JP3576075B2 - Interference canceller, wireless terminal device, and interference canceling method - Google Patents

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  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、干渉除去装置、無線端末装置及び干渉除去方法に係り、特に、直接スペクトル拡散通信システムにおける受信信号の和差演算を利用した干渉除去装置、無線端末装置及び干渉除去方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
図9に、従来のスペクトル拡散通信システムの構成図を示す。
このシステムは、送信機100と受信機200を備える。送信機100は、データ送信回路101、1次変調回路102、2次変調回路103、拡散符号発生回路104、アンテナ105を備える。また、受信機200は、データ受信回路201、1次復調回路202、2次復調回路203、同期回路204、アンテナ205を備える。
【0003】
ここで、d(t)は自局が送信するデータ、a(t)は1次変調された信号、s(t)は2次変調された信号でスペクトル拡散信号、そしてc(t)はスペクトルを拡散するための符号を表わす。他局からのスペクトル拡散信号をs(t),i=2,3,〜,Kと表わしてある。
【0004】
スペクトル拡散通信システムでは、同じ周波数帯域を複数の信号が共存しあった状態で通信する。それぞれの信号には互いに直交する性質を持つ拡散符号で変調されているので、復調の際、希望する拡散符号と一致しない符号を含む信号は排除される。しかし、完全に直交していないので、相互相関値がわずかながら存在し、その総和が他局信号の数が増えると大きな値となり、同時通信局数を制限する。
【0005】
つぎに、図を参照しながらスペクトル拡散通信システムの動作を説明する。送信機100では、データ送信回路101から送信されるデータd(t)は、+1と−1をランダムにとるデータとし、1次変調回路102による1次変調は、例えばPSK(位相シフトキーイング)とする。1次変調回路102の出力a(t)は、次のように記述される。
(t) = d(t) cos(2πft +θ
ただし、fは搬送周波数でθは搬送波の位相を表わす。
【0006】
ここで、c(t)を+1と−1をとる拡散符号とする。2次変調回路103は、この拡散符号c(t)と1次変調信号a(t)との乗算により2次変調を行い、スペクトル拡散信号s(t)を発生させる。スペクトル拡散信号s(t)は、次のように記述される。
(t) = c(t) d(t) cos(2πft +θ
【0007】
他局からのスペクトル拡散信号は次のように表わされる。
(t) = c(t) d(t) cos(2πft +θ), k = 2,3,4,〜,K
一方、受信機200では、スペクトル拡散信号s(t)を希望信号として復調する。受信信号r(t)は次のように記述される。
【0008】
【数1】

Figure 0003576075
【0009】
ただし、n(t)は受信機雑音である。
以後の説明では便宜上、雑音を省略して説明する。
同期回路204では、受信信号r(t)に含まれる拡散符号c(t)の同期を確立し、その符号を同期回路204から2次復調回路203に供給する。2次復調回路203では、受信信号r(t)と符号c(t)との乗算を行い、次の計算によりa(t)を得る。
【0010】
【数2】
Figure 0003576075
【0011】
ただし、γ(t) = c(t)×c(t), a(t) = d(t) cos(2πft +θ), k = 2,3,〜,Kで、c(t)×c(t) = 1の関係を使用している。
【0012】
第1項が希望信号の変調信号で、第2項が、他局信号による雑音成分として寄与する項である。γ(t)は希望信号を拡散する符号c(t)と、他局信号を拡散する符号c(t)との積で、直交していない為、1周期積分してもゼロにならならず広帯域信号のままである。
1次復調器202では、a(t)を復調してデータd(t)を出力する。
【0013】
【発明が解決しようとする課題】
このように、現在、携帯電話等の通信局数を増やす方法として、スペクトル拡散による符号変調方式が主流となりつつある。しかしながら、スペクトル拡散方式では、複数の他局信号からの干渉を除去する必要があり、この干渉波が、通信局数を制限している。従来は、基地局で干渉波除去に対応しているため大規模のシステム構成になっている。
【0014】
本発明は、以上の点に鑑み、無線端末に組み込むことを可能とし、容易に他局信号からの干渉信号を除去することを目的とする。また、本発明は、スペクトル拡散通信方式において、雑音として作用する他局の信号成分を除去し、耐雑音特性を向上させ、同時通信局数を増やすことを目的とする。
【0015】
【課題を解決するための手段】
本発明の第1の解決手段によると、
サンプルされた受信信号と希望信号の拡散符号とを乗算する乗算回路と、
サンプルされた受信信号とその遅延信号とに基づいて、非希望信号のみを取り出すための非希望信号発生回路と、
タップ係数を出力するタップ係数制御回路と、
前記タップ係数制御回路により与えられたタップ係数と、前記非希望信号発生回路からの信号とに基づき、非希望信号に関する合成信号を求めるアダプティブフィルタ部と、
前記乗算回路の出力から、前記アダプティブフィルタ部により求められた合成信号を減算し、希望受信信号を得る減算回路と
を備えた干渉除去装置を提供する。
【0016】
本発明の第2の解決手段によると、
スペクトル拡散信号を受信するアンテナと、
前記アンテナで受信した信号を入力する上述に記載の干渉除去装置と、
前記干渉除去装置からの出力を復調する復調回路
を備えた無線端末装置を提供する。
【0017】
本発明の第3の解決手段によると、
サンプルされた受信信号と希望信号の拡散符号とを乗算し、
サンプルされた受信信号とそれを整数チップ数毎に遅延させた遅延信号とを、和平均及び差平均した信号を求め、希望信号が出力されないパターンにて切替えることにより非希望信号のみの出力を取り出し、
タップ係数と取り出された非希望信号とに基づき、非希望信号に関する合成信号を求め、
前記乗算した出力から、前記合成信号を減算し、希望受信信号を得る
ようにした干渉除去方法を提供する。
【0018】
【発明の実施の形態】
図1に、本発明に係る干渉波除去装置を備えた無線端末装置の構成図を示す。ただし、本発明は、次の条件を前提にしている。
▲1▼すべての拡散符号のチップ同期がとれていること、
【0019】
この無線端末装置(受信機)は、アンテナ1、同期回路2、乗算回路3、低域フィルタ(LPF)4、非希望信号発生回路5、タップ係数制御回路6、アダプティブフィルタ部7、減算回路8、標本化回路9、乗算回路10、リミタ11、比較器12を備える。
【0020】
同期回路2は、アンテナ1から受信されたスペクトル拡散信号の同期を検出する。乗算回路3は、アンテナ1から受信されたスペクトル拡散信号と、同期回路2から出力された希望信号の搬送波とを乗算する。低域フィルタ4は、乗算回路3の出力から、ベースバンド信号を取り出す。標本化回路9は、低域フィルタ4からのベースバンド信号をサンプルする。乗算回路10は、標本化回路9からの受信信号と、同期回路2により出力された希望信号の拡散符号とを乗算する。非希望信号発生回路5は、標本化回路9からの受信信号と、その遅延信号に基づいて、干渉となる非希望信号を取り出すための信号を発生する。アダプティブフィルタ部7は、タップ係数制御回路6により与えられたタップ係数と、非希望信号発生回路5からの信号とに基づいて、乗算及び合成することにより、非希望信号に関する合成信号を求める。減算回路8は、乗算回路10の出力から、アダプティブフィルタ部7の出力を減算し、希望受信信号を得る。リミタ11は、減算回路8により求められた受信信号を制限する。比較器12は、リミタ11の入力と出力と差分をとった誤差信号を出力する。タップ係数制御回路6は、タップ係数を出力し、また、比較器12の出力に基づき、タップ係数を制御する。
【0021】
つぎに、動作を詳細に説明する。
まず、アンテナ1から入力された受信信号r(t)を次のように記述する。
【0022】
【数3】
Figure 0003576075
【0023】
ここで、k=1を希望局の信号(希望信号)と定める。その他k=2,3,〜Kは非希望局の信号(非希望信号)とする。乗算回路3では、同期回路2で同期の確立した希望信号の搬送波 cos(2πft+θ)を受信信号と乗算する。つぎに、差成分を低域フィルタ4で取り出すと次のようになる。
【0024】
【数4】
Figure 0003576075
【0025】
低域フィルタ4により、希望信号成分も非希望信号成分もベースバンド信号として変換される。次の標本化回路9ではチップ速度のm (m=1, 2, − − −) 倍で標本化する。以下の説明では、便宜上 m=1 とする。
【0026】
つぎに、非希望信号発生回路(GUS, Generator of Undesired Signal)5の動作を説明する。非希望信号発生回路5は、受信信号とその遅延信号から、干渉となる非希望信号のみを取り出す回路である。ここで、回路GUSは k チップ遅延した信号を使用する。
【0027】
図2に、1チップ遅延した信号を使用するGUSの動作の説明図を示す。図中、Tは1チップ時間を表す。標本化は、信号の中心部で行われる。
図2(a)は希望信号の拡散符号のパターンである。図2(b)は任意の非希望信号を1個だけ取り出したパターンでc(t)d(t)である。元の信号▲1▼は受信信号そのもので、1チップ遅延信号▲2▼に元の信号▲1▼を1チップだけ遅延させた信号の波形を示してある。和信号▲3▼に、信号▲1▼と▲2▼の信号を加算し、2で割った波形を示してある。差信号▲4▼には、信号▲1▼から▲2▼の信号を引き算し2で割った波形が示してある。
【0028】
ここで、図2(a)の希望信号を
0≦t<T のときは ▲3▼の出力
≦t<2T のときは ▲4▼の出力
2T≦t<6T のときは ▲3▼の出力
6T≦t<8T のときは ▲4▼の出力
と切り替えると、回路GUSの出力には、希望信号は現れない。一方、非希望信号を同様に切替えると、図2(b)に示すように、希望信号が現れない区間に、網印で示した信号が出力している。この切り替え動作でGUSの出力には、非希望信号のみが現れる。
【0029】
図3に、2チップ遅延した信号を使用するGUSの動作説明図を示す。ここでは、GUSの動作を同じように、希望信号を出力させないように切り替え動作を行い、非希望信号のみを出力させることが出来る。すなわち、図3(a)の希望信号に基づき和信号▲3▼と差信号▲4▼を切り替えて出力することにより、GUSの出力に希望信号が現れないようにすることができる。これと同じ切替え動作により、非希望信号のみがGUSの出力に現れる。このようにして、kチップ遅延した信号を使用する各々のGUSからそれぞれ非希望信号のみを出力させることができる。
【0030】
つぎに、図4に、非希望信号発生回路の構成図を示す。この非希望信号発生回路5は、1〜Lチップ遅延した信号を使用するGUS 〜GUS 51−1〜51−Lを有する。
受信信号r(i)はN=T/Tチップから構成されるベクトルで、次のように表される。
(i)=[rb.i(0), rb.i(1),−−−, rb.i(N−1)]
ただし、Tは転置を表す。
非希望信号発生回路5から出力される信号x(i)=[x (1), x (2) ,−−−,x (L)(ただし、L≦N)は次のように表される。右上の添字は回路の出力番号を表す。
【0031】
【数5】
Figure 0003576075
【0032】
これらの各出力をアダプティブフィルタ部7に入力させる。アダプティブフィルタ部7の出力信号y(i)は、Nチップの要素で構成され、次のように記述される。
y(i)=[y(0), y(1),−−−,y(N−1)]
【0033】
また、タップ係数制御部6では、誤差信号 e(i) を入力して、1ステップ前のタップ係数 w(i−1) に修正の演算結果を補正し、w(i) として出力する。このタップ係数w(i) を使用して y(i) を計算し、再び誤差 e(i+1) を求める。この誤差が小さくなるように、再び、w(i) に補正を行い w(i+1) を求め、アダプティブフィルタ部7に供給する。タップ係数更新のアルゴリズムは、LMS (least mean square algorithm)等の各種のアルゴリズムを適用することができる。
【0034】
つぎに、アダプティブフィルタ部7の構成例a.及びb.について説明する。a.1チップごとの処理による方法
【0035】
図5に、1チップごとの演算をするアダプティブフィルタ部の構成図を示す。このアダプティブフィルタ部7は、乗算回路71−1〜71−Lと、和回路72を有する。
第1の方法では、干渉雑音信号の数がLより小さい場合で、各GUSからの出力をチップ時間ごとに重み付けをして合成するものである。原理は、L−1の自由度があるとして、重み付けにより非希望信号を推定する方法である。この場合、データi ビット信号のnチップ目の非希望信号は、次の演算により発生される。
【0036】
【数6】
Figure 0003576075
【0037】
ただし、 n=0,1,2,−−,N−1。
ここで、タップ係数w(i)は、次のようにL個のベクトルで構成され、それぞれがN個の要素を持つとしている。
w(i)=[w (1), w (2), −−−, w (L)
(k)=[w (k)(0), w (k)(1), −−−, w (k)(N−1)]
ただし、k=1,2,−−,Lである。
【0038】
減算回路8では、このようにして合成されたy(i)を、サンプルされた受信信号r(i)から引き算して非希望信号成分を除去する。非希望信号成分は希望信号に対し干渉となるので、干渉波除去が行われる。しかし、最適なタップ係数を得るには適応処理が必要である。そのためには、減算回路8により、非希望信号を除去した信号z(i)を判定してデータd1^(i)を得、誤差信号e(i)(=z(i)−d1^(i))を最小にするようタップ係数制御部6で演算を行い、最適なw(i)を得るように制御する。
b.1ビットごとの処理による方法
【0039】
図6に、1ビットごとの処理による非希望信号発生回路の構成図を示す。この非希望信号発生回路5は、1〜Lビット遅延した信号を使用するGUS〜GUS51−1〜51−L及び和回路53を有する。
【0040】
第2の方法では、非希望信号発生回路5において、各回路GUS〜GUS51−1〜51−Lからの出力信号を和回路53で合成し、その信号に処理を施す方法で、次のような演算を行う。
タップ係数w(i)は、次のようにN個の要素で構成される。
w(i)=[w(0), w(1),−−−, w(N−1)]
同じように非希望信号発生回路からの出力信号x(i)も、次のようにN個の要素で構成される。
x(i)=[x(0), x(1),−−−, x(N−1)]
ただし、各要素は、各GUS, k=1,2,−−,Lの出力の合成信号で、次の演算で求められる。
【0041】
【数7】
Figure 0003576075
【0042】
タップ係数w(i)で重み付けされた信号x(i)は、次の演算によりy(i)として出力される。
【0043】
【数8】
Figure 0003576075
【0044】
なお、最適なタップ係数は前項a.で述べた方法と同様なので、省略する。
【0045】
図7に、1ビットごとの処理によるアダプティブフィルタ部の構成図を示す。このアダプティブフィルタ部7は、遅延回路71−0〜71−(N−2)、乗算回路72−0〜72−(N−2)及び和回路73を有する。図6の非希望信号発生回路5から出力された信号x(i)は、このアダプティブフィルタ部7に入力される。信号x(i)は、遅延回路71−0〜71−(N−2)により、各成分に分解され、対応するタップ係数w(i)が乗算回路72−0〜72−(N−2)により乗算される。各成分はその後、和回路73により加算されy(i)が出力される。
【0046】
つぎに、本発明に係る干渉除去装置のシミュレーションについて説明する。
図8に、1ビットごとの処理による方法のシミュレーション結果の説明図を示す。グラフの横軸はE/Nで、縦軸は BER(Bit Error Rate, ビット誤り率) である。このシミュレーションでは、一例として、31チップのGold 符号でスペクトル拡散を行い、同時通信局数を10と固定して、E/Nを変化させた。本シミュレーションでは、通常方式が、干渉除去を行わない場合の誤り率特性で、10ユーザの特性が非常に悪いことに注目されたい。一方、提案方式が本発明を使用した場合の特性で、干渉信号が除去された為に通常方式の1ユーザの特性に近付いている。本発明の干渉除去の原理は正しく動作していることが確認されている。
【0047】
本発明はBPSKの他、適宜の変調方式に適用することができる。例えば、QPSKへ適用する場合、同相成分と直交成分に本発明の回路を設けるようにすれば良い。
【0048】
【発明の効果】
本発明によると、以上のように、移動端末に組み込むことができ、容易に他局信号からの干渉信号を除去することができる。また、本発明によると、スペクトル拡散通信方式において、雑音として作用する他局の信号成分を除去し、耐雑音特性を向上させ、同時通信局数を増やすことができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係る干渉波除去装置を備えた無線端末装置の構成図。
【図2】1チップ遅延した信号を使用するGUSの動作の説明図。
【図3】2チップ遅延した信号を使用するGUSの動作説明図。
【図4】非希望信号発生回路の構成図。
【図5】1チップごとの演算をするアダプティブフィルタ部の構成図。
【図6】1ビットごとの処理による非希望信号発生回路の構成図。
【図7】1ビットごとの処理によるアダプティブフィルタ部の構成図。
【図8】1ビットごとの処理による方法のシミュレーション結果の説明図。
【図9】従来のスペクトル拡散通信システムの構成図。
【符号の説明】
1 アンテナ
2 同期回路
3 乗算回路
4 低域フィルタ(LPF)
5 非希望信号発生回路
6 タップ係数制御回路
7 アダプティブフィルタ部
8 減算回路
9 標本化回路
10 乗算回路
11 リミタ
12 比較器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an interference canceling apparatus, a wireless terminal apparatus, and an interference canceling method, and more particularly, to an interference canceling apparatus, a wireless terminal apparatus, and an interference canceling method using a sum-difference calculation of a received signal in a direct spread spectrum communication system.
[0002]
[Prior art]
FIG. 9 shows a configuration diagram of a conventional spread spectrum communication system.
This system includes a transmitter 100 and a receiver 200. The transmitter 100 includes a data transmission circuit 101, a primary modulation circuit 102, a secondary modulation circuit 103, a spreading code generation circuit 104, and an antenna 105. The receiver 200 includes a data receiving circuit 201, a primary demodulation circuit 202, a secondary demodulation circuit 203, a synchronization circuit 204, and an antenna 205.
[0003]
Here, d 1 (t) is data transmitted by the own station, a 1 (t) is a primary modulated signal, s 1 (t) is a secondary modulated signal, a spread spectrum signal, and c 1 ( t) represents a code for spreading the spectrum. Spread spectrum signals from other stations are represented as s i (t), i = 2, 3,.
[0004]
In a spread spectrum communication system, communication is performed in a state where a plurality of signals coexist in the same frequency band. Since each signal is modulated with a spreading code having a property orthogonal to each other, a signal including a code that does not match a desired spreading code is excluded during demodulation. However, since they are not completely orthogonal, there is a slight cross-correlation value, and the sum of the cross-correlation values becomes large as the number of signals of other stations increases, thereby limiting the number of simultaneous communication stations.
[0005]
Next, the operation of the spread spectrum communication system will be described with reference to the drawings. In the transmitter 100, the data d 1 (t) transmitted from the data transmission circuit 101 is data that randomly takes +1 and −1, and the primary modulation by the primary modulation circuit 102 is, for example, PSK (phase shift keying). And The output a 1 (t) of the primary modulation circuit 102 is described as follows.
a 1 (t) = d 1 (t) cos (2πf c t + θ 1)
However, f c is theta 1 at the carrier frequency represents the phase of the carrier.
[0006]
Here, c 1 (t) is a spreading code that takes +1 and −1. Secondary modulation circuit 103, the multiplication of this spread code c 1 (t) and the primary modulation signal a 1 (t) subjected to secondary modulation, to generate a spread spectrum signal s 1 (t). The spread spectrum signal s 1 (t) is described as follows.
s 1 (t) = c 1 (t) d 1 (t) cos (2πf c t + θ 1)
[0007]
A spread spectrum signal from another station is represented as follows.
s k (t) = c k (t) d k (t) cos (2πf c t + θ k), k = 2,3,4, ~, K
On the other hand, the receiver 200 demodulates the spread spectrum signal s 1 (t) as a desired signal. The received signal r (t) is described as follows.
[0008]
(Equation 1)
Figure 0003576075
[0009]
Where n (t) is the receiver noise.
In the following description, the noise will be omitted for convenience.
The synchronization circuit 204 establishes synchronization of the spread code c 1 (t) included in the received signal r (t), and supplies the code from the synchronization circuit 204 to the secondary demodulation circuit 203. The secondary demodulation circuit 203 multiplies the received signal r (t) by the code c 1 (t), and obtains a 1 (t) by the following calculation.
[0010]
(Equation 2)
Figure 0003576075
[0011]
However, γ k (t) = c 1 (t) × c k (t), a k (t) = d k (t) cos (2πf c t + θ k), k = 2,3, ~, in K , C 1 (t) × c 1 (t) = 1.
[0012]
The first term is a modulated signal of the desired signal, and the second term is a term that contributes as a noise component due to a signal from another station. γ k (t) is the product of the code c 1 (t) for spreading the desired signal and the code c k (t) for spreading the signals of other stations. It remains a broadband signal.
In primary demodulator 202, and outputs the data d 1 (t) demodulates a 1 a (t).
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, at present, as a method of increasing the number of communication stations such as mobile phones, a code modulation method using spread spectrum is becoming mainstream. However, in the spread spectrum method, it is necessary to remove interference from a plurality of other station signals, and this interference wave limits the number of communication stations. Conventionally, a base station has a large-scale system configuration because it supports interference wave removal.
[0014]
In view of the above, an object of the present invention is to enable the incorporation into a wireless terminal and to easily remove an interference signal from a signal from another station. It is another object of the present invention to remove signal components of other stations acting as noise in a spread spectrum communication system, improve noise immunity, and increase the number of simultaneous communication stations.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
According to a first solution of the present invention,
A multiplying circuit for multiplying the sampled received signal by a spreading code of a desired signal;
An undesired signal generation circuit for extracting only an undesired signal based on the sampled received signal and its delay signal;
A tap coefficient control circuit that outputs a tap coefficient,
An adaptive filter unit that obtains a composite signal related to the undesired signal based on the tap coefficient given by the tap coefficient control circuit and the signal from the undesired signal generation circuit;
There is provided an interference canceller including a subtraction circuit for subtracting a combined signal obtained by the adaptive filter unit from an output of the multiplication circuit to obtain a desired reception signal.
[0016]
According to a second solution of the present invention,
An antenna for receiving a spread spectrum signal;
The interference canceller according to the above, which inputs a signal received by the antenna,
There is provided a wireless terminal device provided with a demodulation circuit for demodulating an output from the interference canceling device.
[0017]
According to a third solution of the present invention,
Multiply the sampled received signal by the desired signal's spreading code,
The sampled received signal and the delayed signal obtained by delaying the sampled signal by an integer number of chips are sum-averaged and difference-averaged, a signal is obtained, and the output of only the undesired signal is taken out by switching in a pattern in which the desired signal is not output. ,
Based on the tap coefficient and the extracted undesired signal, a combined signal for the undesired signal is obtained,
An interference cancellation method is provided in which the combined signal is subtracted from the multiplied output to obtain a desired received signal.
[0018]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 shows a configuration diagram of a wireless terminal device provided with an interference wave removing device according to the present invention. However, the present invention is based on the following conditions.
(1) Chip synchronization of all spreading codes is achieved;
[0019]
The wireless terminal device (receiver) includes an antenna 1, a synchronization circuit 2, a multiplication circuit 3, a low-pass filter (LPF) 4, an undesired signal generation circuit 5, a tap coefficient control circuit 6, an adaptive filter unit 7, and a subtraction circuit 8. , A sampling circuit 9, a multiplication circuit 10, a limiter 11, and a comparator 12.
[0020]
The synchronization circuit 2 detects the synchronization of the spread spectrum signal received from the antenna 1. The multiplication circuit 3 multiplies the spread spectrum signal received from the antenna 1 by the carrier of the desired signal output from the synchronization circuit 2. The low-pass filter 4 extracts a baseband signal from the output of the multiplication circuit 3. The sampling circuit 9 samples the baseband signal from the low-pass filter 4. The multiplication circuit 10 multiplies the reception signal from the sampling circuit 9 by the spread code of the desired signal output from the synchronization circuit 2. The undesired signal generation circuit 5 generates a signal for extracting an undesired undesired signal based on the received signal from the sampling circuit 9 and its delay signal. The adaptive filter section 7 multiplies and combines the tap coefficient given by the tap coefficient control circuit 6 and the signal from the undesired signal generation circuit 5 to obtain a combined signal related to the undesired signal. The subtraction circuit 8 subtracts the output of the adaptive filter unit 7 from the output of the multiplication circuit 10 to obtain a desired reception signal. The limiter 11 limits the reception signal obtained by the subtraction circuit 8. The comparator 12 outputs an error signal obtained by calculating a difference between the input and the output of the limiter 11. The tap coefficient control circuit 6 outputs a tap coefficient, and controls the tap coefficient based on the output of the comparator 12.
[0021]
Next, the operation will be described in detail.
First, the received signal r (t) input from the antenna 1 is described as follows.
[0022]
(Equation 3)
Figure 0003576075
[0023]
Here, k = 1 is determined as a signal of a desired station (desired signal). In addition, k = 2, 3, to K are signals of undesired stations (undesired signals). The multiplier circuit 3 multiplies the carrier wave cos synchronization established desired signal in the synchronous circuit 2 (2πf c t + θ 1) and the received signal. Next, the difference component is extracted by the low-pass filter 4 as follows.
[0024]
(Equation 4)
Figure 0003576075
[0025]
The low-pass filter 4 converts both a desired signal component and a non-desired signal component as a baseband signal. In the next sampling circuit 9, sampling is performed at m (m = 1, 2,---) times the chip speed. In the following description, it is assumed that m = 1 for convenience.
