JP3417022B2 - Active noise control device and active vibration control device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】この発明は、例えば車両エンジン
等の騒音源から車室等の空間内に伝達される周期的な騒
音に制御音を干渉させることにより騒音の低減を図る能
動型騒音制御装置及び車両エンジン等の振動源から発せ
られ車体等を伝搬する周期的な振動に制御振動を干渉さ
せることにより振動の低減を図る能動型振動制御装置に
関し、特に、騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を
フィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタでフィルタ
処理して制御音源又は制御振動源の駆動信号を生成し、
騒音又は振動の低減状態に応じて適応ディジタルフィル
タのフィルタ係数を適応アルゴリズムに従って更新する
ようになっている装置において、その適応ディジタルフ
ィルタのフィルタ係数の更新処理を装置の大幅な複雑化
等を招くことなく安定して行えるようにしたものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to active noise control for reducing noise by interfering control noise with periodic noise transmitted from a noise source such as a vehicle engine into a space such as a passenger compartment. The present invention relates to an active vibration control device for reducing vibrations by interfering control vibrations with periodic vibrations emitted from a vibration source such as a device and a vehicle engine and propagating through a vehicle body, etc., and particularly represents a generation state of noise or vibrations. A reference signal is filtered by an adaptive digital filter with a variable filter coefficient to generate a drive signal of a control sound source or a control vibration source,
In a device adapted to update the filter coefficient of an adaptive digital filter according to an adaptive algorithm in accordance with the noise or vibration reduction state, the updating process of the filter coefficient of the adaptive digital filter may cause a significant complication of the device. It is designed to be stable and stable.

【０００２】[0002]

【従来の技術】この種の従来の装置として、英国特許第
２１４９６１４号や特表平１−５０１３４４号等に記載
のものがある。これら従来の装置は、航空機の客室やこ
れに類する閉空間に適用される騒音低減装置であって、
閉空間の外部に位置するエンジン等の単一の騒音源は、
基本周波数ｆ₀ 及びその高調波ｆ₁ 〜ｆ_n を含む騒音を
発生するという条件の下において作動するものである。2. Description of the Related Art As a conventional apparatus of this type, there are those described in British Patent No. 2149614 and Japanese Patent Publication No. 1-501344. These conventional devices are noise reduction devices applied to aircraft cabins and similar closed spaces,
A single noise source, such as an engine, located outside the enclosed space,
It operates under the condition that noise including the fundamental frequency f ₀ and its harmonics f _{1 to} f _n is generated.

【０００３】具体的には、閉空間内の複数の位置に設置
され音圧を検出するマイクロフォンと、その閉空間に制
御音を発生する複数のラウドスピーカとを備え、騒音源
の周波数ｆ₀ 〜ｆ_n 成分に基づき、それら周波数ｆ₀ 〜
ｆ_n 成分と逆位相の信号でラウドスピーカを駆動させ、
もって閉空間に伝達される騒音と逆位相の制御音をラウ
ドスピーカから発生させて騒音を打ち消している。[0003] More specifically, includes a microphone for detecting a plurality of the installed sound pressure to a location within the closed space, and a plurality of loudspeakers for generating a control sound to the closed space, the frequency f ₀ of the noise source - Based on the f _n component, those frequencies f ₀ ~
The loudspeaker is driven by a signal having a phase opposite to that of the f _n component,
Therefore, a control sound having a phase opposite to that of the noise transmitted to the closed space is generated from the loudspeaker to cancel the noise.

【０００４】そして、ラウドスピーカから発せられる制
御音の生成方法として、PROCEEDINGS OF THE IEEE,VOL.
63 PAGE 1692,1975,“ADAPTIVE NOISE CANCELLATION ：
PRINCIPLES AND APPLICATIONS ”で述べられている‘WI
DROW LMS’アルゴリズムを多チャンネルに展開したアル
ゴリズムを適用している。その内容は、上記特許の発明
者による論文、“A MULTIPLE ERROR LMS ALGORITHM AND
ITS APPLICATION TOTHE ACTIVE CONTROL OF SOUND AND
VIBRATION ”,IEEE TRANS.ACOUST.,SPEECH,SIGNAL PRO
CESSING,VOL.ASSP −35,PP.1423−1434,1987 にも述べ
られている。Then, as a method of generating the control sound emitted from the loudspeaker, PROCEEDINGS OF THE IEEE, VOL.
63 PAGE 1692,1975, “ADAPTIVE NOISE CANCELLATION:
PRINCIPLES AND APPLICATIONS ”
An algorithm that applies the DROW LMS 'algorithm to multiple channels is applied. The content of the paper is "A MULTIPLE ERROR LMS ALGORITHM AND
ITS APPLICATION TOTHE ACTIVE CONTROL OF SOUND AND
VIBRATION ”, IEEE TRANS.ACOUST., SPEECH, SIGNAL PRO
CESSING, VOL.ASSP −35, PP. 1423−1434, 1987.

【０００５】即ち、ＬＭＳアルゴリズムは、適応型ディ
ジタルフィルタのフィルタ係数を更新するのに好適なア
ルゴリズムの一つであって、例えばいわゆるＦｉｌｔｅ
ｒｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズムにあっては、ラウドス
ピーカからマイクロフォンまでの音響伝達特性を表すフ
ィルタを全てのラウドスピーカとマイクロフォンとの組
み合わせについて設定し、騒音源の騒音発生状態を表す
基準信号をそのフィルタで処理した値と、各マイクロフ
ォンが検出した残留騒音とに基づいた所定の評価関数の
値が低減するように、各ラウドスピーカ毎に設けられた
フィルタ係数可変のディジタルフィルタのフィルタ係数
を更新している。That is, the LMS algorithm is one of the algorithms suitable for updating the filter coefficient of the adaptive digital filter, and is, for example, the so-called Filter.
In the red-X LMS algorithm, a filter that represents the acoustic transfer characteristics from the loudspeaker to the microphone is set for all combinations of the loudspeaker and the microphone, and a reference signal that represents the noise generation state of the noise source is set by the filter. The filter coefficient of the filter coefficient variable digital filter provided for each loudspeaker is updated so that the value of the predetermined evaluation function based on the processed value and the residual noise detected by each microphone is reduced. .

【０００６】[0006]

【発明が解決しようとする課題】ここで、上述したＬＭ
Ｓアルゴリズムのような「勾配アルゴリズム」に基づく
制御アルゴリズムを適用して適応ディジタルフィルタの
フィルタ係数を逐次更新する場合、フィルタ係数更新の
基礎となる評価関数の値（例えば、誤差の二乗和若しく
は二乗平均値）は、その適応ディジタルフィルタのフィ
ルタ係数に応じて評価関数の値が形成する曲面（誤差曲
面）を下るように最適値に収束していくことになる。Here, the LM described above is used.
When a control algorithm based on a “gradient algorithm” such as the S algorithm is applied to sequentially update the filter coefficient of the adaptive digital filter, the value of the evaluation function that is the basis for updating the filter coefficient (for example, the sum of squares or the mean square of the errors) The value) converges to an optimum value so as to go down the curved surface (error curved surface) formed by the value of the evaluation function according to the filter coefficient of the adaptive digital filter.

【０００７】そして、その誤差曲面を評価関数の軸方向
から見た形、即ち、誤差曲面の等高線の形状は、騒音の
発生状態を表す基準信号の周波数と、その基準信号のサ
ンプリング周波数とによって決まるものであり、例えば
適応ディジタルフィルタが二つのフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ
₁ からなる有限インパルス応答関数型のディジタルフィ
ルタである場合、それらフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ によっ
て形成される誤差曲面の等高線の形状は、図７に示すよ
うに、Ｗ₀ −Ｗ₁ 軸に対して４５度だけ傾いた楕円にな
るのが最も一般的である。The shape of the error curved surface viewed from the axial direction of the evaluation function, that is, the shape of the contour line of the error curved surface is determined by the frequency of the reference signal indicating the noise generation state and the sampling frequency of the reference signal. For example, the adaptive digital filter has two filter coefficients W ₀ and W
If it is a finite impulse response function digital filter consisting of a _1, the shape of the contour of the error surface defined by their filter coefficients W _0, W _1, as shown in FIG. 7, with respect to W ₀ -W ₁ Axis The most common is an ellipse that is inclined by 45 degrees.

【０００８】また、その楕円の短径と長径との比ａは、
騒音の周波数である基準信号の周波数をｆ_n 、基準信号
のサンプリング周波数をｆ_s とすれば、下記の（１）式
のようになることが判っている。 ａ＝｛（1+cos(２πｆ_n ／ｆ_s ））／（1-cos(２πｆ_n ／ｆ_s ））｝^1/2 ……（１） 例えば、実際の車両に適用される能動型騒音制御装置で
エンジンから伝達される周期的な騒音であるこもり音の
低減を図る場合を考えると、騒音の周波数ｆ_nは４０〜
５０Ｈｚの範囲であり、通常の演算プロセッサにおける
基準信号のサンプリング周波数ｆ_s は７００〜８００Ｈ
ｚであるから、ｆ_n ＝４０Ｈｚ、ｆ_s ＝８００Ｈｚと仮
定すれば、上記比ａは、 ａ＝6.３１… となる。そして、ＬＭＳアルゴリズム等にあっては、図
７に示すように、誤差曲面の等高線の接線方向にフィル
タ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ を更新していくものであるが、その等
高線が楕円であると、等高線と長径又は短径との交点以
外の点では更新方向は最適点を向いていないため、フィ
ルタ係数の更新が多くの場合遠回りすることになり、従
って適応処理が必ずしも最適に行われないという欠点が
ある。The ratio a of the minor axis of the ellipse to the major axis is
It is known that when the frequency of the reference signal, which is the frequency of noise, is f _n and the sampling frequency of the reference signal is f _s , the following equation (1) is obtained. a = {(1 + cos (2πf _n / f _s )) / (1-cos (2πf _n / f _s ))} ^1/2 (1) For example, active noise control applied to an actual vehicle Considering the case of reducing muffled noise, which is periodic noise transmitted from the engine by the device, the noise frequency f _n is 40 to
It is in the range of 50 Hz, and the sampling frequency f _s of the reference signal in an ordinary arithmetic processor is 700 to 800 H.
Since it is z, assuming that f _n = 40 Hz and f _s = 800 Hz, the above ratio a becomes a = 6.31 ... Then, in the LMS algorithm or the like, as shown in FIG. 7, the filter coefficients W ₀ and W ₁ are updated in the tangential direction of the contour line of the error curved surface, but if the contour line is an ellipse, At the points other than the intersection of the contour line and the major axis or the minor axis, the updating direction is not directed to the optimum point, so updating of the filter coefficient is often detoured, and thus the adaptive processing is not always performed optimally. There is.

【０００９】さらに、ＬＭＳアルゴリズムにあっては、
各フィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ の更新量ΔＷ₀ ，ΔＷ₁ は、
収束係数と呼ばれるパラメータに誤差曲面の傾きを乗じ
たものであるため、誤差曲面の傾きが急峻な短径方向付
近の更新量に合わせて収束係数を小さめに定めてしまう
と、傾きの緩やかな長径方向付近では更新量の絶対値が
過少となり収束に長時間を要してしまうという不具合が
ある。逆に、誤差曲面の傾きの緩やかな長径方向付近の
更新量に合わせて収束係数を大きめに定めてしまうと、
傾きの急峻な短径方向付近では更新量の絶対値が過大と
なり最適値への収束が保証されなくなり場合によっては
制御が発散してしまうことさえある。Further, in the LMS algorithm,
Each filter coefficients W _0, W ₁ update amount [Delta] W _0, [Delta] W ₁ is
Since the parameter called the convergence coefficient is multiplied by the slope of the error surface, if the convergence coefficient is set to a small value in accordance with the update amount in the vicinity of the minor axis where the slope of the error surface is steep, the long axis with a gentle slope will be used. In the vicinity of the direction, there is a problem that the absolute value of the update amount is too small and it takes a long time to converge. Conversely, if the convergence coefficient is set to a large value in accordance with the update amount near the major axis direction where the slope of the error curved surface is gentle,
In the vicinity of the short-diameter direction where the slope is steep, the absolute value of the update amount becomes excessive, and the convergence to the optimum value cannot be guaranteed, and in some cases the control may diverge.

【００１０】また、同一の出力信号を生成するために必
要なフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ は基準信号及び騒音間の位
相によって変化し、その変化の軌跡は例えば図８に示す
ようにＷ₀ −Ｗ₁ 軸に対して４５度だけ傾いた楕円にな
るのが最も一般的であり、例えば上記のように比ａ＝6.
３１…程度となれば、フィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ の大きさ
は、同じ出力を得るのに最大６倍以上変化することにな
る。Further, the filter coefficients W ₀ and W ₁ necessary for generating the same output signal change depending on the phase between the reference signal and the noise, and the locus of the change is W ₀ − as shown in FIG. Most commonly, it is an ellipse that is inclined by 45 degrees with respect to the W ₁ axis. For example, as described above, the ratio a = 6.
If it becomes about 31 ..., The magnitudes of the filter coefficients W ₀ and W ₁ will change by a maximum of 6 times or more to obtain the same output.

【００１１】従って、フィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ が長径方
向最大時に適応ディジタルフィルタ出力がＤ／Ａ最大入
力を超えないように設定する必要があるが、これでは、
フィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ が短径方向に来るような位相関
係のときにフィルタ係数Ｗ₀，Ｗ₁ の分解能が低くな
り、フィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ が最大値から遠い段階で適
応ディジタルフィルタ出力がＤ／Ａ最大入力に達してし
R>まう。このため、浮動小数点演算に対応してない演算
プロセッサで制御を行うシステムではフィルタ係数
Ｗ₀ ，Ｗ₁ の分解能が充分でなくなる恐れがあり、仮に
浮動小数点演算に対応した演算プロセッサを用いた場合
でもＤ／Ａ変換器とフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ の記憶メモ
リとの間でダイナミックレンジの不整合が生じる恐れが
あった。Accordingly, it is necessary to set the adaptive digital filter output so as not to exceed the D / A maximum input when the filter coefficients W ₀ and W ₁ are maximum in the major axis direction.
Filter coefficients W _0, W ₁ is the resolution of the filter coefficients W _0, W ₁ when the phase relationship so that the minor axis is low, the adaptive digital filter the filter coefficients W _0, W ₁ is distant stage from a maximum value The output has reached the maximum D / A input
R> Ma. For this reason, the resolution of the filter coefficients W ₀ and W ₁ may be insufficient in a system in which an arithmetic processor that does not support floating-point arithmetic is used, and even if an arithmetic processor compatible with floating-point arithmetic is used, There is a possibility that a dynamic range mismatch may occur between the D / A converter and the storage memory of the filter coefficients W ₀ and W ₁ .

【００１２】なお、このような不具合を解決する方策と
して、本出願人が先に特願平４−１３２６２９号明細書
で提案しているように、騒音の周波数ｆ_n に応じて基準
信号のサンプリング周波数ｆ_s を適宜変化させて上記
（１）式で表される比ａが常に１となるようにすること
が考えられるが、このような方策では、確かに充分な効
果が得られる反面、基準信号のサンプリング周波数ｆ_s
を変化させる必要があるため、制御内容が複雑になって
しまい、大幅なコストアップ等を招いてしまうという別
の問題点が生じてしまう。As a measure for solving such a problem, as proposed by the present applicant in Japanese Patent Application No. 4-132629, the reference signal is sampled according to the noise frequency f _n. It is conceivable to change the frequency f _s as appropriate so that the ratio a expressed by the above formula (1) is always 1. However, such a measure surely provides a sufficient effect, but the standard Signal sampling frequency f _s
Therefore, the control content becomes complicated, which causes another problem that the cost is significantly increased.

【００１３】また、上述したような不具合は、騒音低減
制御に限定されるものではなく、適応ディジタルフィル
タを用いて駆動信号を生成して振動の低減を図る装置に
も同様の理由から生じるものである。本発明は、このよ
うな従来の技術及び先行する技術が有する未解決の課題
に着目してなされたものであって、装置の大幅な複雑化
等を招くことなく、適応ディジタルフィルタのフィルタ
係数の更新処理を安定して行える能動型騒音制御装置及
び能動型振動制御装置を提供することを目的としてい
る。Further, the above-mentioned inconvenience is not limited to the noise reduction control, and may occur in an apparatus for generating a drive signal using an adaptive digital filter to reduce vibration for the same reason. is there. The present invention has been made by paying attention to the unsolved problems of the conventional technology and the prior art, and the filter coefficient of the adaptive digital filter can be obtained without causing a large complication of the device. It is an object of the present invention to provide an active noise control device and an active vibration control device that can perform update processing stably.

【００１４】[0014]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１に係る発明は、騒音源から周期的な騒音が
伝達される空間に制御音を発生可能な制御音源と、前記
騒音源の騒音発生状態を検出し基準信号として出力する
基準信号生成手段と、前記空間内の所定位置の残留騒音
を検出し残留騒音信号として出力する残留騒音検出手段
と、フィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタと、前
記基準信号と前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ
係数とを畳み込んで前記制御音源を駆動する駆動信号を
生成する駆動信号生成手段と、前記基準信号及び前記残
留騒音信号に基づいて前記空間内の騒音が低減するよう
に適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィル
タのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、を備えた
能動型騒音制御装置において、前記畳み込みに用いられ
る前記基準信号及び前記適応ディジタルフィルタのフィ
ルタ係数のそれぞれを線形結合によって座標変換する座
標変換手段を設け、前記適応処理手段は、前記座標変換
後の前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数に対し
て前記更新処理を行うようにした。In order to achieve the above object, the invention according to claim 1 is a control sound source capable of generating a control sound in a space where periodic noise is transmitted from a noise source, and the noise. A reference signal generating means for detecting the noise generation state of the source and outputting it as a reference signal, a residual noise detecting means for detecting residual noise at a predetermined position in the space and outputting it as a residual noise signal, and an adaptive digital filter with a variable filter coefficient. And drive signal generating means for generating a drive signal for driving the control sound source by convolving the reference signal and each filter coefficient of the adaptive digital filter, and in the space based on the reference signal and the residual noise signal. Active noise control device including adaptive processing means for updating the filter coefficient of the adaptive digital filter according to an adaptive algorithm so as to reduce the noise of the In the above, the coordinate conversion means for performing coordinate conversion of each of the reference signal used for the convolution and the filter coefficient of the adaptive digital filter by linear combination is provided, and the adaptive processing means is a filter of the adaptive digital filter after the coordinate conversion. The updating process is performed on the coefficient.

【００１５】また、請求項２に係る発明は、上記請求項
１に係る発明において、適応ディジタルフィルタは、フ
ィルタ係数が二つの有限インパルス応答関数型のディジ
タルフィルタであって、座標変換手段は、座標変換後の
前記適応ディジタルフィルタの二つのフィルタ係数のフ
ィルタ出力一定の軌跡が真円となるように線形結合の座
標変換を行うようにした。According to a second aspect of the invention, in the invention according to the first aspect, the adaptive digital filter is a finite impulse response function type digital filter having two filter coefficients, and the coordinate converting means is a coordinate system. After the conversion, the coordinate conversion of the linear combination is performed so that the locus of the constant filter outputs of the two filter coefficients of the adaptive digital filter becomes a perfect circle.

【００１６】そして、請求項３に係る発明は、上記請求
項２に係る発明において、騒音の周波数ｆ_n を検出する
騒音周波数検出手段と、基準信号のサンプリング周波数
ｆ_s及び前記騒音の周波数ｆ_n に基づいて上記（１）式
に従って係数ａを演算する係数演算手段と、を設け、座
標変換手段は、その係数ａを用いて座標変換を行うよう
にした。[0016] Then, the invention of claim 3 is the invention according to the claim 2, the noise frequency detecting means for detecting a frequency f _n of the noise, the sampling frequency of the reference signal f _s and the frequency f _n of the noise The coefficient calculating means for calculating the coefficient a in accordance with the above equation (1) is provided, and the coordinate converting means performs the coordinate conversion using the coefficient a.

【００１７】さらに、請求項４に係る発明は、上記請求
項２又は請求項３に係る発明において、座標変換後の適
応ディジタルフィルタの少なくとも一方のフィルタ係数
の大きさに基づいてその適応ディジタルフィルタの発散
を検出する発散検出手段を設けた。一方、上記目的を達
成するために、請求項５に係る発明は、振動源から発せ
られた周期的な振動と干渉する制御振動を発生可能な制
御振動源と、前記振動源の振動発生状態を検出し基準信
号として出力する基準信号生成手段と、前記干渉後の残
留振動を検出し残留振動信号として出力する残留振動検
出手段と、フィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタ
と、前記基準信号と前記適応ディジタルフィルタの各フ
ィルタ係数とを畳み込んで前記制御振動源を駆動する駆
動信号を生成する駆動信号生成手段と、前記基準信号及
び前記残留振動信号に基づいて前記干渉後の振動が低減
するように適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタ
ルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、
を備えた能動型振動制御装置において、前記畳み込みに
用いられる前記基準信号及び前記適応ディジタルフィル
タのフィルタ係数のそれぞれを線形結合によって座標変
換する座標変換手段を設け、前記適応処理手段は、前記
座標変換後の前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係
数に対して前記更新処理を行うようにした。Further, in the invention according to claim 4, in the invention according to claim 2 or 3, the adaptive digital filter of the adaptive digital filter is converted based on the magnitude of at least one filter coefficient of the adaptive digital filter after coordinate conversion. A divergence detecting means for detecting divergence was provided. On the other hand, in order to achieve the above object, the invention according to claim 5 provides a control vibration source capable of generating a control vibration that interferes with a periodic vibration generated from a vibration source, and a vibration generation state of the vibration source. Reference signal generating means for detecting and outputting as a reference signal, residual vibration detecting means for detecting residual vibration after the interference and outputting as a residual vibration signal, adaptive digital filter with variable filter coefficient, the reference signal and the adaptive digital signal. Drive signal generating means for generating a drive signal for driving the control vibration source by convolving each filter coefficient of the filter, and adapted to reduce the vibration after the interference based on the reference signal and the residual vibration signal. Adaptive processing means for updating the filter coefficient of the adaptive digital filter according to an algorithm,
In the active vibration control device including: a coordinate conversion unit that performs coordinate conversion of each of the reference signal used for the convolution and the filter coefficient of the adaptive digital filter by linear combination, and the adaptive processing unit includes the coordinate conversion unit. The updating process is performed on the filter coefficient of the adaptive digital filter afterwards.

【００１８】また、請求項６に係る発明は、上記請求項
５に係る発明において、適応ディジタルフィルタは、フ
ィルタ係数が二つの有限インパルス応答関数型のディジ
タルフィルタであって、座標変換手段は、座標変換後の
前記適応ディジタルフィルタの二つのフィルタ係数のフ
ィルタ出力一定の軌跡が真円となるように線形結合の座
標変換を行うようにした。In the invention according to claim 6, in the invention according to claim 5, the adaptive digital filter is a finite impulse response function type digital filter having two filter coefficients, and the coordinate conversion means is a coordinate conversion means. After the conversion, the coordinate conversion of the linear combination is performed so that the locus of the constant filter outputs of the two filter coefficients of the adaptive digital filter becomes a perfect circle.

【００１９】そして、請求項７に係る発明は、上記請求
項６に係る発明において、振動の周波数ｆ_n を検出する
振動周波数検出手段と、基準信号のサンプリング周波数
ｆ_s及び前記振動の周波数ｆ_n に基づいて上記（１）式
に従って係数ａを演算する係数演算手段と、を設け、座
標変換手段は、その係数ａを用いて座標変換を行うよう
にした。According to a seventh aspect of the invention, in the invention according to the sixth aspect, the vibration frequency detecting means for detecting the frequency f _n of the vibration, the sampling frequency f _s of the reference signal and the frequency f _{n of the} vibration. The coefficient calculating means for calculating the coefficient a in accordance with the above equation (1) is provided, and the coordinate converting means performs the coordinate conversion using the coefficient a.

【００２０】さらに、請求項８に係る発明は、上記請求
項６又は請求項７に係る発明において、座標変換後の適
応ディジタルフィルタの少なくとも一方のフィルタ係数
の大きさに基づいてその適応ディジタルフィルタの発散
を検出する発散検出手段を設けた。Further, the invention according to claim 8 is the invention according to claim 6 or 7, wherein the adaptive digital filter of the adaptive digital filter after coordinate conversion is based on the magnitude of at least one of the adaptive digital filters. A divergence detecting means for detecting divergence was provided.

【００２１】[0021]

【作用】請求項１に係る発明にあっては、座標変換手段
が、駆動信号の生成処理に用いられる適応ディジタルフ
ィルタのフィルタ係数を線形結合によって座標変換する
ため、その座標変換後の適応ディジタルフィルタのフィ
ルタ係数が描く誤差曲面の等高線の形状は、例えば図７
に示すようなＷ₀ −Ｗ₁ 軸に対して４５度だけ傾いた楕
円形ではなく、その座標変換の内容に応じた形状とな
る。According to the first aspect of the invention, since the coordinate conversion means performs the coordinate conversion of the filter coefficient of the adaptive digital filter used for the drive signal generation processing by the linear combination, the adaptive digital filter after the coordinate conversion. The shape of the contour line of the error curved surface drawn by the filter coefficient of FIG.
The shape is not an ellipse inclined by 45 degrees with respect to the W ₀ -W ₁ axis as shown in, but a shape corresponding to the content of the coordinate conversion.

【００２２】そこで、例えば図７に示すような楕円形を
さらに４５度だけ傾けて楕円の長径がＷ₀ 軸と平行とな
り楕円の短径がＷ₁ 軸と平行となるような座標変換を行
った場合には、誤差曲面の傾斜が緩やかな方向とフィル
タ係数Ｗ₀ の増減方向とが一致し、誤差曲面の形状が急
峻な方向とフィルタ係数Ｗ₁ の増減方向とが一致するよ
うになる。そして、適応処理手段は、その変換後の適応
ディジタルフィルタのフィルタ係数に対して更新処理を
行うため、フィルタ係数Ｗ₀ の更新演算に用いられる収
束係数を大きめに設定し、フィルタ係数Ｗ₁ の更新演算
に用いられる収束係数を小さめに設定すれば、フィルタ
係数Ｗ₀ の収束速度を遅くすることなくフィルタ係数Ｗ
₁ が最適点に確実に収束するようになる。Therefore, for example, an ellipse as shown in FIG. 7 is further tilted by 45 degrees to perform coordinate conversion such that the major axis of the ellipse is parallel to the W ₀ axis and the minor axis of the ellipse is parallel to the W ₁ axis. In this case, the direction in which the error curved surface has a gentle slope coincides with the increasing / decreasing direction of the filter coefficient W ₀ , and the direction in which the shape of the error curved surface is steep coincides with the increasing / decreasing direction of the filter coefficient W ₁ . Then, the adaptive processing means updates the filter coefficient of the adaptive digital filter after the conversion, so that the convergence coefficient used for the update calculation of the filter coefficient W ₀ is set to a large value, and the filter coefficient W ₁ is updated. If the convergence coefficient used for the calculation is set to be small, the filter coefficient W ₀ can be maintained without slowing the convergence speed of the filter coefficient W _0.
It ensures that ₁ will converge to the optimal point.

【００２３】つまり、座標変換手段が行う座標変換の内
容を適宜選定することにより、変換前の適応ディジタル
フィルタのフィルタ係数が描く誤差曲面の等高線の形状
がフィルタ係数の更新処理にとって望ましくない形状で
あっても、フィルタ係数を座標変換しその変換後のフィ
ルタ係数に対して更新処理が行われるので、安定性に優
れる等の望ましい更新処理が実行されることになる。That is, the shape of the contour line of the error curved surface drawn by the filter coefficient of the adaptive digital filter before conversion is an undesired shape for the update processing of the filter coefficient by appropriately selecting the content of the coordinate conversion performed by the coordinate conversion means. However, since the filter coefficient is subjected to coordinate conversion and the updated filter coefficient is updated, desirable update processing such as excellent stability is executed.

【００２４】しかも、座標変換手段は、適応ディジタル
フィルタのフィルタ係数だけではなく駆動信号の生成処
理に用いられる基準信号に対しても座標変換をするもの
であるし、それらフィルタ係数及び基準信号に対する座
標変換は線形結合によるものであるため、フィードフォ
ワード制御が正常に実行されることは保証される。従っ
て、駆動信号生成手段によって生成される駆動信号が騒
音を打ち消すことができないような信号になってしまう
ことはない。Moreover, the coordinate transforming means transforms not only the filter coefficient of the adaptive digital filter but also the reference signal used for the process of generating the drive signal, and the coordinate for the filter coefficient and the reference signal is coordinated. Since the conversion is by linear combination, it is guaranteed that the feedforward control is executed normally. Therefore, the drive signal generated by the drive signal generating means does not become a signal in which noise cannot be canceled.

【００２５】特に、請求項２に係る発明にあっては、適
応ディジタルフィルタの二つのフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁
のフィルタ出力一定の軌跡が真円であるので、それらフ
ィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ によって描かれる誤差曲面の等高
線の形状も真円となり、従ってフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁
の更新方向は常に最適点の方向を向くことになるから、
最適な更新処理が実行される。Particularly, in the invention according to claim 2, two filter coefficients W ₀ and W ₁ of the adaptive digital filter are provided.
Since the locus of constant filter output of is a perfect circle, the contour of the error curved surface drawn by those filter coefficients W ₀ and W ₁ is also a perfect circle, and therefore the filter coefficients W ₀ and W ₁
Since the update direction of will always be toward the optimum point,
Optimal update processing is executed.

【００２６】そして、請求項３に係る発明にあっては、
座標変換手段の座標変換において上記（１）式で表され
る係数ａが用いられるが、その係数ａは、図７に示した
ようなフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ が描く誤差曲面の等高線
の長径及び短径の比を表している。従って、騒音周波数
検出手段が騒音の周波数ｆ_n を検出し、基準信号のサン
プリング周波数ｆ_s と騒音の周波数ｆ_n とに基づいて上
記（１）式に従って係数演算手段が係数ａを演算するか
ら、座標変換手段が、その係数ａを適宜用いて座標変換
を行うと、適応ディジタルフィルタの二つのフィルタ係
数Ｗ₀ ，Ｗ₁ のフィルタ出力一定の軌跡が確実に真円に
なる。According to the invention of claim 3,
The coefficient a represented by the above equation (1) is used in the coordinate conversion of the coordinate conversion means. The coefficient a is the major axis of the contour line of the error curved surface drawn by the filter coefficients W ₀ and W ₁ as shown in FIG. And the ratio of the minor axis. Therefore, the noise frequency detecting means detects a frequency f _n of the noise, since the coefficient calculating means for calculating a coefficient a according to equation (1) based on the sampling frequency f _s of the reference signal and the frequency f _n of the noise, When the coordinate conversion means appropriately performs the coordinate conversion by using the coefficient a, the locus of the two filter coefficients W ₀ and W ₁ of the adaptive digital filter having a constant filter output surely becomes a perfect circle.

【００２７】ここで、適応ディジタルフィルタのフィル
タ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ のフィルタ出力一定の軌跡が楕円であ
ると、フィルタ出力の大きさはフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁
の大きさに単純には対応しないため、例えば、 Ｗ_P ＝Ｗ₀ ²＋Ｗ₁ ²＋２Ｗ₀ Ｗ₁cos（２πｆ_n ／ｆ_s ） というような演算式を用いてフィルタ出力の大きさＷ_P
を求めて、現在のフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ が過大である
か否か、即ち、適応ディジタルフィルタが発散傾向にあ
るか否かを判定する必要があるが、請求項２又は請求項
３に係る発明のように適応ディジタルフィルタのフィル
タ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ のフィルタ出力一定の軌跡が真円であ
ると、各フィルタ係数Ｗ₀ 又はＷ₁ の大きさが略フィル
タ出力の大きさに対応する。If the locus of the filter coefficients W ₀ and W ₁ of the adaptive digital filter with a constant filter output is an ellipse, the magnitude of the filter output is the filter coefficients W ₀ and W _1.
Since it does not simply correspond to the size of the filter output, for example, the filter output size W _{P is} calculated by using an arithmetic expression such as W _P = W ₀ ² + W ₁ ² + 2W ₀ W ₁ cos (2πf _n / f _s ).
It is necessary to determine whether or not the current filter coefficients W ₀ and W ₁ are excessive, that is, whether or not the adaptive digital filter tends to diverge. If the locus of the filter coefficients W ₀ and W ₁ of the adaptive digital filter having a constant filter output is a perfect circle as in the invention, the size of each filter coefficient W ₀ or W ₁ corresponds to the size of the filter output. .

【００２８】従って、請求項４に係る発明のように、発
散検出手段が適応ディジタルフィルタの少なくとも一方
のフィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ の大きさを監視すれば、特に
面倒な演算式を導入しなくても、適応ディジタルフィル
タの発散が検出される。ここで、上記請求項１乃至請求
項４に係る発明はいずれも騒音を対象としているのに対
し請求項５乃至請求項８に係る発明は振動を対象として
いる。従って、それら請求項５乃至請求項８に係る発明
の作用は、音と振動との違いはあるが、実質的に上記請
求項１乃至請求項４に係る発明と同様である。Therefore, if the divergence detecting means monitors the magnitude of at least one of the filter coefficients W ₀ and W ₁ of the adaptive digital filter as in the invention according to claim 4, a particularly troublesome arithmetic expression is not introduced. However, the divergence of the adaptive digital filter is detected. Here, the inventions according to claims 1 to 4 are all directed to noise, whereas the inventions according to claims 5 to 8 are directed to vibration. Therefore, the operations of the inventions according to claims 5 to 8 are substantially the same as those of the inventions according to claims 1 to 4, although there is a difference between sound and vibration.

【００２９】[0029]

【実施例】以下、この発明の実施例を図面に基づいて説
明する。図１は本発明の一実施例の全体構成を示す図で
あり、この実施例は、騒音源としてのエンジン４から空
間としての車室６内に伝達される周期的な騒音としての
こもり音の低減を図る能動型騒音制御装置１に本発明を
適用したものである。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of an embodiment of the present invention. In this embodiment, a muffled sound as periodic noise transmitted from an engine 4 as a noise source into a vehicle interior 6 as a space is shown. The present invention is applied to an active noise control device 1 for reduction.

【００３０】先ず、構成を説明すると、車体３は、前輪
２ａ，２ｂ，後輪２ｃ，２ｄ及び各車輪２ａ〜２ｄと車
体３との間に介在するサスペンションによって支持され
ている。なお、図１に示す車両は、前輪２ａ及び２ｂが
車体３前部に配置されたエンジン４によって回転駆動さ
れるいわゆる前置きエンジン前輪駆動車である。エンジ
ン４には、クランク角センサ５が取り付けられていて、
このクランク角センサ５は、エンジン４のクランク軸の
回転に同期したクランク角信号ＣＰをコントローラ１０
に供給するようになっている。First, the structure will be described. The vehicle body 3 is supported by front wheels 2a and 2b, rear wheels 2c and 2d, and suspensions interposed between the wheels 2a to 2d and the vehicle body 3. The vehicle shown in FIG. 1 is a so-called front-mounted engine front-wheel drive vehicle in which the front wheels 2a and 2b are rotationally driven by an engine 4 arranged in the front part of the vehicle body 3. A crank angle sensor 5 is attached to the engine 4,
The crank angle sensor 5 outputs a crank angle signal CP synchronized with the rotation of the crankshaft of the engine 4 to the controller 10
It is designed to be supplied to.

【００３１】また、車体３の車室６内には、制御音源と
してのラウドスピーカ７ａ，７ｂ，７ｃ及び７ｄが、前
部座席Ｓ₁ ，Ｓ₂ 及び後部座席Ｓ₃ ，Ｓ₄ のそれぞれに
対向するドア部に配置されている。さらに、各座席Ｓ₁
〜Ｓ₄ のヘッドレスト位置には、残留騒音検出手段とし
てのマイクロフォン８ａ〜８ｈがそれぞれ二つずつ配設
されていて、これらマイクロフォン８ａ〜８ｈが音圧と
して測定した残留騒音信号ｅ₁ 〜ｅ₈ が、コントローラ
１０に供給されるようになっている。In the interior 6 of the vehicle body 3, loudspeakers 7a, 7b, 7c and 7d as control sound sources face front seats S ₁ and S ₂ and rear seats S ₃ and S ₄ , respectively. It is located at the door. Furthermore, each seat S ₁
The head restraint position of the to S ₄ is not microphone 8a~8h as residual noise detecting means is arranged two by two, respectively, the residual noise signal e ₁ to e ₈ these microphones 8a~8h was measured as a sound pressure , Is supplied to the controller 10.

【００３２】そして、コントローラ１０は、クランク角
センサ５から供給されるクランク角信号ＣＰと、マイク
ロフォン８ａ〜８ｈから供給される残留騒音信号ｅ₁ 〜
ｅ₈とに基づいて、後述する演算処理を実行し、車室６
内に伝達されるこもり音を打ち消すような制御音がラウ
ドスピーカ７ａ〜７ｄから発せられるように、それらラ
ウドスピーカ７ａ〜７ｄに個別に駆動信号ｙ₁ 〜ｙ₄ を
出力するようになっている。Then, the controller 10 supplies the crank angle signal CP supplied from the crank angle sensor 5 and the residual noise signals e ₁ to e supplied from the microphones 8a to 8h.
e ₈ and the arithmetic processing described later is executed, and the vehicle interior 6
The drive signals y _{1 to} y ₄ are individually output to the loudspeakers 7a to 7d so that control sounds for canceling the muffled sound transmitted therein are emitted from the loudspeakers 7a to 7d.

【００３３】コントローラ１０は、基本的には、クラン
ク角信号ＣＰに基づいて生成される後述の基準信号ｘを
フィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタでフィルタ
処理することにより駆動信号ｙ₁ 〜ｙ₄ を生成するとと
もに、その適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数
を、適応アルゴリズムの一つであるＦｉｌｔｅｒｅｄ−
Ｘ ＬＭＳアルゴリズムに従って逐次更新するように構
成されている。The controller 10 basically generates drive signals y _{1 to} y ₄ by filtering a reference signal x, which will be described later, which is generated based on the crank angle signal CP, with an adaptive digital filter having a variable filter coefficient. In addition, each filter coefficient of the adaptive digital filter is filtered by one of the adaptive algorithms.
It is configured to update sequentially according to the X LMS algorithm.

【００３４】従って、コントローラ１０は、理論的に
は、下記の（２）式に従って駆動信号ｙ_m （ｍ＝１，
２，…，Ｍ：Ｍはラウドスピーカ７ａ〜７ｄの個数であ
り、本実施例ではＭ＝４である。）を生成し、下記の
（３）式に従って適応ディジタルフィルタＷ_m の各フィ
ルタ係数Ｗ_mi（ｉ＝０，１，２，…，Ｉ−１：Ｉは適応
ディジタルフィルタＷ_m のタップ数である。）を更新す
るようになっている。Therefore, the controller 10 theoretically follows the drive signal y _m (m = 1, 1) according to the following equation (2).
2, ..., M: M is the number of loudspeakers 7a to 7d, and M = 4 in this embodiment. ) Is generated, and each filter coefficient W _mi (i = 0, 1, 2, ..., I-1: I) of the adaptive digital filter W _{m is} the number of taps of the adaptive digital filter W _m according to the following equation (3). .) Is to be updated.

【００３５】 なお、αは収束係数であり、（ｎ）が付く項は離散時刻
ｎにおける値であることを表してる。また、上記（３）
式中、ｒ_lm（ｌ＝１，２，…，Ｌ：Ｌはマイクロフォン
８ａ〜８ｈの個数であって、本実施例ではＬ＝８であ
る。）は、基準信号ｘを、各ラウドスピーカ７ａ〜７ｄ
及び各マイクロフォン８ａ〜８ｈ間の伝達関数を有限イ
ンパルス応答関数の形でモデル化したディジタルフィル
タである伝達関数フィルタＣ＾_lmでフィルタ処理した値
であり、従って、 として演算される。なお、（４）式中、Ｃ_lmj （ｊ＝
０，１，２，…，Ｊ−１：Ｊは伝達関数フィルタＣ＾_lm
のタップ数である。）は、伝達関数フィルタＣ＾_lmのｊ
番目のフィルタ係数である。[0035] Note that α is a convergence coefficient, and the term with (n) is a value at the discrete time n. In addition, (3) above
In the formula, r _lm (l = 1, 2, ..., L: L is the number of microphones 8a to 8h, and L = 8 in the present embodiment) is used as a reference signal x for each loudspeaker 7a. ~ 7d
And a transfer function between each of the microphones 8a to 8h is a value filtered by a transfer function filter C ^ _lm , which is a digital filter that models in the form of a finite impulse response function. Is calculated as In the formula (4), C _lmj (j =
0, 1, 2, ..., J-1: J is a transfer function filter C ^ _lm
Is the number of taps. ) Is the j of the transfer function filter C _lm
Is the th filter coefficient.

【００３６】例えば、適応ディジタルフィルタＷ_m のタ
ップ数が“２”である場合には、駆動信号ｙ_m は、上記
（１）式から、 ｙ_m ＝Ｗ_m0ｘ（ｎ）＋Ｗ_m1ｘ（ｎ−１） ……（５） となり、適応ディジタルフィルタＷ_m のフィルタ係数Ｗ
_m0，Ｗ_m1の更新式は、上記（４）式から、 となる。For example, when the number of taps of the adaptive digital filter W _m is "2", the drive signal y _m can be calculated from the above equation (1) by y _m = W _m0 x (n) + W _m1 x (n -1) (5), and the filter coefficient W of the adaptive digital filter W _m
The update formulas for _m0 and W _m1 are Becomes

【００３７】つまり、本実施例のように、周期的な騒音
であるこもり音の低減を図るのであれば、こもり音は、
単一周波数成分又は略単一周波数成分からなる騒音であ
ると考えて差し支えないため、適応ディジタルフィルタ
Ｗ_m のタップ数は“２”で足りる。従って、コントロー
ラ１０は、上記（４）〜（７）式の演算が実現されるよ
うな機能構成を有していれば、基本的には充分である。That is, if the muffled sound that is a periodic noise is to be reduced as in this embodiment, the muffled sound is
Since it can be considered that the noise is composed of a single frequency component or a substantially single frequency component, the number of taps of the adaptive digital filter W _m is “2”. Therefore, the controller 10 is basically sufficient as long as it has a functional configuration capable of realizing the operations of the above formulas (4) to (7).

【００３８】しかし、本実施例にあっては、コントロー
ラ１０は、適応ディジタルフィルタＷ_m の各フィルタ係
数Ｗ_m0，Ｗ_m1をそのまま上記（５），（６）式によって
更新するのではなく、フィルタ係数Ｗ_m0，Ｗ_m1に対して
下記のような線形結合による座標変換を施し、その座標
変換後のフィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1に対して更新演算を行
うようになっている。However, in the present embodiment, the controller 10 does not update the respective filter coefficients W _m0 and W _m1 of the adaptive digital filter W _m as they are by the above equations (5) and (6), but rather filters them. The coefficients W _m0 and W _m1 are subjected to coordinate conversion by the following linear combination, and the filter coefficients V _m0 and V _m1 after the coordinate conversion are updated.

【００３９】ここで、フィルタ係数Ｗ_m0，Ｗ_m1に対する
座標変換は、簡単に述べれば、それらフィルタ係数
Ｗ_m0，Ｗ_m1のフィルタ出力一定の軌跡が、図８に示すよ
うな楕円ではなく、真円となるような座標変換である。
具体的には、フィルタ係数Ｗ_m0，Ｗ_m1のそれぞれの軸を
４５度だけ傾けた後に、その長径及び短径の比に応じた
圧縮を行えば、フィルタ係数Ｗ_m0，Ｗ_m1のフィルタ出力
一定の軌跡は真円となるはずである。Here, the coordinate conversion for the filter coefficients W _m0 and W _m1 is simply described. The locus of constant filter output of the filter coefficients W _m0 and W _m1 is not an ellipse as shown in FIG. It is a coordinate transformation that makes a circle.
Specifically, if the respective axes of the filter coefficients W _m0 and W _m1 are tilted by 45 degrees and compression is performed according to the ratio of the major axis and the minor axis, the filter output of the filter coefficients W _m0 and W _{m1 becomes} constant. The locus of should be a perfect circle.

【００４０】そこで、そのような座標変換について説明
する。先ず、４５度だけ回転させた後のフィルタ係数を
Ｖ_m0' ，Ｖ_m1とすると、それらフィルタ係数Ｖ_m0' ，Ｖ
_m1は下記の（８）式によって求められる。Therefore, such coordinate conversion will be described. First, assuming that the filter coefficients after being rotated by 45 degrees are V _m0 ′ and V _m1 , the filter coefficients V _m0 ′ and V _m0 .
_m1 is _calculated by the following equation (8).

【００４１】[0041]

【数１】 [Equation 1]

【００４２】……（８） そして、変換後のＶ_m0' 軸を１／ａに圧縮することを考
えると、その変換式は下記の（９）式のようになる。(8) Then, considering that the V _m0 'axis after conversion is compressed to 1 / a, the conversion formula is as shown in the following formula (9).

【００４３】[0043]

【数２】 [Equation 2]

【００４４】……（９） これら（８）式及び（９）式を合わせると下記の（10）
式のようになるから、フィルタ係数Ｗ_m0，Ｗ_m1から変換
後のフィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1を直接求める変換式は、下
記の（11），（12）式のようになる。(9) When these equations (8) and (9) are combined, the following (10) is obtained.
Since the above equations are obtained, the conversion equations for directly _obtaining the converted filter coefficients V _m0 and V _m1 from the filter coefficients W _m0 and W _m1 are as the following equations (11) and (12).

【００４５】[0045]

【数３】 [Equation 3]

【００４６】……（10） Ｖ_m0＝１／ａ√２・（Ｗ_m0−Ｗ_m1） ……（11） Ｖ_m1＝１／√２ ・（Ｗ_m0＋Ｗ_m1） ……（12） 次に、上記（10）式の関係を逆にすると下記の（13）式
のようになるから、フィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1からフィル
タ係数Ｗ_m0，Ｗ_m1を求める変換式は、下記の（14），
（15）式のようになる。(10) V _m0 = 1 / a√2 · (W _m0 −W _m1 ) ··· (11) V _m1 = 1 / √2 · (W _m0 + W _m1 ) ·· (12) Next When the relation of the above equation (10) is reversed, the following equation (13) is obtained. Therefore, the conversion equation for _obtaining the filter coefficients W _m0 and W _m1 from the filter coefficients V _m0 and V _m1 is the following (14). ，
It becomes like the formula (15).

【００４７】[0047]

【数４】 [Equation 4]

【００４８】……（13） Ｗ_m0＝１／√２・（ａＶ_m0＋Ｖ_m1） ……（14） Ｗ_m1＝１／√２・（−ａＶ_m0＋Ｖ_m1） ……（15） そして、これら（14）式及び（15）式を、上記（５）式
に代入すると、 ｙ_m ＝１／√２・（ａＶ_m0＋Ｖ_m1）ｘ（ｎ） ＋１／√２・（−ａＶ_m0＋Ｖ_m1）ｘ（ｎ−１） ……（16） となり、この（16）式の右辺を、変換後のフィルタ係数
Ｖ_m0，Ｖ_m1毎に整理すると、 ｙ_m ＝ｓ（ｎ）Ｖ_m0＋ｔ（ｎ）Ｖ_m1 ……（17） となる。(13) W _m0 = 1 / √2 · (aV _m0 + V _m1 ) …… (14) W _m1 = 1 / √2 · (−aV _m0 + V _m1 ) …… (15) And these Substituting the equations (14) and (15) into the above equation (5), y _m = 1 / √2 · (aV _m0 + V _m1 ) x (n) + 1 / √2 · (−aV _m0 + V _m1 ) x (n-1) ...... (16), and this right-hand side of (16) and rearranging each filter coefficient V _m0, V _{m1 converted, y m = s (n)} V m0 + t (n) V _m1 (17)

【００４９】ただし、 ｓ（ｎ）＝ａ／√２・｛ｘ（ｎ）−ｘ（ｎ−１）｝ ……（18） ｔ（ｎ）＝１／√２・｛ｘ（ｎ）＋ｘ（ｎ−１）｝ ……（19） であり、これら（18）式及び（19）式は、基準信号ｘを
線形結合によって座標変換する際の変換式である。However, s (n) = a / √2 {x (n) -x (n-1)} (18) t (n) = 1 / √2 {x (n) + x ( n-1)} (19), and these equations (18) and (19) are conversion equations for coordinate conversion of the reference signal x by linear combination.

【００５０】以上がコントローラ１０に必要な演算内容
であり、コントローラ１０はそのような演算を実現する
ような機能構成を有している。ここで、コントローラ１
０は、実際にはマイクロコンピュータ等においてソフト
的に必要な演算機能を実現しているのであるが、その演
算機能を実現するための構成をブロック図で表してみる
と、図２に示すようになる。The above is the contents of calculation necessary for the controller 10, and the controller 10 has a functional configuration for realizing such calculation. Where controller 1
0 actually realizes a necessary arithmetic function as software in a microcomputer or the like. When a configuration for realizing the arithmetic function is represented by a block diagram, as shown in FIG. Become.

【００５１】即ち、コントローラ１０は、クランク角セ
ンサ５から供給されるクランク角信号ＣＰに基づいてこ
もり音に同期した正弦波でなる基準信号ｘを生成する基
準信号生成部１１と、基準信号ｘに基づいてこもり音の
周波数ｆ_n を演算する周波数演算部１２と、周波数ｆ_n
に基づいて上記（１）式に従って係数ａを演算する係数
演算部１３と、基準信号ｘを上記（18），（19）式に基
づいて座標変換する基準信号座標変換部２０と、基準信
号座標変換部１２で座標変換された後の基準信号ｓ
（ｎ），ｔ（ｎ）が入力され上記（17）式に従って駆動
信号ｙ_m を演算する駆動信号演算部３０と、基準信号ｘ
が入力される伝達関数フィルタＣ＾_lmと、伝達関数フィ
ルタＣ＾_lmの出力及び残留騒音信号ｅ_l に基づいて適応
ディジタルフィルタＷ_m のフィルタ係数Ｗ_m0，Ｗ_m1の更
新量ΔＷ_m0，ΔＷ_m1を演算する更新量演算部４０と、こ
の更新量演算部４０の演算結果を上記（11），（12）式
に従って座標変換する更新量座標変換部５０と、を備え
ていて、例えばエンジン４がレシプロ４気筒エンジンで
あれば、こもり音はクランク軸の回転２次成分に同期し
て発生することから、基準信号生成部１１が生成する基
準信号ｘは、クランク軸の１／２回転を一周期とした正
弦波となる。That is, the controller 10 generates the reference signal x, which is a sine wave synchronized with the muffled sound, on the basis of the crank angle signal CP supplied from the crank angle sensor 5, and the reference signal x. A frequency calculator 12 for calculating the frequency f _{n of the} muffled sound based on the frequency f _n
Based on the above equation (1), a coefficient computing unit 13 for computing the coefficient a, a reference signal coordinate transformation unit 20 for transforming the reference signal x based on the equations (18) and (19), and a reference signal coordinate. Reference signal s after coordinate conversion by the conversion unit 12
(N) and t (n) are input, and the drive signal calculation unit 30 that calculates the drive signal y _m according to the equation (17), and the reference signal x
Based on the output of the transfer function filter C ^ _lm and the output of the transfer function filter C ^ _lm and the residual noise signal e _l , the update amounts ΔW _m0 and ΔW _m1 of the filter coefficients W _m0 and W _m1 of the adaptive digital filter W _m. And an update amount coordinate conversion unit 50 that performs coordinate conversion of the calculation result of the update amount calculation unit 40 according to the above equations (11) and (12). In the case of a reciprocating four-cylinder engine, the muffled noise is generated in synchronization with the secondary rotation component of the crankshaft, and therefore the reference signal x generated by the reference signal generator 11 is one cycle of 1/2 rotation of the crankshaft. And becomes a sine wave.

【００５２】これらの内、基準信号座標変換部２０は、
変換前の基準信号ｘ（ｎ）の一サンプリング処理前の値
である基準信号ｘ（ｎ−１）を出力する遅延操作部２１
と、基準信号ｘ（ｎ）から基準信号ｘ（ｎ−１）を減じ
る減算部２２と、基準信号ｘ（ｎ）及びｘ（ｎ−１）を
加算する加算部２３と、減算部２２の出力を可変の係数
ａに応じてａ倍に増幅して出力する増幅部２４と、この
増幅部２４の出力をさらに１／√２倍に増幅して出力す
る増幅部２５と、加算部２３の出力を１／√２倍に増幅
して出力する増幅部２６とから構成されていて、増幅部
２５の出力が座標変換後の基準信号ｓ（ｎ）として出力
され、増幅部２６の出力が座標変換後の基準信号ｔ
（ｎ）として出力されるようになっている。ただし、増
幅部２４の係数ａは、係数演算部１３の演算結果に応じ
て可変となっている。Among these, the reference signal coordinate conversion unit 20 is
The delay operation unit 21 that outputs the reference signal x (n-1) that is a value before the sampling process of the reference signal x (n) before conversion.
And a subtractor 22 for subtracting the reference signal x (n-1) from the reference signal x (n), an adder 23 for adding the reference signals x (n) and x (n-1), and an output of the subtractor 22. Of the output of the adder 23, and the output of the adder 23. Is amplified by 1 / √2 and output, and the output of the amplifier 25 is output as the reference signal s (n) after coordinate conversion, and the output of the amplifier 26 is coordinate converted. Later reference signal t
(N) is output. However, the coefficient a of the amplifier 24 is variable according to the calculation result of the coefficient calculator 13.

【００５３】また、駆動信号生成部３０は、基準信号座
標変換部２０から供給される一方の基準信号ｓ（ｎ）を
可変のフィルタ係数Ｖ_m0に応じてＶ_m0倍に増幅して出力
する増幅部３１と、他方の基準信号ｔ（ｎ）を可変のフ
ィルタ係数Ｖ_m1に応じてＶ_m1倍に増幅して出力する増幅
部３２と、それら増幅部３１及び３１の出力を加算する
加算部３３とから構成されていて、加算部３３の出力が
駆動信号ｙ_m として各ラウドスピーカ７ａ〜７ｄに供給
されるようになっている。Further, the drive signal generating section 30 amplifies one reference signal s (n) supplied from the reference signal coordinate converting section 20 by amplifying it by V _m0 times according to the variable filter coefficient V _m0 and outputting the amplified signal. Unit 31, an amplifying unit 32 that amplifies the other reference signal t (n) by V _m1 times according to the variable filter coefficient V _m1 and outputs, and an adding unit 33 that adds the outputs of these amplifying units 31 and 31. The output of the adder 33 is supplied to each of the loudspeakers 7a to 7d as a drive signal y _m .

【００５４】なお、増幅部３１，３２の増幅率であるフ
ィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1は、更新量座標変換部５０から出
力される変換後のフィルタ係数更新量ΔＶ_m0，ΔＶ
_m1を、増幅部１４，１５でさらに収束係数αに応じてα
倍した値αΔＶ_m0，αΔＶ_m1に基づいて逐次更新される
ようになっており、その更新式は、上記（６），（７）
式と同質の下記の（20），（21）式である。The filter coefficients V _m0 and V _m1 which are the amplification factors of the amplifiers 31 and 32 are the filter coefficient update amounts ΔV _m0 and ΔV after conversion which are output from the update amount coordinate converter 50.
_m1 is further amplified by the amplification units 14 and 15 according to the convergence coefficient α.
The values are sequentially updated based on the multiplied values αΔV _m0 and αΔV _m1 . The update formulas are as described in (6) and (7) above.
The following equations (20) and (21) are of the same quality as the equations.

【００５５】 Ｖ_m0（ｎ＋１）＝Ｖ_m0（ｎ）−αΔＶ_m0 ……（20） Ｖ_m1（ｎ＋１）＝Ｖ_m1（ｎ）−αΔＶ_m1 ……（21） さらに、更新量演算部４０は、伝達関数フィルタＣ＾_lm
から出力される処理信号ｒ_lm（ｎ）の一サンプリング処
理前の値である処理信号ｒ_lm（ｎ−１）を出力する遅延
操作部４１と、処理信号ｒ_lm（ｎ）及び残留騒音信号ｅ
_l を掛け合わせてフィルタ係数Ｗ_m0の更新量ΔＷ_m0を演
算する乗算部４２と、遅延操作部４１から出力される処
理信号ｒ_lm（ｎ−１）及び残留騒音信号ｅ_l をｌ＝１，
２，…，Ｌについて掛け合わせてその和をとってフィル
タ係数Ｗ_m1の更新量ΔＷ_m1を演算する乗算部４３とから
構成されている。V _m0 (n + 1) = V _m0 (n) −αΔV _m0 (20) V _m1 (n + 1) = V _m1 (n) −αΔV _m1 (21) Further, the update amount calculation unit 40 is Transfer function filter C ^ _lm
And the processed signal r _lm processing is a value before one sampling process (n) signal r _lm (n-1) delay operation unit 41 for outputting the output from the processing signal r _lm (n) and the residual noise signal e
a multiplication section 42 is multiplied by the _l calculates the update amount [Delta] W _m0 of the filter coefficient W _m0, processed signal r _lm output from the delay operation unit 41 (n-1) and the residual noise signal e _l l = 1,
2, ..., L, and a multiplication unit 43 that multiplies the sums and calculates the sum to calculate the update amount ΔW _m1 of the filter coefficient W _m1 .

【００５６】そして、乗算部４２の出力である更新量Δ
Ｗ_m0と、乗算部４３の出力である更新量ΔＷ_m1とが、更
新量座標変換部５０に供給されるようになっていて、そ
の更新量座標変換部５０は、更新量ΔＷ_m0から更新量Δ
Ｗ_m1を減じる減算部５１と、更新量ΔＷ_m0及びΔＷ_m1を
加算する加算部５２と、減算部５１の出力を可変の係数
ａに応じて１／ａ倍に増幅して出力する増幅部５３と、
この増幅部５３の出力をさらに１／√２倍に増幅して出
力する増幅部５４と、加算部５２の出力を１／√２倍に
増幅して出力する増幅部５５とから構成されていて、増
幅部５４の出力が座標変換後のフィルタ係数Ｖ_m0の更新
量ΔＶ_m0として出力され、増幅部５５の出力が座標変換
後のフィルタ係数Ｖ_m1の更新量ΔＶ_m1として出力される
ようになっている。ただし、増幅部５３の係数ａは、係
数演算部１３の演算結果に応じて可変となっている。The update amount Δ output from the multiplication unit 42
W _m0 and the update amount ΔW _m1 which is the output of the multiplication unit 43 are supplied to the update amount coordinate conversion unit 50, and the update amount coordinate conversion unit 50 changes the update amount ΔW _m0 to the update amount. Δ
A subtracting unit 51 for reducing W _m1 , an adding unit 52 for adding the update amounts ΔW _m0 and ΔW _m1 , and an amplifying unit 53 for amplifying and outputting the output of the subtracting unit 51 by 1 / a times according to a variable coefficient a. When,
The amplification unit 54 is further configured to amplify the output of the amplification unit 53 by 1 / √2 times and output it, and the amplification unit 55 that amplifies the output of the addition unit 52 by 1 / √2 times and output the amplified output. The output of the amplification unit 54 is output as the update amount ΔV _m0 of the filter coefficient V _m0 after coordinate conversion, and the output of the amplification unit 55 is output as the update amount ΔV _m1 of the filter coefficient V _m1 after coordinate conversion. ing. However, the coefficient a of the amplification unit 53 is variable according to the calculation result of the coefficient calculation unit 13.

【００５７】さらに、図２には示していないが、このコ
ントローラ１０は、座標変換後のフィルタ係数Ｖ_m1の大
きさに基づいて、適応ディジタルフィルタが発散状態に
あるか否かを判定する機能を有している。図３及び図４
はコントローラ１０内で実行される処理の概要を示すフ
ローチャートであり、以下、図３及び図４に従って本実
施例の動作を説明する。Further, although not shown in FIG. 2, this controller 10 has a function of judging whether or not the adaptive digital filter is in a divergent state based on the size of the filter coefficient V _m1 after coordinate conversion. Have 3 and 4
3 is a flowchart showing an outline of processing executed in the controller 10. The operation of this embodiment will be described below with reference to FIGS. 3 and 4.

【００５８】先ず、図３の処理を説明するが、この図３
に示す処理は固定のサンプリング周波数ｆ_s のサンプリ
ング・クロック毎に実行されるようになっていて、その
ステップ１０１においてクランク角信号ＣＰが読み込ま
れそのクランク角信号ＣＰの周期及び入力タイミングに
基づいて現在の離散時刻ｎにおける基準信号ｘ（ｎ）が
生成される。First, the processing of FIG. 3 will be described.
The process shown in is executed every sampling clock of a fixed sampling frequency f _s , the crank angle signal CP is read in step 101, and the present time is calculated based on the cycle and input timing of the crank angle signal CP. The reference signal x (n) at the discrete time n is generated.

【００５９】次いで、ステップ１０２に移行し、基準信
号ｘの周期に基づいて、こもり音の周波数ｆ_n が演算さ
れ、そして、ステップ１０３に移行し、その周波数ｆ_n
に基づいて上記（１）式に従って係数ａが演算される。
次いで、ステップ１０４に移行し、各マイクロフォン８
ａ〜８ｈから供給される残留騒音信号ｅ_l が読み込ま
れ、次いでステップ１０５に移行して、基準信号ｘと伝
達関数フィルタＣ＾_lmの各フィルタ係数Ｃ＾_lmj とが畳
み込まれて処理信号ｒ_lmが演算され、そして、ステップ
１０６に移行し、それら残留騒音信号ｅ_l及び処理信号
ｒ_lmに基づいて、座標変換前の適応ディジタルフィルタ
Ｗ_m のフィルタ係数Ｗ_m0，Ｗ_m1の更新量ΔＷ_m0，ΔＷ_m1
が演算される。Next, the routine proceeds to step 102, where the frequency f _{n of the} muffled sound is calculated based on the cycle of the reference signal x, and then the routine proceeds to step 103, where the frequency f _n
Based on the above, the coefficient a is calculated according to the above equation (1).
Then, the process proceeds to step 104, where each microphone 8
The residual noise signal e _l supplied from a to 8h is read, and then the process proceeds to step 105 where the reference signal x and each filter coefficient C ^ _{lmj of the} transfer function filter C ^ _lm are convoluted to obtain the processed signal r. _lm is calculated, and then the process _proceeds to step 106, where the update amounts ΔW _m0 of the filter coefficients W _m0 and W _m1 of the adaptive digital filter W _m before coordinate conversion are calculated based on the residual noise signal e ₁ and the processed signal r _lm. , ΔW _m1
Is calculated.

【００６０】更新量ΔＷ_m0，ΔＷ_m1が演算されたら、ス
テップ１０７に移行し、それら更新量ΔＷ_m0，ΔＷ
_m1と、上記ステップ１０３で求められた係数ａとに基づ
いて、上記（11），（12）式に従って、座標変換後の適
応ディジタルフィルタＶ_m のフィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1の
更新量ΔＶ_m0，ΔＶ_m1が演算される。そして、ステップ
１０８に移行し、それら更新量ΔＶ_m0，ΔＶ_m1と、収束
係数αとに基づいて、上記（20），（21）式に従って、
座標変換後の適応ディジタルフィルタＶ_m のフィルタ係
数Ｖ_m0，Ｖ_m1が更新される。[0060] update amount [Delta] W _m0, When [Delta] W _m1 is calculated, the process proceeds to step 107, they update amount [Delta] W _m0, [Delta] W
_{Based on m1} and the coefficient a obtained in step 103, the update amounts ΔV _m0 of the filter coefficients V _m0 and V _m1 of the coordinate-converted adaptive digital filter V _m are calculated according to the equations (11) and (12). , ΔV _m1 are calculated. Then, the process proceeds to step 108, and based on the update amounts ΔV _m0 and ΔV _m1 and the convergence coefficient α, according to the equations (20) and (21),
The filter coefficients V _m0 and V _m1 of the adaptive digital filter V _m after coordinate conversion are updated.

【００６１】各フィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1の更新が完了し
たら、ステップ１０９に移行し、現在の基準信号ｘ
（ｎ），一サンプリング処理前の基準信号ｘ（ｎ−１）
及び係数ａに基づき、上記（18），（19）式に従って、
座標変換後の基準信号ｓ（ｎ），ｔ（ｎ）が演算され
る。そして、ステップ１１０に移行し、座標変換後の基
準信号ｓ（ｎ），ｔ（ｎ）と、座標変換後の適応ディジ
タルフィルタＶ_m のフィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1とに基づい
て、上記（17）式に従って駆動信号ｙ_m が演算され、こ
の駆動信号ｙ_m が、ステップ１１１において対応するラ
ウドスピーカ７ａ〜７ｄに出力される。When the updating of the respective filter coefficients V _m0 and V _m1 is completed, the _{routine proceeds to} step 109, where the current reference signal x
(N), reference signal x (n-1) before one sampling process
And based on the coefficient a, according to the above equations (18) and (19),
The reference signals s (n) and t (n) after coordinate conversion are calculated. Then, the process proceeds to step 110, and based on the reference signals s (n) and t (n) after coordinate conversion and the filter coefficients V _m0 and V _m1 of the adaptive digital filter V _m after coordinate conversion, the above (17 ), The drive signal y _m is calculated, and this drive signal y _m is output to the corresponding loudspeakers 7a to 7d in step 111.

【００６２】すると、ラウドスピーカ７ａ〜７ｄから車
室６内に制御音が発生するが、制御開始直後は適応ディ
ジタルフィルタＶ_m のフィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1が最適な
値に収束しているとは限らないので、必ずしも車室６内
に伝達されたこもり音が低減されるとはいえない。しか
し、図３に示す処理が繰り返し実行されると、ＬＭＳア
ルゴリズムに基づいて適応ディジタルフィルタＶ_m のフ
ィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1が適宜更新されていくから、各フ
ィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1は最適値に向かって収束してい
き、車室６内に伝達されるこもり音がラウドスピーカ７
ａ〜７ｄから発せられる制御音によって打ち消されるよ
うになり、車室６内の騒音の低減が図られる。Then, the control sounds are generated from the loudspeakers 7a to 7d in the passenger compartment 6, but immediately after the control is started, the filter coefficients V _m0 and V _m1 of the adaptive digital filter V _m are converged to the optimum values. However, the muffled sound transmitted to the vehicle interior 6 is not necessarily reduced. However, when the process shown in FIG. 3 is repeatedly executed, the filter coefficients V _m0 and V _{m1 of} the adaptive digital filter V _m are appropriately updated based on the LMS algorithm, so that the filter coefficients V _m0 and V _m1 are optimal. The muffled sound that converges toward the value and is transmitted into the vehicle interior 6 is transmitted to the loudspeaker 7
The control sounds emitted from a to 7d are canceled and the noise in the vehicle interior 6 is reduced.

【００６３】しかも、本実施例にあっては、適応ディジ
タルフィルタのフィルタ係数に対して所定の座標変換を
施してから、フィルタ係数の更新処理を行っているた
め、下記のような優れた作用効果を有している。即ち、
本実施例のような座標変換を施すと、図５（ａ）に示す
ように誤差曲面の等高線がＷ_m0軸，Ｗ_m1軸に対して４５
度傾いた楕円形であったとしても、先ず図５（ｂ）に示
すように誤差曲面の傾きがさらに４５度傾けられる結
果、楕円形の長径，短径がＷ_m0軸，Ｗ_m1軸に一致し、し
かも、楕円形の長径及び短径の比ａに応じた圧縮が行わ
れるので、最終的な誤差曲面の等高線の形状は、図５
（ｃ）に示すように、真円となっている。Moreover, in this embodiment, since the filter coefficient of the adaptive digital filter is subjected to the predetermined coordinate transformation and then the update processing of the filter coefficient is performed, the following excellent operational effects are obtained. have. That is,
When the coordinate conversion as in the present embodiment is performed, the contour lines of the error curved surface are 45 with respect to the W _m0 axis and the W _m1 axis as shown in FIG.
Even if the ellipse is inclined at an angle, first, as shown in FIG. 5 (b), the inclination of the error curved surface is further inclined by 45 degrees. As a result, the major and minor axes of the ellipse are _aligned with the W _m0 axis and the W _m1 axis. In addition, since the compression is performed according to the ratio a of the major axis and the minor axis of the ellipse, the shape of the contour line of the final error curved surface is as shown in FIG.
As shown in (c), it is a perfect circle.

【００６４】そして、誤差曲面の形状が真円であると、
フィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ の更新方向は常に最適点の方向
を向くことになり、誤差曲面の傾斜角度が特に急峻な位
置や緩やかな位置等が存在しないから、収束係数αを容
易に最適な値に設定することができ、最適な更新処理が
実行され、従って、良好な騒音低減制御が実現されるの
である。If the shape of the error curved surface is a perfect circle,
The update direction of the filter coefficients W ₀ and W ₁ always faces the optimum point, and there is no position where the inclination angle of the error curved surface is particularly steep or gentle, so that the convergence coefficient α can be easily optimized. It can be set to a value, and an optimum update process is executed, and thus good noise reduction control is realized.

【００６５】さらに、本実施例では、上記（１）式に基
づいて演算される係数ａを用いて座標変換を行っている
が、その係数ａは、フィルタ係数Ｗ₀ ，Ｗ₁ が描く誤差
曲面の等高線の長径及び短径の比を表しているから、座
標変換後の誤差曲面の等高線の形状を確実に真円にする
ことができるのである。また、本実施例では、座標変換
は線形結合によるものであるし、駆動信号ｙ_mの生成に
必要な適応ディジタルフィルタＷ_m のフィルタ係数
Ｗ_m0，Ｗ_m1だけではなく、やはり駆動信号ｙ_m の生成に
必要な基準信号ｘ（ｎ）についても同様の座標変換を行
うようにしているため、座標変換処理を導入したことに
起因して駆動信号ｙ_m の生成処理に悪影響が生じること
はないのである。Further, in the present embodiment, the coordinate conversion is performed using the coefficient a calculated based on the above equation (1). The coefficient a is an error curved surface drawn by the filter coefficients W ₀ and W _1. Since the ratio of the major axis and the minor axis of the contour line is expressed, it is possible to surely make the contour line of the error curved surface after the coordinate conversion into a perfect circle. Further, in the present embodiment, the coordinate transformation to is by linear combination, the drive signal y filter coefficient of the adaptive digital filter W _m required to generate the _m W _m0, W _m1 as well, again of the drive signal y _m Since the same coordinate conversion is performed on the reference signal x (n) necessary for generation, the generation of the drive signal y _m will not be adversely affected by the introduction of the coordinate conversion process. is there.

【００６６】図４は例えば図３に示す処理が開始される
直前又は終了した直後に実行される処理の概要を示して
いて、これは適応ディジタルフィルタＷ_m が発散してい
るか否かを検知するための処理である。即ち、そのステ
ップ２０１において、座標変換後の一方のフィルタ係数
Ｖ_m1の大きさが所定のしきい値εを超えているか否かが
判定され、超えていなければそのままこの発散検知処理
を終了するが、超えている場合にはステップ２０２に移
行して、発散検知時の処理を実行する。発散検知時の処
理としては、例えば騒音低減制御自体を停止してその旨
の警報ランプ等で知らせる、或いは、適応ディジタルフ
ィルタＷ_m のフィルタ係数を初期値にリセットする等が
考えられる。FIG. 4 shows an outline of the processing executed immediately before the processing shown in FIG. 3 is started or immediately after the processing is ended, which detects whether or not the adaptive digital filter W _m is diverging. This is processing for. That is, in step 201, it is determined whether or not the size of one of the filter coefficients V _m1 after coordinate conversion exceeds a predetermined threshold value ε, and if not, the divergence detection process is ended as it is. If it exceeds, the process proceeds to step 202 and the process at the time of divergence detection is executed. As the processing at the time of divergence detection, for example, the noise reduction control itself may be stopped and notified by an alarm lamp or the like, or the filter coefficient of the adaptive digital filter W _m may be reset to an initial value.

【００６７】つまり、座標変換後の一方のフィルタ係数
Ｖ_m1の大きさをそのまま用いて適応ディジタルフィルタ
の発散を検知するようになっているのであるが、これ
は、座標変換後のフィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1のフィルタ出
力一定の軌跡が図６に示すように真円となっているた
め、そのフィルタ係数Ｖ_m0，Ｖ_m1の大きさが、略フィル
タ出力の大きさを表してると考えることができ、しか
も、適応ディジタルフィルタが発散する場合には、その
フィルタ係数は誤差鏡面を螺旋階段を昇るように大きく
なっていくので、少なくとも一方のフィルタ係数の大き
さを監視するだけで適応ディジタルフィルタのフィルタ
係数の発散を判定しても差し支えないからである。つま
り、特に面倒な演算式を導入しなくても、図６にその概
念を表すように一方のフィルタ係数Ｖ_m1が斜線で示す大
きさε以上の発散領域に入っているか否かを監視するだ
けで、適応ディジタルフィルタの発散を検出することが
できるのである。That is, the divergence of the adaptive digital filter is detected by using the size of one filter coefficient V _m1 after coordinate conversion as it is. This is because the filter coefficient V _m0 after coordinate conversion is detected. , V _{m1 having} a constant filter output locus is a perfect circle as shown in FIG. 6, and it can be considered that the magnitudes of the filter coefficients V _m0 and V _m1 substantially represent the magnitude of the filter output. When the adaptive digital filter diverges, the filter coefficient increases as it goes up the spiral stairs on the error mirror surface. Therefore, the size of at least one filter coefficient of the adaptive digital filter can be monitored. This is because it is possible to determine the divergence of the filter coefficient. That is, without introducing a particularly troublesome arithmetic expression, it is only necessary to monitor whether or not one filter coefficient V _m1 is within a divergence region having a size ε or more as indicated by diagonal lines, as the concept thereof is shown in FIG. Thus, the divergence of the adaptive digital filter can be detected.

【００６８】ここで、本実施例にあっては、クランク角
センサ５，基準信号生成部１１及びステップ１０１の処
理によって基準信号生成手段が構成され、駆動信号生成
部３０及びステップ１１０の処理によって駆動信号生成
手段が構成され、伝達関数フィルタ，更新量演算部４
０，増幅部１４，１５及びステップ１０５〜１０８の処
理によって適応処理手段が構成され、基準信号座標変換
部２０，更新量座標変換部５０及びステップ１０７，１
０９の処理によって座標変換手段が構成され、周波数演
算部１２及びステップ１０２の処理によって騒音周波数
検出手段が構成され、係数演算部１３及びステップ１０
３の処理によって係数演算手段が構成され、ステップ２
０１の処理によって発散検出手段が構成されている。Here, in the present embodiment, the crank angle sensor 5, the reference signal generating section 11 and the processing of step 101 constitute the reference signal generating means, and the driving signal generating section 30 and the processing of step 110 drive it. A signal generating means is configured, and a transfer function filter and an update amount calculation unit 4
0, the amplification units 14 and 15, and the processing of steps 105 to 108 constitute an adaptive processing means, and the reference signal coordinate conversion unit 20, the update amount coordinate conversion unit 50, and steps 107 and 1
The coordinate conversion means is constituted by the processing of 09, the noise frequency detection means is constituted by the processing of the frequency calculation unit 12 and step 102, and the coefficient calculation portion 13 and step 10 are constituted.
The coefficient calculation means is constituted by the processing of step 3, and step 2
A divergence detecting means is constituted by the processing of 01.

【００６９】なお、上記実施例では、座標変換後の適応
ディジタルフィルタのフィルタ係数の出力一定の軌跡が
真円となるような座標変換を行っているが、考えられる
座標変換はこれに限定されるものではない。例えば、図
５（ｂ）の段階までの座標変換のみ行うようにしてもよ
く、その場合には、楕円の長径及び短径がフィルタ係数
の軸と平行になるため、誤差曲面の傾斜が急峻な方向及
び緩やかな方向のそれぞれが、各フィルタ係数の増減方
向とが一致するようになるから、急峻な方向のフィルタ
係数の更新処理には小さめの収束係数を用い、緩やかな
方向のフィルタ係数の更新処理には大きめの収束係数を
用いることにより、全体としてのフィルタ係数の収束速
度を遅くすることなくフィルタ係数の最適点への収束を
保証することができるようになる。なお、楕円の長径及
び短径の比が上記（１）式の係数ａから知ることができ
るから、騒音の周波数ｆ_n とサンプリング周波数ｆ_s と
の比を監視していれば、いずれのフィルタ係数が、誤差
曲面の傾斜の急峻な方向に対応しているか否かを知るこ
とができるし、その傾きの比は長径及び短径の長さの比
そのものであるから、やはり騒音の周波数ｆ_n とサンプ
リング周波数ｆ_s との比から知ることができる。In the above embodiment, the coordinate conversion is performed so that the locus of the constant output of the filter coefficient of the adaptive digital filter after the coordinate conversion becomes a perfect circle, but the possible coordinate conversion is limited to this. Not a thing. For example, only the coordinate conversion up to the stage of FIG. 5B may be performed. In that case, since the major axis and minor axis of the ellipse are parallel to the axis of the filter coefficient, the slope of the error curved surface is steep. Since the increase and decrease directions of each filter coefficient become the same in each direction, the smaller convergence coefficient is used for the update processing of the filter coefficient in the steep direction, and the update of the filter coefficient in the gentle direction is performed. By using a larger convergence coefficient for the processing, it becomes possible to guarantee the convergence of the filter coefficient to the optimum point without slowing the convergence speed of the filter coefficient as a whole. Since the ratio of the major axis and the minor axis of the ellipse can be known from the coefficient a of the above formula (1), which filter coefficient is used if the ratio between the noise frequency f _n and the sampling frequency f _s is monitored. , It is possible to know whether or not it corresponds to the steep direction of the slope of the error curved surface, and the ratio of the slope is the ratio of the major axis and the minor axis, which is the same as the noise frequency f _n . It can be known from the ratio with the sampling frequency f _s .

【００７０】また、上記実施例では、理論的に求めた座
標変換の式をコントローラ１０内で厳密に再現している
が、本実施例のように適応アルゴリズムを実行する場合
には若干省略することも可能である。例えば、上記（1
1），（12）式の座標変換式において、１／ａ√２を１
と置き換えても、最終的な誤差曲面の等高線の形状は真
円であるため特に問題はなく、その場合の座標変換式
は、下記の（11）' ，（12）' 式となる。Further, in the above-mentioned embodiment, the theoretically obtained coordinate conversion formula is exactly reproduced in the controller 10. However, when the adaptive algorithm is executed as in the present embodiment, it may be omitted a little. Is also possible. For example, (1
In the coordinate conversion formulas of 1) and (12), 1 / a√2 is 1
Even if it is replaced with, there is no particular problem because the shape of the contour lines of the final error curved surface is a perfect circle, and the coordinate conversion equations in that case are the following equations (11) 'and (12)'.

【００７１】 Ｖ_m0＝Ｗ_m0−Ｗ_m1 ……（11）' Ｖ_m1＝ａ（Ｗ_m0＋Ｗ_m1） ……（12）' そして、上記（11）' ，（12）' 式を採用する場合に
は、基準信号ｘ（ｎ）の座標変換式も変更する必要があ
る。具体的には、上記（13）式にて１／２ａ√２を１と
置き換えることにより、上記（18），（19）式で表され
ていた基準信号ｘの座標変換式は、下記の（18）' ，
（19）' 式のようになる。V _m0 = W _m0 −W _m1 (11) ′ V _m1 = a (W _m0 + W _m1 ) (12) ′ Then, when the above formulas (11) ′ and (12) ′ are adopted. Therefore, it is necessary to change the coordinate conversion formula of the reference signal x (n). Specifically, by replacing ½a√2 with 1 in the above equation (13), the coordinate conversion equation of the reference signal x represented by the above equations (18) and (19) becomes 18) ',
(19) 'It becomes like the expression.

【００７２】 ｓ（ｎ）＝ａ｛ｘ（ｎ）−ｘ（ｎ−１）｝ ……（18）' ｔ（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｘ（ｎ−１） ……（19）' 従って、コントローラ１０内の更新量座標変換部５０は
（11）' ，（12）' 式に基づいて設定され、基準信号座
標変換部２０は（18）' ，（19）' 式に基づいて設定さ
れるため、増幅部の個数が大幅に減り、演算負荷の軽減
が図られるという利点がある。S (n) = a {x (n) −x (n−1)} (18) ′ t (n) = x (n) + x (n−1) (19) ′ Therefore , The update amount coordinate conversion unit 50 in the controller 10 is set based on the equations (11) ′ and (12) ′, and the reference signal coordinate conversion unit 20 is set based on the equations (18) ′ and (19) ′. Therefore, there is an advantage that the number of amplifiers is significantly reduced and the calculation load is reduced.

【００７３】さらに、上記実施例では、本発明に係る能
動型騒音制御装置を、エンジン４から車室６内に伝達さ
れるこもり音の低減を図る装置とした場合について説明
したが、本発明の適用対象はこれに限定されるものでは
なく、こもり音以外の周期的な騒音を低減する装置であ
ってもよい。また、低減の対象は騒音に限定されるもの
ではなく、例えば、エンジン４及び車体メンバ間に能動
的な制御力を発生可能なエンジンマウント（制御振動発
生手段）を介在させるとともに、その車体メンバ側に残
留振動を検出する加速度センサ（残留振動検出手段）を
配設し、そして、かかるエンジンマウントを上記実施例
と同様の基準信号ｘ及び加速度センサの出力信号（残留
振動信号）に基づいて制御すれば、エンジン４から車体
メンバ側に伝達される周期的な振動を低減し得る能動型
振動制御装置となる。Further, in the above embodiment, the case where the active noise control device according to the present invention is a device for reducing the muffled noise transmitted from the engine 4 into the vehicle interior 6 has been described. The application target is not limited to this, and may be a device that reduces periodic noise other than muffled noise. The target of reduction is not limited to noise. For example, an engine mount (control vibration generating means) capable of generating active control force is interposed between the engine 4 and a vehicle body member, and the vehicle body member side An acceleration sensor (residual vibration detecting means) for detecting residual vibration is provided in the engine, and the engine mount is controlled based on the reference signal x and the output signal (residual vibration signal) of the acceleration sensor similar to those in the above embodiment. For example, the active vibration control device can reduce the periodic vibration transmitted from the engine 4 to the vehicle body member side.

【００７４】そして、上記実施例では、適応アルゴリズ
ムとしてＦｉｌｔｅｒｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズムを
適用した場合について説明したが、これに限定されるも
のではなく、例えば同期式Ｆｉｌｔｅｒｅｄ−Ｘ ＬＭ
Ｓアルゴリズム（日本音響学会講演論文集 平成４年３
月の５１５〜５１６頁に詳しい。）等の他の適応アルゴ
リズムであってもよい。In the above embodiment, the case where the Filtered-X LMS algorithm is applied as the adaptive algorithm has been described, but the present invention is not limited to this. For example, the synchronous Filtered-X LM is used.
S-algorithm (Proceedings of the Acoustical Society of Japan, March 1992)
See pages 515-516 of the month for details. ) And other adaptive algorithms.

【００７５】[0075]

【発明の効果】以上説明したように、本発明にあって
は、駆動信号の生成処理に用いられる基準信号及び適応
ディジタルフィルタのフィルタ係数のそれぞれを線形結
合によって座標変換する座標変換手段を設けるととも
に、その座標変換後のフィルタ係数に対して更新処理を
行う構成としたため、座標変換前の誤差曲面の等高線の
形状が更新処理にとって望ましくない形状であっても、
好適な更新処理が行えるという効果が得られる。As described above, according to the present invention, the coordinate conversion means for converting the coordinates of the reference signal and the filter coefficient of the adaptive digital filter used for the generation processing of the drive signal by linear combination is provided. Since the updating process is performed on the filter coefficient after the coordinate conversion, even if the contour shape of the error curved surface before the coordinate conversion is not desirable for the updating process,
An effect that a suitable update process can be performed is obtained.

【００７６】特に、請求項２又は請求項６記載の発明に
あっては、更新方向が常に最適点側を向いているため、
非常に安定した更新処理が行えるという効果がある。ま
た、請求項３又は請求項７記載の発明であれば、座標変
換後のフィルタ係数の出力一定の軌跡を確実に真円にす
ることができるという効果がある。さらに、請求項４又
は請求項８記載の発明であれば、面倒な演算式等を導入
しなくても、適応ディジタルフィルタの発散を検出する
ことができるという効果がある。Particularly, in the invention according to claim 2 or claim 6, since the updating direction is always directed to the optimum point side,
There is an effect that a very stable update process can be performed. Further, according to the invention of claim 3 or claim 7, there is an effect that it is possible to surely make the trajectory of the filter coefficient output after the coordinate conversion constant output into a perfect circle. Further, the invention according to claim 4 or claim 8 has an effect that the divergence of the adaptive digital filter can be detected without introducing a troublesome arithmetic expression.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の一実施例の全体構成図である。FIG. 1 is an overall configuration diagram of an embodiment of the present invention.

【図２】コントローラの機能構成を示すブロック図であ
る。FIG. 2 is a block diagram showing a functional configuration of a controller.

【図３】コントローラ内で実行される処理の概要を示す
フローチャートである。FIG. 3 is a flowchart showing an outline of processing executed in a controller.

【図４】コントローラ内で実行される処理の概要を示す
フローチャートである。FIG. 4 is a flowchart showing an outline of processing executed in the controller.

【図５】座標変換の過程を説明する説明図である。FIG. 5 is an explanatory diagram illustrating a process of coordinate conversion.

【図６】発散検出処理の概念を説明する説明図である。FIG. 6 is an explanatory diagram illustrating a concept of divergence detection processing.

【図７】一般的な誤差曲面の等高線の形状を示す図であ
る。FIG. 7 is a diagram showing a shape of a contour line of a general error curved surface.

【図８】一般的な適応ディジタルフィルタのフィルタ係
数のフィルタ出力一定の軌跡を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing a locus of constant filter output of filter coefficients of a general adaptive digital filter.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 能動型騒音制御装置 ３ 車室（空間） ４ エンジン（騒音源） ５ クランク角センサ ７ａ〜７ｄ ラウドスピーカ（制御音源） ８ａ〜８ｈ マイクロフォン（残留騒音検出手段） １０ コントローラ １１ 基準信号生成部 １２ 周波数演算部 １３ 係数演算部 ２０ 基準信号座標変換部 ３０ 駆動信号生成部 ４０ 更新量演算部 ５０ 更新量座標変換部 1 Active noise control device 3 passenger compartment (space) 4 engine (noise source) 5 Crank angle sensor 7a-7d loudspeaker (control sound source) 8a-8h microphone (residual noise detection means) 10 controller 11 Reference signal generator 12 Frequency calculator 13 Coefficient calculation unit 20 Reference signal coordinate converter 30 Drive signal generator 40 Update amount calculator 50 Update amount coordinate converter

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ Ｈ０３Ｈ 21/00 Ｇ１０Ｋ 11/16 Ｈ (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G10K 11/178 B60R 11/02 B64C 1/40 F01N 1/00 F16F 15/02 H03H 17/02 601 H03H 21/00 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (51) Int.Cl. ⁷ identification code FI H03H 21/00 G10K 11/16 H (58) Fields investigated (Int.Cl. ⁷ , DB name) G10K 11/178 B60R 11 / 02 B64C 1/40 F01N 1/00 F16F 15/02 H03H 17/02 601 H03H 21/00

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 騒音源から周期的な騒音が伝達される空
間に制御音を発生可能な制御音源と、前記騒音源の騒音
発生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成
手段と、前記空間内の所定位置の残留騒音を検出し残留
騒音信号として出力する残留騒音検出手段と、フィルタ
係数可変の適応ディジタルフィルタと、前記基準信号と
前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数とを畳み
込んで前記制御音源を駆動する駆動信号を生成する駆動
信号生成手段と、前記基準信号及び前記残留騒音信号に
基づいて前記空間内の騒音が低減するように適応アルゴ
リズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ
係数を更新する適応処理手段と、を備えた能動型騒音制
御装置において、 前記畳み込みに用いられる前記基準信号及び前記適応デ
ィジタルフィルタのフィルタ係数のそれぞれを線形結合
によって座標変換する座標変換手段を設け、前記適応処
理手段は、前記座標変換後の前記適応ディジタルフィル
タのフィルタ係数に対して前記更新処理を行うことを特
徴とする能動型騒音制御装置。1. A control sound source capable of generating a control sound in a space in which periodic noise is transmitted from a noise source, reference signal generating means for detecting a noise generation state of the noise source and outputting it as a reference signal, A residual noise detecting means for detecting residual noise at a predetermined position in space and outputting it as a residual noise signal, an adaptive digital filter having a variable filter coefficient, the reference signal and each filter coefficient of the adaptive digital filter are convoluted to convolve them. Drive signal generating means for generating a drive signal for driving a control sound source, and updating the filter coefficient of the adaptive digital filter according to an adaptive algorithm so as to reduce noise in the space based on the reference signal and the residual noise signal. In the active noise control device including adaptive processing means, the reference signal and the adaptive decoupling signal used for the convolution. Coordinate conversion means for performing coordinate conversion of each filter coefficient of the digital filter by linear combination is provided, and the adaptive processing means performs the update processing on the filter coefficient of the adaptive digital filter after the coordinate conversion. Active noise control device. 【請求項２】 適応ディジタルフィルタは、フィルタ係
数が二つの有限インパルス応答関数型のディジタルフィ
ルタであって、座標変換手段は、座標変換後の前記適応
ディジタルフィルタの二つのフィルタ係数のフィルタ出
力一定の軌跡が真円となるように線形結合の座標変換を
行う請求項１記載の能動型騒音制御装置。2. The adaptive digital filter is a finite impulse response function type digital filter having two filter coefficients, and the coordinate conversion means has a constant filter output of the two filter coefficients of the adaptive digital filter after coordinate conversion. The active noise control device according to claim 1, wherein coordinate conversion of linear combination is performed so that the locus becomes a perfect circle. 【請求項３】 騒音の周波数ｆ_n を検出する騒音周波数
検出手段と、基準信号のサンプリング周波数ｆ_s 及び前
記騒音の周波数ｆ_n に基づいて下記式に従って係数ａを
演算する係数演算手段と、を設け、座標変換手段は、そ
の係数ａを用いて座標変換を行う請求項２記載の能動型
騒音制御装置。 ａ＝｛（1+cos(２πｆ_n ／ｆ_s ））／（1-cos(２πｆ_n ／ｆ_s ））｝^1/2 3. A noise frequency detection means for detecting a frequency f _n of the noise, and coefficient calculating means for calculating a coefficient a according to the following formula based on the frequency f _n of the sampling frequency f _s and the noise of the reference signal, the The active noise control device according to claim 2, wherein the coordinate conversion means is provided and the coordinate conversion is performed by using the coefficient a. a = {(1 + cos (2πf _n / f _s )) / (1-cos (2πf _n / f _s ))} ^1/2 【請求項４】 座標変換後の適応ディジタルフィルタの
少なくとも一方のフィルタ係数の大きさに基づいてその
適応ディジタルフィルタの発散を検出する発散検出手段
を設けた請求項２又は３記載の能動型騒音制御装置。4. The active noise control according to claim 2, further comprising divergence detection means for detecting divergence of the adaptive digital filter based on the magnitude of at least one filter coefficient of the adaptive digital filter after coordinate conversion. apparatus. 【請求項５】 振動源から発せられた周期的な振動と干
渉する制御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源
の振動発生状態を検出し基準信号として出力する基準信
号生成手段と、前記干渉後の残留振動を検出し残留振動
信号として出力する残留振動検出手段と、フィルタ係数
可変の適応ディジタルフィルタと、前記基準信号と前記
適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数とを畳み込ん
で前記制御振動源を駆動する駆動信号を生成する駆動信
号生成手段と、前記基準信号及び前記残留振動信号に基
づいて前記干渉後の振動が低減するように適応アルゴリ
ズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係
数を更新する適応処理手段と、を備えた能動型振動制御
装置において、 前記畳み込みに用いられる前記基準信号及び前記適応デ
ィジタルフィルタのフィルタ係数のそれぞれを線形結合
によって座標変換する座標変換手段を設け、前記適応処
理手段は、前記座標変換後の前記適応ディジタルフィル
タのフィルタ係数に対して前記更新処理を行うことを特
徴とする能動型振動制御装置。5. A control vibration source capable of generating a control vibration that interferes with a periodic vibration emitted from the vibration source, and a reference signal generating means for detecting a vibration generation state of the vibration source and outputting it as a reference signal. The residual vibration detecting means for detecting the residual vibration after the interference and outputting it as a residual vibration signal, an adaptive digital filter having a variable filter coefficient, the reference signal and each filter coefficient of the adaptive digital filter are convoluted to control vibration. Drive signal generating means for generating a drive signal for driving a source, and adaptive for updating the filter coefficient of the adaptive digital filter according to an adaptive algorithm so as to reduce the vibration after the interference based on the reference signal and the residual vibration signal. An active vibration control device including a processing means, wherein the reference signal and the adaptive decoupling signal used for the convolution are provided. Coordinate conversion means for performing coordinate conversion of each filter coefficient of the Tal filter by linear combination is provided, and the adaptive processing means performs the update processing on the filter coefficient of the adaptive digital filter after the coordinate conversion. Active vibration control device. 【請求項６】 適応ディジタルフィルタは、フィルタ係
数が二つの有限インパルス応答関数型のディジタルフィ
ルタであって、座標変換手段は、座標変換後の前記適応
ディジタルフィルタの二つのフィルタ係数のフィルタ出
力一定の軌跡が真円となるように線形結合の座標変換を
行う請求項５記載の能動型振動制御装置。6. The adaptive digital filter is a finite impulse response function type digital filter having two filter coefficients, and the coordinate conversion means has a constant filter output of the two filter coefficients of the adaptive digital filter after coordinate conversion. The active vibration control device according to claim 5, wherein coordinate conversion of linear combination is performed so that the locus becomes a perfect circle. 【請求項７】 振動の周波数ｆ_n を検出する振動周波数
検出手段と、基準信号のサンプリング周波数ｆ_s 及び前
記振動の周波数ｆ_n に基づいて下記式に従って係数ａを
演算する係数演算手段と、を設け、座標変換手段は、そ
の係数ａを用いて座標変換を行う請求項６記載の能動型
振動制御装置。 ａ＝｛（1+cos(２πｆ_n ／ｆ_s ））／（1-cos(２πｆ_n ／ｆ_s ））｝^1/2 7. A vibration frequency detecting means for detecting a frequency f _n of the vibration, the coefficient calculating means for calculating a coefficient a according to the following formula based on the sampling frequency f _s and the frequency f _n of the vibration of the reference signal, the 7. The active vibration control device according to claim 6, wherein the coordinate conversion means is provided and the coordinate conversion is performed by using the coefficient a. a = {(1 + cos (2πf _n / f _s )) / (1-cos (2πf _n / f _s ))} ^1/2 【請求項８】 座標変換後の適応ディジタルフィルタの
少なくとも一方のフィルタ係数の大きさに基づいてその
適応ディジタルフィルタの発散を検出する発散検出手段
を設けた請求項６又は７記載の能動型振動制御装置。8. The active vibration control according to claim 6, further comprising divergence detecting means for detecting divergence of the adaptive digital filter based on the magnitude of the filter coefficient of at least one of the adaptive digital filters after coordinate transformation. apparatus.