JP3361657B2 - フィードフォワード増幅器の制御装置および制御方法 - Google Patents
フィードフォワード増幅器の制御装置および制御方法Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3223—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward
- H03F1/3229—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward using a loop for error extraction and another loop for error subtraction
- H03F1/3235—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward using a loop for error extraction and another loop for error subtraction using a pilot signal
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
- H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F2201/3218—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion the main amplifier or error amplifier being a feedforward amplifier
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、主として高周波帯
において多チャネル信号の増幅に用いられる線形増幅器
であって、主増幅器で発生する非線形歪を抽出して除去
するフィードフォワード増幅器の性能を最良状態に維持
するための制御装置および制御方法に関する。
において多チャネル信号の増幅に用いられる線形増幅器
であって、主増幅器で発生する非線形歪を抽出して除去
するフィードフォワード増幅器の性能を最良状態に維持
するための制御装置および制御方法に関する。
【0002】
【従来の技術】フィードフォワード増幅器は、携帯電
話、ページャ(例:ポケットベル)等の基地局に設置さ
れる送信装置に使用されるものである。
話、ページャ(例:ポケットベル)等の基地局に設置さ
れる送信装置に使用されるものである。
【0003】携帯電話の基地局では複数チャネルの信号
を送信している。また、ページャにおいても1つの基地
局で複数チャネルを同時に送信する場合が多い。例え
ば、日本のディジタル携帯電話基地局の代表的な構成で
は32チャネルを同時に送信している。このような場
合、各チャネルを個別に増幅することも考えられるが、
各増幅器の後にチャネル合成器を設ける必要があるの
で、コスト、設備規模の面に問題が生じる。したがっ
て、送信装置としては、各チャネルを一括して増幅する
共通増幅方式を用いる方が有利である。
を送信している。また、ページャにおいても1つの基地
局で複数チャネルを同時に送信する場合が多い。例え
ば、日本のディジタル携帯電話基地局の代表的な構成で
は32チャネルを同時に送信している。このような場
合、各チャネルを個別に増幅することも考えられるが、
各増幅器の後にチャネル合成器を設ける必要があるの
で、コスト、設備規模の面に問題が生じる。したがっ
て、送信装置としては、各チャネルを一括して増幅する
共通増幅方式を用いる方が有利である。
【0004】しかし、共通増幅方式では、増幅用デバイ
スの非線形性のために、各チャネル信号間の相互変調に
よるスプリアスの発生が問題となる。このスプリアスの
大きさは電波法によってその上限値が規定されており、
携帯電話基地局では、スプリアス強度はチャネル信号強
度に対して60dB低いことと定められている。また、
携帯電話よりも高出力であるページャ基地局では、スプ
リアス強度はチャネル信号強度に対して70dB低いこ
とが必要である。通常、高出力用トランジスタデバイス
を使用した増幅器において共通増幅によって発生するス
プリアス強度は、信号強度に対して30dB低い程度で
あるから、そのままでは上記規定を満足することができ
ない。したがって、歪補償回路を付加することによって
スプリアス成分をさらに30dBないし40dB低減さ
せることが必要となる。そのため、フィードフォワード
方式による歪補償技術が採用されている。
スの非線形性のために、各チャネル信号間の相互変調に
よるスプリアスの発生が問題となる。このスプリアスの
大きさは電波法によってその上限値が規定されており、
携帯電話基地局では、スプリアス強度はチャネル信号強
度に対して60dB低いことと定められている。また、
携帯電話よりも高出力であるページャ基地局では、スプ
リアス強度はチャネル信号強度に対して70dB低いこ
とが必要である。通常、高出力用トランジスタデバイス
を使用した増幅器において共通増幅によって発生するス
プリアス強度は、信号強度に対して30dB低い程度で
あるから、そのままでは上記規定を満足することができ
ない。したがって、歪補償回路を付加することによって
スプリアス成分をさらに30dBないし40dB低減さ
せることが必要となる。そのため、フィードフォワード
方式による歪補償技術が採用されている。
【0005】まず、フィードフォワード方式による歪補
償の基本原理である信号抑圧回路の動作について説明
し、次に、フィードフォワード増幅器の動作を説明す
る。図8は信号抑圧回路の原理的構成を示すブロック図
である。図8に示すように、信号抑圧回路は、信号の入
力端子201、入力信号を経路203と経路204とに
分配する電力分配器202、経路204に接続され経路
206に位相が反転された信号を出力する位相反転回路
205、経路203と経路206の信号を結合する電力
結合器207、そして出力端子208から構成される。
償の基本原理である信号抑圧回路の動作について説明
し、次に、フィードフォワード増幅器の動作を説明す
る。図8は信号抑圧回路の原理的構成を示すブロック図
である。図8に示すように、信号抑圧回路は、信号の入
力端子201、入力信号を経路203と経路204とに
分配する電力分配器202、経路204に接続され経路
206に位相が反転された信号を出力する位相反転回路
205、経路203と経路206の信号を結合する電力
結合器207、そして出力端子208から構成される。
【0006】この信号抑圧回路の基本動作は次の通りで
ある。入力端子201に入力された信号は電力分配器2
02で経路203と経路204とに分配される。経路2
04に分配された信号は位相反転回路205によって位
相が反転され経路206に出力される。経路203の信
号と経路206の信号は電力結合器207において結合
される。このとき、両信号は振幅が等しくそして180
度の位相差を持つから、互いに相殺し出力端子208に
は出力信号が現われない。
ある。入力端子201に入力された信号は電力分配器2
02で経路203と経路204とに分配される。経路2
04に分配された信号は位相反転回路205によって位
相が反転され経路206に出力される。経路203の信
号と経路206の信号は電力結合器207において結合
される。このとき、両信号は振幅が等しくそして180
度の位相差を持つから、互いに相殺し出力端子208に
は出力信号が現われない。
【0007】上記信号抑圧回路を2段組み合わせて増幅
器の歪補償を行うのが次に述べるフィードフォワード増
幅器である。図9に従来のフィードフォワード増幅器の
一例のブロック図を示す。図9に示すように、従来のフ
ィードフォワード増幅器は、信号の入力端子211と、
電力分配器212、ベクトル調整器213、主増幅器2
14、遅延線215、電力結合器216を含む第1の歪
検出ループ222と、電力結合器216、ベクトル調整
器217、補助増幅器218、遅延線219、電力結合
器220を含む第2の歪除去ループ223と、出力端子
221から構成される。
器の歪補償を行うのが次に述べるフィードフォワード増
幅器である。図9に従来のフィードフォワード増幅器の
一例のブロック図を示す。図9に示すように、従来のフ
ィードフォワード増幅器は、信号の入力端子211と、
電力分配器212、ベクトル調整器213、主増幅器2
14、遅延線215、電力結合器216を含む第1の歪
検出ループ222と、電力結合器216、ベクトル調整
器217、補助増幅器218、遅延線219、電力結合
器220を含む第2の歪除去ループ223と、出力端子
221から構成される。
【0008】第1の歪検出ループ222において、入力
端子211に与えられた信号は電力分配器212のポー
トaに入力されポートbとcに分配される。ポートbか
らの信号はベクトル調整器213を経て主増幅器214
で増幅され、電力結合器216のポートdに入力され
る。一方、ポートcからの信号は遅延線215を経て電
力結合器216のポートeに入力される。このとき、ポ
ートdに入力された信号とポートeに入力された信号が
互いに相殺するように構成される。つまり、電力結合器
216のポートd−g間およびe−g間の結合度が適度
に設定され、上記2信号が等振幅、そして逆位相で結合
するように、ポートdに入力される信号の振幅および位
相をベクトル調整器213で調整することによって、ポ
ートgからの信号出力が最小となるように設定される。
したがって、完全に調整された状態では、ポートgから
信号は出力されない。
端子211に与えられた信号は電力分配器212のポー
トaに入力されポートbとcに分配される。ポートbか
らの信号はベクトル調整器213を経て主増幅器214
で増幅され、電力結合器216のポートdに入力され
る。一方、ポートcからの信号は遅延線215を経て電
力結合器216のポートeに入力される。このとき、ポ
ートdに入力された信号とポートeに入力された信号が
互いに相殺するように構成される。つまり、電力結合器
216のポートd−g間およびe−g間の結合度が適度
に設定され、上記2信号が等振幅、そして逆位相で結合
するように、ポートdに入力される信号の振幅および位
相をベクトル調整器213で調整することによって、ポ
ートgからの信号出力が最小となるように設定される。
したがって、完全に調整された状態では、ポートgから
信号は出力されない。
【0009】しかしながら、一般に主増幅器214は非
線形性をもつので、多信号入力に対しては入力信号成分
の他に相互変調による歪成分が出力される。つまり、ポ
ートdに入力される信号には入力信号成分の他に歪成分
を含んでいる。一方、ポートeに入力される信号は歪成
分を含まないので、上記のように電力結合器216にお
いて2信号を加え合わせたとき入力信号成分は相殺さ
れ、歪成分のみがポートgから出力される。ポートd−
f間の結合を1に近くし、ポートd−g間の結合を十分
に小さくすれば主増幅器214から出力される入力信号
成分および歪成分のほとんどはポートfから出力され
る。
線形性をもつので、多信号入力に対しては入力信号成分
の他に相互変調による歪成分が出力される。つまり、ポ
ートdに入力される信号には入力信号成分の他に歪成分
を含んでいる。一方、ポートeに入力される信号は歪成
分を含まないので、上記のように電力結合器216にお
いて2信号を加え合わせたとき入力信号成分は相殺さ
れ、歪成分のみがポートgから出力される。ポートd−
f間の結合を1に近くし、ポートd−g間の結合を十分