[0026]
Next, the operation of the undesired signal generation circuit (GUS, Generator of Undesired Signal) 5 will be described. The undesired signal generation circuit 5 is a circuit that extracts only undesired signals that cause interference from the received signal and its delay signal. Here, the circuit GUS k uses a signal delayed by k chips.
[0027]
FIG. 2 is a diagram illustrating the operation of the GUS 1 using a signal delayed by one chip. In the figure, Tc represents one chip time. Sampling occurs at the center of the signal.
FIG. 2A shows a spread code pattern of a desired signal. FIG. 2B shows a pattern obtained by extracting only one arbitrary undesired signal, which is c k (t) d k (t). The original signal (1) is the received signal itself, and shows the waveform of a signal obtained by delaying the original signal (1) by one chip from the one-chip delay signal (2). A waveform obtained by adding the signals (1) and (2) to the sum signal (3) and dividing by 2 is shown. The difference signal (4) shows a waveform obtained by subtracting the signal (2) from the signal (1) and dividing by two.
[0028]
Here, when the output 2T c ≦ t <6T c of ▲ 4 ▼ when the ▲ 3 ▼ output T c ≦ t <2T c of when the desired signal 0 ≦ t <T c in FIGS. 2 (a) when the ▲ 3 ▼ when the output 6T c ≦ t <8T c of ▲ 4 ▼ of switching the output, the output of the circuit GUS 1, does not appear desired signal. On the other hand, when the non-desired signal is switched in the same manner, as shown in FIG. 2 (b), a signal indicated by a halftone dot is output in a section where the desired signal does not appear. The output of the GUS 1 in this switching operation, the undesired signal only appears.
[0029]
Figure 3 is a view for explaining an operation of the GUS 2 using two chips delayed signal. Here, the operation of the GUS 1 Similarly, performs a switching operation so as not to output the desired signal, undesired signals only output to it as possible. That is, by switching and outputting a desired signal on the basis of the sum signal ▲ 3 ▼ and the difference signal ▲ 4 ▼ in FIG. 3 (a), it is possible to make the desired signal at the output of the GUS 2 does not appear. The same switching operation as this, only the desired signal appears at the output of the GUS 2. In this way, it is possible to output only the undesired signal from each GUS k using the signal delayed by k chips.
[0030]
Next, FIG. 4 shows a configuration diagram of the undesired signal generation circuit. The undesired signal generation circuit 5 has GUS1 to GUSL 51-1 to 51- L that use signals delayed by 1 to L chips.
The received signal r b (i) is a vector composed of N = T b / T c chips, and is represented as follows.
r b (i) = [r b. i (0), rb . i (1), ---, rb . i (N-1)] T
Here, T represents transposition.
Undesired signal generating signal is outputted from the circuit 5 x (i) = [x i (1), x i (2), ---, x i (L)] T ( although, L ≦ N) are the following Is represented as The upper right subscript represents the output number of the circuit.
[0031]
(Equation 5)
Figure 0003576075
[0032]
These outputs are input to the adaptive filter unit 7. The output signal y (i) of the adaptive filter unit 7 is composed of N chips, and is described as follows.
y (i) = [y i (0), y i (1), −−, y i (N−1)] T
[0033]
Further, the tap coefficient control unit 6 receives the error signal e (i), corrects the calculation result of the correction to the tap coefficient w (i−1) one step before, and outputs the result as w (i). Using this tap coefficient w (i), y (i) is calculated, and the error e (i + 1) is obtained again. In order to reduce this error, w (i) is corrected again, w (i + 1) is obtained, and supplied to the adaptive filter unit 7. Various algorithms such as LMS (least mean square algorithm) can be applied to the algorithm for updating the tap coefficients.
[0034]
Next, a configuration example of the adaptive filter unit 7 a. And b. Will be described. a. Method by processing for each chip
FIG. 5 shows a configuration diagram of an adaptive filter unit that performs an operation for each chip. The adaptive filter unit 7 includes multiplication circuits 71-1 to 71-L and a sum circuit 72.
In the first method, when the number of interference noise signals is smaller than L, the output from each GUS k is weighted and synthesized for each chip time. The principle is a method of estimating an undesired signal by weighting, assuming that there are L-1 degrees of freedom. In this case, the undesired signal of the n-th chip of the data i bit signal is generated by the following operation.
[0036]
(Equation 6)
Figure 0003576075
[0037]
However, n = 0, 1, 2,-, N-1.
Here, the tap coefficient w (i) is composed of L vectors as follows, and each has N elements.
w (i) = [w i (1), w i (2), ---, w i (L)] T
w i (k) = [w i (k) (0), w i (k) (1), ---, w i (k) (N-1)]
Here, k = 1, 2, −−, L.
[0038]
The subtracting circuit 8, the thus-synthesized y (i), to remove the subtraction to the undesired signal component from the sampled received signal r b (i). Since the undesired signal component interferes with the desired signal, the interference wave is removed. However, adaptive processing is required to obtain an optimal tap coefficient. For this purpose, the signal z (i) from which the undesired signal has been removed is determined by the subtraction circuit 8 to obtain data d1 ^ (i), and the error signal e (i) (= z (i) −d1 ^ (i) )) Is calculated by the tap coefficient control unit 6 to minimize it, and control is performed so as to obtain the optimum w (i).
b. Method by processing for each bit
FIG. 6 shows a configuration diagram of an undesired signal generation circuit by processing for each bit. The undesired signal generation circuit 5 has GUS 1 to GUS L 51-1 to 51- L using signals delayed by 1 to L bits and a sum circuit 53.
