JP3529970B2 - 直交変換を使用した信号伝送システムとその信号伝送装置 - Google Patents
直交変換を使用した信号伝送システムとその信号伝送装置Info
- Publication number
- JP3529970B2 JP3529970B2 JP04930297A JP4930297A JP3529970B2 JP 3529970 B2 JP3529970 B2 JP 3529970B2 JP 04930297 A JP04930297 A JP 04930297A JP 4930297 A JP4930297 A JP 4930297A JP 3529970 B2 JP3529970 B2 JP 3529970B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transmission
- elements
- signal
- signal block
- reception
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
(Orthogonal Frequency Division Multiplex )を使用
したマルチキャリア伝送システムや、映像符号化方式と
してJPEG(Joint Photographic Coding Experts Gr
oup )やMPEG(Moving Picture Experts Group)を
使用した映像符号復号装置のように、直交変換を使用し
て信号伝送を行う信号伝送方式とその装置に関する。
ジタル通信において注目を集めており、詳細は例えば、
H.Sari, G.Karam, and I.Jeanclaude,“Transmission T
echniques for Digital Terrestrial TV Broadcasting
”, IEEE Communication Magazine, Vol.33, No.2, p
p.100-109, Feb. 1995. に述べられている。
交させて多重する伝送方式である。例えば4個の信号を
同じ時間と周波数帯域で伝送する場合を例にとると、O
FDMでは図10(a)に示すように信号を周波数軸上
で分割して伝送するので、図10(b)に示すように信
号を時間軸上で分割して伝送する方式に比べて、信号が
4倍の時間幅に拡散されて伝送される。このため、伝送
路上でマルチパスによるゴースト遅延が発生する場合で
も、OFDMによれば時間軸上の信号長が長いため隣接
した前後の信号の影響を受け難くなり、これによりゴー
ストに強い信号伝送を行いうる。
を示すものである。なお、ここでは離散フーリエ変換器
(DFT)および逆離散フーリエ変換器(IDFT)の
点数を、共にM=4とした場合について示す。
ブロックを
号X0 (n) ,X1 (n) ,X2 (n) ,X3 (n) は、PSK
(Phase Shift Keying)信号やQAM(Quadrature Amp
litudeModulation )信号のように、複素数空間にマッ
ピングされた信号である。IDFT1の出力信号ブロッ
クは、
4で表わされるサンプリング周波数を4倍に上げるアッ
プサンプル器2aと、z-1で表わされる遅延器2bとか
ら構成される並列−直列変換器(P/S)2により並列
信号から直列信号に変換され、さらにz-1の遅延器3で
1サンプル遅延されて送信信号ブロックt(n) となる。
そして、この送信信号ブロックt(n) は、図示しないデ
ィジタル−アナログ変換器(D/A)でアナログ信号に
変換されたのち送信増幅器で増幅されて送信信号とな
る。この送信信号の時間と周波数の関係は、前記図10
(a)のようになる。
い受信増幅器を経てアナログ−ディジタル変換器(A/
D)でディジタル信号に変換されたのち、↓4で表され
るサンプリング周波数を1/4に下げるダウンサンプル
器4aと、z-1で表わされる遅延器4bとから構成され
る直列−並列変換器(S/P)4により直列信号から並
列信号ブロックに変換されてDFT5に入力される。こ
の入力信号ブロックを、
側のIDFT1の出力信号ブロックx(n) と、上記受信
側のDFT5の入力信号ブロックy(n) との関係は、4
倍のアップサンプリング2aと遅延器2b、1/4のダ
ウンサンプリング4bを考慮すると、
ックX(n) と、DFT5の出力信号ブロックY(n) との
関係は、
入力信号ブロックX(n) が1サンプル遅延されたもの
が、受信側のDFT5の出力信号ブロックY(n) となっ
て再生される。
多数の信号として伝送されるため、各々の信号が時間軸
上に拡散される。したがって、現在処理する信号ブロッ
ク中に先行する一つ前の信号ブロックの要素が入り込ん
でも、その影響は小さくなるためゴーストに強くでき
る。この効果は、IDFT、DFTの点数を増やすほど
時間軸上のより広い範囲に信号が拡散されるため高くな
るが、その分IDFT、DFTは演算量および回路規模
が大きくなる。
効率的な伝送が可能となる。階層伝送とは、重要な情報
を伝送路における雑音やゴーストに強い処理を施して伝
送し、それほど重要でない情報については雑音などに対
してさほど強い処理を施さないで伝送するものである。
ここで、重要な情報とは、画像の符号化データを例にと
ると同期などのための各種の制御データや、動きベクト
ル、低い周波数の情報データなどのように、それらが欠
けると画像を復号できない情報である。一方重要でない
情報とは、高い周波数の情報データであり、品質を高め
るための情報である。また、雑音やゴーストに強い処理
とは、例えば多値数の少ない変調や誤り訂正能力の高い
符号化のことである。
ムにおいて実現しようとする場合、従来では例えばX0
(n) ,X3 (n) に重要でない情報を割り当てて、効率的
であるが雑音に弱い例えば64QAM方式で変調し、一
方X1 (n) ,X2 (n) に重要な情報を割り当てて、非効
率的であるが雑音に強い例えば4PSK方式で変調する
ことで実現している。なお、実際には信号数はもっと多
く、例えばIDFTとDFTの点数をM=8192と
し、そのうち1024点に重要情報を割り当て、819
2−1024=8068点に非重要情報を割り当てる方
式が考えられている。
べたように点数が多いほど演算量および回路規模が大き
くなる。このため、例えば携帯型の受信装置のように経
済性や小型であることが要求される装置では、上記した
ような多点数IDFTおよびDFTを使用することが一
般に困難である。そこで、最近では送信側の基地局から
は多点数のIDFTおよびDFTを使用して階層送信を
行い、一方携帯型の受信装置のような簡易型受信装置が
OFDM信号を受信する場合には、伝送された複数階層
の情報の中から重要な情報のみを受信し再生できるよう
にすることが考えられている。
11に示したように受信側の装置に帯域通過フィルタ
(BPF)60を設け、この帯域通過フィルタ60によ
り重要情報を含む信号を抽出した後、直列−並列変換器
4′で並列信号に変換して少ない点数のDFT5′で再
生する手法が提唱されている。なお、図11において前
記図9と同一機能部分には同一符号に′を付してある。
手法では、帯域通過フィルタ60として高精度のアナロ
グフィルタが必要となる。またそればかりか、重要情報
の信号を帯域通過フィルタ60で抽出するには重要情報
の信号を所定の周波数帯域に集中して配置しなければな
らない。しかし、このように重要情報を特定の周波数帯
域に集中して配置すると、この特定周波数帯域に周波数
選択性フェージングなどによる干渉が加わると、重要情
報を再生不可能になり再生品質が著しく劣化する。
いる場合には、これに対応するために送信側も同じ点数
のIDFTを持たなければならない。ところが、回路規
模や演算量の制限などから、送信装置に多点数のIDF
Tを持たせることが困難な場合もある。また、受信装置
ごとに備えているDFTの点数が異なる場合も考えられ
る。 このような場合、 送信装置には各受信装置が持つD
FTに対応して様々な点数のIDFTを持たなければな
らず、回路規模あるいは演算量の大型化を招く。
ので、その第1の目的は、受信側において、高精度の帯
域通過フィルタを用いずかつ干渉の影響を受けることな
く所望の階層の情報を高品質に受信再生することができ
る直交変換を使用した信号伝送システムとその信号伝送
装置を提供することである。
大型化や演算量の増大を生じることなく、如何なる点数
のDFTを有する受信装置にも信号を伝送することがで
きる直交変換を使用した信号伝送システムとその信号伝
送装置を提供することである。
等化を行えるようにし、これによりすべての階層の情報
を高品質に受信再生できる信号伝送装置を提供すること
である。
るためにこの発明は、送信装置に、M(正整数)個の要
素からなる送信信号ブロックを入力信号とし、この入力
された送信信号ブロックを所定の変換則に従って直交変
換してM個の要素からなる送信信号ブロックを出力する
送信直交変換手段と、この送信直交変換手段から出力さ
れた送信信号ブロックをもとに伝送信号を生成して前記
伝送路へ送信する送信手段とを備え、受信装置に、前記
送信装置から送られた伝送信号を、前記Mに対しM=K
N(K,Nとも正整数)の関係を有するN個の要素から
なる受信信号ブロックに変換する手段と、この手段から
出力された受信信号ブロックのN個の要素の各々に対応
して設けられ、これらの要素を前記送信直交変換手段の
変換行列の要素に設定されたフィルタ係数に従ってそれ
ぞれフィルタリングして出力するN個の受信フィルタ
と、これらN個の受信フィルタから出力された受信信号
ブロックのN個の要素を入力信号とし、この入力された
受信信号ブロックを前記送信直交変換手段の変換則とは
逆の変換則に従って直交変換して、N個の要素からなる
受信信号ブロックを出力する受信直交変換手段とを備え
たことを特徴とするものである。
信信号は受信フィルタにより所定の伝達特性に従ってフ
ィルタリング処理が施されたのち受信直交変換手段で直
交変換されるので、送信装置から送信されたM個の要素
からなる信号ブロックのうち所定の要素を選択的に再生
することが可能となる。このため、例えば携帯型受信装
置のようにM点よりも点数の少ないN点のDFTしか持
たない受信装置を使用した場合でも、上記全ての信号要
素のうちから特定の階層のN個の要素を選択的に再生す
ることができる。
の発明は、受信装置に、送信装置から受信された伝送信
号を、M(正整数)個の要素からなる受信信号ブロック
に変換する手段と、この手段から出力された受信信号ブ
ロックのN個の要素を入力信号とし、この入力された受
信信号ブロックを所定の変換則に従って直交変換してM
個の要素からなる受信信号ブロックを出力する受信直交
変換手段とを備え、送信装置に、前記Mに対しM=KN
(K,Nとも正整数)の関係を有するN個の要素からな
る送信信号ブロックの上記N個の要素の各々に対応して
設けられ、これらの要素を前記受信直交変換手段の変換
行列の要素に設定されたフィルタ係数に従ってそれぞれ
フィルタリングして出力するN個の送信フィルタと、こ
れらN個の送信フィルタから出力された送信信号ブロッ
クのN個の要素を入力信号とし、この入力された送信信
号ブロックを前記受信直交変換手段の変換則とは逆の変
換則に従って直交変換して、N個の要素からなる送信信
号ブロックを出力する送信直交変換手段と、この送信直
交変換手段から出力された送信信号ブロックをもとに伝
送信号を生成して前記伝送路へ送信する送信手段とを備
えたことを特徴とするものである。
おいて、N個の要素からなる送信信号ブロックが所定の
伝達特性を有する送信フィルタに通されることにより、
受信装置に対応したM個の要素の送信信号ブロックに変
換されて送信される。このため、例えば携帯型装置のよ
うにM点よりも点数の少ないN点のIDFTしか持たな
い送信装置から信号を伝送し、これを点数の多いM点の
DFTを有する受信装置において受信する場合でも、受
信装置にN点のDFTを設けなくても、M点のIDFT
を有する送信装置から送信された信号要素をそのまま受
信再生することができる。
別の発明は、M(正整数)個の要素からなる送信信号ブ
ロックを所定の変換則に従って直交変換してM個の要素
からなる送信信号ブロックを出力する送信直交変換手段
を備えた送信装置から送信された伝送信号を受信し再生
する信号伝送装置において、受信した信号ブロックのM
個の要素を入力信号とし、この入力された受信信号ブロ
ックを前記送信直交変換手段の変換則とは逆の変換則に
従って直交変換して、M個の要素からなる受信信号ブロ
ックを出力する受信直交変換手段と、この受信直交変換
手段から出力された受信信号ブロックのM個の要素の各
々について等化処理を行う等化手段と、前記受信信号ブ
ロックのM個の要素の各々についてその受信品質を判定
するための判定手段とを備え、上記等化手段において、
上記判定手段により受信品質が所定レベル以上と判定さ
れた要素については当該要素をもとに生成した係数に応
じて等化処理を行い、受信品質が所定レベル未満と判定
された要素については、受信品質が所定レベル以上と判
定された他の要素をもとに係数を推定してこの推定した
係数に応じて等化処理を行うようにしたものである。
ち通常情報が割り当てられる第1の要素に所定の第1の
耐誤り処理を施すとともに、重要情報が割り当てられる
第2の要素に前記第2の耐誤り処理より耐誤り能力の高
い第2の耐誤り処理を施す送信装置から送信された伝送
信号を受信し再生する信号伝送装置において、受信した
信号ブロックのM個の要素を入力信号とし、この入力さ
れた受信信号ブロックを前記送信直交変換手段の変換則
とは逆の変換則に従って直交変換して、M個の要素から
なる受信信号ブロックを出力する受信直交変換手段と、
この受信直交変換手段から出力された受信信号ブロック
のM個の要素のうち前記第2の要素に対応して設けら
れ、この第2の要素の受信判定結果をもとに係数を生成
して当該第2の要素の等化処理を行う第1の等化手段
と、前記受信信号ブロックのM個の要素のうち前記第1
の要素に対応して設けられ、前記第2の要素の受信判定
結果をもとに係数を推定して、この推定した係数に応じ
て当該第1の要素の等化処理を行う第2の等化手段とを
備えたことを特徴とするものである。
りに強い重要情報の受信再生結果を利用して、他の非重
要情報の受信信号要素の等化が行われるので、信頼性の
高い等化を行うことができる。
送システムの第1の実施形態を示す要部回路ブロック図
である。なお、この実施形態では、逆離散フーリエ変換
器(IDFT)11の点数が4(M=4)、離散フーリ
エ変換器(DFT)51の点数が2(N=2)の場合を
例にとって説明する。
が行われる。すなわち、IDFT11には
が入力される。この入力信号ブロックの各々の信号X0
(n) ,X1 (n) ,X2 (n) ,X3 (n) は、PSK(Phas
e Shift Keying)信号やQAM(Quadrature Amplitude
Modulation )信号のように、複素数空間にマッピング
された信号である。
FT11に入力すると、IDFT11からは次のような
信号ブロックが出力される。
↑4で表わされるサンプリング周波数を4倍に上げるア
ップサンプル器21aと、z-1で表わされるサンプル遅
延器21bとから構成される並列−直列変換器(P/
S)21に入力され、ここで並列信号から直列信号に変
換される。この並列−直列変換器(P/S)21から出
力された直列信号ブロックs(n) は、
ブロックs(n) はz-1の遅延器31で1サンプル分遅延
されて、
となる。そして、この送信信号ブロックt(n) は、図示
しないディジタル−アナログ変換器でアナログ信号に変
換されたのち送信増幅器で増幅されて伝送路へ送信され
る。
理が行われる。なお、伝送中に受信信号列には雑音など
が付加されるが、ここでは説明の簡単のため無視するも
のとする。すなわち、受信信号列は、図示しない受信増
幅器で増幅されアナログ−ディジタル変換器(A/D)
でディジタル信号に変換されたのち、↓2で表されるサ
ンプリング周波数を1/2に下げるダウンサンプル器4
1aと、z-1で表わされるサンプル遅延器41bとから
構成される直列−並列変換器(S/P)41により直列
信号から並列信号に変換される。このとき、点u0 の信
号列は
u0 ,u1 はそれぞれ↓2のダウンサンプリング器41
bによりサンプルが1個ずつ抜かれ、その結果点v0 の
信号列は
力とDFT51との間には受信フィルタ61が設けてあ
る。これらの受信フィルタ61は
直列−並列変換器41から出力された信号列v0 ,v1
を上記伝達関数にしたがってフィルタリングする。この
結果受信フィルタ61からはそれぞれ、
ぞれ、↓2のダウンサンプリング器71によりサンプル
が1個ずつ抜かれ、これにより
る。
の離散フーリエ変換器(DFT)51に入力され、この
DFT51により離散フーリエ変換される。すなわち、
DFT51に入力されるn番目のサンプルが
記式に
等の関係を考慮すると、
11に入力されたX0 (n) ,X1 (n) ,X2 (n) ,X3
(n) のうち、X0 (n) ,X2 (n) が、受信側の装置にお
いて1サンプル遅延されたのち2点のDFT51で再生
される。
システムを一般構成を用いて説明する。図2はその構成
を示す回路ブロック図である。このシステムは、M(M
=2h,hは正の整数)個の信号X0 (n) ,X1 (n) ,
…,XM-1 (n) を、M点のIDFT12に入力して生成
された信号ブロックから、N(N=2g,M=KN,g
とKは正の整数)点のDFTによりX0 (n) ,XK (n)
,X2K(n) ,…,X(N- 1 )K (n) を1サンプル遅延
ののち再生するものである。
を使用する場合の動作 DFTがIDFTと同一の点数M(=2h,hは正の整
数)を有する場合には、次のような処理が行われる。図
3はその説明に使用する要部構成図である。送信側にお
いて、IDFT12には
が入力される。この入力信号ブロックX(n) の各々の信
号X0 (n) ,X1 (n) ,…,XM-1 (n) は、PSK信号
やQAM信号のように、複素数空間にマッピングされた
信号である。
FT12に入力すると、IDFT12からは次のような
信号ブロックx(n) が出力される。
↑Mで表わされるサンプリング周波数をM倍に上げるア
ップサンプル器22aと、z-1で表わされるサンプル遅
延器22bとから構成される並列−直列変換器(P/
S)22に入力され、ここで並列信号から直列信号に変
換される。この並列−直列変換器(P/S)22から出
力された直列信号ブロックは、z-1の遅延器32で1サ
ンプル分遅延され、これにより送信信号ブロックとなっ
て、図示しないディジタル−アナログ変換器でアナログ
信号に変換されたのち送信増幅器で増幅されて伝送路へ
送信される。
われる。すなわち、受信信号列は、図示しない受信増幅
器で増幅されアナログ−ディジタル変換器(A/D)で
ディジタル信号に変換されたのち、↓Mで表されるサン
プリング周波数を1/Mに下げるダウンサンプル器42
1aと、z-1で表わされるサンプル遅延器421bとか
ら構成される直列−並列変換器(S/P)421により
直列信号から並列信号に変換される。この並列信号ブロ
ックy(n) は次のように表される。
のままDFT521に入力され、ここで離散フーリエ変
換が行われる。この結果DFT521からは
と、DFT521の入力信号ブロックとの関係は、M倍
のアップサンプリング22aと遅延器22b、1/Mの
ダウンサンプリング421bを考慮すると、
号ブロックX(n) と、受信側のDFT521の出力信号
ブロックY(n) との関係は、
からは、送信側のIDFT12への入力信号ブロックX
(n) が1サンプル遅延されただけでその内容は全く同一
の出力信号ブロックY(n) が再生される。
成される送受信装置は、図4に示すように以下の伝達関
数Fm(z) をもつ送信フィルタ210と、伝達関数H m
(z)をもつ受信フィルタ220をm を持つ送受信装置と
等価である。
数のDFTを使用する場合の動作 送信信号X0 (n) ,X1 (n) ,…,XM-1 (n) のう
ち、Xi (n) ,Xi+K (n) ,Xi+2K(n) ,…,X
i+(N-1 )K (n) を受信側で選択的に再生する場合に
は、次のような処理が行われる。但し、M=KN,N=2
Nで、KとNは共に正の整数である。図4はその説明に
使用する要部構成図である。
…,N-1 ,i=0,1,…,K-1 をN点のDFTで再生
できる。すなわち、受信側に設けられているN個の受信
フィルタ220の伝達関数は、
−n の係数をhi+k K(n) とすると、
ブロック
ク
Tからは、
DFT12に入力された送信信号X0 (n) ,X1 (n) ,
X2 (n) ,…,XM-1 (n) のうち、Xi (n) ,X
i+K (n) ,Xi+2K(n) ,…,Xi+(N-1 )K (n) がN点
のDFT52で再生される。
は、受信側において、直列−並列変換器42とDFT5
2との間に受信フィルタ62および1/Kダウンサンプ
ル器72を設け、この受信フィルタ62および1/Kダ
ウンサンプル器72により所定のフィルタリング処理を
行ったのちその出力をDFT52に入力して離散フーリ
エ変換するようにし、かつ送信側で上記受信フィルタの
伝達特性に応じて、IDFT12の所定の信号点に特定
の階層の信号を入力するようにしている。
される固定受信装置のようにM点のDFTを持つことが
可能な受信装置では、全ての信号X0 (n) ,X1 (n) ,
X2(n) ,…,XM-1 (n) を再生することができ、一方
例えば携帯型受信装置のように上記M点よりも点数の少
ないN点のDFTしか持たない受信装置を使用した場合
には、上記全ての信号X0 (n) ,X1 (n) ,X2 (n) ,
…,XM-1 (n) のうち、特定の階層のN点の信号X
i (n) ,Xi+K (n) ,Xi+2K(n) ,…,X
i+(N-1 )K (n) を選択的に再生することができる。
送信信号X0 (n) ,X1 (n) ,X2(n) ,…,X15(n)
のうち、X0 (n) ,X4 (n) ,X8 (n) ,X12(n) に4
PSKで変調した重要情報を割り当て、他の信号X
1 (n) ,X2 (n) ,X3 (n) ,X5 (n) ,X6 (n) ,X
7 (n) ,X9 (n) ,X10(n) ,X11(n) ,X13(n) ,X
14(n) ,X15(n) に非重要情報を64QAMで変調して
割り当てる。
受信装置では最重要情報を含むX0(n) ,X4 (n) ,X
8 (n) ,X12(n) を再生することができる。また、送信
側のIDFTと同じ16点のDFTを有する受信装置で
は、全ての情報を含むX0 (n) ,X1 (n) ,X2 (n) ,
…,X15(n) を再生することができる。
波数帯域に集中せずに分散されるため、高精度のカット
オフ特性を持つ帯域通過フィルタを不要にできることは
勿論のこと、周波数選択性フェージングなどによる干渉
の影響を受け難くなることから、干渉による特性劣化の
少ないシステムを提供することができる。
るため加算器のみにより簡単に構成すことができ、これ
により高精度の帯域通過フィルタを使用する場合に比
べ、受信装置のより一層の簡単小型化を図ることができ
る。
形が可能である。例えば、上記説明では2階層伝送を行
う場合を例にとって説明したが、これに限定されない。
すなわち、X0 (n) ,XK (n) ,X2K(n) ,…,X
(N-1)K(n) をN(M=KN)点のDFTで再生し、同時
にX0 (n) ,XP (n) ,X2P(n) ,…,XP(Q-1)P (n)
をQ (M=PQ)点のDFTで再生することで、3階層
以上の階層伝送にも適用可能である。
いて、送信信号X0 (n) ,X1 (n),X2 (n) ,…,X
15(n) のうち、X0 (n) ,X4 (n) ,X8 (n) ,X
12(n) に最重要情報を4PSKで変調して割り当て、X
2 (n) ,X6 (n) ,X10(n) ,X14(n) に一般重要情報
を16QAMで変調して割り当て、他の信号X1 (n) ,
X3 (n) ,X5 (n) ,X7 (n) ,X9 (n) ,X11(n) ,
X13(n) ,X15(n) に非重要情報を64QAMで変調し
て割り当てる。
例えば携帯型の受信装置では最重要情報を含む信号X0
(n) ,X4 (n) ,X8 (n) ,X12(n) を再生することが
できる。また、8点のDFTを有する受信装置では最重
要情報および一般重要情報を含む信号X0 (n) ,X
4 (n) ,X8 (n) ,X12(n) ,X2 (n) ,X6 (n) ,X
10(n) ,X14(n) を再生することができる。さらに、送
信側のIDFTと同じ16点のDFTを有する受信装置
では、全ての情報を含むX0 (n) ,X1 (n) ,X2(n)
,…,X15(n) を再生することができる。
わる信号伝送システムの第2の実施形態を示す要部回路
ブロック図である。なお、この実施形態では、逆離散フ
ーリエ変換器(IDFT)13の点数が2(M=2)、
離散フーリエ変換器(DFT)53の点数が4(N=
4)の場合を例にとって説明する。
が行われる。すなわち、IDFT13には
が入力される。この入力ブロック信号X(n) の各々の信
号X0 (n) ,X1 (n) は、PSK(Phase Shift Keyin
g)信号やQAM(Quadrature Amplitude Modulation
)信号のように、複素数空間にマッピングされた信号
である。
FT13に入力すると、IDFT13からは次のような
信号ブロックが出力される。
↑2で表わされるアップサンプル器83に入力され、こ
こでサンプリング周波数が2倍に高められる。このアッ
プサンプル器83の出力信号列p0 ,p1 を次式に示
す。
力された信号列p0 ,p1 は続いて送信フィルタ93に
入力され、ここでフィルタリングされる。このとき送信
フィルタ93の伝達関数は、
ィルタ93を通すことで上記信号列p0 は、
れた信号列q0 ,q1 は、次に↑2で表わされるサンプ
リング周波数を2倍に上げるアップサンプル器23a
と、z-1で表わされるサンプル遅延器23bとから構成
される並列−直列変換器(P/S)23に入力され、こ
こで並列信号から直列信号に変換される。この並列−直
列変換器(P/S)23から出力された直列信号ブロッ
クsは、
ブロックsはz-1の遅延器33で1サンプル分遅延され
て、
る。この送信信号ブロックtは、図示しないディジタル
−アナログ変換器でアナログ信号に変換されたのち送信
増幅器で増幅されて伝送路へ送信される。
理が行われる。なお、伝送中に受信信号列には雑音など
が付加されるが、ここでは説明の簡単のため無視するも
のとする。すなわち、受信信号列は、図示しない受信増
幅器で増幅されアナログ−ディジタル変換器(A/D)
でディジタル信号に変換されたのち、↓2で表されるサ
ンプリング周波数を1/2に下げるダウンサンプル器4
3aと、z-1で表わされるサンプル遅延器43bとから
構成される直列−並列変換器(S/P)43により直列
信号から並列信号に変換される。このとき、ダウンサン
プル器43aから出力される各信号u0 ,u1 ,u2 ,
u3 は
出力される信号y0 ,y1 ,y2 ,y3 は
y2 ,y3 は、4点の離散フーリエ変換器(DFT)5
3に入力され、このDFT53により離散フーリエ変換
される。すなわち、DFT53に入力されるn番目のサ
ンプルが
2 (n-1) ,y3 (n-1) を代入し、α4 =1,α2 +1=
0等の関係を考慮すると、
13にX0 (n) ,X1 (n) を入力して送信した場合で
も、この送信信号は4点のDFT53を用いた受信側の
装置においてそれぞれY0 (n) ,Y2 (n) として確実に
再生される。
システムを一般構成を用いて説明する。このシステム
は、N(N=2g,gは正の整数)個の信号X0 (n) ,
X1 (n),…,XN-1 (n) を、M点のIDFT12に入
力して生成された信号ブロックを、M (M =2h,M=
KN,hとKは正の整数)点のDFTによりX0 (n) ,
XK (n) ,X2K(n) ,…,X(N-1)K(n) を1サンプル遅
延ののち再生するものである。
る。以下、受信側装置のDFTよりも点数の少ないID
FTを有する送信側装置から、信号を送信して受信側装
置でこの信号を再生する場合の動作を説明する。なお、
DFTと同一の点数を持つIDFTを有する送信側装置
から信号を送信してこれをそのまま受信側装置で再生す
る動作については、前記第1の実施形態において図3を
使用した説明と同じなので、ここでの説明は省略する。
る送受信装置は、図4に示したごとく以下の伝達関数F
m(z) をもつ送信フィルタ230と伝達関数H m(z) と
をもつ受信フィルタ240を備えた送受信装置と等価で
ある。
i+kK(z) ,k =0,1,…,N-1をN点のIDFTを用いて実
現できれば、これらN個の入力信号をN点のIDFTに
入力して生成した出力から、受信側でM点のDFTを用
いて再生できる。但し、M=KN,N=2gで、Kとg
は共に正の整数で、iは0からK-1 の間の整数である。
30の伝達関数Fi+kK(z) ,k =0,1,…,N-1は、
ると、
…,N-1が、N点のIDFTと送信フィルタ
点のIDFT出力を各々↑K倍にアップサンプルしたの
ち、それぞれのフィルタR0,0 (z) ,R1,0 (z) ,…,
RN-1, 0 (z) に入力したのち、その出力を↑NでN倍に
アップサンプリングし、直列信号に変換して送出する。
0 (n) ,X1 (n) ,…,XN-1 (n)が、M点のDFTの
出力のうちのY0 (n) ,YK (n) ,Y2K(n) ,…,Y
(N-1)K(n) から再生できることが分かる。
230は、係数が1であり、加算器のみで実現できる。
受信側装置のDFTよりも少ない点数のIDFTを持つ
送信側装置で生成した送信信号を、受信側装置で受信再
生することができる。送信側装置において、回路規模や
演算量の制限などから、少ない点数のIDFTを持つこ
と可能となる。あるいは、受信側装置が各種の送信側装
置の様々なDFTの信号を受信するために、様々な点数
のDFTを持つ必要がなくなる。
形が可能である。すなわち、上記第2の実施形態では、
N点のIDFTに入力したX0 (n) ,X1 (n) ,…,X
N-1(n) のIDFTの出力信号x0 (n) ,x1 (n) ,
…,xN-1 (n) を各々、
装置でDFT出力のうちの、Yi (n),Yi+K (n) ,Y
i+2K(n) ,…,Yi+(N-1)K(n) (ただしi=0,1,
…,K-1)から再生することができる。
,…,xN-1 (n-1) の繰り返しとなる。但し、m mod
Nは、m をN で割ったときの剰余を表わしている。従
って、i≧の場合、送信側では仮にi=1としてフィル
タRl,0(z) を設定して送信し、一方受信側ではi≧1
の場合の本来のフィルタ係数をDFTに入力信号として
与えて処理を行ってもよい。このときは、送信信号がx
0 (n-1) ,x1 (n-1) ,…,xN-1 (n-1) のK回の繰り
返しとなるため、実際にはそのうちの1回を伝送すれば
よくなり、この結果伝送時間および伝送帯域を節約でき
る。
装置で各々8点のIDFTで生成した送信信号を時間軸
上で多重して送信し、1台の受信装置の16点のDFT
で再生する多重伝送が実現できる。また、2台の送信装
置において各々4点のIDFTを使用して生成した送信
信号と、1台の送信装置において8点のIDFTを使用
して生成した送信信号とを時間軸上で多重して伝送し、
これを1台の受信装置の16点のDFTで再生する多重
伝送も実現される。
は、M=KNとして、送信側ではM点のIDFTを用い
て送信信号を生成し、受信側では送信側よりも少ないN
点のDFTを用いて選択的に階層情報を再生した。しか
し、受信側にM点のDFTを用いた場合でも大きな効果
がある。
,X2 (n) ,…,X15(n) のうち、 X0 (n) ,X4 (n) ,X8 (n) ,X12(n) に最重要情報を4PSKで変調して割り当て、残りの X1 (n) ,X2 (n) ,X3 (n) ,X5 (n) ,X6 (n) ,
X7 (n) ,X9(n) ,X10(n) ,X11(n) ,X13(n) ,
X14(n) ,X15(n) に非重要情報を64QAMで変調して割り当てる。
出力 Y0 (n) ,Y1 (n) ,Y2 (n) ,…,Y15(n) から、すべての情報を含む X0 (n) ,X1 (n) ,X2 (n) ,…,X15(n) を再生することができる。
みが加わる場合、その対策には等化器が必要となる。図
8は等化器を備えた受信装置の要部構成を示す回路ブロ
ック図である。
Y0 (n) ,Y1 (n) ,Y2 (n) ,…,Y15(n) ごとに等
化器100が設けてある。この等化器100はそれぞれ
判定帰還等化器からなり、DFT55の出力信号をデマ
ッピングするデマッピング回路101と、このデマッピ
ング回路101の出力信号をマッピングして参照信号を
生成するマッピング回路102と、このマッピング回路
102で生成された参照信号と上記DFT55の出力信
号との差を検出して、この差をゼロに近づけるための係
数Ck(n) ,k=0,1,…,15を生成する制御回路1
03と、この制御回路103により生成された係数Ck
(n) を上記DFT55の出力信号に乗算する乗算器10
4とから構成される。
ら出力された各受信信号Y0 (n) ,Y1 (n) ,Y2 (n)
,…,Y15(n) はそれぞれ等化器100に入力され、
これらの等化器100において受信信号Yk(n) をもと
に伝送路特性を補正するための係数Ck(n) が推定され
て、この係数Ck(n) をもとに補正される。従って、伝
送路特性の変動に対し強い受信装置を提供することがで
きる。
特性を推定するため参照信号を、歪みや雑音を含む受信
信号をデマッピングして判定した受信データを基に再び
マッピングして作成している。このため、受信データの
判定結果が正しい場合は、伝送路特性を正しく推定でき
る。しかし、受信データの判定結果に誤りを多く含む場
合には、伝送路特性を正しく推定することができない。
よい。図9はその構成を示す回路ブロック図である。す
なわち、上記したように階層伝送を行った場合、Y
0 (n) ,Y4 (n) ,Y8(n) ,Y12(n) は最重要情報で
あり4PSKで変調されているため、判定誤りが最も少
ない。そこで、これら最重要情報の各信号Y0 (n) ,Y
4 (n) ,Y8 (n),Y12(n) については上記判定帰還等
化器100により伝送路特性の推定を行う。一方、残り
の各信号Y1 (n) ,Y2 (n) ,Y3 (n) ,Y5 (n) ,Y
6 (n) ,Y7 (n) ,Y9 (n) ,Y10(n) ,Y11(n) ,Y
13(n) ,Y14(n) ,Y15(n) は非重要情報であり64Q
AMで変調されているため、判定誤りが発生しやすい。
(n) ,Y2 (n) ,Y3 (n) ,Y5 (n) ,Y6 (n) ,Y7
(n) ,Y9 (n) ,Y10(n) ,Y11(n) ,Y13(n) ,Y14
(n),Y15(n) については、補間器113を設ける。そ
して、上記最重要情報の各信号Y0 (n) ,Y4 (n) ,Y
8 (n) ,Y12(n) から等化器100が推定した係数Ck
(n) に基づいて、上記補間器113により線形補間演算
求めた係数Ck(n) を各々信号Y1 (n) ,Y2 (n) ,Y
3 (n) ,Y5 (n) ,Y6 (n) ,Y7 (n) ,Y9 (n) ,Y
10(n),Y11(n) ,Y13(n) ,Y14(n) ,Y15(n) に乗
算することで、非重要情報の受信信号の等化を行う。こ
のようにすることで、非重要情報の受信再生品質をより
向上させることができる。
対しては判定帰還等化器100を固定的に設け、かつそ
の他の非重要情報の各信号に対しては補間器110を固
定的に設けた場合について説明した。しかし、その他の
非重要情報の各信号に対し判定帰還等化器および補間器
をそれぞれ設け、デマッピング後の受信データの誤り率
を監視する。そして、受信データの誤り率が所定値未満
のときには判定帰還等化器を選択して信号等化を行い、
一方誤り率が所定値以上の場合には補間器を選択し、こ
の補間器において先に述べた線形補間演算により補正係
数Ck(n) を算出して信号等化を行うように構成しても
よい。
代わりに、DFTから出力された各信号の信号レベルを
監視し、この信号レベルが所定レベル以上のときには判
定帰還等化器を選択して信号等化を行い、一方信号レベ
ルが所定値未満の場合には補間器を選択し、この補間器
において先に述べた線形補間演算により補正係数C
k(n) を算出して信号等化を行うように構成してもよ
い。
記各実施形態に限定されるものではない。例えば、上記
各実施形態では直交変換を使用したシステムとしてOF
DM伝送システムを例にとって説明したが、他にJPE
GやMPEG2、MPEG4などに規定される映像符号
化において使用される離散コサイン変換(DCT:disc
rete cosine transform )および逆離散コサイン変換
(IDCT)を使用したシステムにも適用することが可
能である。
変調方式として例えばBPSK方式を使用して伝送する
場合のように送信信号が実数信号のみからなる場合に
は、IDFTの代わりにIDCTを使用し、DFTの代
わりにIDCTを使用する場合もある。本発明はこのよ
うなシステムにも適用可能である。また、変調方式とし
てQPSKやQAMを使用したシステムのように送信信
号が実数信号と複素数信号とから構成される場合でも、
実数信号および複素数信号の各々についてIDCTを設
ける場合もある。本発明はこのようなシステムにも適用
可能である。さらに、送信装置にDFTを設け、受信装
置にIDFTを設けるシステムにも、本発明は適用可能
である。
換(DSC)やアダマール変換、ウェーブレット変換な
どを使用したシステムにも、本発明は適用可能である。
して前記各実施形態では4PSKなどの伝送誤りに強い
変調方式を採用したが、送信信号レベルを大きく設定し
たり、誤り訂正能力の高い誤り訂正方式を採用するよう
にしてもよい。その他、逆直交変換および直交変換の信
号点数や、伝送する情報の階層数および各階層情報の変
調方式などについても、この発明の要旨を逸脱しない範
囲で種々変形して実施できる。
交変換手段の前段に受信フィルタを設けたこの発明によ
れば、受信側において、高精度の帯域通過フィルタを用
いずかつ干渉の影響を受けることなく所望の階層の情報
を高品質に受信再生することができる直交変換を使用し
た信号伝送システムとその信号伝送装置を提供すること
ができる。
に送信フィルタを設けた他の発明にによれば、送信装置
の回路規模の大型化や演算量の増大を生じることなく、
如何なる点数のDFTを有する受信装置にも信号を伝送
することができる直交変換を使用した信号伝送システム
とその信号伝送装置を提供することができる。
段に等化器を設け、この等化器の係数を重要情報の受信
判定結果を基に推定して等化を行うようにした別の発明
によれば、階層に応じて最適な等化を行うことができ、
これによりすべての階層の情報を高品質に受信再生でき
る信号伝送装置を提供することができる。
実施形態を示す回路ブロック図。
を示す回路ブロック図。
ための図。
するための図。
実施形態を示す回路ブロック図。
を示す回路ブロック図。
実施形態を示す回路ブロック図。
ブロック図。
図。
方式における信号伝送形態を模式的に示した図。
ムの回路ブロック図。
DFT) 21,22,23,24…並列−直列変換器(P/S) 21a,22a,23a,24a…アップサンプル器 21b,22b,23b,24b…サンプル遅延器21
b 31,32,33,34…z-1遅延器 41,42,43,44…直列−並列変換器(S/P) 41a,42a,43a,44a…ダウンサンプル器 41b,42b,43b,44b…サンプル遅延器 51,52,53,54,55…離散フーリエ変換器
(DFT) 61,62…受信フィルタ 71,72…ダウンサンプリング器 83,84…アップサンプル器 93,94…送信フィルタ 100…判定帰還型の等化器 101…デマッピング回路 102…マッピング回路 103…制御回路 104…乗算器 110…補間器
Claims (13)
- 【請求項1】 送信装置と、この送信装置に対し伝送路
を介して接続される受信装置とを具備し、 前記送信装置は、 M(正整数)個の要素からなる送信信号ブロックを入力
信号とし、この入力された送信信号ブロックを所定の変
換則に従って直交変換してM個の要素からなる送信信号
ブロックを出力する送信直交変換手段と、 この送信直交変換手段から出力された送信信号ブロック
をもとに伝送信号を生成して前記伝送路へ送信する送信
手段とを備え、 前記受信装置は、 前記伝送路を介して前記送信装置から送られた伝送信号
を、前記Mに対しM=KN(K,Nとも正整数)の関係
を有するN個の要素からなる受信信号ブロックに変換す
る手段と、 この手段から出力された受信信号ブロックのN個の要素
の各々に対応して設けられ、これらの要素を前記送信直
交変換手段の変換行列の要素に設定されたフィルタ係数
に従ってそれぞれフィルタリングして出力するN個の受
信フィルタと、 これらN個の受信フィルタから出力された受信信号ブロ
ックのN個の要素を入力信号とし、この入力された受信
信号ブロックを前記送信直交変換手段の変換則とは逆の
変換則に従って直交変換して、N個の要素からなる受信
信号ブロックを出力する受信直交変換手段とを備えたこ
とを特徴とする直交変換を使用した信号伝送システム。 - 【請求項2】 前記送信装置は、送信信号ブロックのM
個の要素X0 (n) ,X1 (n) ,…,XM-1 (n) のうちの
N個の要素Xi (n) ,Xi+K (n) ,Xi+2K(n) ,…,X
i+(N-1 )K (n) (0≦i<K)に、前記受信装置に再
生させるべき信号を割り当てることを特徴とする請求項
1記載の直交変換を使用した信号伝送システム。 - 【請求項3】 前記送信直交変換手段は逆離散フーリエ
変換器であり、かつ前記受信直交変換手段は離散フーリ
エ変換器であることを特徴とする請求項1記載の直交変
換を使用した信号伝送システム。 - 【請求項4】 前記受信フィルタのフィルタ係数は、α
=e-j2 π/M、0≦l<N、0≦i<Kと定義したと
き、 αli,α(N+l )i ,α(2N+l)i ,…,α
((K-1 )N+l )i をもとに設定されることを特徴とする請求項1記載の直
交変換を使用した信号伝送システム。 - 【請求項5】 前記送信装置は、送信信号ブロックのM
個の要素X0 (n) ,X1 (n) ,…,XM-1 (n) のうちの
N個の要素Xi (n) ,Xi+K (n) ,Xi+2K(n) ,…,X
i+(N-1 )K (n) (0≦i<K)に所定の優先情報を割
り当て、他の要素に非優先情報を割り当てることを特徴
とする請求項1記載の直交変換を使用した信号伝送シス
テム。 - 【請求項6】 M(正整数)個の要素からなる送信信号
ブロックを所定の変換則に従って直交変換してM個の要
素からなる送信信号ブロックを出力する送信直交変換手
段を備えた送信装置から送信された伝送信号を受信し再
生する信号伝送装置において、 前記伝送路を介して前記送信装置から受信された伝送信
号を、前記Mに対しM=KN(K,Nとも正整数)の関
係を有するN個の要素からなる受信信号ブロックに変換
する手段と、 この手段から出力された受信信号ブロックのN個の要素
の各々に対応して設けられ、これらの要素を前記送信直
交変換手段の変換行列の要素に設定されたフィルタ係数
に従ってそれぞれフィルタリングして出力するN個の受
信フィルタと、 これらN個の受信フィルタから出力された受信信号ブロ
ックのN個の要素を入力信号とし、この入力された受信
信号ブロックを前記送信直交変換手段の変換則とは逆の
変換則に従って直交変換して、N個の要素からなる受信
信号ブロックを出力する受信直交変換手段とを備えたこ
とを特徴とする信号伝送装置。 - 【請求項7】 送信装置と、この送信装置に対し伝送路
を介して接続される受信装置とを具備し、 前記受信装置は、 前記伝送路を介して前記送信装置から受信された伝送信
号を、M(正整数)個の要素からなる受信信号ブロック
に変換する手段と、 この手段から出力された受信信号ブロックのM個の要素
を入力信号とし、この入力された受信信号ブロックを所
定の変換則に従って直交変換して、M個の要素からなる
受信信号ブロックを出力する受信直交変換手段とを備え
前記送信装置は、 前記Mに対しM=KN(K,Nとも正整数)の関係を有
するN個の要素からなる送信信号ブロックの上記N個の
要素の各々に対応して設けられ、これらの要素を前記受
信直交変換手段の変換行列の要素に設定されたフィルタ
係数に従ってそれぞれフィルタリングして出力するN個
の送信フィルタと、 これらN個の送信フィルタから出力された送信信号ブロ
ックのN個の要素を入力信号とし、この入力された送信
信号ブロックを前記受信直交変換手段の変換則とは逆の
変換則に従って直交変換して、N個の要素からなる送信
信号ブロックを出力する送信直交変換手段と、 この送信直交変換手段から出力された送信信号ブロック
をもとに伝送信号を生成して前記伝送路へ送信する送信
手段とを備えたことを特徴とする直交変換を使用した信
号伝送システム。 - 【請求項8】 前記受信装置は、送信装置が送信した送
信信号ブロックのN個の要素X0 (n) ,X1 (n) ,…,
XN-1 (n) を、受信直交変換手段から出力された受信信
号ブロックのM個の要素Y0 (n) ,Y1 (n) ,…,Y
M-1 (n) のうちのYi (n) ,Yi+K (n) ,Yi+2K(n) ,
…,Yi+(N-1 )K (n) (0≦i<K)から再生するこ
とを特徴とする請求項7記載の直交変換を使用した信号
伝送システム。 - 【請求項9】 前記送信直交変換手段は逆離散フーリエ
変換器であり、かつ前記受信直交変換手段は離散フーリ
エ変換器であることを特徴とする請求項7記載の直交変
換を使用した信号伝送システム。 - 【請求項10】 前記送信フィルタのフィルタ係数は、
α=e-j2 π/M、0≦l<N、0≦i<Kと定義したと
き、 α(N-l )i ,α(2N-l)i ,…,α(KN-l)i をもとに設定されることを特徴とする請求項7記載の直
交変換を使用した信号伝送システム。 - 【請求項11】 受信した伝送信号を、M(正整数)個
の要素からなる受信信号ブロックに変換し、この受信信
号ブロックのM個の要素を所定の変換則に従って直交変
換してM個の要素からなる受信信号ブロックを出力する
受信直交変換手段とを備えた受信装置に対し前記伝送信
号を送信する信号伝送装置において、 前記Mに対しM=KN(K,Nとも正整数)の関係を有
するN個の要素からなる送信信号ブロックの上記N個の
要素の各々に対応して設けられ、これらの要素を前記受
信直交変換手段の変換行列の要素に設定されたフィルタ
係数に従ってそれぞれフィルタリングして出力するN個
の送信フィルタと、 これらN個の送信フィルタから出力された送信信号ブロ
ックのN個の要素を入力信号とし、この入力された送信
信号ブロックを前記受信直交変換手段の変換則とは逆の
変換則に従って直交変換して、N個の要素からなる送信
信号ブロックを出力する送信直交変換手段と、 この送信直交変換手段から出力された送信信号ブロック
をもとに伝送信号を生成して前記伝送路へ送信する送信
手段とを備えたことを特徴とする信号伝送装置。 - 【請求項12】 M(正整数)個の要素からなる送信信
号ブロックを所定の変換則に従って直交変換してM個の
要素からなる送信信号ブロックを出力する送信直交変換
手段を備えた送信装置から送信された伝送信号を受信し
再生する信号伝送装置において、 受信した信号ブロックのM個の要素を入力信号とし、こ
の入力された受信信号ブロックを前記送信直交変換手段
の変換則とは逆の変換則に従って直交変換して、M個の
要素からなる受信信号ブロックを出力する受信直交変換
手段と、 この受信直交変換手段から出力された受信信号ブロック
のM個の要素の各々について等化処理を行う等化手段
と、 前記受信信号ブロックのM個の要素の各々についてその
受信品質を判定するための判定手段とを備え、 前記等化手段は、前記判定手段により受信品質が所定レ
ベル以上と判定された要素については当該要素をもとに
生成した係数に応じて等化処理を行い、受信品質が所定
レベル未満と判定された要素については、受信品質が所
定レベル以上と判定された他の要素をもとに係数を推定
してこの推定した係数に応じて等化処理を行うことを特
徴とする信号伝送装置。 - 【請求項13】 M(正整数)個の要素からなる送信信
号ブロックを所定の変換則に従って直交変換してM個の
要素からなる送信信号ブロックを出力する送信直交変換
手段を備え、かつ上記送信信号ブロックのM個の要素の
うち通常情報が割り当てられる第1の要素に所定の第1
の耐誤り処理を施すとともに、重要情報が割り当てられ
る第2の要素に前記第2の耐誤り処理より耐誤り能力の
高い第2の耐誤り処理を施す送信装置から送信された伝
送信号を受信し再生する信号伝送装置において、 受信した信号ブロックのM個の要素を入力信号とし、こ
の入力された受信信号ブロックを前記送信直交変換手段
の変換則とは逆の変換則に従って直交変換して、M個の
要素からなる受信信号ブロックを出力する受信直交変換
手段と、 この受信直交変換手段から出力された受信信号ブロック
のM個の要素のうち前記第2の要素に対応して設けら
れ、この第2の要素の受信判定結果をもとに係数を生成
して当該第2の要素の等化処理を行う第1の等化手段
と、 前記受信信号ブロックのM個の要素のうち前記第1の要
素に対応して設けられ、前記第2の要素の受信判定結果
をもとに係数を推定して、この推定した係数に応じて当
該第1の要素の等化処理を行う第2の等化手段とを具備
したことを特徴とする信号伝送装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP04930297A JP3529970B2 (ja) | 1997-03-04 | 1997-03-04 | 直交変換を使用した信号伝送システムとその信号伝送装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP04930297A JP3529970B2 (ja) | 1997-03-04 | 1997-03-04 | 直交変換を使用した信号伝送システムとその信号伝送装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH10247889A JPH10247889A (ja) | 1998-09-14 |
JP3529970B2 true JP3529970B2 (ja) | 2004-05-24 |
Family
ID=12827152
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP04930297A Expired - Fee Related JP3529970B2 (ja) | 1997-03-04 | 1997-03-04 | 直交変換を使用した信号伝送システムとその信号伝送装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3529970B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001069118A (ja) * | 1999-08-31 | 2001-03-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ofdm通信装置及び伝搬路推定方法 |
WO2002047304A1 (fr) * | 2000-12-05 | 2002-06-13 | Fujitsu Limited | Appareil et procede de transmission de donnees |
KR20030094914A (ko) * | 2002-06-10 | 2003-12-18 | 삼성전자주식회사 | 오에프디엠신호의 전송률을 향상시킬 수 있는 오에프디엠송신기 및 그의 신호압축방법 |
ES2212744B2 (es) * | 2003-01-10 | 2005-03-16 | Diseño De Sistemas En Silicio, S.A. | Procedimiento de sincronizacion en el dominio del tiempo y de la frecuencia de multiples equipos en un sistema de transmision con modulacion ofdm. |
WO2004075502A2 (en) * | 2003-02-19 | 2004-09-02 | Matsushita Electric Industrial Co. Ltd. | Receiving apparatus and method for digital multi-carrier transmission |
-
1997
- 1997-03-04 JP JP04930297A patent/JP3529970B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH10247889A (ja) | 1998-09-14 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP2299624B1 (en) | Signaling method in an OFDM multiple access system | |
JP3999271B2 (ja) | マルチキャリア変調システムにおける平均電力対ピーク比の低減 | |
JP3785578B2 (ja) | 多重搬送波変調のパルス整形 | |
JP3278850B2 (ja) | 多重搬送波変調のクリッピング・ノイズをセットアップする方法および装置 | |
EP1383291B1 (en) | Multicarrier modulation with data dependant frequency-domain redundancy | |
AU733587B2 (en) | Method and apparatus for sub-band modulation of signals for transmission and/or storage | |
US8254478B2 (en) | Method for limiting local bandwidth impairment using tone reservation | |
US8750435B2 (en) | Receiving apparatus, receiving method, and receiving system | |
JP2001060936A (ja) | 直交周波数分割多重信号の送受信方法及びその装置 | |
JPH07254915A (ja) | 階層的直交周波数多重伝送方式および送受信装置 | |
US20040252772A1 (en) | Filter bank based signal processing | |
JPH10210000A (ja) | Ofdm方式のデジタル通信システムにおけるフレーム同期方法及び装置 | |
MX2008013326A (es) | Codificacion y modulacion de subcanal de multiplexado de division de frecuencia ortogonal (ofdm) variable. | |
US7072411B1 (en) | Computation reduction in OFDM system using frequency domain processing | |
EP1168746A2 (en) | Data allocation to aid frequency-domain interpolation | |
US7058005B2 (en) | Method and device for transmitting hierarchical data | |
EP1118197B1 (en) | Time-frequency differential encoding for multicarrier system | |
JP3529970B2 (ja) | 直交変換を使用した信号伝送システムとその信号伝送装置 | |
JP3521016B2 (ja) | 直交周波数分割多重信号の受信方法および受信装置 | |
JP2020191537A (ja) | データ伝送システム、受信装置及びデータ伝送方法 | |
JP3420642B2 (ja) | 伝送方式 | |
Foomooljareon et al. | Input sequence envelope scaling in PAPR reduction of OFDM | |
JP4390771B2 (ja) | ディジタル無線周波数回路 | |
US7342975B2 (en) | Circuit arrangement and method for compensating for disturbances in a signal generated by means of discrete multitone modulation | |
JP2883238B2 (ja) | 符号化変調装置および復調装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20031126 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040224 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040226 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080305 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090305 Year of fee payment: 5 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |