JP3438513B2 - 適応型アレーアンテナの制御方法及び装置 - Google Patents
適応型アレーアンテナの制御方法及び装置Info
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- JP3438513B2 JP3438513B2 JP04287697A JP4287697A JP3438513B2 JP 3438513 B2 JP3438513 B2 JP 3438513B2 JP 04287697 A JP04287697 A JP 04287697A JP 4287697 A JP4287697 A JP 4287697A JP 3438513 B2 JP3438513 B2 JP 3438513B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、各種無線通信に使
用される適応型アレーアンテナの制御方法及び装置に関
する。
用される適応型アレーアンテナの制御方法及び装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】適応型アレーアンテナは、各アンテナ素
子で受信した信号に適当な重み係数を掛け合わせて合成
することにより、ある方向に強い指向性を持たせたり、
逆にある方向から到来する信号に対してのみ、感度をゼ
ロとして受信しないようにすることができるアンテナで
ある。この適応型アレーアンテナは、電波環境の変化に
応じて適切な重み係数を供給することにより、最適なビ
ーム形成を行って空間フィルタリングを実現し、他の無
線通信システムとの干渉を避けるために利用される。
子で受信した信号に適当な重み係数を掛け合わせて合成
することにより、ある方向に強い指向性を持たせたり、
逆にある方向から到来する信号に対してのみ、感度をゼ
ロとして受信しないようにすることができるアンテナで
ある。この適応型アレーアンテナは、電波環境の変化に
応じて適切な重み係数を供給することにより、最適なビ
ーム形成を行って空間フィルタリングを実現し、他の無
線通信システムとの干渉を避けるために利用される。
【０００３】このようなアンテナが、電波環境に適応し
たビーム形成を行うためには、重み係数を逐次的に計算
し、更新して行くことが必要となる。この重み係数の適
応的制御アルゴリズムとしては、従来よりさまざまな方
法が提案されている。また、これら制御法の実現方法と
して、アナログ信号をディジタル信号に変換し、計算機
を用いてディジタル信号処理する方法が広く検討されて
いる。
たビーム形成を行うためには、重み係数を逐次的に計算
し、更新して行くことが必要となる。この重み係数の適
応的制御アルゴリズムとしては、従来よりさまざまな方
法が提案されている。また、これら制御法の実現方法と
して、アナログ信号をディジタル信号に変換し、計算機
を用いてディジタル信号処理する方法が広く検討されて
いる。
【０００４】図１は、特開平６−１９６９２１号公報に
開示されている従来のフェーズドアレー装置を示す。
開示されている従来のフェーズドアレー装置を示す。
【０００５】同図に示すように、複数のアンテナ素子１
０−１〜１０−Ｍからなるアレーアンテナ１０により受
信された信号は、送受信モジュールＲＭ−１〜ＲＭ−Ｍ
内のアナログ／ディジタル変換器１１によりディジタル
信号に変換される。変換されたディジタル信号Ｒ1 〜Ｒ
M はマルチビーム形成回路１２において処理されて各ビ
ームに対応する出力Ｅ1 〜ＥN となり、ビーム選択回路
１３により、そのうちの電力の大きいビームＳＥ1 〜Ｓ
ＥN が選択され、同相分配回路１４により分配される。
この出力は分岐した後、その分岐の一方であるＳＥＢ1
〜ＳＥＢN が適応制御プロセッサ１５に入力され、ディ
ジタル信号処理により重み係数Ｗ1 〜ＷN が計算され
る。これら重み係数Ｗ1 〜ＷN は逐次的に更新されて、
可変利得増幅器（乗算器）１６−１〜１６−Ｎに供給さ
れ、同相分配回路１４の出力のもう一方の分岐である出
力ＳＥＡ1 〜ＳＥＡN と掛け合わされる。その出力が同
相合成器１７により合成され、受信ベースバンド信号が
得られる。
０−１〜１０−Ｍからなるアレーアンテナ１０により受
信された信号は、送受信モジュールＲＭ−１〜ＲＭ−Ｍ
内のアナログ／ディジタル変換器１１によりディジタル
信号に変換される。変換されたディジタル信号Ｒ1 〜Ｒ
M はマルチビーム形成回路１２において処理されて各ビ
ームに対応する出力Ｅ1 〜ＥN となり、ビーム選択回路
１３により、そのうちの電力の大きいビームＳＥ1 〜Ｓ
ＥN が選択され、同相分配回路１４により分配される。
この出力は分岐した後、その分岐の一方であるＳＥＢ1
〜ＳＥＢN が適応制御プロセッサ１５に入力され、ディ
ジタル信号処理により重み係数Ｗ1 〜ＷN が計算され
る。これら重み係数Ｗ1 〜ＷN は逐次的に更新されて、
可変利得増幅器（乗算器）１６−１〜１６−Ｎに供給さ
れ、同相分配回路１４の出力のもう一方の分岐である出
力ＳＥＡ1 〜ＳＥＡN と掛け合わされる。その出力が同
相合成器１７により合成され、受信ベースバンド信号が
得られる。
【０００６】送信においては、適応制御プロセッサ１５
の出力Ｗ1 〜ＷN に応じて位相演算プロセッサ１８で算
出した位相量ＤＰ1 〜ＤＰM が位相器１９に供給され、
送信ベースバンド信号を同相分配器２０で同相分配した
送信信号Ｆ1 〜ＦM の位相制御が施され送信ビームが形
成される。
の出力Ｗ1 〜ＷN に応じて位相演算プロセッサ１８で算
出した位相量ＤＰ1 〜ＤＰM が位相器１９に供給され、
送信ベースバンド信号を同相分配器２０で同相分配した
送信信号Ｆ1 〜ＦM の位相制御が施され送信ビームが形
成される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ディジタル信号処理を
するこの種の制御装置は、装置の小型化などのメリット
がある反面、重み係数を算出する計算機へ多大な負荷が
かかる問題があり、伝送速度の面からその適用範囲が制
限されている。即ち、このような適応型アレーアンテナ
制御装置は、その動作速度が、駆動する計算機の計算速
度に依存するため、結果として信号伝送速度も計算機の
能力に制限されるので、その適用が限られてしまうので
ある。
するこの種の制御装置は、装置の小型化などのメリット
がある反面、重み係数を算出する計算機へ多大な負荷が
かかる問題があり、伝送速度の面からその適用範囲が制
限されている。即ち、このような適応型アレーアンテナ
制御装置は、その動作速度が、駆動する計算機の計算速
度に依存するため、結果として信号伝送速度も計算機の
能力に制限されるので、その適用が限られてしまうので
ある。
【０００８】例えば、図１に示した従来例では、ディジ
タル信号処理を行う各部の処理周期は基本的に同一であ
る。即ち、各部の処理優先度は互いに等しい。このよう
なディジタル信号処理システムの伝送速度は、アナログ
信号をディジタル信号に変換する際のサンプリング周波
数により、サンプリング定理の関係から決定されるが、
従来例では、各部の処理優先度が互いに等しいので、こ
のシステムを用いてリアルタイムに適応制御を行おうと
すると、各サンプル値に対して全ての計算プロセスを実
行してから次のサンプル値を得ることとなる。そのた
め、計算プロセスが全て実行される時間より短いサンプ
リング周期を実現することができなくなり、結果とし
て、計算機の処理速度によって伝送速度が規定されてし
まうこととなる。
タル信号処理を行う各部の処理周期は基本的に同一であ
る。即ち、各部の処理優先度は互いに等しい。このよう
なディジタル信号処理システムの伝送速度は、アナログ
信号をディジタル信号に変換する際のサンプリング周波
数により、サンプリング定理の関係から決定されるが、
従来例では、各部の処理優先度が互いに等しいので、こ
のシステムを用いてリアルタイムに適応制御を行おうと
すると、各サンプル値に対して全ての計算プロセスを実
行してから次のサンプル値を得ることとなる。そのた
め、計算プロセスが全て実行される時間より短いサンプ
リング周期を実現することができなくなり、結果とし
て、計算機の処理速度によって伝送速度が規定されてし
