JPH07101819B2 - 多周波同時増幅器における歪補償回路 - Google Patents
多周波同時増幅器における歪補償回路Info
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- JPH07101819B2 JPH07101819B2 JP63133160A JP13316088A JPH07101819B2 JP H07101819 B2 JPH07101819 B2 JP H07101819B2 JP 63133160 A JP63133160 A JP 63133160A JP 13316088 A JP13316088 A JP 13316088A JP H07101819 B2 JPH07101819 B2 JP H07101819B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は多周波同時増幅器における歪補償回路に関し、
一層詳細には、周波数の異なる多数の無線周波の信号を
同時増幅する際に発生する非直線歪成分をフィードバッ
ク制御により自動的に補償して低歪で効率のよい信号増
幅を行なえる多周波増幅器における歪補償回路に関す
る。
一層詳細には、周波数の異なる多数の無線周波の信号を
同時増幅する際に発生する非直線歪成分をフィードバッ
ク制御により自動的に補償して低歪で効率のよい信号増
幅を行なえる多周波増幅器における歪補償回路に関す
る。
［発明の背景］ 近時、無線通信の発展に伴い使用周波数の多周波化が促
進され、これに伴い広帯域多周波同時電力増幅器（以
下、多周波同時増幅器という）の需要が増加している。
進され、これに伴い広帯域多周波同時電力増幅器（以
下、多周波同時増幅器という）の需要が増加している。
このような多周波同時増幅器により、例えば、自動車電
話の基地局の送信信号、テレビ放送波の信号等、多数の
無線周波数からなる信号を同時に増幅する場合、当該増
幅器の入出力特性に起因する非直線性のために複数の信
号同士の相互干渉による混変調成分が発生し、この混変
調成分が前記多周波同時増幅器の特性に悪影響を与えて
いる。
話の基地局の送信信号、テレビ放送波の信号等、多数の
無線周波数からなる信号を同時に増幅する場合、当該増
幅器の入出力特性に起因する非直線性のために複数の信
号同士の相互干渉による混変調成分が発生し、この混変
調成分が前記多周波同時増幅器の特性に悪影響を与えて
いる。
この混変調等の非直線性歪の影響を少なくするためには
その飽和出力が大きく且つ直線性のよい多周波同時増幅
器が必要となる。そして、このような多周波同時増幅器
には大出力電力を取り出せるトランジスタ等の増幅素子
が必須であるが、単一のトランジスタにより効率よく大
出力電力を取り出すことは極めて困難である。そこで、
通常、以下に述べるような３通りの歪低減方式を採用す
る多周波同時増幅器が提案されている。
その飽和出力が大きく且つ直線性のよい多周波同時増幅
器が必要となる。そして、このような多周波同時増幅器
には大出力電力を取り出せるトランジスタ等の増幅素子
が必須であるが、単一のトランジスタにより効率よく大
出力電力を取り出すことは極めて困難である。そこで、
通常、以下に述べるような３通りの歪低減方式を採用す
る多周波同時増幅器が提案されている。
第１の方式は、第１図に示すように、異なる周波数f1乃
至fnを担持する信号S1（f1）乃至Sn（fn）の夫々の信号
毎に増幅器a1乃至anを別個に使用し、夫々の出力信号を
空中線共用器２で合成する方式であり、現在の自動車電
話基地局の送信機や大電力のテレビ放送機で用いられて
いる方式である。この方式は増幅器a1乃至anが周波数f1
乃至fn毎に１台ずつ必要であり、さらにそれらの増幅器
a1乃至anの出力信号を合成する空中線共用器２も必要で
あることから当該装置が大型化し、しかも、使用する周
波数が空中線共用器２で限定されるため周波数の変更が
容易に出来ないという欠点を露呈している。
至fnを担持する信号S1（f1）乃至Sn（fn）の夫々の信号
毎に増幅器a1乃至anを別個に使用し、夫々の出力信号を
空中線共用器２で合成する方式であり、現在の自動車電
話基地局の送信機や大電力のテレビ放送機で用いられて
いる方式である。この方式は増幅器a1乃至anが周波数f1
乃至fn毎に１台ずつ必要であり、さらにそれらの増幅器
a1乃至anの出力信号を合成する空中線共用器２も必要で
あることから当該装置が大型化し、しかも、使用する周
波数が空中線共用器２で限定されるため周波数の変更が
容易に出来ないという欠点を露呈している。
第２の方式は、第２図ａに示すように、増幅器の歪特性
を改善した広帯域低歪増幅器４を使用して多周波の信号
S1（f1）乃至Sn（fn）をｎ波合成器６により合成した
後、同時に増幅する方式である。この方式では使用する
周波数を自由に変更出来るが、広帯域低歪増幅器４で発
生する歪を少なくしなければならない要請から当該広帯
域低歪増幅器４の信号出力レベルを当該広帯域低歪増幅
器４の飽和出力レベルに比較して十分に小さい信号レベ
ルで使用しなければならず、結果的には全体としての電
力利用効率が極めて低くなるという問題点が存在してい
る。この場合、例えば、第２図ｂに示すように周波数チ
ャンネル間隔が周波数幅Δｆで割り当てられている時、
この中、周波数f3、f4に対応する隣接するチャンネルの
２つの信号S3（f3）、S4（f4）が広帯域低歪増幅器４に
入力されると、当該広帯域低歪増幅器４の非直線性によ
りその出力端子８には前記周波数f3、f4の近傍に次の第
１式並びに第２式に示すような三次歪成分のスプリアス
周波数f2、f5に対応する三次歪成分（第２図ｃ参照）が
発生し、夫々周波数f3の下側のチャンネル｛以下、Ｃ
（f3）と標記する｝および周波数f4の上側のチャンネル
Ｃ（f4）に妨害を与える。
を改善した広帯域低歪増幅器４を使用して多周波の信号
S1（f1）乃至Sn（fn）をｎ波合成器６により合成した
後、同時に増幅する方式である。この方式では使用する
周波数を自由に変更出来るが、広帯域低歪増幅器４で発
生する歪を少なくしなければならない要請から当該広帯
域低歪増幅器４の信号出力レベルを当該広帯域低歪増幅
器４の飽和出力レベルに比較して十分に小さい信号レベ
ルで使用しなければならず、結果的には全体としての電
力利用効率が極めて低くなるという問題点が存在してい
る。この場合、例えば、第２図ｂに示すように周波数チ
ャンネル間隔が周波数幅Δｆで割り当てられている時、
この中、周波数f3、f4に対応する隣接するチャンネルの
２つの信号S3（f3）、S4（f4）が広帯域低歪増幅器４に
入力されると、当該広帯域低歪増幅器４の非直線性によ
りその出力端子８には前記周波数f3、f4の近傍に次の第
１式並びに第２式に示すような三次歪成分のスプリアス
周波数f2、f5に対応する三次歪成分（第２図ｃ参照）が
発生し、夫々周波数f3の下側のチャンネル｛以下、Ｃ
（f3）と標記する｝および周波数f4の上側のチャンネル
Ｃ（f4）に妨害を与える。
2f3−f4＝f3−Δｆ＝f2 （１） 2f4−f3＝f4＋Δｆ＝f5 （２） 従って、本方式ではこのような使用帯域内のスプリアス
の発生を低レベルに抑制しなければならないことから当
該広帯域低歪増幅器４の信号出力レベルを所定のレベル
以上には高くすることが出来ない。そのため、当該広帯
域低歪増幅器４の電力効率が悪化し、実際上、この方式
によって大出力の広帯域低歪増幅器４を実現することは
極めて困難なものとなっている。
の発生を低レベルに抑制しなければならないことから当
該広帯域低歪増幅器４の信号出力レベルを所定のレベル
以上には高くすることが出来ない。そのため、当該広帯
域低歪増幅器４の電力効率が悪化し、実際上、この方式
によって大出力の広帯域低歪増幅器４を実現することは
極めて困難なものとなっている。
第３の方式は、第３図に示すように、前記の第２の方式
を採用する際、増幅時に発生する歪成分を前置歪補償器
10で予め補償する、所謂、フィードフォワード制御方式
である。この方式の問題点は第１に増幅すべき信号の出
力レベル、信号数、周波数配列が変化すると歪成分も変
化するために前置歪補償器10の歪補償量をその度毎に再
調整しなければならない煩雑さがあることにある。第２
に当該前置歪補償器10のダイナミックレンジを大きく設
計することが困難であるため、広帯域低歪増幅器４の出
力信号レベル並びに入力信号数が大幅に変化する用途に
使用する多周波同時増幅器としては安定した状態で使用
することが出来ないことにある。すなわち、信号周波数
が２倍になる毎に前置歪補償器10のダイナミックレンジ
を6dB広くする必要があることから当該前置歪補償器10
を使用する多周波同時増幅器は出力信号レベル、入力信
号数の変化に対応出来る可能性が極めて小さくなる難点
が存在している。
を採用する際、増幅時に発生する歪成分を前置歪補償器
10で予め補償する、所謂、フィードフォワード制御方式
である。この方式の問題点は第１に増幅すべき信号の出
力レベル、信号数、周波数配列が変化すると歪成分も変
化するために前置歪補償器10の歪補償量をその度毎に再
調整しなければならない煩雑さがあることにある。第２
に当該前置歪補償器10のダイナミックレンジを大きく設
計することが困難であるため、広帯域低歪増幅器４の出
力信号レベル並びに入力信号数が大幅に変化する用途に
使用する多周波同時増幅器としては安定した状態で使用
することが出来ないことにある。すなわち、信号周波数
が２倍になる毎に前置歪補償器10のダイナミックレンジ
を6dB広くする必要があることから当該前置歪補償器10
を使用する多周波同時増幅器は出力信号レベル、入力信
