JP3427088B2 - Switching power supply - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】この発明は、テレビ受像機等の電
子機器に使用して好適なスイッチング電源装置に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply device suitable for use in electronic equipment such as a television receiver.

【０００２】[0002]

【従来の技術】従来、例えばテレビ受像機では、偏向回
路や高圧出力回路に対して定電圧化された１００Ｖ以上
（例えば１１５Ｖ）の直流電源ラインから電流を供給
し、映像や色の信号処理回路等に対しては１００Ｖより
も低い電圧（例えば１２Ｖ）の直流電源ラインから電流
を供給することが行われている。この１００Ｖよりも低
い電圧の直流電源ラインは、偏向回路や高圧出力回路が
駆動されることによって電源の供給が開始されるもので
ある。このため、偏向回路や高圧出力回路を駆動するた
めの発振回路に予め電源を供給することが行われてい
る。2. Description of the Related Art Conventionally, for example, in a television receiver, an electric current is supplied to a deflection circuit and a high voltage output circuit from a DC power supply line of 100 V or more (for example, 115 V) which is a constant voltage, and an image and color signal processing circuit For example, a current is supplied from a DC power supply line having a voltage lower than 100V (for example, 12V). The direct-current power supply line having a voltage lower than 100 V starts supplying power by driving the deflection circuit and the high-voltage output circuit. Therefore, power is supplied in advance to the oscillation circuit for driving the deflection circuit and the high voltage output circuit.

【０００３】ここで、自励形のスイッチング電源装置を
テレビ受像機に使用した場合の構成を図１１に示す。FIG. 11 shows the configuration of a self-excited switching power supply device used in a television receiver.

【０００４】１は電源端子である。この電源端子１は、
電源スイッチ２の一方の端子に接続される。電源スイッ
チ２の他方の端子は、コンバータトランス３の１次巻線
３Ｐおよびスイッチング素子を構成するＮＰＮ形トラン
ジスタ４のコレクタ・エミッタの直列回路を介して接地
端子５に接続される。また、電源スイッチ２のコンバー
タトランス３が接続された端子は、起動用の抵抗器６を
介してトランジスタ４のベースに接続される。Reference numeral 1 is a power supply terminal. This power supply terminal 1
It is connected to one terminal of the power switch 2. The other terminal of the power switch 2 is connected to the ground terminal 5 via a primary winding 3P of the converter transformer 3 and a collector-emitter series circuit of an NPN transistor 4 forming a switching element. Further, the terminal of the power switch 2 to which the converter transformer 3 is connected is connected to the base of the transistor 4 via the starting resistor 6.

【０００５】コンバータトランス３のドライブ巻線３Ｄ
の一端は接地端子５に接続され、その他端は抵抗器７と
並列回路８を介してトランジスタ４のベースに接続され
る。並列回路８は、ダイオード９とコンデンサ１０が並
列接続されてなるものである。Drive winding 3D of converter transformer 3
Has one end connected to the ground terminal 5 and the other end connected to the base of the transistor 4 via the resistor 7 and the parallel circuit 8. The parallel circuit 8 is composed of a diode 9 and a capacitor 10 connected in parallel.

【０００６】コンバータトランス３の２次巻線３Ｓの一
端は２次側アースに接地され、その他端は整流用のダイ
オード１１のアノード・カソードおよび平滑用のコンデ
ンサ１２の直列回路を介して２次側アースに接地され
る。そして、ダイオード１１およびコンデンサ１２の接
続点は、フライバックトランス１３の巻線１３Ａおよび
水平出力用のＮＰＮ形トランジスタ１４のコレクタ・エ
ミッタの直列回路を介して２次側アースに接地されると
共に、抵抗器１５とツェナーダイオード１６のカソード
・アノードの直列回路を介して２次側アースに接地され
る。One end of the secondary winding 3S of the converter transformer 3 is grounded to the secondary side ground, and the other end is connected to the secondary side through a series circuit of an anode / cathode of a rectifying diode 11 and a smoothing capacitor 12. Grounded to earth. The connection point of the diode 11 and the capacitor 12 is grounded to the secondary side ground via the winding 13A of the flyback transformer 13 and the collector-emitter series circuit of the horizontal output NPN transistor 14, and at the same time, the resistor is connected. It is grounded to the secondary side earth via the series circuit of the cathode / anode of the container 15 and the Zener diode 16.

【０００７】抵抗器１５とツェナーダイオード１６のカ
ソードの接続点は、色信号処理や水平パルス信号を発生
する信号処理回路１７の発振用電源端子１７ａに接続さ
れる。The connection point between the resistor 15 and the cathode of the Zener diode 16 is connected to the oscillation power supply terminal 17a of the signal processing circuit 17 for generating color signal processing and horizontal pulse signals.

【０００８】フライバックトランス１３の巻線１３Ｂの
一端は２次側アースに接地され、その他端は整流用のダ
イオード１８のアノード・カソードおよび平滑用のコン
デンサ１９の直列回路を介して２次側アースに接地され
る。ダイオード１８およびコンデンサ１９の接続点は、
抵抗器２０とツェナーダイオード２１のカソード・アノ
ードの直列回路を介して２次側アースに接地される。そ
して、抵抗器２０とツェナーダイオード２１のカソード
の接続点は信号処理回路１７の電源端子１７ｂに接続さ
れる。One end of the winding 13B of the flyback transformer 13 is grounded to the secondary side ground, and the other end is connected to the secondary side ground through a series circuit of an anode / cathode of a rectifying diode 18 and a smoothing capacitor 19. Grounded. The connection point of the diode 18 and the capacitor 19 is
The resistor 20 and the Zener diode 21 are grounded to the secondary side ground through a cathode / anode series circuit. The connection point between the resistor 20 and the cathode of the Zener diode 21 is connected to the power supply terminal 17b of the signal processing circuit 17.

【０００９】信号処理回路１７の信号出力端子１７ｃに
は、水平ドライブ回路２２が接続される。水平ドライブ
回路２２には、トランジスタ１４のベースが接続され
る。A horizontal drive circuit 22 is connected to the signal output terminal 17c of the signal processing circuit 17. The base of the transistor 14 is connected to the horizontal drive circuit 22.

【００１０】次に、図１２の信号波形図を使用して、図
１１の動作について説明する。Next, the operation of FIG. 11 will be described with reference to the signal waveform diagram of FIG.

【００１１】電源端子１と接地端子５の間に直流電圧Ｅ
inが供給されて電源スイッチ２がオン状態とされると、
抵抗器６を介して起動電流がトランジスタ４のベースに
供給されて、トランジスタ４はオン状態とされる。トラ
ンジスタ４がオン状態とされると、コンバータトランス
３の１次巻線３Ｐに直流電圧Ｅinとほぼ等しい電圧が印
加されて、コレクタ電流ＩC（図１２Ａ）が流れ出すと
共に、コンバータトランス３のドライブ巻線３Ｄには電
圧ＶD（図１２Ｆ）が誘起される。A DC voltage E is applied between the power supply terminal 1 and the ground terminal 5.
When in is supplied and the power switch 2 is turned on,
A starting current is supplied to the base of the transistor 4 via the resistor 6, and the transistor 4 is turned on. When the transistor 4 is turned on, a voltage substantially equal to the DC voltage Ein is applied to the primary winding 3P of the converter transformer 3, the collector current IC (FIG. 12A) begins to flow out, and the drive winding of the converter transformer 3 is generated. A voltage VD (FIG. 12F) is induced in 3D.

【００１２】また、トランジスタ４がオン状態となると
き、コンバータトランス３の２次巻線２Ｓに接続された
ダイオード１１には逆方向に電圧がかかり、ダイオード
１１には電流は流れない。そのため、トランジスタ４の
負荷は、コンバータトランス３のインダクタンス分だけ
になり、トランジスタ４のコレクタ電流ＩCは直線的に
増加する。なお、図１２Ｂはトランジスタ４のコレクタ
・エミッタ間の電圧ＶCEを示し、図１２Ｃはトランジス
タ４のベース電流ＩBを示している。When the transistor 4 is turned on, a voltage is applied to the diode 11 connected to the secondary winding 2S of the converter transformer 3 in the opposite direction, and no current flows through the diode 11. Therefore, the load of the transistor 4 is only the inductance of the converter transformer 3, and the collector current IC of the transistor 4 increases linearly. 12B shows the collector-emitter voltage VCE of the transistor 4, and FIG. 12C shows the base current IB of the transistor 4.

【００１３】このベース電流ＩBは、抵抗器６を介して
流れる電流ＩRとダイオード９を流れる電流ＩD1とコン
デンサ１０を流れる電流ＩC1とが合成されたものとな
る。すなわち、トランジスタ４がオン状態となるとき、
コンバータトランス３のドライブ巻線３Ｄに誘起される
順方向の電圧ＶDにより、コンデンサ１０の容量および
ドライブ巻線３Ｄの抵抗分と抵抗器７等で決まる時定数
でもって、コンデンサ１０に過渡電流ＩC1が流れる（図
１２Ｄ）。また、コンデンサ１０の両端電圧がダイオー
ド９の順方向降下電圧に達すると、ダイオード９に電流
ＩD1が流れる（図１２Ｅ）。The base current IB is a combination of the current IR flowing through the resistor 6, the current ID1 flowing through the diode 9 and the current IC1 flowing through the capacitor 10. That is, when the transistor 4 is turned on,
Due to the forward voltage VD induced in the drive winding 3D of the converter transformer 3, the transient current IC1 is applied to the capacitor 10 with the time constant determined by the capacity of the capacitor 10 and the resistance of the drive winding 3D and the resistor 7. Flowing (FIG. 12D). When the voltage across the capacitor 10 reaches the forward voltage drop of the diode 9, the current ID1 flows through the diode 9 (FIG. 12E).