[0040]
In the method in the second method, the undesired signal generating circuit 5, which synthesizes the output signals from each circuit GUS 1 ~GUS L 51-1~51-L sum circuit 53, performs processing on the signal, the following Is performed.
The tap coefficient w (i) is composed of N elements as follows.
w (i) = [w i (0), w i (1), ---, w i (N-1)] T
Similarly, the output signal x (i) from the undesired signal generation circuit is composed of N elements as follows.
x (i) = [x i (0), x i (1), ---, x i (N-1)] T
Here, each element is a composite signal of the output of each GUS k , k = 1, 2,-, L, and is obtained by the following calculation.
[0041]
(Equation 7)
Figure 0003576075
[0042]
The signal x (i) weighted by the tap coefficient w (i) is output as y (i) by the following operation.
[0043]
(Equation 8)
Figure 0003576075
[0044]
Note that the optimal tap coefficient is determined by the above item a. Since the method is the same as that described above, the description is omitted.
[0045]
FIG. 7 shows a configuration diagram of an adaptive filter unit that performs processing for each bit. The adaptive filter unit 7 includes delay circuits 71-0 to 71- (N-2), multiplication circuits 72-0 to 72- (N-2), and a sum circuit 73. The signal x (i) output from the undesired signal generation circuit 5 of FIG. 6 is input to the adaptive filter unit 7. The signal x (i) is decomposed into respective components by delay circuits 71-0 to 71- (N-2), and the corresponding tap coefficients w (i) are multiplied by the multiplication circuits 72-0 to 72- (N-2). Is multiplied by Thereafter, the components are added by the sum circuit 73 to output y (i).
[0046]
Next, a simulation of the interference removal apparatus according to the present invention will be described.
FIG. 8 is an explanatory diagram of a simulation result of the method based on the processing for each bit. The horizontal axis of the graph at E b / N o, the vertical axis represents the BER (Bit Error Rate, BER). In this simulation, as an example, 31 performs a spectrum spread chip of Gold codes, and the number of simultaneous communication station is fixed as 10, was changed E b / N o. In this simulation, it should be noted that the normal method has a very bad error rate characteristic of 10 users in the case of not performing interference cancellation. On the other hand, the characteristics of the proposed system using the present invention are close to those of one user of the normal system because the interference signal has been removed. It has been confirmed that the principle of interference cancellation of the present invention operates correctly.
[0047]
The present invention can be applied to an appropriate modulation method other than BPSK. For example, when applying to QPSK, the circuit of the present invention may be provided for the in-phase component and the quadrature component.
[0048]
【The invention's effect】
According to the present invention, as described above, it can be incorporated in a mobile terminal, and an interference signal from another station signal can be easily removed. Further, according to the present invention, in a spread spectrum communication system, a signal component of another station acting as noise can be removed, noise resistance can be improved, and the number of simultaneous communication stations can be increased.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a wireless terminal device including an interference wave removing device according to the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of an operation of the GUS 1 using a signal delayed by one chip.
[3] 2 diagram for describing operation of the GUS 2 that uses the chip delayed signal.
FIG. 4 is a configuration diagram of an undesired signal generation circuit.
FIG. 5 is a configuration diagram of an adaptive filter unit that performs an operation for each chip.
FIG. 6 is a configuration diagram of an undesired signal generation circuit by processing for each bit.
FIG. 7 is a configuration diagram of an adaptive filter unit that performs processing for each bit.
FIG. 8 is an explanatory diagram of a simulation result of a method by a process for each bit.
FIG. 9 is a configuration diagram of a conventional spread spectrum communication system.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Antenna 2 Synchronization circuit 3 Multiplication circuit 4 Low-pass filter (LPF)
5 Undesired signal generation circuit 6 Tap coefficient control circuit 7 Adaptive filter section 8 Subtraction circuit 9 Sampling circuit 10 Multiplication circuit 11 Limiter 12 Comparator

Claims (9)

サンプルされた受信信号と希望信号の拡散符号とを乗算する乗算回路と、
サンプルされた受信信号とその遅延信号とに基づいて、非希望信号のみを取り出すための非希望信号発生回路と、
タップ係数を出力するタップ係数制御回路と、
前記タップ係数制御回路により与えられたタップ係数と、前記非希望信号発生回路からの信号とに基づき、非希望信号に関する合成信号を求めるアダプティブフィルタ部と、
前記乗算回路の出力から、前記アダプティブフィルタ部により求められた合成信号を減算し、希望受信信号を得る減算回路と
を備えた干渉除去装置。
A multiplying circuit for multiplying the sampled received signal by a spreading code of a desired signal;
An undesired signal generation circuit for extracting only an undesired signal based on the sampled received signal and its delay signal;
A tap coefficient control circuit that outputs a tap coefficient,
An adaptive filter unit that obtains a composite signal related to the undesired signal based on the tap coefficient given by the tap coefficient control circuit and the signal from the undesired signal generation circuit;
An interference canceller comprising: a subtraction circuit that subtracts a combined signal obtained by the adaptive filter unit from an output of the multiplication circuit to obtain a desired reception signal.