号数の変化に対応出来る可能性が極めて小さくなる難点
が存在している。
［発明の目的］ 本発明は前記の技術的課題を解決するためになされたも
のであって、多数の無線周波の信号を多周波同時増幅器
により同時に増幅する時に発生する非直線歪成分を検出
し、当該歪成分を補償する成分を広帯域低歪増幅器の入
力側にフィードバック信号として供給することにより非
直線歪を自動補償し、これにより広帯域且つ低歪であ
り、さらに電力効率がよく、しかも使用状態に対応して
可能性の高い多周波同時増幅器を提供することを目的と
する。
のであって、多数の無線周波の信号を多周波同時増幅器
により同時に増幅する時に発生する非直線歪成分を検出
し、当該歪成分を補償する成分を広帯域低歪増幅器の入
力側にフィードバック信号として供給することにより非
直線歪を自動補償し、これにより広帯域且つ低歪であ
り、さらに電力効率がよく、しかも使用状態に対応して
可能性の高い多周波同時増幅器を提供することを目的と
する。
［目的を達成するための手段］ 前記の目的を達成するために、本発明は、例えば、第４
図および第５図に示すように、周波数の異なる多数の無
線周波の入力信号を多周波合成器22により合成した後広
帯域低歪増幅器24により増幅する多周波同時増幅器にお
ける歪補償回路において、広帯域低歪増幅器24の出力信
号を分岐する第１の結合器26と、第１結合器26によって
分岐した信号から歪成分を検出する歪検出器28と、多周
波合成器22の出力信号を本線信号と標本信号とに分岐す
る第２の結合器34と、標本信号から歪成分を発生する歪
増幅器38と、歪増幅器38と直列に接続される可変減衰器
40および可変位相器42と、可変位相器42の出力信号と第
２結合器34からの本線信号とを結合して広帯域低歪増幅
器24の入力側に供給する第３の結合器36と、可変減衰器
40と可変位相器42の制御入力端子に接続されるととも
に、歪検出器28に接続される制御部30とを有し、制御部
30は、入力信号の無線周波の複数の周波数データf1，
f2，f3に基づいて、広帯域低歪増幅器24で発生するスプ
リアス成分のうち入力信号の周波数と分離可能なスプリ
アス成分の周波数チャンネルf-1，f0，f4，f5を算出し
た後、歪検出器28で検出する歪成分が算出したスプリア
ス成分の周波数の歪成分となるように歪検出器28を制御
し、歪検出器28で検出した歪成分が最小となるように可
変減衰器40の減衰率と可変位相器42の位相とを制御する
ことを特徴とする。
図および第５図に示すように、周波数の異なる多数の無
線周波の入力信号を多周波合成器22により合成した後広
帯域低歪増幅器24により増幅する多周波同時増幅器にお
ける歪補償回路において、広帯域低歪増幅器24の出力信
号を分岐する第１の結合器26と、第１結合器26によって
分岐した信号から歪成分を検出する歪検出器28と、多周
波合成器22の出力信号を本線信号と標本信号とに分岐す
る第２の結合器34と、標本信号から歪成分を発生する歪
増幅器38と、歪増幅器38と直列に接続される可変減衰器
40および可変位相器42と、可変位相器42の出力信号と第
２結合器34からの本線信号とを結合して広帯域低歪増幅
器24の入力側に供給する第３の結合器36と、可変減衰器
40と可変位相器42の制御入力端子に接続されるととも
に、歪検出器28に接続される制御部30とを有し、制御部
30は、入力信号の無線周波の複数の周波数データf1，
f2，f3に基づいて、広帯域低歪増幅器24で発生するスプ
リアス成分のうち入力信号の周波数と分離可能なスプリ
アス成分の周波数チャンネルf-1，f0，f4，f5を算出し
た後、歪検出器28で検出する歪成分が算出したスプリア
ス成分の周波数の歪成分となるように歪検出器28を制御
し、歪検出器28で検出した歪成分が最小となるように可
変減衰器40の減衰率と可変位相器42の位相とを制御する
ことを特徴とする。
［実施態様］ 次に、本発明に係る自動歪補償回路を内蔵する多周波同
時増幅器について好適な実施態様を挙げ、添付の図面を
参照しながら以下詳細に説明する。
時増幅器について好適な実施態様を挙げ、添付の図面を
参照しながら以下詳細に説明する。
第４図において、参照符号20は本実施態様に係る自動歪
補償回路を内蔵する多周波同時増幅器を示し、当該多周
波同時増幅器20は、基本的に周波数の異なる信号S
1（f1）乃至Sn（fn）を合成する多周波合成器22（以
下、ｎ波合成器という）と、当該ｎ波合成器22の多周波
合成信号Q2を歪補償する歪補償部23と、当該歪補償部23
を通過した多周波合成信号Q4を増幅する広帯域低歪増幅
器24と、当該広帯域低歪増幅器24の多周波合成信号Q6か
ら第１の結合器26を介して標本信号Q8を抽出しその標本
信号Q8から歪信号を検出する歪検出部28と、当該歪検出
部28によって検出された歪レベルデータに応じて前記広
