JP3373379B2 - ブラシレス直流モータ - Google Patents
ブラシレス直流モータInfo
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Description
ータ、より詳細には、ロータ側の回転磁石の回転によっ
てステータ側の駆動コイルに発生される誘起電圧を積分
した電圧を利用して、ステータ側の他の駆動コイルを駆
動するようにしたセンサレス・ブラシレス直流モータに
関する。
百数十年に亘って広く実用されている代表的なモータの
一つであり、印加する直流電圧に比例して回転速度が定
まり、負荷トルクが大幅に変化しても速度変化が少いた
め、トルクや回転数を制御するのに最も適している。し
かし、直流モータには唯一つ重大な欠点がある。それ
は、回転子の回転に伴って、通電する界磁コイルを切り
換えるための機構、すなわち、ブラッシュとコミュテー
タ(整流子)が必要なことである。
及び回転子のコイルとの関係を説明するための図で、コ
イルC1はその両端がコミュテータのセグメントS1と
S4に溶着されており、コイルC2はセグメントS2と
S5、コイルC3はセグメントS3とS6に両端が溶着
されている。コミュテータのセグメントS1〜S6は、
互いに電気的に絶縁されており、ロータと一体に固定さ
れている。また、コミュテータのセグメントを介して、
コイルに通電するために、ブラッシュ(カーボン+銀粒
子)B1とB2がステータ側に電気的に絶縁されて固定
され、バネの力でコミュテータのセグメントに押しつけ
られている。このブラッシュB1とB2の間に直流電圧
Vを印加すると、電流が電源VからブラシュB1→セグ
メント→コイル→セグメント→ブラッシュB2と流れ、
図15に示すように、ステータ側が作る直流磁界Bとコ
イル電流Iの積に比例する電磁力Fを発生し、モータの
ロータが回転する。
次には、セグメントS2がもとセグメントS1があった
位置に、セグメントS5がもとセグメントS4があった
位置に移り、コイルC2に電流が流れる。こうして、コ
イルC2に電流が流れて、ステータが作っている直流磁
界との相互作用で、ロータをもっと回転させる方向に駆
動力が生じる。このプロセスは次々と続き、ロータは回
転を続ける。各コイルは、直流磁界中で回転するので、
回転しているとコイルの端子間に誘起電圧Viが発生す
る。このViはコイルのターン数をNとすると、
り、φmをその最大値(コイル面が磁界と垂直になった
時のφの値)とすると、
な時を0とし、ここからはかったコイルの角度である。
コイルが一定角速度ωでまわっているとすれば、θ=ω
tであるから、(1)式に(2)を代入すると
(回転速度)に比例する。(3)式の両辺をtで積分す
ると、
起電圧Viの時間積分をターン数で割った値になる(積
分定数は積分範囲を適当にとるとゼロにできるので省略
した)。
の構造と動作原理について説明したが、直流モータには
大きな欠点がある。この欠点が本発明が解決しようとす
る問題点であるから、以下、この欠点について説明す
る。 (1)ロータが回転している最中に、図16に示すよう
に、ブラッシュB1,B2がセグメントS1−S2間お
よびセグメントS4−S5間にくることがある。この時
は、コイルC1とコイルC2とはセグメントとブラッシュ
を介して短絡され、ここに過渡的に大きな電流が流れ
る。これがブラッシュとコミュテータ・セグメント間を
流れ、ロータがもう少し回転して、短絡状態が切れる瞬
間に、火花を生じ、これがコミュテータの面を傷つけ
る。また、ブラッシュのカーボンと銀の粉がセグメント
間の絶縁板の所に入りこみ、モータを長時間運転する
と、セグメント間の絶縁が次第に悪くなり、遂にはセグ
メントの過熱と、モータのトルクの低下をもたらす。
と、コミュテータのセグメントやコイルには、大きな遠
心力が加わり、バラバラに分解する。これまでの直流モ
ータの回転速度は、これが上限となっていた。
モータの2つの欠点を取り除いて、超高速で回転する信
頼性の高いモータを、従来の直流モータの特徴である
「回転速度が広範囲に変化でき、負荷トルクによる速度
低下が少い」というメリットを損うことのなく、実現す
ることを目的としてなされたものである。
の界磁巻線を有するステータと、該ステータ内に回転自
在に配設された永久磁石を有するロータとを有し、前記
界磁巻線に流す電流を順次切り換えて該界磁巻線によっ
て作られる回転磁界に追従して前記永久磁石が回転する
ブラシレス直流モータにおいて、前記永久磁石が回転す
ることによって前記界磁巻線に発生する誘起電圧を積分
する積分回路と、該積分回路の積分出力電圧を基準電圧
と比較し、該積分出力電圧が前記基準電圧を越えた期間
に対応するパルス電圧を得る比較回路とを有し、該パル
ス電圧を他の界磁巻線の駆動電圧として印加するように
したことを特徴としたものである。
て、前記パルス電圧の発生タイミングを早める手段を有
することを特徴としたものである。
は、ロータの回転位置に対応して、直流を通電するコイ
ルを切り換えて選択することである。この機能は、ロー
タの回転位置を検出すれば、半導体スイッチに置きかえ
ることによって解決できる。また、ロータに巻いたコイ
ルが、遠心力でバラバラに分解するという問題点は、ロ
ータ側を単なる直流磁界(永久磁石)とし、ステータ側
に回転磁界を作るコイルを設けることにより解決でき
る。
り、ロータ磁極の位置検出のために、ホール素子を2個
90度ずれて配置し、この出力信号によって、コイルに
通電する半導体素子を選択するという方式が実用されて
きた。しかし、この方式は、ホール素子に一定の直流電
流を流すための導線2本およびホール素子の出力電圧を
伝えるための導線4本が必要であるという欠点を有して
いた。
素子を使用することなく、ロータの位置に対応したコイ
ル通電を可能にするものである。
動作原理を説明するための概略構成図で、ステータコア
20の内側に、A相及びB相の巻線(コイル)21,2
2が固定されており、このコイルの内側にコイルと空隙
をおいて永久磁石のロータ10が配置され、ロータ10
の中心軸上にシャフト11があり、このシャフト11
は、ベアリングを介してステータ20と一体のフレーム
で支えられている。
0が回転すると該ロータ10の永久磁石N・Sがコイル
21,22に対して回転するので、図2に示すように、
コイル21,22に交流電圧が発生する。VAはA相の
コイル21に発生する電圧,VBはB相のコイル22に
発生する電圧である。
りである。なお、図14では、ステータ側に駆動コイル
があり、ロータ側が永久磁石になっているので、図1の
場合とは磁石とコイルの配置が入れ代っているが、これ
は相対的なもので等価である。
度磁石の磁界Bと平行な場合、磁石の回転に伴う誘起電
圧Viが最大となることは(3)式で、ωt=0の時、
Viが最大となることから容易に理解できる。また、こ
のコイルと磁界の位置関係が図15の場合、コイルに電
流を流すと最も大きな駆動トルクが発生する。その理由
は、磁界Bが電流Iに及ぼす力Fは、この磁界中を横切
る導体の長さl(エル)と巻数Nに比例し(磁界B,電
流I,力Fはベクトル量)、
時、(6)式で求まる力Fは、BとIに垂直となり、コ
イル面に垂直であるから最大の回転トルクを生じる)。
のコイルの起電力が最大の位相の時に流せば、トルクを
最も大きくできることがわかる。そのためには、図3
(A)に示すように、モータのコイルに生じる誘起電圧
VAと閾値電圧Vthとを、コンパレータ(比較器)に入
力させ、VA>Vthの区間(θ1〜θ2の間)に、図3
(B)に実線にて示すような出力をとり出し、これを、
図4に示すA相の半導体スイッチSAの正電圧半波用半
導体スイッチのゲートに加える。A相の負電圧半波用半
導体スイッチのゲートには、A相誘起電圧の負の半波
で、|VA|>|Vth|が成り立つ範囲(θ1+π)〜
(θ2+π)の間(図3(B)に波線にて示す)、負側
コンパレータの出力を出させ、これを負電圧半波用半導
体スイッチのゲートに加える。
半波用半導体スイッチと負半波用半導体スイッチを複合
したブリッジ形式のスイッチである。B相側にも同様な
半導体スイッチSBが入っており、A相コイル及びB相
コイルに印加される電圧は、図5(A),(B)に示す
ようになる。
場合は、モータの回転速度を低い値から高い値まで、制
御しなければならない。従って、図3に示したように、
各相コイルの誘起電圧と閾値Vthとの比較を行う時に
は、誘起電圧も閾値電圧Vthもともにその振幅が回転速
度に比例しているので、回転速度を広い範囲で制御しな
ければならない時には、回路動作がやりにくい。本発明
は、この欠点をなくしたものである。
びB相コイル誘起電圧VBを積分回路を通して積分する
と、A相コイルおよびB相コイルに鎖交する磁束量φに
比例する電圧VφA,VφBが得られる。これは既に
(5)式で示したところである。この磁束量φは、ロー
タの永久磁石によって作られるものであるから、その振
幅は当然回転数と無関係に一定である。但し、正弦波電
圧を積分すると、図6に示すように、位相が90°おく
れる。従って、VAを積分して得た電圧VφAと閾値の比
較で得たゲート駆動電圧GPAはB相側の半導体スイッチ
を制御するのに用い、VBを積分して得た電圧VφBと閾
値の比較で得たゲート電圧はA相側の半導体スイッチを
制御するのに用いる。なお、図7に該誘起電圧VA,VB
を積分してVφA,VφBを得るための電気回路の一例を
示す。
の短形波電圧が印加されるので波形に著しい歪みが生じ
る。図8は、これをうまく取り出すための回路例を示す
図で、図8(A)のEiは、各相コイルの誘起電圧であ
り、rは各相コイルの内部抵抗、Lはコイルのインダク
タンス、Rは各相コイルと電源電圧E0との間に挿入し
た外部抵抗である。なお、図8(B)には、1相分のみ
を示した。
Z点とアースとの間の電圧を、それぞれV1,V2,V3
とし、電源からコイルに流入する電流をiとすると、キ
ルヒホッフの法則により、
で無視することにすると、
と外部抵抗Rが測定されていれば、V1,V2,V3を図
8(B)の演算回路で演算して、(8)式のようにコイ
ル誘起電圧Eiを検出することができる。なお、図8
(B)でV1,V2,V3を抵抗分割で1/6に分圧する
のは、演算増幅器A1,A2,A3に過大入力が加わらな
いようにしたものであり、本質的なものではない。
磁束波形に比例する電圧Vφと閾値Vthとを比較する比
較回路には、図9,図10に示すように、出力がOFF
からONになる時と、ONからOFFになる時とでは、
若干の差(ヒステリシス)εが存在する。そのため、コ
ンパレータ出力波の位相が、磁束波形のピーク値を中心
として対称にならず、若干(ε/2)遅れることにな
る。
回転が急速に低下するという過渡現象を生じる。このよ
うな場合には、ゲート駆動電圧(コンパレータ出力)の
位相が磁束波形よりは若干進んでいることが望ましい。
このように、ゲート駆動電圧と磁束波形との間の位相関
係を若干任意に調整しうるようにするためには、以下の
ようにすれば良い。
1に示すように、90°の位相差があるので、VAにVB
の−k倍を加算(電圧としても、ベクトルとしても加
算)すると、VAよりも
ち、周波数)には無関係に一定となるので、大変都合が
良い。他の方法、例えば、RとCよりなる移相回路は、
周波数依存性が激しいので、広い周波数(回転速度)範
囲で用いることができない。
ータの場合であったが、図11に示したように、位相が
異なる電圧(ベクトル)を適宜係数をかけてベクトル合
成することによって、任意の位相の電圧を周波数(回転
速度)によらず作り出すこの方式は、3相駆動の場合に
も用いることができる。
相,C相のコイル誘起電圧にVA,VB,Vcを積分し
て、A,B,C相の磁束波形電圧VφA,VφB,Vφc
のいずれか2つを作る。例えば、VφAとVφBを作れ
ば、この2つのベクトルを合成して、VA,VB,Vcと
同相の電圧を作ることができる。
k2B,k3A,k3Bは全て係数で、回路上で云えば、抵抗
分割の割り合いで定まる値である。図中のベクトル合成
は、回路的には加算器で電圧の和をとれば良いので、2
つの相のコイル誘起電圧を積分して、2つの相のコイル
と鎖交する磁束波形電圧を作れば、あとは加算回路で各
相のゲート駆動信号を作るための電圧を作ることができ
る。この電圧は、周波数(回転速度)の大幅変化に対し
ても、位相も電圧も一定であるため、一定の閾値によっ
て、常に適切なゲート駆動電圧を比較器出力として得る
ことができ、これで各相の半導体スイッチを制御すれば
安定したモータ回転を実現できる。
点であるコミュテータの破損や分解をなくし、しかも、
超高速で回転する信頼性の高いモータを、従来の直流モ
ータの特徴である「回転速度が広範囲に変化でき、負荷
トルクによる速度低下が少い」というメリットを損うこ
とのなく、実現することができる。
説明するための概略構成図である。
ための図である。
説明するための図である。
の図である。
るための図である。
の図である。
る。
である。
を説明するための図である。
めの図である。
るための図である。
の図である。
ータ、21,22…巻線、B1,B2…ブラッシ、C1〜
C3…コイル、S1〜S6…セグメント、M…モータ。
Claims (2)
- 【請求項1】 複数の界磁巻線を有するステータと、該
ステータ内に回転自在に配設された永久磁石を有するロ
ータとを有し、前記界磁巻線に流す電流を順次切り換え
て該界磁巻線によって作られる回転磁界に追従して前記
永久磁石が回転するブラシレス直流モータにおいて、前
記永久磁石が回転することによって前記界磁巻線に発生
する誘起電圧を積分する積分回路と、該積分回路の積分
出力電圧を基準電圧と比較し、該積分出力電圧が前記基
準電圧を越えた期間に対応するパルス電圧を得る比較回
路とを有し、該パルス電圧を他の界磁巻線の駆動電圧と
して印加するようにしたことを特徴とするブラシレス直
流モータ。 - 【請求項2】 前記パルス電圧の発生タイミングを早め
る手段を有することを特徴とする請求項1に記載のブラ
シレス直流モータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP35088096A JP3373379B2 (ja) | 1996-12-27 | 1996-12-27 | ブラシレス直流モータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP35088096A JP3373379B2 (ja) | 1996-12-27 | 1996-12-27 | ブラシレス直流モータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH10201285A JPH10201285A (ja) | 1998-07-31 |
JP3373379B2 true JP3373379B2 (ja) | 2003-02-04 |
Family
ID=18413527
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP35088096A Expired - Fee Related JP3373379B2 (ja) | 1996-12-27 | 1996-12-27 | ブラシレス直流モータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
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Families Citing this family (4)
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---|---|---|---|---|
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JP5574155B2 (ja) * | 2010-02-23 | 2014-08-20 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置 |
US10644548B1 (en) | 2017-03-05 | 2020-05-05 | Apple Inc. | Scanning motor with built-in magnetic stiffness |
US10775612B2 (en) * | 2017-03-05 | 2020-09-15 | Apple Inc. | Resonant scanning mirror with both magnetic and mechanical torsion springs |
-
1996
- 1996-12-27 JP JP35088096A patent/JP3373379B2/ja not_active Expired - Fee Related
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JPH10201285A (ja) | 1998-07-31 |
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