JP3493447B2 - Motor control device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明が属する技術分野】本発明は、電動工具等に適用
される交流モータの回転数を制御するモータ制御装置に
関し、特に半波位相制御されるスイッチング素子の導通
角を電源周波数の変動に応じて補正することができるモ
ータ制御装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a motor control device for controlling the number of revolutions of an AC motor applied to an electric power tool or the like. The present invention relates to a motor control device that can be corrected by the following method.

【０００２】[0002]

【従来の技術】図９は、電動工具等の交流モータの速度
制御に使用される従来のモータ制御回路の回路図であ
る。同図において、交流電源ｅの両端には交流モータＭ
および速度制御用のサイリスタＳＣＲが直列に接続され
ている。また、交流電源ｅの両端には、可変抵抗ＶＲお
よびコンデンサＣの直列回路が接続され、サイリスタＳ
ＣＲの半波の位相制御回路を構成している。2. Description of the Related Art FIG. 9 is a circuit diagram of a conventional motor control circuit used for speed control of an AC motor such as an electric tool. In the figure, an AC motor M is provided at both ends of the AC power source e.
And a thyristor SCR for speed control is connected in series. Further, a series circuit of a variable resistor VR and a capacitor C is connected to both ends of the AC power source e, and the thyristor S
It constitutes a half-wave phase control circuit of CR.

【０００３】コンデンサＣの両端には、サイリスタＳＣ
Ｒのゲート−カソード間がダイオードＤを介して接続さ
れている。また、サイリスタＳＣＲの両端には、サイリ
スタＳＣＲを短絡することによって交流電源ｅの全電圧
を印加して交流モータＭをフル回転させるオン・オフス
イッチＳＷが接続されている。A thyristor SC is provided at both ends of the capacitor C.
The gate and cathode of R are connected via a diode D. Further, an on / off switch SW for connecting the entire voltage of the AC power source e to the AC motor M for full rotation by short-circuiting the thyristor SCR is connected to both ends of the thyristor SCR.

【０００４】この構成において、図１０に示すように、
交流電源ｅから正の半サイクル電圧１２１が印加される
と、コンデンサＣの充電電圧は可変抵抗ＶＲとの時定数
に応じて曲線１２２に示すように変化する。そして、コ
ンデンサＣの充電電圧がサイリスタＳＣＲのゲート・ト
リガー電圧ｖg に達すると、サイリスタＳＣＲがオンさ
れ、この時点から正の半サイクルの斜線を施した領域の
電力が交流モータＭに供給され、交流モータＭが回転す
る。In this structure, as shown in FIG.
When a positive half cycle voltage 121 is applied from the AC power supply e, the charging voltage of the capacitor C changes as shown by a curve 122 according to the time constant with the variable resistor VR. When the charging voltage of the capacitor C reaches the gate trigger voltage vg of the thyristor SCR, the thyristor SCR is turned on, and from this point, the electric power in the shaded area of the positive half cycle is supplied to the AC motor M, The motor M rotates.

【０００５】一方、可変抵抗ＶＲを抵抗値が増加する方
向または減少する方向に変化させると、時定数も変化す
るため、コンデンサＣの充電曲線１２２の傾きが立ち下
がる方向または立ち上がる方向に変化する。これに伴
い、サイリスタＳＣＲを流れる電流の導通角が減少また
は増加方向に変化（正の半サイクルの斜線を施した領域
が減少または増加する方向に変化）するため、交流モー
タの回転数を制御することができる。On the other hand, when the variable resistance VR is changed in a direction in which the resistance value increases or decreases, the time constant also changes, so that the slope of the charging curve 122 of the capacitor C changes in a falling direction or a rising direction. Along with this, the conduction angle of the current flowing through the thyristor SCR changes in the decreasing or increasing direction (the area shaded with positive half cycles changes in the decreasing or increasing direction), so that the rotational speed of the AC motor is controlled. be able to.

【０００６】[0006]

【発明が解決しようとする課題】前述した従来のモータ
制御回路では、その位相制御回路が可変抵抗ＶＲとコン
デンサＣだけで構成されているため、コンデンサＣの充
電特性（時定数）が変わらないにもかかわらず、交流電
源ｅの電源周波数が５０Ｈｚまたは６０Ｈｚと変化する
と、電源周波数によりサイリスタＳＣＲの導通角が変化
し、安定したモータの速度制御ができなくなってしまう
という不都合がある。In the conventional motor control circuit described above, since the phase control circuit is composed of only the variable resistor VR and the capacitor C, the charging characteristic (time constant) of the capacitor C does not change. Nevertheless, if the power supply frequency of the AC power supply e changes to 50 Hz or 60 Hz, the conduction angle of the thyristor SCR changes depending on the power supply frequency, and there is the inconvenience that stable motor speed control cannot be performed.

【０００７】すなわち、図１１（ａ）に示すように、電
源周波数６０Ｈｚの電圧波形１３１と電源周波数５０Ｈ
ｚの電圧波形１３２との正の半サイクルに対するコンデ
ンサＣの充電曲線１３３は、電源周波数に関係なく一定
であるにもかかわらず、各電圧波形１３１，１３２に対
するサイリスタＳＣＲの導通角が異なるため、コンデン
サＣの充電電圧がサイリスタＳＣＲのゲート・トリガー
電圧ｖg に達したときに、６０Ｈｚおよび５０Ｈｚにお
けるサイリスタＳＣＲの導通領域は、図１１（ｂ）およ
び（ｃ）に示すようになり、５０Ｈｚの方が大きくな
る。That is, as shown in FIG. 11A, a voltage waveform 131 having a power source frequency of 60 Hz and a power source frequency of 50 H
The charging curve 133 of the capacitor C for the positive half cycle with the voltage waveform 132 of z is constant regardless of the power supply frequency, but the conduction angle of the thyristor SCR for each voltage waveform 131, 132 is different, so When the charging voltage of C reaches the gate trigger voltage vg of the thyristor SCR, the conduction region of the thyristor SCR at 60 Hz and 50 Hz becomes as shown in FIGS. 11 (b) and (c), and 50 Hz is larger. Become.

【０００８】この結果、可変抵抗ＶＲの抵抗値を同じ感
覚で変化させた場合、交流モータの回転数は５０Ｈｚの
方が高くなり、同じ電動工具であっても電源周波数が異
なると使い勝手が悪くなるという不都合が生じる。例え
ば可変抵抗ＶＲの抵抗値を電動工具に用いるスイッチの
ストローク操作に連動させて変化させることによりモー
タＭの回転数を制御する場合、電源周波数６０Ｈｚおよ
び５０Ｈｚにおけるスイッチストロークとモータ回転数
との関係は、図１２に示すようになる。As a result, when the resistance value of the variable resistor VR is changed with the same feeling, the rotation speed of the AC motor is higher at 50 Hz, and even the same electric tool is inconvenient if the power supply frequency is different. The inconvenience occurs. For example, when the rotation speed of the motor M is controlled by changing the resistance value of the variable resistance VR in association with the stroke operation of the switch used for the electric power tool, the relationship between the switch stroke and the motor rotation speed at the power supply frequencies 60 Hz and 50 Hz is , As shown in FIG.

【０００９】この図から明らかなように、電源周波数６
０Ｈｚのときと５０Ｈｚのときの変速域に大きな差が生
じ、電源周波数に応じてスイッチのストローク操作を変
えなければならず、電動工具の使い勝手を悪くするとい
う不都合がある。As is clear from this figure, the power frequency 6
There is a large difference between the shift range at 0 Hz and that at 50 Hz, and the stroke operation of the switch has to be changed according to the power supply frequency, which is inconvenient for the power tool.

【００１０】本発明は、このような従来の課題を解決す
るためになされたもので、交流モータの速度を制御する
スイッチング素子の導通角を電源周波数の変動に応じて
補正することにより、電源周波数に左右されない安定し
た回転数の制御を可能にしたモータ制御装置を提供する
ことを目的とする。The present invention has been made in order to solve such a conventional problem, and corrects the conduction angle of a switching element for controlling the speed of an AC motor in accordance with the fluctuation of the power supply frequency to thereby obtain the power supply frequency. It is an object of the present invention to provide a motor control device that enables stable control of the number of revolutions independent of the motor.

【００１１】[0011]

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１記載の
モータ制御装置は、交流電源に速度制御用のスイッチン
グ素子を介して接続された交流モータの回転数を制御す
るモータ制御装置であって、スイッチング素子に対し
て、交流電源の正の半サイクル期間でトリガーするため
に交流電源の負の半サイクル電圧を毎サイクル負の方向
に充電する負の充電回路と、交流電源の正の半サイクル
電圧を毎サイクル負の充電回路による負の半サイクル終
了時点から正の方向に充電し、その充電電圧が前記スイ
ッチング素子のトリガー電圧に達した時点でスイッチン
グ素子をトリガーする正の充電回路とを、互いにコンデ
ンサを介して並列に接続すると共に、負の充電回路を抵
抗と一のダイオードとの直列回路から構成し、正の充電
回路を可変抵抗及び他のダイオードからなる直列回路と
可変抵抗及びコンデンサの間にエミッタ・コレクタを接
続したＰＮＰトランジスタとから構成したことを特徴と
する。A motor control device according to claim 1 of the present invention is a motor control device for controlling the rotational speed of an AC motor connected to an AC power supply via a switching element for speed control. Te, to the switching element
The negative charging circuit that charges the negative half cycle voltage of the AC power supply in the negative direction every cycle to trigger in the positive half cycle period of the AC power supply, and the positive half cycle voltage of the AC power supply becomes negative every cycle. charging of the negative from half cycle end by the charging circuit in a positive direction, and a positive charging circuit to trigger the switching element at the time the charging voltage reaches a trigger voltage of the switching element, Conde each other
In parallel with a negative charging circuit.
Composed of series circuit of anti-diode and one diode, positive charging
The circuit is a series circuit consisting of variable resistance and other diodes.
Connect the emitter and collector between the variable resistor and capacitor.
It is composed of a continuous PNP transistor
To do .

【００１２】本発明によれば、負の充電回路が交流電源
の負の半サイクル電圧を毎サイクル負の方向に充電し、
正の充電回路が交流電源の正の半サイクル電圧を毎サイ
クル負の充電回路による負の半サイクル終了時点から正
の方向に充電し、この充電電圧がスイッチング素子のゲ
ートトリガー電圧に達した時点でスイッチング素子をト
リガーするので、スイッチング素子の導通角を電源周波
数の変動に応じて補正でき、電源周波数に左右されない
安定した回転数の制御が行える。According to the present invention, the negative charging circuit charges the negative half cycle voltage of the AC power source in the negative direction every cycle,
The positive charging circuit charges the positive half cycle voltage of the AC power supply in the positive direction from the end of the negative half cycle by the negative charging circuit every cycle, and when this charging voltage reaches the gate trigger voltage of the switching element. Since the switching element is triggered, the conduction angle of the switching element can be corrected according to the fluctuation of the power supply frequency, and stable rotation speed control that is not affected by the power supply frequency can be performed.

【００１３】本発明の請求項２記載のモータ制御装置
は、請求項１記載の発明において、負の充電回路が、負
の充電電圧を制限するリミッタ回路を備えるものであ
る。According to a second aspect of the present invention, in the motor control device according to the first aspect, the negative charging circuit includes a limiter circuit that limits the negative charging voltage.

【００１４】本発明によれば、負の充電回路の耐圧を超
える負の電圧が蓄積されることがなくなり、負の充電回
路の破壊を防止できるとともに、負の充電回路の小容量
化が図れる。According to the present invention, the negative voltage exceeding the withstand voltage of the negative charging circuit is not accumulated, the destruction of the negative charging circuit can be prevented, and the capacity of the negative charging circuit can be reduced.

【００１５】本発明の請求項３記載のモータ制御装置
は、請求項１または２記載の発明において、正の充電回
路が、交流電源の電圧が低下したときに正の充電回路を
正の方向に充電する電流を一定にする定電圧回路を備え
るものである。According to a third aspect of the present invention, in the motor control device according to the first or second aspect, the positive charging circuit directs the positive charging circuit in the positive direction when the voltage of the AC power source decreases. It is provided with a constant voltage circuit that keeps the charging current constant.

【００１６】本発明によれば、電源電圧が低下する方向
に変動したりしても、交流モータの回転数を電圧の変動
に左右されることなく安定に制御できる。According to the present invention, even if the power supply voltage fluctuates in the decreasing direction, the rotational speed of the AC motor can be stably controlled without being influenced by the voltage fluctuation.

【００１７】[0017]

【００１８】本発明の請求項４記載のモータ制御装置
は、請求項１記載の発明において、正の充電回路が、可
変抵抗を含めた抵抗値を対数的に変化させる回路を有す
るものである。The motor control device according to claim 4 is the invention of claim 1 Symbol placement, a positive charging circuit and has a circuit for logarithmically changing a resistance value including a variable resistor .

【００１９】請求項４記載の発明によれば、交流モータ
の回転数に下弓なりに変化する特性を与えることができ
るとともに、交流モータの立ち上がり時における速度変
化率を小さくでき、電動工具等の使い勝手を良くするこ
とができる。According to the invention of claim 4 Symbol mounting, it is possible to impart properties that change down bow the rotational speed of the AC motor, can be reduced velocity change rate at the time of rising of the AC motor, such as power tools The usability can be improved.

【００２０】本発明の請求項５記載のモータ制御装置
は、請求項１記載の発明において、スイッチング素子
が、交流モータの電源回路をスイッチングする主スイッ
チング素子と、この主スイッチング素子をターンオンさ
せる補助スイッチング素子とから構成されるものであ
る。According to a fifth aspect of the present invention, in the motor control device according to the first aspect, the switching element is a main switching element for switching the power supply circuit of the AC motor, and an auxiliary switching for turning on the main switching element. It is composed of an element.

【００２１】本発明によれば、スイッチング素子のゲー
ト電流を小さくできるとともに、正の充電回路の消費電
流が小さくなり、かつその発熱も低減できる。According to the present invention, the gate current of the switching element can be reduced, the current consumption of the positive charging circuit can be reduced, and the heat generation can be reduced.

【００２２】本発明の請求項６記載のモータ制御装置
は、請求項５記載の発明について、スイッチング素子の
トリガーに正の充電回路の充電電圧により導通されるト
リガー素子を使用したものである。According to a sixth aspect of the present invention, in the motor control device according to the fifth aspect, a trigger element that is turned on by a charging voltage of a positive charging circuit is used as a trigger of the switching element.

【００２３】本発明によれば、スイッチング素子のゲー
ト電流を小さくできるとともに、正の充電回路の消費電
流が小さくなり、かつその発熱も低減できる。According to the present invention, the gate current of the switching element can be reduced, the current consumption of the positive charging circuit can be reduced, and the heat generation can be reduced.

【００２４】[0024]

【発明の実施の形態】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

（実施の形態１）図１は、本発明の実施の形態１による
モータ制御装置の回路図である。同図において、交流電
源１には速度制御用のスイッチング素子であるサイリス
タ２を介して交流モータ３が接続されている。(Embodiment 1) FIG. 1 is a circuit diagram of a motor controller according to Embodiment 1 of the present invention. In the figure, an AC motor 3 is connected to an AC power supply 1 via a thyristor 2 which is a switching element for speed control.

【００２５】また、サイリスタ２のアノード・カソード
間には、交流電源１の負の電圧によって毎サイクル、コ
ンデンサ４を逆方向に充電する負の充電回路５がコンデ
ンサ４を介して並列に接続されている。また、サイリス
タ２のアノード・カソード間には、交流電源１の正の電
圧により毎サイクル、コンデンサ４を順方向に充電する
正の充電回路６がコンデンサ４を介して並列に接続され
ている。Between the anode and cathode of the thyristor 2, a negative charging circuit 5 for charging the capacitor 4 in the reverse direction by the negative voltage of the AC power source 1 is connected in parallel via the capacitor 4 every cycle. There is. Further, between the anode and the cathode of the thyristor 2, a positive charging circuit 6 for charging the capacitor 4 in the forward direction by the positive voltage of the AC power supply 1 is connected in parallel via the capacitor 4 every cycle.

【００２６】負の充電回路５は抵抗Ｒ１とダイオードＤ
１との直列回路から構成され、正の充電回路６は可変抵
抗Ｒ２およびダイオードＤ２の直列回路と、可変抵抗Ｒ
２およびコンデンサ４間にエミッタ・コレクタを接続さ
れたＰＮＰトランジスタＴｒ１から構成されている。ト
ランジスタＴｒ１のベースはサイリスタ２のゲートに接
続され、このサイリスタ２のゲート・カソード間には抵
抗Ｒ３が接続されている。The negative charging circuit 5 includes a resistor R1 and a diode D.
The positive charging circuit 6 includes a series circuit of a variable resistor R2 and a diode D2 and a variable resistor R2.
The PNP transistor Tr1 has an emitter and a collector connected between the capacitor 2 and the capacitor 4. The base of the transistor Tr1 is connected to the gate of the thyristor 2, and the resistor R3 is connected between the gate and the cathode of the thyristor 2.

【００２７】この構成において、電源周波数５０Ｈｚの
交流電源を用いて交流モータ３を制御する場合、交流電
源１の電圧波形は、図２（ａ）の実線に示す正弦波形と
なり、電源電圧Ｖ１が負の半サイクルになったときは
（時点Ｔｏ〜Ｔ２）、負の充電回路５のダイオードＤ１
が導通することにより、交流電源１→コンデンサ４→抵
抗Ｒ１→ダイオードＤ１→交流モータ３→交流電源１の
経路で充電電流ｉａが流れる。In this configuration, when the AC motor 3 is controlled by using the AC power supply having the power supply frequency of 50 Hz, the voltage waveform of the AC power supply 1 becomes the sine waveform shown by the solid line in FIG. 2A, and the power supply voltage V1 is negative. When it becomes half cycle (time To to T2), the diode D1 of the negative charging circuit 5
The charging current ia flows through the path of AC power supply 1 → capacitor 4 → resistor R1 → diode D1 → AC motor 3 → AC power supply 1 due to conduction.

【００２８】この充電電流ｉａにより、コンデンサ４
は、図２（ｂ）の実線に示す充電カーブ２１のように負
の方向に充電される。なお、この充電電流ｉａでは交流
モータ３は回転しない。This charging current ia causes the capacitor 4
Is charged in the negative direction as shown by the charging curve 21 shown by the solid line in FIG. The AC motor 3 does not rotate with this charging current ia.

【００２９】電源電圧Ｖ１が正の半サイクルになったと
きは、正の充電回路６のダイオードＤ２およびトランジ
スタＴｒ１が導通することにより、交流電源１→交流モ
ータ３→ダイオードＤ２→抵抗Ｒ２→トランジスタＴｒ
１→コンデンサ４→交流電源１の経路で充電電流ｉｂが
流れる。When the power supply voltage V1 becomes a positive half cycle, the diode D2 and the transistor Tr1 of the positive charging circuit 6 become conductive, whereby the AC power supply 1 → AC motor 3 → diode D2 → resistor R2 → transistor Tr1.
The charging current ib flows through the path of 1 → capacitor 4 → AC power supply 1.

【００３０】この充電電流ｉｂによりコンデンサ４は、
図２（ｂ）の実線に示す充電カーブ２２のように、負の
最大充電電圧（時点Ｔ２）から正の方向に充電されてい
く。このとき、トランジスタＴｒ１を通して抵抗Ｒ３に
ベース電流が流れるが、このベース電流は小さいためサ
イリスタ２のゲートをトリガーすることがない。また、
この充電電流ｉｂでは交流モータ３は回転しない。Due to this charging current ib, the capacitor 4 becomes
As indicated by the charging curve 22 shown by the solid line in FIG. 2B, charging is performed in the positive direction from the negative maximum charging voltage (time T2). At this time, the base current flows through the resistor R3 through the transistor Tr1. However, since the base current is small, the gate of the thyristor 2 is not triggered. Also,
With this charging current ib, AC motor 3 does not rotate.

【００３１】そして、コンデンサ４の充電電圧Ｖ２が正
の半サイクル電圧で正方向に上昇されるにつれ、その充
電電圧Ｖ２がサイリスタ２のゲート・トリガー電圧ｖg
に達すると（時点Ｔ４）、サイリスタ２がオンし、この
時点Ｔ４から正の半サイクルが終わる時点Ｔ６まで交流
モータ３に正の半サイクル電圧が供給される。As the charging voltage V2 of the capacitor 4 is increased in the positive direction by the positive half cycle voltage, the charging voltage V2 of the capacitor 4 becomes the gate trigger voltage vg of the thyristor 2.
(Time point T4), the thyristor 2 is turned on, and the positive half cycle voltage is supplied to the AC motor 3 from this time point T4 to the time point T6 at which the positive half cycle ends.

【００３２】すなわち、交流モータ３には、図２（ｃ）
に実線で示す波形２３の電圧Ｖ３が供給され、これによ
り交流モータ３は波形２３に示す導通角領域の電力に応
じた速度で回転する。That is, the AC motor 3 has a structure shown in FIG.
Is supplied with a voltage V3 having a waveform 23 indicated by a solid line, whereby the AC motor 3 rotates at a speed corresponding to the electric power in the conduction angle region indicated by the waveform 23.

【００３３】一方、正の充電回路６の可変抵抗Ｒ２が可
変操作されることにより、その抵抗値を減少させると、
電源電圧Ｖ１の正の半サイクルにおける時定数が小さく
なるため、サイリスタ２のゲート・トリガー電圧ｖg に
達するまでのコンデンサ４の充電時間が短くなり、充電
カーブ２２が矢印で示す方向に立ち上がる。その結果、
サイリスタ２に流れる電流の導通角が増加する。すなわ
ち、サイリスタ２のオン時点がＴ４からＴ２の方向に移
動し、この導通角領域の増加に伴い交流モータ３の回転
速度が上昇する。On the other hand, when the variable resistance R2 of the positive charging circuit 6 is variably operated to reduce its resistance value,
Since the time constant in the positive half cycle of the power supply voltage V1 becomes small, the charging time of the capacitor 4 before reaching the gate trigger voltage vg of the thyristor 2 becomes short, and the charging curve 22 rises in the direction shown by the arrow. as a result,
The conduction angle of the current flowing through the thyristor 2 increases. That is, the ON time of thyristor 2 moves from T4 to T2, and the rotation speed of AC motor 3 increases as the conduction angle region increases.

【００３４】また、可変抵抗Ｒ２の抵抗値が増加する方
向に操作された場合は、電源電圧Ｖ１の正の半サイクル
における時定数が大きくなるため、サイリスタ２のゲー
ト・トリガー電圧ｖg に達するまでのコンデンサ４の充
電時間が長くなり、充電カーブ２２が矢印と逆の方向に
立ち下がる。その結果、サイリスタ２に流れる電流の導
通角が減少する。すなわち、サイリスタ２のオン時点が
Ｔ４からＴ６の方向に移動し、この導通角領域の減少に
伴い交流モータ３の回転速度が低下する。When the resistance value of the variable resistor R2 is manipulated to increase, the time constant in the positive half cycle of the power supply voltage V1 increases, so that the gate trigger voltage vg of the thyristor 2 is reached. The charging time of the capacitor 4 becomes longer, and the charging curve 22 falls in the direction opposite to the arrow. As a result, the conduction angle of the current flowing through the thyristor 2 decreases. That is, the ON time of thyristor 2 moves in the direction from T4 to T6, and the rotation speed of AC motor 3 decreases as the conduction angle region decreases.

【００３５】次に、電源周波数６０Ｈｚの交流電源を用
いて交流モータ３を制御する場合は、交流電源１の電圧
波形は、図２（ａ）に破線で示す正弦波形となり、電源
電圧Ｖ１が負の半サイクルになったときは（時点Ｔ０〜
Ｔ１）、負の充電回路５のダイオードＤ１が導通するこ
とにより、交流電源１→コンデンサ４→抵抗Ｒ１→ダイ
オードＤ１→交流モータ３→交流電源１の経路で充電電
流ｉａが流れ、この充電電流ｉａによりコンデンサ４
は、図２（ｂ）に破線で示す充電カーブ２４のように負
の方向に充電される。なお、この充電電流ｉａでは交流
モータ３は回転しない。また、この負の充電時間（負の
半サイクル）は５０Ｈｚのときに比べて短いため、負の
最大充電電圧も５０Ｈｚのときに比べて浅くなる。Next, when the AC motor 3 is controlled by using an AC power supply having a power supply frequency of 60 Hz, the voltage waveform of the AC power supply 1 becomes a sine waveform shown by a broken line in FIG. 2A, and the power supply voltage V1 is negative. When the half cycle of
T1), when the diode D1 of the negative charging circuit 5 is turned on, the charging current ia flows in the path of the AC power supply 1 → capacitor 4 → resistor R1 → diode D1 → AC motor 3 → AC power supply 1, and this charging current ia By capacitor 4
Is charged in the negative direction as shown by the charging curve 24 shown by the broken line in FIG. The AC motor 3 does not rotate with this charging current ia. Further, since this negative charging time (negative half cycle) is shorter than that at 50 Hz, the maximum negative charging voltage is shallower than that at 50 Hz.

【００３６】電源電圧Ｖ１が正の半サイクルになったと
きは、正の充電回路６のダイオードＤ２およびトランジ
スタＴｒ１が導通することにより、交流電源１→交流モ
ータ３→ダイオードＤ２→抵抗Ｒ２→トランジスタＴｒ
１→コンデンサ４→交流電源１の経路で充電電流ｉｂが
流れ、この充電電流ｉｂによりコンデンサ４は、図２
（ｂ）に破線で示す充電カーブ２５のように、負の最大
充電電圧（時点Ｔ１）から正の方向に充電されていく。
このとき、トランジスタＴｒ１を通して抵抗Ｒ３にベー
ス電流が流れるが、このベース電流は小さいため、サイ
リスタ２のゲートをトリガーすることがない。また、こ
の充電電流ｉｂでは交流モータ３は回転しない。When the power supply voltage V1 becomes a positive half cycle, the diode D2 and the transistor Tr1 of the positive charging circuit 6 become conductive, whereby the AC power supply 1 → AC motor 3 → diode D2 → resistor R2 → transistor Tr1.
The charging current ib flows through the path of 1 → capacitor 4 → AC power supply 1, and the charging current ib causes the capacitor 4 to move to the position shown in FIG.
As indicated by a charging curve 25 indicated by a broken line in (b), charging is performed in the positive direction from the maximum negative charging voltage (time T1).
At this time, a base current flows through the resistor R3 through the transistor Tr1. However, since this base current is small, the gate of the thyristor 2 is not triggered. Further, AC motor 3 does not rotate with this charging current ib.

【００３７】そして、コンデンサ４の充電電圧Ｖ２が正
の半サイクル電圧で正方向に上昇されるにつれ、その充
電電圧Ｖ２がサイリスタ２のゲート・トリガー電圧ｖg
に達すると（時点Ｔ３）、サイリスタ２がオンし、この
時点Ｔ３から正の半サイクルが終わる時点Ｔ５まで交流
モータ３に正の半サイクル電圧が供給される。また、こ
のゲート・トリガー電圧ｖg に達するまでの時間は、負
の最大電圧が浅いため短くなる。Then, as the charging voltage V2 of the capacitor 4 is increased in the positive direction by the positive half cycle voltage, the charging voltage V2 is the gate trigger voltage vg of the thyristor 2.
(Time point T3), the thyristor 2 is turned on, and the positive half cycle voltage is supplied to the AC motor 3 from this time point T3 to the time point T5 at which the positive half cycle ends. Further, the time required to reach the gate trigger voltage vg is short because the maximum negative voltage is shallow.

【００３８】すなわち、交流モータ３には、図２（ｃ）
に破線で示す波形２６の電圧Ｖ３が供給され、これによ
り、交流モータ３は波形２６に示す導通角領域の電力に
応じた速度で回転する。That is, the AC motor 3 is shown in FIG.
A voltage V3 having a waveform 26 indicated by a broken line is supplied, whereby the AC motor 3 rotates at a speed corresponding to the electric power in the conduction angle region indicated by the waveform 26.

【００３９】一方、正の充電回路６の可変抵抗Ｒ２が可
変操作されることにより、その抵抗値を減少させると、
電源電圧Ｖ１が正の半サイクルの時における時定数が小
さくなるため、サイリスタ２のゲート・トリガー電圧ｖ
g に達するまでのコンデンサ４の充電時間が短くなり、
その充電カーブ２５が矢印の方向に立ち上がる。その結
果、サイリスタ２に流れる電流の導通角が増加する。す
なわち、サイリスタ２のオン時点がＴ３からＴ１の方向
に移動し、この導通角領域の増加に伴い交流モータ３の
回転速度が上昇する。On the other hand, when the variable resistance R2 of the positive charging circuit 6 is variably operated to reduce its resistance value,
Since the time constant is small when the power supply voltage V1 is a positive half cycle, the gate trigger voltage v of the thyristor 2 is
It takes less time to charge the capacitor 4 until it reaches g,
The charging curve 25 rises in the direction of the arrow. As a result, the conduction angle of the current flowing through the thyristor 2 increases. That is, the ON time of thyristor 2 moves from T3 to T1, and the rotation speed of AC motor 3 increases as the conduction angle region increases.

【００４０】また、可変抵抗Ｒ２の抵抗値が増加する方
向に操作された場合は、電源電圧Ｖ１が正の半サイクル
における時定数が大きくなるため、サイリスタ２のゲー
ト・トリガー電圧ｖｇに達するまでのコンデンサ４の充
電時間が長くなり、その充電カーブ２５が矢印と逆の方
向に立ち下がる。その結果、サイリスタ２に流れる電流
の導通角が減少する。すなわち、サイリスタ２のオン時
点がＴ３からＴ５の方向に移動し、この導通角領域の減
少に伴って交流モータ３の回転速度が低下する。When the resistance value of the variable resistor R2 is manipulated to increase, the time constant of the power supply voltage V1 in the positive half cycle becomes large, and therefore, until the gate trigger voltage vg of the thyristor 2 is reached. The charging time of the capacitor 4 becomes longer, and its charging curve 25 falls in the direction opposite to the arrow. As a result, the conduction angle of the current flowing through the thyristor 2 decreases. Chi words, the turn-on time thyristor 2 is moved in the direction from the T3 T5, the rotational speed of the AC motor 3 is reduced with a decrease in the conduction angle region.

【００４１】以上の説明から明らかなように、負の充電
回路５および正の充電回路６をサイリスタ２の位相制御
回路に組み込むことによって、サイリスタ２の導通角を
電源周波数の変動に応じて補正することができる。この
ため、電源周波数が５０Ｈｚまたは６０Ｈｚであって
も、サイリスタ２の導通角はほぼ等しくなる。As is clear from the above description, by incorporating the negative charging circuit 5 and the positive charging circuit 6 into the phase control circuit of the thyristor 2, the conduction angle of the thyristor 2 is corrected according to the fluctuation of the power supply frequency. be able to. Therefore, even if the power supply frequency is 50 Hz or 60 Hz, the conduction angles of the thyristors 2 are almost equal.

【００４２】従って、本実施の形態のモータ制御装置を
ボルト締め等の交流電動工具のモータ制御回路に適用
し、可変抵抗Ｒ２の抵抗値を電動工具に用いるスイッチ
のストローク操作に連動させて変化させ、モータの回転
数制御した場合は、電源周波数６０Ｈｚと５０Ｈｚとに
おけるスイッチストロークとモータ回転数との関係は、
図３に示すようになる。この図から明らかなように、電
源周波数６０Ｈｚと５０Ｈｚとでは変速域はほとんど同
じとなり、その結果、電源周波数に応じてスイッチのス
トローク操作を変える必要がほとんどなく、電動工具の
使い勝手が良好になる。Therefore, the motor control device of this embodiment is applied to a motor control circuit of an AC power tool such as bolt tightening, and the resistance value of the variable resistor R2 is changed in association with the stroke operation of the switch used for the power tool. When the motor rotation speed is controlled, the relationship between the switch stroke and the motor rotation speed at power supply frequencies of 60 Hz and 50 Hz is as follows.
As shown in FIG. As is apparent from this figure, the speed change range is almost the same between the power source frequency of 60 Hz and 50 Hz, and as a result, it is almost unnecessary to change the stroke operation of the switch according to the power source frequency, and the usability of the power tool is improved.

【００４３】（実施の形態２）図４は、本発明の実施の
形態２におけるモータ制御装置の回路図で、図１と同一
の構成要素には同一符号を付し、その構成および動作説
明を省略し、図１と異なる部分を重点的に説明する。(Second Embodiment) FIG. 4 is a circuit diagram of a motor control device according to a second embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals, and their configuration and operation will be described. The description will be omitted, and portions different from those in FIG. 1 will be mainly described.

【００４４】図４から明らかなように、本実施の形態２
における特徴部分は、コンデンサ４の両端にリミッタ回
路７を並列に接続したこと、正の充電回路６に定電圧回
路８を設けたこと、小さなゲート電流でオンする補助サ
イリスタ２ａおよびサイリスタ２ａのオン動作につれて
オンする主サイリスタ２ｂからなるスイッチング素子を
交流モータ３の電源回路に接続したことにある。As is apparent from FIG. 4, the second embodiment
The characteristic parts of are that the limiter circuit 7 is connected in parallel to both ends of the capacitor 4, the constant voltage circuit 8 is provided in the positive charging circuit 6, and the ON operation of the auxiliary thyristor 2a and the thyristor 2a that turn on with a small gate current. The main reason is that the switching element composed of the main thyristor 2b which is turned on is connected to the power supply circuit of the AC motor 3.

【００４５】リミッタ回路７は、コンデンサ４を負の半
サイクル電圧で毎サイクル逆方向に充電するときの充電
電圧がコンデンサ４の耐圧以上にならないように制限す
る回路で、負の半サイクルの電圧に対して逆極性にした
ツェナーダイオードＺＤ１と、このツェナーダイオード
ＺＤ１に逆極性に直列接続したダイオードＤ３とから構
成されている。ダイオードＤ３はコンデンサ４を正方向
に充電するときにツェナーダイオードＺＤ１を順方向に
導通させるのを防止している。The limiter circuit 7 is a circuit for limiting the charging voltage when the capacitor 4 is charged with a negative half cycle voltage in the reverse direction every cycle so that it does not exceed the withstand voltage of the capacitor 4, and the voltage of the negative half cycle voltage is applied. On the other hand, it is composed of a Zener diode ZD1 having a reverse polarity and a diode D3 connected in series to the Zener diode ZD1 with a reverse polarity. The diode D3 prevents the Zener diode ZD1 from conducting in the forward direction when the capacitor 4 is charged in the positive direction.

【００４６】定電圧回路８は、交流電源１の電圧が低下
したときにコンデンサ４を正の方向に充電する電圧を一
定にする回路で、正の充電回路６の可変抵抗Ｒ２とダイ
オードＤ２間に接続した抵抗Ｒ５と、この抵抗Ｒ５と可
変抵抗Ｒ２の接続点と交流電源１の負側間に抵抗Ｒ４を
介して接続したツェナーダイオードＺＤ２とから構成さ
れている。The constant voltage circuit 8 is a circuit for keeping the voltage for charging the capacitor 4 in the positive direction constant when the voltage of the AC power supply 1 drops, and between the variable resistor R2 and the diode D2 of the positive charging circuit 6. It is composed of a connected resistor R5 and a Zener diode ZD2 connected between the connection point of the resistor R5 and the variable resistor R2 and the negative side of the AC power source 1 via a resistor R4.

【００４７】また、正の充電回路６を構成するトランジ
スタＴｒ１のベースと交流電源１の負側との間には抵抗
Ｒ３，Ｒ６が直列に接続され、抵抗Ｒ３の両端には主サ
イリスタ２ｂのカソード・ゲート間が接続され、抵抗Ｒ
６の両端には補助サイリスタ２ａのカソード・ゲート間
が接続されている。Further, resistors R3 and R6 are connected in series between the base of the transistor Tr1 forming the positive charging circuit 6 and the negative side of the AC power source 1, and the cathode of the main thyristor 2b is connected to both ends of the resistor R3.・ Gates are connected and resistance R
Both ends of 6 are connected between the cathode and gate of the auxiliary thyristor 2a.

【００４８】この構成において、可変抵抗Ｒ２の値を大
きくすると、正の半サイクル電圧によるコンデンサ４の
正方向の充電電圧Ｖ２の上昇の傾きが緩やかになり、補
助サイリスタ２ａを含めた主サイリスタ２ｂの導通角が
小さくなるが、ここで導通角がゼロになっても、さらに
可変抵抗Ｒ２の値を大きくしていくと、コンデンサ４の
端子電圧Ｖ２は正にまで戻らず、負の方向に増大してい
く。In this configuration, if the value of the variable resistor R2 is increased, the positive half-cycle voltage causes a gradual increase in the charging voltage V2 of the capacitor 4 in the positive direction, and the main thyristor 2b including the auxiliary thyristor 2a. Although the conduction angle becomes small, even if the conduction angle becomes zero, if the value of the variable resistor R2 is further increased, the terminal voltage V2 of the capacitor 4 does not return to the positive but increases in the negative direction. To go.

【００４９】そして、コンデンサ４の負の方向の端子電
圧がツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧より大き
くなると、ツェナーダイオードＺＤ１が導通してコンデ
ンサ４の負方向の充電電圧をダイオードＤ３およびツェ
ナーダイオードＺＤ１を通して放電する。その結果、コ
ンデンサ４にその耐圧を超える負の電圧が蓄積されるこ
とがなくなり、コンデンサ４の破壊を防止できるととも
に、コンデンサ４の容量を必要以上に大きくする必要が
なくなるため、コンデンサ４の小容量化が可能となる。When the negative terminal voltage of the capacitor 4 becomes higher than the Zener voltage of the Zener diode ZD1, the Zener diode ZD1 becomes conductive and the negative charging voltage of the capacitor 4 is discharged through the diode D3 and the Zener diode ZD1. . As a result, a negative voltage exceeding the withstand voltage is not accumulated in the capacitor 4, the capacitor 4 can be prevented from being destroyed, and it is not necessary to increase the capacity of the capacitor 4 more than necessary. Can be realized.

【００５０】正の充電回路６に定電圧回路８を設けない
場合は、図５（ａ）に示すように、交流電源１の電源電
圧Ｖ１が実線状態から破線状態に低下すると、図５
（ｂ）に示すように、コンデンサ４の負の方向への充電
カーブ２４の傾きが緩くなるとともに、正の方向への充
電カーブ２５も緩くなるが、その正方向の充電電圧Ｖ２
がサイリスタのゲート・トリガー電圧ｖg に達する時点
Ｔ２は同じである。When the constant voltage circuit 8 is not provided in the positive charging circuit 6, as shown in FIG. 5A, when the power supply voltage V1 of the AC power supply 1 drops from the solid line state to the broken line state,
As shown in (b), the inclination of the charging curve 24 in the negative direction of the capacitor 4 becomes gentle and the charging curve 25 in the positive direction also becomes gentle, but the charging voltage V2 in the positive direction becomes smaller.
T2 is the same at the time T2 reaches the gate trigger voltage vg of the thyristor.

【００５１】しかし、実線で示すように電源電圧が高い
ときにサイリスタが時点Ｔ２でオンした場合、交流モー
タ３に供給される電圧Ｖ３は、図５（ｃ）の実線に示す
導通領域であるのに対し、電源電圧Ｖ１が低くなった場
合は、交流モータ３に供給される電圧Ｖ３は、図５
（ｃ）の破線で示す導通領域となり、小さくなる。その
結果、交流モータ３の回転速度は電源電圧が高い場合よ
り低くなる。However, when the thyristor is turned on at time T2 when the power supply voltage is high as shown by the solid line, the voltage V3 supplied to the AC motor 3 is in the conduction region shown by the solid line in FIG. 5C. On the other hand, when the power supply voltage V1 is low, the voltage V3 supplied to the AC motor 3 is as shown in FIG.
It becomes a conduction region shown by a broken line in (c), and becomes smaller. As a result, the rotation speed of AC motor 3 becomes lower than when the power supply voltage is high.

【００５２】これに対し、定電圧回路８を設けることに
よって、電源電圧が低くなった場合にツェナーダイオー
ドＺＤ２と抵抗Ｒ４，Ｒ５で設定される定電流により正
の方向へのコンデンサ４の充電を行う。On the other hand, by providing the constant voltage circuit 8, the capacitor 4 is charged in the positive direction by the constant current set by the Zener diode ZD2 and the resistors R4 and R5 when the power supply voltage becomes low. .

【００５３】これに伴い、低電源電圧時にコンデンサ４
の正の方向への充電カーブ２５の傾きは、図５（ｄ）に
示すように、高電源電圧時にコンデンサ４の正の方向へ
の充電カーブ２２の傾きと同一になり、低電源電圧時の
正方向の充電電圧Ｖ２がサイリスタのゲート・トリガー
電圧ｖg に達する時点Ｔ１が時点Ｔ２より手前に移動す
る。その結果、図５（ｅ）に破線で示す低電源電圧時の
導通領域と、実線で示す高電源電圧時の導通領域はほぼ
等しくなる。従って、電源電圧が低下する方向に変化し
ても、交流モータ３の回転数が低下するのを防止するこ
とができる。Accordingly, at the time of low power supply voltage, the capacitor 4
As shown in FIG. 5D, the inclination of the charging curve 25 in the positive direction of the same becomes the same as the inclination of the charging curve 22 in the positive direction of the capacitor 4 at the high power supply voltage, and at the low power supply voltage. The time T1 when the positive charging voltage V2 reaches the gate trigger voltage vg of the thyristor is moved before the time T2. As a result, the conduction region at the low power supply voltage shown by the broken line in FIG. 5E and the conduction region at the high power supply voltage shown by the solid line are substantially equal. Therefore, even if the power supply voltage changes in a decreasing direction, it is possible to prevent the rotation speed of the AC motor 3 from decreasing.

【００５４】また、この実施の形態２では、交流モータ
３の電源回路をスイッチングする主サイリスタ２ｂと、
この主サイリスタ２ｂをターンオンさせる補助サイリス
タ２ａとの２段構成にすることにより、サイリスタのゲ
ート電流を小さくできるとともに、正の充電回路におけ
る抵抗Ｒ５、可変抵抗Ｒ２およびトランジスタＴｒ１の
消費電流が小さくなり、かつこれらの発熱も低減でき
る。Further, in the second embodiment, a main thyristor 2b for switching the power supply circuit of the AC motor 3 and
The two-stage configuration of the main thyristor 2b and the auxiliary thyristor 2a which turns on the main thyristor 2b makes it possible to reduce the gate current of the thyristor and reduce the current consumption of the resistor R5, the variable resistor R2 and the transistor Tr1 in the positive charging circuit. Moreover, these heat generations can be reduced.

【００５５】（実施の形態３）図６は、本発明の実施の
形態３におけるモータ制御装置の回路図で、図１および
図４と同一の構成要素には同一の符号を付し、その構成
および動作の説明は省略し、図１および図４と異なる部
分を重点的に説明する。(Third Embodiment) FIG. 6 is a circuit diagram of a motor control device according to a third embodiment of the present invention. The same components as those in FIGS. The description of the operation will be omitted, and the portions different from those in FIGS. 1 and 4 will be mainly described.

【００５６】図６から明らかなように、本実施の形態３
における特徴部分は、サイリスタ２のゲートトリガー素
子９にダイアック（ＤＩＡＣ）を使用し、このゲートト
リガー素子９を正の充電回路６を構成するトランジスタ
Ｔｒ１のベースとサイリスタ２のゲート間に接続し、さ
らにコンデンサ４の正側端とトランジスタＴｒ１のベー
スおよびゲートトリガー素子９の接続点間とに２つのダ
イオードＤ４，Ｄ５を直列に接続したこと、モータの回
転数に下弓なりの速度特性が得られるように正の充電回
路６の可変抵抗Ｒ２に抵抗Ｒ８を並列に接続し、両抵抗
の合成抵抗値が対数的に変化するように構成したことに
ある。As is clear from FIG. 6, the third embodiment is provided.
In the characteristic part of, a diac (DIAC) is used for the gate trigger element 9 of the thyristor 2, and the gate trigger element 9 is connected between the base of the transistor Tr1 constituting the positive charging circuit 6 and the gate of the thyristor 2. By connecting two diodes D4 and D5 in series between the positive side end of the capacitor 4 and the connection point of the base of the transistor Tr1 and the gate trigger element 9, it is possible to obtain a speed characteristic with a downward bow in the rotation speed of the motor. This is because the resistance R8 is connected in parallel to the variable resistance R2 of the positive charging circuit 6 so that the combined resistance value of both resistances changes logarithmically.

【００５７】この構成において、正の充電回路６の制御
用抵抗が可変抵抗Ｒ２のみの場合は、可変抵抗Ｒ２の抵
抗値が直線的に変化するとサイリスタ２の導通角も直線
的に増加するが、交流モータ３に供給される電源は交流
電源であるため、可変抵抗Ｒ２の抵抗値変化に対する交
流モータ３の回転数は、図７（ａ）に示すように上弓な
りに変化する特性となる。このため、交流モータ３の立
ち上がり時における速度変化率が大きくなり、ボルト締
めなどに用いる電動工具に不向きとなる。In this configuration, when the positive charging circuit 6 has only the variable resistor R2 as a control resistor, when the resistance value of the variable resistor R2 linearly changes, the conduction angle of the thyristor 2 also linearly increases. Since the power supplied to the AC motor 3 is an AC power supply, the rotation speed of the AC motor 3 with respect to the change in the resistance value of the variable resistor R2 has a characteristic that it changes in an upward bow as shown in FIG. For this reason, the rate of change in speed at the time of starting up the AC motor 3 becomes large, making it unsuitable for an electric tool used for bolting or the like.

【００５８】しかし、本実施の形態３のように、可変抵
抗Ｒ２に抵抗Ｒ８を並列に接続し、可変抵抗Ｒ２の抵抗
値が直線的に変化しても抵抗Ｒ８との合成抵抗値が対数
的に変化するように構成すれば、交流モータの回転数
は、図７（ｂ）に示すように、下弓なりに変化する特性
となる。これにより、交流モータ３の立ち上がり時にお
ける速度変化率が小さく、緩やかに回転数が上昇する特
性となるため、ボルト締めなどのようにボルトに位置決
めを行いながら締め付け動作させる電動工具に好適とな
る。However, as in the third embodiment, even if the resistance R8 is connected in parallel to the variable resistance R2 and the resistance value of the variable resistance R2 changes linearly, the combined resistance value with the resistance R8 is logarithmic. If it is configured to change to, the rotation speed of the AC motor has a characteristic of changing in a downward bow as shown in FIG. 7B. As a result, the rate of change in speed when the AC motor 3 rises is small and the number of rotations increases gradually. Therefore, the AC motor 3 is suitable for a power tool that performs tightening operation while positioning the bolt, such as bolt tightening.

【００５９】また、本実施の形態３において、サイリス
タ２のトリガにダイアックを用いたゲートトリガー素子
９を使用することにより、コンデンサ４の正方向の充電
電圧がゲートトリガー素子９のブレークオーバ電圧に達
すると、ゲートトリガー素子９が導通し、その負性抵抗
によりパルス状の電流がサイリスタ２のゲートに流れ、
サイリスタ２をオンする。Further, in the third embodiment, by using the gate trigger element 9 using the diac for the trigger of the thyristor 2, the positive charging voltage of the capacitor 4 reaches the breakover voltage of the gate trigger element 9. Then, the gate trigger element 9 becomes conductive, and a pulsed current flows to the gate of the thyristor 2 due to its negative resistance,
Turn on thyristor 2.

【００６０】これにより、サイリスタのピークゲート電
流を確保しつつ正の充電回路における抵抗Ｒ５、可変抵
抗Ｒ２およびトランジスタＴｒ１の消費電流を小さくで
き、よってこれらの発熱も低減することができる。As a result, the current consumption of the resistor R5, the variable resistor R2 and the transistor Tr1 in the positive charging circuit can be reduced while ensuring the peak gate current of the thyristor, and the heat generation of these can be reduced.

【００６１】（実施の形態４）図８は、本発明の実施の
形態４におけるモータ制御装置の回路図で、図１と同一
の構成要素には同一符号を付して説明する。同図におい
て、位相制御部９０は交流モータ３の速度制御用スイッ
チング素子であるサイリスタ２の位相を制御するための
もので、オペアンプＯＰ１，ＯＰ２を備え、オペアンプ
ＯＰ１，ＯＰ２と、これに付随する抵抗Ｒ１０〜Ｒ１
３、ツェナーダイオードＺＤ、コンデンサＣ１、ダイオ
ードＤ１０，Ｄ１１等は、図１における負の充電回路お
よび正の充電回路を構成する。この実施の形態４におい
ては、サイリスタ２、コンデンサ４および可変抵抗ＶＲ
を除く位相制御部を集積回路化することができる。(Fourth Embodiment) FIG. 8 is a circuit diagram of a motor control device according to a fourth embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals. In the figure, a phase control unit 90 is for controlling the phase of the thyristor 2, which is a switching element for speed control of the AC motor 3, is provided with operational amplifiers OP1 and OP2, and includes operational amplifiers OP1 and OP2 and resistors associated therewith. R10-R1
3, the Zener diode ZD, the capacitor C1, the diodes D10 and D11, etc. form the negative charging circuit and the positive charging circuit in FIG. In the fourth embodiment, thyristor 2, capacitor 4 and variable resistance VR
It is possible to integrate the phase control unit except for the above into an integrated circuit.

【００６２】（他の実施の形態）なお、前述の図１、図
４および図６に示す構成において、サイリスタ２または
２ａ，２ｂが交流電源に対して図示の場合と逆の極性に
接続される場合は、ダイオードＤ１〜Ｄ５、ツェナーダ
イオードＺＤ１，ＺＤ２はそれぞれ図示の場合と逆の極
性になり、また、トランジスタＴｒ１にはＮＰＮ形のト
ランジスタが使用される。(Other Embodiments) In the structure shown in FIGS. 1, 4 and 6, the thyristor 2 or 2a, 2b is connected to the AC power source with a polarity opposite to that shown. In this case, the diodes D1 to D5 and the Zener diodes ZD1 and ZD2 have polarities opposite to those shown in the drawing, and the transistor Tr1 is an NPN type transistor.

【００６３】また、本発明において使用されるスイッチ
ング素子は、サイリスタに限らずＭＯＳトランジスタ等
の半導体素子を利用することができる。The switching element used in the present invention is not limited to a thyristor, but a semiconductor element such as a MOS transistor can be used.

【００６４】[0064]

【発明の効果】本発明によれば、負の充電回路が交流電
源の負の半サイクル電圧を毎サイクル負の方向に充電
し、正の充電回路が交流電源の正の半サイクル電圧を毎
サイクル負の充電回路による負の半サイクル終了時点か
ら正の方向に充電し、この充電電圧がスイッチング素子
のゲートトリガー電圧に達した時点でスイッチング素子
をトリガーするようにしたので、スイッチング素子の導
通角を電源周波数の変動に応じて補正することができ、
電源周波数に左右されない安定した回転数の制御が可能
となる。According to the present invention, the negative charging circuit charges the negative half-cycle voltage of the AC power supply in the negative direction every cycle, and the positive charging circuit charges the positive half-cycle voltage of the AC power supply every cycle. The negative charge circuit charges in the positive direction from the end of the negative half cycle, and the switching element is triggered when this charging voltage reaches the gate trigger voltage of the switching element. It can be corrected according to the fluctuation of the power frequency,
It is possible to control the rotational speed stably without being influenced by the power supply frequency.

【００６５】また、本発明によれば、負の充電回路の負
の充電電圧を制限するリミッタ回路を備えるようにした
ので、負の充電回路の耐圧を超える負の電圧が蓄積され
ることがなくなり、負の充電回路の破壊を防止できると
ともに、負の充電回路の小容量化を実現することができ
る。Further, according to the present invention, since the limiter circuit for limiting the negative charging voltage of the negative charging circuit is provided, the negative voltage exceeding the withstand voltage of the negative charging circuit is not accumulated. The breakdown of the negative charging circuit can be prevented, and the capacity of the negative charging circuit can be reduced.

【００６６】また、本発明によれば、交流電源の電圧が
低下したときに正の充電回路を正の方向に充電する電圧
を一定にする定電圧回路を備えるようにしたので、電源
電圧が低下する方向に変動しても、交流モータの回転数
を電圧の変動に左右されることなく安定に制御すること
ができる。Further, according to the present invention, since the constant voltage circuit for keeping the voltage for charging the positive charging circuit in the positive direction constant when the voltage of the AC power source decreases, the power source voltage decreases. Even when the AC motor fluctuates, the rotational speed of the AC motor can be stably controlled without being affected by the voltage fluctuation.

【００６７】また、本発明によれば、正の充電回路が可
変抵抗を含めた抵抗値を対数的に変化させる回路を有す
るので、交流モータの回転速度に下弓なりに変化する特
性を得ることができるとともに、交流モータの立ち上が
り時における速度変化率を小さくでき、電動工具等の使
い勝手を良くする。Further, according to the present invention, since the positive charging circuit has a circuit for changing the resistance value including the variable resistance logarithmically, it is possible to obtain the characteristic that the rotational speed of the AC motor changes in a downward curve. At the same time, the rate of change in speed at the start-up of the AC motor can be reduced, which improves the usability of the power tool and the like.

【００６８】また、本発明によれば、スイッチング素子
が交流モータの電源回路をスイッチングする主スイッチ
ング素子と、この主スイッチング素子をターンオンさせ
る補助スイッチング素子とから構成されるので、スイッ
チング素子のゲート電流を小さくできるとともに、正の
充電回路の消費電流が小さくなり、かつその発熱も低減
できる。Further, according to the present invention, since the switching element is composed of the main switching element for switching the power supply circuit of the AC motor and the auxiliary switching element for turning on the main switching element, the gate current of the switching element is reduced. The current consumption of the positive charging circuit can be reduced, and the heat generation can be reduced.

【００６９】また、本発明によれば、スイッチング素子
のトリガーに、正の充電回路の充電電圧により導通され
るゲートトリガー素子を使用したので、スイッチング素
子のピークゲート電流を確保しつつ、正の充電回路の消
費電流を小さくでき、よってその発熱も低減できる。Further, according to the present invention, since the gate trigger element which is conducted by the charging voltage of the positive charging circuit is used for the trigger of the switching element, the positive charging is ensured while ensuring the peak gate current of the switching element. The current consumption of the circuit can be reduced, and thus the heat generation can be reduced.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の
回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a motor control device according to a first embodiment of the present invention.

【図２】（ａ）〜（ｃ）は図１に示すモータ制御装置の
各部の波形図である。2 (a) to 2 (c) are waveform diagrams of respective portions of the motor control device shown in FIG.

【図３】図１に示すモータ制御装置のストロークとモー
タ回転数との関係を示す特性図である。FIG. 3 is a characteristic diagram showing a relationship between a stroke and a motor rotation speed of the motor control device shown in FIG.

【図４】本発明の実施の形態２によるモータ制御装置の
回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a motor control device according to a second embodiment of the present invention.

【図５】（ａ）〜（ｅ）は図１に示すモータ制御装置の
各部の波形図である。5 (a) to 5 (e) are waveform diagrams of respective parts of the motor control device shown in FIG.

【図６】本発明の実施の形態３によるモータ制御装置の
回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of a motor control device according to a third embodiment of the present invention.

【図７】（ａ）〜（ｂ）は図６に示すモータ制御装置の
可変抵抗値と交流モータの回転数との関係を示す特性図
である。7A and 7B are characteristic diagrams showing the relationship between the variable resistance value of the motor control device shown in FIG. 6 and the rotation speed of the AC motor.

【図８】本発明の実施の形態４によるモータ制御装置の
回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram of a motor control device according to a fourth embodiment of the present invention.

【図９】従来の電動工具等の交流モータの速度制御に使
用されるモータ制御回路の回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram of a motor control circuit used for speed control of an AC motor of a conventional electric tool or the like.

【図１０】図９に示す従来のモータ制御回路の動作説明
図である。FIG. 10 is an operation explanatory diagram of the conventional motor control circuit shown in FIG. 9.

【図１１】図９に示す従来のモータ制御回路の各部の波
形図である。11 is a waveform diagram of each part of the conventional motor control circuit shown in FIG.

【図１２】図９に示す従来のモータ制御回路のストロー
クとモータ回転数との関係を示す特性図である。12 is a characteristic diagram showing a relationship between a stroke and a motor rotation speed of the conventional motor control circuit shown in FIG.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 交流電源 ２，２ａ，２ｂ サイリスタ（スイッチング素子） ３ 交流モータ ４ コンデンサ ５ 負の充電回路 ６ 正の充電回路 ７ リミッタ回路 ８ 定電圧回路 ９ ゲートトリガー素子 1 AC power supply 2,2a, 2b Thyristor (switching element) 3 AC motor 4 capacitors 5 Negative charging circuit 6 Positive charging circuit 7 limiter circuit 8 constant voltage circuit 9 Gate trigger element

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭51−101848（ＪＰ，Ａ) 特開 昭50−139666（ＪＰ，Ａ) 実開 平５−31065（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭45−29136（ＪＰ，Ｂ１) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 5/28 - 5/44 H02P 7/36 - 7/66 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) References JP-A-51-101848 (JP, A) JP-A-50-139666 (JP, A) Actual Kaihei 5-31065 (JP, U) JP-B-45- 29136 (JP, B1) (58) Fields surveyed (Int.Cl. ⁷ , DB name) H02P 5/28-5/44 H02P 7/36-7/66

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 交流電源に速度制御用のスイッチング素
子を介して接続された交流モータの回転数を制御するモ
ータ制御装置であって、 前記スイッチング素子に対して、 前 記交流電源の正の半サイクル期間でトリガーするため
に前記交流電源の負の半サイクル電圧を毎サイクル負の
方向に充電する負の充電回路と、 前記交流電源の正の半サイクル電圧を毎サイクル前記負
の充電回路による負の半サイクル終了時点から正の方向
に充電し、その充電電圧が前記スイッチング素子のトリ
ガー電圧に達した時点で前記スイッチング素子をトリガ
ーする正の充電回路とを、互いにコンデンサを介して並
列に接続すると共に、 前記負の充電回路を抵抗と一のダイオードとの直列回路
から構成し、前記正の充電回路を可変抵抗及び他のダイ
オードからなる直列回路と前記可変抵抗及び前記コンデ
ンサの間にエミッタ・コレクタを接続したＰＮＰトラン
ジスタとから構成した ことを特徴とするモータ制御装
置。1. A motor control device for controlling the rotational speed of the connected AC motor via a switching element for speed control to the AC power supply, to the switching element, prior Symbol AC power supply positive half A negative charging circuit that charges the negative half-cycle voltage of the AC power supply in the negative direction every cycle to trigger in a cycle period, and a positive half-cycle voltage of the AC power supply that is negative by the negative charging circuit every cycle. parallel from half cycle end charged in the positive direction, and a positive charging circuit that charged voltage to trigger the switching element when it reaches the trigger voltage of the switching element, through a capacitor to each other
The negative charging circuit is connected in series and the negative charging circuit is connected in series with a diode and a diode.
The positive charging circuit is composed of a variable resistor and another die.
A series circuit including an ode, the variable resistor, and the capacitor.
PNP transformer with emitter and collector connected between sensors
A motor control device characterized by being configured with a transistor . 【請求項２】 前記負の充電回路は、負の充電電圧を制
限するリミッタ回路を備えることを特徴とする請求項１
記載のモータ制御装置。2. The negative charging circuit includes a limiter circuit that limits the negative charging voltage.
The described motor control device. 【請求項３】 前記正の充電回路は、前記交流電源の電
圧が低下したときに正の方向に充電する電流を一定にす
る定電圧回路を備えることを特徴とする請求項１または
２記載のモータ制御装置。3. The positive charging circuit according to claim 1, further comprising a constant voltage circuit that keeps a constant current for charging in a positive direction when the voltage of the AC power source decreases. Motor control device. 【請求項４】 前記正の充電回路は、前記可変抵抗を含
めた抵抗値を対数的に変化させる回路を有することを特
徴とする請求項１記載のモータ制御装置。Wherein said positive charging circuit including the variable resistor
It has a circuit that changes the resistance value
Claim 1 Symbol mounting of the motor controller and symptoms. 【請求項５】 前記スイッチング素子は、交流モータの
電源回路をスイッチングするための主スイッチング素子
と、この主スイッチング素子をターンオンさせるための
補助スイッチング素子とからなることを特徴とする請求
項１記載のモータ制御装置。5. The switching element of an AC motor
Main switching element for switching the power supply circuit
And to turn on this main switching element
Claim 1 Symbol mounting of the motor control device characterized by comprising the auxiliary switching element. 【請求項６】 前記スイッチング素子のトリガーに前記
正の充電回路の充電電圧により導通されるトリガー素子
を使用したことを特徴とする請求項５記載のモータ制御
装置。6. The trigger of the switching element is the
Trigger element conducted by the charging voltage of the positive charging circuit
It was used a motor control device according to claim 5, wherein.