に小さくすれば主増幅器214から出力される入力信号
成分および歪成分のほとんどはポートfから出力され
る。
【0010】次に第2の歪除去ループ223において、
電力結合器216のポートfから出力された入力信号成
分および歪成分は遅延線219を経て電力結合器220
のポートhに入力される。ポートgから出力された歪成
分はベクトル調整器217を経て補助増幅器218で増
幅された後、電力結合器220のポートiに入力され
る。このとき、ポートhに入力された歪成分とポートi
に入力された歪成分が、振幅が等しく位相差が180度
となるように設定されることによって歪成分は互いに相
殺され、ポートjからは入力信号成分のみが出力され
る。ここで、上記の条件を満たすために電力結合器22
0のポートh−j間およびi−j間の結合度が適度に設
定され、ポートiに入力される信号の振幅および位相を
ベクトル調整器217で調整することによって、ポート
h−j間の結合を1に近くし、ポートi−j間の結合を
十分に小さくすればポートhに入力される入力信号成分
のほとんどがポートjから出力される。
電力結合器216のポートfから出力された入力信号成
分および歪成分は遅延線219を経て電力結合器220
のポートhに入力される。ポートgから出力された歪成
分はベクトル調整器217を経て補助増幅器218で増
幅された後、電力結合器220のポートiに入力され
る。このとき、ポートhに入力された歪成分とポートi
に入力された歪成分が、振幅が等しく位相差が180度
となるように設定されることによって歪成分は互いに相
殺され、ポートjからは入力信号成分のみが出力され
る。ここで、上記の条件を満たすために電力結合器22
0のポートh−j間およびi−j間の結合度が適度に設
定され、ポートiに入力される信号の振幅および位相を
ベクトル調整器217で調整することによって、ポート
h−j間の結合を1に近くし、ポートi−j間の結合を
十分に小さくすればポートhに入力される入力信号成分
のほとんどがポートjから出力される。
【0011】以上のように第1の歪検出ループ222お
よび第2の歪除去ループ223を最適状態に設定するこ
とによって主増幅器214で発生される相互変調歪の除
去補償が行われる。
よび第2の歪除去ループ223を最適状態に設定するこ
とによって主増幅器214で発生される相互変調歪の除
去補償が行われる。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
従来例に示したフィードフォワード増幅器の構成では、
広い帯域にわたって大きな歪補償量を実現することは困
難であった。その理由を次に述べる。
従来例に示したフィードフォワード増幅器の構成では、
広い帯域にわたって大きな歪補償量を実現することは困
難であった。その理由を次に述べる。
【0013】図8に示した信号抑圧回路において、電力
分配器202で分配された2信号を電力結合器207で
同振幅逆位相で結合することによって信号抑圧が行われ
ることを述べたが、実際には、このような理想的な状態
を広帯域にわたって実現することは難しい。
分配器202で分配された2信号を電力結合器207で
同振幅逆位相で結合することによって信号抑圧が行われ
ることを述べたが、実際には、このような理想的な状態
を広帯域にわたって実現することは難しい。
【0014】位相反転回路205は目的の周波数におけ
る半波長マイクロストリップラインを使用することによ
って実現できる。図10はそのような位相反転回路を用
いた信号抑圧回路の抑圧量の周波数特性を示す。図10
で周波数は中心周波数を基準とした正規化周波数で示し
てある。図示のように、中心周波数において60dB以
上の信号抑圧量が得られているが、信号抑圧量40dB
を求めるならば比帯域は0.6%にすぎない。
る半波長マイクロストリップラインを使用することによ
って実現できる。図10はそのような位相反転回路を用
いた信号抑圧回路の抑圧量の周波数特性を示す。図10
で周波数は中心周波数を基準とした正規化周波数で示し
てある。図示のように、中心周波数において60dB以
上の信号抑圧量が得られているが、信号抑圧量40dB
を求めるならば比帯域は0.6%にすぎない。
【0015】広帯域にわたる位相反転を得る方法として
は、電力分配器および電力結合器に方向性結合器を用い
て、それぞれで位相差90度を得、全体として位相差1
80度を得る方法があり、また、位相反転回路に1端子
を短絡したサーキュレータを用い短絡点での全反射によ
って位相を反転する方法等がある。これらの方法は原理
的には周波数に依存せず位相を反転することができる
が、実際には周波数依存特性をもち、やはり広帯域の特
性を得ることが困難である。さらに、図9に示したフィ
ードフォワード増幅器に用いる主増幅器および補助増幅
器は利得、位相量に周波数依存特性をもち、その特性は
温度変化、経時変化等によって変化するため、大きな歪
補償効果を広帯域にわたって安定に実現することは一層
困難になる。
は、電力分配器および電力結合器に方向性結合器を用い
て、それぞれで位相差90度を得、全体として位相差1
80度を得る方法があり、また、位相反転回路に1端子
を短絡したサーキュレータを用い短絡点での全反射によ
って位相を反転する方法等がある。これらの方法は原理
的には周波数に依存せず位相を反転することができる
が、実際には周波数依存特性をもち、やはり広帯域の特
性を得ることが困難である。さらに、図9に示したフィ
ードフォワード増幅器に用いる主増幅器および補助増幅
器は利得、位相量に周波数依存特性をもち、その特性は
温度変化、経時変化等によって変化するため、大きな歪
補償効果を広帯域にわたって安定に実現することは一層
困難になる。
【0016】以上に述べた理由によって、図9に示した
従来のフィードフォワード増幅器によって、大きな歪補
償効果を広帯域にわたって安定に実現するには非常な困
難を伴う。また、従来のフィードフォワード増幅器で
は、比較的狭帯域の特性となるので、ループの状態の僅
少な変化によっても歪補償が不十分となりやすい。そこ
で、常に各ループの状態を最適に保つために、常時また
は断続的に各ループの状態をモニタし、歪成分の出力が
最小となるようにそれぞれの調整箇所を制御する場合も
ある。
従来のフィードフォワード増幅器によって、大きな歪補
償効果を広帯域にわたって安定に実現するには非常な困
難を伴う。また、従来のフィードフォワード増幅器で
は、比較的狭帯域の特性となるので、ループの状態の僅
少な変化によっても歪補償が不十分となりやすい。そこ
で、常に各ループの状態を最適に保つために、常時また
は断続的に各ループの状態をモニタし、歪成分の出力が
最小となるようにそれぞれの調整箇所を制御する場合も
ある。
【0017】本発明は上記従来の課題を解決するもので
あり、広帯域にわたり大きな歪補償効果を維持するフィ
ードフォワード増幅器の制御装置および制御方法を提供
することを目的とする。
あり、広帯域にわたり大きな歪補償効果を維持するフィ
ードフォワード増幅器の制御装置および制御方法を提供
することを目的とする。
【0018】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
の本発明によるフィードフォワード増幅器の制御装置の
特徴は、1個または2個の第1の基準周波数発振手段
と、第2の基準周波数発振手段と、前記第1および第2
の基準周波数発振手段からの信号を用いることによって
前記第1の周波数をもつ第1のパイロット信号と前記第
2の周波数をもつ第2のパイロット信号を発生するパイ
ロット信号生成手段と、前記第1または第2のパイロッ
ト信号を前記主増幅器の出力経路に注入する注入手段
と、前記第1のループの出力経路中の信号の一部を抽出
する第1の抽出手段と、前記第2のループの出力経路中
の信号の一部を抽出する第2の抽出手段と、前記第1の
抽出手段から前記第1のパイロット信号を取り出すと共
に前記第2の抽出手段から前記第2のパイロット信号を
取り出し、前記第1の基準周波数発振手段からの信号を
用いることによって前記第1および第2のパイロット信
号の周波数を変換して第1および第2の低域変換パイロ
ット信号を出力する周波数変換手段と、前記第2の基準
周波数発振手段からの信号を用いて前記周波数変換手段
からの第1または第2の低域変換パイロット信号をIお
よびQ信号成分に復調する直交復調手段と、前記周波数
変換手段からの第1および第2の低域変換パイロット信
号を増幅整形してパイロットモニタ信号を生成するモニ
タ信号生成手段と、前記直交復調手段からのIおよびQ
信号成分をディジタル値に変換するA/D変換手段と、
前記A/D変換手段からのディジタル値を誤差入力とし
て受け、前記モニタ信号生成手段からのパイロットモニ
タ信号をモニタ入力として受けて、前記パイロットモニ
タ信号の振幅レベルが最小になるように前記第2および
第4のベクトル調整器を調整する制御信号を出力し、前
記パイロットモニタ信号の最小振幅レベルが得られたと
きの制御信号の値を保持する制御回路とを備えている点
にある。
の本発明によるフィードフォワード増幅器の制御装置の
特徴は、1個または2個の第1の基準周波数発振手段
と、第2の基準周波数発振手段と、前記第1および第2
の基準周波数発振手段からの信号を用いることによって
前記第1の周波数をもつ第1のパイロット信号と前記第
2の周波数をもつ第2のパイロット信号を発生するパイ
ロット信号生成手段と、前記第1または第2のパイロッ
ト信号を前記主増幅器の出力経路に注入する注入手段
と、前記第1のループの出力経路中の信号の一部を抽出
する第1の抽出手段と、前記第2のループの出力経路中
の信号の一部を抽出する第2の抽出手段と、前記第1の
抽出手段から前記第1のパイロット信号を取り出すと共
に前記第2の抽出手段から前記第2のパイロット信号を
取り出し、前記第1の基準周波数発振手段からの信号を
用いることによって前記第1および第2のパイロット信
号の周波数を変換して第1および第2の低域変換パイロ
ット信号を出力する周波数変換手段と、前記第2の基準
周波数発振手段からの信号を用いて前記周波数変換手段
からの第1または第2の低域変換パイロット信号をIお
よびQ信号成分に復調する直交復調手段と、前記周波数
変換手段からの第1および第2の低域変換パイロット信
号を増幅整形してパイロットモニタ信号を生成するモニ
タ信号生成手段と、前記直交復調手段からのIおよびQ
信号成分をディジタル値に変換するA/D変換手段と、
前記A/D変換手段からのディジタル値を誤差入力とし
て受け、前記モニタ信号生成手段からのパイロットモニ
タ信号をモニタ入力として受けて、前記パイロットモニ
タ信号の振幅レベルが最小になるように前記第2および
第4のベクトル調整器を調整する制御信号を出力し、前
記パイロットモニタ信号の最小振幅レベルが得られたと
きの制御信号の値を保持する制御回路とを備えている点
にある。
【0019】同様に、本発明によるフィードフォワード
増幅器の制御方法の特徴は、第1および第2の基準周波
数を発振し、前記第1および第2の基準周波数から前記
第1の周波数をもつ第1のパイロット信号と前記第2の
周波数をもつ第2のパイロット信号を発生し、前記第1
または第2のパイロット信号を前記主増幅器の出力経路
に注入し、前記第1および第2のループの出力経路から
信号の一部をそれぞれ抽出し、前記第1のループの出力
経路から抽出した信号から前記第1のパイロット信号成
分を取り出して前記第1の基準周波数を用いて低域変換
し、前記第2のループの出力経路から抽出した信号から
前記第2のパイロット信号成分を取り出して前記第1の
基準周波数を用いて低域変換し、前記低域変換された第
1または第2のパイロット信号を前記第2の基準周波数
を用いてI信号成分およびQ信号成分に直交復調し、前
記低域変換されたパイロット信号を増幅整形してパイロ
ットモニタ信号を生成し、前記IおよびQ信号成分を誤
差信号として前記パイロットモニタ信号の振幅レベルが
最小になるように前記第2および第4のベクトル調整器
を制御し、前記パイロットモニタ信号の最小振幅レベル
が得られたときのベクトル調整器制御値を保持する点に
ある。
増幅器の制御方法の特徴は、第1および第2の基準周波
数を発振し、前記第1および第2の基準周波数から前記
第1の周波数をもつ第1のパイロット信号と前記第2の
周波数をもつ第2のパイロット信号を発生し、前記第1
または第2のパイロット信号を前記主増幅器の出力経路
に注入し、前記第1および第2のループの出力経路から
信号の一部をそれぞれ抽出し、前記第1のループの出力
経路から抽出した信号から前記第1のパイロット信号成
分を取り出して前記第1の基準周波数を用いて低域変換
し、前記第2のループの出力経路から抽出した信号から
前記第2のパイロット信号成分を取り出して前記第1の
基準周波数を用いて低域変換し、前記低域変換された第
1または第2のパイロット信号を前記第2の基準周波数
を用いてI信号成分およびQ信号成分に直交復調し、前
記低域変換されたパイロット信号を増幅整形してパイロ
ットモニタ信号を生成し、前記IおよびQ信号成分を誤
差信号として前記パイロットモニタ信号の振幅レベルが
最小になるように前記第2および第4のベクトル調整器
を制御し、前記パイロットモニタ信号の最小振幅レベル
が得られたときのベクトル調整器制御値を保持する点に
ある。
【0020】好ましくは、前記第1および第2の周波数
は信号帯域の近傍で信号帯域外の上側または下側に設定
される。また、前記パイロット信号生成手段は、第1お
よび第2の基準周波数発振手段の和または差の周波数を
第1および第2のパイロット信号として生成することが
好ましい。第1および第2の基準周波数発振手段の和の
周波数をパイロット信号とする場合、第1の基準周波数
発生手段が周波数シンセサイザーで構成されていること
が好ましい。
は信号帯域の近傍で信号帯域外の上側または下側に設定
される。また、前記パイロット信号生成手段は、第1お
よび第2の基準周波数発振手段の和または差の周波数を
第1および第2のパイロット信号として生成することが
好ましい。第1および第2の基準周波数発振手段の和の
周波数をパイロット信号とする場合、第1の基準周波数
発生手段が周波数シンセサイザーで構成されていること
が好ましい。
【0021】
【発明の実施の形態】まず、図1を参照して、本発明を
適用するフィードフォワード増幅器について説明する。
同図において、従来例(図8)に示した電力分配器と電
力結合器は方向性結合器に置き換え、可変減衰器と可変
位相器はベクトル調整器にまとめてある。また、各部の
遅延線は従来例のような位相反転回路としての作用は持
たず、並行する信号経路の信号遅延分を補償するもので
ある。
適用するフィードフォワード増幅器について説明する。
同図において、従来例(図8)に示した電力分配器と電
力結合器は方向性結合器に置き換え、可変減衰器と可変
位相器はベクトル調整器にまとめてある。また、各部の
遅延線は従来例のような位相反転回路としての作用は持
たず、並行する信号経路の信号遅延分を補償するもので
ある。
【0022】図1に示すフィードフォワード増幅器は、
大きくは、第1のループ(第1のフィードフォワード回
路)2と第2のループ(第2のフィードフォワード回
路)3とからなる。第1のループ2は第1の歪検出ルー
プ4と第1歪除去ループ5とを備え、同様に第2のルー
プ3は第2の歪検出ループ6と第2の歪除去ループ7と
を備えている。
大きくは、第1のループ(第1のフィードフォワード回
路)2と第2のループ(第2のフィードフォワード回
路)3とからなる。第1のループ2は第1の歪検出ルー
プ4と第1歪除去ループ5とを備え、同様に第2のルー
プ3は第2の歪検出ループ6と第2の歪除去ループ7と
を備えている。
【0023】第1の歪検出ループ4は、経路18からの
信号を経路22と経路24とに分配する第1の方向性結
合器20、経路22に直列に挿入された第1のベクトル
調整器26および主増幅器28、経路24に挿入された
第1の遅延線30、そして経路22と経路24との信号
を結合する第2の方向性結合器32を含む。
信号を経路22と経路24とに分配する第1の方向性結
合器20、経路22に直列に挿入された第1のベクトル
調整器26および主増幅器28、経路24に挿入された
第1の遅延線30、そして経路22と経路24との信号
を結合する第2の方向性結合器32を含む。
【0024】第1の歪除去ループ5は、ループ4からの
信号を経路34と経路36とに分配する第2の方向性結
合器32、経路34に挿入された第2の遅延線38、経
路36に直列に挿入された第2のベクトル調整器40お
よび第1の補助増幅器42、そして経路34と経路36
との信号を結合し経路46に信号を出力する第3の方向
性結合器44を含む。
信号を経路34と経路36とに分配する第2の方向性結
合器32、経路34に挿入された第2の遅延線38、経
路36に直列に挿入された第2のベクトル調整器40お
よび第1の補助増幅器42、そして経路34と経路36
との信号を結合し経路46に信号を出力する第3の方向
性結合器44を含む。
【0025】第2の歪検出ループ6は、入力信号が与え
られる入力端子1、経路8を経た入力信号を経路12と
経路14とに分配する第4の方向性結合器10、その出
力経路12に接続された第3のベクトル調整器16、も
う一つの出力経路14に挿入された第3の遅延線48、
そして、経路14と経路46との信号を結合する第5の
方向性結合器50を含む。なお、第3のベクトル調整器
16の出力経路18と経路46との間に上記の第1のル
ープ2が挿入されている。
られる入力端子1、経路8を経た入力信号を経路12と
経路14とに分配する第4の方向性結合器10、その出
力経路12に接続された第3のベクトル調整器16、も
う一つの出力経路14に挿入された第3の遅延線48、
そして、経路14と経路46との信号を結合する第5の
方向性結合器50を含む。なお、第3のベクトル調整器
16の出力経路18と経路46との間に上記の第1のル
ープ2が挿入されている。
【0026】第2の歪除去ループ7は、ループ6からの
信号を経路52と経路54とに分配する第5の方向性結
合器50、経路52に挿入された第4の遅延線56、経
路54に直列に挿入された第4のベクトル調整器58お
よび第2の補助増幅器60、そして経路52と経路54
との信号を結合し経路64を経て出力端子66に信号を
送出する第6の方向性結合器62を含む。
信号を経路52と経路54とに分配する第5の方向性結
合器50、経路52に挿入された第4の遅延線56、経
路54に直列に挿入された第4のベクトル調整器58お
よび第2の補助増幅器60、そして経路52と経路54
との信号を結合し経路64を経て出力端子66に信号を
送出する第6の方向性結合器62を含む。
【0027】図1のフィードフォワード増幅器の動作は
次の通りである。入力端子1から入力された多チャネル
成分を含んだ入力信号は第4の方向性結合器10で経路
12と経路14に2分配される。経路12に分配された
信号は第3のベクトル調整器16を経由し経路18を通
って第1の歪検出ループ4内の第1の方向性結合器20
のポートaに入力され、出力ポートbから経路22へ、
出力ポートcから経路24に分配される。ポートbから
の信号は第1のベクトル調整器26を経由して主増幅器
23で増幅され、第2の方向性結合器32のポートdに
入力される。ポートcからの信号は経路24に挿入され
ている第1の遅延線30を経由して第2の方向性結合器
32のポートeに入力される。このとき、ポートdに入
力された信号とポートeに入力された信号は互いに相殺
されてポートgに現われないように調整される。すなわ
ち、第2の方向性結合器32のポートd−g間およびポ
ートe−g間の結合度が適度に調整され、上記ポートd
の入力信号とポートeの入力信号がポートgにおいて等
振幅、逆位相で結合されてポートgからの信号出力が最
小となるように、ポートdに入力される信号の振幅、位
相が第1のベクトル調整器26によって調整される。し
たがって、完全に調整された状態ではポートgからの出
力信号は存在しない。
次の通りである。入力端子1から入力された多チャネル
成分を含んだ入力信号は第4の方向性結合器10で経路
12と経路14に2分配される。経路12に分配された
信号は第3のベクトル調整器16を経由し経路18を通
って第1の歪検出ループ4内の第1の方向性結合器20
のポートaに入力され、出力ポートbから経路22へ、
出力ポートcから経路24に分配される。ポートbから
の信号は第1のベクトル調整器26を経由して主増幅器
23で増幅され、第2の方向性結合器32のポートdに
入力される。ポートcからの信号は経路24に挿入され
ている第1の遅延線30を経由して第2の方向性結合器
32のポートeに入力される。このとき、ポートdに入
力された信号とポートeに入力された信号は互いに相殺
されてポートgに現われないように調整される。すなわ
ち、第2の方向性結合器32のポートd−g間およびポ
ートe−g間の結合度が適度に調整され、上記ポートd
の入力信号とポートeの入力信号がポートgにおいて等
振幅、逆位相で結合されてポートgからの信号出力が最
小となるように、ポートdに入力される信号の振幅、位
相が第1のベクトル調整器26によって調整される。し
たがって、完全に調整された状態ではポートgからの出
力信号は存在しない。
【0028】ところで、一般に主増幅器28は非線形特
性を持つので、多信号入力に対しては入力信号成分の他
に相互変調によって生成される歪成分も出力する。つま
り、ポートdに入力される信号には入力信号成分の他に
歪成分が含まれている。一方、ポートeに入力される信
号は歪成分が含まれていないので、第2の方向性結合器
32においてポートdとポートeの入力信号を結合した
とき入力信号成分は相殺され、歪成分のみがポートgか
ら出力される。そして、ポートd−f間の結合を1に近
くし、ポートd−g間の結合を十分に小さくすれば、主
増幅器28から出力された入力信号成分および歪成分の
ほとんどはポートfから出力される。
性を持つので、多信号入力に対しては入力信号成分の他
に相互変調によって生成される歪成分も出力する。つま
り、ポートdに入力される信号には入力信号成分の他に
歪成分が含まれている。一方、ポートeに入力される信
号は歪成分が含まれていないので、第2の方向性結合器
32においてポートdとポートeの入力信号を結合した
とき入力信号成分は相殺され、歪成分のみがポートgか
ら出力される。そして、ポートd−f間の結合を1に近
くし、ポートd−g間の結合を十分に小さくすれば、主
増幅器28から出力された入力信号成分および歪成分の
ほとんどはポートfから出力される。
【0029】次に、第1の歪除去ループ5において、第
2の方向性結合器32のポートfから出力された入力信
号成分および歪成分は遅延線38を含む経路34を経由
して第3の方向性結合器44のポートhに入力される。
ポートgから出力された歪成分は経路36内に縦続され
ている第2のベクトル調整器40を経由して第1の補助
増幅器42で増幅され、そして第3の方向性結合器44
のポートiに入力される。このとき、ポートhに入力さ