まうこととなる。
【０００９】一方、電波環境の変化速度（例えば、信号
波源及び干渉波源の移動速度、移動体端末の移動速度）
は、一般に、ディジタル信号処理のサンプリング速度に
対して十分遅い。このことを考慮すると、前述した従来
例におけるビーム選択手段及び適応制御プロセッサの動
作速度、即ち重み係数の更新速度は、それほど高速であ
る必要はなく、サンプリング間隔で重みを更新する必要
はないこととなる。従って、同一の計算優先度（処理優
先度）で全ての処理を行うことは、不必要な計算負荷を
ディジタル信号処理部に与え、結果としてサンプリング
速度を低下させ、伝送速度を低下させることになる。
波源及び干渉波源の移動速度、移動体端末の移動速度）
は、一般に、ディジタル信号処理のサンプリング速度に
対して十分遅い。このことを考慮すると、前述した従来
例におけるビーム選択手段及び適応制御プロセッサの動
作速度、即ち重み係数の更新速度は、それほど高速であ
る必要はなく、サンプリング間隔で重みを更新する必要
はないこととなる。従って、同一の計算優先度（処理優
先度）で全ての処理を行うことは、不必要な計算負荷を
ディジタル信号処理部に与え、結果としてサンプリング
速度を低下させ、伝送速度を低下させることになる。
【００１０】このように従来の適応型アレーアンテナ重
み係数の計算方法によると、ディジタル信号処理装置へ
の計算負荷によりそのサンプリング周期が制限され、結
果として伝送速度が制限されるという問題が生じてい
た。
み係数の計算方法によると、ディジタル信号処理装置へ
の計算負荷によりそのサンプリング周期が制限され、結
果として伝送速度が制限されるという問題が生じてい
た。
【００１１】従って本発明の目的は、現状の限られたデ
ィジタル信号処理を行う計算機の計算能力をより効率的
に用いて、より高速な伝送速度に対して適応するアレー
アンテナ制御方法及び装置を提供することにある。
ィジタル信号処理を行う計算機の計算能力をより効率的
に用いて、より高速な伝送速度に対して適応するアレー
アンテナ制御方法及び装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、複数の
アンテナ素子を有する適応型アレーアンテナの制御をデ
ィジタル信号処理を用いて行う方法であって、複数のア
ンテナ素子で受信した複数のアナログ信号をディジタル
信号に変換し、変換された複数のディジタル信号に基づ
いて複数のアンテナ素子対応の重み係数を適応的に計算
し、計算した複数の重み係数と複数のディジタル信号と
をそれぞれ乗算した後に合成する処理を含んでおり、重
み係数の計算処理における少なくとも一部の処理の優先
度を、高速処理が要求されるディジタル信号への変換処
理、乗算処理及び合成処理の優先度より低く設定した適
応型アレーアンテナの制御方法が提供される。
アンテナ素子を有する適応型アレーアンテナの制御をデ
ィジタル信号処理を用いて行う方法であって、複数のア
ンテナ素子で受信した複数のアナログ信号をディジタル
信号に変換し、変換された複数のディジタル信号に基づ
いて複数のアンテナ素子対応の重み係数を適応的に計算
し、計算した複数の重み係数と複数のディジタル信号と
をそれぞれ乗算した後に合成する処理を含んでおり、重
み係数の計算処理における少なくとも一部の処理の優先
度を、高速処理が要求されるディジタル信号への変換処
理、乗算処理及び合成処理の優先度より低く設定した適
応型アレーアンテナの制御方法が提供される。
【００１３】通常、アレーアンテナが適用される環境に
おいて、信号源及び干渉源並びに受信点の移動速度等の
電波環境の幾何学的変化速度は、ディジタル信号処理の
サンプリング速度と比較すると非常に低速である。従っ
て、重み係数は、サンプリング間隔毎に更新される必要
はなく、ある一定の比較的長い周期で重み係数の保持と
更新を繰り返せば、実用上十分である。ただし、漸近的
に重み係数を求めるアルゴリズムにおいて、重み係数は
サンプル値毎に計算するが、目標値は一定の比較的長い
周期で保持と更新を繰り返す。このように、電波環境の
変化の速度を考慮すると、アレーアンテナ制御装置のう
ち、計算結果の高速な更新が必要ない部分を分割して実
行することにより、サンプリング周期あたりの計算量を
軽減し、結果として同じ処理能力のプロセッサを用いた
場合に、より高速な伝送速度の実現が可能となる。
おいて、信号源及び干渉源並びに受信点の移動速度等の
電波環境の幾何学的変化速度は、ディジタル信号処理の
サンプリング速度と比較すると非常に低速である。従っ
て、重み係数は、サンプリング間隔毎に更新される必要
はなく、ある一定の比較的長い周期で重み係数の保持と
更新を繰り返せば、実用上十分である。ただし、漸近的
に重み係数を求めるアルゴリズムにおいて、重み係数は
サンプル値毎に計算するが、目標値は一定の比較的長い
周期で保持と更新を繰り返す。このように、電波環境の
変化の速度を考慮すると、アレーアンテナ制御装置のう
ち、計算結果の高速な更新が必要ない部分を分割して実
行することにより、サンプリング周期あたりの計算量を
軽減し、結果として同じ処理能力のプロセッサを用いた
場合に、より高速な伝送速度の実現が可能となる。
【００１４】図２は、例として時間軸上に示した計算の
更新頻度の異なる２つの計算プロセスを用いて本発明の
基本原理を説明するための図である。この例では、プロ
セス１とプロセス２との２つの計算プロセスがあり、前
者は後者よりも優先度が高い、即ち、プロセス２よりプ
ロセス１の方が、計算結果の高速な更新が必要であるも
のとする。
更新頻度の異なる２つの計算プロセスを用いて本発明の
基本原理を説明するための図である。この例では、プロ
セス１とプロセス２との２つの計算プロセスがあり、前
者は後者よりも優先度が高い、即ち、プロセス２よりプ
ロセス１の方が、計算結果の高速な更新が必要であるも
のとする。
【００１５】同図（ａ）は、従来技術の信号処理により
行われてきたシングルタスク法を示しており、全ての計
算プロセスを同一の優先度で行っている。このため、時
間的に優先度の高いプロセス１もプロセス２も同じ更新
頻度で計算が進められ、各サンプル時間間隔で全ての計
算を行ってから次のサンプル値を得るので、プロセス１
の計算を高速化するためには、計算機の性能を改善する
しかない。
行われてきたシングルタスク法を示しており、全ての計
算プロセスを同一の優先度で行っている。このため、時
間的に優先度の高いプロセス１もプロセス２も同じ更新
頻度で計算が進められ、各サンプル時間間隔で全ての計
算を行ってから次のサンプル値を得るので、プロセス１
の計算を高速化するためには、計算機の性能を改善する
しかない。
【００１６】一方、同図（ｂ）は、本発明の基本原理に
関するマルチタスク法を示しており、計算プロセスがタ
スク１及びタスク２の２つに分割されている。高速計算
が必要なプロセス１は各サンプリング時間間隔以内に計
算を完了し、各サンプリング間隔で結果を算出する必要
がないプロセス２については、各々のサンプリング間隔
でプロセス１の計算を行った残りの時間を使って行うこ
ととし、プロセス２の計算が途中でもサンプリング間隔
時間が終了すると、計算を中断し、次のサンプル値を取
り込んでプロセス１の計算を新たに開始する。プロセス
１の計算が完了した後、再び前のサンプリング時間間隔
で途中であったプロセス２の計算を再開する。以上のよ
うに、高速な計算結果出力が必要ない部分の計算処理
を、分割して実行することにより、サンプリング周期当
たりの計算量を軽減し、結果として、同じ処理能力のプ
ロセッサを用いた場合に伝送速度の向上が可能となる。
関するマルチタスク法を示しており、計算プロセスがタ
スク１及びタスク２の２つに分割されている。高速計算
が必要なプロセス１は各サンプリング時間間隔以内に計
算を完了し、各サンプリング間隔で結果を算出する必要
がないプロセス２については、各々のサンプリング間隔
でプロセス１の計算を行った残りの時間を使って行うこ
ととし、プロセス２の計算が途中でもサンプリング間隔
時間が終了すると、計算を中断し、次のサンプル値を取
り込んでプロセス１の計算を新たに開始する。プロセス
１の計算が完了した後、再び前のサンプリング時間間隔
で途中であったプロセス２の計算を再開する。以上のよ
