JPH0832114B2 - 音響帰還の補償を持つ補聴器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は補聴器の改良または補聴器に関し、より詳し
く言えば、例えば「耳道」補聴器（ITC）、「耳朶」補
聴器（ITE）、及び「耳後方」補聴器（BTE）に関する。

［従来の技術及び発明が解決しようとする課題］ 従来の補聴器の多くはそのマイクロフォンとレシーバ
が単一体のうえに取り付けられ互いに接近しているとい
う共通した特徴を持っている。

いくつかの機構がこれらの補聴器に起きる音響帰還に
貢献することができる。全ての場合、補聴器の本体また
は内部容積の中に避けることのできない音響結合または
機械的結合が起きる。また音響帰還は、音が反射によっ
て進路を変えられレシーバからマイクロフォンに進むと
きに起きる。このようにして、たとえば「耳後方」補聴
器では音は周囲の頭部の構造によって反射されることが
あり、また「耳道」補聴器及び「耳朶」補聴器では音響
結合が補聴器の成形部にある意図されない隙間を通って
起きることがある。

一方、「耳朶」補聴器では閉塞を低減する、即ち閉塞
される耳の感覚を避けるための装置として通気孔が設け
られる。通気孔を設けることのさらに別の利点は、それ
が耳の中に増幅しない低い周波数の音の直接の入力を許
すということである。これは高い周波数に対して聴力を
失い、低い周波数に対しては小さい聴力喪失の患者、即
ちこの低い周波数に対しては増幅を必要としない患者に
対して重要な利点である。また、通気孔の大きさには広
い範囲がある。大きい直径の通気孔は小さい直径より閉
塞感を少なくするのにより有効であるが、それはまた音
響帰還の増加を起こすことになる。通気孔の大きさは、
よって過度の音響帰還を避けるという付随する必要性に
よって限定される。

現在大きい寸法の通気孔はあまり使われることはな
く、ただ低い利得（ゲイン）の増幅を使う補聴器に使用
されるだけである。

音響帰還にはいくつかの問題が起きる。最も普通に考
えられることは振動が起こることである。これは高い利
得の水準で起こり、また通常永続性を持つ、そのような
振動の原因となる利得のすぐ下の利得では「リンギング
効果」が認められる。この効果は、さらに不快な感じを
起こして言葉や他の望まれる音を分かりにくくする。追
加の効果は、音響帰還は補聴器の周波数レスポンスで利
得に依存する混乱に貢献するということである。そのよ
うな制御されない周波数レスポンス効果は振動開始より
充分低い利得で起こり、また感知音によく認めることの
できる、またある時には相当大きい歪みを起こすことが
あり、よって規定の特性を満足させることでの補聴器の
有効性を低減するという問題がある。

しかしながら、音響帰還が起きることを避けることは
難しい。よって、「耳朶」補聴器の場合は、耳成形部分
をより緊密に接触させることによって漏洩は減少させら
れることができる。しかし、これは達成することは難し
く、また使用者にとっては理想的に快適であることから
程遠い。また内部の音響帰還の除去は不可能である。し
かし、どちらの場合にも部材を、特にマイクロフォン開
口の方向と位置を注意深く位置決めすることによって音
響帰還の水準を下げることができる。

音響帰還の除去は不可能であるから、努力が振動の発
生の抑圧へと向けられている。補聴器の周波数レスポン
スは、振動は通常１キロ・ヘルツから４キロ・ヘルツの
範囲にある周波数で起きることを意味し、また正確な周
波数は通常のナイキスト条件（即ち、ゼロデシベルよ
り、より大きいループ利得と所望の信号とエコーの間の
零の位相差）によって決められる。

振動条件は使用者が音量制御を下げることによって、
即ち一度振動が起きたら利得を下げることによって抑圧
することができるであろう。しかし、これは一般に使用
者に対しては不便である。そこで、振動の発生を禁じる
技術が開発された。よって補聴器の電子利得は振動が起
こりそうな周波数に対して低下させてある。しかしなが
ら、これは、難聴者である使用者に対する規定の高い周
波数レスポンスが１キロ・ヘルツから４キロ・ヘルツの
範囲に通常あり、また約３キロ・ヘルツの耳道の自然共
鳴振動数に非常に近く、高い周波数に故意に妥協させら
れることを意味する。またレシーバは、10デシベルまた
はそれ以上の相対利得数値が起こることのできる特にレ
シーバの共鳴振動数でレシーバの電気音響利得を小さく
するよう設計されている。しかしながら、このピークは
正常な耳の自然の耳道共鳴を再生するのに通常望まし
い。

以上で考慮された振動を避けるすべての場合に、設計
の妥協が必要であり、またその結果としてそのような補
聴器は使用者に対して最適以下の性能を提供することが
できるだけであることが注目されるであろう。

他の匡正する技術は振動の開始を検出すること及びレ
スポンスにおいて消去または他の補償を行うことを含ん
でいる。よって検出された信号は自動利得段階を制御す
る装置として使用されている。代わりの技術は内部振動
の発生を消去するため検出した信号を使用し、また内部
振動を所望でない信号を消去するために使用することで
ある。この技術は、振動の周波数と振幅は外的条件の変
化によって変動するので、適応性がなければならない。
さらにまた、検出した信号はノッチ・フィルタ、即ち振
動周波数において、または、その近くに中心を持つ周波
数によって選択する利得減少を持つフィルタの中心周波
数を調節するのに使用されてきた。

しかしながら、振動検出を行う上記の技術では、振動
周波数から離れたそれらの振動数での音響帰還の効果に
対して何等の補償も与えられていない。

以上に対しての代わりのアプローチが米国特許第4783
818号に提案されている。この提案によれば、音響帰還
の効果は電気的に負帰還によって補償される。負帰還通
路はフィルタを含み、このフィルタの特性はなかんずく
音響帰還道自身に対する識別内部を模型としている。記
載されているコミュニケーション・システム、これは例
えば補聴器であることができるが、２つの時間的に連続
する操作モード、即ち通常の操作モード及び識別モード
を持つよう作られる。通常の操作モードにおいては、補
償される電気信号は増幅器を通って送られ、そのあとレ
シーバを働かすのに使用される。識別モード、これは例
えばターンオンにおいて、または増幅器の自動的に感知
されるしきい変化に対応して選ばれることができるが、
増幅器は回路から結合を解かれ、その代わりに補正回路
がおかれる。補正回路はノイズ源、例えば擬似無作為２
進シーケンス信号を含み、音響帰還とだけ関連するパラ
メータが識別され、またフィルタの伝達函数を定義する
ために使用され、このフィルタは次いで通常の操作中に
使用される。しかしながら、操作の識別モードのとき補
強器が音響ノズルの源ととしてふるまい、何等有効な補
聴器操作を与えないことはこの構造の欠点である。また
通常の操作は、音響帰還がパラメータが識別される帰還
とほとんど同じである限り満足できる。よって提案の構
造は補聴器への適用に対して全く満足できるものではな
い。

この形のアプローチはまた実験的に考慮されており、
1985年５月発表、ワイオミング大学のレランド・シー・
ベストによる「補聴器の音響帰還のデジタル抑圧」と題
した主題を見られたい。これには、補聴器の音響帰還を
補償するため連続的に適応する帰還通路として適用され
た適応性のあるデジタル・フィルタについてのいくつか
の実験が記載されている。適合性方法を使うデジタル無
作為数発生器がノイズ源として使用され、これはフィル
タ・パラメータを適応性を持って導くための音響通道の
中に注入される。

この主題のなかに記載されている実験装置は実際的な
補聴器を形成しない。これは主としてこの参考資料の第
IV章と第Ｖ章の中に記載されているように帰還での非線
形性の故である。そのような非線形型は、出力の変換器
のレスポンスの線形領域を出力信号が瞬間的に越えると
きはっきりする。このような状況のもとでは、デジタル
・フィルタは帰還信号を消去する正確な模写を作ること
はもはやできない。デジタル・フィルタは一般に補聴器
の利得を大きくするために使用されるのであろうから、
音響通路とデジタル・フィルタ通路の両方が離れている
ときは各々不安定であり、互いに他の帰還信号の正確な
模写を作ることによって互いを安定させることは全く普
通にあることである。上記のような非線形が始まると、
２つの部分の帰還信号はもはや互いに他を消去せず両方
の部分は不安定になる。よって補聴器は不安定になり、
またその状態にいつまでもあるであろう。

この参考資料の第IV章には、この問題は、この状況が
起こったらしいことを検出することによってまたこのシ
ステムが回復するまで出力信号の伝播を沈黙させること
によって実験目的としては解決されている。これは、例
えば増幅器の利得をゼロに落すことによって行われる。
この参考資料の26頁から28頁を見られたい。しかしなが
ら、そのような解決は実際には受け入れられないのであ
ろう。なぜならば、それは増幅した音のかなり頻繁な中
断を結果としてもたらすからである。

［課題を解決するための手段］ 本発明は上記課題を解決するためになされたものであ
る。

即ち、本発明はレシーバとマイクロフォンの間の音響
帰還を、マイクロフォンとレシーバの間の振幅限定装置
を含む電気的通路に電気的帰還信号を加えることによっ
て電気的に補償し、振幅限定装置をレシーバがその非線
形操作領域に入らないように配置し、電気的帰還信号を
振幅限定装置の出力のうしろに電気的通路から電気的レ
スポンス信号を引き出すことによって導き、レシーバを
マイクロフォンのあいだの音響結合を模すよう計算され
る特性を持ったフィルタを通して、電気的レスポンス信
号を通す補聴器を提供するものである。

また、本発明は帰還消去の実際的適用を実現すべく信
号が変換器レスポンスの非線形領域に達することを禁じ
られることを保証する性能特性を有する装置を電気的出
力通路の中に意図的に含めた補聴器を提供する。ここで
装置は、それが消去ネットワークへの信号入力が常に変
換器から放射する音響信号を代表することを保証するよ
う出力変換器と消去ネットワークの両者に加えられる信
号を出すことができるような位置で回路に含まれる構成
となっている。

［作用］ 本発明は上述の如く構成されているので、従来問題と
なっていた音響帰還を電気的に補償できる。

また、単に振動の開始または発生を抑えるのでなく音
響帰還の効果のすべてを消去することができ、振動する
（不安定な）レスポンスの抑圧、振動を起こす利得より
丁度の下の利得をセットすることによって感知できる
「リンギング効果」の防止並びに、通常の振動周波数か
らずっと離れた周波数において起こる周波数レスポンス
の中に依存する混乱の排除が可能となる。

［実施例］ 本発明の実施例を以下に添付図面を参照して記載す
る。以下の記載は例として与えられる。

第１図で補聴器１が示されるが、これは適応回路３を
含むむことを除いて、他の点においては従来の設計であ
り、音響電気変換器即ち小型マイクロフォン５と、前置
増幅器７、主増幅器９、及び電気音響変換器即ちレシー
バ11を含む。前置増幅器７は第４図に示すように構成さ
れることができて、補聴器の使用者から発するような極
めて大きな話し言葉信号に対して補償を与える。この増
幅器の中の１つの通路77には低域通過フィルタ79と第１
の増幅器81が含まれている。この第１の増幅器81の利得
は自動利得制御回路83によって制御されている。前置増
幅器７の他の平行通路85では高域通過フィルタ87と第２
の増幅器89が含まれている。増幅器81と89の各々からの
信号は加算節点91のところで加えられる。前置増幅器７
と主増幅器９の間の接続した電気的通路13の中では、主
増幅器９とレシーバ11の各々の線形限界を越える増幅水
準に電気信号が達することを防ぐようにリミタ15が挿入
される。これまで記載された従来の部材とリミタの配置
では、マイクロフォン５の音響電気利得、前置増幅器の
利得、主増幅器の利得、及びレシーバ11の電気音響利得
は全て適当なスペクトル的領域にレスポンスを持つので
補聴器の挿入利得は規定の要求事項にできるだけ近付
く。

一般的好都合のために、適応性のある回路３はすべて
がデジタルの装置を使って構成されている。しかし、回
路３の構成はここに示される設計の詳細に限定されるの
ではなく、デジタルとアナログの混同及び／またはアナ
ログの装置を使うことが除外されるのではない。

入力のとき適応性のあるデジタル回路構成３がアナロ
グからデジタルへの変換器19によって前置増幅器17にイ
ンターフェースされる。リミタ15はまたデジタル構成で
あり（第５図）またアナログからデジタルへの変換器19
とデジタルからアナログへの変換器19の間の接続通路の
中にある。リミタ15への入力においての信号は比較器97
と99によって平行して比較され、これらの比較器97と99
の各々の出力信号は直列に接続されるマルチプレキサ10
1と103を操作するのに使用される。信号が決められた限
界内にあるときは、信号は２つのマルチプレキサ101と1
03を通って出力に送られる。しかしながら、もし限界の
一方または他方が越えられると、信号はロックされ、限
界値の信号の一方または他方がマルチプレキサ101、103
によって出力に送られる。合計節点−デジタル加算器21
−はリミタ15とデジタルからアナログへの変換器19の間
の電気的接続通路の中に置かれる。このデジタル加算器
21は以下に記載されるが、ノイズ信号Ｎの注入に対する
節点を設けるためのものである。減算節点−第２のデジ
タル加算器23−はアナログからデジタルへの変換器17と
リミタ15の間の主通路の中に注入される。この後者のデ
ジタル加算器23は以下に説明されるであろう電気的帰還
を導入するための装置として設けられる。

マイクロフォン５からレシーバ11までの所望の信号に
対する通常の信号通路は図に示すよう直接の通路ａ−ｂ
−ｃ−ｄ−ｅ−ｆ−ｇ−ｈである。通路の要素a,b,g及
びｈはアナログであり、よって単一の導線によって与え
られる。直接通路の要素c,d,e及びｆは、しかしなが
ら、全てデジタルであり、よって各々はいくつかの平行
導線を含む。各通路の要素はアナログからデジタルへの
変換器17のビット分解能に従って例えば８本から12本の
間の平行導線を持つことができる。

電気的帰還は主通路の部分ｆ、即ちデジタル加算器21
とデジタルからアナログへの変換器19の間の部分の上に
あるタップ25によって引き出される、即ち、このタップ
から引き出される電気的帰還信号は注入されたノイズ信
号の構成部分を含む。タップから引き出された帰還信号
は適応フィルタ27、ここでは有限インパルス・レスポン
ス（FIR）フィルタを通過する。そしてこのフィルタ27
を通過したあと信号は引き算をするデジタル加算器23に
与えられる。便宜のため、この構成ではタップ25からの
デジタル信号はフィルタ27に達するまえに遅延線29を通
過する。この線29の遅延時間はレシーバ11とマイクロフ
ォン５との間の最小の音声移行時間を模型とするよう設
計される。この遅延線を含むことは本質的ではないがフ
ィルタと相関器の段階での冗長度を避ける。有限インパ
ルス・レスポンス・フィルタ27は相関器31を使って導か
れる増倍係数によって適応性を持つよう制御される。相
関器31は注入されたノイズ信号Ｎと引き算節点、即ちデ
ジタル加算器23の出力のところで形成される残りの信号
の中のいずれかのノイズ構成要素の間の相関関係を探
す。注入されるノイズ信号Ｎはノイズ源33を使って発生
させられ、掛け算器35を経て減衰させられたあと、加算
節点、即ちデジタル加算器21を使って主信号通路の中に
注入される。ノイズ信号はまた相関器31の基準入力に接
続し、また既に述べた最小の音声移行時間に相当する時
間遅延をまた挿入する第２の遅延線37を経てこれに送ら
れる。相関器31の信号入力に加えられる残余信号は主通
路のデジタル部分ｄ、即ち引き算節点デジタル加算器23
とデジタル・リミタ15の間の通路の上のタップ39から取
られる。タップｆでの電気出力信号のコピーがこのよう
にして遅延線29を通って適応有限インパルス・レスポン
ス・フィルタ27の中に送られる。このフィルタは適応す
る帰還信号を作るよう構成されている。

この適応する帰還信号は入力信号と引き算で加えられ
る。理想的操作では適応帰還信号は、先に述べた機構の
結果として起こる望まれない音響帰還に全ての点で等価
であるようにされる（音響帰還は第１図では点線（ｗ）
によって表わされる）。

適応帰還信号とデジタル加算器23への入力信号は等し
いならば、デジタル加算器23の出力は２つの要素が正確
に互いを消去するので、残余の帰還を含まない。

フィルタ27を、それが音響帰還に相当する電気信号の
正確な複写を作るように適応させるために、ノイズ信号
Ｎは掛け算器35を経て減衰したあと、出力信号に加えら
れレシーバ11を励起するのに使用される。ノイズ信号は
内部の（適応性のある）帰還通路と外部（音声）帰還通
路の両方に現われ、その結果理想的操作ではノイズ帰還
はデジタル加算器23のところで完全に消去され、よって
線ｄの上の残余信号は注入されたノイズを含まない。

加算節点21のところで主信号通路の中に注入されるノ
イズ信号Ｎは、デジタルからアナログへの変換器19を通
り、そこから主増幅器９とレシーバ11を通る。レシーバ
11のところでそれは音響信号を作るよう変換される。こ
の信号は所望の信号の上に重ねられる。増幅器フィルタ
35の出力のところで作られるノイズ信号のレベルはよっ
てレシーバ11の出力が使用者に邪魔にならないように選
ばれる。相関関係技術が使用されこの技術は非常に敏感
であるから、極めて低いレベルのノイズ信号、事実補聴
器自身の白色雑音のレベルよりほとんど高くない（即ち
数dB以内）低いレベルを使うことが可能である。実際の
使用では、決まった信号・ノイズ比を使って非常に効果
的な適応挙動を得ることができる。注入したノイズのこ
のレベルは信号よりある数のdBだけ低くあるように連続
して調整されよって耳に邪魔にならない。信号に対して
ノイズの高いレベルは非常に速い適応を与える。この瞬
間的な信号・ノイズ比は例えば12dBと24dBの間で、非常
に高い利得を要求する極度の聴力喪失の人に対しては12
dBが適当であることができる。24dBがある程度よりゆっ
くりした適応を結果として与えるであろうが、より緩や
かな利得レベルを要求する正常に近い聴力の人にとって
ほとんど気が付かないノイズ・レベルである。

実際には、内方（適応性のある）帰還と外方（音響）
帰還は完全に消去することはなく小さい量のノイズ（及
び他の帰還の要素）が有限残余信号として現われる。こ
の残余信号のノイズ要素は、通常連続して作動して、残
余信号と発生したノイズの遅延したノイズの間の長期の
一致を探している相関器31によって検出される。相関器
の出力は信号の中の残余ノイズの推定値であり、またそ
れはフィルタ27を直接的に順応させるのに使用される。
順応符号が選ばれて、フィルタ27をより低い残余ノイズ
を作るよう適応させるのでシステムはノイズが消去され
る状況に向かって収れんしようとする。環境の動的性
質、及び実際の算法の制限は完全な収れんは一般に達成
されないことを意味する。しかしながら、注意深い最適
化を与えるなら高い水準の消去は可能である。

ノイズが満足すべきスペクトル特性を与える、即ち補
聴器のレベルに比べられる帯域幅の上に平らなレベルを
構成することにより残余ノイズ信号の最小ノイズ要素に
対するシステムの適応はまたすべての他の信号の最小の
残余帰還に相当する。適当なビット繰り返し長さの擬似
無作為２進シーケンス（p.r.b.s.）信号は満足すべきノ
イズ信号として奉仕することができることがここで示さ
れている。そのような擬似無作為２進シーケンス信号は
排他的ORゲート105を経て多量帰還を持つクロックつき
シフト・レジスタ103を使って容易に発生させられるこ
とができる。そのように構成されたレジスタは全ての2^M
−１個のビットのあとで繰り返すパターンを持つ信号を
作る。ここでＭはレジスタ段階の数を表わす。127ビッ
トと37267ビットの長さのシーケンスに対して満足すべ
き性能が得られている（即ち７と15の段階をそれぞれ持
つレジスタを使用して）。他のスペクトル上に平衡した
シーケンス（他の長さのp.r.b.s.）もまた使えることが
期待される。

ノイズ信号の選択が何であろうとも、それは順応時間
定数、代表的には１秒と同じオーダの大きさであるどの
ような時間径間にわたっても低い自動相関を持つはずで
ある。上記の擬似無作為ビット・シーケンス発生器は装
置的に作るのが簡単であり、また装置の小型化に適して
いる。しかしながら、それが低い繰り返し期間をもつと
いうことは、特に低いオーダの擬似無作為ビット・シー
ケンスが使用されるとき、そのような簡単な装置の欠点
であることが注目される。これは周囲の音響信号が高度
に周期的であるとき−例えば長期継続する一定周波数の
サイン波信号であるとき問題となる。注入された信号と
のみせかけの相関関係はそのとき起こり適応過程を迷走
させて望ましくない聞くことのできる効果に導かれるで
あろう。これらの効果は擬似無作為ビット・シーケンス
をさらに無作為化することによって除去されることがで
きる。これは例えば第９図に示され、この図において擬
似無作為ビット・シーケンス発生器103、105の出力のと
ころでの信号は第２の排他的ORゲート107によってゲー
トされ、このゲートの他の入力は無作為化する２進信号
の源109に接続されるが、例えばそれは補聴器のアナロ
グ変換器17の最小有効デジタル出力に接続されることが
できるであろう。これはビット・シーケンスをさらに無
作為化する効果を持ち、またよって迷走効果をなくす効
果を持つ。

振動が起こり得る小さい範囲の周波数だけでなく広い
範囲の周波数にわたって帰還の消去を小さくすることに
よって、音響帰還の効果の全てが取り除かれることがで
きる。よってノイズ信号は補聴器の従来の帯域幅である
300ヘルツから７キロヘルツの範囲にわたって平らで平
坦なレベルの特性を持つことが保証される。

しかしながら、ただ振動を避けることだけが要求事項
であるところでは、振動周波数の予期された範囲を含む
より限定された範囲にわたって平坦なスペクトル特性を
持つノイズ信号が適当であろう。

相関器31と有限インパルス・レスポンス・フィルタ27
は第２図により詳細に示されている。

有限インパルス・レスポンス・フィルタ27は標準デジ
タルフィルタ構造のものである。よってそれは、いくつ
かの遅延段階43を持つ遅延線41、遅延段階43の第１の１
つに先行する掛け算器45及び各遅延段階に続く掛け算器
45を含む。掛け算器45はすべてデジタル加算器49の入力
側に並列で接続される。

遅延線29の出力のデジタル線Ｋの上の入力信号は順次
のサンプルＸ（ｎ）,X（ｎ−１）,X（ｎ−２）....等の
一連を与えるため一連の遅延段階43を通る。ここでＸ
（ｎ）は信号の最も新しいデジタル・サンプルである。
各サンプルは、アナログからデジタルへの変換器17及び
デジタルからアナログへの変換器19を操作するマスター
・クロックの一周期だけ遅らされる。代表的な場合、耳
朶補聴器（ITE）に対しては上方の帯域限界は７キロ・
ヘルツのオーダにあるよう設計されるであろう。これに
対してマスター・クロックの周波数は少なくとも14キロ
・ヘルツ（ナイキスト周波数）なければならないであろ
う、また実際には少なくとも20キロ・ヘルツの周波数が
選ばれるであろう。耳後方補聴器に対しては帯域幅はい
ずれの場合もいくらかより低いであろう。なぜならばそ
の構成で使われるコミュニケーション用チューブは低域
フィルタとして働くからである。そのような場合、例え
ば10キロ・ヘルツのより低いマスター・クロック周波数
がより適当であろう。スイッチのある容量フィルタを含
むマスター・クロック発振器が使用されることができる
であろう。また必要である10キロ・ヘルツまたは20キロ
・ヘルツのいずれかのマスター・クロック周波数を与え
るよう前もってセットされることができるであろう。共
通の回路設計によって装置が用いられることができる。
20キロ・ヘルツのより高い周波数は耳後方補聴器に対し
てもまた使用されるが、与えられた数の遅延段階に対し
てはより大きい時間径間にわたって相関関係が行われる
という事実が利用されていることに注目されたい。よっ
て性能は改善されることができる、またはその代わりに
相関器段階のより小さい数を使用して同じ性能が達成さ
れる。信号サンプルは一連の増倍係数、ｈ（０）、ｈ
（１）、ｈ（２）.....等によってここに掛けられ結果
として得られる積はデジタル加算器49によって加算され
て単一の出力ｙ（ｎ）を得る。この操作は下記の式によ
って要約される。

この装置では係数ｈ（ｍ）の各々はマスター・クロッ
クの各サイクル毎に更新されて新しい出力ｙ（ｎ）が計
算される。

制御されたやり方で係数ｈ（ｍ）の値を調整すること
によって適応が作動する。これを行うよう設計されてい
る相関器31はまた第２図に示される。この相関器31はフ
ィルタ27をウイドロー・ホフ算法によってフィルタ27を
順応させるように設計されている（B.ウイドロー及びそ
の他による、「LMS順応フィルタの定常及び非定常学修
特性」、1976年８月、IEEE機関誌、第24巻、頁1151〜11
62を参照のこと）。この算法を適用するとき、各係数ｈ
（ｍ）は各サイクル毎に調節される。調節は係数ｈ
（ｍ）の値を単に増加するか減少させるかであって、そ
の大きさと符号は相関器の働きによって決まる。各係数
ｈ（ｍ）は独立して累算される。

相関器31はいくつかの単一ビットの遅延段階53を持つ
遅延ライン51を含む。これらの段階の数は以上に記載し
た有限インパルス・レスポンス・フィルタ27の中に取り
入れられている。遅延線51への入力及び単一ビット遅延
段階53の各々からの出力は対応するデジタル掛け算器55
の基準入力に接続される。デジタル掛け算器55の各々へ
の第２の入力はデジタルライン57の共通のセットに接続
される。遅延ライン51はノイズ源33と遅延ライン37から
のノイズ信号を受けるため接続される一方、共通の線57
のセットは残余の信号を受けるようタップ39に接続され
る。各掛け算器55の出力は適応の速さのスケール・ファ
クタ掛け算器61に送られ積の項は加算器58によって累算
器レジスタ59の中に記憶されている累積された係数に加
えられる。この加えられた項の振幅は残余信号の振幅と
は順応レートのスケール・ファクタだけ異なる。この項
の符号、即ちこの項に加算されたか引き算されたかはノ
イズの符号と残余信号の符号とがそれぞれ同じであるか
または違うかによって決まる。

この過程は相関関係に要求される長期の平均を係数累
算器に結合することによって簡素化される。これは係数
累算器58、59の分解能を拡大することによって実現でき
るので、累算された入力がフィルタ27に対して有意義と
なる前にいくつかの連続した相関関係入力が要求され
る。このようにして図示の構造では各係数累算器59は長
さで24ビットであり、そのうち僅か最も有意義である12
ビットから14ビットが有限インパルス・レスポンス・フ
ィルタ27で使用する乗数の係数ｈ（ｍ）を定義するのに
使用される。最大の相関器入力のフィルタ有意性に対す
る比が適応の度を決める。順応が信号レベルの函数とし
て変動するということは上記の選ばれた算法の性質であ
る。この好適な配置では、乗数の係数は各マスタ・クロ
ックのサイクル毎に更新されるので適応は連続する。適
応の速さはよって、冷たい状態（即ち音信号または環境
の突然の変化に続いて）からの適応の速さと落ち付く期
間のあと条件が安定しているとき収れんの程度（即ちシ
ステムの安定度）との間の受けられることのできる妥協
を得るために注意深く選ばれねばならない。相関器が収
れんの程度を最適にするよう、即ち長期の安定を与える
よう設計されるとき、開始からの落ち付く期間がある程
度長過ぎるということはこれまでに記載された相関器の
欠点である。よって改良策として、順応の速さの追加の
変動を加えるため変容が設けられる。よって、第２図で
は、相関器31は第１の掛け算器55と対応する係数累算器
59との間の各段階に第２の掛け算器を挿入することによ
って変容させられる。各第２の掛け算器61はスケール係
数μを受け入れる入力を持つ。各第１の掛け算器55の出
力のところで作られる符号の付いた残余信号はよって、
それが相関器31の連続した各段階に対しての対応する係
数累算器59に送られる前に、乗数ファクタμによってス
ケーリングをされる。種々の技術がよって、冷たい状態
から（即ち条件の突然の変化）の順応の速さと条件が安
定しているときの収れんの程度との間の上記の取り引き
を最適にすることができる。好適な装置はよって強いら
れた可変の適応の速さを使う。実際には、補聴器及びよ
って相関器31が始めスイッチを入れ（即ち冷たい状態か
ら）られるとき高い適応の速さを強い、次いで前以って
決められた落ち付く期間のあとより低い適応の速さによ
ってよりよい性能が達成されることが発見されている。
後者のより低い適応の速さは長期の安定を達成するため
である。これを行うには、乗数のスケーリング係数μは
始めに１つの共通の高い値が割り当てられ、また前以っ
て決められた落ち付く時間のあと係数μは突然共通の第
２のより低いスケーリングの値に変更させられる。スケ
ーリング係数μを発生するための回転要素はよって時間
を測定する検知器、例えばマスタ・クロックによって始
動させられるカウンターを含むことができる。そこでこ
れは始動に続いて直ちに有限インパルス・レスポンス・
フィルタ27に送られる乗数の係数μの速やかな調整の必
要を受け入れられるであろう。始動に続いて係数ｈ
（ｍ）の速やかな調整のみならず始動のあと長く経って
からの条件の突然の変化に続く係数ｈ（ｍ）の調整を受
け入れるために、カウンタは代わりに残余信号のレベル
に応答する弁別器を使って始動させられることができる
であろう。これを行うことは全く極めて適当であること
が分かった。相関器31に対する前記の変容ではスケーリ
ング係数μは２つの値、即ち高い値と低い値のそれぞれ
の間を段階的に変えられる。最適化の他の技術が、しか
しながら、除外されるわけではない。カウンタの代わり
の設計を使うより複雑な変形ではスケーリング係数μは
一連の低下する値を通って徐々に転移することによって
高い値から低い値に変えられる。論じられた前記の変容
の両者において相関器31の段階の各々に対応するスケー
リング係数μは共同で変えられる。条件が非常に安定で
あるときは何等適応が要求されず累算される係数の更新
はスケーリング係数を相関器31の全ての段階に対してゼ
ロにセットすることによって抑えられることが注目され
る。

上記によらず、適応の速さは注入するノイズのレベル
を変えることによって変えられることができる。これは
例えば注入したノイズのレベルが可聴信号のレベルの函
数として変動するよう制御することによって行われる。
これがシグナルとノイズの比を多かれ少なかれ一定に保
って行われるとすると、可聴である正味のノイズの出力
は全く邪魔にならないであろう。より詳細は以下に述べ
る。

上述の実施例とその変形は補聴器の内部の回路構成の
一部として行われることができる。ウイドローホフ（Wi
drow−Hoff）の算法は極めて有効である。よってこの回
路は、低いパワー作動が要求されるところで「耳後
方」、「耳朶内」、及び「耳道肉」補聴器を作るのに特
に適当である。

上記のリミタ15は第１回に示すように相関器入力タッ
プ39と注入節点21の間に位置する。この位置が最適であ
る。しかしながら、これに代わる位置としてそれは帰還
注入加算節点23と帰還入力タップ25の間の他の位置に置
かれることができるであろう。これらの代わりに２つの
位置は第６図と第７図に示される。第６図では帰還信号
注入加算節点23と相関器入力タップ39の間にあるところ
が示される。しかしながら、この位置に対しては信号ク
リッピングは加えられたノイズに関する情報を失う結果
となり、またこれは適応が遅くなることを結果として起
こす。同様にリミタがノイズ注入加算節点21と帰還入力
タイプ25の間にある場合には、注入したノイズは限定さ
れ、再び適応が遅くなる。

さらに、この補聴器を洗練したものが第３図に示され
る。この洗練された実施例は使用者が制御する音量制御
を含みまたリミタに対しての制限のレベルを外的に変動
ができるようにする。さらにノイズ制御への信号及び使
用者による前以ってセットした調整ができるようにされ
る。

実際の補聴器では使用者が制御できる音量制御を持つ
ことが望ましい。これはマイクロフォン増幅器の中、ま
たは出力増幅器の前に置かれることができるが両方の場
合適応性のあるフィルタは、音量制御が調整されると
き、その係数を変えなければならない。しかしながら、
もし音量コントロールは反帰還信号を引いたあと及びリ
ミタの前に置かれ、音量調節が調整されるとき最大の出
力または係数は変わる必要はない。第３図に示す適応す
る構成では、掛け算器77は相関器入力タップ39とリミタ
15の間に挿入される。増幅器77に対する制御は使用者が
制御する音量制御ポランシオメータ73とアナログ／デジ
タル変換器67によって与えられる。

リミタ15の限界はまた使用者によって制御されるであ
ろう。これは望ましい。なぜならば、リミタは使用者の
耳の中に起こることのできる最大の音圧レベルを決定す
るからである。これは意味のある特徴である。なぜなら
ば最大の出力は増幅器の利得を小さくするまたは変える
ことなく小さくし、または変えられることができるから
である。第３図に示すように、リミタ15に対する最大の
正の限界及び負の限界93、95が使用者が制御するポテン
シオメータ75及びアナログ・デジタル変換器69によって
与えられる。図示される簡単な構成では音量制御とリミ
ット制御ポテンシオメータ73、75が基準電圧の共通の源
71に接続される。

規定の要求事項に従ってスペクトル・レスポンスを変
えるため、１つまたそれ以上の数のフィルタが通常含ま
れる。好適な場合第１図または第３図に示される補聴器
回路で、これは１つまたは１つ以上の有限インパルス・
レスポンスまたはIIRフィルタを使用することによって
行われる。そのようなフィルタをリミタ15と帰還消去信
号節点23の間に置くことが好ましい。そのようなフィル
タは通常増加する遅延を導入するであろう。しかし、も
しこの好ましい位置に置かれるならば帰還消去ループの
中の余分の遅延を加える必要はない。これは、もしフィ
ルタがデジタルからアナログへの変換器19に先行するす
ぐのところに置かれたとしたなら、必要であろう。

上記の実施例において使用される帰還消去有限インパ
ルス・レスポンス・フィルタの限られた長さのために、
可能な消去は周波数とともに大きくなる、またより高い
周波数での相対的高い利得を持つ補聴器において最も効
果がある。ある種の聴力喪失の場合高い周波数の利得を
小さくすることが望ましい。なぜならば使用者の残余の
聴力は聞こえない周波数では無用であるからである。こ
の種のフィルタの働きは帰還消去の効果を小さくするこ
とは避けられない。１つの解決法はサンプリングの頻度
を小さくすることである。しかしながらこれには反エイ
リアシングフィルタの遮断周波数がサンプリングの周波
数を追跡することを要求する。これはアナログ／デジタ
ル変換器17、67、及び69に結合されたスイッチ・コンデ
ンサ・フィルタによってなされることができるであろ
う。

既に以上において述べたように、ノイズのレベルは最
適の適応の速さを与えるよう制御されることができるで
あろう。第３図に示されるようにノイズ発生器33に続く
掛け算器35はコンピュータ65によって制御される。これ
は第10図に示すような単一段階再帰的フィルタの形を持
つことができる。このコンピュータ65の入力は39のとこ
ろの相関器入力ノイズ注入節点21の間の主な部分の中の
点63から取られる。コンピュータ65は掛け算器の値を出
力し、この値は点63のところで測定された信号レベルに
依存し、またリミタ15からくる所望の信号の和と加えら
れたノイズの信号の和が後にくる要素のいずれか、特に
加える節点加算器21、デジタルからアナログへの変換器
19、主増幅器９及びレシーバ変換器11のいずれかの飽和
レベルを超えないように選ばれる。第10図に示す一次の
回帰フィルタ65は絶対信号レベルの測定用の第１のユニ
ット111を含む。このあとに、出力のところに最初のレ
ベルの1/16である信号を作る第１の掛け算器がくる。こ
れは次いで加算器115によって遅延要素117によって１サ
イクルだけ遅延されている信号に加えられ、また第２の
掛け算器119によって15/16だけスケーリングをされる。
第一次回帰フィルタのこの部分はそこで1/4と1/16の間
の半固定のファクタによってスケーリングされる。この
半固定スケーリング掛け算器の値は製造の間固定される
か、あるいはその代わりとして始めの準備のとき使用者
によって半固定されるように取り計られるであろう。よ
って、ノイズのレベルは貧弱なまたは穏やかな聴力喪失
の使用者を適当として受け入れるよう半固定されること
ができる。

［発明の効果］ 本発明の実施により、以下に述べる種々の効果が生じ
る。

まず第１に、レシーバとマイクロフォンの間に生じる
音響帰還を、マイクロフォンとレシーバの間の振幅限定
装置を含む電気的通路に電気的帰還信号を加える構成に
よって電気的に補償することができる。

第２に、音響通路と消去通路とが線形の領域の中で作
動して非線形の振動が避けられることにより増幅された
音の伝播を中断する必要がなくなる。

またさらに、単に振動の開始または発生を抑えるので
なく、音響帰還の効果の全てを消去することができる。
このため、次のような派生する効果が生じ、本発明に係
る補聴器の使用者にとって朗報となる。

（１）振動する（不安定な）レスポンスを抑圧できる。

（２）振動を起こす利得より丁度下の利得をセットする
ことによって感知可能な「リンギング効果」を避けるこ
とができる。

（３）通常の振動周波数からずっと離れた周波数におい
て起こる周波数レスポンスの中に依存する混乱を除くこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

本明細書の添付図面において、 第１図は適応性を持つ電気的帰還用装置を持つ補聴器の
ブロック回路線図、 第２図は上記を変容した補聴器に使用される適応性のあ
る部材のブロック回路線図、 第３図は第１図の補聴器の変容である補聴器のブロック
回路図、 第４図は自動利得制御を含む増幅器に対するブロック回
路図、 第５図は以上の第１図と第３図に示す回路に使用される
ようなリミタに対するブロック回路線図、第６図と第７
図は上記の第１図と第３図の補聴器で使用されるリミタ
に対する代わりの位置を図示するブロック回路線図、 第８図と第９図は疑似無作為シーケンス発生器及びその
変形のブロック回路線図、及び 第10図は第３図に示す補聴器に使用する、ノイズ・レベ
ル制御回路のブロック回路線図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 フィリップス ヘンダーソン ウィルソン イギリス国、サレー ケーティ11 ２ジェ イエックス コブハム、ザ ドライブ ６ (72)発明者 ロイ スコブガード ハンセン デンマーク国、2791 ドラガー、カイ リ ップマンズ アレー ９ (56)参考文献 特開 昭60−213200（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−196700（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−68069（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−298899（ＪＰ，Ａ)

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】補聴器において、 マイクロフォンと、 前記マイクロフォンに応答する前置増幅器と、 主増幅器と、 前記主増幅器に応答するレシーバであって、前記レシー
   バ及び前記主増幅器の特性がともに、前記主増幅器の入
   力において第１の線形性上限と線形性下限との範囲内に
   ある電気信号の振幅に対して実質的に線形の音響応答を
   出力し、前記範囲外の電気信号に対して実質的に非線形
   の音響応答を出力するような、レシーバと、 前記前置増幅器と前記主増幅器との間に接続され、かつ
   タップ点と、該タップ点と該前置増幅器との間の帰還挿
   入節点とを有する電気的主経路と、 前記電気的主経路を亘るように接続され、かつ前記タッ
   プ点から前記帰還挿入節点にまで至る電気的帰還経路
   と、 前記電気的帰還経路に挿入され、前記レシーバと前記マ
   イクロフォンとの間に生じる音響結合をモデル化するべ
   く算出された特性をもつフィルタ手段と、 前記電気的主経路から電気的応答信号を抽出することに
   よって導出され、前記フィルタ手段を通され、そして前
   記音響結合を補償するべく前記電気的主経路へ印加され
   る電気的帰還信号と、 前記タップ点と前記帰還挿入節点との間の前記電気的主
   経路に挿入される振幅限定手段とを有し、 上記振幅限定手段が、該振幅限定手段の入力に印加され
   る電気信号を制限するように動作することによって、前
   記主増幅器の入力における該電気信号が前記第１の線形
   性上限と線形性下限との間の範囲内の振幅を有するよう
   にし、よって、前記レシーバと前記マイクロフォンとの
   間の音響結合の影響を適切に打ち消せない原因となる前
   記範囲外のいずれの非線形音響応答をも抑制することを
   特徴とする補聴器。
2. 【請求項２】前記フィルタ手段が適応型電気的フィルタ
   であり、かつ 前記補聴器が、 前記タップ点と前記帰還挿入節点との間においてノイズ
   挿入節点により前記電気的主経路へ接続され、前記レシ
   ーバ中へノイズ信号を連続的に注入させるためのノイズ
   源と、 前記適応型電気的フィルタと協同的に作動し、前記ノイ
   ズ信号を受信するべく前記ノイズ源へ接続され、前記帰
   還挿入節点と前記ノイズ挿入節点との間に位置する第２
   のタップ点において前記電気的主経路へ接続されること
   により、前記前置増幅器により前置増幅された信号と前
   記電気的帰還信号とを加算して形成された残余信号を受
   信して、全ての前記ノイズ信号と全ての前記残余信号と
   を相関させることによって、前記注入されたノイズ信号
   に対する前記補聴器の電気的応答に従って前記適応型電
   気的フィルタを適応させるべく調整する適応制御手段と
   を有する請求項１に記載の補聴器。
3. 【請求項３】前記振幅限定手段が前記第２のタップ点と
   前記ノイズ挿入節点との間における前記電気的主経路に
   位置し、 前記振幅限定手段が、その入力に印加される電気的信号
   を、前記第１の線形性上限と線形性下限との間の範囲内
   にあってかつ該第１の範囲とは前記ノイズ信号のレベル
   より大きいマージン分だけ異なる第２の線形性上限と線
   形性下限との間の範囲内の振幅となるように限定するべ
   く動作可能であることを特徴とする請求項２に記載の補
   聴器。
4. 【請求項４】前記振幅限定手段が、独立したリミタであ
   ることを特徴とする請求項１に記載の補聴器。
5. 【請求項５】前記リミタが、調整手段を有することを特
   徴とする請求項４に記載の補聴器。
6. 【請求項６】前記リミタが、外部調整手段を有すること
   を特徴とする請求項５に記載の補聴器。
7. 【請求項７】前記前置増幅器の後段にアナログ・デジタ
   ル変換器が設けられ、 前記主増幅器の前段にデジタル・アナログ変換器が設け
   られ、 前記ノイズ源、前記振幅限定手段及び前記適応型電気的
   フィルタが全てデジタル方式であることを特徴とする請
   求項２に記載の補聴器。
8. 【請求項８】前記適応制御手段が信号相関器からなり、
   前記適応型電気的フィルタが有限インパルス応答フィル
   タからなることを特徴とする請求項７に記載の補聴器。
9. 【請求項９】前記ノイズ源及び前記適応制御手段の少な
   くともいずれかが、前記適応型電気的フィルタの適応速
   度を調整するための調整手段を有することを特徴とする
   請求項８に記載の補聴器。
10. 【請求項１０】前記ノイズ源が調整手段を有することに
    よって、適応速度を制御するべく前記注入されたノイズ
    信号を調整可能とすることを特徴とする請求項９に記載
    の補聴器。
11. 【請求項１１】前記調整手段が、前記電気的主経路へ接
    続されかつ前記残余信号へ応答することによって、前記
    注入されるノイズ信号のレベルが該残余信号のレベルに
    依存することを特徴とする請求項10に記載の補聴器。
12. 【請求項１２】前記調整手段が、 前記ノイズ源と前記電気的主経路との間に接続されるノ
    イズレベル制御手段と、 前記残余信号を受信するべく前記電気的主経路へ接続さ
    れ、かつ前記注入されるノイズ信号のレベルを制御する
    べく前記ノイズレベル制御手段へ接続される第１次再帰
    フィルタとを有する請求項11に記載の補聴器。
13. 【請求項１３】前記ノイズ源が、疑似無作為２進シーケ
    ンス信号発生器から構成されることを特徴とする請求項
    ２に記載の補聴器。
14. 【請求項１４】前記ノイズ源が、 疑似無作為２進シーケンス信号発生器と、 ランダムな疑似無作為２進シーケンスノイズ信号を発生
    するために、前記疑似無作為２進シーケンス信号発生器
    の出力及び前記アナログ・デジタル変換器の出力の双方
    へ接続されるゲート手段とから構成されることを特徴と
    する請求項７に記載の補聴器。
15. 【請求項１５】前記振幅限定手段と前記帰還挿入節点と
    の間に位置する手動の音量制御手段を有することを特徴
    とする請求項２に記載の補聴器。
16. 【請求項１６】耳に沿うように形成されかつ第１の通路
    及び第２の通路を有する成型部分を含み、前記第１の通
    路が一端において開口しかつ他端において前記レシーバ
    を終端としており、前記第２の通路がその両端において
    開口することにより前記成型部分を耳に沿わせるとき該
    耳のための通気孔を提供することを特徴とする請求項１
    に記載の補聴器。
17. 【請求項１７】補聴器において、 マイクロフォンと、 前記マイクロフォンに応答する前置増幅器と、 主増幅器と、 前記主増幅器に応答するレシーバであって、前記レシー
    バ及び前記主増幅器の特性がともに、前記主増幅器の入
    力において第１の線形性上限と線形性下限との範囲内に
    ある電気信号の振幅に対して実質的に線形の音響応答を
    出力し、前記範囲外の電気信号に対して実質的に非線形
    の音響応答を出力するような、レシーバと、 前記前置増幅器と前記主増幅器との間に接続され、かつ
    タップ点と、該タップ点と該前置増幅器との間の帰還挿
    入節点とを有する電気的主経路と、 前記電気的主経路を亘るように接続され、かつ前記タッ
    プ点から前記帰還挿入節点にまで至る電気的帰還経路
    と、 前記電気的帰還経路に挿入され、前記レシーバと前記マ
    イクロフォンとの間に生じる音響結合をモデル化するべ
    く算出された特性をもつフィルタ手段と、 前記電気的主経路から電気的応答信号を抽出することに
    よって導出され、前記フィルタ手段を通され、そして前
    記音響結合を補償するべく前記電気的主経路へ印加され
    る電気的帰還信号と、 前記タップ点と前記帰還挿入節点との間の前記電気的主
    経路に挿入される振幅限定手段とを有し、 上記振幅限定手段が、該振幅限定手段の入力に印加され
    る電気信号を制限するように動作することによって、前
    記主増幅器の入力における該電気信号が前記第１の線形
    性上限と線形性下限との間の範囲内の振幅を有するよう
    にし、よって、前記レシーバと前記マイクロフォンとの
    間の音響結合の影響を適切に打ち消せない原因となる前
    記範囲外のいずれの非線形音響応答をも抑制し、 上記マイクロフォンの音響電気利得、上記前置増幅器の
    利得、上記主増幅器の利得、及び前記レシーバの電気音
    響利得の全てが、前記補聴器の挿入利得が所定の処方要
    求に適するように設定されることを特徴とする補聴器。