JP3377959B2 - 電源装置 - Google Patents
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- JP3377959B2 JP3377959B2 JP03851399A JP3851399A JP3377959B2 JP 3377959 B2 JP3377959 B2 JP 3377959B2 JP 03851399 A JP03851399 A JP 03851399A JP 3851399 A JP3851399 A JP 3851399A JP 3377959 B2 JP3377959 B2 JP 3377959B2
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- supply device
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4266—Arrangements for improving power factor of AC input using passive elements
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ブリッジ整流回路
を利用した整流方式を用い、装置、システム等に電力を
供給する電源装置に関する。
を利用した整流方式を用い、装置、システム等に電力を
供給する電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、ダイオードを利用した種々の
整流方式が知られている。図６にブリッジ整流回路を利
用した全波整流回路の一例を示す。本図に示した全波整
流回路は、４つのダイオード１〜４で構成されたブリッ
ジ整流回路５を備えている。１４は、負荷を示してい
る。
整流方式が知られている。図６にブリッジ整流回路を利
用した全波整流回路の一例を示す。本図に示した全波整
流回路は、４つのダイオード１〜４で構成されたブリッ
ジ整流回路５を備えている。１４は、負荷を示してい
る。
【０００３】図６（ａ）は、交流電源６からの交流が正
の半周期の間における電流の流れを示している。電流は
矢印で示したように、ダイオード１、平滑コンデンサ
８、ダイオード４の順に流れるので、正の電圧Ｖｏを取
り出すことができる。
の半周期の間における電流の流れを示している。電流は
矢印で示したように、ダイオード１、平滑コンデンサ
８、ダイオード４の順に流れるので、正の電圧Ｖｏを取
り出すことができる。
【０００４】図６（ｂ）は、交流電源６からの交流が負
の半周期の間における電流の流れを示している。電流は
矢印で示したように、ダイオード３、平滑コンデンサ
８、ダイオード２の順に流れるので、正の電圧Ｖｏを取
り出すことができる。すなわち、交流電源６からの交流
入力は全波整流され、正の直流電圧が得られることにな
る。
の半周期の間における電流の流れを示している。電流は
矢印で示したように、ダイオード３、平滑コンデンサ
８、ダイオード２の順に流れるので、正の電圧Ｖｏを取
り出すことができる。すなわち、交流電源６からの交流
入力は全波整流され、正の直流電圧が得られることにな
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記の
ような従来の電源装置では、交流電源６の電圧が直流出
力電圧より高い期間しか入力電流が流れないため力率が
低く、電源高調波も大きくなるという問題があった。
ような従来の電源装置では、交流電源６の電圧が直流出
力電圧より高い期間しか入力電流が流れないため力率が
低く、電源高調波も大きくなるという問題があった。
【０００６】通常これらの改善策として交流電源６とブ
リッジ整流回路５との間にリアクタを接続する方法が用
いられるが、この方法では高調波は抑制できても力率が
約７０％程度しか得られないため、中容量から大容量の
電源としてはそれに用いる素子の大型化、ひいては装置
の大型化を招くとともに、電源系統にも負担をかけると
いう問題があった。
リッジ整流回路５との間にリアクタを接続する方法が用
いられるが、この方法では高調波は抑制できても力率が
約７０％程度しか得られないため、中容量から大容量の
電源としてはそれに用いる素子の大型化、ひいては装置
の大型化を招くとともに、電源系統にも負担をかけると
いう問題があった。
【０００７】本発明の電源装置は、前記のような従来の
問題を解決するものであり、ブリッジ整流回路の交流入
力端と直流出力端との間にコンデンサを接続することに
より、高力率と高調波抑制とが両立できる電源装置を提
供することを目的とする。
問題を解決するものであり、ブリッジ整流回路の交流入
力端と直流出力端との間にコンデンサを接続することに
より、高力率と高調波抑制とが両立できる電源装置を提
供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明の電源装置は、交流電源と、前記交流電源か
らの交流を全波整流する4個のダイオードで形成された
ブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力
端に接続された平滑コンデンサとを有する電源装置であ
って、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力
端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回
路の交流入力端と直流出力端との間に素子を介さず直接
接続されたコンデンサとを備えたことを特徴とする。
に、本発明の電源装置は、交流電源と、前記交流電源か
らの交流を全波整流する4個のダイオードで形成された
ブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力
端に接続された平滑コンデンサとを有する電源装置であ
って、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力
端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回
路の交流入力端と直流出力端との間に素子を介さず直接
接続されたコンデンサとを備えたことを特徴とする。
【０００９】前記のような電源装置によれば、交流電源
からの交流が正の半周期、負の半周期いずれの場合にお
いても、電流を交流電圧のゼロ位相より流すことがで
き、高力率化が図れる。また、前記電流は前記リアクタ
と、前記コンデンサ又は前記平滑コンデンサとの直列共
振電流となるためその波形は滑らかであり、高調波の抑
制も図れる。
からの交流が正の半周期、負の半周期いずれの場合にお
いても、電流を交流電圧のゼロ位相より流すことがで
き、高力率化が図れる。また、前記電流は前記リアクタ
と、前記コンデンサ又は前記平滑コンデンサとの直列共
振電流となるためその波形は滑らかであり、高調波の抑
制も図れる。
【００１０】前記電源装置においては、前記コンデンサ
の両端の電圧をＶｃ、前記ブリッジ整流回路の出力電圧
をＶｏとすると、前記交流電源からの交流が半周期の間
に前記リアクタ及び前記コンデンサに共振電流が流れ、
前記コンデンサの充電により前記ＶｃがゼロからＶｏま
で上昇し、前記交流電源からの交流が次の半周期の間に
前記コンデンサの放電により前記ＶｃがＶｏからゼロま
で下降するように、前記リアクタのインダクタンス、及
び前記コンデンサの静電容量の値が設定されていること
が好ましい。
の両端の電圧をＶｃ、前記ブリッジ整流回路の出力電圧
をＶｏとすると、前記交流電源からの交流が半周期の間
に前記リアクタ及び前記コンデンサに共振電流が流れ、
前記コンデンサの充電により前記ＶｃがゼロからＶｏま
で上昇し、前記交流電源からの交流が次の半周期の間に
前記コンデンサの放電により前記ＶｃがＶｏからゼロま
で下降するように、前記リアクタのインダクタンス、及
び前記コンデンサの静電容量の値が設定されていること
が好ましい。
【００１１】また、前記コンデンサは、前記ブリッジ整
流回路の交流入力端と、正の直流出力端との間に接続さ
れていることが好ましい。
流回路の交流入力端と、正の直流出力端との間に接続さ
れていることが好ましい。
【００１２】また、前記コンデンサは、前記ブリッジ整
流回路の交流入力端と、負の直流出力端との間に接続さ
れていることが好ましい。
流回路の交流入力端と、負の直流出力端との間に接続さ
れていることが好ましい。
【００１３】また、前記コンデンサと、前記ブリッジ整
流回路の直流出力端との間に軽負荷時に開く開閉手段が
接続され、前記開閉手段と並列にかつ前記コンデンサの
充電を停止する方向にダイオードが接続されていること
が好ましい。前記のような電源装置によれば、軽負荷時
にはコンデンサの充電を停止させることができるので、
出力電圧の必要以上の上昇を抑制することができる。
流回路の直流出力端との間に軽負荷時に開く開閉手段が
接続され、前記開閉手段と並列にかつ前記コンデンサの
充電を停止する方向にダイオードが接続されていること
が好ましい。前記のような電源装置によれば、軽負荷時
にはコンデンサの充電を停止させることができるので、
出力電圧の必要以上の上昇を抑制することができる。
【００１４】また、前記開閉手段は、前記コンデンサと
前記ブリッジ整流回路の負の直流出力端との間に接続さ
れ、前記開閉手段と並列に接続された前記ダイオード
は、前記交流電源側がカソードで、前記直流出力端側が
アノードであることが好ましい。
前記ブリッジ整流回路の負の直流出力端との間に接続さ
れ、前記開閉手段と並列に接続された前記ダイオード
は、前記交流電源側がカソードで、前記直流出力端側が
アノードであることが好ましい。
【００１５】また、前記開閉手段は、前記コンデンサと
前記ブリッジ整流回路の正の直流出力端との間に接続さ
れ、前記開閉手段と並列に接続された前記ダイオード
は、前記交流電源側がアノードで、前記直流出力端側が
カソードであることが好ましい。
前記ブリッジ整流回路の正の直流出力端との間に接続さ
れ、前記開閉手段と並列に接続された前記ダイオード
は、前記交流電源側がアノードで、前記直流出力端側が
カソードであることが好ましい。
【００１６】また、前記開閉手段は、出力電圧、出力電
流、又は負荷の運転時間に応じて開閉が制御されること
が好ましい。
流、又は負荷の運転時間に応じて開閉が制御されること
が好ましい。
【００１７】また、前記開閉手段と前記開閉手段に並列
に接続された前記ダイオードとがＭＯＳＦＥＴで構成さ
れていることが好ましい。前記のような電源装置によれ
ば、部品点数を削減することができ、小型化、コストダ
ウンが可能になる。
に接続された前記ダイオードとがＭＯＳＦＥＴで構成さ
れていることが好ましい。前記のような電源装置によれ
ば、部品点数を削減することができ、小型化、コストダ
ウンが可能になる。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照しながら本発明
の一実施形態について説明する。従来例と同一構成のも
のは、同一番号を付して説明する。
の一実施形態について説明する。従来例と同一構成のも
のは、同一番号を付して説明する。
【００１９】（実施の形態１）図１は、本発明に係る電
源装置の回路図の一実施形態を示している。（ａ）〜
（ｄ）に示した電源装置は、４つのダイオード１〜４で
形成されたブリッジ整流回路５と、交流電源６とを備え
ている。交流電源６とブリッジ整流回路５の交流入力端
との間にはリアクタ７が、ブリッジ整流回路の交流入力
端と、直流出力端との間には、コンデンサ９が接続され
ている。
源装置の回路図の一実施形態を示している。（ａ）〜
（ｄ）に示した電源装置は、４つのダイオード１〜４で
形成されたブリッジ整流回路５と、交流電源６とを備え
ている。交流電源６とブリッジ整流回路５の交流入力端
との間にはリアクタ７が、ブリッジ整流回路の交流入力
端と、直流出力端との間には、コンデンサ９が接続され
ている。
【００２０】図１（ａ）、（ｂ）に示した回路図では、
コンデンサ９はブリッジ整流回路５の交流入力端５ａま
たは５ｂと、負の直流出力端５ｃとの間に接続されてお
り、図１（ｃ）、（ｄ）に示した回路図では、コンデン
サ９はブリッジ整流回路５の交流入力端と５ａまたは５
ｂと、正の直流出力端５ｄとの間に接続されている。
コンデンサ９はブリッジ整流回路５の交流入力端５ａま
たは５ｂと、負の直流出力端５ｃとの間に接続されてお
り、図１（ｃ）、（ｄ）に示した回路図では、コンデン
サ９はブリッジ整流回路５の交流入力端と５ａまたは５
ｂと、正の直流出力端５ｄとの間に接続されている。
【００２１】また、ブリッジ整流回路５の正の直流出力
端５ｄと、負の直流出力端５ｃとの間には、平滑コンデ
ンサ８が接続されている。この平滑コンデンサ８によ
り、ブリッジ整流回路５によって得られた変化の激しい
直流を滑らかな直流にすることができる。
端５ｄと、負の直流出力端５ｃとの間には、平滑コンデ
ンサ８が接続されている。この平滑コンデンサ８によ
り、ブリッジ整流回路５によって得られた変化の激しい
直流を滑らかな直流にすることができる。
【００２２】以下、図２（ａ）〜（ｄ）を用いて、図１
（ａ）に示した電源装置の動作について説明する。図２
（ａ）、（ｂ）は、交流入力電圧Ｖｉが正の半周期の間
を示し、図２（ｃ）、（ｄ）は、負の半周期の間を示し
ている。図３（ａ）、（ｂ）は、図１（ａ）に示した電
源装置についてＬを１０ｍＨ、Ｃを２７μＦ、Ｃｏを１
５００μＦとした場合の実施例の各波形を示したもので
ある。
（ａ）に示した電源装置の動作について説明する。図２
（ａ）、（ｂ）は、交流入力電圧Ｖｉが正の半周期の間
を示し、図２（ｃ）、（ｄ）は、負の半周期の間を示し
ている。図３（ａ）、（ｂ）は、図１（ａ）に示した電
源装置についてＬを１０ｍＨ、Ｃを２７μＦ、Ｃｏを１
５００μＦとした場合の実施例の各波形を示したもので
ある。
【００２３】図３（ａ）は、交流入力電圧Ｖｉ、リアク
タ７を流れる電流（交流入力電流）ＩL、及び直流出力
電圧Ｖｏの各波形を、図３（ｂ）は、交流入力電圧Ｖ
ｉ、コンデンサ９を流れる電流Ｉｃ、及びコンデンサ９
の両端間の電圧Ｖｃの各波形を示している。各図共、横
軸は時間を示しており、横方向に隣接する破線間が３．
３３ｍｓに相当する。縦軸は電圧値及び電流値を示して
おり、縦方向に隣接する破線間がそれぞれ１００Ｖ、５
Ａに相当する。
タ７を流れる電流（交流入力電流）ＩL、及び直流出力
電圧Ｖｏの各波形を、図３（ｂ）は、交流入力電圧Ｖ
ｉ、コンデンサ９を流れる電流Ｉｃ、及びコンデンサ９
の両端間の電圧Ｖｃの各波形を示している。各図共、横
軸は時間を示しており、横方向に隣接する破線間が３．
３３ｍｓに相当する。縦軸は電圧値及び電流値を示して
おり、縦方向に隣接する破線間がそれぞれ１００Ｖ、５
Ａに相当する。
【００２４】図２（ａ）に示した状態、すなわち正の交
流半周期のゼロ位相直後では、電流は矢印ａ方向に流れ
る。すなわち、交流電源６から順に、コンデンサ９、ダ
イオード４、リアクタ７に共振電流が流れ、コンデンサ
９は充電されることになる。この状態におけるリアクタ
電流ＩLは図３（ａ）のＬ１部に、コンデンサ電圧Ｉｃ
は、図３（ｂ）のＣ１部に相当する。
流半周期のゼロ位相直後では、電流は矢印ａ方向に流れ
る。すなわち、交流電源６から順に、コンデンサ９、ダ
イオード４、リアクタ７に共振電流が流れ、コンデンサ
９は充電されることになる。この状態におけるリアクタ
電流ＩLは図３（ａ）のＬ１部に、コンデンサ電圧Ｉｃ
は、図３（ｂ）のＣ１部に相当する。
【００２５】コンデンサ９の充電が進むにつれて、電圧
Ｖｃは上昇し続けることになる。図２（ｂ）には、Ｖｃ
がＶｏまで上昇した後の電流の流れを示している。この
状態では、ＶCはＶｏにクランプされるので、電流は矢
印ｂで示したように、交流電源６から順に、ダイオード
１、平滑コンデンサ８、ダイオード４、リアクタ７の順
に流れる。また、矢印ｂで示した通電状態のリアクタ電
流ＩLは、図３（ａ）のＬ２部に相当する。
Ｖｃは上昇し続けることになる。図２（ｂ）には、Ｖｃ
がＶｏまで上昇した後の電流の流れを示している。この
状態では、ＶCはＶｏにクランプされるので、電流は矢
印ｂで示したように、交流電源６から順に、ダイオード
１、平滑コンデンサ８、ダイオード４、リアクタ７の順
に流れる。また、矢印ｂで示した通電状態のリアクタ電
流ＩLは、図３（ａ）のＬ２部に相当する。
【００２６】図２（ｃ）は、交流電源６の極性が図２
（ａ）、（ｂ）の状態から反転した状態を示している。
この状態では、電流は矢印ｃで示したように、交流電源
６から順に、リアクタ７、ダイオード３、平滑コンデン
サ８、コンデンサ９の順に流れる。すなわち、交流電源
６の電位は、コンデンサ９の電圧ＶC分だけ昇圧してい
るので、必ずゼロ位相より、平滑コンデンサ８に電流が
流れる。
（ａ）、（ｂ）の状態から反転した状態を示している。
この状態では、電流は矢印ｃで示したように、交流電源
６から順に、リアクタ７、ダイオード３、平滑コンデン
サ８、コンデンサ９の順に流れる。すなわち、交流電源
６の電位は、コンデンサ９の電圧ＶC分だけ昇圧してい
るので、必ずゼロ位相より、平滑コンデンサ８に電流が
流れる。
【００２７】本図に示した電流の流れにより、コンデン
サ９は放電し続け最終的にはＶｃはゼロになる。このコ
ンデンサ９の放電状態におけるリアクタ電流ＩLは図３
（ａ）のＬ３部に、コンデンサ電流Ｉｃは、図３（ｂ）
のＣ２部に相当する。
サ９は放電し続け最終的にはＶｃはゼロになる。このコ
ンデンサ９の放電状態におけるリアクタ電流ＩLは図３
（ａ）のＬ３部に、コンデンサ電流Ｉｃは、図３（ｂ）
のＣ２部に相当する。
【００２８】図２（ｄ）は、コンデンサ７の放電完了以
後の状態を示している。本図に示した状態では、電流は
矢印ｄで示したように、交流電源６から順に、リアクタ
７、ダイオード３、平滑コンデンサ８、ダイオード２の
順に流れ、コンデンサ９の電圧ＶCはＶC＝０にクランプ
される。この状態におけるリアクタ電流ＩLは図３
（ａ）のＬ４部に相当する。
後の状態を示している。本図に示した状態では、電流は
矢印ｄで示したように、交流電源６から順に、リアクタ
７、ダイオード３、平滑コンデンサ８、ダイオード２の
順に流れ、コンデンサ９の電圧ＶCはＶC＝０にクランプ
される。この状態におけるリアクタ電流ＩLは図３
（ａ）のＬ４部に相当する。
【００２９】負の交流半周期を終えて交流電源６の極性
が反転すると、ＶC＝０にクランプされているので電流
は、再び図２（ａ）に示したように矢印ａ方向に流れ
る。
が反転すると、ＶC＝０にクランプされているので電流
は、再び図２（ａ）に示したように矢印ａ方向に流れ
る。
【００３０】以上のように、図２（ａ）、（ｂ）に示し
た状態では、コンデンサ９はＶC＝Ｖ0になるまで充電さ
れるため、入力電圧のゼロ位相から電流が流れ始める。
また、図２（ｃ）に示した状態では、交流電源６の電位
は、コンデンサ９の電圧Ｖｃ分だけ昇圧しているので、
ゼロ位相より電流が流れる。すなわち、交流電源６から
の交流が正の半周期、負の半周期いずれの場合において
も、電流は交流のゼロ位相より流れ、高力率化が図れ
る。
た状態では、コンデンサ９はＶC＝Ｖ0になるまで充電さ
れるため、入力電圧のゼロ位相から電流が流れ始める。
また、図２（ｃ）に示した状態では、交流電源６の電位
は、コンデンサ９の電圧Ｖｃ分だけ昇圧しているので、
ゼロ位相より電流が流れる。すなわち、交流電源６から
の交流が正の半周期、負の半周期いずれの場合において
も、電流は交流のゼロ位相より流れ、高力率化が図れ
る。
【００３１】また、電流はリアクタ７と、コンデンサ９
又は平滑コンデンサ８との直列共振電流となるため、図
３に示す通り滑らかな波形となり、リアクタ７のインダ
クタンスＬとコンデンサ９のキャパシタンスＣを適当に
