々設定した場合を考える。このとき、電話局Ｒで受信した光信号は、前置増幅器ＰＲＥにより図２５（ａ）に示す電圧信号に変換される。図２５（ａ）の縦軸は、前置増幅器ＰＲＥからの出力信号の電圧値ＶPREを示す。この出力信号が、電圧振幅ＶDETを越えると後段のＡＧＣ増幅器で信号波形の劣化が生じ、誤り率が実用上許容されるレベルを越える。電話局Ｒに近い電話局Ａから時刻ｔa0からｔa1の間に送信された光信号は、光ファイバ伝播中に於いて殆ど損失しないため、前置増幅器ＰＲＥによりＶDETを越える電圧振幅Ｖaの強い電圧パルスＶPREに変換されている。
【００８１】
これに対し、本発明では、リミット機能付き増幅器ＡＷＬを前置増幅器ＰＲＥとＡＧＣ増幅器との間に配置し、その回路をＶPREの電圧振幅が第１の電位Ｖ1以上となるとき、出力ＶAWLを電圧振幅Ｖ1にリミットするように構成する（図２５（ｂ）参照）。これにより、電話局Ａから送信されたディジタル情報は、ＡＧＣ増幅器での信号波形の劣化を殆ど受けることなく、電圧信号ＶAGCとして識別回路に送られる（図２５（ｃ）参照）。
【００８２】
一方、電話局Ｒにおける識別回路ＤＥＣのしきい値電圧ＶTH(DEC)は、上記第１の電位とゼロ電位との間に人為的に設定される。その電圧は、例えば、第１の電位の半分に設定される。これに対し、ＡＧＣ増幅器は、これに入力される電圧信号に応じて、増幅利得を自動的に調整することができる。ＡＧＣ増幅器における実用上の自動利得調整は、電話局Ａ，Ｂ，Ｃの各々から送信すべき情報を載せた光信号の前に伝送されるダミー光信号により生成される電圧振幅（図示せず）に基づいて行われる。しかし、ＡＧＣ増幅器の自動利得調整機能は完全とはいえない。なぜなら、ＡＧＣ増幅器は、これに入力される電圧パルスが所定の電位（例えば、第２の電位Ｖ2）以下の場合、その電圧振幅をＶTH(DEC)以上に増幅することが不可能となる。
【００８３】
電話局Ｒから500km離れた電話局Ｃより時刻ｔc0からｔc1の間に送信された光信号は、光ファイバ伝播中に於ける損失により大きく減衰されるため、前置増幅器ＰＲＥで増幅してもＶ2未満の電圧振幅Ｖcの弱い電圧パルスＶPREにしか変換できない（図２５（ａ）参照）。この問題を解決するためには、識別回路ＤＥＣにおけるＶTH(DEC)を入力される電圧信号に応じて変動させるように設定しなければならない。しかし、この手法では非常に短いパルス間隔で供給される電圧信号を識別する応答性に限界がある。
【００８４】
これに対し、本発明では、上記リミット機能付き増幅器ＡＷＬによる線形増幅で電圧振幅Ｖcの電圧パルスを電圧振幅Ｖ2以上に増幅できる（図２５（ｂ）参照）。このため、増幅後の電圧振幅が上記ＶTH(DEC)に到らなくとも、その後段のＡＧＣ増幅器で更に増幅することにより、識別回路ＤＥＣで識別するに十分な（ＶTH(DEC)以上の）電圧振幅を有するパルスに変換される（図２５（ｃ）参照）。
【００８５】
以上のように、本発明による光通信システムは、前置増幅器ＰＲＥとＡＧＣ増幅器ＡＧＣとの間にＡＧＣ増幅器を補助する線形増幅器を挿入する構成し、上記線形増幅器の動作をこれに入力される電圧信号の振幅に応じて制限する。即ち、前置増幅器からＡＧＣ増幅器に到る電圧信号の伝送過程で、少なくとも上述のＶDET以上の電圧振幅を有する電圧信号を所定の電圧振幅に抑え且つこれ以外の電圧信号を選択的に増幅する。このため、特に電圧信号の伝送速度を制限する前置増幅器ＰＲＥの利得調整や識別回路のしきい値電位調整を行うことなく、光信号の受信強度のダイナミックレンジを拡大することができる。
【００８６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、高感度かつ広ダイナミックレンジの光受信回路及び光通信システムを提供することができる。従って、特に光ファイバにより長距離の光信号伝送を行う幹線系の光通信システムにおいて、受信される光信号の処理（"１"−"０"判定）を低い誤り率で行うことができる。また、伝送距離の異なる光ファイバからの光信号に対しても信号処理の誤り率を格段に低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本構成を示した図。
【図２】従来技術（文献１に開示）を示した図。
【図３】従来技術（文献１に開示）の動作を説明した図。
【図４】別の従来技術（文献２に開示）を示した図。
【図５】別の従来技術（文献２に開示）の動作を説明した図。
【図６】本発明の動作を説明した図。
