JP3417022B2 - 能動型騒音制御装置及び能動型振動制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、例えば車両エンジン
等の騒音源から車室等の空間内に伝達される周期的な騒
音に制御音を干渉させることにより騒音の低減を図る能
動型騒音制御装置及び車両エンジン等の振動源から発せ
られ車体等を伝搬する周期的な振動に制御振動を干渉さ
せることにより振動の低減を図る能動型振動制御装置に
関し、特に、騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を
フィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタでフィルタ
処理して制御音源又は制御振動源の駆動信号を生成し、
騒音又は振動の低減状態に応じて適応ディジタルフィル
タのフィルタ係数を適応アルゴリズムに従って更新する
ようになっている装置において、その適応ディジタルフ
ィルタのフィルタ係数の更新処理を装置の大幅な複雑化
等を招くことなく安定して行えるようにしたものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】この種の従来の装置として、英国特許第
２１４９６１４号や特表平１−５０１３４４号等に記載
のものがある。これら従来の装置は、航空機の客室やこ
れに類する閉空間に適用される騒音低減装置であって、
閉空間の外部に位置するエンジン等の単一の騒音源は、
基本周波数ｆ₀ 及びその高調波ｆ₁ 〜ｆ_n を含む騒音を
発生するという条件の下において作動するものである。

【０００３】具体的には、閉空間内の複数の位置に設置
され音圧を検出するマイクロフォンと、その閉空間に制
御音を発生する複数のラウドスピーカとを備え、騒音源
の周波数ｆ₀ 〜ｆ_n 成分に基づき、それら周波数ｆ₀ 〜
ｆ_n 成分と逆位相の信号でラウドスピーカを駆動させ、
もって閉空間に伝達される騒音と逆位相の制御音をラウ
ドスピーカから発生させて騒音を打ち消している。

【０００４】そして、ラウドスピーカから発せられる制
御音の生成方法として、PROCEEDINGS OF THE IEEE,VOL.
63 PAGE 1692,1975,“ADAPTIVE NOISE CANCELLATION ：
PRINCIPLES AND APPLICATIONS ”で述べられている‘WI
DROW LMS’アルゴリズムを多チャンネルに展開したアル
ゴリズムを適用している。その内容は、上記特許の発明
者による論文、“A MULTIPLE ERROR LMS ALGORITHM AND
ITS APPLICATION TOTHE ACTIVE CONTROL OF SOUND AND
VIBRATION ”,IEEE TRANS.ACOUST.,SPEECH,SIGNAL PRO
CESSING,VOL.ASSP −35,PP.1423−1434,1987 にも述べ
られている。

【０００５】即ち、ＬＭＳアルゴリズムは、適応型ディ
ジタルフィルタのフィルタ係数を更新するのに好適なア
ルゴリズムの一つであって、例えばいわゆるＦｉｌｔｅ
ｒｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズムにあっては、ラウドス
ピーカからマイクロフォンまでの音響伝達特性を表すフ
ィルタを全てのラウドスピーカとマイクロフォンとの組
み合わせについて設定し、騒音源の騒音発生状態を表す
基準信号をそのフィルタで処理した値と、各マイクロフ
ォンが検出した残留騒音とに基づいた所定の評価関数の
値が低減するように、各ラウドスピーカ毎に設けられた
フィルタ係数可変のディジタルフィルタのフィルタ係数
を更新している。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ここで、上述したＬＭ
Ｓアルゴリズムのような「勾配アルゴリズム」に基づく
制御アルゴリズムを適用して適応ディジタルフィルタの
フィルタ係数を逐次更新する場合、フィルタ係数更新の
基礎となる評価関数の値（例えば、誤差の二乗和若しく
は二乗平均値）は、その適応ディジタルフィルタのフィ
ルタ係数に応じて評価関数の値が形成する曲面（誤差曲
面）を下るように最適値に収束していくことになる。

【０００７】そして、その誤差曲面を評価関数の軸方向
から見た形、即ち、誤差曲面の等高線の形状は、騒音の
発生状態を表す基準信号の周波数と、その基準信号のサ
ンプリング周波数とによって決まるものであり、例えば
適応ディジタルフィルタが二つのフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ
₁ からなる有限インパルス応答関数型のディジタルフィ
ルタである場合、それらフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ によっ
て形成される誤差曲面の等高線の形状は、図７に示すよ
うに、Ｗ₀ −Ｗ₁ 軸に対して４５度だけ傾いた楕円にな
るのが最も一般的である。

【０００８】また、その楕円の短径と長径との比ａは、
騒音の周波数である基準信号の周波数をｆ_n 、基準信号
のサンプリング周波数をｆ_s とすれば、下記の（１）式
のようになることが判っている。 ａ＝｛（1+cos(２πｆ_n ／ｆ_s ））／（1-cos(２πｆ_n ／ｆ_s ））｝^1/2 ……（１） 例えば、実際の車両に適用される能動型騒音制御装置で
エンジンから伝達される周期的な騒音であるこもり音の
低減を図る場合を考えると、騒音の周波数ｆ_nは４０〜
５０Ｈｚの範囲であり、通常の演算プロセッサにおける
基準信号のサンプリング周波数ｆ_s は７００〜８００Ｈ
ｚであるから、ｆ_n ＝４０Ｈｚ、ｆ_s ＝８００Ｈｚと仮
定すれば、上記比ａは、 ａ＝6.３１… となる。そして、ＬＭＳアルゴリズム等にあっては、図
７に示すように、誤差曲面の等高線の接線方向にフィル
タ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ を更新していくものであるが、その等
高線が楕円であると、等高線と長径又は短径との交点以
外の点では更新方向は最適点を向いていないため、フィ
ルタ係数の更新が多くの場合遠回りすることになり、従
って適応処理が必ずしも最適に行われないという欠点が
ある。

【０００９】さらに、ＬＭＳアルゴリズムにあっては、
各フィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ の更新量ΔＷ₀ ，ΔＷ₁ は、
収束係数と呼ばれるパラメータに誤差曲面の傾きを乗じ
たものであるため、誤差曲面の傾きが急峻な短径方向付
近の更新量に合わせて収束係数を小さめに定めてしまう
と、傾きの緩やかな長径方向付近では更新量の絶対値が
過少となり収束に長時間を要してしまうという不具合が
ある。逆に、誤差曲面の傾きの緩やかな長径方向付近の
更新量に合わせて収束係数を大きめに定めてしまうと、
傾きの急峻な短径方向付近では更新量の絶対値が過大と
なり最適値への収束が保証されなくなり場合によっては
制御が発散してしまうことさえある。

【００１０】また、同一の出力信号を生成するために必
要なフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ は基準信号及び騒音間の位
相によって変化し、その変化の軌跡は例えば図８に示す
ようにＷ₀ −Ｗ₁ 軸に対して４５度だけ傾いた楕円にな
るのが最も一般的であり、例えば上記のように比ａ＝6.
３１…程度となれば、フィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ の大きさ
は、同じ出力を得るのに最大６倍以上変化することにな
る。

【００１１】従って、フィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ が長径方
向最大時に適応ディジタルフィルタ出力がＤ／Ａ最大入
力を超えないように設定する必要があるが、これでは、
フィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ が短径方向に来るような位相関
係のときにフィルタ係数Ｗ₀，Ｗ₁ の分解能が低くな
り、フィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ が最大値から遠い段階で適
応ディジタルフィルタ出力がＤ／Ａ最大入力に達してし
R>まう。このため、浮動小数点演算に対応してない演算
プロセッサで制御を行うシステムではフィルタ係数
Ｗ₀ ，Ｗ₁ の分解能が充分でなくなる恐れがあり、仮に
浮動小数点演算に対応した演算プロセッサを用いた場合
でもＤ／Ａ変換器とフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ の記憶メモ
リとの間でダイナミックレンジの不整合が生じる恐れが
あった。

【００１２】なお、このような不具合を解決する方策と
して、本出願人が先に特願平４−１３２６２９号明細書
で提案しているように、騒音の周波数ｆ_n に応じて基準
信号のサンプリング周波数ｆ_s を適宜変化させて上記
（１）式で表される比ａが常に１となるようにすること
が考えられるが、このような方策では、確かに充分な効
果が得られる反面、基準信号のサンプリング周波数ｆ_s
を変化させる必要があるため、制御内容が複雑になって
しまい、大幅なコストアップ等を招いてしまうという別
の問題点が生じてしまう。

【００１３】また、上述したような不具合は、騒音低減
制御に限定されるものではなく、適応ディジタルフィル
タを用いて駆動信号を生成して振動の低減を図る装置に
も同様の理由から生じるものである。本発明は、このよ
うな従来の技術及び先行する技術が有する未解決の課題
に着目してなされたものであって、装置の大幅な複雑化
等を招くことなく、適応ディジタルフィルタのフィルタ
係数の更新処理を安定して行える能動型騒音制御装置及
び能動型振動制御装置を提供することを目的としてい
る。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１に係る発明は、騒音源から周期的な騒音が
伝達される空間に制御音を発生可能な制御音源と、前記
騒音源の騒音発生状態を検出し基準信号として出力する
基準信号生成手段と、前記空間内の所定位置の残留騒音
を検出し残留騒音信号として出力する残留騒音検出手段
と、フィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタと、前
記基準信号と前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ
係数とを畳み込んで前記制御音源を駆動する駆動信号を
生成する駆動信号生成手段と、前記基準信号及び前記残
留騒音信号に基づいて前記空間内の騒音が低減するよう
に適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィル
タのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、を備えた
能動型騒音制御装置において、前記畳み込みに用いられ
る前記基準信号及び前記適応ディジタルフィルタのフィ
ルタ係数のそれぞれを線形結合によって座標変換する座
標変換手段を設け、前記適応処理手段は、前記座標変換
後の前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数に対し
て前記更新処理を行うようにした。

【００１５】また、請求項２に係る発明は、上記請求項
１に係る発明において、適応ディジタルフィルタは、フ
ィルタ係数が二つの有限インパルス応答関数型のディジ
タルフィルタであって、座標変換手段は、座標変換後の
前記適応ディジタルフィルタの二つのフィルタ係数のフ
ィルタ出力一定の軌跡が真円となるように線形結合の座
標変換を行うようにした。

【００１６】そして、請求項３に係る発明は、上記請求
項２に係る発明において、騒音の周波数ｆ_n を検出する
騒音周波数検出手段と、基準信号のサンプリング周波数
ｆ_s及び前記騒音の周波数ｆ_n に基づいて上記（１）式
に従って係数ａを演算する係数演算手段と、を設け、座
標変換手段は、その係数ａを用いて座標変換を行うよう
にした。

【００１７】さらに、請求項４に係る発明は、上記請求
項２又は請求項３に係る発明において、座標変換後の適
応ディジタルフィルタの少なくとも一方のフィルタ係数
の大きさに基づいてその適応ディジタルフィルタの発散
を検出する発散検出手段を設けた。一方、上記目的を達
成するために、請求項５に係る発明は、振動源から発せ
られた周期的な振動と干渉する制御振動を発生可能な制
御振動源と、前記振動源の振動発生状態を検出し基準信
号として出力する基準信号生成手段と、前記干渉後の残
留振動を検出し残留振動信号として出力する残留振動検
出手段と、フィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタ
と、前記基準信号と前記適応ディジタルフィルタの各フ
ィルタ係数とを畳み込んで前記制御振動源を駆動する駆
動信号を生成する駆動信号生成手段と、前記基準信号及
び前記残留振動信号に基づいて前記干渉後の振動が低減
するように適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタ
ルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、
を備えた能動型振動制御装置において、前記畳み込みに
用いられる前記基準信号及び前記適応ディジタルフィル
タのフィルタ係数のそれぞれを線形結合によって座標変
換する座標変換手段を設け、前記適応処理手段は、前記
座標変換後の前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係
数に対して前記更新処理を行うようにした。

【００１８】また、請求項６に係る発明は、上記請求項
５に係る発明において、適応ディジタルフィルタは、フ
ィルタ係数が二つの有限インパルス応答関数型のディジ
タルフィルタであって、座標変換手段は、座標変換後の
前記適応ディジタルフィルタの二つのフィルタ係数のフ
ィルタ出力一定の軌跡が真円となるように線形結合の座
標変換を行うようにした。

【００１９】そして、請求項７に係る発明は、上記請求
項６に係る発明において、振動の周波数ｆ_n を検出する
振動周波数検出手段と、基準信号のサンプリング周波数
ｆ_s及び前記振動の周波数ｆ_n に基づいて上記（１）式
に従って係数ａを演算する係数演算手段と、を設け、座
標変換手段は、その係数ａを用いて座標変換を行うよう
にした。

【００２０】さらに、請求項８に係る発明は、上記請求
項６又は請求項７に係る発明において、座標変換後の適
応ディジタルフィルタの少なくとも一方のフィルタ係数
の大きさに基づいてその適応ディジタルフィルタの発散
を検出する発散検出手段を設けた。

【００２１】

【作用】請求項１に係る発明にあっては、座標変換手段
が、駆動信号の生成処理に用いられる適応ディジタルフ
ィルタのフィルタ係数を線形結合によって座標変換する
ため、その座標変換後の適応ディジタルフィルタのフィ
ルタ係数が描く誤差曲面の等高線の形状は、例えば図７
に示すようなＷ₀ −Ｗ₁ 軸に対して４５度だけ傾いた楕
円形ではなく、その座標変換の内容に応じた形状とな
る。

【００２２】そこで、例えば図７に示すような楕円形を
さらに４５度だけ傾けて楕円の長径がＷ₀ 軸と平行とな
り楕円の短径がＷ₁ 軸と平行となるような座標変換を行
った場合には、誤差曲面の傾斜が緩やかな方向とフィル
タ係数Ｗ₀ の増減方向とが一致し、誤差曲面の形状が急
峻な方向とフィルタ係数Ｗ₁ の増減方向とが一致するよ
うになる。そして、適応処理手段は、その変換後の適応
ディジタルフィルタのフィルタ係数に対して更新処理を
行うため、フィルタ係数Ｗ₀ の更新演算に用いられる収
束係数を大きめに設定し、フィルタ係数Ｗ₁ の更新演算
に用いられる収束係数を小さめに設定すれば、フィルタ
係数Ｗ₀ の収束速度を遅くすることなくフィルタ係数Ｗ
₁ が最適点に確実に収束するようになる。

【００２３】つまり、座標変換手段が行う座標変換の内
容を適宜選定することにより、変換前の適応ディジタル
フィルタのフィルタ係数が描く誤差曲面の等高線の形状
がフィルタ係数の更新処理にとって望ましくない形状で
あっても、フィルタ係数を座標変換しその変換後のフィ
ルタ係数に対して更新処理が行われるので、安定性に優
れる等の望ましい更新処理が実行されることになる。

【００２４】しかも、座標変換手段は、適応ディジタル
フィルタのフィルタ係数だけではなく駆動信号の生成処
理に用いられる基準信号に対しても座標変換をするもの
であるし、それらフィルタ係数及び基準信号に対する座
標変換は線形結合によるものであるため、フィードフォ
ワード制御が正常に実行されることは保証される。従っ
て、駆動信号生成手段によって生成される駆動信号が騒
音を打ち消すことができないような信号になってしまう
ことはない。

【００２５】特に、請求項２に係る発明にあっては、適
応ディジタルフィルタの二つのフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁
のフィルタ出力一定の軌跡が真円であるので、それらフ
ィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ によって描かれる誤差曲面の等高
線の形状も真円となり、従ってフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁
の更新方向は常に最適点の方向を向くことになるから、
最適な更新処理が実行される。

【００２６】そして、請求項３に係る発明にあっては、
座標変換手段の座標変換において上記（１）式で表され
る係数ａが用いられるが、その係数ａは、図７に示した
ようなフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ が描く誤差曲面の等高線
の長径及び短径の比を表している。従って、騒音周波数
検出手段が騒音の周波数ｆ_n を検出し、基準信号のサン
プリング周波数ｆ_s と騒音の周波数ｆ_n とに基づいて上
記（１）式に従って係数演算手段が係数ａを演算するか
ら、座標変換手段が、その係数ａを適宜用いて座標変換
を行うと、適応ディジタルフィルタの二つのフィルタ係
数Ｗ₀ ，Ｗ₁ のフィルタ出力一定の軌跡が確実に真円に
なる。

【００２７】ここで、適応ディジタルフィルタのフィル
タ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ のフィルタ出力一定の軌跡が楕円であ
ると、フィルタ出力の大きさはフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁
の大きさに単純には対応しないため、例えば、 Ｗ_P ＝Ｗ₀ ²＋Ｗ₁ ²＋２Ｗ₀ Ｗ₁cos（２πｆ_n ／ｆ_s ） というような演算式を用いてフィルタ出力の大きさＷ_P
を求めて、現在のフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ が過大である
か否か、即ち、適応ディジタルフィルタが発散傾向にあ
るか否かを判定する必要があるが、請求項２又は請求項
３に係る発明のように適応ディジタルフィルタのフィル
タ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ のフィルタ出力一定の軌跡が真円であ
ると、各フィルタ係数Ｗ₀ 又はＷ₁ の大きさが略フィル
タ出力の大きさに対応する。

【００２８】従って、請求項４に係る発明のように、発
散検出手段が適応ディジタルフィルタの少なくとも一方
のフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ の大きさを監視すれば、特に
面倒な演算式を導入しなくても、適応ディジタルフィル
タの発散が検出される。ここで、上記請求項１乃至請求
項４に係る発明はいずれも騒音を対象としているのに対
し請求項５乃至請求項８に係る発明は振動を対象として
いる。従って、それら請求項５乃至請求項８に係る発明
の作用は、音と振動との違いはあるが、実質的に上記請
求項１乃至請求項４に係る発明と同様である。

【００２９】

【実施例】以下、この発明の実施例を図面に基づいて説
明する。図１は本発明の一実施例の全体構成を示す図で
あり、この実施例は、騒音源としてのエンジン４から空
間としての車室６内に伝達される周期的な騒音としての
こもり音の低減を図る能動型騒音制御装置１に本発明を
適用したものである。

【００３０】先ず、構成を説明すると、車体３は、前輪
２ａ，２ｂ，後輪２ｃ，２ｄ及び各車輪２ａ〜２ｄと車
体３との間に介在するサスペンションによって支持され
ている。なお、図１に示す車両は、前輪２ａ及び２ｂが
車体３前部に配置されたエンジン４によって回転駆動さ
れるいわゆる前置きエンジン前輪駆動車である。エンジ
ン４には、クランク角センサ５が取り付けられていて、
このクランク角センサ５は、エンジン４のクランク軸の
回転に同期したクランク角信号ＣＰをコントローラ１０
に供給するようになっている。

【００３１】また、車体３の車室６内には、制御音源と
してのラウドスピーカ７ａ，７ｂ，７ｃ及び７ｄが、前
部座席Ｓ₁ ，Ｓ₂ 及び後部座席Ｓ₃ ，Ｓ₄ のそれぞれに
対向するドア部に配置されている。さらに、各座席Ｓ₁
〜Ｓ₄ のヘッドレスト位置には、残留騒音検出手段とし
てのマイクロフォン８ａ〜８ｈがそれぞれ二つずつ配設
されていて、これらマイクロフォン８ａ〜８ｈが音圧と
して測定した残留騒音信号ｅ₁ 〜ｅ₈ が、コントローラ
１０に供給されるようになっている。

【００３２】そして、コントローラ１０は、クランク角
センサ５から供給されるクランク角信号ＣＰと、マイク
ロフォン８ａ〜８ｈから供給される残留騒音信号ｅ₁ 〜
ｅ₈とに基づいて、後述する演算処理を実行し、車室６
内に伝達されるこもり音を打ち消すような制御音がラウ
ドスピーカ７ａ〜７ｄから発せられるように、それらラ
ウドスピーカ７ａ〜７ｄに個別に駆動信号ｙ₁ 〜ｙ₄ を
出力するようになっている。

【００３３】コントローラ１０は、基本的には、クラン
ク角信号ＣＰに基づいて生成される後述の基準信号ｘを
フィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタでフィルタ
処理することにより駆動信号ｙ₁ 〜ｙ₄ を生成するとと
もに、その適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数
を、適応アルゴリズムの一つであるＦｉｌｔｅｒｅｄ−
Ｘ ＬＭＳアルゴリズムに従って逐次更新するように構
成されている。

【００３４】従って、コントローラ１０は、理論的に
は、下記の（２）式に従って駆動信号ｙ_m （ｍ＝１，
２，…，Ｍ：Ｍはラウドスピーカ７ａ〜７ｄの個数であ
り、本実施例ではＭ＝４である。）を生成し、下記の
（３）式に従って適応ディジタルフィルタＷ_m の各フィ
ルタ係数Ｗ_mi（ｉ＝０，１，２，…，Ｉ−１：Ｉは適応
ディジタルフィルタＷ_m のタップ数である。）を更新す
るようになっている。

【００３５】 なお、αは収束係数であり、（ｎ）が付く項は離散時刻
ｎにおける値であることを表してる。また、上記（３）
式中、ｒ_lm（ｌ＝１，２，…，Ｌ：Ｌはマイクロフォン
８ａ〜８ｈの個数であって、本実施例ではＬ＝８であ
る。）は、基準信号ｘを、各ラウドスピーカ７ａ〜７ｄ
及び各マイクロフォン８ａ〜８ｈ間の伝達関数を有限イ
ンパルス応答関数の形でモデル化したディジタルフィル
タである伝達関数フィルタＣ＾_lmでフィルタ処理した値
であり、従って、 として演算される。なお、（４）式中、Ｃ_lmj （ｊ＝
０，１，２，…，Ｊ−１：Ｊは伝達関数フィルタＣ＾_lm
のタップ数である。）は、伝達関数フィルタＣ＾_lmのｊ
番目のフィルタ係数である。

【００３６】例えば、適応ディジタルフィルタＷ_m のタ
ップ数が“２”である場合には、駆動信号ｙ_m は、上記
（１）式から、 ｙ_m ＝Ｗ_m0ｘ（ｎ）＋Ｗ_m1ｘ（ｎ−１） ……（５） となり、適応ディジタルフィルタＷ_m のフィルタ係数Ｗ
_m0，Ｗ_m1の更新式は、上記（４）式から、 となる。

【００３７】つまり、本実施例のように、周期的な騒音
であるこもり音の低減を図るのであれば、こもり音は、
単一周波数成分又は略単一周波数成分からなる騒音であ
ると考えて差し支えないため、適応ディジタルフィルタ
Ｗ_m のタップ数は“２”で足りる。従って、コントロー
ラ１０は、上記（４）〜（７）式の演算が実現されるよ
うな機能構成を有していれば、基本的には充分である。

【００３８】しかし、本実施例にあっては、コントロー
ラ１０は、適応ディジタルフィルタＷ_m の各フィルタ係
数Ｗ_m0，Ｗ_m1をそのまま上記（５），（６）式によって
更新するのではなく、フィルタ係数Ｗ_m0，Ｗ_m1に対して
下記のような線形結合による座標変換を施し、その座標
変換後のフィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1に対して更新演算を行
うようになっている。

【００３９】ここで、フィルタ係数Ｗ_m0，Ｗ_m1に対する
座標変換は、簡単に述べれば、それらフィルタ係数
Ｗ_m0，Ｗ_m1のフィルタ出力一定の軌跡が、図８に示すよ
うな楕円ではなく、真円となるような座標変換である。
具体的には、フィルタ係数Ｗ_m0，Ｗ_m1のそれぞれの軸を
４５度だけ傾けた後に、その長径及び短径の比に応じた
圧縮を行えば、フィルタ係数Ｗ_m0，Ｗ_m1のフィルタ出力
一定の軌跡は真円となるはずである。

【００４０】そこで、そのような座標変換について説明
する。先ず、４５度だけ回転させた後のフィルタ係数を
Ｖ_m0' ，Ｖ_m1とすると、それらフィルタ係数Ｖ_m0' ，Ｖ
_m1は下記の（８）式によって求められる。

【００４１】

【数１】

【００４２】……（８） そして、変換後のＶ_m0' 軸を１／ａに圧縮することを考
えると、その変換式は下記の（９）式のようになる。

【００４３】

【数２】

【００４４】……（９） これら（８）式及び（９）式を合わせると下記の（10）
式のようになるから、フィルタ係数Ｗ_m0，Ｗ_m1から変換
後のフィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1を直接求める変換式は、下
記の（11），（12）式のようになる。

【００４５】

【数３】

【００４６】……（10） Ｖ_m0＝１／ａ√２・（Ｗ_m0−Ｗ_m1） ……（11） Ｖ_m1＝１／√２ ・（Ｗ_m0＋Ｗ_m1） ……（12） 次に、上記（10）式の関係を逆にすると下記の（13）式
のようになるから、フィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1からフィル
タ係数Ｗ_m0，Ｗ_m1を求める変換式は、下記の（14），
（15）式のようになる。

【００４７】

【数４】

【００４８】……（13） Ｗ_m0＝１／√２・（ａＶ_m0＋Ｖ_m1） ……（14） Ｗ_m1＝１／√２・（−ａＶ_m0＋Ｖ_m1） ……（15） そして、これら（14）式及び（15）式を、上記（５）式
に代入すると、 ｙ_m ＝１／√２・（ａＶ_m0＋Ｖ_m1）ｘ（ｎ） ＋１／√２・（−ａＶ_m0＋Ｖ_m1）ｘ（ｎ−１） ……（16） となり、この（16）式の右辺を、変換後のフィルタ係数
Ｖ_m0，Ｖ_m1毎に整理すると、 ｙ_m ＝ｓ（ｎ）Ｖ_m0＋ｔ（ｎ）Ｖ_m1 ……（17） となる。

【００４９】ただし、 ｓ（ｎ）＝ａ／√２・｛ｘ（ｎ）−ｘ（ｎ−１）｝ ……（18） ｔ（ｎ）＝１／√２・｛ｘ（ｎ）＋ｘ（ｎ−１）｝ ……（19） であり、これら（18）式及び（19）式は、基準信号ｘを
線形結合によって座標変換する際の変換式である。

【００５０】以上がコントローラ１０に必要な演算内容
であり、コントローラ１０はそのような演算を実現する
ような機能構成を有している。ここで、コントローラ１
０は、実際にはマイクロコンピュータ等においてソフト
的に必要な演算機能を実現しているのであるが、その演
算機能を実現するための構成をブロック図で表してみる
と、図２に示すようになる。

【００５１】即ち、コントローラ１０は、クランク角セ
ンサ５から供給されるクランク角信号ＣＰに基づいてこ
もり音に同期した正弦波でなる基準信号ｘを生成する基
準信号生成部１１と、基準信号ｘに基づいてこもり音の
周波数ｆ_n を演算する周波数演算部１２と、周波数ｆ_n
に基づいて上記（１）式に従って係数ａを演算する係数
演算部１３と、基準信号ｘを上記（18），（19）式に基
づいて座標変換する基準信号座標変換部２０と、基準信
号座標変換部１２で座標変換された後の基準信号ｓ
（ｎ），ｔ（ｎ）が入力され上記（17）式に従って駆動
信号ｙ_m を演算する駆動信号演算部３０と、基準信号ｘ
が入力される伝達関数フィルタＣ＾_lmと、伝達関数フィ
ルタＣ＾_lmの出力及び残留騒音信号ｅ_l に基づいて適応
ディジタルフィルタＷ_m のフィルタ係数Ｗ_m0，Ｗ_m1の更
新量ΔＷ_m0，ΔＷ_m1を演算する更新量演算部４０と、こ
の更新量演算部４０の演算結果を上記（11），（12）式
に従って座標変換する更新量座標変換部５０と、を備え
ていて、例えばエンジン４がレシプロ４気筒エンジンで
あれば、こもり音はクランク軸の回転２次成分に同期し
て発生することから、基準信号生成部１１が生成する基
準信号ｘは、クランク軸の１／２回転を一周期とした正
弦波となる。

【００５２】これらの内、基準信号座標変換部２０は、
変換前の基準信号ｘ（ｎ）の一サンプリング処理前の値
である基準信号ｘ（ｎ−１）を出力する遅延操作部２１
と、基準信号ｘ（ｎ）から基準信号ｘ（ｎ−１）を減じ
る減算部２２と、基準信号ｘ（ｎ）及びｘ（ｎ−１）を
加算する加算部２３と、減算部２２の出力を可変の係数
ａに応じてａ倍に増幅して出力する増幅部２４と、この
増幅部２４の出力をさらに１／√２倍に増幅して出力す
る増幅部２５と、加算部２３の出力を１／√２倍に増幅
して出力する増幅部２６とから構成されていて、増幅部
２５の出力が座標変換後の基準信号ｓ（ｎ）として出力
され、増幅部２６の出力が座標変換後の基準信号ｔ
（ｎ）として出力されるようになっている。ただし、増
幅部２４の係数ａは、係数演算部１３の演算結果に応じ
て可変となっている。

【００５３】また、駆動信号生成部３０は、基準信号座
標変換部２０から供給される一方の基準信号ｓ（ｎ）を
可変のフィルタ係数Ｖ_m0に応じてＶ_m0倍に増幅して出力
する増幅部３１と、他方の基準信号ｔ（ｎ）を可変のフ
ィルタ係数Ｖ_m1に応じてＶ_m1倍に増幅して出力する増幅
部３２と、それら増幅部３１及び３１の出力を加算する
加算部３３とから構成されていて、加算部３３の出力が
駆動信号ｙ_m として各ラウドスピーカ７ａ〜７ｄに供給
されるようになっている。

【００５４】なお、増幅部３１，３２の増幅率であるフ
ィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1は、更新量座標変換部５０から出
力される変換後のフィルタ係数更新量ΔＶ_m0，ΔＶ
_m1を、増幅部１４，１５でさらに収束係数αに応じてα
倍した値αΔＶ_m0，αΔＶ_m1に基づいて逐次更新される
ようになっており、その更新式は、上記（６），（７）
式と同質の下記の（20），（21）式である。

【００５５】 Ｖ_m0（ｎ＋１）＝Ｖ_m0（ｎ）−αΔＶ_m0 ……（20） Ｖ_m1（ｎ＋１）＝Ｖ_m1（ｎ）−αΔＶ_m1 ……（21） さらに、更新量演算部４０は、伝達関数フィルタＣ＾_lm
から出力される処理信号ｒ_lm（ｎ）の一サンプリング処
理前の値である処理信号ｒ_lm（ｎ−１）を出力する遅延
操作部４１と、処理信号ｒ_lm（ｎ）及び残留騒音信号ｅ
_l を掛け合わせてフィルタ係数Ｗ_m0の更新量ΔＷ_m0を演
算する乗算部４２と、遅延操作部４１から出力される処
理信号ｒ_lm（ｎ−１）及び残留騒音信号ｅ_l をｌ＝１，
２，…，Ｌについて掛け合わせてその和をとってフィル
タ係数Ｗ_m1の更新量ΔＷ_m1を演算する乗算部４３とから
構成されている。

【００５６】そして、乗算部４２の出力である更新量Δ
Ｗ_m0と、乗算部４３の出力である更新量ΔＷ_m1とが、更
新量座標変換部５０に供給されるようになっていて、そ
の更新量座標変換部５０は、更新量ΔＷ_m0から更新量Δ
Ｗ_m1を減じる減算部５１と、更新量ΔＷ_m0及びΔＷ_m1を
加算する加算部５２と、減算部５１の出力を可変の係数
ａに応じて１／ａ倍に増幅して出力する増幅部５３と、
この増幅部５３の出力をさらに１／√２倍に増幅して出
力する増幅部５４と、加算部５２の出力を１／√２倍に
増幅して出力する増幅部５５とから構成されていて、増
幅部５４の出力が座標変換後のフィルタ係数Ｖ_m0の更新
量ΔＶ_m0として出力され、増幅部５５の出力が座標変換
後のフィルタ係数Ｖ_m1の更新量ΔＶ_m1として出力される
ようになっている。ただし、増幅部５３の係数ａは、係
数演算部１３の演算結果に応じて可変となっている。

【００５７】さらに、図２には示していないが、このコ
ントローラ１０は、座標変換後のフィルタ係数Ｖ_m1の大
きさに基づいて、適応ディジタルフィルタが発散状態に
あるか否かを判定する機能を有している。図３及び図４
はコントローラ１０内で実行される処理の概要を示すフ
ローチャートであり、以下、図３及び図４に従って本実
施例の動作を説明する。

【００５８】先ず、図３の処理を説明するが、この図３
に示す処理は固定のサンプリング周波数ｆ_s のサンプリ
ング・クロック毎に実行されるようになっていて、その
ステップ１０１においてクランク角信号ＣＰが読み込ま
れそのクランク角信号ＣＰの周期及び入力タイミングに
基づいて現在の離散時刻ｎにおける基準信号ｘ（ｎ）が
生成される。

【００５９】次いで、ステップ１０２に移行し、基準信
号ｘの周期に基づいて、こもり音の周波数ｆ_n が演算さ
れ、そして、ステップ１０３に移行し、その周波数ｆ_n
に基づいて上記（１）式に従って係数ａが演算される。
次いで、ステップ１０４に移行し、各マイクロフォン８
ａ〜８ｈから供給される残留騒音信号ｅ_l が読み込ま
れ、次いでステップ１０５に移行して、基準信号ｘと伝
達関数フィルタＣ＾_lmの各フィルタ係数Ｃ＾_lmj とが畳
み込まれて処理信号ｒ_lmが演算され、そして、ステップ
１０６に移行し、それら残留騒音信号ｅ_l及び処理信号
ｒ_lmに基づいて、座標変換前の適応ディジタルフィルタ
Ｗ_m のフィルタ係数Ｗ_m0，Ｗ_m1の更新量ΔＷ_m0，ΔＷ_m1
が演算される。

【００６０】更新量ΔＷ_m0，ΔＷ_m1が演算されたら、ス
テップ１０７に移行し、それら更新量ΔＷ_m0，ΔＷ
_m1と、上記ステップ１０３で求められた係数ａとに基づ
いて、上記（11），（12）式に従って、座標変換後の適
応ディジタルフィルタＶ_m のフィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1の
更新量ΔＶ_m0，ΔＶ_m1が演算される。そして、ステップ
１０８に移行し、それら更新量ΔＶ_m0，ΔＶ_m1と、収束
係数αとに基づいて、上記（20），（21）式に従って、
座標変換後の適応ディジタルフィルタＶ_m のフィルタ係
数Ｖ_m0，Ｖ_m1が更新される。

【００６１】各フィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1の更新が完了し
たら、ステップ１０９に移行し、現在の基準信号ｘ
（ｎ），一サンプリング処理前の基準信号ｘ（ｎ−１）
及び係数ａに基づき、上記（18），（19）式に従って、
座標変換後の基準信号ｓ（ｎ），ｔ（ｎ）が演算され
る。そして、ステップ１１０に移行し、座標変換後の基
準信号ｓ（ｎ），ｔ（ｎ）と、座標変換後の適応ディジ
タルフィルタＶ_m のフィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1とに基づい
て、上記（17）式に従って駆動信号ｙ_m が演算され、こ
の駆動信号ｙ_m が、ステップ１１１において対応するラ
ウドスピーカ７ａ〜７ｄに出力される。

【００６２】すると、ラウドスピーカ７ａ〜７ｄから車
室６内に制御音が発生するが、制御開始直後は適応ディ
ジタルフィルタＶ_m のフィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1が最適な
値に収束しているとは限らないので、必ずしも車室６内
に伝達されたこもり音が低減されるとはいえない。しか
し、図３に示す処理が繰り返し実行されると、ＬＭＳア
ルゴリズムに基づいて適応ディジタルフィルタＶ_m のフ
ィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1が適宜更新されていくから、各フ
ィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1は最適値に向かって収束してい
き、車室６内に伝達されるこもり音がラウドスピーカ７
ａ〜７ｄから発せられる制御音によって打ち消されるよ
うになり、車室６内の騒音の低減が図られる。

【００６３】しかも、本実施例にあっては、適応ディジ
タルフィルタのフィルタ係数に対して所定の座標変換を
施してから、フィルタ係数の更新処理を行っているた
め、下記のような優れた作用効果を有している。即ち、
本実施例のような座標変換を施すと、図５（ａ）に示す
ように誤差曲面の等高線がＷ_m0軸，Ｗ_m1軸に対して４５
度傾いた楕円形であったとしても、先ず図５（ｂ）に示
すように誤差曲面の傾きがさらに４５度傾けられる結
果、楕円形の長径，短径がＷ_m0軸，Ｗ_m1軸に一致し、し
かも、楕円形の長径及び短径の比ａに応じた圧縮が行わ
れるので、最終的な誤差曲面の等高線の形状は、図５
（ｃ）に示すように、真円となっている。

【００６４】そして、誤差曲面の形状が真円であると、
フィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ の更新方向は常に最適点の方向
を向くことになり、誤差曲面の傾斜角度が特に急峻な位
置や緩やかな位置等が存在しないから、収束係数αを容
易に最適な値に設定することができ、最適な更新処理が
実行され、従って、良好な騒音低減制御が実現されるの
である。

【００６５】さらに、本実施例では、上記（１）式に基
づいて演算される係数ａを用いて座標変換を行っている
が、その係数ａは、フィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ が描く誤差
曲面の等高線の長径及び短径の比を表しているから、座
標変換後の誤差曲面の等高線の形状を確実に真円にする
ことができるのである。また、本実施例では、座標変換
は線形結合によるものであるし、駆動信号ｙ_mの生成に
必要な適応ディジタルフィルタＷ_m のフィルタ係数
Ｗ_m0，Ｗ_m1だけではなく、やはり駆動信号ｙ_m の生成に
必要な基準信号ｘ（ｎ）についても同様の座標変換を行
うようにしているため、座標変換処理を導入したことに
起因して駆動信号ｙ_m の生成処理に悪影響が生じること
はないのである。

【００６６】図４は例えば図３に示す処理が開始される
直前又は終了した直後に実行される処理の概要を示して
いて、これは適応ディジタルフィルタＷ_m が発散してい
るか否かを検知するための処理である。即ち、そのステ
ップ２０１において、座標変換後の一方のフィルタ係数
Ｖ_m1の大きさが所定のしきい値εを超えているか否かが
判定され、超えていなければそのままこの発散検知処理
を終了するが、超えている場合にはステップ２０２に移
行して、発散検知時の処理を実行する。発散検知時の処
理としては、例えば騒音低減制御自体を停止してその旨
の警報ランプ等で知らせる、或いは、適応ディジタルフ
ィルタＷ_m のフィルタ係数を初期値にリセットする等が
考えられる。

【００６７】つまり、座標変換後の一方のフィルタ係数
Ｖ_m1の大きさをそのまま用いて適応ディジタルフィルタ
の発散を検知するようになっているのであるが、これ
は、座標変換後のフィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1のフィルタ出
力一定の軌跡が図６に示すように真円となっているた
め、そのフィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1の大きさが、略フィル
タ出力の大きさを表してると考えることができ、しか
も、適応ディジタルフィルタが発散する場合には、その
フィルタ係数は誤差鏡面を螺旋階段を昇るように大きく
なっていくので、少なくとも一方のフィルタ係数の大き
さを監視するだけで適応ディジタルフィルタのフィルタ
係数の発散を判定しても差し支えないからである。つま
り、特に面倒な演算式を導入しなくても、図６にその概
念を表すように一方のフィルタ係数Ｖ_m1が斜線で示す大
きさε以上の発散領域に入っているか否かを監視するだ
けで、適応ディジタルフィルタの発散を検出することが
できるのである。

【００６８】ここで、本実施例にあっては、クランク角
センサ５，基準信号生成部１１及びステップ１０１の処
理によって基準信号生成手段が構成され、駆動信号生成
部３０及びステップ１１０の処理によって駆動信号生成
手段が構成され、伝達関数フィルタ，更新量演算部４
０，増幅部１４，１５及びステップ１０５〜１０８の処
理によって適応処理手段が構成され、基準信号座標変換
部２０，更新量座標変換部５０及びステップ１０７，１
０９の処理によって座標変換手段が構成され、周波数演
算部１２及びステップ１０２の処理によって騒音周波数
検出手段が構成され、係数演算部１３及びステップ１０
３の処理によって係数演算手段が構成され、ステップ２
０１の処理によって発散検出手段が構成されている。

【００６９】なお、上記実施例では、座標変換後の適応
ディジタルフィルタのフィルタ係数の出力一定の軌跡が
真円となるような座標変換を行っているが、考えられる
座標変換はこれに限定されるものではない。例えば、図
５（ｂ）の段階までの座標変換のみ行うようにしてもよ
く、その場合には、楕円の長径及び短径がフィルタ係数
の軸と平行になるため、誤差曲面の傾斜が急峻な方向及
び緩やかな方向のそれぞれが、各フィルタ係数の増減方
向とが一致するようになるから、急峻な方向のフィルタ
係数の更新処理には小さめの収束係数を用い、緩やかな
方向のフィルタ係数の更新処理には大きめの収束係数を
用いることにより、全体としてのフィルタ係数の収束速
度を遅くすることなくフィルタ係数の最適点への収束を
保証することができるようになる。なお、楕円の長径及
び短径の比が上記（１）式の係数ａから知ることができ
るから、騒音の周波数ｆ_n とサンプリング周波数ｆ_s と
の比を監視していれば、いずれのフィルタ係数が、誤差
曲面の傾斜の急峻な方向に対応しているか否かを知るこ
とができるし、その傾きの比は長径及び短径の長さの比
そのものであるから、やはり騒音の周波数ｆ_n とサンプ
リング周波数ｆ_s との比から知ることができる。

【００７０】また、上記実施例では、理論的に求めた座
標変換の式をコントローラ１０内で厳密に再現している
が、本実施例のように適応アルゴリズムを実行する場合
には若干省略することも可能である。例えば、上記（1
1），（12）式の座標変換式において、１／ａ√２を１
と置き換えても、最終的な誤差曲面の等高線の形状は真
円であるため特に問題はなく、その場合の座標変換式
は、下記の（11）' ，（12）' 式となる。

【００７１】 Ｖ_m0＝Ｗ_m0−Ｗ_m1 ……（11）' Ｖ_m1＝ａ（Ｗ_m0＋Ｗ_m1） ……（12）' そして、上記（11）' ，（12）' 式を採用する場合に
は、基準信号ｘ（ｎ）の座標変換式も変更する必要があ
る。具体的には、上記（13）式にて１／２ａ√２を１と
置き換えることにより、上記（18），（19）式で表され
ていた基準信号ｘの座標変換式は、下記の（18）' ，
（19）' 式のようになる。

【００７２】 ｓ（ｎ）＝ａ｛ｘ（ｎ）−ｘ（ｎ−１）｝ ……（18）' ｔ（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｘ（ｎ−１） ……（19）' 従って、コントローラ１０内の更新量座標変換部５０は
（11）' ，（12）' 式に基づいて設定され、基準信号座
標変換部２０は（18）' ，（19）' 式に基づいて設定さ
れるため、増幅部の個数が大幅に減り、演算負荷の軽減
が図られるという利点がある。

【００７３】さらに、上記実施例では、本発明に係る能
動型騒音制御装置を、エンジン４から車室６内に伝達さ
れるこもり音の低減を図る装置とした場合について説明
したが、本発明の適用対象はこれに限定されるものでは
なく、こもり音以外の周期的な騒音を低減する装置であ
ってもよい。また、低減の対象は騒音に限定されるもの
ではなく、例えば、エンジン４及び車体メンバ間に能動
的な制御力を発生可能なエンジンマウント（制御振動発
生手段）を介在させるとともに、その車体メンバ側に残
留振動を検出する加速度センサ（残留振動検出手段）を
配設し、そして、かかるエンジンマウントを上記実施例
と同様の基準信号ｘ及び加速度センサの出力信号（残留
振動信号）に基づいて制御すれば、エンジン４から車体
メンバ側に伝達される周期的な振動を低減し得る能動型
振動制御装置となる。

【００７４】そして、上記実施例では、適応アルゴリズ
ムとしてＦｉｌｔｅｒｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズムを
適用した場合について説明したが、これに限定されるも
のではなく、例えば同期式Ｆｉｌｔｅｒｅｄ−Ｘ ＬＭ
Ｓアルゴリズム（日本音響学会講演論文集 平成４年３
月の５１５〜５１６頁に詳しい。）等の他の適応アルゴ
リズムであってもよい。

【００７５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明にあって
は、駆動信号の生成処理に用いられる基準信号及び適応
ディジタルフィルタのフィルタ係数のそれぞれを線形結
合によって座標変換する座標変換手段を設けるととも
に、その座標変換後のフィルタ係数に対して更新処理を
行う構成としたため、座標変換前の誤差曲面の等高線の
形状が更新処理にとって望ましくない形状であっても、
好適な更新処理が行えるという効果が得られる。

【００７６】特に、請求項２又は請求項６記載の発明に
あっては、更新方向が常に最適点側を向いているため、
非常に安定した更新処理が行えるという効果がある。ま
た、請求項３又は請求項７記載の発明であれば、座標変
換後のフィルタ係数の出力一定の軌跡を確実に真円にす
ることができるという効果がある。さらに、請求項４又
は請求項８記載の発明であれば、面倒な演算式等を導入
しなくても、適応ディジタルフィルタの発散を検出する
ことができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の全体構成図である。

【図２】コントローラの機能構成を示すブロック図であ
る。

【図３】コントローラ内で実行される処理の概要を示す
フローチャートである。

【図４】コントローラ内で実行される処理の概要を示す
フローチャートである。

【図５】座標変換の過程を説明する説明図である。

【図６】発散検出処理の概念を説明する説明図である。

【図７】一般的な誤差曲面の等高線の形状を示す図であ
る。

【図８】一般的な適応ディジタルフィルタのフィルタ係
数のフィルタ出力一定の軌跡を示す図である。

【符号の説明】

１ 能動型騒音制御装置 ３ 車室（空間） ４ エンジン（騒音源） ５ クランク角センサ ７ａ〜７ｄ ラウドスピーカ（制御音源） ８ａ〜８ｈ マイクロフォン（残留騒音検出手段） １０ コントローラ １１ 基準信号生成部 １２ 周波数演算部 １３ 係数演算部 ２０ 基準信号座標変換部 ３０ 駆動信号生成部 ４０ 更新量演算部 ５０ 更新量座標変換部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ Ｈ０３Ｈ 21/00 Ｇ１０Ｋ 11/16 Ｈ (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G10K 11/178 B60R 11/02 B64C 1/40 F01N 1/00 F16F 15/02 H03H 17/02 601 H03H 21/00

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 騒音源から周期的な騒音が伝達される空
   間に制御音を発生可能な制御音源と、前記騒音源の騒音
   発生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成
   手段と、前記空間内の所定位置の残留騒音を検出し残留
   騒音信号として出力する残留騒音検出手段と、フィルタ
   係数可変の適応ディジタルフィルタと、前記基準信号と
   前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数とを畳み
   込んで前記制御音源を駆動する駆動信号を生成する駆動
   信号生成手段と、前記基準信号及び前記残留騒音信号に
   基づいて前記空間内の騒音が低減するように適応アルゴ
   リズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ
   係数を更新する適応処理手段と、を備えた能動型騒音制
   御装置において、 前記畳み込みに用いられる前記基準信号及び前記適応デ
   ィジタルフィルタのフィルタ係数のそれぞれを線形結合
   によって座標変換する座標変換手段を設け、前記適応処
   理手段は、前記座標変換後の前記適応ディジタルフィル
   タのフィルタ係数に対して前記更新処理を行うことを特
   徴とする能動型騒音制御装置。
2. 【請求項２】 適応ディジタルフィルタは、フィルタ係
   数が二つの有限インパルス応答関数型のディジタルフィ
   ルタであって、座標変換手段は、座標変換後の前記適応
   ディジタルフィルタの二つのフィルタ係数のフィルタ出
   力一定の軌跡が真円となるように線形結合の座標変換を
   行う請求項１記載の能動型騒音制御装置。
3. 【請求項３】 騒音の周波数ｆ_n を検出する騒音周波数
   検出手段と、基準信号のサンプリング周波数ｆ_s 及び前
   記騒音の周波数ｆ_n に基づいて下記式に従って係数ａを
   演算する係数演算手段と、を設け、座標変換手段は、そ
   の係数ａを用いて座標変換を行う請求項２記載の能動型
   騒音制御装置。 ａ＝｛（1+cos(２πｆ_n ／ｆ_s ））／（1-cos(２πｆ_n ／ｆ_s ））｝^1/2
4. 【請求項４】 座標変換後の適応ディジタルフィルタの
   少なくとも一方のフィルタ係数の大きさに基づいてその
   適応ディジタルフィルタの発散を検出する発散検出手段
   を設けた請求項２又は３記載の能動型騒音制御装置。
5. 【請求項５】 振動源から発せられた周期的な振動と干
   渉する制御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源
   の振動発生状態を検出し基準信号として出力する基準信
   号生成手段と、前記干渉後の残留振動を検出し残留振動
   信号として出力する残留振動検出手段と、フィルタ係数
   可変の適応ディジタルフィルタと、前記基準信号と前記
   適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数とを畳み込ん
   で前記制御振動源を駆動する駆動信号を生成する駆動信
   号生成手段と、前記基準信号及び前記残留振動信号に基
   づいて前記干渉後の振動が低減するように適応アルゴリ
   ズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係
   数を更新する適応処理手段と、を備えた能動型振動制御
   装置において、 前記畳み込みに用いられる前記基準信号及び前記適応デ
   ィジタルフィルタのフィルタ係数のそれぞれを線形結合
   によって座標変換する座標変換手段を設け、前記適応処
   理手段は、前記座標変換後の前記適応ディジタルフィル
   タのフィルタ係数に対して前記更新処理を行うことを特
   徴とする能動型振動制御装置。
6. 【請求項６】 適応ディジタルフィルタは、フィルタ係
   数が二つの有限インパルス応答関数型のディジタルフィ
   ルタであって、座標変換手段は、座標変換後の前記適応
   ディジタルフィルタの二つのフィルタ係数のフィルタ出
   力一定の軌跡が真円となるように線形結合の座標変換を
   行う請求項５記載の能動型振動制御装置。
7. 【請求項７】 振動の周波数ｆ_n を検出する振動周波数
   検出手段と、基準信号のサンプリング周波数ｆ_s 及び前
   記振動の周波数ｆ_n に基づいて下記式に従って係数ａを
   演算する係数演算手段と、を設け、座標変換手段は、そ
   の係数ａを用いて座標変換を行う請求項６記載の能動型
   振動制御装置。 ａ＝｛（1+cos(２πｆ_n ／ｆ_s ））／（1-cos(２πｆ_n ／ｆ_s ））｝^1/2
8. 【請求項８】 座標変換後の適応ディジタルフィルタの
   少なくとも一方のフィルタ係数の大きさに基づいてその
   適応ディジタルフィルタの発散を検出する発散検出手段
   を設けた請求項６又は７記載の能動型振動制御装置。