帯域低歪増幅器24に入力する多周波合成信号Q2に対する
歪補償信号の振幅を制御する振幅制御信号SAと位相を制
御する位相制御信号SPを供給する制御部30とから構成さ
れる。
補償回路を内蔵する多周波同時増幅器を示し、当該多周
波同時増幅器20は、基本的に周波数の異なる信号S
1（f1）乃至Sn（fn）を合成する多周波合成器22（以
下、ｎ波合成器という）と、当該ｎ波合成器22の多周波
合成信号Q2を歪補償する歪補償部23と、当該歪補償部23
を通過した多周波合成信号Q4を増幅する広帯域低歪増幅
器24と、当該広帯域低歪増幅器24の多周波合成信号Q6か
ら第１の結合器26を介して標本信号Q8を抽出しその標本
信号Q8から歪信号を検出する歪検出部28と、当該歪検出
部28によって検出された歪レベルデータに応じて前記広
帯域低歪増幅器24に入力する多周波合成信号Q2に対する
歪補償信号の振幅を制御する振幅制御信号SAと位相を制
御する位相制御信号SPを供給する制御部30とから構成さ
れる。
前記ｎ波合成器22の出力信号である多周波合成信号Q2は
歪補償部23を構成する第２の結合器34並びに第３の結合
器36を介して多周波合成信号Q4として広帯域低歪増幅器
24の入力端子に導入される。前記第２結合器34に入力し
た多周波合成信号Q2は本線信号Q3と標本信号Q5とに分岐
され、その中、標本信号Q5は歪増幅器38に入力され、歪
増幅器38の出力信号は可変減衰器40において制御部30の
制御下に振幅制御され、次いで、可変位相器42において
同様に制御部30の制御下に位相制御された後、歪補償信
号Q10として前記第３結合器36の他方の入力端子に導入
される。
歪補償部23を構成する第２の結合器34並びに第３の結合
器36を介して多周波合成信号Q4として広帯域低歪増幅器
24の入力端子に導入される。前記第２結合器34に入力し
た多周波合成信号Q2は本線信号Q3と標本信号Q5とに分岐
され、その中、標本信号Q5は歪増幅器38に入力され、歪
増幅器38の出力信号は可変減衰器40において制御部30の
制御下に振幅制御され、次いで、可変位相器42において
同様に制御部30の制御下に位相制御された後、歪補償信
号Q10として前記第３結合器36の他方の入力端子に導入
される。
広帯域低歪増幅器24の出力信号である多周波合成信号Q6
は第１結合器26を介して出力端子44に多周波合成信号Q
12として導入されると共に、前記したように、その一部
の信号は多周波合成信号Q6の標本信号Q8として歪検出部
28を構成する周波数混合器46の一方の入力端子に導入さ
れる。この場合、周波数混合器46の他方の入力端子には
制御部30からの周波数制御信号SFによってその発振周波
数が可変される局部発振器48の出力信号が導入される。
は第１結合器26を介して出力端子44に多周波合成信号Q
12として導入されると共に、前記したように、その一部
の信号は多周波合成信号Q6の標本信号Q8として歪検出部
28を構成する周波数混合器46の一方の入力端子に導入さ
れる。この場合、周波数混合器46の他方の入力端子には
制御部30からの周波数制御信号SFによってその発振周波
数が可変される局部発振器48の出力信号が導入される。
周波数混合器46によって検出された特定周波数の信号は
その振幅がレベル測定器50によって測定されレベル測定
器50からの歪レベルデータSDは制御部30に導入される。
制御部30は周波数データ入力端子52より入力される周波
数データSFDから前記局部発振器48の出力信号周波数を
制御する周波数制御信号SFを出力し、前記歪レベルデー
タSDと前記周波数データSFDから振幅制御信号SA並びに
位相制御信号SPを前記歪補償部23を構成する可変減衰器
40並びに可変位相器42に夫々導入する。
その振幅がレベル測定器50によって測定されレベル測定
器50からの歪レベルデータSDは制御部30に導入される。
制御部30は周波数データ入力端子52より入力される周波
数データSFDから前記局部発振器48の出力信号周波数を
制御する周波数制御信号SFを出力し、前記歪レベルデー
タSDと前記周波数データSFDから振幅制御信号SA並びに
位相制御信号SPを前記歪補償部23を構成する可変減衰器
40並びに可変位相器42に夫々導入する。
本実施態様に係る多周波同時増幅器は基本的には以上の
ように構成されるものであり、次にその作用並びに効果
について説明する。
ように構成されるものであり、次にその作用並びに効果
について説明する。
そこで、先ず、当該多周波同時増幅器20に、第５図ａの
スペクトル線図に示すように、周波数幅Δｆの周波数
f1、f2、f3である多周波の信号S1（f1）、S2（f2）、S3
（f3）の３波がｎ波合成器22に入力する。初期状態にお
いては制御部30からの振幅制御信号SA、位相制御信号SP
が共に０レベルであるので多周波合成信号Q2はそのまま