選ぶことにより、高調波を適切に抑制することができ
る。図３（ｃ）に電流の高調波成分と高調波規制国内ガ
イドライン１５との比較の一例を示している。本図で
は、横軸が高調波の次数、縦軸が電流値（隣接する破線
間が０．５Ａに相当）を示している。
又は平滑コンデンサ８との直列共振電流となるため、図
３に示す通り滑らかな波形となり、リアクタ７のインダ
クタンスＬとコンデンサ９のキャパシタンスＣを適当に
選ぶことにより、高調波を適切に抑制することができ
る。図３（ｃ）に電流の高調波成分と高調波規制国内ガ
イドライン１５との比較の一例を示している。本図で
は、横軸が高調波の次数、縦軸が電流値（隣接する破線
間が０．５Ａに相当）を示している。
【００３２】なお、図１（ａ）に示した電源装置の動作
について説明したが、図２（ｂ）〜（ｄ）に示したいず
れの電源装置についても動作は同様であり、交流入力が
半周期の間にリアクタ７及びコンデンサ９に共振電流が
流れ、コンデンサ９の充電によりＶｃがゼロからＶｏま
で上昇する。さらに交流入力が次の半周期の間にコンデ
ンサ９の放電によりＶｃがＶｏからゼロまで下降する。
このことにより、入力電圧のゼロ位相から電流が流れる
ことになる。
について説明したが、図２（ｂ）〜（ｄ）に示したいず
れの電源装置についても動作は同様であり、交流入力が
半周期の間にリアクタ７及びコンデンサ９に共振電流が
流れ、コンデンサ９の充電によりＶｃがゼロからＶｏま
で上昇する。さらに交流入力が次の半周期の間にコンデ
ンサ９の放電によりＶｃがＶｏからゼロまで下降する。
このことにより、入力電圧のゼロ位相から電流が流れる
ことになる。
【００３３】（実施の形態２）図４は、実施形態２に係
る電源装置の回路図を示している。本図の（ａ）〜
（ｄ）に示した電源装置は、それぞれ図１（ａ）〜
（ｄ）に示した電源装置にダイオードと開閉手段とを追
加したものである。
る電源装置の回路図を示している。本図の（ａ）〜
（ｄ）に示した電源装置は、それぞれ図１（ａ）〜
（ｄ）に示した電源装置にダイオードと開閉手段とを追
加したものである。
【００３４】実施形態１に示したような電源装置の場
合、図２（ｃ）に示した状態では、交流電源６の電位
は、コンデンサ９の電圧Ｖｃ分だけ昇圧する。このた
め、軽負荷時には、出力電圧が上がり過ぎる場合が生ず
る。本実施形態２に係る電源装置は、ダイオードと開閉
手段とを追加することにより、負荷が一定値以下の軽負
荷の場合には、開閉手段を開く（切る）ことにより、コ
ンデンサ９への充電を停止させて、出力電圧の上昇を抑
制するものである。
合、図２（ｃ）に示した状態では、交流電源６の電位
は、コンデンサ９の電圧Ｖｃ分だけ昇圧する。このた
め、軽負荷時には、出力電圧が上がり過ぎる場合が生ず
る。本実施形態２に係る電源装置は、ダイオードと開閉
手段とを追加することにより、負荷が一定値以下の軽負
荷の場合には、開閉手段を開く（切る）ことにより、コ
ンデンサ９への充電を停止させて、出力電圧の上昇を抑
制するものである。
【００３５】図４（ａ）に示した回路では、ブリッジ整
流回路５の負の直流出力端５ｃとコンデンサ９との間に
ダイオード１０が接続されている。ダイオード１０は交
流電源６側がカソードで、負の直流出力端５ｃ側がアノ
ードである。
流回路５の負の直流出力端５ｃとコンデンサ９との間に
ダイオード１０が接続されている。ダイオード１０は交
流電源６側がカソードで、負の直流出力端５ｃ側がアノ
ードである。
【００３６】さらに、ダイオード１０と並列に開閉手段
１１が接続されている。開閉手段１１は、負荷の大きさ
に応じて開閉するものであり、負荷が一定値以下の軽負
荷の場合には、開閉手段１１が開くことになる。開閉手
段１１が開くと共振電流の流れ方向に対して逆方向に接
続されているダイオード１０により、コンデンサ９への
充電が停止するので、出力電圧の上がり過ぎを防止する
ことができる。開閉手段１１の開閉には、例えばリレー
を用いることができる。
１１が接続されている。開閉手段１１は、負荷の大きさ
に応じて開閉するものであり、負荷が一定値以下の軽負
荷の場合には、開閉手段１１が開くことになる。開閉手
段１１が開くと共振電流の流れ方向に対して逆方向に接
続されているダイオード１０により、コンデンサ９への
充電が停止するので、出力電圧の上がり過ぎを防止する
ことができる。開閉手段１１の開閉には、例えばリレー
を用いることができる。
【００３７】開閉手段１１と並列にダイオード１０が接
続されていることにより、開閉手段１１を開いて、コン
デンサ９の充電を停止させた場合であっても、図２
（ｃ）に示したような放電ループは残すことができる。
したがって、開閉手段１１が開時には、必ずコンデンサ
９の電圧Ｖｃは０で終了し、再度開閉手段１１が閉にな
った時のコンデンサ９、開閉手段１１への過大電流を防
止することができる。また、電流が切られた後に、コン
デンサ９に電圧が残り続けることを防止することがで
き、安全なシステムとすることができる。
続されていることにより、開閉手段１１を開いて、コン
デンサ９の充電を停止させた場合であっても、図２
（ｃ）に示したような放電ループは残すことができる。
したがって、開閉手段１１が開時には、必ずコンデンサ
９の電圧Ｖｃは０で終了し、再度開閉手段１１が閉にな
った時のコンデンサ９、開閉手段１１への過大電流を防
止することができる。また、電流が切られた後に、コン
デンサ９に電圧が残り続けることを防止することがで
き、安全なシステムとすることができる。
【００３８】負荷の検知は、出力電圧、負荷電流、又は
負荷の運転時間等とすることができる。モータを用いた
機器では、モータの出力回転数を検知してもよい。
負荷の運転時間等とすることができる。モータを用いた
機器では、モータの出力回転数を検知してもよい。
【００３９】例えば、開閉手段１１の開閉にリレーを用
い、負荷の検知を出力電圧とする場合では、出力電圧が
一定の上限値まで上昇するとリレーの通電を切ることに
より開閉手段１１を開き、出力電圧が一定の下限値にま
で下降すると、リレーに通電させて開閉手段１１を閉じ
る。このことにより、出力電圧を一定の上限値と下限値
との問に抑えることができる。
い、負荷の検知を出力電圧とする場合では、出力電圧が
一定の上限値まで上昇するとリレーの通電を切ることに
より開閉手段１１を開き、出力電圧が一定の下限値にま
で下降すると、リレーに通電させて開閉手段１１を閉じ
る。このことにより、出力電圧を一定の上限値と下限値
との問に抑えることができる。
【００４０】図４（ｂ）に示した回路は、図２（ｂ）に
示した回路について、ブリッジ整流回路５の負の直流出
力端５ｃにダイオード１０及び開閉手段１１を接続した
ものである。接続方法、及び動作は図３（ａ）に示した
回路と同様である。
示した回路について、ブリッジ整流回路５の負の直流出
力端５ｃにダイオード１０及び開閉手段１１を接続した
ものである。接続方法、及び動作は図３（ａ）に示した
回路と同様である。
【００４１】図４（ｃ）、（ｄ）に示した回路は、それ
ぞれ図２（ｃ）、（ｄ）に示した回路に、ダイオード１
０及び開閉手段１１を接続したものであるが、これらを
ブリッジ整流回路５の正の直流出力端５ｄに接続した点
が、図４（ａ）、（ｂ）に示した回路と異なっている。
動作は図４（ａ）、（ｂ）に示した回路と同様である。
ぞれ図２（ｃ）、（ｄ）に示した回路に、ダイオード１
０及び開閉手段１１を接続したものであるが、これらを
ブリッジ整流回路５の正の直流出力端５ｄに接続した点
が、図４（ａ）、（ｂ）に示した回路と異なっている。
動作は図４（ａ）、（ｂ）に示した回路と同様である。
【００４２】（実施の形態３）図５は、実施形態３に係
る電源装置の回路図を示している。本図に示した電源装
置は、図４（ａ）に示した電源回路の開閉手段として、
ＭＯＳＦＥＴを用いたものである。ＭＯＳＦＥＴ１２
は、ブリッジ整流回路５の負の直流出力端５ｃとコンデ
ンサ９との間に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１２に
は、ダイオード１２が内蔵されており、交流電源６側が
カソードで、負の直流出力端５ｃ側がアノードである。
る電源装置の回路図を示している。本図に示した電源装
置は、図４（ａ）に示した電源回路の開閉手段として、
ＭＯＳＦＥＴを用いたものである。ＭＯＳＦＥＴ１２
は、ブリッジ整流回路５の負の直流出力端５ｃとコンデ
ンサ９との間に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１２に
は、ダイオード１２が内蔵されており、交流電源６側が
カソードで、負の直流出力端５ｃ側がアノードである。
【００４３】ＭＯＳＦＥＴ１２のゲート１２ａへの電圧
を印加しない状態では、ドレイン１２ｂとソース１２ｃ
との間には電流は流れない。ソース１２ｃに対して、正
電圧がゲート１２ａに印加されるとドレイン１２ｂから
ソース１２ｃに向かって電流が流れる。
を印加しない状態では、ドレイン１２ｂとソース１２ｃ
との間には電流は流れない。ソース１２ｃに対して、正
電圧がゲート１２ａに印加されるとドレイン１２ｂから
ソース１２ｃに向かって電流が流れる。
【００４４】本実施形態によれば、図４の各図に示した
ような、ダイオードと開閉手段との並列回路を１個のＭ
ＯＳＦＥＴに置き換えることができるので、部品点数を
削減することができ、小型化、コストダウンが可能にな
る。
ような、ダイオードと開閉手段との並列回路を１個のＭ
ＯＳＦＥＴに置き換えることができるので、部品点数を
削減することができ、小型化、コストダウンが可能にな
る。
【００４５】なお、図３（ａ）に相当する回路について
説明したが、図３（ｂ）〜（ｄ）に示した回路のダイオ
ードと開閉手段との並列回路を、図５に示したようなＭ
ＯＳＦＥＴに置き換えても、同様の効果が得られる。
説明したが、図３（ｂ）〜（ｄ）に示した回路のダイオ
ードと開閉手段との並列回路を、図５に示したようなＭ
ＯＳＦＥＴに置き換えても、同様の効果が得られる。
【００４６】
【発明の効果】以上のように本発明の電源装置によれ
ば、ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間
にコンデンサを接続することにより、高力率と高調波抑
制とを両立させることができる。
ば、ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間
にコンデンサを接続することにより、高力率と高調波抑
制とを両立させることができる。
【００４７】また、コンデンサとブリッジ整流回路の直
流出力端との間に、軽負荷時に開く開閉手段とこれと並
列のダイオードを接続することにより、軽負荷時にはコ
ンデンサの充電を停止させて、出力電圧の必要以上の上
昇を抑制することができる。
流出力端との間に、軽負荷時に開く開閉手段とこれと並
列のダイオードを接続することにより、軽負荷時にはコ
ンデンサの充電を停止させて、出力電圧の必要以上の上
昇を抑制することができる。
【図１】本発明の実施形態１に係る電源装置の回路図
【図２】本発明の実施形態１に係る電源装置の動作を説
明する図
明する図
【図３】（ａ）本発明の実施形態１に係る電源装置の交
流入力電圧Ｖｉ、リアクタ電流ＩL、及び直流出力電圧
Ｖｏの各波形を示す図 （ｂ）本発明の実施形態１に係る電源装置の交流入力電
圧Ｖｉ、コンデンサ電流Ｉｃ、コンデンサ電圧Ｖｃの各
波形を示す図 （ｃ）本発明の実施形態１に係る電源装置の電流の高調
波成分と高調波規制国内ガイドラインとの比較を示す
図。
流入力電圧Ｖｉ、リアクタ電流ＩL、及び直流出力電圧
Ｖｏの各波形を示す図 （ｂ）本発明の実施形態１に係る電源装置の交流入力電
圧Ｖｉ、コンデンサ電流Ｉｃ、コンデンサ電圧Ｖｃの各
波形を示す図 （ｃ）本発明の実施形態１に係る電源装置の電流の高調
波成分と高調波規制国内ガイドラインとの比較を示す
図。
【図４】本発明の実施形態２に係る電源装置の回路図
【図５】本発明の実施形態３に係る電源装置の回路図
【図６】従来の電源装置の一例に係る回路図
１，２，３，４ ダイオード
５ ブリッジ整流回路
６ 交流電源
７ リアクタ
８ 平滑コンデンサ
９ コンデンサ
１０ 充電停止用ダイオード
１１ 開閉手段
１２ ＭＯＳＦＥＴ
Claims (9)
- 【請求項１】 交流電源と、前記交流電源からの交流を
全波整流する4個のダイオードで形成されたブリッジ整
流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続さ
れた平滑コンデンサとを有する電源装置であって、前記
交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に
接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入
力端と直流出力端との間に素子を介さず直接接続された
コンデンサとを備えたことを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 前記コンデンサの両端の電圧をＶｃ、前
記ブリッジ整流回路の出力電圧をＶｏとすると、前記交
流電源からの交流が半周期の間に前記リアクタ及び前記
コンデンサに共振電流が流れ、前記コンデンサの充電に
より前記ＶｃがゼロからＶｏまで上昇し、前記交流電源
からの交流が次の半周期の間に前記コンデンサの放電に
より前記ＶｃがＶｏからゼロまで下降するように、前記
リアクタのインダクタンス、及び前記コンデンサの静電
容量の値が設定されている請求項１に記載の電源装置。 - 【請求項３】 前記コンデンサは、前記ブリッジ整流回
路の交流入力端と、正の直流出力端との間に接続されて
いる請求項１または２に記載の電源装置。 - 【請求項４】 前記コンデンサは、前記ブリッジ整流回
路の交流入力端と、負の直流出力端との間に接続されて
いる請求項１または２に記載の電源装置。 - 【請求項５】 交流電源と、前記交流電源からの交流を
全波整流する4個のダイオードで形成されたブリッジ整
流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続さ
れた平滑コンデンサとを有する電源装置であって、前記
交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に
接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入
力端と直流出力端との間に接続されたコンデンサとを備
え、 前記コンデンサと、前記ブリッジ整流回路の直流出力端
との間に軽負荷時に開く開閉手段が接続され、前記開閉
手段と並列にかつ前記コンデンサの充電を停止する方向
にダイオードが接続されていることを特徴とする電源装
置。 - 【請求項６】 前記開閉手段は、前記コンデンサと前記
ブリッジ整流回路の負の直流出力端との間に接続され、
前記開閉手段と並列に接続された前記ダイオードは、前
記交流電源側がカソードで、前記直流出力端側がアノー
ドである請求項５に記載の電源装置。 - 【請求項７】 前記開閉手段は、前記コンデンサと前記
ブリッジ整流回路の正の直流出力端との間に接続され、
前記開閉手段と並列に接続された前記ダイオードは、前
記交流電源側がアノードで、前記直流出力端側がカソー
ドである請求項５に記載の電源装置。 - 【請求項８】 前記開閉手段は、出力電圧、出力電流、
又は負荷の運転時間に応じて開閉が制御される請求項５
から７のいずれかに記載の電源装置。 - 【請求項９】 前記開閉手段と前記開閉手段に並列に接
続された前記ダイオードとがＭＯＳＦＥＴで構成されて
いる請求項５から８のいずれかに記載の電源装置。
Priority Applications (4)
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|---|---|---|---|
| JP03851399A JP3377959B2 (ja) | 1999-02-17 | 1999-02-17 | 電源装置 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03851399A JP3377959B2 (ja) | 1999-02-17 | 1999-02-17 | 電源装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| JP3377959B2 true JP3377959B2 (ja) | 2003-02-17 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03851399A Expired - Fee Related JP3377959B2 (ja) | 1999-02-17 | 1999-02-17 | 電源装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP1033806B1 (ja) |
| JP (1) | JP3377959B2 (ja) |
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| ES (1) | ES2193016T3 (ja) |
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| JP3708468B2 (ja) * | 2001-09-28 | 2005-10-19 | 松下電器産業株式会社 | 電源装置 |
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| WO2014086005A1 (zh) * | 2012-12-05 | 2014-06-12 | 中国北车股份有限公司大连电力牵引研发中心 | 整流牵引装置及内燃动车组 |
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| CN114142747A (zh) * | 2020-09-03 | 2022-03-04 | 台达电子工业股份有限公司 | 具有谐波补偿的滤波电路 |
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| FR2724507B1 (fr) * | 1994-09-12 | 1996-12-13 | Oldham France Sa | Circuit redresseur de tension alternative |
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- 1999-02-17 JP JP03851399A patent/JP3377959B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-02-15 EP EP00103034A patent/EP1033806B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-02-15 ES ES00103034T patent/ES2193016T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2000-02-17 CN CNB00102373XA patent/CN1143426C/zh not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
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| ES2193016T3 (es) | 2003-11-01 |
| EP1033806A2 (en) | 2000-09-06 |
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