【図７】本発明に使用する増幅器の例を示した図。
【図８】本発明に使用する増幅器の例を示した図。
【図９】本発明に使用する増幅器の例を示した図。
【図１０】本発明に使用する前置増幅器の例を示した図。
【図１１】本発明に使用する前置増幅器の例を示した図。
【図１２】本発明に使用するＡＧＣ増幅器の例を示した図。
【図１３】本発明に使用する参照電位発生回路の例を示した図。
【図１４】本発明に使用する参照電位発生回路の例を示した図。
【図１５】文献１に開示されたＡＧＣ増幅器の回路を示した図。
【図１６】 "１"−"０"信号識別の誤り率を説明するための図。
【図１７】光信号入力と前置増幅器及びＡＧＣ増幅器の電圧出力の対応を説明するための図。
【図１８】スルーレートに起因する波形歪を説明する図。
【図１９】本発明による光受信回路の望ましき一実施形態を示す図。
【図２０】本発明による光受信回路の望ましき別の実施形態（実施例５）を示す図。
【図２１】図２０の回路における光電変換素子からの入力電流に対する出力信号振幅の関係を示した図。
【図２２】従来技術（文献２に開示）と本発明の動作を比較した説明図。
【図２３】本発明による光受信回路の望ましき別の実施形態（実施例６）を示す図。
【図２４】本発明による光受信回路の応用した光通信システムの一実施形態を示す図。
【図２５】図２４の光通信システムの電話局Ｒに採用された光受信回路における電圧信号の波形の変化を示す図。（ａ）は前置増幅器から、（ｂ）はリミット機能付き増幅器から、（ｃ）はＡＧＣ増幅器から夫々出力された電圧波形を模式的に示す。
【符号の説明】
ＡＰＤ…アバランシェフォトダイオード、ＰＲＥ…前置増幅器、ＡＷＬ…リミット機能付き増幅器、ＡＧＣ…ＡＧＣ増幅器、ＤＥＣ…識別回路、ＣＥＸＴ…クロック抽出回路、ＶＲＧ…参照電位発生回路。
Claims (6)
- 光信号を電流信号に変換する光電変換部と、該光電変換部の出力電流信号を電圧信号に変換する前置増幅器と、該前置増幅器の出力電圧信号を受ける増幅器であって、入力信号と参照電位の差が所定の電圧よりも小さい場合は線形増幅し、所定の電圧よりも大きい場合はリミット増幅するリミット機能付き増幅器と、該リミット機能付き増幅器の出力電圧信号を増幅して一定振幅の信号を出力する自動利得制御増幅器を含む、光信号を受けて電気信号に変換し出力する光受信回路を有する光受信器において、
該光信号の所望のダイナミックレンジの範囲内で、
ΔＶＡＷＬ＜Ｒｓ・Δｔ
（ここで、ΔＶＡＷＬは該リミット機能付き増幅器の出力信号振幅、Δｔは１ビットの光信号が占める時間、Ｒｓは該リミット機能付き増幅器のスルーレート）を満たすように該リミット機能付き増幅器の出力信号振幅を制限することを特徴とした光受信器。 - 上記請求項１の光受信器において、該光電変換部はアバランシェフォトダイオードで構成されたことを特徴とする光受信器。
- 上記請求項１の光受信器において、該光電変換部は光ファイバ増幅器とＰＩＮフォトダイオードで構成されたことを特徴とする光受信器。
- 光信号を電流信号に変換する光電変換部と、該光電変換部の出力電流信号を電圧信号に変換する前置増幅器と、該前置増幅器の出力電圧信号を受ける増幅器であって、入力信号と参照電位の差が所定の電圧よりも小さい場合は線形増幅し、所定の電圧よりも大きい場合はリミット増幅するリミット機能付き増幅器と、該リミット機能付き増幅器の出力電圧信号を増幅して一定振幅の信号を出力する自動利得制御増幅器を含む、光信号を受けて電気信号に変換し出力する光受信回路を有する光受信器において、
該リミット機能付き増幅器がリミット増幅を始める所定の電圧は、所望の誤り率の下での該光電変換部及び該前置増幅回路で決まる最小受信感度における該前置増幅回路の出力信号と該参照電位の差よりも大きく設定されており、
該光信号の所望のダイナミックレンジの範囲内で、
ΔＶＡＷＬ＜Ｒｓ・Δｔ
（ここで、ΔＶＡＷＬは該リミット機能付き増幅器の出力信号振幅、Δｔは１ビットの光信号が占める時間、Ｒｓは該リミット機能付き増幅器のスルーレート）を満たすように該リミット機能付き増幅器の出力信号振幅を制限することを特徴とした光受信器。 - 上記請求項４の光受信器において、該光電変換部はアバランシェフォトダイオードで構成されたことを特徴とする光受信器。
- 上記請求項４の光受信器において、該光電変換部は光ファイバ増幅器とＰＩＮフォトダイオードで構成されたことを特徴とする光受信器。
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