のスペクトル値で多周波合成信号Q4として広帯域低歪増
幅器24に入力される。
スペクトル線図に示すように、周波数幅Δｆの周波数
f1、f2、f3である多周波の信号S1（f1）、S2（f2）、S3
（f3）の３波がｎ波合成器22に入力する。初期状態にお
いては制御部30からの振幅制御信号SA、位相制御信号SP
が共に０レベルであるので多周波合成信号Q2はそのまま
のスペクトル値で多周波合成信号Q4として広帯域低歪増
幅器24に入力される。
その結果、当該広帯域低歪増幅器24の入出力特性の非直
線性に起因する三次歪が発生し広帯域低歪増幅器24の多
周波合成信号Q4の周波数成分は第５図ｂに示されるスプ
リアス成分を含む成分となる。この歪成分を含む広帯域
低歪増幅器24の多周波合成信号Q6は第１結合器26で本線
54から分岐され、標本信号Q8として歪検出部28の中、周
波数混合器46の一方の入力端子に導入される。
線性に起因する三次歪が発生し広帯域低歪増幅器24の多
周波合成信号Q4の周波数成分は第５図ｂに示されるスプ
リアス成分を含む成分となる。この歪成分を含む広帯域
低歪増幅器24の多周波合成信号Q6は第１結合器26で本線
54から分岐され、標本信号Q8として歪検出部28の中、周
波数混合器46の一方の入力端子に導入される。
第５図ｂに示すスプリアス成分の周波数成分は入力信号
S1（f1）、S2（f2）およびS3（f3）の周波数が第３式お
よび第４式に示す関係にあるとすると、次の第５式並び
に第13式に示すように分類される。
S1（f1）、S2（f2）およびS3（f3）の周波数が第３式お
よび第４式に示す関係にあるとすると、次の第５式並び
に第13式に示すように分類される。
f2＝f1＋Δｆ …（３） f3＝f1＋２Δｆ …（４） 2f1−f2＝f1−Δｆ …（５） 2f1−f3＝f1−２Δｆ …（６） 2f2−f1＝f3 …（７） 2f2−f3＝f1 …（８） 2f3−f1＝f3＋２Δｆ …（９） 2f3−f2＝f3＋Δｆ …（10） f1＋f2−f3＝f1−Δｆ …（11） f3＋f1−f2＝f2 …（12） f2＋f3−f1＝f3＋Δｆ …（13） このように分類されるスプリアス成分の中、第７式、第
８式および第12式に示されるスプリアス成分は現在使用
中のチャンネル周波数f1、f2、f3に相当し信号に悪影響
を与え、その他のスプリアス成分は使用チャンネルＣ
（f1）、Ｃ（f2）およびＣ（f3）近傍のチャンネルの周
波数に相当し、空きチャンネルに妨害信号として混入す
る。
８式および第12式に示されるスプリアス成分は現在使用
中のチャンネル周波数f1、f2、f3に相当し信号に悪影響
を与え、その他のスプリアス成分は使用チャンネルＣ
（f1）、Ｃ（f2）およびＣ（f3）近傍のチャンネルの周
波数に相当し、空きチャンネルに妨害信号として混入す
る。
広帯域低歪増幅器24の出力信号である多周波合成信号Q6
を第１結合器26で分岐し歪検出部28で歪（スプリアス）
のレベル測定する場合、前記第７式、第８式および第12
式に示すスプリアス成分は信号周波数f1乃至f3と重畳す
るため検出困難であるが、第１、５、６、９、10、11お
よび13式に示すスプリアス成分は入力される信号S1、
S2、S3と周波数が異なるため容易に検出出来る。
を第１結合器26で分岐し歪検出部28で歪（スプリアス）
のレベル測定する場合、前記第７式、第８式および第12
式に示すスプリアス成分は信号周波数f1乃至f3と重畳す
るため検出困難であるが、第１、５、６、９、10、11お
よび13式に示すスプリアス成分は入力される信号S1、
S2、S3と周波数が異なるため容易に検出出来る。
すなわち、制御部30は周波数データ入力端子52から現在
ｎ波合成器22に入力されている信号S1（f1）、S
2（f2）、S3（f3）に対応する周波数f1、f2、f3を表す
周波数データSFDを受け、測定可能なスプリアスの周波
数チャンネルＣ（f-1）、Ｃ（f0）、Ｃ（f4）、Ｃ
（f5）を算出して局部発振器48の周波数を制御すること
により周波数チャンネルＣ（f-1）、Ｃ（f0）、Ｃ
（f4）、Ｃ（f5）のスプリアスのレベルを測定すると共
にその歪レベルデータSDを制御部30に取り込む。制御部
30は歪増幅器38で発生する歪成分の振幅および位相を第
５図ｃに示すように制御し、第３結合器36の一方の入力
端子に印加する。この場合、第３結合器36の他方の入力
端子には前記第２結合器34からの本線信号Q3が導入され
ている。
ｎ波合成器22に入力されている信号S1（f1）、S
2（f2）、S3（f3）に対応する周波数f1、f2、f3を表す
周波数データSFDを受け、測定可能なスプリアスの周波
数チャンネルＣ（f-1）、Ｃ（f0）、Ｃ（f4）、Ｃ
（f5）を算出して局部発振器48の周波数を制御すること
により周波数チャンネルＣ（f-1）、Ｃ（f0）、Ｃ
（f4）、Ｃ（f5）のスプリアスのレベルを測定すると共
にその歪レベルデータSDを制御部30に取り込む。制御部
30は歪増幅器38で発生する歪成分の振幅および位相を第
５図ｃに示すように制御し、第３結合器36の一方の入力
端子に印加する。この場合、第３結合器36の他方の入力
端子には前記第２結合器34からの本線信号Q3が導入され
ている。
従って、広帯域低歪増幅器24に印加される歪成分を含む
多周波合成信号Q4は第５図ｄに示すように信号成分SXと
歪補償成分SYが合成された信号となり、広帯域低歪増幅
器24を通過した多周波合成信号Q6は、第５図ｅに示すよ
うに、新たに歪補償成分SYが加算された信号として表さ
れる。そこで、歪検出部28において前記歪レベルデータ
SDが最小になるように前記周波数チャンネルＣ（f-1）
乃至Ｃ（f5）に対応して振幅制御並びに位相制御を行う
ことにより、第５図ｆに示すように、出力多周波合成信
号Q12の歪を除去することが可能である。
多周波合成信号Q4は第５図ｄに示すように信号成分SXと
歪補償成分SYが合成された信号となり、広帯域低歪増幅
器24を通過した多周波合成信号Q6は、第５図ｅに示すよ
うに、新たに歪補償成分SYが加算された信号として表さ
れる。そこで、歪検出部28において前記歪レベルデータ
SDが最小になるように前記周波数チャンネルＣ（f-1）
乃至Ｃ（f5）に対応して振幅制御並びに位相制御を行う
ことにより、第５図ｆに示すように、出力多周波合成信
号Q12の歪を除去することが可能である。
このように、本発明に係る歪補償回路を内蔵する多周波
同時増幅器20は入力する信号の数や周波数配列が変化し
た場合においても制御部30の制御下に歪検出部28によっ
て検出可能なスプリアス成分を検出し歪検出部28で検出
される歪の量が最小となるように高速にフィードバック
制御している。従って、当該多周波同時増幅器20を用い
ることにより増幅可能な信号数や周波数配列を自由に変
更して使用することが出来る。
同時増幅器20は入力する信号の数や周波数配列が変化し
た場合においても制御部30の制御下に歪検出部28によっ
て検出可能なスプリアス成分を検出し歪検出部28で検出
される歪の量が最小となるように高速にフィードバック
制御している。従って、当該多周波同時増幅器20を用い
ることにより増幅可能な信号数や周波数配列を自由に変
更して使用することが出来る。
さらに、本発明に係る自動歪補償回路を採用することに
より、増幅器本体の小型化、低消費電力化、低コスト化
が可能である。以下にその理由を述べる。
より、増幅器本体の小型化、低消費電力化、低コスト化
が可能である。以下にその理由を述べる。
一般に、Ａ級動作の増幅器において、増幅器の信号出力
レベルと増幅器出力の三次歪成分のスプリアスレベルの
関係は、信号出力レベルが1dB増加する毎にスプリアス
レベルが3dB増加する性質がある。例えば、多周波同時
増幅器において、信号S1（f1）、S2（f2）の出力レベル
が夫々＋30dBm（1W）の時、これに対応する出力の歪成
分のレベルが−30dBm、すなわち、信号S1（f1）、S2（f
2）の出力レベルに対して−60dBであったとすると、こ
の増幅器の信号S1（f1）、S2（f2）の出力レベルを夫々
10dB増加させ＋40dBm（10W）とした場合、これに対応す
る出力の歪成分のレベルは0dBm、すなわち、入力信号S1
（f1）、S2（f2）の出力レベルに対し−40dBになり、結
局、出力信号レベルが10dB増加することにより信号対ス
プリアス比が20dB劣化することになる。また、出力の信
号数が２倍に増加すると、出力ピーク電力が6dB増加し
信号対スプリアス比が12dB劣化することになる。
レベルと増幅器出力の三次歪成分のスプリアスレベルの
関係は、信号出力レベルが1dB増加する毎にスプリアス
レベルが3dB増加する性質がある。例えば、多周波同時
増幅器において、信号S1（f1）、S2（f2）の出力レベル
が夫々＋30dBm（1W）の時、これに対応する出力の歪成
分のレベルが−30dBm、すなわち、信号S1（f1）、S2（f
2）の出力レベルに対して−60dBであったとすると、こ
の増幅器の信号S1（f1）、S2（f2）の出力レベルを夫々
10dB増加させ＋40dBm（10W）とした場合、これに対応す
る出力の歪成分のレベルは0dBm、すなわち、入力信号S1
（f1）、S2（f2）の出力レベルに対し−40dBになり、結
局、出力信号レベルが10dB増加することにより信号対ス
プリアス比が20dB劣化することになる。また、出力の信
号数が２倍に増加すると、出力ピーク電力が6dB増加し
信号対スプリアス比が12dB劣化することになる。
ところで、通常、増幅器の歪特性を改善するには、前記
したように、増幅素子を大型化する手段が採用されるが
増幅素子の大型化により、消費電力も増加する。例え