うに、高速な計算結果出力が必要ない部分の計算処理
を、分割して実行することにより、サンプリング周期当
たりの計算量を軽減し、結果として、同じ処理能力のプ
ロセッサを用いた場合に伝送速度の向上が可能となる。
【００１７】
【００１８】高速処理が要求される他の計算処理が、デ
ィジタル信号への変換処理のサンプリング周期内に完了
されることが好ましい。
ィジタル信号への変換処理のサンプリング周期内に完了
されることが好ましい。
【００１９】重み係数の計算処理が、ディジタル信号へ
の変換処理のサンプリング周期より長い周期で完了され
ることが好ましい。
の変換処理のサンプリング周期より長い周期で完了され
ることが好ましい。
【００２０】複数のアンテナ素子を有する適応型アレー
アンテナの制御をディジタル信号処理を用いて行う本発
明に関する装置は、アンテナ素子で受信した複数のアナ
ログ信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジ
タル変換手段と、変換された複数のディジタル信号に基
づいて複数のアンテナ素子対応の重み係数を適応的に計
算する重み係数計算手段と、重み係数計算手段から出力
される複数の重み係数と前記変換手段から得られる複数
のディジタル信号とをそれぞれ乗算する乗算手段と、乗
算手段の出力を合成する合成手段とを備えており、重み
係数計算手段における計算処理における少なくとも一部
の処理の優先度を、高速処理が要求されるアナログ／デ
ィジタル変換手段、乗算手段及び合成手段の計算処理の
優先度より低く設定することが好ましい。
アンテナの制御をディジタル信号処理を用いて行う本発
明に関する装置は、アンテナ素子で受信した複数のアナ
ログ信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジ
タル変換手段と、変換された複数のディジタル信号に基
づいて複数のアンテナ素子対応の重み係数を適応的に計
算する重み係数計算手段と、重み係数計算手段から出力
される複数の重み係数と前記変換手段から得られる複数
のディジタル信号とをそれぞれ乗算する乗算手段と、乗
算手段の出力を合成する合成手段とを備えており、重み
係数計算手段における計算処理における少なくとも一部
の処理の優先度を、高速処理が要求されるアナログ／デ
ィジタル変換手段、乗算手段及び合成手段の計算処理の
優先度より低く設定することが好ましい。
【００２１】本発明の一実施形態においては、重み係数
計算手段が、アナログ／ディジタル変換手段から得られ
た複数のサンプル値の共分散行列の時間平均値を、アナ
ログ／ディジタル変換手段のサンプリング周期より長い
周期で算出する第１の計算手段と、第１の計算手段から
得られた共分散行列の逆行列を、サンプリング周期より
長い周期で算出する第２の計算手段と、第２の計算手段
により得られた信号行列の逆行列からアレーアンテナの
重み係数を算出し、サンプリング周期より長い所定時間
の間、重み係数を保持すると共に、所定時間を周期とし
て重み係数を更新する第３の計算手段とを含んでいる。
計算手段が、アナログ／ディジタル変換手段から得られ
た複数のサンプル値の共分散行列の時間平均値を、アナ
ログ／ディジタル変換手段のサンプリング周期より長い
周期で算出する第１の計算手段と、第１の計算手段から
得られた共分散行列の逆行列を、サンプリング周期より
長い周期で算出する第２の計算手段と、第２の計算手段
により得られた信号行列の逆行列からアレーアンテナの
重み係数を算出し、サンプリング周期より長い所定時間
の間、重み係数を保持すると共に、所定時間を周期とし
て重み係数を更新する第３の計算手段とを含んでいる。
【００２２】本発明の他の実施形態においては、重み係
数計算手段が、アナログ／ディジタル変換手段のサンプ
リング周期毎にアナログ／ディジタル変換手段から入力
される複数のサンプル値の共分散行列の時間平均値を求
めて信号波到来角度をサンプリング周期より長い周期で
算出する第１の計算手段と、第１の計算手段により得ら
れた信号波到来角度に基づいてアレーアンテナの重み係
数を算出し、サンプリング周期より長い所定時間の間、
重み係数を保持すると共に、所定時間を周期として重み
係数を更新する第２の計算手段とを含んでいる。
数計算手段が、アナログ／ディジタル変換手段のサンプ
リング周期毎にアナログ／ディジタル変換手段から入力
される複数のサンプル値の共分散行列の時間平均値を求
めて信号波到来角度をサンプリング周期より長い周期で
算出する第１の計算手段と、第１の計算手段により得ら
れた信号波到来角度に基づいてアレーアンテナの重み係
数を算出し、サンプリング周期より長い所定時間の間、
重み係数を保持すると共に、所定時間を周期として重み
係数を更新する第２の計算手段とを含んでいる。
【００２３】この場合、第１の計算手段が、アナログ／
ディジタル変換手段から得られた複数のサンプル値の共
分散行列の時間平均値を、アナログ／ディジタル変換手
段のサンプリング周期より長い周期で算出する第３の計
算手段と、第３の計算手段から得られた共分散行列の固
有値及び固有ベクトルを、サンプリング周期より長い周
期で算出する第４の計算手段と、第４の計算手段により
得られた信号行列の固有値及び固有ベクトルから信号到
来角度を求める第５の計算手段とを含んでいるかもしれ
ない。
ディジタル変換手段から得られた複数のサンプル値の共
分散行列の時間平均値を、アナログ／ディジタル変換手
段のサンプリング周期より長い周期で算出する第３の計
算手段と、第３の計算手段から得られた共分散行列の固
有値及び固有ベクトルを、サンプリング周期より長い周
期で算出する第４の計算手段と、第４の計算手段により
得られた信号行列の固有値及び固有ベクトルから信号到
来角度を求める第５の計算手段とを含んでいるかもしれ
ない。
【００２４】本発明のさらに他の実施形態においては、
重み係数計算手段が、アナログ／ディジタル変換手段の
サンプリング周期毎にアナログ／ディジタル変換手段か
ら入力される複数のサンプル値の共分散行列の時間平均
値を求めて信号波到来角度をサンプリング周期より長い
周期で算出し保持する第１の計算手段と、第１の計算手
段により得られた信号波到来角度と合成手段からフィー
ドバックされる受信信号と各素子出力のサンプル値とか
ら、アレーアンテナの重み係数を、サンプリング周期で
更新する第２の計算手段とを含んでいる。
重み係数計算手段が、アナログ／ディジタル変換手段の
サンプリング周期毎にアナログ／ディジタル変換手段か
ら入力される複数のサンプル値の共分散行列の時間平均
値を求めて信号波到来角度をサンプリング周期より長い
周期で算出し保持する第１の計算手段と、第１の計算手
段により得られた信号波到来角度と合成手段からフィー
ドバックされる受信信号と各素子出力のサンプル値とか
ら、アレーアンテナの重み係数を、サンプリング周期で
更新する第２の計算手段とを含んでいる。
【００２５】
【発明の実施の形態】図３は、本発明の一実施形態とし
て、適応型アレーアンテナの制御装置を概略的に示すブ
ロック図である。同図において、３０は複数のアンテナ
素子３０−１〜３０−ｍを有するアレーアンテナ、３１
−１〜３１−ｍはアンテナ素子３０−１〜３０−ｍから
のアナログ出力をディジタル信号に変換するアナログ／
ディジタル変換器、３２はアナログ／ディジタル変換器
３１−１〜３１−ｍの出力及び足し算器３４のフィード
バック出力から重み係数を算出する重み係数計算回路、
３３−１〜３３−ｍはアナログ／ディジタル変換器３１
−１〜３１−ｍの出力に重み係数を乗算する乗算器、３
４は乗算器３３−１〜３３−ｍの出力を合成する足し算
器をそれぞれ示している。
て、適応型アレーアンテナの制御装置を概略的に示すブ
ロック図である。同図において、３０は複数のアンテナ
素子３０−１〜３０−ｍを有するアレーアンテナ、３１
−１〜３１−ｍはアンテナ素子３０−１〜３０−ｍから
のアナログ出力をディジタル信号に変換するアナログ／
ディジタル変換器、３２はアナログ／ディジタル変換器
３１−１〜３１−ｍの出力及び足し算器３４のフィード
バック出力から重み係数を算出する重み係数計算回路、
３３−１〜３３−ｍはアナログ／ディジタル変換器３１