【００１４】上述のように直線的に増加するコレクタ電
流ＩCは、ベース電流ＩBのｈFE倍まで増加した後も、ト
ランジスタ４の蓄積時間ｔstgの間は増加し続ける（図
１２Ａ）。蓄積時間ｔstgが経過すると、急激に電流が
減少し、同時にドライブ巻線３Ｄには逆方向の電圧ＶD
が発生し、トランジスタ４のベース電流ＩBが逆バイア
ス電流となり、トランジスタ４はオフ状態となる。As described above, the collector current IC which increases linearly continues to increase for the accumulation time tstg of the transistor 4 even after increasing to hFE times the base current IB (FIG. 12A). When the storage time tstg elapses, the current sharply decreases, and at the same time, the reverse voltage VD is applied to the drive winding 3D.
Occurs, the base current IB of the transistor 4 becomes a reverse bias current, and the transistor 4 is turned off.

【００１５】次に、トランジスタ４がオフ状態となる
と、トランジスタ４のオン期間にコンバータトランス３
のコアに蓄積されたエネルギーは、磁束の変化率が負と
なって放出されるため、コンバータトランス３の各巻線
には、「・」マーク側を負とする電圧が発生する。Next, when the transistor 4 is turned off, the converter transformer 3 is turned on while the transistor 4 is on.
Since the energy accumulated in the core is discharged with a negative change rate of the magnetic flux, a voltage having a negative side on the "." Mark side is generated in each winding of the converter transformer 3.

【００１６】このとき、コンバータトランス３の１次巻
線３Ｐには、図１２Ｇに示すように直線的に減少する電
流ＩLが流れ始める。同様にして、２次巻線３Ｓに接続
されているダイオード１１には、図１２Ｈに示すように
直線的に減少する電流ＩD2が流れ始める。At this time, a current IL that linearly decreases starts to flow in the primary winding 3P of the converter transformer 3 as shown in FIG. 12G. Similarly, in the diode 11 connected to the secondary winding 3S, a current ID2 that linearly decreases as shown in FIG. 12H starts to flow.

【００１７】このような状態で、コンバータトランス３
のコアに蓄積されたエネルギーの放出が完了して電流Ｉ
LおよびＩD2が０となると、コンバータトランス３内の
磁束の変化がなくなり、コンバータトランス３の各巻線
には今までとは逆方向の電圧が発生する。そのため、コ
ンバータトランス３のドライブ巻線３Ｄに誘起される電
圧ＶDも順方向の電圧となり、トランジスタ４をオン状
態とする方向にベース電流ＩBが流れる。これによっ
て、トランジスタ４がオン状態となり、以下上述したと
同様の動作が繰り返される。In such a state, the converter transformer 3
Of the energy accumulated in the core of the
When L and ID2 become 0, there is no change in the magnetic flux in the converter transformer 3, and a voltage in the opposite direction is generated in each winding of the converter transformer 3. Therefore, the voltage VD induced in the drive winding 3D of the converter transformer 3 also becomes a forward voltage, and the base current IB flows in the direction of turning on the transistor 4. As a result, the transistor 4 is turned on, and the same operation as described above is repeated.

【００１８】このような繰り返し動作により、コンバー
タトランス３の２次巻線３Ｓには、図１２Ｊに示すよう
な矩形波の電圧ＶSが得られ、これがダイオード１１お
よびコンデンサ１２によって整流平滑されることによ
り、ダイオード１１およびコンデンサ１２の接続点で定
電圧化された所定の電圧値（例えば１１５Ｖ）の直流電
圧ＥBが得られる。By such repetitive operation, a rectangular wave voltage VS as shown in FIG. 12J is obtained at the secondary winding 3S of the converter transformer 3, and the voltage VS is rectified and smoothed by the diode 11 and the capacitor 12. A DC voltage EB having a predetermined voltage value (for example, 115 V), which is a constant voltage at the connection point of the diode 11 and the capacitor 12, is obtained.

【００１９】次に、図１３の信号波形を使用して信号処
理回路１７やフライバックトランス１３の動作を説明す
る。Next, the operations of the signal processing circuit 17 and the flyback transformer 13 will be described using the signal waveforms of FIG.

【００２０】電源スイッチ２がオン状態とされると、図
１３Ａに示すように直流電圧ＥBが立ち上がると共に、
直流電圧ＥBが抵抗器１５とツェナーダイオード１６に
よって構成される定電圧回路でもって直流電圧ＶOSC
（図１３Ｂ）とされて信号処理回路１７の発振用電源端
子１７ａに供給される。なお、電源スイッチ２をオン状
態としてから直流電圧ＥBの電圧値がツェナーダイオー
ド１６のツェナー電圧レベルＶZを超えるまでは、直流
電圧ＶOSCの電圧値は直流電圧ＥBとほぼ等しい値とされ
る。When the power switch 2 is turned on, the DC voltage EB rises as shown in FIG.
The DC voltage EB is a constant voltage circuit composed of the resistor 15 and the Zener diode 16 and is used as the DC voltage VOSC.
(FIG. 13B) and is supplied to the oscillation power supply terminal 17a of the signal processing circuit 17. The voltage value of the DC voltage VOSC is substantially equal to the DC voltage EB until the voltage value of the DC voltage EB exceeds the Zener voltage level VZ of the Zener diode 16 after the power switch 2 is turned on.

【００２１】信号処理回路１７では、発振用電源端子１
７ａに供給された電圧が発振開始電圧ＶTHを超えると、
発振が開始されて水平パルス信号ＳH（図１３Ｃ）が生
成される。この水平パルス信号ＳHは、信号処理回路１
７の信号出力端子１７ｃから水平ドライブ回路２２に供
給される。水平ドライブ回路２２では、水平パルス信号
ＳHに基づき水平ドライブ信号ＳHDが形成されてトラン
ジスタ１４のベースに供給される。In the signal processing circuit 17, the oscillation power supply terminal 1
When the voltage supplied to 7a exceeds the oscillation start voltage VTH,
Oscillation is started and the horizontal pulse signal SH (FIG. 13C) is generated. This horizontal pulse signal SH is applied to the signal processing circuit 1
It is supplied from the signal output terminal 17c of No. 7 to the horizontal drive circuit 22. In the horizontal drive circuit 22, a horizontal drive signal SHD is formed based on the horizontal pulse signal SH and supplied to the base of the transistor 14.

【００２２】この水平ドライブ信号ＳHDによってトラン
ジスタ１４がオン状態とされると、フライバックトラン
ス１３の巻線１３Ａにほぼ直流電圧ＥBと等しい電圧が
印加され、その後トランジスタ１４がオフ状態とされる
とフライバックトランス１３の巻線１３Ｂや高圧整流回
路側の巻線１３Ｃに起電力を生じるので、トランジスタ
１４をオン・オフさせることにより図示しない高圧整流
回路でもって受像管のアノード電圧（図１３Ｄ）が生成
される。When the transistor 14 is turned on by the horizontal drive signal SHD, a voltage substantially equal to the DC voltage EB is applied to the winding 13A of the flyback transformer 13, and then the transistor 14 is turned off. Since an electromotive force is generated in the winding 13B of the back transformer 13 and the winding 13C on the high-voltage rectifying circuit side, the anode voltage (FIG. 13D) of the picture tube is generated by the high-voltage rectifying circuit (not shown) by turning on / off the transistor 14. To be done.

【００２３】また、フライバックトランス１３の巻線１
３Ｂに生じた矩形波の電圧ＶLがダイオード１８および
コンデンサ１９でもって整流平滑されることにより、ダ
イオード１８およびコンデンサ１９の接続点では直流電
圧ＥLB（図１３Ｅ）が得られる。この直流電圧ＥLBは、
抵抗器２０とツェナーダイオード２１によって構成され
る定電圧回路でもって１００Ｖよりも低い電圧の直流電
圧ＶCCとされて信号処理回路１７の電源端子１７ｂに供
給される。信号処理回路１７では、直流電圧ＶCCが電源
端子１７ｂに供給されたことで色信号等の処理が開始さ
れる。The winding 1 of the flyback transformer 13
The rectangular wave voltage VL generated in 3B is rectified and smoothed by the diode 18 and the capacitor 19, so that the DC voltage ELB (FIG. 13E) is obtained at the connection point of the diode 18 and the capacitor 19. This DC voltage ELB is
A constant voltage circuit composed of the resistor 20 and the Zener diode 21 forms a DC voltage Vcc lower than 100 V and supplies it to the power supply terminal 17b of the signal processing circuit 17. In the signal processing circuit 17, the processing of color signals and the like is started when the DC voltage Vcc is supplied to the power supply terminal 17b.

【００２４】次に、他励形のスイッチング電源装置を使
用した場合について説明する。図１４は他励形のスイッ
チング電源装置の構成を示す図であり、図１１と対応す
る部分については同一符号を付し、その詳細な説明は省
略する。Next, the case of using the separately excited switching power supply will be described. FIG. 14 is a diagram showing the configuration of a separately excited switching power supply device, in which parts corresponding to those in FIG. 11 are designated by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.

【００２５】電源スイッチ２の他方の端子は、コンバー
タトランス５０の１次巻線５０Ｐおよびスイッチング素
子を構成するＮＰＮ形トランジスタ５１のコレクタ・エ
ミッタの直列回路を介して接地端子５に接続される。The other terminal of the power switch 2 is connected to the ground terminal 5 through the primary winding 50P of the converter transformer 50 and the collector-emitter series circuit of the NPN transistor 51 forming a switching element.

【００２６】コンバータトランス３のドライブ巻線５０
Ｄの一端は接地端子５に接続され、その他端は整流用の
ダイオード５３のアノード・カソードおよび平滑用のコ
ンデンサ５４の直列回路を介して接地端子５に接続され
る。そして、ダイオード５３およびコンデンサ５４の接
続点と電源スイッチ２のコンバータトランス５０が接続
された端子は、起動用の抵抗器６を介して接続される。
さらに、ダイオード５３およびコンデンサ５４の接続点
には、ＮＰＮ形トランジスタ５２のコレクタと発振回路
５５の電源端子５５ａが接続されると共に、抵抗器５６
とホトカプラ５７のホトトランジスタ５７ａのコレクタ
・エミッタの直列回路を介して発振回路５５の信号制御
端子５５ｂが接続される。Drive winding 50 of converter transformer 3
One end of D is connected to the ground terminal 5, and the other end is connected to the ground terminal 5 via a series circuit of the anode / cathode of the rectifying diode 53 and the smoothing capacitor 54. The connection point of the diode 53 and the capacitor 54 and the terminal of the power switch 2 to which the converter transformer 50 is connected are connected via the starting resistor 6.
Further, at the connection point of the diode 53 and the capacitor 54, the collector of the NPN transistor 52 and the power supply terminal 55a of the oscillation circuit 55 are connected, and the resistor 56 is connected.
The signal control terminal 55b of the oscillation circuit 55 is connected via a series circuit of the collector and emitter of the phototransistor 57a of the photocoupler 57.

【００２７】発振回路５５の信号出力端子５５ｃは、ト
ランジスタ５２のベースに接続される。トランジスタ５
２のエミッタは、抵抗器５８と並列回路５９を介してト
ランジスタ５１のベースに接続される。並列回路５９
は、ダイオード６０とコンデンサ６１が並列接続されて
なるものであり、ダイオード６０のカソードがトランジ
スタ５１のベースに接続される。The signal output terminal 55c of the oscillator circuit 55 is connected to the base of the transistor 52. Transistor 5
The emitter of 2 is connected to the base of the transistor 51 via a resistor 58 and a parallel circuit 59. Parallel circuit 59
Is composed of a diode 60 and a capacitor 61 connected in parallel, and the cathode of the diode 60 is connected to the base of the transistor 51.

【００２８】また、ダイオード１１およびコンデンサ１
２の接続点には、エラーアンプ部６２と共にホトカプラ
５７の発光ダイオード５７ｂのアノードが接続される。
ホトカプラ５７の発光ダイオード５７ｂのカソードはエ
ラーアンプ部６２に接続される。Further, the diode 11 and the capacitor 1
The anode of the light emitting diode 57b of the photocoupler 57 is connected to the connection point of 2 together with the error amplifier 62.
The cathode of the light emitting diode 57b of the photocoupler 57 is connected to the error amplifier unit 62.

【００２９】次に、図１５の信号波形図を使用して、他
励形のスイッチング電源装置の動作について説明する。Next, the operation of the separately excited switching power supply device will be described with reference to the signal waveform diagram of FIG.

【００３０】電源端子１と接地端子５の間に直流電圧Ｅ
inが供給されて電源スイッチ２がオン状態とされると、
抵抗器６を介して発振回路５５の電源端子５５ａに電圧
が供給されて発振が開始される。この発振回路５５の信
号出力端子５５ｃからは、スイッチング信号ＳD（図１
５Ａ）が出力される。このスイッチング信号ＳDがハイ
レベル「Ｈ」となると、トランジスタ５２がオン状態と
される。このトランジスタ５２がオン状態とされること
によりトランジスタ５１にベース電流ＩBA（図１５Ｂ）
が供給されてトランジスタ５１がオン状態とされる。A DC voltage E is applied between the power supply terminal 1 and the ground terminal 5.
When in is supplied and the power switch 2 is turned on,
A voltage is supplied to the power supply terminal 55a of the oscillation circuit 55 via the resistor 6 to start oscillation. From the signal output terminal 55c of the oscillator circuit 55, the switching signal SD (see FIG.
5A) is output. When the switching signal SD becomes high level "H", the transistor 52 is turned on. When the transistor 52 is turned on, the base current IBA (FIG. 15B) is supplied to the transistor 51.
Is supplied to turn on the transistor 51.

【００３１】また、トランジスタ５１がオン状態となる
とき、コンバータトランス５０の２次巻線５０Ｓに接続
されたダイオード１１には逆方向に電圧がかかり、ダイ
オード１１には電流は流れない。そのため、トランジス
タ５１の負荷は、コンバータトランス５０のインダクタ
ンス分だけになり、トランジスタ５１のコレクタ電流Ｉ
CA（図１５Ｃ）は直線的に増加する。When the transistor 51 is turned on, a voltage is applied in the reverse direction to the diode 11 connected to the secondary winding 50S of the converter transformer 50, and no current flows in the diode 11. Therefore, the load of the transistor 51 is only the inductance of the converter transformer 50, and the collector current I of the transistor 51 is increased.
CA (FIG. 15C) increases linearly.

【００３２】次に、発振回路５５の信号出力端子５５ｃ
から出力されるスイッチング信号ＳDがローレベル
「Ｌ」となると、トランジスタ５２およびトランジスタ
５１がオフ状態とされる。トランジスタ５１がオフ状態
となると、トランジスタ５１のオン期間にコンバータト
ランス５０のコアに蓄積されたエネルギーは、磁束の変
化率が負となって放出されるため、コンバータトランス
５０の各巻線には、「・」マーク側を負とする電圧が発
生し、ドライブ巻線５０Ｄに接続されているダイオード
５３および２次巻線５０Ｓに接続されているダイオード
１１に電流が流れる。Next, the signal output terminal 55c of the oscillation circuit 55
When the switching signal SD output from the low level "L", the transistors 52 and 51 are turned off. When the transistor 51 is turned off, the energy stored in the core of the converter transformer 50 during the on period of the transistor 51 is discharged with a negative change rate of magnetic flux. A voltage having a negative mark side is generated, and a current flows through the diode 53 connected to the drive winding 50D and the diode 11 connected to the secondary winding 50S.

【００３３】その後、発振回路５５の信号出力端子５５
ｃより出力されるスイッチング信号ＳDがハイレベル
「Ｈ」となると、トランジスタ５２およびトランジスタ
５１がオン状態とされる。以下上述したと同様の動作が
繰り返されてコンバータトランス５０の２次巻線５０Ｓ
には、矩形波の電圧ＶSが得られ、これがダイオード１
１およびコンデンサ１２によって整流平滑されることに
より、ダイオード１１およびコンデンサ１２の接続点で
は直流電圧ＥBが得られる。また、コンバータトランス
５０のドライブ巻線５０Ｄには、矩形波の電圧ＶDAが得
られ、これがダイオード５３およびコンデンサ５４によ
って整流平滑されることにより、ダイオード５３および
コンデンサ５４の接続点では直流電圧ＥSが得られる。After that, the signal output terminal 55 of the oscillation circuit 55
When the switching signal SD output from c becomes high level "H", the transistors 52 and 51 are turned on. Thereafter, the same operation as described above is repeated, and the secondary winding 50S of the converter transformer 50 is repeated.
A square wave voltage VS is obtained at the diode 1
By being rectified and smoothed by 1 and the capacitor 12, a DC voltage EB is obtained at the connection point of the diode 11 and the capacitor 12. Further, a rectangular wave voltage VDA is obtained at the drive winding 50D of the converter transformer 50, and this is rectified and smoothed by the diode 53 and the capacitor 54, so that a DC voltage ES is obtained at the connection point of the diode 53 and the capacitor 54. To be

【００３４】この直流電圧ＥSが発振回路５５やトラン
ジスタ５２のコレクタに供給されて、引き続きトランジ
スタ５１のオン・オフ動作が繰り返し行われる。This DC voltage ES is supplied to the oscillator circuit 55 and the collector of the transistor 52, and the ON / OFF operation of the transistor 51 is continuously repeated.

【００３５】エラーアンプ部６２では直流電圧ＥBと所
定の直流電圧の誤差電圧が検出され、誤差電圧に応じて
ホトカプラ５７の発光ダイオード５７ｂが駆動される。
発光ダイオード５７ｂから出力された光は、ホトカプラ
５７のホトトランジスタ５７ａで受光される。ホトトラ
ンジスタ５７ａでは、受光された光が電気信号である受
光信号に変換されて発振回路５５に供給される。発振回
路５５では供給された受光信号に基づき直流電圧ＥBが
所定の電圧値となるようにスイッチング信号ＳDのハイ
レベル「Ｈ」の期間とローレベル「Ｌ」の期間のデュー
ティ比が可変される。なお、所定の電圧値の直流電圧Ｅ
Bが得られたときの信号処理回路１７等の動作は自励形
のスイッチング電源装置の場合と同様であり説明は省略
する。The error amplifier 62 detects an error voltage between the DC voltage EB and a predetermined DC voltage, and drives the light emitting diode 57b of the photocoupler 57 according to the error voltage.
The light output from the light emitting diode 57b is received by the phototransistor 57a of the photocoupler 57. In the phototransistor 57a, the received light is converted into a light reception signal which is an electric signal and supplied to the oscillation circuit 55. In the oscillator circuit 55, the duty ratio between the high level "H" period and the low level "L" period of the switching signal SD is varied so that the DC voltage EB becomes a predetermined voltage value based on the supplied light receiving signal. In addition, the DC voltage E of a predetermined voltage value
The operation of the signal processing circuit 17 and the like when B is obtained is the same as in the case of the self-excited switching power supply device, and a description thereof will be omitted.

【００３６】[0036]

【発明が解決しようとする課題】ところで、信号処理回
路１７の発振開始時、信号処理回路１７の信号出力端子
１７ｃから出力される水平パルス信号ＳHに基づいて駆
動されるフライバックトランス１３には、大きなラッシ
ュ電流が流れる。By the way, at the start of oscillation of the signal processing circuit 17, the flyback transformer 13 driven based on the horizontal pulse signal SH output from the signal output terminal 17c of the signal processing circuit 17, A large rush current flows.

【００３７】このため、電源スイッチ２がオン状態とさ
れて直流電圧ＥBが立ち上がり、ほぼ同時に信号処理回
路１７の発振用電源端子１７ａに直流電圧ＶOSCが供給
されて発振が開始されると、コンバータトランス３のド
ライブ巻線３Ｄおよび２次巻線３Ｓに誘起される電圧Ｖ
D，ＶSやコンバータトランス５０のドライブ巻線５０Ｄ
および２次巻線５０Ｓに誘起される電圧ＶDA，ＶSが充
分に立ち上がっていないので、抵抗器６を介してトラン
ジスタ４やトランジスタ５１のベースに供給される電流
が増加されて、フライバックトランス１３に供給される
電流の増加が図られる。Therefore, when the power switch 2 is turned on and the DC voltage EB rises, and at the same time the DC voltage VOSC is supplied to the oscillation power supply terminal 17a of the signal processing circuit 17 to start oscillation, the converter transformer is started. Voltage V induced in the drive winding 3D and the secondary winding 3S
Drive winding 50D for D, VS and converter transformer 50
Since the voltages VDA and VS induced in the secondary winding 50S have not risen sufficiently, the current supplied to the bases of the transistor 4 and the transistor 51 via the resistor 6 is increased, and the flyback transformer 13 receives the current. The current supplied can be increased.

【００３８】このとき、自励形のスイッチング電源装置
では、電流ＩRの増加に伴い抵抗器６の電圧降下が増し
て、トランジスタ４はオフ状態とされる。このトランジ
スタ４のオフ状態の時間が長い場合には、コンバータト
ランス３のドライブ巻線３Ｄおよび２次巻線３Ｓに誘起
される電圧ＶD，ＶSが降下すると共に直流電圧ＶOSCも
降下して信号処理回路１７での水平パルス信号ＳHが発
生が停止されてフライバックトランス１３の駆動が停止
される。このため、２次巻線３Ｓ側の負荷が小さくなり
トランジスタ４は再びオン状態とされる。その後、直流
電圧ＥBが立ち上がると同時に信号処理回路１７から水
平パルス信号ＳHが出力されて、フライバックトランス
１３が駆動される。以下、上述の動作が繰り返し行われ
る。At this time, in the self-excited switching power supply device, the voltage drop of the resistor 6 increases as the current IR increases, and the transistor 4 is turned off. When the off-state time of the transistor 4 is long, the voltages VD and VS induced in the drive winding 3D and the secondary winding 3S of the converter transformer 3 decrease and the DC voltage VOSC also decreases, resulting in a signal processing circuit. The generation of the horizontal pulse signal SH at 17 is stopped and the drive of the flyback transformer 13 is stopped. Therefore, the load on the secondary winding 3S side is reduced, and the transistor 4 is turned on again. After that, at the same time when the DC voltage EB rises, the horizontal pulse signal SH is output from the signal processing circuit 17 to drive the flyback transformer 13. Hereinafter, the above operation is repeated.

【００３９】また、他励形のスイッチング電源装置で
は、電流ＩRの増加に伴い抵抗器６の電圧降下が増加し
て直流電圧ＥSの電圧が低下し、トランジスタ５１はド
ライブ不足となってオフ状態とされる。その後、コンバ
ータトランス５０のドライブ巻線５０Ｄおよび２次巻線
５０Ｓに誘起される電圧ＶDA，ＶSが降下すると共に直
流電圧ＶOSCも降下して信号処理回路１７での水平パル
ス信号ＳHが発生が停止されてフライバックトランス１
３の駆動が停止される。このため、２次巻線５０Ｓ側の
負荷が小さくなりトランジスタ５１は再びオン状態とさ
れる。その後、直流電圧ＥBが立ち上がると同時に信号
処理回路１７から水平パルス信号ＳHが出力されて、フ
ライバックトランス１３が駆動される。以下、上述の動
作が繰り返し行われる。In the separately-excited switching power supply device, the voltage drop of the resistor 6 increases with the increase of the current IR and the voltage of the DC voltage ES decreases, and the transistor 51 becomes in the off state due to insufficient drive. To be done. After that, the voltages VDA and VS induced in the drive winding 50D and the secondary winding 50S of the converter transformer 50 decrease and the DC voltage VOSC also decreases, so that the generation of the horizontal pulse signal SH in the signal processing circuit 17 is stopped. Flyback transformer 1
3 is stopped. Therefore, the load on the secondary winding 50S side is reduced, and the transistor 51 is turned on again. After that, at the same time when the DC voltage EB rises, the horizontal pulse signal SH is output from the signal processing circuit 17 to drive the flyback transformer 13. Hereinafter, the above operation is repeated.

【００４０】このように、フライバックトランス１３の
ラッシュ電流によって、スイッチング電源の立ち上げ動
作が繰り返し行われるいわゆる間欠発振が生じて、電源
を正常に立ち上げることができない場合があるので、抵
抗器６を流れる電流ＩRを増加しても抵抗器６の電圧降
下によってトランジスタ４，５１がオフ状態とならない
ように、抵抗器６の抵抗値を小さくすることが行われて
いる。As described above, the rush current of the flyback transformer 13 causes a so-called intermittent oscillation in which the startup operation of the switching power supply is repeatedly performed, and the power supply may not be normally started up. The resistance value of the resistor 6 is reduced so that the transistors 4 and 51 are not turned off by the voltage drop of the resistor 6 even if the current IR flowing through the resistor is increased.

【００４１】しかし、抵抗器６の抵抗値を小さくした場
合にはテレビ受像機の動作中にも電源立ち上げ時と同等
の電流が抵抗器６に流れることから、抵抗器６は定格電
力の大きな抵抗器が必要とされるのでコストアップとな
り、テレビ受像機の消費電力は大きいものとされてい
た。また、抵抗器６の発熱量が大きくなるので部品配置
の制約や放熱等の問題があった。However, when the resistance value of the resistor 6 is reduced, the same current as when the power is turned on flows through the resistor 6 even while the television receiver is operating, so that the resistor 6 has a large rated power. Since a resistor is required, the cost is increased, and the power consumption of the television receiver is said to be large. Further, since the amount of heat generated by the resistor 6 becomes large, there are problems such as restrictions on component arrangement and heat dissipation.

【００４２】そこで、この発明では安定して電源を供給
できると共に省スペースで安価かつ発熱量が少なく効率
をアップさせたスイッチング電源装置を提供する。Therefore, the present invention provides a switching power supply device which can supply a stable power supply, is space-saving, is inexpensive, has a small amount of heat generation, and has improved efficiency.

【００４３】[0043]

【課題を解決するための手段】この発明に係るスイッチ
ング電源装置は、電源オン時に起動抵抗を介して供給さ
れる起動電流に基づいてスイッチング動作を開始して、
トランスの一次巻線側に電力の供給を行う第１電源供給
部と、前記トランスの二次巻線側から負荷回路に対して
電力の供給を行う第２電源供給部とを有し、前記第２電
源供給部は、前記負荷回路を駆動する信号処理部と、前
記負荷回路に供給する電力の電圧が所定レベルとなるま
で、前記トランスの二次巻線側から前記信号処理部への
電力の供給を停止させることで、前記負荷回路の駆動開
始タイミングを遅延させるタイミング制御部とを有する
ものである。A switching power supply device according to the present invention starts a switching operation based on a starting current supplied through a starting resistor when the power is turned on,
It has a first power supply unit for supplying electric power to the primary winding side of the transformer, and a second power supply unit for supplying electric power to the load circuit from the secondary winding side of the transformer, the first 2 trains
The source supply unit supplies the signal processing unit that drives the load circuit and the power supply from the secondary winding side of the transformer to the signal processing unit until the voltage of the power supplied to the load circuit reaches a predetermined level. the by stopping is <br/> having a timing controller for delaying the drive start timing of the load circuit.

【００４４】また、前記タイミング制御部は、前記トラ
ンスの二次巻線側に生じた電圧の整流後の電圧を抵抗で
分圧するものとして、この分圧して得られた電圧を用い
て前記信号処理部への電力の供給を制御するものであ
る。 Further , the timing control unit is
The voltage after rectification of the voltage generated on the secondary winding side of the
As the voltage divider, use the voltage obtained by this voltage division.
Control the power supply to the signal processing unit.
It

【００４５】[0045]

【００４６】[0046]

【作用】この発明においては、スイッチング電源装置に
接続された負荷回路に対して供給される電力の電圧が所
定のレベルに達してから、信号処理部によって負荷回路
が駆動される。そのため、負荷回路が駆動されるときに
は、負荷回路に対して安定した電力供給が行われている
ので、例えば、フライバックトランスの動作が開始され
たときに大きなラッシュ電流が流れても間欠発振等を生
じることなく、安定してスイッチング電源装置から負荷
回路に電源を供給することが可能となる。また、負荷回
路に対して安定した電力供給が行われてから負荷回路が
駆動されるので、起動抵抗の抵抗値を大きくできスイッ
チング素子の駆動回路の消費電力を軽減することが可能
となる。In the present invention, the switching power supply device
The voltage of the power supplied to the connected load circuit is
After reaching a certain level, the load circuit is
Is driven. Therefore, when the load circuit is driven
Provides a stable power supply to the load circuit
So, for example, the operation of the flyback transformer is started
When a large rush current flows when
Stable load from switching power supply without twisting
It becomes possible to supply power to the circuit. Also, load times
After stable power supply to the road, the load circuit
Since it is driven, the resistance value of the starting resistor can be increased and the power consumption of the drive circuit for the switching element can be reduced.

【００４７】また、スイッチング電源装置は、電源オン
時に起動抵抗を介して供給される起動電流でスイッチン
グ素子を駆動しスイッチング動作を開始するスイッチン
グ電源装置、あるいは起動電流を発振回路に供給して発
振信号を出力させ、この発振信号でスイッチング素子を
駆動してスイッチング動作を開始するスイッチング電源
装置とされるので、いわゆる自励形あるいは他励形のい
ずれのスイッチング電源装置にも適用することが可能と
なる。Further, the switching power supply device drives the switching element by the starting current supplied through the starting resistor to start the switching operation when the power is turned on, or supplies the starting current to the oscillation circuit to generate an oscillation signal. Is output and the switching element is driven by this oscillation signal to start the switching operation, so that it can be applied to either so-called self-excitation type or other-excitation type switching power source. .

【００４８】[0048]

【実施例】以下、図１を参照しながら、この発明の第１
の実施例について説明する。なお、図１において、図１
１と対応する部分については同一符号を付し、その詳細
な説明は省略する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS First Embodiment
An example will be described. In addition, in FIG.
Portions corresponding to 1 are designated by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.

【００４９】図１において、ダイオード１１とコンデン
サ１２の接続点は、抵抗器２５，２６の直列回路を介し
て２次側アースに接地される。抵抗器２５と抵抗器２６
の接続点はＮＰＮ形トランジスタ２７のベースに接続さ
れる。このトランジスタ２７のコレクタは抵抗器２８を
介してＰＮＰ形トランジスタ３０のベースに接続される
と共にエミッタは２次側アースに接地される。トランジ
スタ３０のエミッタは抵抗器２９を介してダイオード１
１とコンデンサ１２の接続点に接続されると共にコレク
タはツェナーダイオード１６のカソード・アノードを介
して２次側アースに接地される。そして、トランジスタ
３０のコレクタとツェナーダイオード１６のカソードの
接続点は信号処理回路１７の発振用電源端子１７ａに接
続される。In FIG. 1, the connection point between the diode 11 and the capacitor 12 is grounded to the secondary side earth via the series circuit of the resistors 25 and 26. Resistor 25 and resistor 26
Is connected to the base of the NPN transistor 27. The collector of the transistor 27 is connected to the base of a PNP transistor 30 via a resistor 28, and the emitter is grounded to the secondary side ground. The emitter of the transistor 30 is the diode 1 via the resistor 29.
1 is connected to the connection point of the capacitor 12 and the collector is grounded to the secondary side ground via the cathode / anode of the Zener diode 16. The connection point between the collector of the transistor 30 and the cathode of the Zener diode 16 is connected to the oscillation power supply terminal 17a of the signal processing circuit 17.

【００５０】第１の実施例は以上のように構成されてお
り、図２を参照して動作を説明する。電源端子１と接地
端子５の間に直流電圧Ｅinが供給されて電源スイッチ２
がオン状態とされると、抵抗器６を介して起動電流がト
ランジスタ４のベースに供給されて発振が開始されて、
電源が立ち上がるとダイオード１１およびコンデンサ１
２の接続点からは、所定の電圧値の直流電圧ＥB（図２
Ａ）が得られる。The first embodiment is configured as described above, and its operation will be described with reference to FIG. The DC voltage Ein is supplied between the power supply terminal 1 and the ground terminal 5, and the power switch 2
Is turned on, a starting current is supplied to the base of the transistor 4 via the resistor 6 to start oscillation,
When power is turned on, diode 11 and capacitor 1
The DC voltage EB (Fig.
A) is obtained.

【００５１】ここで、直流電圧ＥBの電圧値が定常動作
時の電圧値（以下「定常電圧値」という）の９０％のと
きに、抵抗器２６の端子間電圧がトランジスタ２７のベ
ース・エミッタ間電圧ＶBEとほぼ等しくなるように抵抗
器２５，２６の抵抗値を設定すると、電源スイッチ２が
オン状態とされて直流電圧ＥBの電圧値が定常電圧値
（例えば１１５Ｖ）の９０％を超えたときにトランジス
タ２７のベース電圧ＶBT（図２Ｂ）がベース・エミッタ
間電圧ＶBEを超えるので、トランジスタ２７はオン状態
とされる。なお、抵抗器２５，２６の抵抗値をＲ２５，
Ｒ２６、直流電圧ＥBの電圧値をＢとすると、トランジ
スタ２７のベース電圧ＶBTは式（１）で表される。Here, when the voltage value of the DC voltage EB is 90% of the voltage value during steady operation (hereinafter referred to as "steady voltage value"), the voltage across the terminals of the resistor 26 is between the base and emitter of the transistor 27. When the resistance values of the resistors 25 and 26 are set to be substantially equal to the voltage VBE, when the power switch 2 is turned on and the voltage value of the DC voltage EB exceeds 90% of the steady voltage value (for example, 115V). Since the base voltage VBT (FIG. 2B) of the transistor 27 exceeds the base-emitter voltage VBE, the transistor 27 is turned on. In addition, the resistance values of the resistors 25 and 26 are set to R25,
Assuming that the voltage values of R26 and the DC voltage EB are B, the base voltage VBT of the transistor 27 is expressed by the equation (1).

【００５２】 ＶBT＝Ｂ×Ｒ２６／（Ｒ２５＋Ｒ２６） ・・・（１） また、トランジスタ２７がオン状態とされることにより
抵抗器２８を介してトランジスタ３０にベース電流が流
れてトランジスタ３０がオン状態とされる。このトラン
ジスタ３０がオン状態とされることにより、抵抗器２９
およびツェナーダイオード１６で構成される定電圧回路
に直流電圧ＥBが供給される。定電圧回路では、供給さ
れた電圧がツェナーダイオード１６のツェナー電圧レベ
ルＶZに定電圧化されて、直流電圧ＶOSC（図２Ｃ）とし
て信号処理回路１７の発振用電源端子１７ａに供給され
る。VBT = B × R26 / (R25 + R26) (1) Further, when the transistor 27 is turned on, a base current flows to the transistor 30 through the resistor 28 and the transistor 30 is turned on. To be done. When the transistor 30 is turned on, the resistor 29
The DC voltage EB is supplied to the constant voltage circuit constituted by the Zener diode 16. In the constant voltage circuit, the supplied voltage is converted into a constant voltage at the Zener voltage level VZ of the Zener diode 16 and supplied to the oscillation power supply terminal 17a of the signal processing circuit 17 as the DC voltage VOSC (FIG. 2C).

【００５３】このように、第１の実施例によれば、信号
処理回路１７の発振用電源端子１７ａに直流電圧ＶOSC
が供給されるタイミングは、直流電圧ＥBの立ち上がり
時点から直流電圧ＥBの電圧値が定常電圧値の９０％を
超えた時点に遅延される。このため、コンバータトラン
ス３のドライブ巻線３Ｄおよび２次巻線３Ｓに誘起され
る電圧ＶD，ＶSは充分に立ち上がっているので、フライ
バックトランス１３にラッシュ電流が流れてもトランジ
スタ４はオフ状態とされることがなく、間欠発振を防止
することができる。As described above, according to the first embodiment, the DC voltage VOSC is applied to the oscillation power supply terminal 17a of the signal processing circuit 17.
Is delayed from the time when the DC voltage EB rises to the time when the voltage value of the DC voltage EB exceeds 90% of the steady voltage value. Therefore, the voltages VD and VS induced in the drive winding 3D and the secondary winding 3S of the converter transformer 3 have risen sufficiently, so that the transistor 4 is turned off even if a rush current flows through the flyback transformer 13. And the intermittent oscillation can be prevented.

【００５４】次に、図３および図４を参照しながら、こ
の発明の第２の実施例について説明する。図３に示す第
２の実施例は、図１に示す第１の実施例の抵抗器２６を
コンデンサ３２に変更したものである。Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 3 and 4. In the second embodiment shown in FIG. 3, the resistor 26 of the first embodiment shown in FIG. 1 is replaced with a capacitor 32.

【００５５】電源スイッチ２がオン状態とされると、ダ
イオード１１およびコンデンサ１２の接続点から直流電
圧ＥB（図４Ａ）が得られる。When the power switch 2 is turned on, the DC voltage EB (FIG. 4A) is obtained from the connection point of the diode 11 and the capacitor 12.

【００５６】ここで、抵抗器２５とコンデンサ３２によ
って構成される積分回路に接続されたトランジスタ２７
のベース電圧ＶBTが（図４Ｂ）がベース・エミッタ間電
圧ＶBEを超えるとトランジスタ２７がオン状態とされ
る。Here, the transistor 27 connected to the integrating circuit constituted by the resistor 25 and the capacitor 32.
When the base voltage VBT (see FIG. 4B) exceeds the base-emitter voltage VBE, the transistor 27 is turned on.

【００５７】また、トランジスタ２７がオン状態とされ
ることによりトランジスタ３０がオン状態とされて、抵
抗器２９およびツェナーダイオード１６で構成される定
電圧回路から直流電圧ＶOSC（図４Ｃ）が信号処理回路
１７の発振用電源端子１７ａに供給される。When the transistor 27 is turned on, the transistor 30 is turned on, and the DC voltage VOSC (FIG. 4C) is output from the constant voltage circuit composed of the resistor 29 and the Zener diode 16. It is supplied to the oscillation power supply terminal 17a.

【００５８】このように、第２の実施例によれば、信号
処理回路１７の発振用電源端子１７ａに直流電圧ＶOSC
が供給されるタイミングは、直流電圧ＥBの立ち上がり
時点から抵抗器２５とコンデンサ３２の時定数でもって
設定される時点ｔ1に遅延される。このため、コンバー
タトランス３のドライブ巻線３Ｄおよび２次巻線３Ｓに
誘起される電圧ＶD，ＶSは充分に立ち上がっているの
で、フライバックトランス１３にラッシュ電流が流れて
もトランジスタ４はオフ状態とされることがなく、間欠
発振を防止することができる。As described above, according to the second embodiment, the DC voltage VOSC is applied to the oscillation power supply terminal 17a of the signal processing circuit 17.
Is delayed from the rise of the DC voltage EB to the time t1 set by the time constant of the resistor 25 and the capacitor 32. Therefore, the voltages VD and VS induced in the drive winding 3D and the secondary winding 3S of the converter transformer 3 have risen sufficiently, so that the transistor 4 is turned off even if the rush current flows through the flyback transformer 13. And the intermittent oscillation can be prevented.

【００５９】また、抵抗器２５とコンデンサ３２の時定
数を大きく設定することにより、直流電圧ＥBが所定の
電圧レベルとされてから、信号処理回路１７の発振用電
源端子１７ａに直流電圧ＶOSCを供給することもでき
る。この場合には、より確実に電源を立ち上げることが
できる。Further, by setting the time constants of the resistor 25 and the capacitor 32 to be large, the DC voltage EB is set to a predetermined voltage level, and then the DC voltage VOSC is supplied to the oscillation power supply terminal 17a of the signal processing circuit 17. You can also do it. In this case, the power can be turned on more reliably.

【００６０】次に、図５を参照しながら第３の実施例に
ついて説明する。なお、図５において、図１と対応する
部分については同一符号を付し、その詳細な説明は省略
する。Next, a third embodiment will be described with reference to FIG. In FIG. 5, parts corresponding to those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.

【００６１】図５において、コンバータトランス３３は
図１のコンバータトランス３に対応するものであり、コ
ンバータトランス３３には、１次巻線３３Ｐ、２次巻線
３３Ｓ、ドライブ巻線３３Ｄに加えて、信号処理回路１
７の発振用電源端子１７ａに電源を供給するための巻線
３３Ｒが設けられている。In FIG. 5, a converter transformer 33 corresponds to the converter transformer 3 of FIG. 1, and in the converter transformer 33, in addition to the primary winding 33P, the secondary winding 33S, and the drive winding 33D, Signal processing circuit 1
A winding 33R for supplying power to the oscillation power supply terminal 17a of No. 7 is provided.

【００６２】コンバータトランス３３の巻線３３Ｒの一
端は２次側アースに接地され、その他端は整流用のダイ
オード３４のアノード・カソードおよび平滑用のコンデ
ンサ３５の直列回路を介して２次側アースに接地され
る。そして、ダイオード３４およびコンデンサ３５の接
続点は、ＰＮＰ形トランジスタ３６のエミッタに接続さ
れる。このトランジスタ３６のコレクタは、抵抗器３８
とツェナーダイオード１６のカソード・アノードを介し
て２次側アースに接地される。そして、抵抗器３８とツ
ェナーダイオード１６のカソードの接続点は信号処理回
路１７の発振用電源端子１７ａに接続される。One end of the winding 33R of the converter transformer 33 is grounded to the secondary side ground, and the other end is connected to the secondary side ground through the series circuit of the anode / cathode of the rectifying diode 34 and the smoothing capacitor 35. Grounded. The connection point of the diode 34 and the capacitor 35 is connected to the emitter of the PNP transistor 36. The collector of this transistor 36 is a resistor 38
It is grounded to the secondary side ground via the cathode and anode of the Zener diode 16. The connection point between the resistor 38 and the cathode of the Zener diode 16 is connected to the oscillation power supply terminal 17a of the signal processing circuit 17.

【００６３】ダイオード１１とコンデンサ１２の接続点
は、抵抗器２５，２６の直列回路を介して２次側アース
に接地される。抵抗器２５と抵抗器２６の接続点はＮＰ
Ｎ形トランジスタ２７のベースに接続される。このトラ
ンジスタ２７のコレクタは抵抗器３７を介してトランジ
スタ３６のベースに接続される。またトランジスタ２７
のエミッタは２次側アースに接地される。The connection point between the diode 11 and the capacitor 12 is grounded to the secondary side earth via the series circuit of the resistors 25 and 26. The connection point between the resistor 25 and the resistor 26 is NP
It is connected to the base of the N-type transistor 27. The collector of the transistor 27 is connected to the base of the transistor 36 via the resistor 37. Also transistor 27
Is grounded to the secondary side ground.

【００６４】第３の実施例は以上のように構成されてお
り、抵抗器２５，２６の抵抗値は、第１の実施例で述べ
たように直流電圧ＥBの電圧値が定常電圧値の９０％の
ときに、抵抗器２６の端子間電圧がトランジスタ２７の
ベース・エミッタ間電圧ＶBEとほぼ等しくなるよう設定
される。The third embodiment is configured as described above, and the resistance values of the resistors 25 and 26 are 90% of the steady-state voltage value of the DC voltage EB as described in the first embodiment. %, The terminal voltage of the resistor 26 is set to be substantially equal to the base-emitter voltage VBE of the transistor 27.

【００６５】次に、第３の実施例の動作について説明す
る。電源スイッチ２がオン状態とされると、ダイオード
１１およびコンデンサ１２の接続点から直流電圧ＥBが
得られると共に、ダイオード３４およびコンデンサ３５
の接続点から直流電圧ＥBよりも低い電圧値（例えば１
５Ｖ）の直流電圧ＥRが得られる。Next, the operation of the third embodiment will be described. When the power switch 2 is turned on, the DC voltage EB is obtained from the connection point of the diode 11 and the capacitor 12, and the diode 34 and the capacitor 35 are connected.
A voltage value lower than the DC voltage EB from the connection point (for example, 1
A DC voltage ER of 5 V) is obtained.

【００６６】ここで、直流電圧ＥBの電圧値が定常電圧
値の９０％を超えたときには、トランジスタ２７のベー
ス電圧ＶBTがベース・エミッタ間電圧ＶBEを超えるの
で、トランジスタ２７はオン状態とされる。このトラン
ジスタ２７がオン状態とされることにより抵抗器３７を
介してトランジスタ３６のベース電流が流れる。このた
め、トランジスタ３６がオン状態とされて、抵抗器３８
およびツェナーダイオード１６で構成される定電圧回路
に直流電圧ＥRとほぼ等しい電圧が供給される。定電圧
回路では、供給された電圧がツェナーダイオード１６の
ツェナー電圧レベルに定電圧化されて、直流電圧ＶOSC
として信号処理回路１７の発振用電源端子１７ａに供給
される。When the voltage value of the DC voltage EB exceeds 90% of the steady voltage value, the base voltage VBT of the transistor 27 exceeds the base-emitter voltage VBE, so that the transistor 27 is turned on. When the transistor 27 is turned on, the base current of the transistor 36 flows through the resistor 37. Therefore, the transistor 36 is turned on and the resistor 38 is turned on.
A voltage substantially equal to the DC voltage ER is supplied to the constant voltage circuit composed of the zener diode 16. In the constant voltage circuit, the supplied voltage is converted into a constant voltage at the Zener voltage level of the Zener diode 16, and the DC voltage VOSC
Is supplied to the oscillation power supply terminal 17a of the signal processing circuit 17.

【００６７】このように、第３の実施例によれば、第１
の実施例と同様に信号処理回路１７の発振用電源端子１
７ａに直流電圧ＶOSCが供給されるタイミングが、直流
電圧ＥBの立ち上がり時点から直流電圧ＥBの電圧値が定
常電圧値の９０％を超えた時点に遅延されるので、フラ
イバックトランス１３にラッシュ電流が流れてもトラン
ジスタ４はオフ状態とされることがなく、間欠発振を防
止することができる。As described above, according to the third embodiment, the first
The oscillation power supply terminal 1 of the signal processing circuit 17 as in the embodiment
Since the timing at which the DC voltage VOSC is supplied to 7a is delayed from the rising time of the DC voltage EB to the time when the voltage value of the DC voltage EB exceeds 90% of the steady-state voltage value, the rush current flows to the flyback transformer 13. Even if it flows, the transistor 4 is not turned off, and intermittent oscillation can be prevented.

【００６８】さらに、直流電圧ＶOSCを供給する定電圧
回路には直流電圧ＥBよりも電圧レベルの低い直流電圧
ＥRが供給されるので、定電圧回路での電力損失を軽減
することができる。Further, since the DC voltage ER having a voltage level lower than that of the DC voltage EB is supplied to the constant voltage circuit for supplying the DC voltage VOSC, the power loss in the constant voltage circuit can be reduced.

【００６９】次に、図６を参照しながら第４の実施例に
ついて説明する。図６に示す第４の実施例は、図５に示
す第３の実施例の抵抗器２６をコンデンサ３２に変更し
たものであり、電源スイッチ２がオン状態とされて、抵
抗器２５とコンデンサ３２によって構成される積分回路
に接続されたトランジスタ２７のベース電圧ＶBTがベー
ス・エミッタ間電圧ＶBEを超えるとトランジスタ２７が
オン状態とされる。その後トランジスタ３６がオン状態
とされて、信号処理回路１７の発振用電源端子１７ａに
直流電圧ＶOSCが供給される。Next, a fourth embodiment will be described with reference to FIG. In the fourth embodiment shown in FIG. 6, the resistor 26 of the third embodiment shown in FIG. 5 is changed to a capacitor 32, and the power switch 2 is turned on to turn on the resistor 25 and the capacitor 32. When the base voltage VBT of the transistor 27 connected to the integrating circuit constituted by exceeds the base-emitter voltage VBE, the transistor 27 is turned on. After that, the transistor 36 is turned on, and the DC voltage VOSC is supplied to the oscillation power supply terminal 17a of the signal processing circuit 17.

【００７０】このように、第４の実施例によれば、第２
の実施例と同様に信号処理回路１７の発振用電源端子１
７ａに直流電圧ＶOSCが供給されるタイミングが、直流
電圧ＥBの立ち上がり時点から抵抗器２５とコンデンサ
３２の時定数でもって設定される時点に遅延されるの
で、フライバックトランス１３にラッシュ電流が流れて
もトランジスタ４はオフ状態とされることがなく、間欠
発振を防止することができる。As described above, according to the fourth embodiment, the second
The oscillation power supply terminal 1 of the signal processing circuit 17 as in the embodiment
Since the timing at which the DC voltage VOSC is supplied to 7a is delayed from the rising time of the DC voltage EB to the time set by the time constant of the resistor 25 and the capacitor 32, a rush current flows in the flyback transformer 13. Also, the transistor 4 is not turned off, and intermittent oscillation can be prevented.

【００７１】さらに、直流電圧ＶOSCを供給する定電圧
回路には、直流電圧ＥBよりも電圧レベルの低い直流電
圧ＥRが供給されるので、定電圧回路での電力損失を軽
減することができる。Further, since the DC voltage ER having a lower voltage level than the DC voltage EB is supplied to the constant voltage circuit for supplying the DC voltage VOSC, the power loss in the constant voltage circuit can be reduced.

【００７２】次に、図７を参照しながら第５の実施例に
ついて説明する。図７に示す第５の実施例は、図５に示
す第３の実施例のトランジスタ２７のベースにバイアス
を印加するための電源を直流電圧ＥRから供給するもの
である。Next, a fifth embodiment will be described with reference to FIG. The fifth embodiment shown in FIG. 7 supplies a power supply for applying a bias to the base of the transistor 27 of the third embodiment shown in FIG. 5 from a DC voltage ER.

【００７３】ここで、直流電圧ＥBの電圧値が定常電圧
値の９０％のときに、抵抗器４０の端子間電圧がトラン
ジスタ２７のベース・エミッタ間電圧ＶBEとほぼ等しく
なるように抵抗器３９，４０の抵抗値を設定するものと
すれば、第３の実施例と同様の作用効果を得ることがで
きる。Here, when the voltage value of the DC voltage EB is 90% of the steady voltage value, the voltage between the terminals of the resistor 40 becomes substantially equal to the base-emitter voltage VBE of the transistor 27. If the resistance value of 40 is set, the same effect as that of the third embodiment can be obtained.

【００７４】次に、図８を参照しながら第６の実施例に
ついて説明する。図８に示す第６の実施例は、図７に示
す第５の実施例の抵抗器４０をコンデンサ４１に変更し
たものであり、第４の実施例と同様の作用効果を得るこ
とができる。Next, a sixth embodiment will be described with reference to FIG. In the sixth embodiment shown in FIG. 8, the resistor 40 of the fifth embodiment shown in FIG. 7 is replaced with a capacitor 41, and the same effect as that of the fourth embodiment can be obtained.

【００７５】また、直流電圧ＶOSCを供給するための直
流電圧供給回路は、図９に示す構成とすることもでき
る。Further, the DC voltage supply circuit for supplying the DC voltage VOSC can be configured as shown in FIG.

【００７６】図９において、電源端子４１はＰＮＰ形ト
ランジスタ４２のエミッタに接続される。このトランジ
スタ４２のコレクタは、抵抗器４７とツェナーダイオー
ド１６のカソード・アノードを介して２次側アースに接
地される。そして、抵抗器４７とツェナーダイオード１
６のカソードの接続点は信号処理回路１７の発振用電源
端子１７ａに接続される。In FIG. 9, the power supply terminal 41 is connected to the emitter of the PNP type transistor 42. The collector of the transistor 42 is grounded to the secondary side ground via the resistor 47 and the cathode / anode of the Zener diode 16. And the resistor 47 and the Zener diode 1
The connection point of the cathode of 6 is connected to the oscillation power supply terminal 17 a of the signal processing circuit 17.

【００７７】電源端子４６は抵抗器４８と抵抗器あるい
はコンデンサで構成されるインピーダンス素子４９の直
列回路を介して２次側アースに接地される。抵抗器２５
とインピーダンス素子４９の接続点はＮＰＮ形トランジ
スタ４５のベースに接続される。このトランジスタ４５
のコレクタは抵抗器４３を介してトランジスタ４２のベ
ースに接続される。またトランジスタ４５のエミッタは
ツェナーダイオード４４のカソード・アノードを介して
２次側アースに接地される。なお、電源端子４１，４６
には、直流電圧ＥBあるいは直流電圧ＥRが供給される。The power supply terminal 46 is grounded to the secondary side earth via a series circuit of a resistor 48 and an impedance element 49 composed of a resistor or a capacitor. Resistor 25
The connection point between the impedance element 49 and the impedance element 49 is connected to the base of the NPN transistor 45. This transistor 45
Is connected to the base of the transistor 42 via the resistor 43. The emitter of the transistor 45 is grounded to the secondary side ground via the cathode / anode of the Zener diode 44. The power supply terminals 41, 46
Is supplied with a DC voltage EB or a DC voltage ER.

【００７８】ここで、インピーダンス素子４９が抵抗器
である場合、直流電圧ＥBの電圧値が定常電圧値の９０
％のときに、インピーダンス素子４９の端子間電圧がト
ランジスタ４５のベース・エミッタ間電圧ＶBEとツェナ
ーダイオード４４のツェナー電圧ＶZ44が加算された電
圧とほぼ等しくなるように抵抗器４８とインピーダンス
素子４９の抵抗値を設定するものとすれば、直流電圧Ｅ
Bの電圧値が定常電圧値の９０％を超えたときにトラン
ジスタ４５がオン状態とされるので第１の実施例、第３
の実施例、第５の実施例と同様の作用効果を得ることが
できる。Here, when the impedance element 49 is a resistor, the voltage value of the DC voltage EB is 90 times the steady voltage value.
%, The voltage between the terminals of the impedance element 49 becomes substantially equal to the sum of the voltage VBE between the base and emitter of the transistor 45 and the zener voltage VZ44 of the zener diode 44. If the value is set, the DC voltage E
The transistor 45 is turned on when the voltage value of B exceeds 90% of the steady voltage value.
It is possible to obtain the same effects as those of the embodiment and the fifth embodiment.

【００７９】インピーダンス素子４９がコンデンサであ
る場合、抵抗器４８とインピーダンス素子４９によって
構成される積分回路に接続されたトランジスタ４５のベ
ース電圧ＶBTがベース・エミッタ間電圧ＶBEを超えると
トランジスタ４５がオン状態とされるので、第２の実施
例、第４の実施例、第６の実施例と同様の作用効果を得
ることができる。When the impedance element 49 is a capacitor, the transistor 45 is turned on when the base voltage VBT of the transistor 45 connected to the integrating circuit formed by the resistor 48 and the impedance element 49 exceeds the base-emitter voltage VBE. Therefore, it is possible to obtain the same effects as those of the second, fourth, and sixth embodiments.

【００８０】また、トランジスタ４５がオン状態とされ
る時のインピーダンス素子４９の端子間電圧は、トラン
ジスタ４５のベース・エミッタ間電圧ＶBE（約０．７
Ｖ）にツェナーダイオード４４のツェナー電圧ＶZ44が
加算された電圧値とされるので、抵抗器４８とインピー
ダンス素子４９の抵抗値あるいは容量の設定が容易とな
り簡単に直流電圧ＶOSCの供給のタイミングを制御でき
ると共に、ノイズ等によってトランジスタ４５をオン・
オフさせることがなく安定した動作を得ることができ
る。The terminal voltage of the impedance element 49 when the transistor 45 is turned on is the base-emitter voltage VBE of the transistor 45 (about 0.7).
The voltage value obtained by adding the Zener voltage VZ44 of the Zener diode 44 to V) makes it easy to set the resistance value or capacitance of the resistor 48 and the impedance element 49, and the timing of supplying the DC voltage VOSC can be easily controlled. At the same time, the transistor 45 is turned on due to noise or the like.
A stable operation can be obtained without turning off.

【００８１】以上のように、信号処理回路１７の発振用
電源端子１７ａに直流電圧ＶOSCが供給されるタイミン
グは、直流電圧ＥBの電圧値がほぼ定常電圧値とされた
時点とされるので、直流電圧ＥBの立ち上がり時に大き
なラッシュ電流が流れることがない。このため、抵抗器
６の抵抗値を小さくする必要がなく抵抗器６の消費電力
を小さくすることができる。また、抵抗器６の消費電力
が小さいので抵抗器のコストダウンが可能となると共
に、発熱量も少ないので部品配置の制約や放熱等の問題
を生じることがない。As described above, the timing at which the DC voltage VOSC is supplied to the oscillation power supply terminal 17a of the signal processing circuit 17 is the time when the voltage value of the DC voltage EB becomes substantially the steady voltage value. A large rush current does not flow when the voltage EB rises. Therefore, it is not necessary to reduce the resistance value of the resistor 6, and the power consumption of the resistor 6 can be reduced. Further, since the power consumption of the resistor 6 is small, it is possible to reduce the cost of the resistor, and since the amount of heat generation is small, there are no problems such as restrictions on component arrangement and heat dissipation.

【００８２】なお、上述の第１の実施例、第３の実施
例、第５の実施例では直流電圧ＥBの電圧値が定常電圧
値の９０％を超えたときにトランジスタをオン状態とし
て信号処理回路１７に直流電圧ＶOSCを供給するものと
したが、信号処理回路１７に直流電圧ＶOSCを供給する
タイミングは直流電圧ＥBの電圧値が定常電圧値の９０
％を超えたときに限られるものではなく、間欠発振を生
じること無く電源を安定して供給できれば９０％以上あ
るいは９０％以下であってもよい。In the first, third, and fifth embodiments described above, when the voltage value of the DC voltage EB exceeds 90% of the steady voltage value, the transistor is turned on and signal processing is performed. Although the DC voltage VOSC is supplied to the circuit 17, the timing of supplying the DC voltage VOSC to the signal processing circuit 17 is when the voltage value of the DC voltage EB is 90 which is the steady voltage value.
It is not limited to the case of exceeding%, and may be 90% or more or 90% or less as long as the power can be stably supplied without causing intermittent oscillation.

【００８３】また、上述の第１〜第６の実施例では自励
形のスイッチング電源装置について説明したが、他励形
のスイッチング電源装置でも同様に構成することができ
る。ここで他励形のスイッチング電源装置の構成を図１
０に示す。この図１０に示した第７の実施例は、図１に
示した第１の実施例と対応するものであり、この実施例
によれば第１の実施例と同様の作用効果を得ることがで
きる。また、第２の実施例等に対応する他励形のスイッ
チング電源装置も同様に構成できることは勿論である。Further, although the self-excited switching power supply device has been described in the above-mentioned first to sixth embodiments, a separately excited switching power supply device can be similarly constructed. Here, the configuration of the separately excited switching power supply device is shown in FIG.
It shows in 0. The seventh embodiment shown in FIG. 10 corresponds to the first embodiment shown in FIG. 1, and according to this embodiment, it is possible to obtain the same effects as the first embodiment. it can. It is needless to say that the separately excited switching power supply device corresponding to the second embodiment or the like can be similarly configured.

【００８４】[0084]

【発明の効果】この発明によれば、負荷回路に対して供
給される電力の電圧が所定のレベルに達してから、信号
処理部によって負荷回路が駆動される。そのため、例え
ばフライバックトランスの動作が開始されたときに大き
なラッシュ電流が流れても間欠発振等を生じることな
く、安定してスイッチング電源装置から負荷回路に電源
を供給することができる。また、負荷回路に対する電力
の供給が安定する前に負荷回路の動作が開始されること
がないので、起動抵抗の抵抗値を大きくできスイッチン
グ素子の駆動回路の消費電力を軽減することができる。 According to the present invention, the load circuit is provided.
After the voltage of the supplied power reaches a certain level, the signal
The load circuit is driven by the processing unit. So, for example,
If the flyback transformer starts to operate,
Even if a strong rush current flows, no intermittent oscillation will occur.
Stable and stable power supply from the switching power supply to the load circuit
Can be supplied. Also, the power to the load circuit
That the load circuit starts to operate before the power supply becomes stable
Therefore, the resistance value of the starting resistor can be increased and the power consumption of the drive circuit for the switching element can be reduced.

【００８５】また、スイッチング電源装置は、電源オン
時に起動抵抗を介して供給される起動電流でスイッチン
グ素子を駆動しスイッチング動作を開始するスイッチン
グ電源装置、あるいは起動電流を発振回路に供給して発
振信号を出力させ、この発振信号でスイッチング素子を
駆動してスイッチング動作を開始するスイッチング電源
装置とされるので、いわゆる自励形あるいは他励形のい
ずれのスイッチング電源装置にも適用することができ
る。Further, the switching power supply device drives the switching element by the starting current supplied through the starting resistor when the power is turned on to start the switching operation, or supplies the starting current to the oscillation circuit to generate an oscillation signal. Is output and the switching element is driven by this oscillation signal to start the switching operation. Therefore, the present invention can be applied to so-called self-excitation type or other-excitation type switching power source.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】この発明に係るスイッチング電源装置の第１の
実施例の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a first embodiment of a switching power supply device according to the present invention.

【図２】第１の実施例の信号波形を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing a signal waveform of the first embodiment.

【図３】第２の実施例の構成を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a second exemplary embodiment.

【図４】第２の実施例の信号波形を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a signal waveform of a second embodiment.

【図５】第３の実施例の構成を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a third exemplary embodiment.

【図６】第４の実施例の構成を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a fourth exemplary embodiment.

【図７】第５の実施例の構成を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a fifth exemplary embodiment.

【図８】第６の実施例の構成を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a sixth exemplary embodiment.

【図９】直流電圧供給回路の構成を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a configuration of a DC voltage supply circuit.

【図１０】第７の実施例の構成を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing a configuration of a seventh exemplary embodiment.

【図１１】従来の自励形のスイッチング電源装置の構成
を示す図である。FIG. 11 is a diagram showing a configuration of a conventional self-excited switching power supply device.

【図１２】従来の自励形のスイッチング電源装置の信号
波形を示す図である。FIG. 12 is a diagram showing a signal waveform of a conventional self-excited switching power supply device.

【図１３】従来のスイッチング電源装置の動作を示す図
である。FIG. 13 is a diagram showing an operation of a conventional switching power supply device.

【図１４】他励形のスイッチング電源装置の構成を示す
図である。FIG. 14 is a diagram showing a configuration of a separately excited switching power supply device.

【図１５】他励形のスイッチング電源装置の信号波形を
示す図である。FIG. 15 is a diagram showing signal waveforms of a separately excited switching power supply device.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 電源端子 ２ 電源スイッチ ３，３３，５０ コンバータトランス ３Ｄ，３３Ｄ，５０Ｄ ドライブ巻線 ３Ｐ，３３Ｐ，３３Ｐ １次巻線 ３Ｓ，３３Ｓ，５０Ｓ ２次巻線 ５ 接地端子 １３ フライバックトランス １３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，３３Ｒ 巻線 １７ 信号処理回路 ２２ 水平ドライブ回路 ４９ インピーダンス素子 ５５ 発振回路 ５７ ホトカプラ ５７ａ ホトトランジスタ ５７ｂ 発光ダイオード ６２ エラーアンプ部 1 power supply terminal 2 power switch 3,33,50 converter transformer 3D, 33D, 50D drive winding 3P, 33P, 33P primary winding 3S, 33S, 50S secondary winding 5 ground terminal 13 Flyback transformer 13A, 13B, 13C, 33R winding 17 Signal processing circuit 22 Horizontal drive circuit 49 Impedance element 55 oscillator circuit 57 Photocoupler 57a Phototransistor 57b Light emitting diode 62 Error amplifier section

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 電源オン時に起動抵抗を介して供給され
る起動電流に基づいてスイッチング動作を開始して、ト
ランスの一次巻線側に電力の供給を行う第１電源供給部
と、 前記トランスの二次巻線側から負荷回路に対して電力の
供給を行う第２電源供給部とを有し、 前記第２電源供給部は、 前記負荷回路を駆動する信号処理部と、 前記負荷回路に供給する電力の電圧が所定レベルとなる
まで、前記トランスの二次巻線側から前記信号処理部へ
の電力の供給を停止させることで、前記負荷回路の駆動
開始タイミングを遅延させるタイミング制御部とを有す
ることを特徴とするスイッチング電源装置。1. A first power supply unit that starts switching operation based on a starting current supplied through a starting resistor when power is turned on, and supplies electric power to a primary winding side of the transformer, It has a 2nd power supply part which supplies electric power to a load circuit from the secondary winding side , The 2nd power supply part supplies the signal processing part which drives the above-mentioned load circuit, and the above-mentioned load circuit. And a timing control unit that delays the drive start timing of the load circuit by stopping the supply of electric power from the secondary winding side of the transformer to the signal processing unit until the voltage of the electric power reaches a predetermined level. Have
Switching power supply unit, characterized in that that. 【請求項２】 前記タイミング制御部は、前記トランス
の二次巻線側に生じた電圧の整流後の電圧を抵抗で分圧
するものとして、この分圧して得られた電圧を用いて前
記信号処理部への電力の供給を制御することを特徴とす
る請求項１記載のスイッチング電源装置。2. The timing control unit divides a voltage generated on the secondary winding side of the transformer after rectification with a resistor, and the signal processing is performed by using the voltage obtained by the division. 2. The switching power supply device according to claim 1, wherein the power supply to the unit is controlled.