ば、出力信号対スプリアス比を−60dB以下にしようとす
る時、歪補償を実施しない場合にはその増幅器の許容出
力レベルは1Wになる。
したように、増幅素子を大型化する手段が採用されるが
増幅素子の大型化により、消費電力も増加する。例え
ば、出力信号対スプリアス比を−60dB以下にしようとす
る時、歪補償を実施しない場合にはその増幅器の許容出
力レベルは1Wになる。
これに対して本発明に係る自動歪補償回路を採用した多
周波同時増幅器により出力信号対スプリアス比を−40dB
から−60dBに改善出来、許容出力レベルを10倍の10Wに
拡大することが出来る。若し、本発明に係る多周波同時
増幅器を許容出力レベル1W以内で使用する用途に用いる
場合には、前記したように、20dBの歪補償効果により取
り扱うことの可能な信号数を補償前の約３倍に増加する
ことが出来る。
周波同時増幅器により出力信号対スプリアス比を−40dB
から−60dBに改善出来、許容出力レベルを10倍の10Wに
拡大することが出来る。若し、本発明に係る多周波同時
増幅器を許容出力レベル1W以内で使用する用途に用いる
場合には、前記したように、20dBの歪補償効果により取
り扱うことの可能な信号数を補償前の約３倍に増加する
ことが出来る。
つまり、本発明に係る自動歪補償を実施することによ
り、小型の増幅素子で従来以上の許容出力レベルの増幅
器を実現出来、増幅器の小型化、低消費電力化、および
周波数の有効利用を併せて図ることが可能となる。
り、小型の増幅素子で従来以上の許容出力レベルの増幅
器を実現出来、増幅器の小型化、低消費電力化、および
周波数の有効利用を併せて図ることが可能となる。
なお、本実施態様においてはｎ波合成器22に入力する無
線周波の信号を３周波の信号として説明したが、３周波
を超える入力信号に対しても同様に実施出来ることは勿
論である。
線周波の信号を３周波の信号として説明したが、３周波
を超える入力信号に対しても同様に実施出来ることは勿
論である。
［発明の効果］ 以上のように、本発明によれば、多周波の信号の同時増
幅を行う多周波同時増幅器において同時増幅時に発生す
る非直線性歪の量を周波数毎に検出し振幅補償並びに位
相補償を実施している。このため、多周波の信号を同時
に増幅する際に発生する非直線歪成分を可及的に低減す
ることが出来る。従って、従来技術に係る多周波同時増
幅器と同一の歪成分を許容する時、当該多周波同時増幅
器の小型化、簡素化、周波数の有効利用等を同時に実現
し得る効果を奏する。
幅を行う多周波同時増幅器において同時増幅時に発生す
る非直線性歪の量を周波数毎に検出し振幅補償並びに位
相補償を実施している。このため、多周波の信号を同時
に増幅する際に発生する非直線歪成分を可及的に低減す
ることが出来る。従って、従来技術に係る多周波同時増
幅器と同一の歪成分を許容する時、当該多周波同時増幅
器の小型化、簡素化、周波数の有効利用等を同時に実現
し得る効果を奏する。
以上、本発明について好適な実施態様を挙げて説明した
が、本発明はこの実施態様に限定されるものではなく、
本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の改良並び
に設計の変更が可能なことは勿論である。
が、本発明はこの実施態様に限定されるものではなく、
本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の改良並び
に設計の変更が可能なことは勿論である。
第１図は従来技術に係る多周波同時増幅器の構成ブロッ
ク図、 第２図は他の従来技術に係る多周波同時増幅器とその作
用の説明図、 第３図はさらに他の従来技術に係る多周波同時増幅器の
構成ブロック図、 第４図は本発明に係る歪補償回路を内蔵する多周波同時
増幅器の概略構成ブロック図、 第５図ａ乃至ｆは当該歪補償回路を内蔵する多周波同時
増幅器の作用を説明するための周波数スペクトラム図で
ある。 20…多周波同時増幅器、22…ｎ波合成器 24…広帯域低歪増幅器、28…歪検出部 30…制御部 Q2、Q4、Q6…多周波合成信号 Q3…本線信号、Q5、Q8…標本信号 SA…振幅制御信号、SD…歪レベルデータ SF…周波数制御信号、SFD…周波数データ SP…位相制御信号
ク図、 第２図は他の従来技術に係る多周波同時増幅器とその作
用の説明図、 第３図はさらに他の従来技術に係る多周波同時増幅器の
構成ブロック図、 第４図は本発明に係る歪補償回路を内蔵する多周波同時
増幅器の概略構成ブロック図、 第５図ａ乃至ｆは当該歪補償回路を内蔵する多周波同時
増幅器の作用を説明するための周波数スペクトラム図で
ある。 20…多周波同時増幅器、22…ｎ波合成器 24…広帯域低歪増幅器、28…歪検出部 30…制御部 Q2、Q4、Q6…多周波合成信号 Q3…本線信号、Q5、Q8…標本信号 SA…振幅制御信号、SD…歪レベルデータ SF…周波数制御信号、SFD…周波数データ SP…位相制御信号