れた歪成分とポートiに入力された歪成分とがポートj
において等振幅、逆相の関係にあれば歪成分は互に相殺
され、ポートjからは増幅された入力信号成分のみが出
力される。上記の関係を満たすために、第3の方向性結
合器44のポートh−j間およびi−j間の結合度が適
度に調整され、ポートiに入力される信号の振幅、位相
がポートjからの歪成分の出力が最小となるように第2
のベクトル調整器40によって調整される。そして、第
3の方向性結合器44においてポートh−j間の結合を
1に近くし、ポートi−j間の結合を十分に小さくすれ
ば、ポートhに入力された信号中の入力信号成分のみが
ポートjから出力される。
2の方向性結合器32のポートfから出力された入力信
号成分および歪成分は遅延線38を含む経路34を経由
して第3の方向性結合器44のポートhに入力される。
ポートgから出力された歪成分は経路36内に縦続され
ている第2のベクトル調整器40を経由して第1の補助
増幅器42で増幅され、そして第3の方向性結合器44
のポートiに入力される。このとき、ポートhに入力さ
れた歪成分とポートiに入力された歪成分とがポートj
において等振幅、逆相の関係にあれば歪成分は互に相殺
され、ポートjからは増幅された入力信号成分のみが出
力される。上記の関係を満たすために、第3の方向性結
合器44のポートh−j間およびi−j間の結合度が適
度に調整され、ポートiに入力される信号の振幅、位相
がポートjからの歪成分の出力が最小となるように第2
のベクトル調整器40によって調整される。そして、第
3の方向性結合器44においてポートh−j間の結合を
1に近くし、ポートi−j間の結合を十分に小さくすれ
ば、ポートhに入力された信号中の入力信号成分のみが
ポートjから出力される。
【0030】このようにして、主増幅器28において発
生した歪成分は、上記の第1のループ2によって抑圧さ
れる。しかしながら、従来例において述べたように第1
のループ2のみでは大きな歪抑圧量が得られる帯域は限
られた狭い帯域にすぎない。そのため、第1のループ2
からは入力信号成分の他に歪成分も出力されることがあ
る。したがって、広い帯域にわたって必要な歪抑圧量を
得るためには、さらに歪補償を付加する必要がある。
生した歪成分は、上記の第1のループ2によって抑圧さ
れる。しかしながら、従来例において述べたように第1
のループ2のみでは大きな歪抑圧量が得られる帯域は限
られた狭い帯域にすぎない。そのため、第1のループ2
からは入力信号成分の他に歪成分も出力されることがあ
る。したがって、広い帯域にわたって必要な歪抑圧量を
得るためには、さらに歪補償を付加する必要がある。
【0031】本発明によるフィードフォワード増幅器に
おいては、上記の第1のループ2を仮想主増幅器とみな
した第2ループ3を備えている。図1を参照する。第1
のループ2内の第3の方向性結合器44のポートjから
の出力は経路46によって第5の方向性結合器50のポ
ートnに入力される。一方、第4の方向性結合器10に
よってポートmに分配された信号は第3の遅延線48が
挿入されている経路14を経て第5の方向性結合器50
のポートpに入力される。ポートnへの入力は入力信号
成分と第1のループ2で除去しきれなかった残留歪成分
であり、ポートpへの入力は入力信号成分のみである。
ここで、第5の方向性結合器50のポートn−r間およ
びポートp−r間の結合度が適度に調整され、ポートn
の入力信号とポートpの入力信号がポートrにおいて等
振幅、逆位相で結合されてポートrからの信号出力が最
小となるようにポートnに入力される信号の振幅、位相
が第3のベクトル調整器16によって調整される。その
結果、ポートrからは入力信号成分が抑圧された信号が
出力される。すなわち、ポートrからの出力は主として
ポートnに入力された歪成分となる。このとき、ポート
n−g間の結合を1に近くし、ポートn−r間の結合を
十分に小さくすれば、ポートnへの入力のほとんどはポ
ートgから出力される。
おいては、上記の第1のループ2を仮想主増幅器とみな
した第2ループ3を備えている。図1を参照する。第1
のループ2内の第3の方向性結合器44のポートjから
の出力は経路46によって第5の方向性結合器50のポ
ートnに入力される。一方、第4の方向性結合器10に
よってポートmに分配された信号は第3の遅延線48が
挿入されている経路14を経て第5の方向性結合器50
のポートpに入力される。ポートnへの入力は入力信号
成分と第1のループ2で除去しきれなかった残留歪成分
であり、ポートpへの入力は入力信号成分のみである。
ここで、第5の方向性結合器50のポートn−r間およ
びポートp−r間の結合度が適度に調整され、ポートn
の入力信号とポートpの入力信号がポートrにおいて等
振幅、逆位相で結合されてポートrからの信号出力が最
小となるようにポートnに入力される信号の振幅、位相
が第3のベクトル調整器16によって調整される。その
結果、ポートrからは入力信号成分が抑圧された信号が
出力される。すなわち、ポートrからの出力は主として
ポートnに入力された歪成分となる。このとき、ポート
n−g間の結合を1に近くし、ポートn−r間の結合を
十分に小さくすれば、ポートnへの入力のほとんどはポ
ートgから出力される。
【0032】第5の方向性結合器50のポートrからの
出力(主として歪成分)は経路54にある第4のベクト
ル調整器58を経由し、第2の補助増幅器60で増幅さ
れ、そして第6の方向性結合器62のポートtに入力さ
れる。一方、ポートqからの出力(入力信号成分と歪成
分)は経路52の第4の遅延線56を経由して第6の方
向性結合器62のポートsに入力される。ここにおい
て、第6の方向性結合器62のポートs−u間およびポ
ートt−u間の結合度を適度に調整し、経路54に挿入
されている第4のベクトル調整器58を調整して、ポー
トsに入力される歪成分とポートtに入力される歪成分
とがポートuにおいて等振幅、逆相の関係でもって加え
合わされるようにする。その結果、歪成分が互いに相殺
され、ポートuからは歪成分が十分に抑圧された信号、
すなわち入力信号成分のみが現われる。このとき、ポー
トs−u間の結合を1に近くし、ポートt−u間の結合
を十分に小さく設定すると、ポートsに入力された信号
中から歪成分が除去された入力信号成分のほとんどがポ
ートuに現われ、経路64を経て出力端子66から出力
される。
出力(主として歪成分)は経路54にある第4のベクト
ル調整器58を経由し、第2の補助増幅器60で増幅さ
れ、そして第6の方向性結合器62のポートtに入力さ
れる。一方、ポートqからの出力(入力信号成分と歪成
分)は経路52の第4の遅延線56を経由して第6の方
向性結合器62のポートsに入力される。ここにおい
て、第6の方向性結合器62のポートs−u間およびポ
ートt−u間の結合度を適度に調整し、経路54に挿入
されている第4のベクトル調整器58を調整して、ポー
トsに入力される歪成分とポートtに入力される歪成分
とがポートuにおいて等振幅、逆相の関係でもって加え
合わされるようにする。その結果、歪成分が互いに相殺
され、ポートuからは歪成分が十分に抑圧された信号、
すなわち入力信号成分のみが現われる。このとき、ポー
トs−u間の結合を1に近くし、ポートt−u間の結合
を十分に小さく設定すると、ポートsに入力された信号
中から歪成分が除去された入力信号成分のほとんどがポ
ートuに現われ、経路64を経て出力端子66から出力
される。
【0033】以上、図1に示した第1のループと第2の
ループを備えたフィードフォワード増幅器の動作を説明
した。以下の説明において、このような増幅器を2重ル
ープフィードフォワード増幅器という。
ループを備えたフィードフォワード増幅器の動作を説明
した。以下の説明において、このような増幅器を2重ル
ープフィードフォワード増幅器という。
【0034】歪抑圧が得られる帯域は第1の歪除去ルー
プ5と第2の歪除去ループ7の帯域に依存し、増幅器全
体の歪抑圧量は上記第1と第2の歪除去ループの歪抑圧
量を掛け合わせたものになるので、図1に示した2重ル
ープフィードフォワード増幅器では、図2に示すよう
に、従来例よりも広帯域にわたる歪補償特性が得られ
る。
プ5と第2の歪除去ループ7の帯域に依存し、増幅器全
体の歪抑圧量は上記第1と第2の歪除去ループの歪抑圧
量を掛け合わせたものになるので、図1に示した2重ル
ープフィードフォワード増幅器では、図2に示すよう
に、従来例よりも広帯域にわたる歪補償特性が得られ
る。
【0035】図1の2重ループフィードフォワード増幅
器の広帯域歪補償特性は、各ループの周波数をずらすこ
とによってさらに広帯域にすることができる。すなわ
ち、図1において、第1のループ2の歪補償が動作する
中心周波数と第2のループ3の歪補償が動作する中心周
波数をずらすことによって一層広帯域の歪補償特性が得
られるのである。図3は第1のループと第2のループの
歪抑圧の動作中心周波数を入力信号中心周波数に対して
±3%にしたときの歪抑圧周波数特性例である。図2と
比較すると、広帯域化が実現されていることが分かる。
以下、この増幅器をスタガード2重ループフィードフォ
ワード増幅器という。通常、各ループの動作中心周波数
は、信号帯域外の上下両側に設定する。
器の広帯域歪補償特性は、各ループの周波数をずらすこ
とによってさらに広帯域にすることができる。すなわ
ち、図1において、第1のループ2の歪補償が動作する
中心周波数と第2のループ3の歪補償が動作する中心周
波数をずらすことによって一層広帯域の歪補償特性が得
られるのである。図3は第1のループと第2のループの
歪抑圧の動作中心周波数を入力信号中心周波数に対して
±3%にしたときの歪抑圧周波数特性例である。図2と
比較すると、広帯域化が実現されていることが分かる。
以下、この増幅器をスタガード2重ループフィードフォ
ワード増幅器という。通常、各ループの動作中心周波数
は、信号帯域外の上下両側に設定する。
【0036】このように、各ループの歪抑圧動作中心周
波数をずらすことによって、多チャネル信号を共通に増
幅する際にチャネル帯域が広い場合にも使用できる増幅
器を提供することができる。そして、主増幅器の歪特性
が悪く、共通増幅によって生じる相互変調歪成分が3次
成分にとどまらず、5次または7次以上におよぶ場合に
は歪抑圧の帯域がチャネル帯域よりもかなり広いことが
要求されるが、そのような要求を満たすことも可能であ
る。
波数をずらすことによって、多チャネル信号を共通に増
幅する際にチャネル帯域が広い場合にも使用できる増幅
器を提供することができる。そして、主増幅器の歪特性
が悪く、共通増幅によって生じる相互変調歪成分が3次
成分にとどまらず、5次または7次以上におよぶ場合に
は歪抑圧の帯域がチャネル帯域よりもかなり広いことが
要求されるが、そのような要求を満たすことも可能であ
る。
【0037】上述のような高性能は、以下に説明する本
発明によるフィードフォワード増幅器の制御装置によっ
て維持される。この制御装置は、周囲温度の変化や経時
変化に起因する増幅器、その他構成部品の特性変化によ
って生じる各ループの平衡性の変動を除去し、フィード
フォワード増幅器の動作状態を常に最適に保持するよう
に働く。
発明によるフィードフォワード増幅器の制御装置によっ
て維持される。この制御装置は、周囲温度の変化や経時
変化に起因する増幅器、その他構成部品の特性変化によ
って生じる各ループの平衡性の変動を除去し、フィード
フォワード増幅器の動作状態を常に最適に保持するよう
に働く。
【0038】図4は、本発明による制御装置を備えたス
タガード2重ループフィードフォワード増幅器の第1実
施例を示すブロック図である。図4において、図1と同
等の構成要素には図1と同じ符号を付し、重複する説明
は省略する。
タガード2重ループフィードフォワード増幅器の第1実
施例を示すブロック図である。図4において、図1と同
等の構成要素には図1と同じ符号を付し、重複する説明
は省略する。
【0039】図4に示した調整装置は、主増幅器28の
出力から第2の方向性結合器32のポートdに至る経路
に挿入されパイロット信号を方向性結合器32のポート
dに注入する注入結合器71、第3の方向性結合器44
のポートjと第5の方向性結合器50のポートnを結ぶ
経路46に挿入され同経路46から信号を一部抽出する
第1の抽出結合器73、そして第6の方向性結合器62
のポートuからの出力信号を出力端子66に導く経路6
4に挿入され同経路64から信号を一部抽出する第2の
抽出結合器75をスタガード2重ループフィードフォワ
ード増幅器の信号経路内に備えている。
出力から第2の方向性結合器32のポートdに至る経路
に挿入されパイロット信号を方向性結合器32のポート
dに注入する注入結合器71、第3の方向性結合器44
のポートjと第5の方向性結合器50のポートnを結ぶ
経路46に挿入され同経路46から信号を一部抽出する
第1の抽出結合器73、そして第6の方向性結合器62
のポートuからの出力信号を出力端子66に導く経路6
4に挿入され同経路64から信号を一部抽出する第2の
抽出結合器75をスタガード2重ループフィードフォワ
ード増幅器の信号経路内に備えている。
【0040】注入結合器71から増幅器経路に注入され
るパイロット信号はパイロット信号生成回路110が発
生する。パイロット信号生成回路110には、乗算器1
11と113、狭帯域フィルタ115と117、そして
スイッチ素子119が備えられている。第1の基準周波
数を持つ第1の基準発振器81および第2の基準周波数
を持つ第2の基準発振器83Aの出力がパイロット信号
生成回路110内の乗算器111および113において
周波数変換され、パイロット信号源となる。
るパイロット信号はパイロット信号生成回路110が発
生する。パイロット信号生成回路110には、乗算器1
11と113、狭帯域フィルタ115と117、そして
スイッチ素子119が備えられている。第1の基準周波
数を持つ第1の基準発振器81および第2の基準周波数
を持つ第2の基準発振器83Aの出力がパイロット信号
生成回路110内の乗算器111および113において
周波数変換され、パイロット信号源となる。
【0041】周波数変換回路130には、パイロット信
号成分を通過させる狭帯域フィルタ131と133、乗
算器135と137、スイッチ素子139、そして狭帯
域フィルタ141が備えられている。第1の抽出結合器
73によって増幅器経路から一部抽出された信号を狭帯
域フィルタ131に、第2の抽出結合器75によって増
幅器経路から一部抽出された信号を狭帯域フィルタ13
3にそれぞれ通してパイロット信号成分を抽出し、乗算
器135および137において第1の基準周波数をもつ
第1の基準発振器81Aの出力と混合し、差の周波数成
分すなわち低域変換周波数に変換して出力する。
号成分を通過させる狭帯域フィルタ131と133、乗
算器135と137、スイッチ素子139、そして狭帯
域フィルタ141が備えられている。第1の抽出結合器
73によって増幅器経路から一部抽出された信号を狭帯
域フィルタ131に、第2の抽出結合器75によって増
幅器経路から一部抽出された信号を狭帯域フィルタ13
3にそれぞれ通してパイロット信号成分を抽出し、乗算
器135および137において第1の基準周波数をもつ
第1の基準発振器81Aの出力と混合し、差の周波数成
分すなわち低域変換周波数に変換して出力する。
【0042】直交復調回路150は、周波数変換回路1
30によって低域周波数に変換された抽出パイロット信
号の位相情報を得るための回路である。回路150は乗
算器151および153、そして90度移相器154を
備え、回路130から送られてきた低域変換パイロット
信号を第2の基準周波数をもつ第2の基準発振器83A
出力によって同期検波しIおよびQ信号を復調する。A
/Dコンバータ91、92は、これらのI,Q信号をデ
ィジタル信号に変換する。
30によって低域周波数に変換された抽出パイロット信
号の位相情報を得るための回路である。回路150は乗
算器151および153、そして90度移相器154を
備え、回路130から送られてきた低域変換パイロット
信号を第2の基準周波数をもつ第2の基準発振器83A
出力によって同期検波しIおよびQ信号を復調する。A
/Dコンバータ91、92は、これらのI,Q信号をデ
ィジタル信号に変換する。
【0043】第1の基準発振器81から周波数変換回路
130に至る経路84に挿入されている遅延器86Aお
よび86Bは、パイロット信号生成回路110から結合
器、フィードフォワード増幅器、狭帯域フィルタ等を経
て乗算器135および137に至るパイロット信号の第
1の基準発振器81に対する遅延を補償するための遅延
器である。また、第2の基準発振器83Aから直交復調
回路150に至る経路87に挿入されている遅延器89
Aおよび89Bは、上記遅延に乗算器135および13
7から乗算器151および153までの遅延を加えた遅
延時間を補償するためのものである。
130に至る経路84に挿入されている遅延器86Aお
よび86Bは、パイロット信号生成回路110から結合
器、フィードフォワード増幅器、狭帯域フィルタ等を経
て乗算器135および137に至るパイロット信号の第
1の基準発振器81に対する遅延を補償するための遅延
器である。また、第2の基準発振器83Aから直交復調
回路150に至る経路87に挿入されている遅延器89
Aおよび89Bは、上記遅延に乗算器135および13
7から乗算器151および153までの遅延を加えた遅
延時間を補償するためのものである。
【0044】制御回路170は、例えばマイクロプロセ
ッサを用いて構成され、A/Dコンバータ91,92か
らの誤差データを受け、周波数変換回路130の出力の
低域変換パイロット信号を増幅器95、エンベロープ検
波器96、そしてA/Dコンバータ97を経由してモニ
タし、低域変換パイロット信号が最小になるようにD/
Aコンバータ93,94を介して第2のベクトル調整器
40および第4のベクトル調整器58を調整する。抽出
されたパイロット信号の最小値が得られたとき、制御回
路は各ベクトル調整器に与えた制御信号をラッチし、パ
イロット信号が最小の状態、すなわちフィードフォワー
ド増幅器の最適調整状態を保持する。
ッサを用いて構成され、A/Dコンバータ91,92か
らの誤差データを受け、周波数変換回路130の出力の
低域変換パイロット信号を増幅器95、エンベロープ検
波器96、そしてA/Dコンバータ97を経由してモニ
タし、低域変換パイロット信号が最小になるようにD/
Aコンバータ93,94を介して第2のベクトル調整器
40および第4のベクトル調整器58を調整する。抽出
されたパイロット信号の最小値が得られたとき、制御回
路は各ベクトル調整器に与えた制御信号をラッチし、パ
イロット信号が最小の状態、すなわちフィードフォワー
ド増幅器の最適調整状態を保持する。
【0045】制御回路170から各スイッチ素子に至る
ライン171は、制御回路170内にあるROMに格納
されているプログラムに従って各スイッチ素子を操作で
きることを表している。
ライン171は、制御回路170内にあるROMに格納
されているプログラムに従って各スイッチ素子を操作で
きることを表している。
【0046】各ベクトル調整器は、図4の例ではアナロ
グ信号によって制御されるので、制御回路170とベク
トル調整器との間にD/Aコンバータが挿入されている
が、ディジタル制御調整器の場合、D/Aコンバータは
不要である。
グ信号によって制御されるので、制御回路170とベク
トル調整器との間にD/Aコンバータが挿入されている
が、ディジタル制御調整器の場合、D/Aコンバータは
不要である。
【0047】以下、図4を参照しながら、800MHz
帯の携帯電話基地局に使用できるスタガード2重ループ
フィードフォワード増幅器の制御動作を説明する。一例
として、第1の歪除去ループ5の動作中心周波数(以
下、第1の周波数という)を809.3MHz、第2の
歪除去ループ7の動作中心周波数(以下、第2の周波数
という)を830.7MHzとする。そして、第1の基
準発振器81の周波数を本増幅器の中心周波数820M
Hz、第2の基準発振器83Aの周波数を10.7MH
zとする。
帯の携帯電話基地局に使用できるスタガード2重ループ
フィードフォワード増幅器の制御動作を説明する。一例
として、第1の歪除去ループ5の動作中心周波数(以
下、第1の周波数という)を809.3MHz、第2の
歪除去ループ7の動作中心周波数(以下、第2の周波数
という)を830.7MHzとする。そして、第1の基
準発振器81の周波数を本増幅器の中心周波数820M
Hz、第2の基準発振器83Aの周波数を10.7MH
zとする。
【0048】まず、第1の歪除去ループ5の調整制御か
ら始めるべく、スイッチ素子85,88,119,そし
て139は接点A側に切換えられる。この切換操作は制
御回路170からのライン171を通じて送られる指令
によるが、もちろん手動切換も可能である。
ら始めるべく、スイッチ素子85,88,119,そし
て139は接点A側に切換えられる。この切換操作は制
御回路170からのライン171を通じて送られる指令
によるが、もちろん手動切換も可能である。
【0049】第1の基準発振器81の出力と第2の基準
発振器83Aの出力は、パイロット信号生成回路110
内の乗算器111および113にて乗算され、和と差の
周波数すなわち(820±10.7)MHzの信号に変
換される。狭帯域フィルタ115は差周波数の809.
3MHzを通してスイッチ素子119の接点Aに送り、
狭帯域フィルタ117は和周波数の830.7MHzを
通してスイッチ素子119の接点Bに送る。スイッチ素
子119の共通端子Cは接点Aに接触しているから、パ
イロット信号生成回路110からは経路121を通して
第1の周波数809.3MHzの第1のパイロット信号
が注入結合器71を介して主増幅器の出力経路に注入さ
れる。この第1のパイロット信号を含む信号は第1の歪
除去ループ5の出力経路46中に挿入されている第1の
抽出結合器73によって抽出され経路74を経て周波数
変換回路130内の狭帯域フィルタ131に送られる。
フィルタ131の通過周波数は809.3MHzである
から、このフィルタ131によって809.3MHzの
第1のパイロット信号成分のみが検出され、乗算器13
5に送られ、第1の基準発振器81から経路84を経て
送られた第1の基準周波数820MHzと乗算され、そ
の出力はスイッチ素子139の接点A共通端子Cを通
り、狭帯域フィルタ141によって変換周波数の差周波
数成分10.7MHzの第1の低域変換パイロット信号
が取り出される。この信号は第1の抽出結合器73によ
って抽出された第1のパイロット信号と同じ特性を有
し、経路142を経て直交復調回路150へ、そして増
幅器95、エンベロープ検波器96、A/Dコンバータ
97を含む経路143を経て制御回路170へ送られ
る。
発振器83Aの出力は、パイロット信号生成回路110
内の乗算器111および113にて乗算され、和と差の
周波数すなわち(820±10.7)MHzの信号に変
換される。狭帯域フィルタ115は差周波数の809.
3MHzを通してスイッチ素子119の接点Aに送り、
狭帯域フィルタ117は和周波数の830.7MHzを
通してスイッチ素子119の接点Bに送る。スイッチ素
子119の共通端子Cは接点Aに接触しているから、パ
イロット信号生成回路110からは経路121を通して
第1の周波数809.3MHzの第1のパイロット信号
が注入結合器71を介して主増幅器の出力経路に注入さ
れる。この第1のパイロット信号を含む信号は第1の歪
除去ループ5の出力経路46中に挿入されている第1の
抽出結合器73によって抽出され経路74を経て周波数
変換回路130内の狭帯域フィルタ131に送られる。
フィルタ131の通過周波数は809.3MHzである
から、このフィルタ131によって809.3MHzの
第1のパイロット信号成分のみが検出され、乗算器13
5に送られ、第1の基準発振器81から経路84を経て
送られた第1の基準周波数820MHzと乗算され、そ
の出力はスイッチ素子139の接点A共通端子Cを通
り、狭帯域フィルタ141によって変換周波数の差周波
数成分10.7MHzの第1の低域変換パイロット信号
が取り出される。この信号は第1の抽出結合器73によ
って抽出された第1のパイロット信号と同じ特性を有
し、経路142を経て直交復調回路150へ、そして増
幅器95、エンベロープ検波器96、A/Dコンバータ
97を含む経路143を経て制御回路170へ送られ
る。
【0050】直交復調回路150は、乗算器151およ
び153と90度移相器154で構成され、経路141
からの周波数10.7MHzの第1低域変換パイロット
信号を周波数10.7MHzの第2基準発振器83Aか
ら遅延器89Aを含む経路87を経て送られた遅延補償
された信号によって同期検波し、第1の低域変換パイロ
ット信号のIおよびQ信号を復調する。A/Dコンバー
タ91および92はこれらI、Q信号をディジタル信号
に変換し誤差信号として制御回路170に入力する。
び153と90度移相器154で構成され、経路141
からの周波数10.7MHzの第1低域変換パイロット
信号を周波数10.7MHzの第2基準発振器83Aか
ら遅延器89Aを含む経路87を経て送られた遅延補償
された信号によって同期検波し、第1の低域変換パイロ
ット信号のIおよびQ信号を復調する。A/Dコンバー
タ91および92はこれらI、Q信号をディジタル信号
に変換し誤差信号として制御回路170に入力する。
【0051】制御回路170は、A/Dコンバータ9
1,92からの誤差データを受け、さらに、周波数変換
回路130からの第1の低減変換パイロット信号の振幅
レベルを増幅、検波、A/D変換を含む経路142によ
ってモニタし、低減変換パイロット信号の振幅が最小に
なるようにD/Aコンバータ93を介して第2のベクト
ル調整器40を調整する。この制御は例えば摂動法を用
いて行われる。低域変換パイロット信号の最小値が得ら
れると、制御回路170は第2のベクトル調整器40の
調整状態を保持するため、D/Aコンバータ93へのデ
ィジタル制御信号をラッチし、その状態を内蔵メモリに
記憶してから次の調整制御過程に進む。
1,92からの誤差データを受け、さらに、周波数変換
回路130からの第1の低減変換パイロット信号の振幅
レベルを増幅、検波、A/D変換を含む経路142によ
ってモニタし、低減変換パイロット信号の振幅が最小に
なるようにD/Aコンバータ93を介して第2のベクト
ル調整器40を調整する。この制御は例えば摂動法を用
いて行われる。低域変換パイロット信号の最小値が得ら
れると、制御回路170は第2のベクトル調整器40の
調整状態を保持するため、D/Aコンバータ93へのデ
ィジタル制御信号をラッチし、その状態を内蔵メモリに
記憶してから次の調整制御過程に進む。
【0052】次の制御は、第2の歪除去ループ7の調整
である。制御回路170は第1の歪検出ループ5の調整
制御の完了を確認すると、スイッチ操作ライン171を
通して各スイッチ素子85,88,119、そして13
9を接点Bに切換える。この切換えは手動でも可能であ
る。手動切換の場合は、制御回路170に接続され、そ
の処理過程を表示している表示器180に指示される処
理手順に従って操作することになる。パイロット信号生
成回路110からは、狭帯域フィルタ117を通過した
第1の基準周波数と第2の基準周波数の和の830.7
MHzの第2のパイロット信号がスイッチ素子119の
接点B、共通端子Cを通り経路121を経て注入結合器
71を介して第1の歪除去ループ5に注入される。注入
された第2のパイロット信号は第1の歪除去ループ5、
経路46を経て第2の歪除去ループ7の第5の方向性結
合器50のポートnに注入される。この第2のパイロッ
ト信号を含む信号は第2の歪除去ループ7の出力経路す
なわち増幅器出力経路64中に挿入されている第2の抽
出結合器75によって抽出され経路76を経て周波数変
換回路130内の狭帯域フィルタ133に送られる。こ
のフィルタ133の通過周波数は830.7MHzであ
って、第2のパイロット信号成分のみを通して乗算器1
37に送る。第2のパイロット信号成分は、第1の基準
発振器81から経路84を経て送られてきた第1の基準
周波数820MHzと乗算され、その乗算器137の出
力はスイッチ素子139の接点B、共通端子Cを通り、
通過周波巣10.7MHzの狭帯域フィルタによって周
波数変換された差周波数10.7MHzの第2の低域変
換パイロット信号が取り出される。この信号は第2の抽
出結合器75によって抽出された第2のパイロット信号
と同じ特性を有しており、経路142を経て直交復調回
路150へ、そして増幅器95、エンベロープ検波器9
6、A/Dコンバータ97を含む経路143を経て制御
回路170へ送られる。
である。制御回路170は第1の歪検出ループ5の調整
制御の完了を確認すると、スイッチ操作ライン171を
通して各スイッチ素子85,88,119、そして13
9を接点Bに切換える。この切換えは手動でも可能であ
る。手動切換の場合は、制御回路170に接続され、そ
の処理過程を表示している表示器180に指示される処
理手順に従って操作することになる。パイロット信号生
成回路110からは、狭帯域フィルタ117を通過した
第1の基準周波数と第2の基準周波数の和の830.7
MHzの第2のパイロット信号がスイッチ素子119の
接点B、共通端子Cを通り経路121を経て注入結合器
71を介して第1の歪除去ループ5に注入される。注入
された第2のパイロット信号は第1の歪除去ループ5、
経路46を経て第2の歪除去ループ7の第5の方向性結
合器50のポートnに注入される。この第2のパイロッ
ト信号を含む信号は第2の歪除去ループ7の出力経路す
なわち増幅器出力経路64中に挿入されている第2の抽
出結合器75によって抽出され経路76を経て周波数変
換回路130内の狭帯域フィルタ133に送られる。こ
のフィルタ133の通過周波数は830.7MHzであ
って、第2のパイロット信号成分のみを通して乗算器1
37に送る。第2のパイロット信号成分は、第1の基準
発振器81から経路84を経て送られてきた第1の基準
周波数820MHzと乗算され、その乗算器137の出
力はスイッチ素子139の接点B、共通端子Cを通り、
通過周波巣10.7MHzの狭帯域フィルタによって周
波数変換された差周波数10.7MHzの第2の低域変
換パイロット信号が取り出される。この信号は第2の抽
出結合器75によって抽出された第2のパイロット信号
と同じ特性を有しており、経路142を経て直交復調回
路150へ、そして増幅器95、エンベロープ検波器9
6、A/Dコンバータ97を含む経路143を経て制御
回路170へ送られる。
【0053】直交復調回路150へ送られた信号は、前
記した第1の歪除去ループ調整時の第1の低域変換パイ
ロット信号の場合と同様に、第2の基準発振器83Aか
ら送られる遅延補償された信号によって同期検波され、
第2の低域変換パイロット信号のIおよびQ信号に復調
される。A/Dコンバータ91および92は、これらを
ディジタル信号に変換し、I、Q誤差データとして制御
回路170に入力する。
記した第1の歪除去ループ調整時の第1の低域変換パイ
ロット信号の場合と同様に、第2の基準発振器83Aか
ら送られる遅延補償された信号によって同期検波され、
第2の低域変換パイロット信号のIおよびQ信号に復調
される。A/Dコンバータ91および92は、これらを
ディジタル信号に変換し、I、Q誤差データとして制御
回路170に入力する。
【0054】制御回路170は、A/Dコンバータ9
1,92からの誤差データを受け、さらに、周波数変換
回路130からの第2の低域変換パイロット信号の振幅
レベルを増幅器95、エンベロープ検波器96、A/D
コンバータ97を含む経路142を通してモニタし、第
2の低域変換パイロット信号の振幅が最小になるように
D/Aコンバータ94を介して第2の歪除去ループ7内
の第4のベクトル調整器58を調整する。第2の低域変
換パイロット信号の最小値が得られると、制御回路17
0は第4のベクトル調整器58の調整状態を保持するた
め、D/Aコンバータ94へのディジタル制御信号をラ
ッチし、その状態を内蔵メモリに記憶する。このように
して第2の歪除去ループ7が調整され、これをもってス
タガード2重ループフィードフォワード増幅器の調整制
御が完了する。
1,92からの誤差データを受け、さらに、周波数変換
回路130からの第2の低域変換パイロット信号の振幅
レベルを増幅器95、エンベロープ検波器96、A/D
コンバータ97を含む経路142を通してモニタし、第
2の低域変換パイロット信号の振幅が最小になるように
D/Aコンバータ94を介して第2の歪除去ループ7内
の第4のベクトル調整器58を調整する。第2の低域変
換パイロット信号の最小値が得られると、制御回路17
0は第4のベクトル調整器58の調整状態を保持するた
め、D/Aコンバータ94へのディジタル制御信号をラ
ッチし、その状態を内蔵メモリに記憶する。このように
して第2の歪除去ループ7が調整され、これをもってス
タガード2重ループフィードフォワード増幅器の調整制
御が完了する。
【0055】本実施例においては、パイロット信号の生
成に用いた第2の基準発振器83Aの出力をパイロット
信号の伝送経路における遅延を補償して直交復調回路1
50に印加し、増幅器から抽出され周波数変換回路13
0によって低域変換されたパイロット信号がIおよびQ
信号に正確に復調されるように構成してあるので、増幅
器の歪除去ループ内のベクトル調整器40および58の
振幅および位相の正確な調整が実施できる。したがっ
て、各歪除去ループの平衡を最適に調整することができ
る利点を持つ。
成に用いた第2の基準発振器83Aの出力をパイロット
信号の伝送経路における遅延を補償して直交復調回路1
50に印加し、増幅器から抽出され周波数変換回路13
0によって低域変換されたパイロット信号がIおよびQ
信号に正確に復調されるように構成してあるので、増幅
器の歪除去ループ内のベクトル調整器40および58の
振幅および位相の正確な調整が実施できる。したがっ
て、各歪除去ループの平衡を最適に調整することができ
る利点を持つ。
【0056】また、パイロット信号生成回路110は、
図4では2個の乗算器111,113を用いた例を示し
たが、図5に示すように1個の乗算器111Aで構成し
てもよい。また、パイロット信号生成回路110をディ
スクリート部品で構成する場合、乗算器の代りに平衡変
調器を使用すると回路構成が簡素になる。
図4では2個の乗算器111,113を用いた例を示し
たが、図5に示すように1個の乗算器111Aで構成し
てもよい。また、パイロット信号生成回路110をディ
スクリート部品で構成する場合、乗算器の代りに平衡変
調器を使用すると回路構成が簡素になる。
【0057】また、周波数変換回路130の狭帯域フィ
ルタ141は、通過周波数が10.7MHzと低いの
で、通常、セラミックフィルタが使用される。なお、ベ
クトル調整器は、キャリアの応答が遅いため高周波帯で
は整流作用を示さず単に抵抗体として動作するPINダ
イオードとか、逆方向電圧に対して可変容量として働く
バラクタダイオードを使用することによって容易に構成
できることは周知である。
ルタ141は、通過周波数が10.7MHzと低いの
で、通常、セラミックフィルタが使用される。なお、ベ
クトル調整器は、キャリアの応答が遅いため高周波帯で
は整流作用を示さず単に抵抗体として動作するPINダ
イオードとか、逆方向電圧に対して可変容量として働く
バラクタダイオードを使用することによって容易に構成
できることは周知である。
【0058】次に、第2の実施例として図6に示す回路
構成を用いると、パイロット信号がより正確に検出で
き、したがって本発明によるスタガード2重ループフィ
ードフォワード増幅器の平衡調整が精密に実行できる。
構成を用いると、パイロット信号がより正確に検出で
き、したがって本発明によるスタガード2重ループフィ
ードフォワード増幅器の平衡調整が精密に実行できる。
【0059】説明の便宜上、第1の歪除去ループ5の動
作中心周波数すなわち第1の周波数を810MHz、第
2の歪除去ループ7の動作中心周波数を830MHzと
する。したがって第1のパイロット信号周波数は810
MHz、第2のパイロット信号周波数は830MHzで
ある。
作中心周波数すなわち第1の周波数を810MHz、第
2の歪除去ループ7の動作中心周波数を830MHzと
する。したがって第1のパイロット信号周波数は810
MHz、第2のパイロット信号周波数は830MHzで
ある。
【0060】これらのパイロット信号は、図4に示した
第1の基準発振器81を2つの発振器81Aおよび81
Bに分け、それぞれの発振周波数を720MHzと74
0MHzとし、それらの発振周波数と第2の基準発振器
83Bの発振周波数90MHzとをパイロット信号生成
回路110の乗算器111と113で乗算し、和の周波
数を狭帯域フィルタ115A,117Aを通すことによ
って得られる。これらのパイロット信号は図4の例と同
様に注入結合器71によって増幅器に注入され、抽出結
合器73,75によって増幅器経路から分離されて周波
数変換回路130に送られる。狭帯域フィルタ131
A、133Aを通過し乗算器135,137に送られた
信号は、ここで、第1の基準発振器である81Aと81
Bからの信号と乗算され、積出力はスイッチ素子139
を通って狭帯域フィルタ141Aに送られる。フィルタ
141Aの通過周波数は90MHzに選ばれているか
ら、差周波数が取り出される。第1の基準発振器81A
および81Bから乗算器135および137に至る経路
84A,84Bに挿入されている遅延器86Cおよび8
6Dは、パイロット信号が通過する増幅器経路内の遅延
を補償するためのものである。
第1の基準発振器81を2つの発振器81Aおよび81
Bに分け、それぞれの発振周波数を720MHzと74
0MHzとし、それらの発振周波数と第2の基準発振器
83Bの発振周波数90MHzとをパイロット信号生成
回路110の乗算器111と113で乗算し、和の周波
数を狭帯域フィルタ115A,117Aを通すことによ
って得られる。これらのパイロット信号は図4の例と同
様に注入結合器71によって増幅器に注入され、抽出結
合器73,75によって増幅器経路から分離されて周波
数変換回路130に送られる。狭帯域フィルタ131
A、133Aを通過し乗算器135,137に送られた
信号は、ここで、第1の基準発振器である81Aと81
Bからの信号と乗算され、積出力はスイッチ素子139
を通って狭帯域フィルタ141Aに送られる。フィルタ
141Aの通過周波数は90MHzに選ばれているか
ら、差周波数が取り出される。第1の基準発振器81A
および81Bから乗算器135および137に至る経路
84A,84Bに挿入されている遅延器86Cおよび8
6Dは、パイロット信号が通過する増幅器経路内の遅延
を補償するためのものである。
【0061】90MHzに低域変換されたパイロット信
号成分は、直交復調回路150において第2の基準発振
器からの遅延器89C、89Dによって遅延補償された
信号によって同期検波され、IおよびQ誤差信号が復調
される。この誤差信号にもとづく制御回路170の増幅
器調整制御の動作は図4の第1実施例で説明した通りで
ある。
号成分は、直交復調回路150において第2の基準発振
器からの遅延器89C、89Dによって遅延補償された
信号によって同期検波され、IおよびQ誤差信号が復調
される。この誤差信号にもとづく制御回路170の増幅
器調整制御の動作は図4の第1実施例で説明した通りで
ある。
【0062】図6に示す第2実施例は、図4の第1実施
例に比べ基準発振器の数が増加した分だけ複雑になった
とみられるが、周波数変換回路130内の狭帯域フィル
タ141Aが、図4におけるフィルタ141の10.7
MHzとは異なり、90MHzであることに特徴があ
る。10.7MHzの周波数帯に適しているセラミック
フィルタは、Qの値、そして温度変化や経時変化に対す
る安定性に関して優れているとは言えない。このフィル
タQ及び温度安定性等は本発明の調整制御精度に大なる
影響を与える。90MHzの周波数帯においては、クリ
スタルフィルタの使用が可能になり、その高いQ値、温
度変化や経時変化に対する安定性は、本発明による制御
装置の精度および信頼性をさらに向上させる。
例に比べ基準発振器の数が増加した分だけ複雑になった
とみられるが、周波数変換回路130内の狭帯域フィル
タ141Aが、図4におけるフィルタ141の10.7
MHzとは異なり、90MHzであることに特徴があ
る。10.7MHzの周波数帯に適しているセラミック
フィルタは、Qの値、そして温度変化や経時変化に対す
る安定性に関して優れているとは言えない。このフィル
タQ及び温度安定性等は本発明の調整制御精度に大なる
影響を与える。90MHzの周波数帯においては、クリ
スタルフィルタの使用が可能になり、その高いQ値、温
度変化や経時変化に対する安定性は、本発明による制御
装置の精度および信頼性をさらに向上させる。
【0063】図6に示した第2実施例は、図7に示す第
3実施例のように簡素化することができる。図7におい
て、図6の第1の基準発振器は周波数シンセサイザ82
によって置換されている。その発振周波数720MHz
と740MHzは制御回路170からの制御ライン17
2によって切換えられる。このようなシンセサイザが基
準発振源、周波数逓倍器、周波数分周器、可変周波数発
振器を含むPLL回路等の組合せによって容易に構成さ
れることは周知である。
3実施例のように簡素化することができる。図7におい
て、図6の第1の基準発振器は周波数シンセサイザ82
によって置換されている。その発振周波数720MHz
と740MHzは制御回路170からの制御ライン17
2によって切換えられる。このようなシンセサイザが基
準発振源、周波数逓倍器、周波数分周器、可変周波数発
振器を含むPLL回路等の組合せによって容易に構成さ
れることは周知である。
【0064】周波数シンセサイザ82の出力はパイロッ
ト信号生成回路110内の乗算器112にて第2の基準
発振器83Bからの90MHz信号と混合され、800
〜840MHzの帯域フィルタ116を通り、経路12
1を経て増幅器にパイロット信号を抽入する抽入結合器
71に送られる。
ト信号生成回路110内の乗算器112にて第2の基準
発振器83Bからの90MHz信号と混合され、800
〜840MHzの帯域フィルタ116を通り、経路12
1を経て増幅器にパイロット信号を抽入する抽入結合器
71に送られる。
【0065】また、シンセサイザ82の出力は経路84
Cの遅延器86C,86Dで遅延補償されて周波数変換
器130に送られ、抽出結合器73,75からスイッチ
素子138と、820MHzを通す狭帯域消去フィルタ
132とを通過したパイロット信号を含む信号を乗算器
136によって周波数変換する。90MHzを通す狭帯
域クリスタルフィルタ141Aは、低域変換パイロット
信号を取り出し、以降、図6の第2実施例と同様の制御
動作が行われる。
Cの遅延器86C,86Dで遅延補償されて周波数変換
器130に送られ、抽出結合器73,75からスイッチ
素子138と、820MHzを通す狭帯域消去フィルタ
132とを通過したパイロット信号を含む信号を乗算器
136によって周波数変換する。90MHzを通す狭帯
域クリスタルフィルタ141Aは、低域変換パイロット
信号を取り出し、以降、図6の第2実施例と同様の制御
動作が行われる。
【0066】以上説明した各実施例では、パイロット信
号の周波数を信号帯域外の上下両側に設定してあるの
で、パイロット信号の検出精度は高く、正確に増幅器内
の歪除去ループの平衡度が調整制御できる。また、同様
な制御を歪検出ループについても行うことができ、そう
することで、より高性能の歪抑圧特性が得られるが、歪
検出ループに要求される抑圧量は小さくてよいため、歪
検出ループは最初に調整しておくのみで、以後、実用
上、再調整の必要は、ほとんどない。
号の周波数を信号帯域外の上下両側に設定してあるの
で、パイロット信号の検出精度は高く、正確に増幅器内
の歪除去ループの平衡度が調整制御できる。また、同様
な制御を歪検出ループについても行うことができ、そう
することで、より高性能の歪抑圧特性が得られるが、歪
検出ループに要求される抑圧量は小さくてよいため、歪
検出ループは最初に調整しておくのみで、以後、実用
上、再調整の必要は、ほとんどない。
【0067】また、第1の周波数は第2の周波数よりも
低い周波数に限定されるものではない。なお、本実施例
では周波数変換回路130からの低域変換パイロット信
号を増幅、検波、A/D変換を含む経路143を通して
モニタし、その最小値を求めたが、A/Dコンバータ9
1、92からのI,Q誤差データをモニターすることに
よっても最小値を求めることができる。
低い周波数に限定されるものではない。なお、本実施例
では周波数変換回路130からの低域変換パイロット信
号を増幅、検波、A/D変換を含む経路143を通して
モニタし、その最小値を求めたが、A/Dコンバータ9
1、92からのI,Q誤差データをモニターすることに
よっても最小値を求めることができる。
【0068】また、本実施例ではパイロット信号を、主
増幅器の出力経路に注入したが、主増幅器の入力経路に
注入してもよい。
増幅器の出力経路に注入したが、主増幅器の入力経路に
注入してもよい。
【0069】
【発明の効果】以上のように本発明の制御装置および制
御方法によれば、増幅器を構成する各歪除去ループの平
衡を最適状態に調整して維持することができ、その結
果、増幅素子をはじめとする回路素子の温度変化や経時
変化の歪補償特性に対する影響を抑えて広帯域にわたり
大きな歪補償効果を維持することができる。
御方法によれば、増幅器を構成する各歪除去ループの平
衡を最適状態に調整して維持することができ、その結
果、増幅素子をはじめとする回路素子の温度変化や経時
変化の歪補償特性に対する影響を抑えて広帯域にわたり
大きな歪補償効果を維持することができる。
【図1】本発明を適用するフィードフォワード増幅器の
ブロック図
ブロック図
【図2】図1の増幅器における歪抑圧特性図
【図3】スタガード2重ループフィードフォワード増幅
器の歪抑圧特性図
器の歪抑圧特性図
【図4】本発明による制御装置を備えたスタガード2重
ループフィードフォワード増幅器の第1実施例のブロッ
ク図
ループフィードフォワード増幅器の第1実施例のブロッ
ク図
【図5】図4のパイロット信号生成回路の他の構成を示
すブロック図
すブロック図
【図6】本発明による制御装置を備えたスタガード2重
ループフィードフォワード増幅器の第2実施例のブロッ
ク図
ループフィードフォワード増幅器の第2実施例のブロッ
ク図
【図7】本発明による制御装置を備えたスタガード2重
ループフィードフォワード増幅器の第3実施例のブロッ
ク図
ループフィードフォワード増幅器の第3実施例のブロッ
ク図
【図8】信号抑圧回路の原理的構成を示すブロック図
【図9】従来のフィードフォワード増幅器の一例を示す
ブロック図
ブロック図
【図10】図8の回路の歪抑圧特性図
1 入力端子
2 第1のループ
3 第2のループ
4 第1の歪検出ループ
5 第1の歪除去ループ
6 第2の歪検出ループ
7 第2の歪除去ループ
16 第3のベクトル調整器
26 第1のベクトル調整器
28 主増幅器
40 第2のベクトル調整器
42 第1の補助増幅器
58 第4のベクトル調整器
60 第2の補助増幅器
66 出力端子
71 注入結合器
73 第1の抽出結合器
75 第2の抽出結合器
81 第1の基準発振器
83A 第2の基準発振器
91,92,97 A/Dコンバータ
95 増幅器
96 エンベロープ検波器
110 パイロット信号生成回路
130 周波数変換回路
150 直交復調回路
170 制御回路
フロントページの続き
(72)発明者 長尾 和男
大阪府門真市大字門真1006番地 松下電
器産業株式会社内
(56)参考文献 特開 平7−22856(JP,A)
特開 平7−22854(JP,A)
特開 平7−106861(JP,A)
特開 平8−222965(JP,A)
特表 平9−503373(JP,A)
(58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名)
H03F 1/32
Claims (10)
- 【請求項1】 第1のベクトル調整器と主増幅器とを含
み前記主増幅器の出力中の歪成分を検出する第1の歪検
出ループと、第2のベクトル調整器と第1の補助増幅器
を含み前記第1の歪検出ループで検出した歪成分を前記
主増幅器の出力経路に加えることによって歪成分を相殺
する第1の周波数を動作中心とする第1の歪除去ループ
とを有する第1のループを備え、 さらに、信号の入力端子と、第3のベクトル調整器と前
記第1のループとを含み前記第1のループの出力中の歪
成分を検出する第2の歪検出ループと、第4のベクトル
調整器と第2の補助増幅器を含み前記第2の歪検出ルー
プで検出した歪成分を前記第1のループの出力経路に加
えることによって歪成分を相殺する第2の周波数を動作
中心とする第2の歪除去ループと、信号の出力端子とを
有する第2のループを備えているフィードフォワード増
幅器を制御するための装置であって、 1個または2個の第1の基準周波数発振手段と、 第2の基準周波数発振手段と、 前記第1および第2の基準周波数発振手段からの信号を
用いることによって前記第1の周波数をもつ第1のパイ
ロット信号と前記第2の周波数をもつ第2のパイロット
信号を発生するパイロット信号生成手段と、 前記第1または第2のパイロット信号を前記主増幅器の
出力経路に注入する注入手段と、 前記第1のループの出力経路中の信号の一部を抽出する
第1の抽出手段と、 前記第2のループの出力経路中の信号の一部を抽出する
第2の抽出手段と、 前記第1の抽出手段から前記第1のパイロット信号を取
り出すと共に前記第2の抽出手段から前記第2のパイロ
ット信号を取り出し、前記第1の基準周波数発振手段か
らの信号を用いることによって前記第1および第2のパ
イロット信号の周波数を変換して第1および第2の低域
変換パイロット信号を出力する周波数変換手段と、 前記第2の基準周波数発振手段からの信号を用いて前記
周波数変換手段からの第1または第2の低域変換パイロ
ット信号をIおよびQ信号成分に復調する直交復調手段
と、 前記周波数変換手段からの第1および第2の低域変換パ
イロット信号を増幅整形してパイロットモニタ信号を生
成するモニタ信号生成手段と、 前記直交復調手段からのIおよびQ信号成分をディジタ
ル値に変換するA/D変換手段と、 前記A/D変換手段からのディジタル値を誤差入力とし
て受け、前記モニタ信号生成手段からのパイロットモニ
タ信号をモニタ入力として受けて、前記パイロットモニ
タ信号の振幅レベルが最小になるように前記第2および
第4のベクトル調整器を調整する制御信号を出力し、前
記パイロットモニタ信号の最小振幅レベルが得られたと
きの制御信号の値を保持する制御回路とを備えたフィー
ドフォワード増幅器の制御装置。 - 【請求項2】 第1および第2の周波数を信号帯域の近
傍で信号帯域外の上側または下側に設定した請求項1記
載のフィードフォワード増幅器の制御装置。 - 【請求項3】 第1および第2の基準周波数発振手段の
和および差の周波数で第1および第2のパイロット信号
を生成するパイロット信号生成手段を備えた請求項1記
載のフィードフォワード増幅器の制御装置。 - 【請求項4】 第1および第2の基準周波数発振手段の
和の周波数を用いて第1および第2のパイロット信号を
生成するパイロット信号生成手段を備えた請求項1記載
のフィードフォワード増幅器の制御装置。 - 【請求項5】 第1の基準周波数発振手段は周波数シン
セサイザである請求項4記載のフィードフォワード増幅
器の制御装置。 - 【請求項6】 第1のベクトル調整器と主増幅器とを含
み前記主増幅器の出力中の歪成分を検出する第1の歪検
出ループと、第2のベクトル調整器と第1の補助増幅器
を含み前記第1の歪検出ループで検出した歪成分を前記
主増幅器の出力経路に加えることによって歪成分を相殺
する第1の周波数を動作中心とする第1の歪除去ループ
を有する第1のループを備え、 さらに、信号の入力端子と、第3のベクトル調整器と前
記第1のループとを含み前記第1のループの出力中の歪
成分を検出する第2の歪検出ループと、第4のベクトル
調整器と第2の補助増幅器を含み前記第2の歪検出ルー
プで検出した歪成分を前記第1のループの出力経路に加
えることによって歪成分を相殺する第2の周波数を動作
中心とする第2の歪除去ループと、信号の出力端子とを
有する第2のループを備えているフィードフォワード増
幅器を制御するための方法であって、 第1および第2の基準周波数を発振し、 前記第1および第2の基準周波数から前記第1の周波数
をもつ第1のパイロット信号と前記第2の周波数をもつ
第2のパイロット信号を発生し、 前記第1または第2のパイロット信号を前記主増幅器の
出力経路に注入し、 前記第1および第2のループの出力経路から信号の一部
をそれぞれ抽出し、 前記第1のループの出力経路から抽出した信号から前記
第1のパイロット信号成分を取り出して前記第1の基準
周波数を用いて低域変換し、 前記第2のループの出力経路から抽出した信号から前記
第2のパイロット信号成分を取り出して前記第1の基準
周波数を用いて低域変換し、 前記低域変換された第1または第2のパイロット信号を
前記第2の基準周波数を用いてI信号成分およびQ信号
成分に直交復調し、 前記低域変換されたパイロット信号を増幅整形してパイ
ロットモニタ信号を生成し、 前記IおよびQ信号成分を誤差信号として前記パイロッ
トモニタ信号の振幅レベルが最小になるように前記第2
および第4のベクトル調整器を制御し、 前記パイロットモニタ信号の最小振幅レベルが得られた
ときのベクトル調整器制御値を保持することを特徴とす
るフィードフォワード増幅器の制御方法。 - 【請求項7】 第1および第2の周波数を信号帯域の近
傍で信号帯域外の上側または下側に設定した請求項6記
載のフィードフォワード増幅器の制御方法。 - 【請求項8】 第1および第2の基準周波数の和または
差の周波数をとって第1または第2のパイロット信号と
する請求項6記載のフィードフォワード増幅器の制御方
法。 - 【請求項9】 第1および第2の基準周波数の和の周波
数をとって第1または第2のパイロット信号とする請求
項6記載のフィードフォワード増幅器の制御方法。 - 【請求項10】 第1の基準周波数は周波数シンセサイ
ザで合成される請求項6記載のフィードフォワード増幅
器の制御方法。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18368095A JP3361657B2 (ja) | 1995-07-20 | 1995-07-20 | フィードフォワード増幅器の制御装置および制御方法 |
US08/684,384 US5815036A (en) | 1995-07-20 | 1996-07-19 | Apparatus and method for controlling feedforward amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18368095A JP3361657B2 (ja) | 1995-07-20 | 1995-07-20 | フィードフォワード増幅器の制御装置および制御方法 |
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0936668A JPH0936668A (ja) | 1997-02-07 |
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Family
ID=16140052
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18368095A Expired - Fee Related JP3361657B2 (ja) | 1995-07-20 | 1995-07-20 | フィードフォワード増幅器の制御装置および制御方法 |
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---|---|
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1995
- 1995-07-20 JP JP18368095A patent/JP3361657B2/ja not_active Expired - Fee Related
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1996
- 1996-07-19 US US08/684,384 patent/US5815036A/en not_active Expired - Fee Related
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