受信されたスペクトル拡散信号の同期を検出する同期回路と、
受信されたスペクトル拡散信号と、前記同期回路から出力された希望信号の搬送波とを乗算する乗算回路と、
前記乗算回路からの出力から、ベースバンド信号を取り出す低域フィルタと、前記低域フィルタからのベースバンド信号をサンプルして、サンプルされた受信信号を出力する標本化回路と
をさらに備えた請求項1に記載の干渉除去装置。
A synchronization circuit for detecting synchronization of the received spread spectrum signal,
A multiplying circuit that multiplies the received spread spectrum signal by a carrier of a desired signal output from the synchronization circuit,
A low-pass filter that extracts a baseband signal from an output from the multiplying circuit, and a sampling circuit that samples the baseband signal from the low-pass filter and outputs a sampled received signal. 2. The interference removal apparatus according to 1.
前記非希望信号発生回路は、
希望信号とその遅延信号との和成分及び差成分のいずれかを選択することで出力が現れないように切替える動作に従って、非希望信号とその遅延信号との和成分又は差成分を切替えて出力することを特徴とする請求項1又は2に記載の干渉除去装置。
The undesired signal generation circuit includes:
In accordance with the operation of selecting either the sum component or the difference component between the desired signal and the delay signal and switching so that the output does not appear, the sum component or the difference component between the undesired signal and the delay signal is switched and output. The interference removal apparatus according to claim 1, wherein:
前記非希望信号発生回路は、
希望信号及び非希望信号と、それらの1チップ乃至nチップ(nは、2以上の整数)遅延信号について、それぞれの和成分及び差成分を希望信号の各成分が出力されないように切替え、非希望信号の成分を出力する第1乃至第nの演算回路を備えたことを特徴とする請求項1乃至3のいずれかに記載の干渉除去装置。
The undesired signal generation circuit includes:
For the desired signal and the undesired signal and their 1-chip to n-chip (n is an integer of 2 or more) delayed signals, the respective sum components and difference components are switched so that each component of the desired signal is not output. 4. The apparatus according to claim 1, further comprising a first to an n-th arithmetic circuit for outputting a signal component.
前記非希望信号発生回路は、前記1乃至nの演算回路の出力を加算する和回路をさらに備え、
前記アダプティブフィルタ部は、前記和回路の出力を各成分に応じて遅延させる遅延回路と、各前記遅延回路の出力にタップ係数を乗算する乗算回路と、各前記乗算回路の和をとる和回路を備えたことを特徴とする請求項4に記載の干渉除去装置。
The undesired signal generation circuit further includes a sum circuit for adding outputs of the 1 to n arithmetic circuits,
The adaptive filter unit includes a delay circuit that delays the output of the sum circuit according to each component, a multiplication circuit that multiplies the output of each delay circuit by a tap coefficient, and a sum circuit that sums the multiplication circuits. The interference removal apparatus according to claim 4, further comprising:
前記減算回路により求められた受信信号を制限するリミタをさらに備え、
前記タップ係数制御回路は、前記リミタの入力と出力との誤差信号に基づき、前記タップ係数を制御することを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記載の干渉除去装置。
Further comprising a limiter for limiting the received signal obtained by the subtraction circuit,
The apparatus according to claim 1, wherein the tap coefficient control circuit controls the tap coefficient based on an error signal between an input and an output of the limiter.
スペクトル拡散信号を受信するアンテナと、
前記アンテナで受信した信号を入力する請求項1乃至6のいずれかに記載の干渉除去装置と、
前記干渉除去装置の出力からデータを判定する判定回路と、
を備えた無線端末装置。
An antenna for receiving a spread spectrum signal;
The interference removal device according to any one of claims 1 to 6, which inputs a signal received by the antenna.
A determination circuit for determining data from the output of the interference canceller,
A wireless terminal device comprising:
サンプルされた受信信号と希望信号の拡散符号とを乗算し、
サンプルされた受信信号とそれを整数チップ数毎に遅延させた遅延信号とを、和平均及び差平均した信号を求め、希望信号が出力されないパターンにて切替えることにより非希望信号のみの出力を取り出し、
タップ係数と取り出された非希望信号とに基づき、非希望信号に関する合成信号を求め、
前記乗算した出力から、前記合成信号を減算し、希望受信信号を得る
ようにした干渉除去方法。
Multiply the sampled received signal by the desired signal's spreading code,
The sampled received signal and the delayed signal obtained by delaying the sampled signal by an integer number of chips are sum-averaged and difference-averaged, a signal is obtained, and the output of only the undesired signal is taken out by switching in a pattern in which the desired signal is not output. ,
Based on the tap coefficient and the extracted undesired signal, a combined signal for the undesired signal is obtained,
An interference cancellation method for subtracting the combined signal from the multiplied output to obtain a desired received signal.
さらに、復調された信号の誤差成分が小さくなるようタップ係数の重みをつけフィードバック制御することを特徴とする請求項8に記載の干渉除去方法。9. The interference cancellation method according to claim 8, further comprising weighting a tap coefficient so as to reduce an error component of the demodulated signal and performing feedback control.
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