Claims (1)
- 【請求項１】周波数の異なる多数の無線周波の入力信号
を多周波合成器により合成した後広帯域低歪増幅器によ
り増幅する多周波同時増幅器における歪補償回路におい
て、 前記広帯域低歪増幅器の出力信号を分岐する第１の結合
器と、 前記第１結合器によって分岐した信号から歪成分を検出
する歪検出器と、 前記多周波合成器の出力信号を本線信号と標本信号とに
分岐する第２の結合器と、 前記標本信号から歪成分を発生する歪増幅器と、 当該歪増幅器と直列に接続される可変減衰器および可変
位相器と、 当該可変位相器の出力信号と前記第２結合器からの本線
信号とを結合して前記広帯域低歪増幅器の入力側に供給
する第３の結合器と、 前記可変減衰器と可変位相器の制御入力端子に接続され
るとともに、前記歪検出器に接続される制御部とを有
し、 前記制御部は、前記入力信号の無線周波の複数の周波数
データに基づいて、前記広帯域低歪増幅器で発生するス
プリアス成分のうち前記入力信号の周波数と分離可能な
スプリアス成分の周波数チャンネルを算出した後、前記
歪検出器で検出する歪成分が前記算出したスプリアス成
分の周波数の歪成分となるように前記歪検出器を制御
し、前記歪検出器で検出した歪成分が最小となるように
前記可変減衰器の減衰率と前記可変位相器の位相とを制
御することを特徴とする多周波同時増幅器における歪補
償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63133160A JPH07101819B2 (ja) | 1988-05-31 | 1988-05-31 | 多周波同時増幅器における歪補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63133160A JPH07101819B2 (ja) | 1988-05-31 | 1988-05-31 | 多周波同時増幅器における歪補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01302901A JPH01302901A (ja) | 1989-12-06 |
| JPH07101819B2 true JPH07101819B2 (ja) | 1995-11-01 |
Family
ID=15098094
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63133160A Expired - Fee Related JPH07101819B2 (ja) | 1988-05-31 | 1988-05-31 | 多周波同時増幅器における歪補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07101819B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5394120A (en) * | 1993-04-13 | 1995-02-28 | Japan Radio Co., Ltd. | Device for testing an amplifier |
| JP4744376B2 (ja) * | 2006-06-30 | 2011-08-10 | 富士通株式会社 | キャリア状態判別装置、及び送信装置 |
| WO2011093514A1 (ja) * | 2010-01-29 | 2011-08-04 | 日本電気株式会社 | 無線通信システム、送信機およびマルチキャリア通信方法 |
| JP2020096253A (ja) | 2018-12-11 | 2020-06-18 | 住友電気工業株式会社 | 多段増幅器 |
| CN117200719B (zh) * | 2023-11-07 | 2024-02-02 | 成都四威功率电子科技有限公司 | 一种宽带大功率多频放大***及工作方法 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6113649A (ja) * | 1984-06-28 | 1986-01-21 | Nec Corp | 混成集積回路 |
| JPS6155283A (ja) * | 1984-08-21 | 1986-03-19 | 北陽製紙株式会社 | 亜硫酸ソ−ダ消解廃液の再生方法 |
-
1988
- 1988-05-31 JP JP63133160A patent/JPH07101819B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01302901A (ja) | 1989-12-06 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |