JP3456041B2 - センサ信号処理装置 - Google Patents
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P3/00—Measuring linear or angular speed; Measuring differences of linear or angular speeds
- G01P3/42—Devices characterised by the use of electric or magnetic means
- G01P3/44—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed
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- G01P3/481—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed by measuring frequency of generated current or voltage of pulse signals
- G01P3/488—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed by measuring frequency of generated current or voltage of pulse signals delivered by variable reluctance detectors
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- General Physics & Mathematics (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、ＭＲＥセンサやイメ
ージセンサ等のセンサ信号を処理して２値化信号にして
出力するセンサ信号処理装置に関するものである。
ージセンサ等のセンサ信号を処理して２値化信号にして
出力するセンサ信号処理装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、ＭＲＥを用いた回転位置センサが
知られている。これは、図７に示すように、回転体にギ
ヤ５０が固定され、ギヤ５０の歯に対向するようにＭＲ
素子（センサ素子）５１を配置し、ギヤ５０の回転によ
るギヤ５０の歯の通過をＭＲ素子５１にて電気信号に変
換するものである。このＭＲ素子５１の出力は、図８に
実線にて示すように、歯の通過に伴う交流信号となる。
又、このセンサの信号処理装置は、増幅器５２とコンパ
レータ５３を備えている。そして、ＭＲ素子５１の出力
信号が増幅器５２にて増幅されるとともに、その増幅さ
れた信号がコンパレータ５３にて２値化されてパルス信
号に変換され、このパルス信号をカウントすることによ
り回転位置を検出するようになっている。
知られている。これは、図７に示すように、回転体にギ
ヤ５０が固定され、ギヤ５０の歯に対向するようにＭＲ
素子（センサ素子）５１を配置し、ギヤ５０の回転によ
るギヤ５０の歯の通過をＭＲ素子５１にて電気信号に変
換するものである。このＭＲ素子５１の出力は、図８に
実線にて示すように、歯の通過に伴う交流信号となる。
又、このセンサの信号処理装置は、増幅器５２とコンパ
レータ５３を備えている。そして、ＭＲ素子５１の出力
信号が増幅器５２にて増幅されるとともに、その増幅さ
れた信号がコンパレータ５３にて２値化されてパルス信
号に変換され、このパルス信号をカウントすることによ
り回転位置を検出するようになっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、さらに検出精
度に優れたセンサ信号処理装置が望まれている。そこ
で、この発明の目的は、センサ信号に対して高精度に２
値化することができるセンサ信号処理装置を提供するこ
とにある。
度に優れたセンサ信号処理装置が望まれている。そこ
で、この発明の目的は、センサ信号に対して高精度に２
値化することができるセンサ信号処理装置を提供するこ
とにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、図９に示すように、センサからの交流信号の振幅値
に対し動作限界を越える差動利得を有し、同センサ信号
と比較電圧との差を増幅して出力する増幅器と、前記増
幅器の出力信号と閾値とを比較して、その大小関係によ
り２値化信号を出力する２値化手段とを備えたセンサ信
号処理装置として、前記増幅器の出力が、当該増幅器の
出力である交流信号での振幅中心を挟んだ所定振幅領域
内にあるか否か判定して、当該領域から外れると、前記
比較電圧を増幅器の出力に近づく方向に変更する比較電
圧変更手段を設けたことをその要旨とする。
は、図９に示すように、センサからの交流信号の振幅値
に対し動作限界を越える差動利得を有し、同センサ信号
と比較電圧との差を増幅して出力する増幅器と、前記増
幅器の出力信号と閾値とを比較して、その大小関係によ
り２値化信号を出力する２値化手段とを備えたセンサ信
号処理装置として、前記増幅器の出力が、当該増幅器の
出力である交流信号での振幅中心を挟んだ所定振幅領域
内にあるか否か判定して、当該領域から外れると、前記
比較電圧を増幅器の出力に近づく方向に変更する比較電
圧変更手段を設けたことをその要旨とする。
【０００５】
【０００６】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
の発明における前記比較電圧変更手段は、前記増幅器で
の比較電圧印加用端子と接続されたコンデンサと、前記
増幅器の出力が交流信号での振幅中心を挟んだ所定振幅
領域から外れると、前記コンデンサを充放電して前記比
較電圧を変更するコンデンサ電圧調整手段とを備えたも
のであるセンサ信号処理装置をその要旨とする。
の発明における前記比較電圧変更手段は、前記増幅器で
の比較電圧印加用端子と接続されたコンデンサと、前記
増幅器の出力が交流信号での振幅中心を挟んだ所定振幅
領域から外れると、前記コンデンサを充放電して前記比
較電圧を変更するコンデンサ電圧調整手段とを備えたも
のであるセンサ信号処理装置をその要旨とする。
【０００７】請求項３に記載の発明は、請求項１に記載
の発明における前記比較電圧変更手段は、計数回路と、
前記計数回路によるカウント値に応じた前記比較電圧を
設定するデジタルアナログ変換回路と、前記増幅器の出
力が交流信号での振幅中心を挟んだ所定振幅領域から外
れると、前記計数回路のカウント値を変更するカウント
値変更手段とを備えたセンサ信号処理装置をその要旨と
する。
の発明における前記比較電圧変更手段は、計数回路と、
前記計数回路によるカウント値に応じた前記比較電圧を
設定するデジタルアナログ変換回路と、前記増幅器の出
力が交流信号での振幅中心を挟んだ所定振幅領域から外
れると、前記計数回路のカウント値を変更するカウント
値変更手段とを備えたセンサ信号処理装置をその要旨と
する。
【０００８】
【作用】請求項１に記載の発明によれば、増幅器にてセ
ンサからの交流信号と比較電圧との差が増幅して出力さ
れる。このとき、動作限界を越える増幅値に対してはリ
ミッタがかけられた状態、つまり、動作限界値に保持さ
れる。よって、交流信号における振幅の中心付近が急峻
に変化した信号となる。
ンサからの交流信号と比較電圧との差が増幅して出力さ
れる。このとき、動作限界を越える増幅値に対してはリ
ミッタがかけられた状態、つまり、動作限界値に保持さ
れる。よって、交流信号における振幅の中心付近が急峻
に変化した信号となる。
【０００９】そして、この作用に加え、比較電圧変更手
段にて増幅器の出力である交流信号での振幅中心を挟ん
だ所定振幅領域内にあるか否か判定され、当該領域から
外れると、比較電圧を増幅器の出力に近づく方向に変更
される。
段にて増幅器の出力である交流信号での振幅中心を挟ん
だ所定振幅領域内にあるか否か判定され、当該領域から
外れると、比較電圧を増幅器の出力に近づく方向に変更
される。
【００１０】その結果、例えば、図７にて破線で示すよ
うにセンサ素子５１の取付け位置がズレると図８に破線
で示すようにセンサ信号の振幅中心がズレるが、この場
合において、増幅後の信号が動作限界値に張り付こうと
するが、比較電圧が増幅器の出力に近づく方向に変更さ
れるので、増幅後の信号が動作限界値に張り付くことが
回避される。そして、増幅器の出力は、２値化手段にて
閾値と比較され、その大小関係により２値化信号とな
る。
うにセンサ素子５１の取付け位置がズレると図８に破線
で示すようにセンサ信号の振幅中心がズレるが、この場
合において、増幅後の信号が動作限界値に張り付こうと
するが、比較電圧が増幅器の出力に近づく方向に変更さ
れるので、増幅後の信号が動作限界値に張り付くことが
回避される。そして、増幅器の出力は、２値化手段にて
閾値と比較され、その大小関係により２値化信号とな
る。
【００１１】請求項２に記載の発明の発明によれば、請
求項１に記載の発明の作用に加え、コンデンサ電圧調整
手段は増幅器の出力が交流信号での振幅中心を挟んだ所
定振幅領域から外れると、コンデンサを充放電して比較
電圧を変更する。このように、比較電圧変更手段は、ア
ナログ処理回路にて構成されているので、ワンチップ化
することが可能となる。
求項１に記載の発明の作用に加え、コンデンサ電圧調整
手段は増幅器の出力が交流信号での振幅中心を挟んだ所
定振幅領域から外れると、コンデンサを充放電して比較
電圧を変更する。このように、比較電圧変更手段は、ア
ナログ処理回路にて構成されているので、ワンチップ化
することが可能となる。
【００１２】請求項３に記載の発明の発明によれば、請
求項１に記載の発明の作用に加え、カウント値変更手段
は増幅器の出力が交流信号での振幅中心を挟んだ所定振
幅領域から外れると、計数回路のカウント値を変更す
る。デジタルアナログ変換回路は計数回路によるカウン
ト値に応じた比較電圧を設定する。このように、比較電
圧変更手段は、デジタル処理回路にて構成されているの
で、コンデンサ等を用いることなく構成が簡単になる。
求項１に記載の発明の作用に加え、カウント値変更手段
は増幅器の出力が交流信号での振幅中心を挟んだ所定振
幅領域から外れると、計数回路のカウント値を変更す
る。デジタルアナログ変換回路は計数回路によるカウン
ト値に応じた比較電圧を設定する。このように、比較電
圧変更手段は、デジタル処理回路にて構成されているの
で、コンデンサ等を用いることなく構成が簡単になる。
【００１３】
（第１実施例）以下、この発明を具体化した第１実施例
を図面に従って説明する。
を図面に従って説明する。
【００１４】図１には、本実施例のセンサ信号処理装置
の回路構成を示す。同センサ信号処理装置はエンジンの
回転位置検出のための装置である。センサはＭＲＥセン
サ３が用いられており、同センサ３はギヤ２とＭＲ素子
４Ａ，４Ｂとからなる。
の回路構成を示す。同センサ信号処理装置はエンジンの
回転位置検出のための装置である。センサはＭＲＥセン
サ３が用いられており、同センサ３はギヤ２とＭＲ素子
４Ａ，４Ｂとからなる。
【００１５】同センサ３について詳述すると、シャフト
１はエンジンの出力軸（クランク軸）と駆動連結されて
いる。そして、エンジンの運転に伴いシャフト１がエン
ジンの出力軸の１／２の速度で回転するようになってい
る。シャフト１にはギヤ２が固定されている。一対のＭ
Ｒ素子４Ａ，４Ｂは、所定の空隙（エアギャップ）をお
いてギヤ２に対向配置されている。このＭＲ素子４Ａ，
４Ｂは、５ボルトの電源ＶDDに対し直列に接続され、可
変分圧回路（ブリッジ）を構成している。そして、ＭＲ
素子４Ａ，４Ｂは、ギヤ２の回転に伴う磁界方向の変化
に応じて抵抗値を変化させる。その結果、ＭＲ素子４
Ａ，４Ｂの中点５の電圧が変化し、この中点電位がセン
サ信号として出力される。このセンサ出力は交流信号で
あり、１０ｍＶ〜５０ｍＶの範囲内で変化する。即ち、
最もギヤ１の歯が接近した状態では５０ｍＶ程度の出力
となり、最もギヤ１の歯と離間した状態では１０ｍＶ程
度の出力となる。
１はエンジンの出力軸（クランク軸）と駆動連結されて
いる。そして、エンジンの運転に伴いシャフト１がエン
ジンの出力軸の１／２の速度で回転するようになってい
る。シャフト１にはギヤ２が固定されている。一対のＭ
Ｒ素子４Ａ，４Ｂは、所定の空隙（エアギャップ）をお
いてギヤ２に対向配置されている。このＭＲ素子４Ａ，
４Ｂは、５ボルトの電源ＶDDに対し直列に接続され、可
変分圧回路（ブリッジ）を構成している。そして、ＭＲ
素子４Ａ，４Ｂは、ギヤ２の回転に伴う磁界方向の変化
に応じて抵抗値を変化させる。その結果、ＭＲ素子４
Ａ，４Ｂの中点５の電圧が変化し、この中点電位がセン
サ信号として出力される。このセンサ出力は交流信号で
あり、１０ｍＶ〜５０ｍＶの範囲内で変化する。即ち、
最もギヤ１の歯が接近した状態では５０ｍＶ程度の出力
となり、最もギヤ１の歯と離間した状態では１０ｍＶ程
度の出力となる。
【００１６】このように構成したＭＲＥセンサ３には以
下の信号処理装置が接続されている。ＭＲ素子４Ａ，４
Ｂの中点５にはオペアンプ６が接続され、オペアンプ６
の出力は負帰還がかけられている。このオペアンプ６よ
りなるバッファ回路にてセンサ出力がインピーダンス変
換される。オペアンプ６の出力端子は抵抗７（本実施例
では１ＫΩ）を介してオペアンプ８の反転入力端子に接
続されている。オペアンプ８の出力は抵抗９（本実施例
では５００ＫΩ）を介して負帰還がかけられるととも
に、コンパレータ１０の非反転入力端子に接続されてい
る。オペアンプ８の差動利得は５００倍である。又、オ
ペアンプ８は、電源電圧ＶDDとして５ボルトを使用して
おり、アンプ出力下限が０ボルトであるとともにアンプ
出力上限が４ボルトとなっており、０ボルトから４ボル
トの範囲で出力される。
下の信号処理装置が接続されている。ＭＲ素子４Ａ，４
Ｂの中点５にはオペアンプ６が接続され、オペアンプ６
の出力は負帰還がかけられている。このオペアンプ６よ
りなるバッファ回路にてセンサ出力がインピーダンス変
換される。オペアンプ６の出力端子は抵抗７（本実施例
では１ＫΩ）を介してオペアンプ８の反転入力端子に接
続されている。オペアンプ８の出力は抵抗９（本実施例
では５００ＫΩ）を介して負帰還がかけられるととも
に、コンパレータ１０の非反転入力端子に接続されてい
る。オペアンプ８の差動利得は５００倍である。又、オ
ペアンプ８は、電源電圧ＶDDとして５ボルトを使用して
おり、アンプ出力下限が０ボルトであるとともにアンプ
出力上限が４ボルトとなっており、０ボルトから４ボル
トの範囲で出力される。
【００１７】このように、オペアンプ８には、センサか
らの交流信号の振幅値（４０ｍＶ）に対し動作限界（下
限０ボルト，上限４ボルト；振幅値４ボルト）を越える
差動利得（５００倍）を有するものが用いられている。
そして、オペアンプ８は、センサ信号と後述する基準電
圧（比較電圧）ＶＳとの差を増幅して出力する。
らの交流信号の振幅値（４０ｍＶ）に対し動作限界（下
限０ボルト，上限４ボルト；振幅値４ボルト）を越える
差動利得（５００倍）を有するものが用いられている。
そして、オペアンプ８は、センサ信号と後述する基準電
圧（比較電圧）ＶＳとの差を増幅して出力する。
【００１８】オペアンプ８の出力端子は上限検出用コン
パレータ１１の非反転入力端子に接続されるとともに、
下限検出用コンパレータ１２の反転入力端子に接続され
ている。
パレータ１１の非反転入力端子に接続されるとともに、
下限検出用コンパレータ１２の反転入力端子に接続され
ている。
【００１９】一方、５ボルトの電源ＶDDに対し抵抗１
３，１４，１５，１６，１７，１８が直列に接続されて
いる。抵抗１３と１４との間の接続点ａは上限検出用コ
ンパレータ１１の非反転入力端子と接続されている。つ
まり、上限検出用コンパレータ１１はオペアンプ８の出
力電圧と接続点ａでの分圧電圧（＝３．５ボルト）とを
比較する。又、抵抗１７と１８との間の接続点ｂは下限
検出用コンパレータ１２の非反転入力端子と接続されて
いる。つまり、下限検出用コンパレータ１２はオペアン
プ８の出力電圧と接続点ｂでの分圧電圧（＝０．５ボル
ト）とを比較する。
３，１４，１５，１６，１７，１８が直列に接続されて
いる。抵抗１３と１４との間の接続点ａは上限検出用コ
ンパレータ１１の非反転入力端子と接続されている。つ
まり、上限検出用コンパレータ１１はオペアンプ８の出
力電圧と接続点ａでの分圧電圧（＝３．５ボルト）とを
比較する。又、抵抗１７と１８との間の接続点ｂは下限
検出用コンパレータ１２の非反転入力端子と接続されて
いる。つまり、下限検出用コンパレータ１２はオペアン
プ８の出力電圧と接続点ｂでの分圧電圧（＝０．５ボル
ト）とを比較する。
【００２０】このように、２つのコンパレータ１１，１
２により、オペアンプ８の出力が、オペアンプ８の出力
である交流信号での振幅中心を挟んだ所定振幅領域内
（０．５〜３．５ボルト）にあるか否か判定され、その
領域から外れると、Ｈレベル信号が出力される。
２により、オペアンプ８の出力が、オペアンプ８の出力
である交流信号での振幅中心を挟んだ所定振幅領域内
（０．５〜３．５ボルト）にあるか否か判定され、その
領域から外れると、Ｈレベル信号が出力される。
【００２１】一方、５ボルトの電源ＶDDに対し抵抗１
９，２０，２１が直列に接続されている。抵抗１９と２
０との間の接続点ｃと抵抗２０と２１との間の接続点ｄ
との間にはＰＮＰトランジスタ２２と抵抗２３と抵抗２
４とＮＰＮトランジスタ２５とが直列に接続されてい
る。ここで、接続点ｃの電位は３．８ボルトであり、接
続点ｄの電位は０．２ボルトである。
９，２０，２１が直列に接続されている。抵抗１９と２
０との間の接続点ｃと抵抗２０と２１との間の接続点ｄ
との間にはＰＮＰトランジスタ２２と抵抗２３と抵抗２
４とＮＰＮトランジスタ２５とが直列に接続されてい
る。ここで、接続点ｃの電位は３．８ボルトであり、接
続点ｄの電位は０．２ボルトである。
【００２２】抵抗２３と２４との間の接続点ｅと、抵抗
１５と１６との間の接続点ｆとの間にはコンデンサ２６
が配置されている。又、接続点ｅはオペアンプ８の非反
転入力端子と接続され、接続点ｅの電位がオペアンプ８
における基準電圧（比較電圧）ＶＳとなる。
１５と１６との間の接続点ｆとの間にはコンデンサ２６
が配置されている。又、接続点ｅはオペアンプ８の非反
転入力端子と接続され、接続点ｅの電位がオペアンプ８
における基準電圧（比較電圧）ＶＳとなる。
【００２３】又、上限検出用コンパレータ１１の出力端
子はＮＰＮトランジスタ２５のベース端子と接続されて
いる。よって、上限検出用コンパレータ１１の出力端子
がＨレベルとなるとＮＰＮトランジスタ２５がオンし、
コンデンサ２６が接続点ｄでの電位となるまでグランド
側に放電される。この時、接続点ｅでの電位が基準電圧
ＶＳとして変化する。又、下限検出用コンパレータ１２
の出力端子はインバータ２７を介してＰＮＰトランジス
タ２２のベース端子と接続されている。よって、下限検
出用コンパレータ１２の出力端子がＨレベルとなるとＰ
ＮＰトランジスタ２２がオンし、コンデンサ２６が接続
点ｃでの電位となるまで充電される。この時、接続点ｅ
での電位が基準電圧ＶＳとして変化する。
子はＮＰＮトランジスタ２５のベース端子と接続されて
いる。よって、上限検出用コンパレータ１１の出力端子
がＨレベルとなるとＮＰＮトランジスタ２５がオンし、
コンデンサ２６が接続点ｄでの電位となるまでグランド
側に放電される。この時、接続点ｅでの電位が基準電圧
ＶＳとして変化する。又、下限検出用コンパレータ１２
の出力端子はインバータ２７を介してＰＮＰトランジス
タ２２のベース端子と接続されている。よって、下限検
出用コンパレータ１２の出力端子がＨレベルとなるとＰ
ＮＰトランジスタ２２がオンし、コンデンサ２６が接続
点ｃでの電位となるまで充電される。この時、接続点ｅ
での電位が基準電圧ＶＳとして変化する。
【００２４】このように前記コンパレータ１１，１２の
Ｈレベル信号によりトランジスタ２２，２５がオン・オ
フされコンデンサ２６の電圧、即ち、オペアンプ８の基
準電圧ＶＳが変更される。より詳しくは、上限検出用コ
ンパレータ１１からのＨレベル信号により基準電圧ＶＳ
の下降動作が、下限検出用コンパレータ１２からのＨレ
ベル信号により基準電圧ＶＳの上昇動作が行われる。
Ｈレベル信号によりトランジスタ２２，２５がオン・オ
フされコンデンサ２６の電圧、即ち、オペアンプ８の基
準電圧ＶＳが変更される。より詳しくは、上限検出用コ
ンパレータ１１からのＨレベル信号により基準電圧ＶＳ
の下降動作が、下限検出用コンパレータ１２からのＨレ
ベル信号により基準電圧ＶＳの上昇動作が行われる。
【００２５】コンパレータ１０の反転入力端子は、アナ
ログスイッチ２８を介して抵抗１４と１５との間の接続
点ｇと接続されるとともに、アナログスイッチ２９を介
して抵抗１６と１７との間の接続点ｈと接続されてい
る。コンパレータ１０の出力端子はアナログスイッチ２
９の制御端子と接続されるとともに、インバータ３０を
介してアナログスイッチ２８の制御端子と接続されてい
る。つまり、コンパレータ１０の出力がＨレベルであれ
ば、アナログスイッチ２９がオンしアナログスイッチ２
８がオフし、又、コンパレータ１０の出力がＬレベルで
あれば、アナログスイッチ２８がオンし、アナログスイ
ッチ２９がオフする。そして、アナログスイッチ２９が
オンしアナログスイッチ２８がオフすると、接続点ｈで
の分圧電圧ＴＬがコンパレータ１０の閾値として設定さ
れ、アナログスイッチ２８がオンしアナログスイッチ２
９がオフすると、接続点ｇでの分圧電圧ＴＨがコンパレ
ータ１０の閾値として設定される。
ログスイッチ２８を介して抵抗１４と１５との間の接続
点ｇと接続されるとともに、アナログスイッチ２９を介
して抵抗１６と１７との間の接続点ｈと接続されてい
る。コンパレータ１０の出力端子はアナログスイッチ２
９の制御端子と接続されるとともに、インバータ３０を
介してアナログスイッチ２８の制御端子と接続されてい
る。つまり、コンパレータ１０の出力がＨレベルであれ
ば、アナログスイッチ２９がオンしアナログスイッチ２
８がオフし、又、コンパレータ１０の出力がＬレベルで
あれば、アナログスイッチ２８がオンし、アナログスイ
ッチ２９がオフする。そして、アナログスイッチ２９が
オンしアナログスイッチ２８がオフすると、接続点ｈで
の分圧電圧ＴＬがコンパレータ１０の閾値として設定さ
れ、アナログスイッチ２８がオンしアナログスイッチ２
９がオフすると、接続点ｇでの分圧電圧ＴＨがコンパレ
ータ１０の閾値として設定される。
【００２６】本実施例では、オペアンプ８の非反転入力
端子にて比較電圧印加用端子が構成されている。又、コ
ンパレータ１０にて２値化手段が構成され、上限検出用
コンパレータ１１，下限検出用コンパレータ１２，ＰＮ
Ｐトランジスタ２２，ＮＰＮトランジスタ２５，コンデ
ンサ２６にて比較電圧変更手段が構成されている。さら
に、上限検出用コンパレータ１１，下限検出用コンパレ
ータ１２，ＰＮＰトランジスタ２２，ＮＰＮトランジス
タ２５にてコンデンサ電圧調整手段が構成されている。
端子にて比較電圧印加用端子が構成されている。又、コ
ンパレータ１０にて２値化手段が構成され、上限検出用
コンパレータ１１，下限検出用コンパレータ１２，ＰＮ
Ｐトランジスタ２２，ＮＰＮトランジスタ２５，コンデ
ンサ２６にて比較電圧変更手段が構成されている。さら
に、上限検出用コンパレータ１１，下限検出用コンパレ
ータ１２，ＰＮＰトランジスタ２２，ＮＰＮトランジス
タ２５にてコンデンサ電圧調整手段が構成されている。
【００２７】次に、上記のように構成されたセンサ信号
処理装置の作用を、図２に従って説明する。図２は各種
の信号波形を示すタイミングチャートである。
処理装置の作用を、図２に従って説明する。図２は各種
の信号波形を示すタイミングチャートである。
【００２８】図２において、オペアンプ６の出力（セン
サ信号）と、オペアンプ８の出力と、上限検出用コンパ
レータ１１の出力と、下限検出用コンパレータ１２の出
力と、基準電圧ＶＳと、コンパレータ１０の閾値電圧Ｔ
と、コンパレータ１０の出力とを示す。
サ信号）と、オペアンプ８の出力と、上限検出用コンパ
レータ１１の出力と、下限検出用コンパレータ１２の出
力と、基準電圧ＶＳと、コンパレータ１０の閾値電圧Ｔ
と、コンパレータ１０の出力とを示す。
【００２９】ギヤ２の回転によりブリッジの中点電圧
（センサ出力）として交流信号が出力される。この出力
は最小で１０ｍＶ、最大で５０ｍＶである。このセンサ
出力はオペアンプ６を介してオペアンプ８に入力され、
同オペアンプ８にてセンサ出力が５００倍に増幅され、
振幅が５Ｖ〜２５Ｖに拡大されようとするが、動作限界
（０ボルトおよび４ボルト）を越えることはない。
（センサ出力）として交流信号が出力される。この出力
は最小で１０ｍＶ、最大で５０ｍＶである。このセンサ
出力はオペアンプ６を介してオペアンプ８に入力され、
同オペアンプ８にてセンサ出力が５００倍に増幅され、
振幅が５Ｖ〜２５Ｖに拡大されようとするが、動作限界
（０ボルトおよび４ボルト）を越えることはない。
【００３０】まず、センサ信号が振幅中心から下降する
場合を説明する。オペアンプ８の出力は上限検出用コン
パレータ１１において抵抗１３〜１８で分圧して発生し
た上限電圧値ＰＳ（＝３．５ボルト）と比較される。そ
して、オペアンプ８の出力が上限電圧値ＰＳを越えると
（図２のｔ１のタイミング）、図３に拡大して示すよう
に上限検出用コンパレータ１１の出力がＨレベルとな
り、ＮＰＮトランジスタ２５がオンする。すると、コン
デンサ２６に蓄えられていた電荷がグランド側に流れ
（放電され）、基準電圧ＶＳが下がり、オペアンプ８の
出力も下がる。オペアンプ８の出力が上限電圧値ＰＳよ
り下がると（図３のｔ２のタイミング）、上限検出用コ
ンパレータ１１の出力がＬレベルとなり、ＮＰＮトラン
ジスタ２５がオフする。この調整動作の繰り返し期間中
（図２のｔ１〜ｔ３の期間）においてはオペアンプ８の
出力はセンサ出力の減少にもかかわらず略一定に保たれ
る。
場合を説明する。オペアンプ８の出力は上限検出用コン
パレータ１１において抵抗１３〜１８で分圧して発生し
た上限電圧値ＰＳ（＝３．５ボルト）と比較される。そ
して、オペアンプ８の出力が上限電圧値ＰＳを越えると
（図２のｔ１のタイミング）、図３に拡大して示すよう
に上限検出用コンパレータ１１の出力がＨレベルとな
り、ＮＰＮトランジスタ２５がオンする。すると、コン
デンサ２６に蓄えられていた電荷がグランド側に流れ
（放電され）、基準電圧ＶＳが下がり、オペアンプ８の
出力も下がる。オペアンプ８の出力が上限電圧値ＰＳよ
り下がると（図３のｔ２のタイミング）、上限検出用コ
ンパレータ１１の出力がＬレベルとなり、ＮＰＮトラン
ジスタ２５がオフする。この調整動作の繰り返し期間中
（図２のｔ１〜ｔ３の期間）においてはオペアンプ８の
出力はセンサ出力の減少にもかかわらず略一定に保たれ
る。
【００３１】そして、コンデンサ電圧が接続点ｄでの電
位である０．２ボルトになり、基準電圧ＶＳが下限値Ｓ
ＤＬまで到達すると、もう基準電圧ＶＳを下げる調整動
作が行われなくなり上限検出用コンパレータ１１の出力
がＨレベルを保持しＮＰＮトランジスタ２５も常時オン
となる（図２のｔ３のタイミング）。そして、センサ出
力がさらに低下するとオペアンプ８の出力が増加し、動
作限界の上限の４ボルトまで増加する（図２，３のｔ４
のタイミング）。オペアンプ８の動作限界の上限以上に
は出力が変化できないので、出力は動作限界の上限値に
張り付いたまま一定となる（図２のｔ４〜ｔ５の期
間）。
位である０．２ボルトになり、基準電圧ＶＳが下限値Ｓ
ＤＬまで到達すると、もう基準電圧ＶＳを下げる調整動
作が行われなくなり上限検出用コンパレータ１１の出力
がＨレベルを保持しＮＰＮトランジスタ２５も常時オン
となる（図２のｔ３のタイミング）。そして、センサ出
力がさらに低下するとオペアンプ８の出力が増加し、動
作限界の上限の４ボルトまで増加する（図２，３のｔ４
のタイミング）。オペアンプ８の動作限界の上限以上に
は出力が変化できないので、出力は動作限界の上限値に
張り付いたまま一定となる（図２のｔ４〜ｔ５の期
間）。
【００３２】センサ出力が減少から増加に転ずるとセン
サ出力がある電圧（図２のＢＬ）になった所からアンプ
出力が下降しはじめる（図２のｔ５のタイミング以
降）。そして、オペアンプ８の出力が上限電圧値ＰＳよ
り下がると（図２のｔ６のタイミング）、上限検出用コ
ンパレータ１１の出力がＬレベルとなり、ＮＰＮトラン
ジスタ２５がオフする。
サ出力がある電圧（図２のＢＬ）になった所からアンプ
出力が下降しはじめる（図２のｔ５のタイミング以
降）。そして、オペアンプ８の出力が上限電圧値ＰＳよ
り下がると（図２のｔ６のタイミング）、上限検出用コ
ンパレータ１１の出力がＬレベルとなり、ＮＰＮトラン
ジスタ２５がオフする。
【００３３】さらに、センサ出力が振幅中心を通過して
上昇すると、オペアンプ８の出力が下限検出用コンパレ
ータ１２において抵抗１３〜１８で分圧して発生した下
限電圧値ＢＳ（＝０．５ボルト）と比較されており、オ
ペアンプ８の出力がこの下限電圧値ＢＳに達するまでセ
ンサ出力の５００倍の大きさで変化（下降）する。オペ
アンプ８の出力が下限電圧値ＢＳに達すると（図２のｔ
７のタイミング）、図４に拡大して示すように下限検出
用コンパレータ１２の出力がＨレベルとなり、ＰＮＰト
ランジスタ２２がオンする。すると、接続点ｃからコン
デンサ２６への充電動作が行われ、基準電圧ＶＳが持ち
上げられ、オペアンプ８の出力が上昇する。そして、オ
ペアンプ８の出力が下限電圧値ＢＳよりも大きくなると
（図４のｔ８のタイミング）、下限検出用コンパレータ
１２の出力がＬレベルとなり、ＰＮＰトランジスタ２２
がオフする。この調整動作の繰り返し期間中（図２のｔ
７〜ｔ９の期間）においてはオペアンプ８の出力はセン
サ出力の増加にもかかわらず略一定に保たれる。
上昇すると、オペアンプ８の出力が下限検出用コンパレ
ータ１２において抵抗１３〜１８で分圧して発生した下
限電圧値ＢＳ（＝０．５ボルト）と比較されており、オ
ペアンプ８の出力がこの下限電圧値ＢＳに達するまでセ
ンサ出力の５００倍の大きさで変化（下降）する。オペ
アンプ８の出力が下限電圧値ＢＳに達すると（図２のｔ
７のタイミング）、図４に拡大して示すように下限検出
用コンパレータ１２の出力がＨレベルとなり、ＰＮＰト
ランジスタ２２がオンする。すると、接続点ｃからコン
デンサ２６への充電動作が行われ、基準電圧ＶＳが持ち
上げられ、オペアンプ８の出力が上昇する。そして、オ
ペアンプ８の出力が下限電圧値ＢＳよりも大きくなると
（図４のｔ８のタイミング）、下限検出用コンパレータ
１２の出力がＬレベルとなり、ＰＮＰトランジスタ２２
がオフする。この調整動作の繰り返し期間中（図２のｔ
７〜ｔ９の期間）においてはオペアンプ８の出力はセン
サ出力の増加にもかかわらず略一定に保たれる。
【００３４】コンデンサ電圧が接続点ｅでの電位である
３．８ボルトになり、基準電圧ＶＳが上限値ＳＤＨまで
到達すると、もう基準電圧ＶＳを上げる調整動作が行わ
れなくなり下限検出用コンパレータ１２の出力がＨレベ
ルを保持しＰＮＰトランジスタ２２も常時オンとなる
（図２のｔ９のタイミング）。そして、センサ出力がさ
らに増加するとオペアンプ８の出力が下降し、動作限界
の下限の０ボルトまで低下する（図２，３のｔ１０のタ
イミング）。
３．８ボルトになり、基準電圧ＶＳが上限値ＳＤＨまで
到達すると、もう基準電圧ＶＳを上げる調整動作が行わ
れなくなり下限検出用コンパレータ１２の出力がＨレベ
ルを保持しＰＮＰトランジスタ２２も常時オンとなる
（図２のｔ９のタイミング）。そして、センサ出力がさ
らに増加するとオペアンプ８の出力が下降し、動作限界
の下限の０ボルトまで低下する（図２，３のｔ１０のタ
イミング）。
【００３５】その後はセンサ出力がさらに上昇してもア
ンプ出力は動作限界の下限の０ボルトに張り付いたまま
保たれる（図２のｔ１０〜ｔ１１の期間）。センサ出力
が増加から減少に転ずるとセンサ出力がある電圧（図２
のＰＬ）になった所からアンプ出力が上昇しはじめる
（図２のｔ１１のタイミング以降）。そして、オペアン
プ８の出力が下限電圧値ＢＳより上がると（図２のｔ１
２のタイミング）、下限検出用コンパレータ１２の出力
がＬレベルとなり、ＰＮＰトランジスタ２２がオフする このように、図２に示すように、アンプ出力は動作限界
の上限と下限との間において変化する。このとき、セン
サ出力の１周期（１サイクル）において、ｔ５〜ｔ７の
期間およびｔ１１〜ｔ１３の期間においてはオペアンプ
８にてセンサ出力が５００倍増幅される。
ンプ出力は動作限界の下限の０ボルトに張り付いたまま
保たれる（図２のｔ１０〜ｔ１１の期間）。センサ出力
が増加から減少に転ずるとセンサ出力がある電圧（図２
のＰＬ）になった所からアンプ出力が上昇しはじめる
（図２のｔ１１のタイミング以降）。そして、オペアン
プ８の出力が下限電圧値ＢＳより上がると（図２のｔ１
２のタイミング）、下限検出用コンパレータ１２の出力
がＬレベルとなり、ＰＮＰトランジスタ２２がオフする このように、図２に示すように、アンプ出力は動作限界
の上限と下限との間において変化する。このとき、セン
サ出力の１周期（１サイクル）において、ｔ５〜ｔ７の
期間およびｔ１１〜ｔ１３の期間においてはオペアンプ
８にてセンサ出力が５００倍増幅される。
【００３６】又、コンパレータ１０において、アンプ出
力と閾値電圧とが比較され、その大小関係により、図２
のｔ１４，ｔ１５，ｔ１６，ｔ１７のタイミングにて反
転した出力となる。この際、コンパレータ１０の出力の
反転動作に伴ってアナログスイッチ２８，２９が動作し
て閾値電圧が切り換えられる。そして、後段の処理回路
（図示せず）にてコンパレータ１０の出力するパルス信
号の数をカウントすることによりクランク角に変換され
る。
力と閾値電圧とが比較され、その大小関係により、図２
のｔ１４，ｔ１５，ｔ１６，ｔ１７のタイミングにて反
転した出力となる。この際、コンパレータ１０の出力の
反転動作に伴ってアナログスイッチ２８，２９が動作し
て閾値電圧が切り換えられる。そして、後段の処理回路
（図示せず）にてコンパレータ１０の出力するパルス信
号の数をカウントすることによりクランク角に変換され
る。
【００３７】このように本実施例では、オペアンプ８と
してセンサからの交流信号の振幅値に対し動作限界を越
える差動利得を有するものを用いたので、動作限界を越
える増幅値に対してはリミッタがかけられた状態、つま
り、動作限界値に保持される。よって、センサ信号に対
応した交流信号における振幅の中心付近が急峻に変化し
た信号とすることができる。より具体的には、図２のセ
ンサ出力の１周期（１サイクル）でのｔ５〜ｔ７の期間
およびｔ１１〜ｔ１３の期間においてはオペアンプ８に
てセンサ出力が５００倍増幅され、急峻に変化した信号
となる。よって、センサ信号に対して高精度に２値化す
ることができる。
してセンサからの交流信号の振幅値に対し動作限界を越
える差動利得を有するものを用いたので、動作限界を越
える増幅値に対してはリミッタがかけられた状態、つま
り、動作限界値に保持される。よって、センサ信号に対
応した交流信号における振幅の中心付近が急峻に変化し
た信号とすることができる。より具体的には、図２のセ
ンサ出力の１周期（１サイクル）でのｔ５〜ｔ７の期間
およびｔ１１〜ｔ１３の期間においてはオペアンプ８に
てセンサ出力が５００倍増幅され、急峻に変化した信号
となる。よって、センサ信号に対して高精度に２値化す
ることができる。
【００３８】又、コンパレータ１１，１２により、オペ
アンプ８の出力が、オペアンプ８の出力である交流信号
での振幅中心を挟んだ所定振幅領域内にあるか否か判定
して、当該領域から外れると、基準電圧（比較電圧）Ｖ
Ｓをオペアンプ８の出力に近づく方向に変更したので、
図７にて破線で示すようにセンサ素子５１の取付け位置
がズレると図８に破線で示すようにセンサ信号の振幅中
心がズレるが、この場合において、増幅後の信号が動作
限界値に張り付こうとするが、基準電圧（比較電圧）Ｖ
Ｓがオペアンプ８の出力に近づく方向に変更されるの
で、増幅後の信号が動作限界値に張り付くことが回避さ
れる。このように、振幅中心が異なるセンサ信号に対し
ても高精度かつ確実に２値化することができる。
アンプ８の出力が、オペアンプ８の出力である交流信号
での振幅中心を挟んだ所定振幅領域内にあるか否か判定
して、当該領域から外れると、基準電圧（比較電圧）Ｖ
Ｓをオペアンプ８の出力に近づく方向に変更したので、
図７にて破線で示すようにセンサ素子５１の取付け位置
がズレると図８に破線で示すようにセンサ信号の振幅中
心がズレるが、この場合において、増幅後の信号が動作
限界値に張り付こうとするが、基準電圧（比較電圧）Ｖ
Ｓがオペアンプ８の出力に近づく方向に変更されるの
で、増幅後の信号が動作限界値に張り付くことが回避さ
れる。このように、振幅中心が異なるセンサ信号に対し
ても高精度かつ確実に２値化することができる。
【００３９】さらに、コンパレータ１１，１２、トラン
ジスタ２２，２５を用いて、オペアンプ８での非反転入
力端子（比較電圧印加用端子）と接続されたコンデンサ
２６を充放電することにより基準電圧（比較電圧）ＶＳ
を変更するようにしたので、比較電圧変更手段がアナロ
グ処理回路にて構成されワンチップ化することが可能と
なる。 （第２実施例）次に、第２実施例を第１実施例との相違
点を中心に説明する。
ジスタ２２，２５を用いて、オペアンプ８での非反転入
力端子（比較電圧印加用端子）と接続されたコンデンサ
２６を充放電することにより基準電圧（比較電圧）ＶＳ
を変更するようにしたので、比較電圧変更手段がアナロ
グ処理回路にて構成されワンチップ化することが可能と
なる。 （第２実施例）次に、第２実施例を第１実施例との相違
点を中心に説明する。
【００４０】第１実施例ではアナログ方式の回路構成と
したが、本実施例では、デジタル方式の回路構成として
いる。図５に示すように、オペアンプ８の出力端子は抵
抗３１を介して上限検出用コンパレータ３２の非反転入
力端子に接続されている。又、オペアンプ８の出力端子
は抵抗３３を介して下限検出用コンパレータ３４の非反
転入力端子に接続されている。
したが、本実施例では、デジタル方式の回路構成として
いる。図５に示すように、オペアンプ８の出力端子は抵
抗３１を介して上限検出用コンパレータ３２の非反転入
力端子に接続されている。又、オペアンプ８の出力端子
は抵抗３３を介して下限検出用コンパレータ３４の非反
転入力端子に接続されている。
【００４１】一方、５ボルトの電源ＶDDに対し抵抗３
５，３６，３７が直列に接続されている。抵抗３５と３
６との間の接続点ｉは上限検出用コンパレータ３２の反
転入力端子と接続されている。つまり、上限検出用コン
パレータ３２はオペアンプ８の出力電圧と接続点ｉでの
分圧電圧（＝３．５ボルト）とを比較する。又、抵抗３
６と３７との間の接続点ｊは下限検出用コンパレータ３
４の反転入力端子と接続されている。つまり、下限検出
用コンパレータ３４はオペアンプ８の出力電圧と接続点
ｊでの分圧電圧（＝０．５ボルト）とを比較する。
５，３６，３７が直列に接続されている。抵抗３５と３
６との間の接続点ｉは上限検出用コンパレータ３２の反
転入力端子と接続されている。つまり、上限検出用コン
パレータ３２はオペアンプ８の出力電圧と接続点ｉでの
分圧電圧（＝３．５ボルト）とを比較する。又、抵抗３
６と３７との間の接続点ｊは下限検出用コンパレータ３
４の反転入力端子と接続されている。つまり、下限検出
用コンパレータ３４はオペアンプ８の出力電圧と接続点
ｊでの分圧電圧（＝０．５ボルト）とを比較する。
【００４２】又、上限検出用コンパレータ３２の出力端
子はオアゲート３８の一方の入力端子と接続されてい
る。又、下限検出用コンパレータ３４の出力端子はイン
バータ３９を介してオアゲート３８の他方の入力端子と
接続されている。オアゲート３８の出力端子はクロック
発生ＣＲ発振回路４０のイネーブル端子と接続されてい
る。クロック発生ＣＲ発振回路４０はオアゲート３８か
らＨレベルの信号を入力すると能動状態になりクロック
信号をアップダウンカウンタ４１に出力する。アップダ
ウンカウンタ４１は上限検出用コンパレータ３２の出力
端子と接続され、上限検出用コンパレータ３２からＨレ
ベル信号を入力しているときにクロック信号を入力する
カウント値をアップ動作する。又、上限検出用コンパレ
ータ３２からＨレベル信号を入力していないときにクロ
ック信号を入力するカウント値をダウン動作する。
子はオアゲート３８の一方の入力端子と接続されてい
る。又、下限検出用コンパレータ３４の出力端子はイン
バータ３９を介してオアゲート３８の他方の入力端子と
接続されている。オアゲート３８の出力端子はクロック
発生ＣＲ発振回路４０のイネーブル端子と接続されてい
る。クロック発生ＣＲ発振回路４０はオアゲート３８か
らＨレベルの信号を入力すると能動状態になりクロック
信号をアップダウンカウンタ４１に出力する。アップダ
ウンカウンタ４１は上限検出用コンパレータ３２の出力
端子と接続され、上限検出用コンパレータ３２からＨレ
ベル信号を入力しているときにクロック信号を入力する
カウント値をアップ動作する。又、上限検出用コンパレ
ータ３２からＨレベル信号を入力していないときにクロ
ック信号を入力するカウント値をダウン動作する。
【００４３】アップダウンカウンタ４１とデジタルアナ
ログ変換回路４２とはビット毎の信号線にて接続されて
いる。そして、アップダウンカウンタ４１のカウント値
に応じた信号がデジタルアナログ変換回路４２に送ら
れ、デジタルアナログ変換回路４２はアップダウンカウ
ンタ４１のカウント値に応じた電圧を基準電圧ＶＳとし
てオペアンプ８の非反転入力端子に出力する。
ログ変換回路４２とはビット毎の信号線にて接続されて
いる。そして、アップダウンカウンタ４１のカウント値
に応じた信号がデジタルアナログ変換回路４２に送ら
れ、デジタルアナログ変換回路４２はアップダウンカウ
ンタ４１のカウント値に応じた電圧を基準電圧ＶＳとし
てオペアンプ８の非反転入力端子に出力する。
【００４４】又、オペアンプ８の出力端子は抵抗４３を
介してコンパレータ４４の非反転入力端子に接続されて
いる。コンパレータ４４の出力は抵抗４７（本実施例で
は１００Ω）を介して正帰還がかけられている。
介してコンパレータ４４の非反転入力端子に接続されて
いる。コンパレータ４４の出力は抵抗４７（本実施例で
は１００Ω）を介して正帰還がかけられている。
【００４５】５ボルトの電源ＶDDに対し抵抗４５，４６
が直列に接続されている。抵抗４５と４６との間の接続
点ｋはコンパレータ４４の反転入力端子と接続され、接
続点ｋでの分圧電圧（＝２．０ボルト）がコンパレータ
４４の閾値として設定される。
が直列に接続されている。抵抗４５と４６との間の接続
点ｋはコンパレータ４４の反転入力端子と接続され、接
続点ｋでの分圧電圧（＝２．０ボルト）がコンパレータ
４４の閾値として設定される。
【００４６】尚、上限検出用コンパレータ３２の出力は
抵抗４８（本実施例では１００Ω）を介して正帰還がか
けられるとともに、下限検出用コンパレータ３４の出力
は抵抗４９（本実施例では１００Ω）を介して正帰還が
かけられている。
抵抗４８（本実施例では１００Ω）を介して正帰還がか
けられるとともに、下限検出用コンパレータ３４の出力
は抵抗４９（本実施例では１００Ω）を介して正帰還が
かけられている。
【００４７】本実施例では、上限検出用コンパレータ３
２，下限検出用コンパレータ３４，クロック発生ＣＲ発
振回路４０，アップダウンカウンタ４１，デジタルアナ
ログ変換回路４２にて比較電圧変更手段が構成され、ア
ップダウンカウンタ４１にて計数回路が、上限検出用コ
ンパレータ３２，下限検出用コンパレータ３４，クロッ
ク発生ＣＲ発振回路４０にてカウント値変更手段が構成
されている。
２，下限検出用コンパレータ３４，クロック発生ＣＲ発
振回路４０，アップダウンカウンタ４１，デジタルアナ
ログ変換回路４２にて比較電圧変更手段が構成され、ア
ップダウンカウンタ４１にて計数回路が、上限検出用コ
ンパレータ３２，下限検出用コンパレータ３４，クロッ
ク発生ＣＲ発振回路４０にてカウント値変更手段が構成
されている。
【００４８】次に、上記のように構成されたセンサ信号
処理装置の作用を、図６に従って説明する。図６におい
て、オペアンプ６の出力（センサ信号）と、オペアンプ
８の出力と、上限検出用コンパレータ３２の出力と、下
限検出用コンパレータ３４の出力と、オアゲート３８の
出力と、クロック発生ＣＲ発振回路４０の出力と、デジ
タルアナログ変換回路４２の出力（基準電圧ＶＳ）と、
コンパレータ４４の出力とを示す。
処理装置の作用を、図６に従って説明する。図６におい
て、オペアンプ６の出力（センサ信号）と、オペアンプ
８の出力と、上限検出用コンパレータ３２の出力と、下
限検出用コンパレータ３４の出力と、オアゲート３８の
出力と、クロック発生ＣＲ発振回路４０の出力と、デジ
タルアナログ変換回路４２の出力（基準電圧ＶＳ）と、
コンパレータ４４の出力とを示す。
【００４９】センサ出力が上昇する状態において、オペ
アンプ８の出力が下降し、同出力は下限検出用コンパレ
ータ３４において下限電圧値ＢＳ（＝０．５ボルト）と
比較され、オペアンプ８の出力が下限電圧値ＢＳを下回
ると（図６のｔ２０のタイミング）、下限検出用コンパ
レータ３４の出力がＨレベルとなり、オアゲート３８を
介してクロック発生ＣＲ発振回路４０に信号が出力され
る。この信号入力によりクロック発生ＣＲ発振回路４０
からアップダウンカウンタ４１にクロック信号が出力さ
れ、カウント値が「１」ダウンする。その結果、デジタ
ルアナログ変換回路４２の出力である基準電圧ＶＳが所
定電圧分だけ下がる。よって、アンプ出力が０．５ボル
ト上がり、１ボルトとなる。
アンプ８の出力が下降し、同出力は下限検出用コンパレ
ータ３４において下限電圧値ＢＳ（＝０．５ボルト）と
比較され、オペアンプ８の出力が下限電圧値ＢＳを下回
ると（図６のｔ２０のタイミング）、下限検出用コンパ
レータ３４の出力がＨレベルとなり、オアゲート３８を
介してクロック発生ＣＲ発振回路４０に信号が出力され
る。この信号入力によりクロック発生ＣＲ発振回路４０
からアップダウンカウンタ４１にクロック信号が出力さ
れ、カウント値が「１」ダウンする。その結果、デジタ
ルアナログ変換回路４２の出力である基準電圧ＶＳが所
定電圧分だけ下がる。よって、アンプ出力が０．５ボル
ト上がり、１ボルトとなる。
【００５０】同様の動作が、図６のｔ２１においても行
われる。そして、図６のｔ２２〜ｔ２３の期間において
はオペアンプ８の出力が下限電圧値ＢＳを下回り、下限
検出用コンパレータ３４の出力は常にＨレベルとなり、
クロック発生ＣＲ発振回路４０から所定時間毎にアップ
ダウンカウンタ４１にクロック信号が出力されアップダ
ウンカウンタ４１によるカウント値のダウン動作が行わ
れ、基準電圧ＶＳも低下する。
われる。そして、図６のｔ２２〜ｔ２３の期間において
はオペアンプ８の出力が下限電圧値ＢＳを下回り、下限
検出用コンパレータ３４の出力は常にＨレベルとなり、
クロック発生ＣＲ発振回路４０から所定時間毎にアップ
ダウンカウンタ４１にクロック信号が出力されアップダ
ウンカウンタ４１によるカウント値のダウン動作が行わ
れ、基準電圧ＶＳも低下する。
【００５１】一方、センサ出力が増加から減少に転じた
後のセンサ出力が下降する状態においては、オペアンプ
８の出力は上限検出用コンパレータ３２において上限電
圧値ＰＳ（＝３．５ボルト）と比較され、オペアンプ８
の出力が上限電圧値ＰＳを越えると（図６のｔ２４のタ
イミング）、上限検出用コンパレータ３２の出力がＨレ
ベルとなり、オアゲート３８を介してクロック発生ＣＲ
発振回路４０に信号が出力される。この信号入力により
クロック発生ＣＲ発振回路４０からアップダウンカウン
タ４１にクロック信号が出力され、カウント値が「１」
アップする。その結果、デジタルアナログ変換回路４２
の出力である基準電圧ＶＳが所定電圧分だけ上がる。よ
って、アンプ出力が０．５ボルト下がり、３ボルトとな
る。
後のセンサ出力が下降する状態においては、オペアンプ
８の出力は上限検出用コンパレータ３２において上限電
圧値ＰＳ（＝３．５ボルト）と比較され、オペアンプ８
の出力が上限電圧値ＰＳを越えると（図６のｔ２４のタ
イミング）、上限検出用コンパレータ３２の出力がＨレ
ベルとなり、オアゲート３８を介してクロック発生ＣＲ
発振回路４０に信号が出力される。この信号入力により
クロック発生ＣＲ発振回路４０からアップダウンカウン
タ４１にクロック信号が出力され、カウント値が「１」
アップする。その結果、デジタルアナログ変換回路４２
の出力である基準電圧ＶＳが所定電圧分だけ上がる。よ
って、アンプ出力が０．５ボルト下がり、３ボルトとな
る。
【００５２】同様の動作が、図６のｔ２５，２６におい
ても行われる。そして、図６のｔ２７〜ｔ２８の期間に
おいてはオペアンプ８の出力が上限電圧値ＰＳを越え、
上限検出用コンパレータ３２の出力は常にＨレベルとな
り、クロック発生ＣＲ発振回路４０から所定時間毎にア
ップダウンカウンタ４１にクロック信号が出力されアッ
プダウンカウンタ４１によるカウント値のアップ動作が
行われ、基準電圧ＶＳも上昇する。
ても行われる。そして、図６のｔ２７〜ｔ２８の期間に
おいてはオペアンプ８の出力が上限電圧値ＰＳを越え、
上限検出用コンパレータ３２の出力は常にＨレベルとな
り、クロック発生ＣＲ発振回路４０から所定時間毎にア
ップダウンカウンタ４１にクロック信号が出力されアッ
プダウンカウンタ４１によるカウント値のアップ動作が
行われ、基準電圧ＶＳも上昇する。
【００５３】又、コンパレータ４４において、アンプ出
力と閾値電圧（＝２ボルト）とが比較され、その大小関
係により、図６のｔ４０，ｔ４１，４２，４３のタイミ
ングにて反転した出力となる。
力と閾値電圧（＝２ボルト）とが比較され、その大小関
係により、図６のｔ４０，ｔ４１，４２，４３のタイミ
ングにて反転した出力となる。
【００５４】さらに、図６において、ｔ５１〜ｔ５２，
ｔ５３〜ｔ５４，ｔ５５〜ｔ５６，ｔ５７〜ｔ５８の期
間においてアンプ出力は動作限界の上限あいるは下限に
張り付いた状態となる。
ｔ５３〜ｔ５４，ｔ５５〜ｔ５６，ｔ５７〜ｔ５８の期
間においてアンプ出力は動作限界の上限あいるは下限に
張り付いた状態となる。
【００５５】このように本実施例では、比較電圧変更手
段として、アップダウンカウンタ４１と、同カウンタ４
１によるカウント値に応じた基準電圧（比較電圧）ＶＳ
を設定するデジタルアナログ変換回路４２と、オペアン
プ８の出力が交流信号での振幅中心を挟んだ所定振幅領
域から外れるとアップダウンカウンタ４１のカウント値
を変更するためのコンパレータ３２，３４，クロック発
生ＣＲ発振回路４０とを備えた。このように、デジタル
処理回路にて構成されているので、コンデンサ等を用い
ることなく構成が簡単になる。
段として、アップダウンカウンタ４１と、同カウンタ４
１によるカウント値に応じた基準電圧（比較電圧）ＶＳ
を設定するデジタルアナログ変換回路４２と、オペアン
プ８の出力が交流信号での振幅中心を挟んだ所定振幅領
域から外れるとアップダウンカウンタ４１のカウント値
を変更するためのコンパレータ３２，３４，クロック発
生ＣＲ発振回路４０とを備えた。このように、デジタル
処理回路にて構成されているので、コンデンサ等を用い
ることなく構成が簡単になる。
【００５６】尚、この発明の他の態様として、前記第１
実施例ではバイポーラＩＣにてワンチップ化したが、Ｃ
ＭＯＳにてワンチップ化してもよい。
実施例ではバイポーラＩＣにてワンチップ化したが、Ｃ
ＭＯＳにてワンチップ化してもよい。
【００５７】
【発明の効果】以上詳述したように請求項１に記載の発
明によれば、センサ信号に対して高精度に２値化するこ
とができる優れた効果を発揮する。これとともに、振幅
中心が異なるセンサ信号に対しても２値化することがで
きる。
明によれば、センサ信号に対して高精度に２値化するこ
とができる優れた効果を発揮する。これとともに、振幅
中心が異なるセンサ信号に対しても２値化することがで
きる。
【００５８】請求項２に記載の発明の発明によれば、請
求項１に記載の発明の効果に加え、ワンチップ化するこ
とが可能となる。
求項１に記載の発明の効果に加え、ワンチップ化するこ
とが可能となる。
【００５９】請求項３に記載の発明によれば、請求項１
に記載の発明の効果に加え、構成の簡素化を図ることが
できる。
に記載の発明の効果に加え、構成の簡素化を図ることが
できる。
【図１】第１実施例のセンサ信号処理装置の全体図。
【図２】各種波形を示す波形図
【図３】波形の一部拡大図
【図４】波形の一部拡大図
【図５】第２実施例のセンサ信号処理装置の全体図。
【図６】各種波形を示す波形図
【図７】従来のセンサ信号処理装置の全体図。
【図８】各種波形を示す波形図
【図９】発明を説明するための説明図
３…ＭＲＥセンサ、８…オペアンプ、１０…コンパレー
タ、１１…上限検出用コンパレータ、１２…下限検出用
コンパレータ、２２…ＰＮＰトランジスタ、２５…ＮＰ
Ｎトランジスタ、２６…コンデンサ、３２…上限検出用
コンパレータ、３４…下限検出用コンパレータ、４０…
クロック発生ＣＲ発振回路、４１…アップダウンカウン
タ、４２…デジタルアナログ変換回路。
タ、１１…上限検出用コンパレータ、１２…下限検出用
コンパレータ、２２…ＰＮＰトランジスタ、２５…ＮＰ
Ｎトランジスタ、２６…コンデンサ、３２…上限検出用
コンパレータ、３４…下限検出用コンパレータ、４０…
クロック発生ＣＲ発振回路、４１…アップダウンカウン
タ、４２…デジタルアナログ変換回路。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 青山 正紀
愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 日本
電装 株式会社 内
(72)発明者 牧野 友厚
愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 日本
電装 株式会社 内
(56)参考文献 特開 平４−69986（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−300584（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−183591（ＪＰ，Ａ)
実開 昭59−104077（ＪＰ，Ｕ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G01D 5/00 - 5/62
G01B 7/00 - 7/34
G01B 11/00 - 11/30
G01P 1/00 - 3/80
Claims (3)
- 【請求項１】 センサからの交流信号の振幅値に対し動
作限界を越える差動利得を有し、同センサ信号と比較電
圧との差を増幅して出力する増幅器と、 前記増幅器の出力が、当該増幅器の出力である交流信号
での振幅中心を挟んだ所定振幅領域内にあるか否か判定
して、当該領域から外れると、前記比較電圧を増幅器の
出力に近づく方向に変更する比較電圧変更手段と、 前記増幅器の出力信号と閾値とを比較して、その大小関
係により２値化信号を出力する２値化手段とを備えたこ
とを特徴とするセンサ信号処理装置。 - 【請求項２】 前記比較電圧変更手段は、前記増幅器で
の比較電圧印加用端子と接続されたコンデンサと、前記
増幅器の出力が交流信号での振幅中心を挟んだ所定振幅
領域から外れると、前記コンデンサを充放電して前記比
較電圧を変更するコンデンサ電圧調整手段とを備えたも
のである請求項１に記載のセンサ信号処理装置。 - 【請求項３】 前記比較電圧変更手段は、計数回路と、
前記計数回路によるカウント値に応じた前記比較電圧を
設定するデジタルアナログ変換回路と、前記増幅器の出
力が交流信号での振幅中心を挟んだ所定振幅領域から外
れると、前記計数回路のカウント値を変更するカウント
値変更手段とを備えたものである請求項１に記載のセン
サ信号処理装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00338195A JP3456041B2 (ja) | 1995-01-12 | 1995-01-12 | センサ信号処理装置 |
| DE19600803A DE19600803A1 (de) | 1995-01-12 | 1996-01-11 | Sensorsignal-Prozessor |
| US08/584,069 US5821745A (en) | 1995-01-12 | 1996-01-11 | Sensor signal processor having accurate digitizing capabilities |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00338195A JP3456041B2 (ja) | 1995-01-12 | 1995-01-12 | センサ信号処理装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08193841A JPH08193841A (ja) | 1996-07-30 |
| JP3456041B2 true JP3456041B2 (ja) | 2003-10-14 |
Family
ID=11555783
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00338195A Expired - Lifetime JP3456041B2 (ja) | 1995-01-12 | 1995-01-12 | センサ信号処理装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5821745A (ja) |
| JP (1) | JP3456041B2 (ja) |
| DE (1) | DE19600803A1 (ja) |
Families Citing this family (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6232768B1 (en) * | 1996-01-17 | 2001-05-15 | Allegro Microsystems Inc. | Centering a signal within the dynamic range of a peak detecting proximity detector |
| US6297627B1 (en) | 1996-01-17 | 2001-10-02 | Allegro Microsystems, Inc. | Detection of passing magnetic articles with a peak-to-peak percentage threshold detector having a forcing circuit and automatic gain control |
| US6242908B1 (en) | 1996-01-17 | 2001-06-05 | Allegro Microsystems, Inc. | Detection of passing magnetic articles while adapting the detection threshold |
| US6525531B2 (en) | 1996-01-17 | 2003-02-25 | Allegro, Microsystems, Inc. | Detection of passing magnetic articles while adapting the detection threshold |
| US5990753A (en) * | 1996-01-29 | 1999-11-23 | Stmicroelectronics, Inc. | Precision oscillator circuit having a controllable duty cycle and related methods |
| US6011415A (en) * | 1996-10-21 | 2000-01-04 | Texas Instruments Incorporated | Shock sensor circuitry and method for amplifying an input signal including leakage currents |
| DE19707263B4 (de) * | 1997-02-24 | 2006-03-16 | Infineon Technologies Ag | Verfahren zum Einstellen von Schaltpunkten bei einem Sensor-Ausgangssignal |
| DE69822030T2 (de) * | 1997-04-28 | 2004-08-12 | Allegro Microsystems, Inc., Worcester | Detektion von sich vorbeibewegenden magnetischen Gegenständen mit einem Schwellwertdetektor, wobei der Schwellwert ein prozentualer Anteil der Spitzenwerte ist |
| EP0875732B1 (en) * | 1997-04-28 | 2004-03-03 | Allegro Microsystems Inc. | Method for centering a signal within the dynamic range of a peak detecting proximity detector |
| DE19831978A1 (de) | 1998-07-16 | 2000-02-03 | Micronas Intermetall Gmbh | Sensorschaltung |
| US6211670B1 (en) * | 1998-12-17 | 2001-04-03 | Optek Technology, Inc. | Magnetic sensing device for outputting a digital signal as a dynamic representation of an analog signal |
| US6459261B1 (en) | 1999-07-15 | 2002-10-01 | Wabash Technologies, Inc. | Magnetic incremental motion detection system and method |
| US6717399B2 (en) | 1999-07-15 | 2004-04-06 | Wabash Technologies, Inc. | Magnetic sensing device with offset compensation |
| DE10159336B4 (de) * | 2001-05-24 | 2004-08-05 | Sie Elektronik Industrie-Elektronik Gmbh | Verfahren zur Selbstjustierung eines Sensors sowie selbstjustierender Sensor |
| JP2007155443A (ja) * | 2005-12-02 | 2007-06-21 | Denso Corp | センサ信号処理装置 |
| US7362094B2 (en) * | 2006-01-17 | 2008-04-22 | Allegro Microsystems, Inc. | Methods and apparatus for magnetic article detection |
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| US9520871B2 (en) | 2012-01-05 | 2016-12-13 | Allegro Microsystems, Llc | Methods and apparatus for supply voltage transient protection for maintaining a state of a sensor output signal |
| US8723512B1 (en) | 2012-11-26 | 2014-05-13 | Allegro Microsystems, Llc | Circuits and methods for generating a threshold signal used in a magnetic field sensor based on a peak signal associated with a prior cycle of a magnetic field signal |
| WO2015031009A2 (en) | 2013-08-30 | 2015-03-05 | Allegro Microsystems, Llc | Circuits and methods for generating a threshold signal used in a motion detector in accordance with a least common multiple of a set of possible quantities of features upon a target |
| US9778326B2 (en) | 2014-03-11 | 2017-10-03 | Allegro Microsystems, Llc | Circuits and methods for limiting a smallest separation of thresholds in a magnetic field sensor |
| US10571481B2 (en) | 2015-11-11 | 2020-02-25 | Goodrich Corporation | Low wheel speed detection utilizing variable reluctance speed transducer |
| JP2019027786A (ja) * | 2017-07-25 | 2019-02-21 | Tdk株式会社 | 磁場センサ |
| EP3581951A1 (en) * | 2018-06-12 | 2019-12-18 | Melexis Bulgaria Ltd. | Sensor saturation fault detection |
| TWI750713B (zh) * | 2020-06-24 | 2021-12-21 | 茂達電子股份有限公司 | 快速預估感測數值電路及其方法 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4119918A (en) * | 1977-05-02 | 1978-10-10 | Helm Instrument Company | Auto zero circuit |
| EP0452609B1 (de) * | 1990-04-19 | 1996-01-10 | Austria Mikro Systeme International Aktiengesellschaft | Monolithisch integrierter hochauflösender Analog-Digital-Umsetzer |
| JPH0469986A (ja) * | 1990-07-11 | 1992-03-05 | Honda Motor Co Ltd | 磁電変換素子の出力補正装置 |
| JPH0477671A (ja) * | 1990-07-19 | 1992-03-11 | Zexel Corp | 信号処理装置 |
| US5493219A (en) * | 1993-04-15 | 1996-02-20 | Nippondenso Co., Ltd. | MRE sensor signal detector |
| JP3368681B2 (ja) * | 1994-09-13 | 2003-01-20 | 株式会社デンソー | 磁気検出装置 |
-
1995
- 1995-01-12 JP JP00338195A patent/JP3456041B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-01-11 DE DE19600803A patent/DE19600803A1/de not_active Ceased
- 1996-01-11 US US08/584,069 patent/US5821745A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE19600803A1 (de) | 1996-07-18 |
| US5821745A (en) | 1998-10-13 |
| JPH08193841A (ja) | 1996-07-30 |
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