−１〜３１−ｍの出力に重み係数を乗算する乗算器、３
４は乗算器３３−１〜３３−ｍの出力を合成する足し算
器をそれぞれ示している。
【００２６】アンテナ素子３０−１〜３０−ｍからのア
ナログ出力は、各素子に対応するアナログ／ディジタル
変換器３１−１〜３１−ｍにより、所定のサンプリング
周期ＴS でサンプリングされ、ディジタル信号に変換さ
れる。変換されたディジタル信号は、対応する重み係数
を乗算器３３−１〜３３−ｍで乗算され、足し算器３４
により各アンテナ素子に対応する出力が合成される。こ
れらの計算は、リアルタイムの適応制御を実現するため
に、所定のサンプリング周期ＴS 以内に結果が算出され
なければならない。この結果は、同様に、サンプリング
周期毎に重み係数を出力する重み係数計算回路３２へフ
ィードバックされ、重み係数が計算されて乗算器３３−
１〜３３−ｍに供給される。即ち、本発明における信号
の高速処理が要求される計算処理は、本実施形態では、
アナログ／ディジタル変換器３１−１〜３１−ｍ、乗算
器３３−１〜３３−ｍ及び足し算器３４の計算処理に対
応している。
ナログ出力は、各素子に対応するアナログ／ディジタル
変換器３１−１〜３１−ｍにより、所定のサンプリング
周期ＴS でサンプリングされ、ディジタル信号に変換さ
れる。変換されたディジタル信号は、対応する重み係数
を乗算器３３−１〜３３−ｍで乗算され、足し算器３４
により各アンテナ素子に対応する出力が合成される。こ
れらの計算は、リアルタイムの適応制御を実現するため
に、所定のサンプリング周期ＴS 以内に結果が算出され
なければならない。この結果は、同様に、サンプリング
周期毎に重み係数を出力する重み係数計算回路３２へフ
ィードバックされ、重み係数が計算されて乗算器３３−
１〜３３−ｍに供給される。即ち、本発明における信号
の高速処理が要求される計算処理は、本実施形態では、
アナログ／ディジタル変換器３１−１〜３１−ｍ、乗算
器３３−１〜３３−ｍ及び足し算器３４の計算処理に対
応している。
【００２７】重み係数計算回路３２は、サンプリング周
期ＴS より長い周期ＣＴS （ただし、Ｃは１より大きい
定数）で重み係数を算出して更新し、この周期ＣＴS 内
では、前回に算出した値を保持して出力する。なお、図
３に記載されているＴS 及びＣＴS は、その周期で信号
が入出力されることを表わしている。
期ＴS より長い周期ＣＴS （ただし、Ｃは１より大きい
定数）で重み係数を算出して更新し、この周期ＣＴS 内
では、前回に算出した値を保持して出力する。なお、図
３に記載されているＴS 及びＣＴS は、その周期で信号
が入出力されることを表わしている。
【００２８】図４は、図３の実施形態における重み係数
計算回路３２の構成例を示すブロック図である。この構
成例では、入力信号行列の逆行列を用いて重み係数を求
めている。
計算回路３２の構成例を示すブロック図である。この構
成例では、入力信号行列の逆行列を用いて重み係数を求
めている。
【００２９】入力信号の共分散行列の逆行列を用いる方
法としては、例えばＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉ
ｘ Ｉｎｖｅｒｓｅ）アルゴリズムがある。この制御ア
ルゴリズムは、例えば「ＳＭＩ法に基づくアダプティブ
アレーを用いた高速ディジタル陸上移動通信の多重波抑
圧」、小川・川端・伊藤、電子情報通信学会論文誌、Ｂ
−ＩＩ Ｖｏｌ．Ｊ７５−Ｂ−ＩＩ Ｎｏ．１１ １９
９２年１１月に詳しく説明されている。
法としては、例えばＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉ
ｘ Ｉｎｖｅｒｓｅ）アルゴリズムがある。この制御ア
ルゴリズムは、例えば「ＳＭＩ法に基づくアダプティブ
アレーを用いた高速ディジタル陸上移動通信の多重波抑
圧」、小川・川端・伊藤、電子情報通信学会論文誌、Ｂ
−ＩＩ Ｖｏｌ．Ｊ７５−Ｂ−ＩＩ Ｎｏ．１１ １９
９２年１１月に詳しく説明されている。
【００３０】このＳＭＩアルゴリズムによれば、最適重
み係数Ｗopt は、次のように表わされる。 Ｗopt=Ｒxx -1Ｖxr ここで、Ｒxx及びＶxrは、ｘk （ｉ）をｋ番目のアンテ
ナ素子の時刻ｉにおけるサンプリング値、ｒ（ｉ）を各
バーストの先頭に置かれるトレーニング信号系、Ｘ
（ｉ）＝［ｘ1 （ｉ）ｘ2 （ｉ）・・・ｘm （ｉ）］T
とし、T が転置、* が複素共役、Ｅ［ ］が期待値（ア
ンサンブル平均）を表わすものとすると、 Ｒxx＝Ｅ［Ｘ* （ｉ）ＸT （ｉ）］ Ｖxr＝Ｅ［Ｘ* （ｉ）ｒ（ｉ）］ である。
み係数Ｗopt は、次のように表わされる。 Ｗopt=Ｒxx -1Ｖxr ここで、Ｒxx及びＶxrは、ｘk （ｉ）をｋ番目のアンテ
ナ素子の時刻ｉにおけるサンプリング値、ｒ（ｉ）を各
バーストの先頭に置かれるトレーニング信号系、Ｘ
（ｉ）＝［ｘ1 （ｉ）ｘ2 （ｉ）・・・ｘm （ｉ）］T
とし、T が転置、* が複素共役、Ｅ［ ］が期待値（ア
ンサンブル平均）を表わすものとすると、 Ｒxx＝Ｅ［Ｘ* （ｉ）ＸT （ｉ）］ Ｖxr＝Ｅ［Ｘ* （ｉ）ｒ（ｉ）］ である。
【００３１】図３に示す複数のアンテナ素子３０−１〜
３０−ｍからの入力が、図４に示すアナログ／ディジタ
ル変換器３１−１〜３１−ｍにおいて所定のサンプリン
グ周期ＴS でディジタル信号に変換されたあと、各サン
プル値ｘ1 （ｉ）〜ｘm （ｉ）は入力信号の共分散行列
計算部３２ａに入力され、共分散行列の時間平均Ｒxx及
びＶxrが計算される。ここで計算された共分散行列の時
間平均Ｒxx及びＶxrは、逆行列計算部３２ｂに入力され
る。ただし、共分散行列の時間平均の出力は、サンプリ
ング周期ＴS より長い周期ＣＴS （ただし、Ｃは１より
大きい定数）で行われる。また、逆行列計算部３２ｂに
おいて共分散行列の時間平均値を取り込むのは、共分散
行列計算部３２ａの計算結果の出力周期に等しい周期Ｃ
ＴS においてであり、同様に逆行列Ｒxx -1の算出もサン
プリング周期ＴS より長い周期ＣＴS で行われる。共分
散行列計算部３２ａで計算された相関ベクトルＶxr及び
逆行列計算部３２ｂで計算された逆行列Ｒxx -1は、重み
係数計算部３２ｃに供給され、最適重み係数Ｗopt が算
出される。重み係数計算部３２ｃは逆行列計算部部３２
ｂの計算周期に等しい周期、即ちサンプリング周期ＴS
より長い周期ＣＴSで計算を行って重み係数の更新を行
うが、重み係数の乗算器３３−１〜３３−ｍへの供給
は、サンプリング周期ＴS に等しい周期で供給する。即
ち、周期ＣＴS内では、前の計算結果を保持している。
３０−ｍからの入力が、図４に示すアナログ／ディジタ
ル変換器３１−１〜３１−ｍにおいて所定のサンプリン
グ周期ＴS でディジタル信号に変換されたあと、各サン
プル値ｘ1 （ｉ）〜ｘm （ｉ）は入力信号の共分散行列
計算部３２ａに入力され、共分散行列の時間平均Ｒxx及
びＶxrが計算される。ここで計算された共分散行列の時
間平均Ｒxx及びＶxrは、逆行列計算部３２ｂに入力され
る。ただし、共分散行列の時間平均の出力は、サンプリ
ング周期ＴS より長い周期ＣＴS （ただし、Ｃは１より
大きい定数）で行われる。また、逆行列計算部３２ｂに
おいて共分散行列の時間平均値を取り込むのは、共分散
行列計算部３２ａの計算結果の出力周期に等しい周期Ｃ
ＴS においてであり、同様に逆行列Ｒxx -1の算出もサン
プリング周期ＴS より長い周期ＣＴS で行われる。共分
散行列計算部３２ａで計算された相関ベクトルＶxr及び
逆行列計算部３２ｂで計算された逆行列Ｒxx -1は、重み
係数計算部３２ｃに供給され、最適重み係数Ｗopt が算
出される。重み係数計算部３２ｃは逆行列計算部部３２
ｂの計算周期に等しい周期、即ちサンプリング周期ＴS
より長い周期ＣＴSで計算を行って重み係数の更新を行
うが、重み係数の乗算器３３−１〜３３−ｍへの供給
は、サンプリング周期ＴS に等しい周期で供給する。即
ち、周期ＣＴS内では、前の計算結果を保持している。
【００３２】以上述べたように本実施形態では、共分散
行列計算部３２ａ、逆行列計算部３２ｂ及び重み係数計
算部３２ｃから構成される重み係数計算回路３２の計算
処理をサンプリング周期ＴS より長い周期ＣＴS で行
い、乗算器３３−１〜３３−ｍ及び足し算器３４の計算
処理をサンプリング周期ＴS で行っている。即ち、計算
結果の出力頻度の違う複数のプロセスをマルチタスクで
処理しているので、サンプリング周期当たりの計算量を
軽減し、結果として、同じ処理能力のプロセッサを用い
た場合に伝送速度の向上が可能となる。
行列計算部３２ａ、逆行列計算部３２ｂ及び重み係数計
算部３２ｃから構成される重み係数計算回路３２の計算
処理をサンプリング周期ＴS より長い周期ＣＴS で行
い、乗算器３３−１〜３３−ｍ及び足し算器３４の計算
処理をサンプリング周期ＴS で行っている。即ち、計算
結果の出力頻度の違う複数のプロセスをマルチタスクで
処理しているので、サンプリング周期当たりの計算量を
軽減し、結果として、同じ処理能力のプロセッサを用い
た場合に伝送速度の向上が可能となる。
【００３３】図５は、本発明の他の実施形態として、適
応型アレーアンテナの制御装置を概略的に示すブロック
図である。同図において、５１−１〜５１−ｍは図示し
てないが図３のアンテナ素子３０−１〜３０−ｍと同様
のアンテナ素子からのアナログ出力をディジタル信号に
変換するアナログ／ディジタル変換器、５２はアナログ
／ディジタル変換器５１−１〜５１−ｍの出力から重み
係数を算出する重み係数計算回路、５３−１〜５３−ｍ
はアナログ／ディジタル変換器５１−１〜５１−ｍの出
力に重み係数を乗算する乗算器、５４は乗算器５３−１
〜５３−ｍの出力を合成する足し算器をそれぞれ示して
いる。重み係数計算回路５２は、到来角度計算部５２ａ
及び重み係数推定部５２ｂから構成されている。
応型アレーアンテナの制御装置を概略的に示すブロック
図である。同図において、５１−１〜５１−ｍは図示し
てないが図３のアンテナ素子３０−１〜３０−ｍと同様
のアンテナ素子からのアナログ出力をディジタル信号に
変換するアナログ／ディジタル変換器、５２はアナログ
／ディジタル変換器５１−１〜５１−ｍの出力から重み
係数を算出する重み係数計算回路、５３−１〜５３−ｍ
はアナログ／ディジタル変換器５１−１〜５１−ｍの出
力に重み係数を乗算する乗算器、５４は乗算器５３−１
〜５３−ｍの出力を合成する足し算器をそれぞれ示して
いる。重み係数計算回路５２は、到来角度計算部５２ａ
及び重み係数推定部５２ｂから構成されている。
【００３４】本実施形態は、複数のアンテナ素子からな
るアレーアンテナを制御するための制御アルゴリズムで
あるＨＡ（Ｈｏｗｅｌｌｓ−Ａｐｐｌｅｂａｕｍ）アル
ゴリズムを、ディジタル信号処理を用いて実現した構成
例である。このＨＡアルゴリズムは、逐次的に到来角度
推定部が到来角度を推定して更新し、最急降下法などの
漸近的方法又は逆行列計算をともなう直接解法により、
重み係数を計算する重み係数推定部に供給する。ただ
し、希望波の信号到来角度が目標値として必要である。
このＨＡアルゴリズムは、例えば「アダプティブアンテ
ナ理論の進展と今後の展望」、小川・菊間、電子情報通
信学会論文誌、Ｂ−ＩＩ Ｖｏｌ．Ｊ７５−Ｂ−ＩＩ
Ｎｏ．１１ １９９２年１１月に詳しく説明されてい
る。
るアレーアンテナを制御するための制御アルゴリズムで
あるＨＡ（Ｈｏｗｅｌｌｓ−Ａｐｐｌｅｂａｕｍ）アル
ゴリズムを、ディジタル信号処理を用いて実現した構成
例である。このＨＡアルゴリズムは、逐次的に到来角度
推定部が到来角度を推定して更新し、最急降下法などの
漸近的方法又は逆行列計算をともなう直接解法により、
重み係数を計算する重み係数推定部に供給する。ただ
し、希望波の信号到来角度が目標値として必要である。
このＨＡアルゴリズムは、例えば「アダプティブアンテ
ナ理論の進展と今後の展望」、小川・菊間、電子情報通
信学会論文誌、Ｂ−ＩＩ Ｖｏｌ．Ｊ７５−Ｂ−ＩＩ
Ｎｏ．１１ １９９２年１１月に詳しく説明されてい
る。
【００３５】ＨＡアルゴリズムによれば、最適重み係数
Ｗopt は、次のように表わされる。 Ｗopt=Ｒxx -1Ｓ* 又は Ｗopt=Ｒuu -1Ｓ* ここで、希望波をＸs （ｔ）、干渉波をＸi （ｔ）、雑
音をＸn （ｔ）とし、それぞれ列ベクトルで表わすもの
とすると、 Ｒxx＝Ｅ［｛Ｘs （ｔ）＋Ｘi （ｔ）＋Ｘn （ｔ）｝*
｛Ｘs （ｔ）＋Ｘi （ｔ）＋Ｘn （ｔ）｝T ］ Ｒuu＝Ｅ［｛Ｘi （ｔ）＋Ｘn （ｔ）｝* ｛Ｘi （ｔ）
＋Ｘn （ｔ）｝T ］ と表わされ、これらは信号波共分散行列である。また、
Ｓはステアリングベクトルといわれ、基準素子に対する
各素子の受信信号の相対位相を示し、例えば、等間隔の
１次元アレーの場合では、 Ｓ＝［ｓ1 ｓ2 ・・・ ｓm ］T ｓn ＝２（ｍ−１）πｄ ｓｉｎθ／λ と表わされる。ここで、ｄは素子間隔、λは受信波の波
長、θは到来角度である。さらに、T が転置、* が複素
共役、Ｅ［ ］が期待値（アンサンブル平均）を表わ
す。
Ｗopt は、次のように表わされる。 Ｗopt=Ｒxx -1Ｓ* 又は Ｗopt=Ｒuu -1Ｓ* ここで、希望波をＸs （ｔ）、干渉波をＸi （ｔ）、雑
音をＸn （ｔ）とし、それぞれ列ベクトルで表わすもの
とすると、 Ｒxx＝Ｅ［｛Ｘs （ｔ）＋Ｘi （ｔ）＋Ｘn （ｔ）｝*
｛Ｘs （ｔ）＋Ｘi （ｔ）＋Ｘn （ｔ）｝T ］ Ｒuu＝Ｅ［｛Ｘi （ｔ）＋Ｘn （ｔ）｝* ｛Ｘi （ｔ）
＋Ｘn （ｔ）｝T ］ と表わされ、これらは信号波共分散行列である。また、
Ｓはステアリングベクトルといわれ、基準素子に対する
各素子の受信信号の相対位相を示し、例えば、等間隔の
１次元アレーの場合では、 Ｓ＝［ｓ1 ｓ2 ・・・ ｓm ］T ｓn ＝２（ｍ−１）πｄ ｓｉｎθ／λ と表わされる。ここで、ｄは素子間隔、λは受信波の波
長、θは到来角度である。さらに、T が転置、* が複素
共役、Ｅ［ ］が期待値（アンサンブル平均）を表わ
す。
【００３６】上述したようにＨＡアルゴリズムには、こ
のような逆行列を含む計算を行って直接最適重みを求め
る方法と、最急降下法などを用いた漸近的解法がある
が、アレーアンテナのリアルタイム制御を行うには、直
接解法が望ましい。これは、漸近的な方法では、その収
束速度が電波環境の影響を受けるが、直接解法によれ
ば、そのような問題が避けられるからである。しかし、
逆行列計算に伴う、計算機への計算負荷が従来は問題と
なっていたが、本発明のごとく、重み係数を適応的に計
算する計算処理における少なくとも一部の処理の優先度
を、高速処理が要求される他の計算処理の優先度より低
く設定することによってこれは解消できることとなる。
のような逆行列を含む計算を行って直接最適重みを求め
る方法と、最急降下法などを用いた漸近的解法がある
が、アレーアンテナのリアルタイム制御を行うには、直
接解法が望ましい。これは、漸近的な方法では、その収
束速度が電波環境の影響を受けるが、直接解法によれ
ば、そのような問題が避けられるからである。しかし、
逆行列計算に伴う、計算機への計算負荷が従来は問題と
なっていたが、本発明のごとく、重み係数を適応的に計
算する計算処理における少なくとも一部の処理の優先度
を、高速処理が要求される他の計算処理の優先度より低
く設定することによってこれは解消できることとなる。
【００３７】図５の実施形態において、複数のアンテナ
素子からの入力が、アナログ／ディジタル変換器５１−
１〜５１−ｍにおいて所定のサンプリング周期ＴS でデ
ィジタル信号に変換される。それらサンプル値ｘ1
（ｉ）〜ｘm （ｉ）は、サンプリング周期ＴS 毎に到来
角度計算部５２ａ及び重み係数推定部５２ｂに入力され
る。到来角度計算部５２ａでは、サンプリング周期ＴS
で入力があるのに対し、このサンプリング周期ＴS より
長い周期ＣＴS （ただし、Ｃは１より大きい定数）で到
来角度を計算しこの周期ＣＴS で出力する。
素子からの入力が、アナログ／ディジタル変換器５１−
１〜５１−ｍにおいて所定のサンプリング周期ＴS でデ
ィジタル信号に変換される。それらサンプル値ｘ1
（ｉ）〜ｘm （ｉ）は、サンプリング周期ＴS 毎に到来
角度計算部５２ａ及び重み係数推定部５２ｂに入力され
る。到来角度計算部５２ａでは、サンプリング周期ＴS
で入力があるのに対し、このサンプリング周期ＴS より
長い周期ＣＴS （ただし、Ｃは１より大きい定数）で到
来角度を計算しこの周期ＣＴS で出力する。
【００３８】到来角度計算部５２ａの構成例が図６に示
されている。この例では、複数のアンテナ素子からなる
アレーアンテナの複数出力を用いて到来角度推定が行わ
れる。一般に、アレーアンテナの制御アルゴリズムにお
いて、信号の到来角度を用いて重み係数の適応制御を行
うアルゴリズムは少なくない。このため、信号到来角度
推定を精度よく行う種々のアルゴリズムが提案されてい
るが、その中にＭＵＳＩＣがある。このＭＵＳＩＣアル
ゴリズムは、Ｒxxの最小の固有値に対応する固有ベクト
ルがＳ* と直交することを利用して信号到来角度の推定
を行うものであり、例えば「Ｈｉｇｈ−Ｒｅｓｏｌｕｔ
ｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｉｎＳｉｇｎａｌ Ｐ
ｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ａｎｔｅｎｎａ」、Ｙ．Ｏｇａｗ
ａ，Ｎ．Ｎｉｋｕｍａ、ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓａｃｔ
ｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎ． ｖｏｌ．Ｅ７８−Ｂ
Ｎｏ．１１ Ｎｏｖ．１９９５に詳しく説明されてい
る。
されている。この例では、複数のアンテナ素子からなる
アレーアンテナの複数出力を用いて到来角度推定が行わ
れる。一般に、アレーアンテナの制御アルゴリズムにお
いて、信号の到来角度を用いて重み係数の適応制御を行
うアルゴリズムは少なくない。このため、信号到来角度
推定を精度よく行う種々のアルゴリズムが提案されてい
るが、その中にＭＵＳＩＣがある。このＭＵＳＩＣアル
ゴリズムは、Ｒxxの最小の固有値に対応する固有ベクト
ルがＳ* と直交することを利用して信号到来角度の推定
を行うものであり、例えば「Ｈｉｇｈ−Ｒｅｓｏｌｕｔ
ｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｉｎＳｉｇｎａｌ Ｐ
ｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ａｎｔｅｎｎａ」、Ｙ．Ｏｇａｗ
ａ，Ｎ．Ｎｉｋｕｍａ、ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓａｃｔ
ｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎ． ｖｏｌ．Ｅ７８−Ｂ
Ｎｏ．１１ Ｎｏｖ．１９９５に詳しく説明されてい
る。
【００３９】図６において、複数のアンテナ素子からの
入力が、アナログ／ディジタル変換器５１−１〜５１−
ｍにおいて所定のサンプリング周期ＴS でディジタル信
号に変換されたあと、そのサンプル値ｘ1 （ｉ）〜ｘm
（ｉ）はサンプリング周期ＴS 毎に共分散行列計算部５
２ａ1 に入力され、共分散行列の時間平均値Ｒxx又はＲ
uuが計算される。ここで計算された共分散行列の時間平
均は、固有値及び固有ベクトル計算部５２ａ2 に入力さ
れる。ただし、共分散行列の時間平均の出力は、サンプ
リング周期ＴS より長い周期ＣＴS （ただし、Ｃは１よ
り大きい定数）で行われる。また、固有値及び固有ベク
トル計算部５２ａ2 において共分散行列の時間平均値を
取り込むのは、共分散行列計算部５２ａ1 の計算結果の
出力周期に等しい周期ＣＴS においてであり、同様に固
有値及び固有ベクトル計算の結果の算出もサンプリング
周期ＴS より長い周期ＣＴS で行われる。固有値及び固
有ベクトル計算部５２ａ2 で計算された固有値及び固有
ベクトルは、信号波到来角度推定部（ＭＵＳＩＣアルゴ
リズム）５２ａ3 に供給され、サンプリング周期ＴS よ
り長い周期ＣＴS で到来角度が計算されて出力される。
到来角度推定部５２ａ3 で求められた到来角度は、重み
係数推定部５２ｂに供給され、最適重み係数Ｗopt が算
出される。重み係数推定部５２ｂは到来角度推定部５２
ａ3 の計算周期に等しい周期、即ちサンプリング周期Ｔ
S より長い周期ＣＴS で計算を行って重み係数の更新を
行うが、重み係数の乗算器５３−１〜５３−ｍへの供給
は、サンプリング周期ＴS に等しい周期で供給する。即
ち、周期ＣＴS 内では、前の計算結果を保持している。
入力が、アナログ／ディジタル変換器５１−１〜５１−
ｍにおいて所定のサンプリング周期ＴS でディジタル信
号に変換されたあと、そのサンプル値ｘ1 （ｉ）〜ｘm
（ｉ）はサンプリング周期ＴS 毎に共分散行列計算部５
２ａ1 に入力され、共分散行列の時間平均値Ｒxx又はＲ
uuが計算される。ここで計算された共分散行列の時間平
均は、固有値及び固有ベクトル計算部５２ａ2 に入力さ
れる。ただし、共分散行列の時間平均の出力は、サンプ
リング周期ＴS より長い周期ＣＴS （ただし、Ｃは１よ
り大きい定数）で行われる。また、固有値及び固有ベク
トル計算部５２ａ2 において共分散行列の時間平均値を
取り込むのは、共分散行列計算部５２ａ1 の計算結果の
出力周期に等しい周期ＣＴS においてであり、同様に固
有値及び固有ベクトル計算の結果の算出もサンプリング
周期ＴS より長い周期ＣＴS で行われる。固有値及び固
有ベクトル計算部５２ａ2 で計算された固有値及び固有
ベクトルは、信号波到来角度推定部（ＭＵＳＩＣアルゴ
リズム）５２ａ3 に供給され、サンプリング周期ＴS よ
り長い周期ＣＴS で到来角度が計算されて出力される。
到来角度推定部５２ａ3 で求められた到来角度は、重み
係数推定部５２ｂに供給され、最適重み係数Ｗopt が算
出される。重み係数推定部５２ｂは到来角度推定部５２
ａ3 の計算周期に等しい周期、即ちサンプリング周期Ｔ
S より長い周期ＣＴS で計算を行って重み係数の更新を
行うが、重み係数の乗算器５３−１〜５３−ｍへの供給
は、サンプリング周期ＴS に等しい周期で供給する。即
ち、周期ＣＴS 内では、前の計算結果を保持している。
【００４０】乗算器５３−１〜５３−ｍの出力は、足し
算器５４に印加され各アンテナ素子に対応する出力が合
成される。乗算器５３−１〜５３−ｍ及び足し算器５４
の計算は、リアルタイムの適応制御を実現するために、
所定のサンプリング周期ＴS以内に結果が算出されなけ
ればならない。即ち、本発明における信号の高速処理が
要求される計算処理は、本実施形態では、アナログ／デ
ィジタル変換器５１−１〜５１−ｍ、乗算器５３−１〜
５３−ｍ及び足し算器５４の計算処理に対応している。
算器５４に印加され各アンテナ素子に対応する出力が合
成される。乗算器５３−１〜５３−ｍ及び足し算器５４
の計算は、リアルタイムの適応制御を実現するために、
所定のサンプリング周期ＴS以内に結果が算出されなけ
ればならない。即ち、本発明における信号の高速処理が
要求される計算処理は、本実施形態では、アナログ／デ
ィジタル変換器５１−１〜５１−ｍ、乗算器５３−１〜
５３−ｍ及び足し算器５４の計算処理に対応している。
【００４１】以上述べたように本実施形態では、到来角
度計算部５２ａ及び重み係数推定部５２ｂから構成され
る重み係数計算回路５２の計算処理をサンプリング周期
ＴSより長い周期ＣＴS で行い、乗算器５３−１〜５３
−ｍ、足し算器５４及びディジタル／アナログ変換器５
５の計算処理をサンプリング周期ＴS で行っている。即
ち、計算結果の出力頻度の違う複数のプロセスをマルチ
タスクで処理しているので、サンプリング周期当たりの
計算量を軽減し、結果として、同じ処理能力のプロセッ
サを用いた場合に伝送速度の向上が可能となる。
度計算部５２ａ及び重み係数推定部５２ｂから構成され
る重み係数計算回路５２の計算処理をサンプリング周期
ＴSより長い周期ＣＴS で行い、乗算器５３−１〜５３
−ｍ、足し算器５４及びディジタル／アナログ変換器５
５の計算処理をサンプリング周期ＴS で行っている。即
ち、計算結果の出力頻度の違う複数のプロセスをマルチ
タスクで処理しているので、サンプリング周期当たりの
計算量を軽減し、結果として、同じ処理能力のプロセッ
サを用いた場合に伝送速度の向上が可能となる。
【００４２】図７は、本発明のさらに他の実施形態とし
て、適応型アレーアンテナの制御装置を概略的に示すブ
ロック図である。同図において、７１−１〜７１−ｍは
図示してないが図３のアンテナ素子３０−１〜３０−ｍ
と同様のアンテナ素子からのアナログ出力をディジタル
信号に変換するアナログ／ディジタル変換器、７２はア
ナログ／ディジタル変換器７１−１〜７１−ｍの出力及
び足し算器７４のフィードバック出力から重み係数を算
出する重み係数計算回路、７３−１〜７３−ｍはアナロ
グ／ディジタル変換器７１−１〜７１−ｍの出力に重み
係数を乗算する乗算器、７４は乗算器７３−１〜７３−
ｍの出力を合成する足し算器をそれぞれ示している。重
み係数計算回路７２は、到来角度計算部７２ａ及び重み
係数推定部７２ｂから構成されている。
て、適応型アレーアンテナの制御装置を概略的に示すブ
ロック図である。同図において、７１−１〜７１−ｍは
図示してないが図３のアンテナ素子３０−１〜３０−ｍ
と同様のアンテナ素子からのアナログ出力をディジタル
信号に変換するアナログ／ディジタル変換器、７２はア
ナログ／ディジタル変換器７１−１〜７１−ｍの出力及
び足し算器７４のフィードバック出力から重み係数を算
出する重み係数計算回路、７３−１〜７３−ｍはアナロ
グ／ディジタル変換器７１−１〜７１−ｍの出力に重み
係数を乗算する乗算器、７４は乗算器７３−１〜７３−
ｍの出力を合成する足し算器をそれぞれ示している。重
み係数計算回路７２は、到来角度計算部７２ａ及び重み
係数推定部７２ｂから構成されている。
【００４３】本実施形態も図５の実施形態と同様に、複
数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを制御するた
めの制御アルゴリズムであるＨＡアルゴリズムを、ディ
ジタル信号処理を用いて実現した構成例である。ただ
し、本実施形態では、重み係数を、ＨＡループを介して
漸近的な方法で収束させている。このため、到来角度計
算部７２ａでは、サンプリング周期ＴS より長い周期Ｃ
ＴS （ただし、Ｃは１より大きい定数）で到来角度を計
算しこの周期ＣＴS で出力するが、重み係数推定部７２
ｂでは、サンプリング周期ＴS で重み係数を算出して更
新しその値を出力する。本実施形態のその他の構成、ア
ルゴリズム、作用効果等は、図５の実施形態の場合と全
く同様である。本発明における信号の高速処理が要求さ
れる計算処理は、本実施形態では、アナログ／ディジタ
ル変換器７１−１〜７１−ｍ、乗算器７３−１〜７３−
ｍ、足し算器７４及び重み係数推定部７２ｂの計算処理
に対応している。
数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを制御するた
めの制御アルゴリズムであるＨＡアルゴリズムを、ディ
ジタル信号処理を用いて実現した構成例である。ただ
し、本実施形態では、重み係数を、ＨＡループを介して
漸近的な方法で収束させている。このため、到来角度計
算部７２ａでは、サンプリング周期ＴS より長い周期Ｃ
ＴS （ただし、Ｃは１より大きい定数）で到来角度を計
算しこの周期ＣＴS で出力するが、重み係数推定部７２
ｂでは、サンプリング周期ＴS で重み係数を算出して更
新しその値を出力する。本実施形態のその他の構成、ア
ルゴリズム、作用効果等は、図５の実施形態の場合と全
く同様である。本発明における信号の高速処理が要求さ
れる計算処理は、本実施形態では、アナログ／ディジタ
ル変換器７１−１〜７１−ｍ、乗算器７３−１〜７３−
ｍ、足し算器７４及び重み係数推定部７２ｂの計算処理
に対応している。
【００４４】以上述べた実施形態は全て本発明を例示的
に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明
は他の種々の変形態様及び変更態様で実施することがで
きる。従って本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均
等範囲によってのみ規定されるものである。
に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明
は他の種々の変形態様及び変更態様で実施することがで
きる。従って本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均
等範囲によってのみ規定されるものである。
【００４５】
【発明の効果】以上詳細に説明したように本発明では、
複数のアンテナ素子を有する適応型アレーアンテナの制
御をディジタル信号処理を用いて行う場合に、各アンテ
ナ素子に関する信号の重み係数を適応的に計算する計算
処理における少なくとも一部の処理の優先度を、信号の
高速処理が要求される他の計算処理の優先度より低く設
定している。このように、高速な計算結果出力が必要な
い部分の計算処理を、分割して実行することにより、サ
ンプリング周期当たりの計算量を軽減し、結果として、
同じ処理能力のプロセッサを用いた場合に伝送速度の向
上が可能となる。即ち、現状の限られたディジタル信号
処理機構の計算能力をより効率的に用いて、より高速な
伝送速度に対して適用することができる。
複数のアンテナ素子を有する適応型アレーアンテナの制
御をディジタル信号処理を用いて行う場合に、各アンテ
ナ素子に関する信号の重み係数を適応的に計算する計算
処理における少なくとも一部の処理の優先度を、信号の
高速処理が要求される他の計算処理の優先度より低く設
定している。このように、高速な計算結果出力が必要な
い部分の計算処理を、分割して実行することにより、サ
ンプリング周期当たりの計算量を軽減し、結果として、
同じ処理能力のプロセッサを用いた場合に伝送速度の向
上が可能となる。即ち、現状の限られたディジタル信号
処理機構の計算能力をより効率的に用いて、より高速な
伝送速度に対して適用することができる。
【図１】従来のフェーズドアレー装置を示すブロック図
である。
である。
【図２】本発明の基本原理を説明するための図である。
【図３】本発明の一実施形態として適応型アレーアンテ
ナの制御装置を概略的に示すブロック図である。
ナの制御装置を概略的に示すブロック図である。
【図４】図３の実施形態における重み係数計算回路の構
成例を示すブロック図である。
成例を示すブロック図である。
【図５】本発明の他の実施形態として適応型アレーアン
テナの制御装置を概略的に示すブロック図である。
テナの制御装置を概略的に示すブロック図である。
【図６】図５の実施形態における到来角度計算部の構成
例を示すブロック図である。
例を示すブロック図である。
【図７】本発明のさらに他の実施形態として適応型アレ
ーアンテナの制御装置を概略的に示すブロック図であ
る。
ーアンテナの制御装置を概略的に示すブロック図であ
る。
３０ アレーアンテナ
３０−１〜３０−ｍ アンテナ素子
３１−１〜３１−ｍ、５１−１〜５１−ｍ、７１−１〜
７１−ｍ アナログ／ディジタル変換器 ３２、５２、７２ 重み係数計算回路 ３２ａ、５２ａ1 共分散行列計算部 ３２ｂ、７２ｂ 逆行列計算部 ３２ｃ 重み係数計算部 ３３−１〜３３−ｍ、５３−１〜５３−ｍ 乗算器 ３４、５４、７４ 足し算器 ５２ａ、７２ａ 到来角度計算部 ５２ａ2 固有値及び固有ベクトル計算部 ５２ａ3 信号到来角度推定部 ５２ｂ 重み係数推定部
７１−ｍ アナログ／ディジタル変換器 ３２、５２、７２ 重み係数計算回路 ３２ａ、５２ａ1 共分散行列計算部 ３２ｂ、７２ｂ 逆行列計算部 ３２ｃ 重み係数計算部 ３３−１〜３３−ｍ、５３−１〜５３−ｍ 乗算器 ３４、５４、７４ 足し算器 ５２ａ、７２ａ 到来角度計算部 ５２ａ2 固有値及び固有ベクトル計算部 ５２ａ3 信号到来角度推定部 ５２ｂ 重み係数推定部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平６−196921（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−70221（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−62323（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−344013（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H01Q 3/26
Claims (8)
- 【請求項１】 複数のアンテナ素子を有する適応型アレ
ーアンテナの制御をディジタル信号処理を用いて行う方
法であって、該複数のアンテナ素子で受信した複数のア
ナログ信号をディジタル信号に変換し、該変換された複
数のディジタル信号に基づいて前記複数のアンテナ素子
対応の重み係数を適応的に計算し、該計算した複数の重
み係数と前記複数のディジタル信号とをそれぞれ乗算し
た後に合成する処理を含んでおり、前記重み係数の計算
処理における少なくとも一部の処理の優先度を、高速処
理が要求される前記ディジタル信号への変換処理、前記
乗算処理及び前記合成処理の優先度より低く設定したこ
とを特徴とする適応型アレーアンテナの制御方法。 - 【請求項２】 前記高速処理が要求される他の計算処理
が、前記ディジタル信号への変換処理のサンプリング周
期内に完了されることを特徴とする請求項１に記載の方
法。 - 【請求項３】 前記重み係数の計算処理が、前記ディジ
タル信号への変換処理のサンプリング周期より長い周期
で完了されることを特徴とする請求項１又は２に記載の
方法。 - 【請求項４】 複数のアンテナ素子を有する適応型アレ
ーアンテナの制御をディジタル信号処理を用いて行う装
置であって、前記アンテナ素子で受信した複数のアナロ
グ信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタ
ル変換手段と、該変換された複数のディジタル信号に基
づいて前記複数のアンテナ素子対応の重み係数を適応的
に計算する重み係数計算手段と、該重み係数計算手段か
ら出力される複数の重み係数と前記変換手段から得られ
る複数のディジタル信号とをそれぞれ乗算する乗算手段
と、該乗算手段の出力を合成する合成手段とを備えてお
り、前記重み係数計算手段における計算処理における少
なくとも一部の処理の優先度を、高速処理が要求される
前記アナログ／ディジタル変換手段、前記乗算手段及び
前記合成手段の計算処理の優先度より低く設定したこと
を特徴とする適応型アレーアンテナの制御装置。 - 【請求項５】 前記重み係数計算手段が、前記アナログ
／ディジタル変換手段から得られた複数のサンプル値の
共分散行列の時間平均値を、該アナログ／ディジタル変
換手段のサンプリング周期より長い周期で算出する第１
の計算手段と、該第１の計算手段から得られた共分散行
列の逆行列を、前記サンプリング周期より長い周期で算
出する第２の計算手段と、該第２の計算手段により得ら
れた信号行列の逆行列を用いてアレーアンテナの重み係
数を算出し、前記サンプリング周期より長い所定時間の
間、該重み係数を保持すると共に、該所定時間を周期と
して重み係数を更新する第３の計算手段とを含んでいる
ことを特徴とする請求項４に記載の装置。 - 【請求項６】 前記重み係数計算手段が、前記アナログ
／ディジタル変換手段のサンプリング周期毎に該アナロ
グ／ディジタル変換手段から入力される複数のサンプル
値の共分散行列の時間平均値を求めて信号波到来角度を
前記サンプリング周期より長い周期で算出する第１の計
算手段と、該第１の計算手段により得られた信号波到来
角度に基づいてアレーアンテナの重み係数を算出し、前
記サンプリング周期より長い所定時間の間、該重み係数
を保持すると共に、該所定時間を周期として重み係数を
更新する第２の計算手段とを含んでいることを特徴とす
る請求項４に記載の装置。 - 【請求項７】 前記第１の計算手段が、前記アナログ／
ディジタル変換手段から得られた複数のサンプル値の共
分散行列の時間平均値を、該アナログ／ディジタル変換
手段のサンプリング周期より長い周期で算出する第３の
計算手段と、該第３の計算手段から得られた共分散行列
の固有値及び固有ベクトルを、前記サンプリング周期よ
り長い周期で算出する第４の計算手段と、該第４の計算
手段により得られた信号行列の固有値及び固有ベクトル
から信号到来角度を求める第５の計算手段とを含んでい
ることを特徴とする請求項６に記載の装置。 - 【請求項８】 前記重み係数計算手段が、前記アナログ
／ディジタル変換手段のサンプリング周期毎に該アナロ
グ／ディジタル変換手段から入力される複数のサンプル
値の共分散行列の時間平均値を求めて信号波到来角度を
前記サンプリング周期より長い周期で算出し保持する第
１の計算手段と、該第１の計算手段により得られた信号
波到来角度と前記合成手段からフィードバックされる受
信信号と各素子出力のサンプル値とから、アレーアンテ
ナの重み係数を、前記サンプリング周期で算出して更新
する第２の計算手段とを含んでいることを特徴とする請
求項４に記載の装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04287697A JP3438513B2 (ja) | 1997-02-13 | 1997-02-13 | 適応型アレーアンテナの制御方法及び装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04287697A JP3438513B2 (ja) | 1997-02-13 | 1997-02-13 | 適応型アレーアンテナの制御方法及び装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10229306A JPH10229306A (ja) | 1998-08-25 |
| JP3438513B2 true JP3438513B2 (ja) | 2003-08-18 |
Family
ID=12648253
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04287697A Expired - Fee Related JP3438513B2 (ja) | 1997-02-13 | 1997-02-13 | 適応型アレーアンテナの制御方法及び装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3438513B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102624431A (zh) * | 2012-03-13 | 2012-08-01 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种提升车载端多天线通信容量的方法和*** |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6920192B1 (en) * | 2000-08-03 | 2005-07-19 | Lucent Technologies Inc. | Adaptive antenna array methods and apparatus for use in a multi-access wireless communication system |
-
1997
- 1997-02-13 JP JP04287697A patent/JP3438513B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102624431A (zh) * | 2012-03-13 | 2012-08-01 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种提升车载端多天线通信容量的方法和*** |
| CN102624431B (zh) * | 2012-03-13 | 2014-12-17 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种提升车载端多天线通信容量的方法和*** |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10229306A (ja) | 1998-08-25 |
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